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Die Erfindung bezieht sich auf Wandlerschaltungen (Fig. 1, Fig. 2.a -2. c) zur Umformung von Wechsel-, Gleich- oder Mischspannungen in Wechsel-, Gleich- oder Mischspannungen mit Hilfe von zwei Paaren komplementär angesteuerter strombidirektionaler Schalter (Antiparallelschaltung eines aktiven Halbleiterschalters wie Bipolartransistor, MOSFET, IGBT, GTO, MCT, SIT mit einem passiven Schalter (Diode)).
Die Eingangsspannung kann ein einphasiges Wechselspannungsnetz, das sogar einen kon- stanten oder zeitlich veränderlichen Gleichspannungsoffset hat oder irgend eine konstante oder veränderliche Spannung beliebiger Polarität sein. Diese kann in eine beliebige Ausgangsspannung umgeformt werden.
Besonders vorteilhaft bei den hier besprochenen Schaltungen ist die Tatsache, dass aus einer Eingangswechselspannung Ausgangsspannungen unterschiedlicher Polarität erzeugt und durch entsprechende Ansteuerung Wechselspannungen beliebiger Form erzeugt werden können, der auch wenn erforderlich ein Gleichspannungsoffset überlagert sein kann. Von praktischer Bedeu- tung sind dabei besonders Sinusspannungen und Trapezspannungen mit vorgebbarer Frequenz zur Ansteuerung von Wechselstrommaschinen. Eine weitere Anwendung kann in der Realisierung von Wechselstromstellern liegen; das sind Schaltungen, die eine Veränderung des Effektivwerts bzw. der Amplitude eines Wechselsignals gestatten.
In WO 94/11799 A1 (MOTOROLA) wird ein Schaltnetzteil in Kombination mit einem Verstärker dargestellt. Die recht aufwendige Schaltung des Konverters ist nur ein Tiefsetzsteller, bei der die Induktivität nicht, wie beim klassischen Tiefsetzsteller, mit der Differenz von Eingangsspannung und Ausgangsspannung aufmagnetisiert wird, sondern nur durch die Eingangsspannung alleine.
Dies führt, wenn mit relativ kleinen Spannungen gearbeitet wird, wie bei tragbaren batterieversorg- ten Geräten, zu einer rascheren Aufmagnetisierung der Speicherinduktivität, erhöht aber auch den Rippel der Ausgangsspannung und erfordert einen grösseren Ausgangskondensator. Die Schaltung verwendet als Eingangsspannung eine Gleichspannung und liefert am Ausgang eine kleinere Spannung der gleichen Polarität. Bei der gegenständlichen Erfindung handelt es sich jedoch um eine Schaltung, die aus einer Eingangsspannung beliebiger Polarität eine Ausgangsspannung beliebiger Polarität unterschiedlicher Grösse erzeugen kann und so z. B. eine Sinusspannung in eine andere Sinusspannung unterschiedlicher Frequenz umformt.
Im Falle idealer Bauelemente lässt sich der Zusammenhang zwischen Ausgangs- und Ein- gangsspannung bei einer Schaltfrequenz, die gross im Verhältnis zur Frequenz der vorhandenen (Eingangsspannung) bzw. zur Frequenz der gewünschten (Ausgangsspannung) ist, im einge- schwungenen Zustand mit d1 als Tastverhältnis des Ansteuersignals für einen strombidirektionalen Schalter (S11, D11) des eingangsseitigen Schalterpaares (S11, S21) - der zweite strombidirektio- nale Schalter (S21, D21) wird mit dem invertierten Puls angesteuert und d2 als Tastverhältnis des Ansteuersignals eines der bidirektionalen Schalter (S12, D12) - des näher zur Ausgangsspannung liegenden Schalterpaares (S12, S22) - der zweite strombidirektionale Schalter (S22, D22) wird mit dem invertierten Puls angesteuert - gemäss
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darstellen, je nachdem,
welcher der zwei aktiven Schalter als Haupt- und welcher als komplemen- tärer Schalter aufgefasst wird. Entsprechend der gewünschten Ausgangsspannung lässt sich damit ein Steuergesetz für das dann erforderliche Tastverhältnis d2 berechnen. Weiters lässt sich über das Tastverhältnis d1 der Strom, den die Schaltung aufnimmt, steuern. Dazu ist es sinnvoll, die
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Spannung an einem Kondensator zu messen und in die Regelung des Eingangsstroms einzube- ziehen. Je mehr man parasitäre Effekte in die Steuerung einbezieht, um so besser wird die Aus- gangsspannung die gewünschte Form und Grösse erreichen. Bedingt durch die Verluste der realen Bauelemente der Schaltung kommt es zu einer unerwünschten Verzerrung der Ausgangsspan- nung, die aber durch eine überlagerte Regelung, die nur den Fehler der Steuerung kompensieren muss, beseitigt werden kann.
Als sehr vorteilhaft erweist sich, dass durch die komplementäre An- steuerung der beiden strombidirektionalen Schalterpaare die Schaltung immer im kontinuierlichen Betrieb bleibt, das heisst, dass die Spulen (bis auf den Nulldurchgang) immer stromdurchflossen sind und sich daher die Systemordnung aus regelungstechnischer Sicht nicht ändert. Die gegen- ständlichen Schaltungen sind immer als Systeme 8. Ordnung beschreibbar. Diese fixe Ordnungs- zahl erleichtert den Reglerentwurf, da keine Strukturumschaltungen erforderlich sind. Das System ist ein Mehrgrössensystem, es bestehen aber auch zwei Eingriffsmöglichkeiten und durch ein geschickt gewähltes verkoppeltes Regelsystem lassen sich Eingangsstrom und Ausgangsspan- nung ziemlich getrennt regeln. Man kann das System auch als eine verkoppelte Struktur aus Systemen vierter Ordnung auffassen.
Sinnvoll sind gekoppelte Zustandsregler oder verkoppelte Mehrgrössenregler. Zur Verbesserung der Dynamik ist auf jeden Fall eine Kombination aus Steue- rung und Regelung zu empfehlen.
Die erforderlichen Tastverhältnis (Summe aus Steuergesetz und überlagertem Regler) werden sinnvoll digital berechnet und als pulsbreitenmoduliertes Signal an die Ansteuerschaltungen der aktiven Schalter übergeben. (Die Ansteuerung von aktiven Halbleiterschaltern ist Stand der Tech- nik und wird daher hier nicht behandelt.)
Bei allen Schaltungsvarianten wird die Schaltfrequenz dem Anwendungszweck entsprechend gewählt, wobei eine höhere Frequenz in Hinblick auf die Dimensionierung der Drosseln und Kon- densatoren zweckmässig ist. Es ist auch anzumerken, dass je geringer der Unterschied zwischen den Augenblicksleistungen am Ein- und Ausgang ist, d. h. wenn nur geringe Energie zwischenge- speichert werden muss, desto kleiner die Kondensatoren gehalten werden können. Dies trifft in besonderem Masse für die Anwendung als Wechselstromsteller zu.
Umgekehrt muss jedoch, wenn die Eingangswechselspannung durch null geht und gleichzeitig eine hohe Ausgangsleistung erfor- derlich ist, diese Energie aus der in den Kondensatoren und Spulen in Form von elektrischer und magnetischer Energie zwischengespeicherten Energie gedeckt werden. Dies führt bei einem AC/AC Frequenzumformer zu entsprechend grossen Kapazitäten. Hier wird man entsprechend den Kondensator C2 als Elektrolytkondensator ausführen. Dies ist möglich, da an diesem nur eine Gleichspannung anliegt.
Es ist noch anzuführen, dass der strombidirektionale Schalter durch Entlastungsnetzwerke oder mit Hilfe von Quasiresonanzstrukturen und ähnlichen soft-switching Strukturen zur Verringerung der Schaltverluste erweitert werden kann. Einen Überblick mit reicher Literaturangabe findet man dazu im Artikel nSoft-Switching Techniques in PWM Converters, G. Hua & F.C.Lee, IEEE Trans- actions on Industrial Electronics, Vol 42, Dez. 1995,595-603.
Die neuen Wandlerschaltungen zur Umformung von Spannungen (bipolare Spannung) (U1) in Wechsel-, Gleich- oder Mischspannungen (bipolare Spannungen) (U mit Hilfe von zwei jeweils komplementär angesteuerten strombidirektionalen Schalterpaaren (Antiparallelschaltung eines aktiven Halbleiterschalters (S11, S21, S12, S22) mit einem passiven Schalter (Diode) (D11.
D21, D21, D22)), sowie vier Kondensatoren (C1, C2, C3, C4) und vier Induktivitäten (L1, L2, L3, L4) ist dadurch gekennzeichnet, dass ein Anschluss der Induktivität L1 mit einem Eingangsanschluss der Schaltung (1, 2,) verbunden ist und der andere Anschluss in Serie mit einem Kondensator C1 geschaltet ist, der weiter in Serie mit der Induktivität L2 geschaltet ist, deren zweiter Anschluss mit einem Anschluss des Kondensators C2 und gleichzeitig mit einem Anschluss der Spule L3 verbun- den ist, deren anderer Anschluss mit dem Kondensator C3 verbunden ist, dessen zweiter Anschluss an einen Anschluss der Induktivität L4 geschaltet ist, deren zweiter Anschluss mit einem Ausgangs- anschluss (Anschlussklemme) der Schaltung (3,4) verbunden ist, und dass ein bidirektionaler Schal- ter (S11, D11oder S21, D21) immer den Kondensator C1 in Serie mit einer Induktivität (L1 oder L2)
überbrückt und der jeweils andere bidirektionale Schalter (S21, D21 oder S11, D11) immer von dem Knoten, wo der Kondensator C1 mit einer Induktivität (L1 oder L2) zusammengeschaltet ist, der nicht an den anderen bidirektionaler Schalter (S11, D11oder S21, D21) angeschlossen ist, zu einer Anschlussklemme der Schaltung (1,2, 3, 4) geführt wird und der Kondensator C2 immer auf
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der einen Seite mit dem Bezugspotential der Schaltung (Anschluss 2 und 4) und an der anderen Seite mit dem Verbindungspunkt der Induktivitäten L2 und L3 verbunden ist und dass ein weiterer bidirektionaler Schalter (S12, D12 oder S22, D22) immer den Kondensator C3 in Serie mit einer Induktivität (L3 oder L4) überbrückt und der jeweils andere bidirektionale Schalter (S22, D22 oder S12, D12) immer von dem Knoten, wo der Kondensator C3 mit einer Induktivität (L3 oder L4)
zusammengeschaltet ist, der nicht an den anderen bidirektionaler Schalter (S12, D12 oder S22, D22) angeschlossen ist, zu einer Anschlussklemme der Schaltung (3, 4) geführt wird und der Kon- densator C4 immer parallel zu den Ausgangsklemmen liegt (zwischen 3 und 4), wobei für die Betriebsrichtung gilt, dass zwischen den Klemmen 1 und 2 die Eingangsspannung liegt, an den Klemmen 3 und 4 die gewandelte Spannung entnommen werden kann, wobei dies durch die Bidirektionalität der Schaltung unerheblich ist. Die Unterscheidung in Ein- und Ausgang wurde nur der einfacheren Beschreibung wegen gewählt.
Der steuerbare Teil der bidirektionalen Schalter (S11, S21) und (S12, S22) wird dabei jeweils komplementär angesteuert, die beiden Schalterpaare haben dabei entsprechend der gewünschten Spannungsumformung unterschiedliches Tastverhältnis. Ebenso ist unterschiedliche Schaltfre- quenz der Schalterpaare möglich, aus Gründen der Einfachheit und besseren Entstörung wird man diese aber zumindest synchronisieren oder vom gleichen Takt herleiten. Ein Phasenversatz kann aber aus Entstörgründen sinnvoll sein.
Betrachtet man die so entstehenden Schaltungsstrukturen, so erkennt man die Bedeutung des Kondensators C2 als Energiezwischenspeicher. An ihm liegt eine Gleichspannung. Vertauscht man nun die Strukturen, die von L1, C1, L2, S11, D11C21 und D21 und von L3, C3, L4, S12, D12, C22 und D22 gebildet werden, so müssen an den Anschlüssen der Schaltung jetzt zwangsweise unipo- lare Spannungen auftreten, am Kondensator kann durch entsprechende Ansteuerung eine Wech- selspannung erzeugt werden. (Dargestellt ist dieser Vorgang in Fig. 4 a, b für die Schaltung gemäss Fig. 1.) Es entsteht ein System, wo am Eingang, zwischen (1) und (2) bzw. am Ausgang, zwischen (3) und (4) nur eine unipolare Schaltung angelegt bzw. entnommen werden kann, am Kondensator C2 aber durch eine entsprechende Ansteuerung eine Wechselspannung entsteht (Fig. 4).
Dadurch kann an dieser Stelle ein Transformator eingebaut werden und so eine Potentialtrennung erzielt werden. Parallel zum Kondensator wird der Transformator gelegt. Man muss bei dieser Methode aber berücksichtigen, dass der Trafo auf die Frequenz der dort realisierten Wechselspannung ausgelegt werden muss. (Fig. 5)
Aber auch bei der AC/AC Wandlung lässt sich leicht ein Transformator einbauen. Dazu wird der Kondensator C2 geteilt und mit jedem Teilkondensator wird eine Wicklung einer gekoppelten Spule geschaltet (eine Möglichkeit zeigt Fig. 3). Es ist damit eine Potentialtrennung möglich. Der Trans- formator kann bei entsprechender Ansteuerung mit einer deutlich höheren Frequenz betrieben werden als die Frequenz der nach aussen wirkenden Signale. Dadurch nimmt Gewicht und Bau- grösse entsprechend ab.
Man kann so einen Transformator mit elektronisch veränderbarem Über- setzungsverhältnis realisieren. Durch das Übersetzungsverhältnis des Trafos kommt noch ein weiterer Freiheitsgrad in das System. Es sei hier noch speziell betont, dass dieser zusätzliche Freiheitsgrad auch mit einem Spartransformator erzielt wird. Durch die beiden Kondensatoren C21 und C22 kommt es zumindest auch zu einer kapazitiven galvanischen Trennung.
Es können mit der allgemeinen Konstruktionsvorschrift 8 funktionierende AC/AC (alle mit der Möglichkeit der Potentialtrennung) und entsprechend auch 8 DC/DC Konverter mit der Möglichkeit der Potentialtrennung geschaffen werden.
Eine besonders interessante Eigenschaft der gegenständlichen Schaltungen ist die Tatsache, dass an den Spulen L1 und L2 und weiters an den Spulen L3 und L4 der gleiche Spannungsverlauf auftritt. Dadurch ist es möglich, beide Spulen auf den gleichen Kern zu wickeln. Man benötigt dann nur zwei magnetische Bauelemente. Weiters kann man im Fall, dass die Spule L4 nicht mit dem Bezugspotential Anschluss (4), sondern mit Anschluss (3) verbunden ist, den Kondensator weglas- sen, man hat dann einen induktiven Ausgang und das System kann als Stromquelle benutzt wer- den.
Die Figuren stellen Ausformungen der gegenständlichen Erfindung dar. Sie sind stellvertretend mit MOS-Transistoren gezeichnet. Alle Konverter, die in den Abbildungen Fig. 1 bis Fig. 2. c darge- stellt sind, bestehen aus je vier Spulen (Induktivitäten) L1, L2, L3 und L4, je vier Kondensatoren (Kapazitäten) C1, C2, C3 und C4, je zwei getrennt angesteuerten Paaren von strombidirektionalen
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Schaltern, bestehend aus einer Diode und einem aktiven Schalter (Paar 1: S11parallel D11und S21 parallel D21, Paar 2: S12 parallel D12 und S22 parallel D22). L1, C1, L2, L3, C3 und L4 sind in Serie geschaltet und dienen der Energiespeicherung, der Kondensator C2 dient als hauptsächli- cher Energiezwischenspeicher, der Kondensator C4 dient zur Filterung der Ausgangsspannung U2 von den Harmonischen der Schaltfrequenz.
Der Schalter S11wird mit konstanter oder veränderli- cher Frequenz mit dem Tastverhältnis entsprechend dem entsprechenden Teil des Steuergesetzes angesteuert. Der Schalter S21 wird mit der gleichen konstanten oder veränderlichen Frequenz wie Schalter S11angesteuert, aber mit dem invertierten Signal entsprechend dem gleichen Teil des Steuergesetzes. Der Schalter S21 wird mit konstanter oder veränderlicher Frequenz mit dem Tastverhältnis entsprechend dem entsprechenden Teil des Steuergesetzes angesteuert. Der Schalter S22 wird mit der gleichen konstanten oder veränderlichen Frequenz wie Schalter S21 angesteuert, aber mit dem invertierten Signal entsprechend dem gleichen Teil des Steuergesetzes.
Bei den Figuren 1 bis 2. c kann die Polarität der bidirektionalen Schalter auch umgekehrt werden.
Es sind nur die 4 Grundstrukturen gezeichnet. Fig. 2. d zeigt den grundsätzlichen Aufbau eines strombidirektionalen Schalters, beispielhaft mit einem MOSFET gezeichnet.
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The invention relates to converter circuits (Fig. 1, Fig. 2.a -2. C) for converting AC, DC or mixed voltages into AC, DC or mixed voltages with the aid of two pairs of complementarily controlled current-directional switches (anti-parallel connection an active semiconductor switch such as bipolar transistor, MOSFET, IGBT, GTO, MCT, SIT with a passive switch (diode)).
The input voltage can be a single-phase AC voltage network, which even has a constant or time-variable DC offset, or any constant or variable voltage of any polarity. This can be converted into any output voltage.
Particularly advantageous in the circuits discussed here is the fact that output voltages of different polarity can be generated from an input AC voltage and AC voltages of any shape can be generated by appropriate control, which can also be superimposed on a DC voltage offset if necessary. Of particular practical importance here are sinusoidal voltages and trapezoidal voltages with a predefinable frequency for controlling AC machines. Another application can be the implementation of AC power controllers; these are circuits that allow a change in the effective value or the amplitude of an alternating signal.
WO 94/11799 A1 (MOTOROLA) shows a switching power supply in combination with an amplifier. The rather complex circuit of the converter is only a step-down converter, in which the inductance is not magnetized with the difference between the input voltage and the output voltage, as in the classic step-down converter, but only by the input voltage alone.
When working with relatively low voltages, such as with portable battery-powered devices, this leads to a faster magnetization of the storage inductance, but also increases the ripple of the output voltage and requires a larger output capacitor. The circuit uses a DC voltage as the input voltage and supplies a smaller voltage of the same polarity at the output. In the present invention, however, it is a circuit that can generate an output voltage of any polarity of different sizes from an input voltage of any polarity and so z. B. transformed a sinusoidal voltage into another sinusoidal voltage of different frequency.
In the case of ideal components, the relationship between output and input voltage at a switching frequency that is large in relation to the frequency of the existing (input voltage) or the frequency of the desired (output voltage) can be settled in the steady state with d1 as the duty cycle of the control signal for a current-directional switch (S11, D11) of the input-side switch pair (S11, S21) - the second current-directional switch (S21, D21) is controlled with the inverted pulse and d2 as the duty cycle of the control signal of one of the bidirectional switches (S12, D12) - of the pair of switches closer to the output voltage (S12, S22) - the second current-directional switch (S22, D22) is controlled with the inverted pulse - according to
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represent whichever
which of the two active switches is the main switch and which is the complementary switch. In accordance with the desired output voltage, a control law can then be calculated for the duty cycle d2 then required. Furthermore, the current that the circuit absorbs can be controlled via the pulse duty factor d1. It makes sense to do that
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Measure the voltage on a capacitor and include it in the control of the input current. The more parasitic effects are included in the control, the better the output voltage will reach the desired shape and size. Due to the losses of the real components of the circuit, there is an undesirable distortion of the output voltage, which can, however, be eliminated by a higher-level regulation, which only has to compensate for the error of the control.
It has proven to be very advantageous that the complementary control of the two current-bidirectional switch pairs means that the circuit always remains in continuous operation, that is to say that the coils (except for the zero crossing) are always supplied with current and therefore the system order does not change from a control point of view , The subject circuits can always be described as 8th order systems. This fixed atomic number makes it easier to design the controller, since no structural changes are required. The system is a multi-size system, but there are also two options for intervention and a cleverly chosen coupled control system allows the input current and output voltage to be controlled quite separately. The system can also be seen as a coupled structure of fourth-order systems.
Coupled state controllers or coupled multivariable controllers are useful. A combination of control and regulation is definitely recommended to improve the dynamics.
The required duty cycle (sum of the control law and the higher-level controller) is sensibly calculated digitally and transferred to the control circuits of the active switches as a pulse-width-modulated signal. (The control of active semiconductor switches is state of the art and is therefore not dealt with here.)
With all circuit variants, the switching frequency is selected according to the application, a higher frequency being expedient with regard to the dimensioning of the chokes and capacitors. It should also be noted that the smaller the difference between the instantaneous inputs and outputs, i.e. H. if only a small amount of energy needs to be stored, the smaller the capacitors can be kept. This is particularly true for use as an AC power controller.
Conversely, however, if the AC input voltage goes through zero and at the same time a high output power is required, this energy must be covered from the energy stored in the capacitors and coils in the form of electrical and magnetic energy. With an AC / AC frequency converter, this leads to correspondingly large capacities. Here you will accordingly run the capacitor C2 as an electrolytic capacitor. This is possible because there is only a DC voltage on it.
It should also be mentioned that the current-directional switch can be expanded by means of relief networks or with the aid of quasi-resonance structures and similar soft-switching structures to reduce switching losses. An overview with rich literature references can be found in the article nSoft-Switching Techniques in PWM Converters, G. Hua & F.C. Lee, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol 42, Dec. 1995, 595-603.
The new converter circuits for converting voltages (bipolar voltage) (U1) into alternating, direct or mixed voltages (bipolar voltages) (U with the help of two complementarily controlled current-directional switch pairs (anti-parallel connection of an active semiconductor switch (S11, S21, S12, S22 ) with a passive switch (diode) (D11.
D21, D21, D22)), as well as four capacitors (C1, C2, C3, C4) and four inductors (L1, L2, L3, L4) is characterized in that a connection of the inductor L1 with an input connection of the circuit (1, 2,) and the other connection is connected in series with a capacitor C1, which is further connected in series with the inductor L2, the second connection of which is connected to a connection of the capacitor C2 and at the same time to a connection of the coil L3 , the other connection of which is connected to the capacitor C3, the second connection of which is connected to a connection of the inductor L4, the second connection of which is connected to an output connection (connecting terminal) of the circuit (3, 4), and that a bidirectional switching ter (S11, D11 or S21, D21) always the capacitor C1 in series with an inductor (L1 or L2)
bridged and the respective other bidirectional switch (S21, D21 or S11, D11) always from the node where the capacitor C1 is connected to an inductor (L1 or L2) that is not connected to the other bidirectional switch (S11, D11 or S21, D21 ) is connected to a connection terminal of the circuit (1, 2, 3, 4) and the capacitor C2 is always open
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one side is connected to the reference potential of the circuit (connection 2 and 4) and on the other side to the connection point of the inductors L2 and L3 and that another bidirectional switch (S12, D12 or S22, D22) always connects the capacitor C3 in series bridged with an inductor (L3 or L4) and the other bidirectional switch (S22, D22 or S12, D12) always from the node where the capacitor C3 with an inductor (L3 or L4)
is connected together, which is not connected to the other bidirectional switch (S12, D12 or S22, D22), is led to a connection terminal of the circuit (3, 4) and the capacitor C4 is always parallel to the output terminals (between 3 and 4), where the operating direction is that the input voltage is between terminals 1 and 2, the converted voltage can be taken from terminals 3 and 4, this being irrelevant due to the bidirectionality of the circuit. The distinction between input and output was only chosen for the simpler description.
The controllable part of the bidirectional switches (S11, S21) and (S12, S22) is actuated in a complementary manner, the two switch pairs having different duty cycles in accordance with the desired voltage conversion. Different switching frequencies of the switch pairs are also possible, but for reasons of simplicity and better interference suppression, these will at least be synchronized or derived from the same clock. However, a phase shift can be useful for interference suppression reasons.
If one looks at the resulting circuit structures, one recognizes the importance of the capacitor C2 as an energy buffer. There is a DC voltage on it. If you now swap the structures formed by L1, C1, L2, S11, D11C21 and D21 and by L3, C3, L4, S12, D12, C22 and D22, unipolar voltages must now be applied to the connections of the circuit occur, an AC voltage can be generated on the capacitor by appropriate control. (This process is shown in Fig. 4 a, b for the circuit according to Fig. 1.) A system is created where at the input, between (1) and (2) or at the output, between (3) and (4 ) only a unipolar circuit can be applied or removed, but an alternating voltage is produced on the capacitor C2 by appropriate control (FIG. 4).
As a result, a transformer can be installed at this point and potential isolation can be achieved. The transformer is placed parallel to the capacitor. With this method, however, one must take into account that the transformer must be designed for the frequency of the AC voltage realized there. (Fig. 5)
But a transformer can also be easily installed for AC / AC conversion. For this purpose, the capacitor C2 is divided and a winding of a coupled coil is switched with each partial capacitor (one possibility is shown in FIG. 3). This enables electrical isolation. With appropriate control, the transformer can be operated at a significantly higher frequency than the frequency of the signals acting outwards. This reduces the weight and size accordingly.
A transformer with an electronically changeable gear ratio can be realized in this way. The transformation ratio of the transformer gives the system an additional degree of freedom. It should be emphasized here in particular that this additional degree of freedom is also achieved with an autotransformer. The two capacitors C21 and C22 also at least result in capacitive galvanic isolation.
With the general construction instruction 8 functioning AC / AC (all with the possibility of potential isolation) and accordingly 8 DC / DC converters with the possibility of potential isolation can be created.
A particularly interesting property of the circuits in question is the fact that the same voltage profile occurs at the coils L1 and L2 and furthermore at the coils L3 and L4. This makes it possible to wind both spools on the same core. You then only need two magnetic components. Furthermore, if the coil L4 is not connected to the reference potential connection (4) but to connection (3), the capacitor can be omitted. This gives an inductive output and the system can be used as a current source ,
The figures represent embodiments of the present invention. They are drawn using MOS transistors. All converters shown in Figures 1 to 2. c consist of four coils (inductors) L1, L2, L3 and L4, four capacitors (capacitors) C1, C2, C3 and C4 , two separately controlled pairs of current bidirectional
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Switches consisting of a diode and an active switch (pair 1: S11 parallel D11 and S21 parallel D21, pair 2: S12 parallel D12 and S22 parallel D22). L1, C1, L2, L3, C3 and L4 are connected in series and serve for energy storage, the capacitor C2 serves as the main energy buffer, the capacitor C4 serves for filtering the output voltage U2 from the harmonics of the switching frequency.
The switch S11 is driven at a constant or variable frequency with the pulse duty factor in accordance with the corresponding part of the control law. Switch S21 is driven with the same constant or variable frequency as switch S11, but with the inverted signal corresponding to the same part of the control law. The switch S21 is driven at a constant or variable frequency with the pulse duty factor in accordance with the corresponding part of the control law. Switch S22 is driven with the same constant or variable frequency as switch S21, but with the inverted signal corresponding to the same part of the control law.
In Figures 1 to 2. c, the polarity of the bidirectional switch can also be reversed.
Only the 4 basic structures are drawn. Fig. 2. d shows the basic structure of a current bidirectional switch, for example drawn with a MOSFET.