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Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Umformung und Symmetrierung der Teilspannungen einer Serienschaltung elektrischer Speicher oder Gleichspannungsquellen in eine potentialgetrennte Ausgangsspannung wie sie im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschrieben ist.
Nach dem derzeitigen Stand der Technik wird zur Umformung der Summe von über einer Serienschaltung elektrischer Energiespeicher oder Gleichspannungsquellen auftretenden Teilspannungen in eine potentialgetrennte Ausgangsspannung vielfach ein, an der Gesamtspannung liegender, getakteter Gleichspannungs-Gleichspannungswandler eingesetzt.
Ein Problem besteht hiebei darin, dass beiden Speichern stets der gleiche Strom entnommen wird, was bei unterschiedlicher Kapazität der Speicher zu einer stark asymmetrischen Spannungsaufteilung rühren kann Eine der Kapazität der Quellen angepasste Stromentnahme kann nur durch Anordnung von zwei getrennten, jeweils aus einer Teilspannung gespeisten Gleichspannungs- Gleichspannungswandlern erreicht werden, womit allerdings ein entsprechend hoherer schaltungstechnischer Aufwand verbunden ist Die steuerungstechnische Koordination der beiden Konverterteile muss dabei so erfolgen, dass stets vorwiegend die, höhere Ergiebigkeit aufweisende Quelle oder der, hohere Kapazität aufweisende Speicher zur Leistungslieferung herangezogen wird.
In der DE-OS-3149418 wird ein Brückenzweig eines selbstkommutierenden Wechselrichters beschrieben, der eine symmetrisch geteilte Eingangsspannung und einen, von der positiven Eingangsspannungsklemme abzweigende und einen zur negativen Eingangsspannung führenden Hauptweg - gebildet durch die Serienschaltung einer Drosselspule und eines Hauptthyristors mit
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beider Zweige über einen doppeltgerichteten Thyristor und einen Kommutierungskondensator an den Eingangsspannungsmittelpunkt gelegt ist.
Durch, auf den Kommutierungsinduktitäten angebrachte, über Seriendioden an die positive bzw die negative Eingangsteilspannung geführte Hilfswicklungen wird dabei eine Symmetrierung der Spannung des Kommutierungskondensatrors erreicht, d. h. es wird sichergestellt, dass die Kondensatorspannung nicht abwechselnd die Eingangsspannung über- und unterschreitet, womit eine Verringerung des Kommutierungsvermögens verbunden wäre. Ein Einfuss der Symmetrierschaltung auf die Aufteilung der Eingangsteilspannungen wird in der DE-OS-3149418 nicht erwähnt bzw. werden a priori eingeprägte, ideal symmetrische Eingangsteilspannungen vorausgesetzt, womit die in der DE-OS-3149418 beschriebene Vorrichtung nicht zur Lösung der der vorliegenden Erfindung zugrundeliegenden Problemstellung herangezogen werden kann.
Aufgabe der Erfindung ist es nun, einen getakteten Gleichspannungs-Gleichspannungswandler zu schaffen, dessen Stromaufnahme sich selbsttätig (ohne expliziten steuerungstechnischen Eingriff) so einstellt, dass eine definierte (z. B. symmetrische) Aufteilung der Eingangsteilspannungen sichergestellt wird
Dies wird erfindungsgemäss durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 erreicht.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen
Grundgedanke der Erfindung ist, den Primärkreis eines konventionellen getakteten Gleichspannungs-Gleichspannungswandlers in zwei Teilsysteme aufzuspalten und diese (magnetisch gekoppelten Teilsysteme) jeweils einer Eingangsteilspannung derart zuzuordnen, dass beide Teilsysteme durch nur ein, zwischen der Verbindung der Teilsysteme und der gemeinsamen Klemme der Eingangsteilspannungen (im weiteren kurz als Eingangsspannungsnullpunkt bezeichnet) liegendes, abschalt bares elektronisches Schaltelement gesteuert werden können Zufolge der magnetischen Kopplung der Teilsysteme und der Anordnung von Symmetrierdioden übernimmt dann nach dem Durchschalten des Schaltelementes nur jenes Teilsystem Strom,
das auf die höhere Windungsspannung der Primärwicklung führt. Die Aufteilung der Eingangsspannung bzw. der Sollwert des Verhältnisses der Eingangsteilspannungen kann dabei durch das Windungszahlverhältnis der Primärwicklungsteile vorgegeben werden. Weicht das Verhältnis der Teilspannungen vom vorgegebenen Sollwert ab, erfolgt die Leistungslieferung solange aus der zu hohen Eingangsteilspannung bis das geforderte Teilspannungsverhältnis erreicht wird ; ab diesem Zeitpunkt werden beide Eingangsteilspannungen gleich belastet. Die Ausführung des Sekundärkreises nimmt auf diese selbsttätige Symmetrierung der Eingangsteilspannungen keinen Einfluss, das erfindungsgemässe Konzept ist somit sowohl fur Spenr- als auch für Durchflusswandlerbetrieb des Gesamtsystems geeignet.
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Nach dieser allgemeinen Darstellung des Funktionsprinzips sollen kurz die Detailstruktur und die Detailfunktion einer vorteilhaften Ausführung der erfindungsgemässen Vorrichtung näher beschrieben werden Es wird dabei gleiche Windungszahl der Primärwicklungsteile und Sperrwandlerfunktion des Systems vorausgesetzt
Die Eingangsspannung werde durch zwei in Serie geschaltete elektrische Speichern definiert.
Der Primärkreis der erfindungsgemässen Vorrichtung wird durch einen von der positiven Klemme dieser Serienschaltung abzweigenden positiven Pnmärwicklungsteil, eine daran in Flussrichtung anschliessende positive Symmetrierdiode, ein (z. B. als Isolated Gate Bipolar Transistor oder als
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gleichen Wicklungssinn aufweisenden) einseitig an der negativen Eingangsspannungsklemme liegenden negativen Primärwicklungsteil gebildet, wobei weiters von der Verbindungsklemme der Eingangsspannungen (dem Eingangsspannungsnullpunkt) abzweigend eine positive Nullpunktsdiode (in Flussrichtung) an die Verbindung von Kathode der positiven Symmetrierdiode und Kollektor (oder Drain) des Leistungstransistors gelegt und von der Verbindung von Emitter (bzw Source)
des Leistungstransistors und Anode der negativen Symmetrierdiode eine negative Nullpunktsdiode in Flussrichtung an den Nullpunkt der Eingangsspannung geschaltet wird Der Sekundärkreis der Vorrichtung wird durch eine (mit den Primärwicklungsteilen magnetisch gekoppelte) Sekundärwicklung und eine in Serie geschaltete Ausgangsdiode gebildet, wobei dieser Serienschaltung ein elektrischer Speicher (z.
B ein Ausgangskondensator) derart parallel geschaltet ist, dass die Kathode der Ausgangdiode an der positiven Ausgangsspannungsklemme zu liegen kommt und der Wicklungssinn der Sekundärwicklung entsprechend der Sperrwandlerfunktion des Systems so gewählt wird, dass bei Stromfluss in einer der Primärteilwicklungen durch die Ausgangsdiode eine Stromübernahme des Sekundärkreises unterbunden wird
Für die weiteren Überlegungen sei vorausgesetzt, dass die negative Eingangsteilspannung (Spannung zwischen Eingangsspannungsnullpunkt und negativer Eingangsspannungsklemme) die positive Eingangsteilspannung (Spannung zwischen positiver Eingangsspannungsklemme und Eingangsspannungsnullpunkt)
überwiegt Bei Durchschalten des elektronischen Schalters wird dann vom Eingangsspannungsnullpunkt ausgehend ein Stromfluss über die positive Nullpunktsdiode, das elektronische Schaltelement, die negative Symmetrierdiode und den negativen Primärwicklungsteil zur negativen Eingangsspannungsklemme erfolgen. Die positive Primärwicklungshälfte verbleibt dabei stromlos, da in der positiven Primärteitwickiung eine Spannung in Höhe der negativen Ein- gangsstellspannung eingekoppelt wird, womit die positive Symmetrierdiode Sperrspannung übernimmt und einen Stromfluss aus der positiven Eingangsteilspannung unterbindet.
Durch das Abschalten des elektronischen Schalters (Leistungstransistors) wird der primärseitige Stromfluss gemäss der Sperrwandlerfunktion der Vorrichtung in die Sekundärwicklung kommutiert, und gegen die Ausgangsspannung abgebaut. Eine Steuerung des Leistungsflusses an den Ausgang kann gleich wie für einen konventionellen Sperrwandler über Änderung des Verhältnisses von Ein- und Ausschaltzeit des Leistungstransistors erfolgen und soll daher hier nicht weiter diskutiert werden
Für ein Überwiegen der positiven gegenüber der negativen Teilspannung liegen völlig analoge Verhältnisse vor, es wird in diesem Fall die Leistungsaufnahme des sekundärseitigen Verbrauchers aus der die positiven Eingangsteilspannung gedeckt, die negative Eingangsteilspannung wird nicht belastet.
Allgemein erfolgt die Lieferung der Ausgangsleistung also stets aus dem einen zu hohen Spannungswert aufweisenden elektrischen Speicher, womit letztlich eine Symmetrierung der Eingangsteilspannungen erfolgt. Nach Erreichen der Symmetrie verbleiben die Nullpunktsdioden stromlos, der Eingangsstrom wird dann über beide Eingangsteilspannungen geführt, womit beide Teilspannungen gleich belastet werden.
Anzumerken ist, dass durch das erfindungsgemässe System neben einer symmetrischen Aufteilung der Eingangsspannung auch eine beliebig asymmetrische Aufteilung der Eingangsspannung sichergestellt werden kann, da, wie aus den vorstehenden Überlegungen unmittelbar einsichtig, das Teilspannungsverhältnis allgemein durch das Windungszahlverhältnis der Primärteilwicklungen bestimmt wird. Weiters sei darauf hingewiesen, dass das Konzept auch bei Anordnung mehrerer Sekundärkreise bzw. unabhängig von der Anzahl der gebildeten Ausgangsspannungen anwendbar ist.
Der beschriebene Primärkreis der erfindungsgemässen Vorrichtung kann, wie dem Kennzeichenteil des Patentanspruches 2 zu entnehmen, in identer Form auch zur Realisierung
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eines Gleichspannungs- Gleichspannungs- Durchflusswandlers mit selbsttätiger Symmetrierung der speisenden Eingangsteilspannungen Anwendung finden (für die Steuerung des Leistungsflusses gilt dabei wieder das bereits in Verbindung mit der Sperrwandlerstruktur gesagte) Allerdings ist in diesem Fall, neben einer modifizierten (dem Stand der Technik entsprechenden und daher hier nicht näher diskutierten)
Ausführung des Sekundärkreises primärseitig ein
Entmagnetisierungskreis vorzusehen Dieser Entmagnetisierungskreis kann im einfachsten Fall durch eine zwischen positiver und negativer Eingangsspannungsklemme liegende Serienschaltung einer (mit den Primärteilwicklungen magnetisch gekoppelten) Entmagnetisierungswicklung und eine Seriendiode gebildet werden, wobei der Wicklungssinn der Entmagnetisierungswicklung so zu wählen ist, dass im Leitintervall des elektronischen Schaltelementes durch die Diode ein Stromfluss im Entmagnetisierungskreis unterbunden wird.
Vorteilhaft kann erfindungsgemäss allerdings auch jeder Eingangstellspannung ein Entmagnetlslerungskreis zugeordnet werden, wobei das Windungszahlverhältnis der Entmagnetisierungsteilwicklungen gleich dem Windungszahlverhältnis der Primärteilwicklungen zu wählen ist. Es wird dann z B bei zu hoher negativer Eingangsteilspannung die Entmagnetisierung in die positive Eingangstellspannung erfolgen, womit eine Asymmetrie der Eingangsteilspannungen rascher abgebaut wird.
Die Erfindung wird im weiteren anhand einer Zeichnung näher erläutert.
In Fig. 1 ist die Grundstruktur (vereinfachte, schematische Darstellung) des Leistungsteiles eines erfindungsgemässen getakteten Gleichspannungs-Gleichspannungs-Sperrwandlers gezeigt.
Fig. 2 zeigt die Grundstruktur (vereinfachte, schematische Darstellung) des Leistungsteiles eines erfindungsgemässen, getakteten Gteichspannungs-Gieichspannungs-Durchftusswandters mit geteilter Entmagnetisierungswicklung Bauteile mit, gegenüber Bauelementen der in Fig. 1 dargestellten Vorrichtung gleicher Funktion sind mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
Die Grundfunktion der in Fig. 1 gezeigten Vorrichtung 1 besteht in der Umformung einer, zwischen einer positiven Eingangsklemme 2 und einer negativen Eingangsklemme 3 anliegenden Eingangsgleichspannung in eine potentialgetrennte, über einem Ausgangskondensator 4 bzw. zwischen einer positiven Ausgangsklemme 5 und einer negativen Ausgangsklemme 6 auftretende Ausgangs- bzw. Lastgleichspannung. Die Eingangsspannung wird durch eine Serienschaltung elektrischer Speicher (z.
B. realisiert durch Elektrolytkondensatoren oder elektrochemische Speicher) 7 und 8 definiert, wobei der Speicher 7 einseitig mit der positiven Eingangsklemme 2 und der Speicher 8 einseitig mit der negativen Eingangsklemme 3 verbunden ist und im weiteren die über Speicher 7 auftretende Spannung als positive Eingangsteilspannung und die über Speicher 8 auftretende Spannung als negative Eingangsteilspannung und die gemeinsame Klemme 9 der elektrischen Speicher 7 und 8 als Eingangsspannungsnullpunkt bezeichnet wird.
Zur Realisierung des Primärkreises 10 der Vorrichtung 1 wird abzweigend von der positiven Eingangsklemme 2 eine positive Primärteilwicklung 11 angeordnet und deren zweites Ende 12 mit der Anode einer positiven Symmetrierdiode 13 verbunden, deren Kathode 14 an den Kollektor (bzw. das Drain) eines abschaltbaren elektronischen Schaltelementes 15 (z. B. ausgeführt als Isolated Gate Bipolar Transistor oder Leistungs- MOSFET) gelegt wird, dessen Emitter (bzw Source)
16 mit der Anode einer negativen Symmetrierdiode 17 verbunden ist und die Kathode 18 der Diode
17 mit dem zweiten Ende einer einseitig an der negativen Eingangsklemme 3 liegenden negativen Primärteilwicklung 19 verbunden ist.
(Die Positionen der in Serie liegenden Schaltelemente 11 und
13 und/oder 17 und 19 können bei Beibehaltung der äusseren Anschlüsse der Serienschaltungen auch ohne Beeinflussung der Funktion der Vorrichtung vertauscht werden.) Weiters wird ausgehend vom Eingangsspannungsnullpunkt 9 eine positive Nullpunktsdiode 20 in Flussrichtung an den Kollektor
14 des Leistungstransistors 15 und eine negative Nullpunktsdiode 21 ausgehend vom Emitter 16 des Leistungstransistors in Flussrichtung gegen den Eingangsspannungsnullpunkt 9 geschaltet Die Primärteilwicklungen 11 und 19 werden auf einem gemeinsamen Magnetkern angeordnet und weisen gleichen Wicklungssinn auf, d h. bei gleicher Wicklungsrichtung beider Teilwicklungen werden z. B. die Wicklungsanfänge an die Klemmen 2 bzw 18 gelegt.
Zur Realisierung des Sekundärkreises 21 der Vorrichtung 1 (aus Gründen der Übersichtlichkeit ist nur ein Sekundärkreis gezeigt) wird ausgehend von der negativen Ausgangsspannungsklemme 6 eine mit der positiven und negativen Primärteilwicklung 11 und 19 magnetisch gekoppelte Sekundärwicklung 22 angeordnet. Weist die Sekundärwicklung 21 gleichen Wicklungssinn wie die
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Primärteilwicklungen 11 und 19 auf, wird der Wicklungsanfang an die negative Ausgangsspan- nungsklemme gelegt und von deren zweitem Ende 23 eine Diode 24 in Flussrichtung an die positive Ausgangsspannungsklemme 5 geschaltet. In gleicher Weise können weitere Sekundärkreise ange- ordnet bzw. verschiedene (potentialgetrennte) Ausgangsspannungsniveaus realisiert werden.
Für die folgende Beschreibung der Funktion der Vorrichtung 1 sei vorausgesetzt, dass die
Primärteilwicklungen 11 und 19 gleiche Windungszahl aufweisen und eine Asymmetrie der
Eingangsteilspannungen derart vorliegt, dass Speicher 8 eine höhere Spannung als Speicher 7 aufweist. Weiters werden im Sinne einer einfachen und übersichtlichen Erklärung die
Flussspannungen der Ventile vernachlässigt Wird nun der Leistungstransistor 15 durch ein von einer (dem Stand der Technik entsprechenden) übergeordneten, die Ausgangsspannung regelnden Steuereinheit durchgeschaltet, wird nur die negative Primärteilwicklung 19 Strom übernehmen bzw ein über die positive Nullpunktsdiode 20, den Leistungstransistor 15, die negative Symmetrierdiode 17,
die negative Primärteilwicklung 19 und den negativen Speicher 8 führender Strompfad geschlossen Die positive Primärteilwicklung 11 verbleibt stromlos, da durch die magnetische Kopplung der Teilwicklungen 11 und 19 in Teilwicklung 11 eine Spannung in
Höhe der Spannung des negativen Speichers eingekoppelt wird, womit das Potential des Schaltungspunktes 12 unter jenem des Eingangsspannungsnullpunktes 9 zu liegen kommt und die positive Symmetrierdiode 13 demgemäss mit Sperrspannung beaufschlagt wird
Entsprechend der über der Primärteilwicklung 19 auftretenden, von Wicklungsanfang 18 nach der negativen Eingangsspannungsklemme 3 gerichteten Spannung wird in der Sekundärwicklung 23 eine von der negativen Ausgangsspannungsklemme 6 nach Schaltungspunkt 24 gerichtete Spannung induziert was ein Sperren der Ausgangsdiode 25 bedingt, bzw.
entsprechend der Sperrwandlerfunktion einen Stromfluss in der Sekundärwicklung unterbindet
Der primärseitige Stromnuss wird erst durch das Abschalten des Leistungstransistors 15 auf die Sekundärseite 22 kommutiert und dort teilweise oder vollständig gegen die Ausgangsspannung abgebaut, womit Leistung an Ausgangskreis geliefert wird Wie unmittelbar einzusehen, und wie dem Stand der Technik entsprechend, kann eine Regelung des Leistungsflusses durch entsprechende Wahl des Verhältnisses von Ein- und Ausschaltzeit des Leistungstransistors erfolgen.
Wichtig ist im vorliegenden Fall festzuhalten, dass entsprechend der vorstehenden Beschreibung der Funktion der Vorrichtung 1 der Leistungsbedarf des Ausgangskreises stets aus dem die höhere Teilspannung aufweisenden Speicher (im hier betrachteten Fall aus Speicher 8) gedeckt wird, womit letzlich eine Symmetrierung der über den Speichern 7 und 8 auftretenden Teilspannungen erfolgt Der Stromnuss erfolgt nach Erreichen der Symmetrie innerhalb des Einschaltintervalles des Leistungstransistors 15 ausgehend von der positiven Eingangsspannungsklemme 2 über die positive Primärteitwickiung 11, die positive Symmetrierdiode 13, den Leistungstransistor 15, die negative Symmetrierdiode 17 und die negative Primärteilwicklung 19 und die elektrischen Speicher 8 und 7, die Nullpunktsdioden 20 und 21 verbleiben stromlos.
Neben einer symmetrischen Aufteilung der Eingangsspannung kann durch die erfindungsgemässe Vorrichtung 1 auch jedes beliebig andere Verhältnis der Eingangsteilspannungen sichergestellt werden. Es ist hiefür nur das Windungszahlverhältnis der positiven Primärteilwicklung 11 und der negativen Primärteilwicklung 19 entsprechend dem gewünschten Verhältnis der über den Speichern 7 und 8 auftretenden Teilspannungen zu wählen.
Dies ist unmittelbar dadurch einzusehen, dass nach Durchschalten des Leistungstransistors durch die positive Teilwicklung 11 und die negative Teilwicklung 19 ein induktiver Spannungsteiler gebildet wird, der dem durch die elektrischen Speicher 7 und 8 gebildeten Spannungsteiler parallel liegt und dem Abgriff 9 dieses Teilers nur dann kein die Spannungsverhältnisse verändernder Strom entnommen wird (Mittelpunktsdioden 20 und 21 stromlos), wenn beide Spannungsteiler gleiches Teilerverhältnis aufweisen.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemässen Vorrichtung ist in Fig. 2 gezeigt Der Sekundärkreis 22 weist hiebei eine, für Durchlasswandler charakteristische, dem Stand der Technik entsprechende Struktur auf Für gleichen Wicklungssinn der Sekundärwicklung 26 und der Primärteilwicklungen 11 und 19 wird der Wicklungsanfang an die Anode einer Ausgangsdiode 27 und das Wicklungsende an die negative Ausgangsklemme 6 gelegt. Die Kathode der Ausgangsdiode wird mit der Kathode einer Freilaufdiode 28 verbunden und von diesem Verbindungspunkt 29 ausgehend eine Glàttungsinduktivität 30 gegen die positive Ausgangsspannungsklemme 5 gelegt.
Weiters wird die Anode der Freilaufdiode 28 mit der
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negativen Ausgangsklemme 6 verbunden und zwischen den Ausgangsklemmen 5 und 6 ein, die
Ausgangsspannung stützender Kondensator 4 geschaltet. In gleicher Weise können weitere
Sekundärkreise angeordnet bzw verschiedene (potentialgetrennte) Ausgangsspannungsniveaus realisiert werden
Der Primärkreis 10 wird grundsätzlich gleich wie für die, in Fig.
1 dargestellte, erfindungsgemässe Vorrichtung ausgeführt Zusätzlich werden mit den Primärteilwicklungen 11 und
19 magnetisch gekoppelte, vorteilhaft auf einem gemeinsamen Magnetkern angeordnete
Entmagnetisierungswicklungen 31 und 32 vorgesehen, wobei die Entmagnetisierungswicklung 32 mit dem Wicklungsanfang an die negative Eingangsklemme 3 gelegt und das Wicklungsende über eine Entmagnetisierungsdiode 33 in Flussrichtung mit dem Eingangsspannungsmittelpunkt 9 und die Entmagnetisierungswicklung 31 mit dem Wicklungsende an die positive Eingangsklemme 2 gelegt und ausgehend vom Eingangsspannungsmittelpunkt 9 eine Entmagnetisierungsdiode 34 In
Flussrichtung gegen den Wicklungsanfang von 31 geschaltet wird. Die Entmagnetisierungswicklungen 31 und 32 weisen dasselbe Windungszahlverhältnis wie die Primärteilwicklungen 11 und 19 auf.
Anzumerken ist, dass, wie unmittelbar einsichtig, die Reihenfolge der in Serie geschalteten Elemente 32 und 33 bzw der Elemente 31 und 34 keinen Einfluss auf die Grundfunktion nimmt ; es ist einzig der Wicklungssinn der Entmagnetisierungswicklung, wie vorstehend beschrieben, so zu wählen, dass im Leitintervall des elektronischen Schaltelementes 15 durch die Dioden 33 und 34 ein Stromfluss in den Entmagnetisierungskreisen unterbunden wird
Die Funktion des Primärteiles der so gebildeten Vorrichtung entspricht für durchgeschalteten Leistungstransistor 15 völlig jener der Figur 1 und muss daher hier nicht näher diskutiert werden.
Es wird wieder (unter vereinfachender Voraussetzung gleicher Windungszahl der Teilwicklungen 11 und 19) nur der hoheren Teilspannung Leistung entnommen bzw. eine bestehende Asymmetrie der Eingangsteilspannungen verringert und für Symmetrie der Teilspannungen die Leistungsaufnahme zu gleichen Teilen aus beiden Teilspannungen gedeckt bzw. kann wieder, neben einer symmetrischen Aufteilung durch entsprechendes Windungszahlverhältnis der positiven Primärteilwicklung 11 und der negativen Primärteilwicklung 19 ein Sollwert des Verhältnisses der, über den Speichern 7 und 8 auftretenden Teilspannungen vorgegeben werden.
Sekundärseitig wird bei durchgeschaltetem Leistungstransistor 15 durch die, in die Sekundärwicklung 26 eingekoppelte Spannung die Ausgangsdiode 28 durchgeschaltet bzw die Freilaufdiode 30 gesperrt und damit der, durch die Ausgangsinduktivität 30 eingeprägte Strom über die Sekundärwicklung 26 geführt bzw. die, dem Primärkreis entnommene Leistung an den Ausgangskondensator 4 und eine gegebenenfalls an den Ausgangsklemmen 5 und 6 liegende Last weitergegeben
Der Stromnuss in der Primärteilwicklung 19 und/oder 20 und der Sekundärwicklung 26 wird durch das Abschalten des Leistungstransistors 15 unterbrochen Der Magnetisierungsstrom der Primärwicklungen 11 und 19 wird damit in die, die geringere Windungsspannung aufweisende Entmagnetisierungswicklung kommutiert.
Weisen beide Entmagnetisierungswicklungen 31 und 32 gleiche Windungszahl auf bzw. wird eine symmetrische Aufteilung der Eingangsspannung angestrebt, wird somit (bei bestehender Asymmetrie) die Entmagnetisierung in die niedrigere Eingangsteilspannung erfolgen und damit die Unsymmetrie der Teilspannungen verringert.
Sekundärseitig wird die Ausgangsdiode 28 entsprechend der, zufolge der Abnahme des magnetischen Flusses auftretenden Umkehr des Vorzeichens der, in die Sekundärwicklung 26 eingekoppelten Spannung gesperrt bzw. der Ausgangsstrom in bekannter Weise in die Freilaufdiode 30 kommutiert Die Sekundärwicklung 26 verbleibt damit bis zum Wiedereinschalten des Leistungstransistors stromlos Wie bei Betrachtung der Sekundärwicklung als Energie liefernde Quelle unmittelbar einsichtig und dem Stand der Technik entsprechend, kann demgemäss eine Regelung des Leistungsflusses durch entsprechende Wahl des Verhältnisses von Ein- und Ausschaltzeit des Leistungstransistors erfolgen.
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The invention relates to a device for reshaping and balancing the partial voltages of a series connection of electrical memories or DC voltage sources into a floating output voltage as described in the preamble of claim 1.
According to the current state of the art, a clocked DC-DC converter, which is connected to the total voltage, is often used to convert the sum of the partial voltages occurring via a series connection of electrical energy stores or DC voltage sources into a potential-separated output voltage.
One problem here is that the same current is always drawn from both memories, which can result in a strongly asymmetrical voltage distribution if the capacity of the memories is different.A current consumption adapted to the capacity of the sources can only be achieved by arranging two separate DC voltages, each fed from a partial voltage - DC-DC converters are achieved, which, however, involves a correspondingly higher amount of circuitry. The control-technical coordination of the two converter parts must take place in such a way that the source with the higher productivity or the memory with the higher capacity is mainly used for the power supply.
DE-OS-3149418 describes a bridge branch of a self-commutating inverter which has a symmetrically divided input voltage and a main path branching from the positive input voltage terminal and leading to the negative input voltage - formed by the series connection of a choke coil and a main thyristor
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both branches is connected to the input voltage center via a bidirectional thyristor and a commutation capacitor.
A symmetry of the voltage of the commutation capacitor is achieved by auxiliary windings attached to the commutation inductors and connected to the positive or negative input partial voltage via series diodes. H. it is ensured that the capacitor voltage does not alternately exceed and fall below the input voltage, which would entail a reduction in the commutation capacity. Influence of the balancing circuit on the division of the partial input voltages is not mentioned in DE-OS-3149418 or a priori impressed, ideally symmetrical partial input voltages are required, so that the device described in DE-OS-3149418 does not solve the problem on which the present invention is based Problem can be used.
The object of the invention is now to create a clocked DC-DC converter, the current consumption of which adjusts itself automatically (without explicit control intervention) in such a way that a defined (e.g. symmetrical) distribution of the partial input voltages is ensured
According to the invention, this is achieved by the characterizing features of patent claim 1.
Further advantageous embodiments of the invention can be found in the subclaims
The basic idea of the invention is to split the primary circuit of a conventional clocked DC-DC converter into two subsystems and to assign these (magnetically coupled subsystems) to an input partial voltage in such a way that both subsystems are connected by only one, between the connection of the subsystems and the common terminal of the input partial voltages (in another electronic switching element that can be switched off, referred to briefly as the input voltage zero). As a result of the magnetic coupling of the subsystems and the arrangement of balancing diodes, only that subsystem takes over current after the switching element has been switched through,
that leads to the higher winding voltage of the primary winding. The division of the input voltage or the target value of the ratio of the input partial voltages can be predetermined by the number of turns ratio of the primary winding parts. If the ratio of the partial voltages deviates from the specified target value, the power is supplied from the excessive input partial voltage until the required partial voltage ratio is reached; from this point in time, both partial input voltages are loaded equally. The design of the secondary circuit has no influence on this automatic balancing of the input partial voltages, the concept according to the invention is therefore suitable for both the blocking and the forward converter operation of the overall system.
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After this general presentation of the functional principle, the detailed structure and the detailed function of an advantageous embodiment of the device according to the invention are to be briefly described. The same number of turns of the primary winding parts and flyback converter function of the system is assumed
The input voltage is defined by two electrical memories connected in series.
The primary circuit of the device according to the invention is switched on (for example as an isolated gate bipolar transistor or as a positive symmetry part branching from the positive terminal of this series circuit, a positive balancing diode adjoining it in the direction of flow)
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the same winding sense) formed on one side of the negative input voltage terminal negative primary winding part, further branching from the connecting terminal of the input voltages (the input voltage zero point) a positive zero-point diode (in the direction of flow) connected to the connection of the cathode of the positive balancing diode and collector (or drain) of the power transistor and the connection of emitter (or source)
of the power transistor and anode of the negative balancing diode, a negative zero-point diode is connected in the flow direction to the zero point of the input voltage. The secondary circuit of the device is formed by a secondary winding (magnetically coupled to the primary winding parts) and an output diode connected in series, this series circuit having an electrical memory (e.g. .
B an output capacitor) is connected in parallel in such a way that the cathode of the output diode comes to rest on the positive output voltage terminal and the winding direction of the secondary winding is selected in accordance with the flyback converter function of the system so that current flow through the output diode in one of the primary part windings prevents the secondary circuit from absorbing current becomes
For the further considerations it is assumed that the negative partial input voltage (voltage between input voltage zero point and negative input voltage terminal) the positive partial input voltage (voltage between positive input voltage terminal and input voltage zero point)
predominates When the electronic switch is switched on, a current flow will then start from the input voltage zero point via the positive zero point diode, the electronic switching element, the negative balancing diode and the negative primary winding part to the negative input voltage terminal. The positive primary winding half remains de-energized since a voltage at the level of the negative input control voltage is coupled into the positive primary part winding, whereby the positive balancing diode takes over reverse voltage and prevents current flow from the positive input partial voltage.
By switching off the electronic switch (power transistor), the primary-side current flow is commutated into the secondary winding in accordance with the flyback converter function of the device, and is reduced against the output voltage. The power flow to the output can be controlled in the same way as for a conventional flyback converter by changing the ratio of the on and off times of the power transistor and is therefore not to be discussed further here
For a predominance of the positive versus the negative partial voltage, there are completely analogous conditions; in this case, the power consumption of the secondary consumer is covered from the positive partial input voltage, the negative partial input voltage is not loaded.
In general, the output power is therefore always supplied from the electrical memory which has an excessively high voltage value, which ultimately results in a symmetrization of the partial input voltages. After symmetry has been reached, the zero-point diodes remain de-energized, the input current is then conducted across both partial input voltages, with which both partial voltages are loaded equally.
It should be noted that in addition to a symmetrical distribution of the input voltage, the system according to the invention can also ensure an arbitrarily asymmetrical distribution of the input voltage, since, as is immediately apparent from the above considerations, the partial voltage ratio is generally determined by the number of turns ratio of the primary part windings. Furthermore, it should be pointed out that the concept can also be used with the arrangement of several secondary circuits or regardless of the number of output voltages formed.
The described primary circuit of the device according to the invention can, as can be seen from the characterizing part of patent claim 2, also be implemented in an identical form
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a direct voltage direct voltage flow converter with automatic symmetrization of the supplying partial input voltages can be used (for the control of the power flow, the same applies as in connection with the flyback converter structure). However, in this case, in addition to a modified one (corresponding to the state of the art and therefore here not discussed in more detail)
Execution of the secondary circuit on the primary side
Provide demagnetization circuit In the simplest case, this demagnetization circuit can be formed by a series connection of a demagnetization winding (magnetically coupled to the primary part windings) and a series diode between the positive and negative input voltage terminals, the direction of winding of the demagnetization winding being chosen so that in the guiding interval of the electronic switching element Diode prevents a current flow in the demagnetization circuit.
According to the invention, however, a demagnetization circuit can advantageously also be assigned to each input actuating voltage, the number of turns ratio of the demagnetizing partial windings being chosen to be equal to the number of turns ratio of the primary partial windings. If, for example, the negative partial input voltage is too high, demagnetization into the positive input control voltage will then take place, as a result of which an asymmetry of the partial input voltages is reduced more quickly.
The invention is explained in more detail with reference to a drawing.
1 shows the basic structure (simplified, schematic representation) of the power section of a clocked DC-DC blocking converter.
FIG. 2 shows the basic structure (simplified, schematic representation) of the power section of a clocked DC voltage to DC voltage flow converter with divided demagnetization winding. Components with components that have the same function compared to components of the device shown in FIG. 1 are identified by the same reference numerals.
The basic function of the device 1 shown in FIG. 1 consists in the conversion of an input DC voltage present between a positive input terminal 2 and a negative input terminal 3 into a potential-separated output occurring via an output capacitor 4 or between a positive output terminal 5 and a negative output terminal 6 - or load DC voltage. The input voltage is through a series connection of electrical storage (z.
B. realized by electrolytic capacitors or electrochemical memory) 7 and 8 defined, the memory 7 being connected on one side to the positive input terminal 2 and the memory 8 being connected on one side to the negative input terminal 3 and furthermore the voltage occurring via memory 7 as a positive partial input voltage and Voltage occurring via memory 8 is referred to as negative partial input voltage and the common terminal 9 of the electrical memories 7 and 8 is referred to as the input voltage zero point.
To implement the primary circuit 10 of the device 1, a positive primary part winding 11 is arranged branching from the positive input terminal 2 and its second end 12 is connected to the anode of a positive balancing diode 13, the cathode 14 of which is connected to the collector (or the drain) of an electronic switching element that can be switched off 15 (e.g. implemented as an isolated gate bipolar transistor or power MOSFET), the emitter (or source) of which
16 is connected to the anode of a negative balancing diode 17 and the cathode 18 of the diode
17 is connected to the second end of a negative primary winding 19 lying on one side at the negative input terminal 3.
(The positions of the switching elements 11 and
13 and / or 17 and 19 can be interchanged without affecting the function of the device while maintaining the external connections of the series circuits.) Furthermore, starting from the input voltage zero point 9, a positive zero point diode 20 flows in the direction of flow to the collector
14 of the power transistor 15 and a negative zero-point diode 21 starting from the emitter 16 of the power transistor connected in the flow direction against the input voltage zero 9. The primary part windings 11 and 19 are arranged on a common magnetic core and have the same winding sense, that is. with the same winding direction of both partial windings z. B. the winding starts at terminals 2 and 18 respectively.
To implement the secondary circuit 21 of the device 1 (for reasons of clarity, only one secondary circuit is shown), starting from the negative output voltage terminal 6, a secondary winding 22 magnetically coupled to the positive and negative primary part windings 11 and 19 is arranged. The secondary winding 21 has the same winding sense as that
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Primary part windings 11 and 19, the winding start is placed on the negative output voltage terminal and from the second end 23 a diode 24 is connected in the direction of flow to the positive output voltage terminal 5. In the same way, additional secondary circuits can be arranged or different (floating) output voltage levels can be implemented.
For the following description of the function of the device 1 it is assumed that the
Primary part windings 11 and 19 have the same number of turns and an asymmetry of
Partial input voltages exist such that memory 8 has a higher voltage than memory 7. Furthermore, in the sense of a simple and clear explanation
Flow voltages of the valves are neglected If the power transistor 15 is now switched through by a control unit (corresponding to the state of the art) that regulates the output voltage, only the negative primary winding section 19 will take over current or one via the positive zero-point diode 20, the power transistor 15, the negative one Balancing diode 17,
the negative primary part winding 19 and the negative memory 8 leading current path closed. The positive primary part winding 11 remains de-energized because the magnetic coupling of the part windings 11 and 19 in part winding 11 causes a voltage in
The voltage level of the negative memory is injected, so that the potential of the switching point 12 comes to lie below that of the input voltage zero point 9 and the positive balancing diode 13 is accordingly subjected to the reverse voltage
Corresponding to the voltage occurring across the primary part winding 19 and directed from the beginning of the winding 18 to the negative input voltage terminal 3, a voltage directed from the negative output voltage terminal 6 to node 24 is induced in the secondary winding 23, which causes the output diode 25 to be blocked, or
prevents current flow in the secondary winding in accordance with the flyback converter function
The primary-side current nut is only commutated by switching off the power transistor 15 on the secondary side 22 and there is partially or completely reduced to the output voltage, with which power is supplied to the output circuit. As can be seen immediately, and as in the prior art, the power flow can be regulated by appropriate choice of the ratio of on and off time of the power transistor.
It is important to note in the present case that, in accordance with the above description of the function of the device 1, the power requirement of the output circuit is always covered from the memory having the higher partial voltage (in the case under consideration here from memory 8), which ultimately results in a symmetrization of the memory 7 and 8 occurring partial voltages takes place after reaching the symmetry within the switch-on interval of the power transistor 15 starting from the positive input voltage terminal 2 via the positive primary part winding 11, the positive balancing diode 13, the power transistor 15, the negative balancing diode 17 and the negative primary part winding 19 and electrical memory 8 and 7, the zero-point diodes 20 and 21 remain de-energized.
In addition to a symmetrical distribution of the input voltage, the device 1 according to the invention can also ensure any other ratio of the partial input voltages. For this purpose, only the number of turns ratio of the positive primary part winding 11 and the negative primary part winding 19 must be selected in accordance with the desired ratio of the partial voltages occurring across the memories 7 and 8.
This can be seen directly in that after switching through the power transistor through the positive partial winding 11 and the negative partial winding 19, an inductive voltage divider is formed, which is parallel to the voltage divider formed by the electrical memories 7 and 8 and the tap 9 of this divider only then no Voltage ratios changing current is withdrawn (midpoint diodes 20 and 21 de-energized) if both voltage dividers have the same divider ratio.
An advantageous embodiment of the device according to the invention is shown in FIG. 2. The secondary circuit 22 has a structure which is characteristic of forward converters and corresponds to the prior art. For the same winding sense of the secondary winding 26 and the primary part windings 11 and 19, the winding start is connected to the anode of an output diode 27 and the winding end placed on the negative output terminal 6. The cathode of the output diode is connected to the cathode of a freewheeling diode 28 and, starting from this connection point 29, a smoothing inductor 30 is placed against the positive output voltage terminal 5.
Furthermore, the anode of the freewheeling diode 28 with the
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negative output terminal 6 and connected between the output terminals 5 and 6, the
Output voltage supporting capacitor 4 switched. In the same way, others
Secondary circuits arranged or different (potential-isolated) output voltage levels can be realized
The primary circuit 10 is basically the same as for the, in Fig.
1, device according to the invention shown. In addition, primary part windings 11 and
19 magnetically coupled, advantageously arranged on a common magnetic core
Demagnetization windings 31 and 32 are provided, the demagnetization winding 32 being placed with the winding start at the negative input terminal 3 and the winding end being connected via a demagnetization diode 33 in the flow direction with the input voltage center 9 and the demagnetization winding 31 with the winding end being at the positive input terminal 2 and starting from the input voltage center 9 a demagnetizing diode 34 in
Flow direction is switched against the winding start of 31. The demagnetization windings 31 and 32 have the same number of turns ratio as the primary part windings 11 and 19.
It should be noted that, as is immediately clear, the order of the elements 32 and 33 or elements 31 and 34 connected in series has no influence on the basic function; it is only the winding direction of the demagnetization winding, as described above, that is to be selected such that a current flow in the demagnetization circuits is prevented by the diodes 33 and 34 in the guiding interval of the electronic switching element 15
The function of the primary part of the device thus formed completely corresponds to that of FIG. 1 for the through-connected power transistor 15 and therefore need not be discussed in more detail here.
Again (assuming the same number of turns of the partial windings 11 and 19), only the higher partial voltage is taken from power, or an existing asymmetry of the input partial voltages is reduced, and for symmetry of the partial voltages, the power consumption is covered equally by both partial voltages or can again, in addition to one symmetrical division by a corresponding number of turns ratio of the positive primary part winding 11 and the negative primary part winding 19, a target value of the ratio of the partial voltages occurring across the memories 7 and 8 are predetermined.
On the secondary side, when the power transistor 15 is switched on, the output diode 28 is switched through or the freewheeling diode 30 is blocked by the voltage coupled into the secondary winding 26 and thus the current impressed by the output inductor 30 is conducted via the secondary winding 26 or the power taken from the primary circuit is passed to the output capacitor 4 and a load which may be connected to the output terminals 5 and 6
The current nut in the primary part winding 19 and / or 20 and the secondary winding 26 is interrupted by switching off the power transistor 15. The magnetizing current of the primary windings 11 and 19 is thus commutated into the demagnetizing winding which has the lower winding voltage.
If both demagnetization windings 31 and 32 have the same number of turns or if a symmetrical distribution of the input voltage is desired, demagnetization into the lower partial input voltage will take place (with existing asymmetry) and thus the asymmetry of the partial voltages will be reduced.
On the secondary side, the output diode 28 is blocked in accordance with the reversal of the sign of the voltage coupled into the secondary winding 26 as a result of the decrease in the magnetic flux, or the output current is commutated into the freewheeling diode 30 in a known manner. The secondary winding 26 thus remains de-energized until the power transistor is switched on again As is obvious when considering the secondary winding as an energy-supplying source and corresponding to the state of the art, the power flow can accordingly be regulated by appropriately selecting the ratio of the on and off times of the power transistor.
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