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Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Umformung von Drehstrom- In Gleichstromenergie wie sie Im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschrieben ist.
Nach dem derzeitigen Stand der Technik werden zur Realisierung eines dreiphasigen Pulsglelchrrchter- systemes bel Forderung nach hochfrequenter Potentialtrennung drei zu einem dreiphasigen System verschaltet, einphasige AC-DC Konverter herangezogen. Die Eingangsteile der einphasigen Teilsysteme werden dabei meist als ungesteuerte Gleichrichter mit kapazitiver Glättung ausgeführt. Die so gebildete Gleichspannung wird mittels potentialgetrennter DC-DC Konverter in die Ausgangsspannungsniveaus umgeformt.
Als Nachteile dieses Konzeptes sind die hohe Bauelementeanzahl des Leistungs- und Steuerungsteiles, die zufolge der mit doppelter Netzfrequenz pulsierenden Phasenmomentanleistung pnnzlpbedlngt geringe Ausnutzung der Phasenstromrichter, die den Wirkungsgrad und die Leistungsdichte verringernde zweistufige Energieumformung und die, über Verzerrung der Netzspannung am Anschlusspunkt gegebenenfalls zu einer Beeinflussung anderer Verbraucher führende, pulsförmige Stromaufnahme zu nennen.
Weiters ist aus der WO - A1 - 92/07416 eine Ausführung eines dreiphasigen AC/DC-Konverters bekannt, welche über Anordnung jeweils eines elektronischen Leistungsschalters und eines mittels dieses Schalters hochfrequent getakteten Übertragers In jeder Phase gegenüber der vorstehend beschnebenen einfachsten Ausführung eine Verringerung der Netzbeeinflussung erreicht Allerdings weist auch dieses Konzept ausgangsseitig niederfrequente Energlependelungen und eine Abweichung des Netzstromverlaufes von der idealen Sinusform auf. Auch weist diese Schaltung eine relativ geringe Ausnutzung der Phasenschaltelemente auf, und benötigt einen relativ hohen Aufwand zur Realisierung des Lelstungs- und Steuerungsteiles.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine dreiphasige, hochfrequent potentialgetrennte Gleichnchtereln-
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und Steuerungsteiles (einfachermenteanzahl), hoher Leistungsdichte (einstufiger Energieumformung), weitgehend sinusförmiger Stromaufnahme und der Möglichkeit eines strombegrenzten Hochlaufes bzw. der Begrenzung des Eingangsstromes bei transienten Netzüberspannungen zu schaffen.
Dies wird erfindungsgemäss durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 erreicht.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Bel Ausführung nach Patentanspruch 2 wird jeder Phase des speisenden Drehstromnetzes ein mit zwei Primär-Teilwicklungen und einer Sekundärwicklung ausgeführter magnetischer Energiespeicher zugeordnet, wobei die an den über Dioden gekoppelten Primärwicklungen liegenden Spannungen durch einen für alle Phasen gemeinsamen abschaltbaren Leistungshalbleiter, z. B. einen Leistungstransistor hochfrequent getaktet werden. Die Sekundärwicklungen der Phasenenergiespeicher werden über Dioden zu einem, In Verbin- dung mit einem Ausgangskondensator ein Gleichspannungsniveau erzeugenden Sytemteil verschaltet.
Aufgrund der, innerhalb der Leitphase des primärseitigen Transistors einen sekundärseitigen Stromfluss unterbindenden Orientierung der Ausgangsdioden weist das System die Grundfunktion eines Sperrwandler auf. Die während der Leltphase des Leistungstransistors in die Phasenenergiespeicher übertragene Energie wird nach Abschalten des Transitors entsprechend der induktiven Kopplung des Eingangs- und Ausgangskreises an die Ausgangsseite übergeben und innerhalb der Sperrphase über die Ausgangsdioden in den die Ausgangsspannung stützenden Ausgangskondensator geführt. Der Leistungsfluss des Konverters wird unmittelbar durch die Steuerung des Leistungstransistors definiert, womit neben der Regelung der Ausgangsgleichspannung auch eine Begrenzung eingangs- wie auch ausgangsseitiger Überströme (z. B.
Innerhalb der Hochlaufphase, bei transienten Netzüberspannungen oder bei Kurzschluss des Ausgangskreises) ermöglicht wird. Weiters wird aufgrund der einstufigen Systemstruktur über die Taktung des Leistungstransistors auch die Netzstrombildung beeinflusst. Im Gegensatz zu den bei ungesteuerter Gleichrichtung In den, den Maxima der verketteten Phasenspannungen benachbart liegenden Zeitabschnitten auftretenden hohen Pulsströmen, wird bei Anordnung der erfindungsgemässen Schaltung innerhalb jeder Pulsperiode, also kontinuierlich über eine Grundschwingungsperiode ein Leistungsfluss zwischen Pnmär- und Sekundärkreis erreicht.
Erfogt die Steuerung des elektronischen Schalters derart, dass innerhalb jedes Taktintervalles die während der Einschaltzeit des Leistungsschalters von den Phasenenergiespeichern aufgenommene Energie zur Gänze an den Ausgangskreis abgegeben wird, treten, wie eine nähere Analyse zeigt, im Spektrum der EingangsPhasenströme des Konverters neben der In Verbindung mit der Netzspannungsgrundschwingung den Leistungsfluss definierenden Grundschwingung nur schaltfrequente Harmonische auf.
Über Filterung dieser
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somitein (Ideal) rein sinusförmiger, in Phase mit der Netzspannung liegender Netzstrom - erreicht womit gegenüber Systemen mit netzgeführter ungesteuerter Gleichrichtung eine wesentliche Verringerung der Netzrückwirkungen gegeben ist Zufolge des bei sinusförmigem Netzstromverlauf zeitlich konstanten Leistungsflusses kann vorteilhaft auch die zur Glättung der Ausgangsspannung erforderliche Kapazität des Ausgangskondensators verringert und damit die Leistungsdichte des Systemes erhöht werden.
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Eine weitere Ausführungsvariante beschreibt der Kennzeichenteil des Patentanspruches 3. Die Zahl der Primärwicklungen wird dabei reduziert weiters können die Primärenergiespeicher zu einem dreiphasigen System zusammengefsst werden was eine Verringerung der Baugrösse des Konverters erlaubt. Zur Gleich-
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unter Bezugnahme auf eine festgelegte Zählpfeilrichtung also positive und negative Sekundärströme auftreten.
Durch Weiterentwicklung nach den Patentansprüchen 4 bis 7 wird über Anordnung eines weiteren, dem Ausgangskondensator über Entkopplungsdioden parallel liegenden abschaltbaren Leistungstransistors eine Verringerung der Schaltverluste und der Sperrspannungsbeanspruchung der eingangsseitigen Leistunghalbleiter erreicht bzw. ist damit allgemein ein hinsichtlich der Dimensionierung der Komponenten des Stromrichters vorteilhafter zusätzlicher Feiheitsgrad gegeben.
Eine weitere Ausführungsvanante beschreibt der Kennzeichenteil des Patentanspruches 8 wobei durch Anordnung mehrerer Sekundärwicklungen der Phasenenergiespeicher mehrere potentialgetrennte Ausgangsspannungen gebildet werden können.
Die Erfindung sowie weitere vorteilhafte Ausgestaltungen werden Im weiteren anhand der, In den im folgenden angegebenen Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt :
Fig. 1 Eine Grundstruktur (vereinfachte, schematische Darstellung) des Lelstungs- und Steuerungsteiles des erfindungsgemässen Drehstrom-Pulsglelchrichtersystemes.
Fig. 2 Den Zeitverlauf der Eingangs-Phasenspannungen und der Eingangs-Phasenströme bel stationärem
Betrieb der erfindungsgemässen Stromrichterschaltung.
Fig. 3 Eine Grundstruktur des Leistungsteilers einer Ausführungsvariante der erfindungsgemässen Strom- nchterschaltung die eine Zusammenfassung der Phasenenergiespeicher zu einem dreiphasigen System erlaubt.
Fig. 4, Fig. 5, Fig. 6 und Fig. 7 Grundstrukturen des Leistungsteiles bei durch Anordnung eines sekundär- seitigen abschaltbaren Leistungshalbleiters In Verbindung mit Verschaltungen von Entkopplungsdioden gebildeten Ausführungsvarianten der erfindungsgemässen Stromnchterschaltung wobei Fig, 6 und Fig. 7 auf die Darstellung des sekundärseitigen Schaltungsteiles beschränkt werden.
Fig. 8 Die Gegenüberstellung des Zeitverlaufes der Primär- und Sekundär-Phasenströme innerhalb des
Intervalles der Stromübergabe von der Primär- auf die Sekundärseite bei Ausführung der erfindungsge- mässen Stromrichterschaltung mit und ohne sekundärseitigen Leistungsschalter, sowie die Steuersignale des primär- und sekundärseitigen elektronischen Leistungsschalters.
In Fig. 1 ist ein Drehstrom-Pulsgleichrichtersystem 1 dargestellt, dessen Grundfunktion in der Umformung eines durch Phasen-Wechselspannungsquellen 2,3,4 symbolisierten dreiphasigen Spannungssystemes 5 in eine über dem Ausgangskondensator 6 auftretende Gleichspannung besteht.
Der Emgangsteil des Systemes wird durch ein, vereinfacht als einstufiges LC-Filter 7 dargestelltes, über die Verschaltung der Induktivitäten 8 und der Kapazitäten 9 realisiertes Tiefpassfilter gebildet.
Die Ausgangsspannungen des Filters werden über die Verbindungsleitungen 10, 11, 12 an die Wurzelpunkte 13, 14, 15 einer aus Primär-Teilwicklungen 16, 17, 18 magnetischer Phasenenergiespeicher 19, 20, 21 und an deren von den Wurzelpunkten abgewandten Seite angeschlossenen, kathodenseitig verbundenen Dioden 22, 23, 24 und den anodenseitig verbundenen, jeweis zu einem Ende der Primär-Teilwicklungen 25, 26, 27 der Phasen-Energiespeicher 19, 20, 21 geführten Dioden 28, 29, 30 gebildeten Brückenschaltung 31 gelegt, wobei die nicht an Dioden gekoppelten Enden der Primär-Teilwicklungen 16 und 25 mit dem Wurzel punkt 13,
die nicht an Dioden gekoppelten Enden der Primär-Teilwicklungen 17 und 26 mit dem Wurzelpunkt 14 und die nicht an Dioden gekoppelten Enden der Primär-Teilwicklungen 18 und 27 mit dem Wurzelpunkt 15, verbunden sind und die beiden jeweils in einem Brückenzweig befindlichen PnmärTeilwicklungen (16 und 25, 17 und 26,18 und 27) gleichen Wicklungssinn aufweisen. Im Ausgangskreis der Brückenschaltung 31 liegt ein z. B. mittels eines Transistors ausgeführter abschaltbarer Leistungshalbleiter 32 der über den Ausgang einer Steuereinheit 33 angesteuert wird.
Jeder Glelchspannungs-Ausgangskreis des Systemes wird durch mindestens eine, auf einem der Phasenenergiespeicher 19, 20, 21 angeordnete Sekundärwicklung gespeist wobei vorteilhaft jeweils eine Sekundärwicklung jeder Phase zur Bildung eines Ausgangskreises herangezogen wird. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ISt Im vorliegenden Fall nur ein Ausgangskreis 34 dargestellt. Weitere Ausgangskreise sind durch Aufbringen weiterer, entsprechend dem nachstehend beschriebenen Schaltungspnnzip verschalteter Sekundärwicklungen auf die Phasenenergiespeicher zu bilden.
Die den Ausgangskreis 34 bildenden Sekundärwicklungen 35, 36, 37 werden an eine das Bezugspotential der Ausgangsgleichspannung führende Verbindungsleitung 38 gelegt und die von dieser Verbindungsleitung
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abgewandt liegenden Wicklungsenden an die Anoden von drei kathodenseitig an der das positive Ausgangspotential führenden Verbindungsleitung 39 liegenden Dioden 40, 41, 42 geschaltet, wobei der Wicklungssinn der Sekundärwicklungen 35, 36, 37 derart gewählt wird, dass die Dioden 40, 41, 42 während des Leltzustandes des Leistungstransistors 32 einen Stromfluss im Sekundärkreis unterbinden.
Die Sekundärwicklung 35 ist dabei mit den ebenfalls magnetisch gekoppelten Primär-Teilwicklungen 16 und 25, die Sekundärwicktung 36 mit den magnetisch gekoppelten Primär-Teilwicklungen 17 und 26 und die Sekundärwicklung 37 mit den magnetisch gekoppelten Primär- Teilwicklungen 18 und 27 magnetisch gekoppelt Die zwischen den Verbindungsleitungen 39 und 38 liegende Ausgangsgleichspannung wird durch einen der sekundärseitigen Ventll- und Wicklungsanordnung 43 parallel liegenden Ausgangskondensator 6 gestützt und über die Verbindungsleitungen 44,45 einem Verbraucherkreis 46 zugeführt.
In die der Steuereinheit 33 über die Verbindungsleitung 47 zugeführten Information kann neben einem externen Steuersignal 48 über die Verbindungsleitung 49 auch der Istwert der Ausgangsspannung oder etwa bei Realisierung einer Strombegrenzung (in Fig. 1 aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht dargestellt) auch der Wert des Ausgangsstromes oder des Stromes durch den Leistungstransistor 32 einbezogen werden, wobei diese Informationen durch die Steuereinheit 33 vorteilhaft in ein gegenüber der Netzfrequenz hochfrequentes, am Ausgang der Steuereinheit 33 auftretendes, den Leistungstransistor 32 im stationären Fall mit über die Grundschwingungs-Netzperiode zeitlich konstantem Verhältnis von Ein- und Ausschaltzelt steuerndes und damit den Leistungsfluss des Konverter definierendes, an der Steuerleitung 50 anliegendes Signal umgesetzt wird.
Das System wird vorteilhaft so gesteuert, dass das Einschalten des Leistungstransistors 32 stets stromlos erfolgt, im Einschaltzeitpunkt die magnetischen Energiespeicher 19, 20, 21 also vollständig entladen sind. Bel Duchschalten des Leistungstransistors 32 zufolge eines von der Steuereinheit 33 abgegebenen
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rende Anstieg der Primär-Phasenströme in den in Vorwärtsrichtung gepolten Zweigen der Brückenschaltung 31 wird durch die am Ausgang des Netzfilters 7 liegenden Momentanwerte der Phasenspannungen, die aufgrund der Tiefpasswirkung des Filters 7 weitgehend den Phasenspannungen der Netz-Spannungs- quellen 2, 3, 4 entsprechen, definiert.
Bei über die Netz-Grundschwingungsperiode konstanter Einschaltzelt des Leistungstransistors 32 werden somit im Abschaltzeitpunkt des Transistors 32 in den Verbindungslet- tungen 10, 11, 12 den Netz-Phasenspannungen proportionale Phasenstromwerte erreicht bzw. ein diesen entsprechender Energiebetrag in den Phasen-Energiespeichern 19, 20, 21 gespeichert.
Bel Abschalten des Leistungstransistors bedingt diese gespeicherte magnetische Energie einen bel idealer Koppung des Pnmär- und Sekundärkreises unmittelbar einsetzenden Stromfluss in den Sekundärwicklungen 35, 36, 37 der über die innerhalb der Leitphase des Transistors 32 einen sekundärseitigen Stromfluss unterbindenden Dioden 40, 41, 42 In den Ausgangskondensator 6 bzw. an den diesem parallel geschalteten Verbraucher 46 geführt wird, was eine Abmagnetislerung der Phasenenergiespeicher 19, 20, 21 bzw. einen Energietransfer an die Ausgangsseite 34 bewirkt.
Nach vollständiger Entmagnetisierung der Phasen-Energiespeicher kann ein stromloses Wiedereinschalten von Transistor 32 erfolgen, da in diesem Fall die durch das Einschalten ausgelöste Sperrung der Dioden 40, 41, 42 keinen unmittelbar auftretenden primärseitigen Stromfluss zufolge hat.
Da die Abmagnetisierungsphase den primärseitigen Stromverlauf nicht beeinflusst verbleiben aufgrund der den Netz-Phasenspannungen proportionalen Einhüllenden der in den Verbindungsleitungen 10,11,12 auftretenden Konvertereingangsströme bei Filterung der schaltfrequenten Harmonischen über das Tiefpassfilter 7 bei sinusförmigem Verlauf der Spannungen der Wechselspannungsquellen 2, 3, 4 sinusförmige, in Phase mit den speisenden Spannungen liegende Netzströme Das System weist somit geringe Netzrückwir- kungen und einen hohen Leistungsfaktor bzw. ohmsches Netzverhalten auf womit gegenüber netzgeführter Gleichrichtung eine erhebliche Verringerung der Netzrückwirkungen erreicht wird.
Zur Veranschaulichung der vorstehend beschriebenen Zusammenhänge sind in Fig. 2 die Zeitverläufe der über den Phasen-Spannungsquellen 2, 3, 4 auftretenden Spannungen und die bel Steuerung des Systemes entsprechend obiger Beschreibung in den Verbindungsleitungen 10,11,12 auftretenden Ströme angegeben, wobei die Bezeichnung der Spannungs- und Stromkurven gleich der jener Schaltungselemente, an denen die Signalverläufe auftreten, gewählt wurde. Aus der Darstellung ist deutlich die netzspannungsproportionale Führung der Ströme zu ersehen.
Zufolge des diskontinuierlichen Betnebes der Vorrichtung durch gegenüber der Netzfrequenz hochfrequente Taktung des Leistungstransitors 32 über die Steuereinheit 33 weisen die Ströme 10, 11, 12 neben der Grundschwingung schaltfrequente Oberschwingungen auf, die im Zeitverlauf durch einen der Grundschwingung überlagerten, hochfrequenten dreieckförmigen Signalverlauf zum Ausdruck kommen.
Fig. 3 zeigt eine Ausführungsvariante des Drehstrom-Pulsglelchrrchtersystems nach Fig. 1 Diese Variante unterscheidet sich von der Schaltung nach Fig 1 dadurch, dass die Primär-Teilwicklungen 16, 17, 18 bzw
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26, 27signifikante Verbesserung des Wirkungsgrades des Konverters erreicht oder eine Verringerung der Sperrspannungsbeanspruchung von Transistor 32 ermöglicht wird.
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kung auf die Darstellung der sekundärseitigen Schaltungsteile der Systeme nach Fig. 1 und Fig. 3 gezeigt die Einfügung der Diode 75 auch umgangen werden, wenn an den anodenseitigen Anschlüssen der Dioden 40, 41, 42 (bei Ausführung nach Fig.
1) beziehungsweise den anodenseitigen Anschlüssen der Dioden 61, 62, 63 (ben Ausführung nach Fig. 3) drei Entkopplungsdioden 80, 81, 82 anodens6ltlg angeschlossen werden, wobei diese Dioden kathodenseitig verschaltet sind und über den sekundärseitigen Leistungsschalter 76 mit dem negativen Anschluss des Ausgangskondensators 6 verbunden werden können.
Fig. 8 illustriert die Beschleunigung des Stromüberganges am Beispiel des Einsatzes der vorstehend beschriebenen Schaltungserweiterung nach Fig. 4 bzw F ! g. 6 (sekundärseitiger, abscha ! tbarer Leistungshaib- leiter 76 mit ausgangsseltiger Diode 75 bzw. mit Entkopplungsdioden 80, 81, 82). Die Bezeichnung der dargestellten Ströme ist im weiteren im Sinne der Übersichtlichkeit gleich wie die der, diese Ströme führenden Schaltungselemente gewählt. Die positive Zählrichtung der Pnmärströme 10,11,12 Ist vom Ausgang des Netzfilters 7 zu den Wurzelpunkten 13, 14, 15 vereinbart.
Die Sekundärströme werden in Richtung der Dioden 40, 41, 42 positiv gezählt. Der Strom 76 durch den sekundärseitigen Leistungstransistor wird zur Verbindungsleitung 38 onentiert positiv gezählt. Mit 32 wird das an der Steuerleitung des primärseitigen Leistungstransistors anstehende Signal bezeichnet, entsprechend bezeichnet 76 das an der Steuerleitung 77 des sekundärseitigen Leistungsschalters anstehende Signal.
Fig. 8, (a) zeigt die Verhältnisse ohne sekundärseitigen Leistungstransistor 76. Flg. 8, (b) veranschaulicht, wie durch Einsatz des sekundärseitigen Leistungsschalters 76 die Stromübergabe von der Primär- auf die Sekundärseite beschleunigt wird, was in einer entsprechenden Reduktion der Verluste im Begrenzungskreis 74 bzw in der Verringerung der Spannungsbeanspruchung des primärseitigen Leistungsschalters 32 resultiert.
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The invention relates to a device for converting three-phase current into direct current energy as described in the preamble of claim 1.
According to the current state of the art, three-phase AC-DC converters are used to implement a three-phase pulsed-glass rectifier system, which calls for high-frequency isolation, to form a three-phase system. The input parts of the single-phase subsystems are usually designed as uncontrolled rectifiers with capacitive smoothing. The DC voltage thus formed is converted into the output voltage levels by means of electrically isolated DC-DC converters.
The disadvantages of this concept are the high number of components in the power and control section, which due to the phase instantaneous power pulsating at twice the mains frequency requires little use of the phase converter, the two-stage energy conversion that reduces the efficiency and the power density, and the possible influence by distortion of the mains voltage at the connection point to call other consumers leading, pulsed current consumption.
Furthermore, from WO - A1 - 92/07416 an embodiment of a three-phase AC / DC converter is known which, by arranging an electronic circuit breaker and a transformer which is clocked at a high frequency by means of this switch, reduces the influence on the network in each phase compared to the simplest embodiment described above achieved However, this concept also has low-frequency energy fluctuations on the output side and a deviation of the mains current profile from the ideal sinusoidal shape. This circuit also has a relatively low utilization of the phase switching elements and requires a relatively high outlay to implement the power and control part.
The object of the invention is therefore to provide a three-phase, high-frequency, potential-isolated
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and control part (simple number of elements), high power density (single-stage energy conversion), largely sinusoidal current consumption and the possibility of a current-limited ramp-up or the limitation of the input current in the case of transient mains overvoltages.
According to the invention, this is achieved by the characterizing features of patent claim 1.
Further advantageous embodiments of the invention can be found in the subclaims.
Bel execution according to claim 2, each phase of the three-phase supply network is assigned a with two primary partial windings and a secondary winding magnetic energy storage device, the voltages connected to the primary windings coupled via diodes being switched off by a common power semiconductor for all phases, e.g. B. a power transistor can be clocked at high frequency. The secondary windings of the phase energy stores are connected via diodes to a system part which, in conjunction with an output capacitor, produces a DC voltage level.
The system has the basic function of a flyback converter due to the orientation of the output diodes, which prevents a secondary-side current flow within the conducting phase of the primary-side transistor. The energy transferred into the phase energy storage device during the cold phase of the power transistor is transferred to the output side after the transistor is switched off in accordance with the inductive coupling of the input and output circuits and, during the blocking phase, is conducted via the output diodes into the output capacitor supporting the output voltage. The power flow of the converter is directly defined by the control of the power transistor, which, in addition to regulating the DC output voltage, also limits the overcurrents on the input and output sides (e.g.
Within the startup phase, in the event of transient mains overvoltages or in the event of a short circuit in the output circuit). Furthermore, due to the single-stage system structure, the grid current formation is also influenced by the clocking of the power transistor. In contrast to the uncontrolled rectification in the high pulse currents occurring adjacent to the maxima of the chained phase voltages, a power flow between the primary and secondary circuit is achieved within each pulse period when the circuit according to the invention is arranged, i.e. continuously over a fundamental oscillation period.
If the control of the electronic switch is carried out in such a way that the energy absorbed by the phase energy stores during the switch-on time of the circuit breaker is completely released to the output circuit, as a closer analysis shows, the spectrum of the input phase currents of the converter also occurs in conjunction with the fundamental voltage defining the power flow only has switching frequency harmonics.
About filtering this
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thus an (ideal) purely sinusoidal mains current lying in phase with the mains voltage - which, compared to systems with mains-guided uncontrolled rectification, achieves a significant reduction in mains feedback.As a result of the constant power flow with a sinusoidal mains current profile, the capacitance of the output capacitor required to smooth the output voltage can also be advantageous reduced and thus the power density of the system can be increased.
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A further embodiment variant is described in the characterizing part of patent claim 3. The number of primary windings is reduced in addition, the primary energy stores can be combined to form a three-phase system, which allows a reduction in the size of the converter. At the same time
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with reference to a defined direction of the arrow, positive and negative secondary currents occur.
Through further development according to patent claims 4 to 7, a further reduction in switching losses and the reverse voltage stress on the input-side power semiconductors is achieved by arranging a further power transistor that can be switched off in parallel with the output capacitor via decoupling diodes, or an additional degree of flexibility, which is advantageous with regard to the dimensioning of the components of the converter, is generally provided .
A further embodiment is described in the characterizing part of patent claim 8, wherein a plurality of electrically isolated output voltages can be formed by arranging a plurality of secondary windings of the phase energy store.
The invention and further advantageous refinements are explained in more detail below with reference to the exemplary embodiments illustrated in the drawings given below. It shows :
Fig. 1 A basic structure (simplified, schematic representation) of the power and control part of the three-phase pulse rectifier system according to the invention.
Fig. 2 The time course of the input phase voltages and the input phase currents bel stationary
Operation of the converter circuit according to the invention.
3 shows a basic structure of the power divider of an embodiment variant of the power circuit according to the invention which allows the phase energy storage to be combined into a three-phase system.
4, 5, 6 and 7 basic structures of the power section in the case of power semiconductors which are formed by arranging a secondary-side disconnectable power semiconductor in connection with interconnections of decoupling diodes, FIGS. 6 and 7 referring to the representation of the secondary circuit part are limited.
Fig. 8 The comparison of the time course of the primary and secondary phase currents within the
Interval of the current transfer from the primary to the secondary side when executing the converter circuit according to the invention with and without a circuit breaker on the secondary side, and the control signals of the primary and secondary electronic circuit breakers.
1 shows a three-phase pulse rectifier system 1, the basic function of which is to convert a three-phase voltage system 5 symbolized by phase AC voltage sources 2, 3, 4 into a DC voltage that occurs across the output capacitor 6.
The input part of the system is formed by a low-pass filter, which is shown in simplified form as a single-stage LC filter 7 and is implemented via the interconnection of the inductors 8 and the capacitors 9.
The output voltages of the filter are connected via the connecting lines 10, 11, 12 to the root points 13, 14, 15 of a magnetic phase energy store 19, 20, 21 composed of primary partial windings 16, 17, 18 and on their side connected to the cathode side facing away from the root points Diodes 22, 23, 24 and the bridge circuit 31 connected to the anode and connected to one end of the primary partial windings 25, 26, 27 of the phase energy store 19, 20, 21 diodes 28, 29, 30, which are not connected to diodes coupled ends of the primary partial windings 16 and 25 with the root point 13,
the ends of the primary partial windings 17 and 26 not connected to diodes are connected to the root point 14 and the ends of the primary partial windings 18 and 27 not connected to the diode are connected to the root point 15, and the two primary partial windings (16 and 25, 17 and 26, 18 and 27) have the same winding direction. In the output circuit of the bridge circuit 31 is a z. B. implemented by a transistor switchable power semiconductor 32 which is controlled via the output of a control unit 33.
Each low-voltage output circuit of the system is fed by at least one secondary winding arranged on one of the phase energy stores 19, 20, 21, a secondary winding of each phase advantageously being used to form an output circuit. For reasons of clarity, only one output circuit 34 is shown in the present case. Further output circuits are to be formed by applying further secondary windings connected in accordance with the circuit principle described below to the phase energy stores.
The secondary windings 35, 36, 37 forming the output circuit 34 are connected to a connecting line 38 carrying the reference potential of the DC output voltage and from this connecting line
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opposite winding ends connected to the anodes of three diodes 40, 41, 42 on the cathode side of the connecting line 39 carrying the positive output potential, the winding direction of the secondary windings 35, 36, 37 being selected such that the diodes 40, 41, 42 during the LeltStatus the power transistor 32 prevent a current flow in the secondary circuit.
The secondary winding 35 is magnetically coupled to the likewise magnetically coupled primary partial windings 16 and 25, the secondary winding 36 with the magnetically coupled primary partial windings 17 and 26 and the secondary winding 37 to the magnetically coupled primary partial windings 18 and 27. The between the connecting lines 39 and 38 output DC voltage is supported by an output capacitor 6 lying in parallel with the valve and winding arrangement 43 on the secondary side and fed to a consumer circuit 46 via the connecting lines 44, 45.
In the information supplied to the control unit 33 via the connecting line 47, in addition to an external control signal 48 via the connecting line 49, the actual value of the output voltage or, for example, when a current limitation is implemented (not shown in FIG. 1 for reasons of clarity), the value of the output current or of the current through the power transistor 32 are included, this information by the control unit 33 advantageously in a high-frequency with respect to the mains frequency, occurring at the output of the control unit 33, the power transistor 32 in the stationary case with a constant time over the fundamental oscillation network period ratio of input and Switch-off tent controlling and thus defining the power flow of the converter signal applied to the control line 50 is implemented.
The system is advantageously controlled in such a way that the power transistor 32 is always switched on without current, that is to say the magnetic energy stores 19, 20, 21 are completely discharged at the time of switching on. When the power transistor 32 is switched on, it is output by the control unit 33
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The increase in the primary phase currents in the branches of the bridge circuit 31 polarized in the forward direction is caused by the instantaneous values of the phase voltages at the output of the line filter 7, which largely correspond to the phase voltages of the line voltage sources 2, 3, 4 due to the low-pass effect of the filter 7 , Are defined.
If the switching-on tent of the power transistor 32 remains constant over the mains fundamental oscillation period, phase current values proportional to the mains phase voltages or a corresponding amount of energy in the phase energy stores 19, 20, are reached in the connecting positions 10, 11, 12 at the time of switching off the transistor 32. 21 saved.
When the power transistor is switched off, this stored magnetic energy results in an ideal coupling of the primary and secondary circuit current flow in the secondary windings 35, 36, 37 of the diodes 40, 41, 42 in the secondary windings which prevent a secondary-side current flow within the conductive phase of the transistor 32 Output capacitor 6 or to the consumer 46 connected in parallel with this, which causes a demagnetization of the phase energy stores 19, 20, 21 or an energy transfer to the output side 34.
After the phase energy storage device has been completely demagnetized, transistor 32 can be switched on again without current, since in this case the blocking of the diodes 40, 41, 42 triggered by the switching on does not result in an immediately occurring current flow on the primary side.
Since the demagnetization phase does not influence the primary-side current profile, the envelope input currents occurring in the connecting lines 10, 11, 12, which are proportional to the mains phase voltages, remain when the switching-frequency harmonics are filtered via the low-pass filter 7 with a sinusoidal profile of the voltages of the AC voltage sources 2, 3, 4 Mains currents lying in phase with the supply voltages The system thus has low mains perturbations and a high power factor or ohmic mains behavior, which means that a considerable reduction in mains perturbations is achieved compared to mains-controlled rectification.
To illustrate the relationships described above, FIG. 2 shows the time profiles of the voltages occurring across the phase voltage sources 2, 3, 4 and the bel control of the system as described above in the connecting lines 10, 11, 12, the designations being given the voltage and current curves equal to those of the circuit elements on which the signal curves occur were chosen. From the illustration, the routing of the currents proportional to the mains voltage can be clearly seen.
As a result of the discontinuous operation of the device by clocking the power transistor 32 at high frequency with respect to the mains frequency via the control unit 33, the currents 10, 11, 12 have switching frequency harmonics in addition to the fundamental oscillation, which are expressed over time by a high-frequency triangular signal pattern superimposed on the fundamental oscillation.
Fig. 3 shows an embodiment of the three-phase pulsed-glass system according to FIG. 1. This variant differs from the circuit according to FIG. 1 in that the primary partial windings 16, 17, 18 and
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26, 27 significant improvement in the efficiency of the converter is achieved or a reduction in the reverse voltage stress of transistor 32 is made possible.
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1 and FIG. 3, the insertion of the diode 75 can also be avoided if the anode-side connections of the diodes 40, 41, 42 (in the embodiment according to FIG.
1) or the anode-side connections of the diodes 61, 62, 63 (ben version according to FIG. 3), three decoupling diodes 80, 81, 82 anodens6ltlg are connected, these diodes being connected on the cathode side and via the secondary-side power switch 76 with the negative connection of the output capacitor 6 can be connected.
FIG. 8 illustrates the acceleration of the current transition using the example of the use of the circuit expansion according to FIG. 4 or F described above! G. 6 (secondary-side, detachable power semiconductor 76 with output-sensitive diode 75 or with decoupling diodes 80, 81, 82). For the sake of clarity, the designation of the currents shown is the same as that of the circuit elements carrying these currents. The positive counting direction of the primary currents 10, 11, 12 is agreed from the output of the line filter 7 to the root points 13, 14, 15.
The secondary currents are counted positively in the direction of the diodes 40, 41, 42. The current 76 through the secondary-side power transistor is counted positive to the connecting line 38. 32 denotes the signal present on the control line of the primary-side power transistor, correspondingly 76 denotes the signal present on the control line 77 of the secondary-side power switch.
8, (a) shows the conditions without the power transistor 76 on the secondary side. 8, (b) illustrates how the use of the secondary-side circuit breaker 76 accelerates the current transfer from the primary to the secondary side, which results in a corresponding reduction in the losses in the limiting circuit 74 or in the reduction in the voltage stress on the primary-side circuit breaker 32.