<Desc/Clms Page number 1>
Mehrstufiger, in der Verstärkung regelbarer Breitband-Transistorverstärker
Die Erfindung bezieht sich auf einen mehrstufigen, in der Verstärkung regelbaren Breitband-Transistorverstärker, bei dem zwischen zwei, insbesondere in Basisschaltung betriebenen Transistorstufen ein Dämpfungsnetzwerk eingeschaltet ist, das mit einem Richtleiter ausgestattet ist, dessen Vorstrom in Durchlassrichtung eingestellt wird und bei dem die gegebenenfalls vorhandenen frequenzselektiven Kreise den Transistorstufen vor-und/oder nachgeschaltet sind.
Verstärker für hohe Frequenzen sollen häufig in ihrer Verstärkung stetig einstellbar oder regelbar sein. Insbesondere trifft dies zu für die Zwischenfrequenzverstärker in Richtfunksystemen zur Übertragung vieler Telegraphie-oder Telephoniekanäle, bei denen zur Fading-Regelung einstellbare Dämpfungsglieder verwendet werden, die zwischen die einzelnen Verstärkerstufen gelegt sind. Hiebei ist die Forderung gegeben, dass im Übertragungsfrequenzbereich bei der Regelung keine wesentlichen Änderungen des Amplituden-und Gruppenlaufzeitganges des Verstärkers auftreten. Diese Forderung ist für regelbare Verstärker im Bereich höherer Frequenzen, beispielsweise im Bereich zwischen 50 und 100 MHz und bei grossen Verstärkerbandbreiten, z. B. 30 MHz und mehr schwer zu erfüllen. Ausserdem soll die Einstellung der Dämpfungsglieder auch einfach erfolgen, z.
B. mit einem Steuergleichstrom, der eine automatische Regelung auf elektrischem Wege zulässt. In den Dämpfungsgliedern werden als Regelglieder meist Richtleiter verwendet ; denn deren Widerstand ist steuerbar. Es hat sich aber gezeigt, dass dieser Widerstand bei höheren Frequenzen nicht mehr rein reell ist, sondern Blindkomponenten hat, die abhängig von der Aussteuerung des Richtleiters sind. Damit ist es schwierig, bei Dämpfungsnetzwerken mit Richtleitern die vorstehenden Forderungen zu erfüllen.
Insbesondere sollen diese Forderungen bei einem mehrstufigen Breitbandverstärker mit einem grossen Regelbereich, beispielsweise bis zu 40 Dezibel und darüber erfüllt werden.
Diesen Schwierigkeiten kann bei einem mehrstufigen, in der Verstärkung regelbaren Breitband- Transistor verstärker, bei dem zwischen zwei, insbesondere in Basisschaltung betriebenen Transistorstufen ein Dämpfungsnetzwerk eingeschaltet ist, das mit einem Richtleiter ausgestattet ist, dessen Vorstrom in Durchlassrichtung eingestellt wird und bei dem die gegebenenfalls vorhandenen frequenzselektiven Kreise den Transistorstufen vor-und/oder nachgeschaltet sind, gemäss der Erfindung erfolgreich dadurch begegnet werden, dass in an sich bekannter Weise in Serie mit dem parallel zum Ausgang einer Stufe angeschalteten Richtleiter die Parallelschaltung eines Widerstandes und eines vorzugsweise einstellbaren Kondensators gelegt ist, dass ferner die Werte dieser Parallelschaltung so gewählt sind, dass bei Einstellung auf maximale Übertragungsdämpfung, d. h.
bei maximalem Richtleitervorstrom, eine frequenz- unabhängige Stromaufteilung zwischen dem Richtleiterzweig und dem parallel dazu liegenden Eingangskreis der folgenden Transistorstufe besteht, und dass parallel zum Richtleiterzweig eine zusätzlich veränderliche Kapazität-C-gelegt und so gewählt ist, dass bei Einstellung des Richtleitervorstromes auf minimale Dämpfung, d. h. bei maximalem Richtleiterwiderstand, die parallel zum Richtleiterzweig
EMI1.1
<Desc/Clms Page number 2>
sammensetzt, zusammen mit dem Eingangswiderstand des folgenden Transistors, der sich aus einer Induktivität--Le--in Serie mit einem Widerstand --Re-- zusammensetzt und dem ein zusätzlicher Widerstand-R-in Serie geschaltet ist, einen Tiefpass bildet, wobei folgende Bedingung eingehalten wird :
EMI2.1
EMI2.2
<Desc/Clms Page number 3>
der ohmschen Komponente-R-und der induktiven Komponente--LR--. In Serie zu--RR und LR-liegt die erwähnte Parallelschaltung von-C und R -. Durch Wahl des Kapazitätswertes von-C2- und des Widerstandswertes von --R2- kann der Impedanzwert des die Serieninduktivität des Richtleiters enthaltenden Querzweiges bei maximaler Übertragungsdämpfung des Vierpols so eingestellt werden, dass in einem grossen Frequenzbereich eine praktisch frequenzunabhängige Stromaufteilung-J/J.-zwi- schen dem Parallelzweig, bestehend aus --RR, Lr, C2, R2-- und dem Längszweig, bestehend aus - -R1'Re, Le-- gegeben ist.
Die Kapazitäten--CC und C,-sind im Übertragungsfrequenzband gegen- über dem Parallelzweig hochohmig und haben bei der Einstellung auf maximale Übertragungsdämpfung, d. h. bei niederohmigem Richtleiter, im Durchlassbereich des Verstärkers keinen wesentlichen Einfluss auf dessen Amplitudenabhängigkeit von der Betriebsfrequenz (Amplitudengang). Die Feineinstellung des Amplitudenganges in diesem Regelzustand wird mit Hilfe des Kondensators-C-, der z. B. als
EMI3.1
EMI3.2
EMI3.3
in diesem Fall wie eine Kappazität --CR--. Das Erastzschalthild für diesen Fall, d. h. für minimale Übertragungsdämpfung des Netzwerkes, ist in Fig. 3 dargestellt. In Fig. 3 liegt parallel zu der Strom- quelle-J-die Parallelschaltung der Kondensatoren --CC. C1 und CR--.
Die Elemente des Längs- zweige Re-Le--sind ebenso wie in Fig. 2 gegeben. Das Netzwerk hat somit Tiefpasscharakter. Durch den veränderbaren Kondensator der beispielsweise als Trimmerkondensator ausgebildet ist, lässt sich die Gesamtkapazität im Parallelzweig einstellen und damit ein maximal flacher Amplitudengang der Stufe erreichen. Hiezu ist es erforderlich, dass folgende Gleichung erfüllt wird :
EMI3.4
Es ist vorteilhaft, wenn die Grenzfrequenz des Tiefpasses möglichst weit über dem Übertragungsfrequenzband liegt. Die Grenzfrequenz des Netzwerkes ist gegeben durch die Gleichung
EMI3.5
Meist genügt es, wenn die Grenzfrequenz den doppelten Wert der höchsten Frequenz des Übertragungsfrequenzbandes hat. In diesem Fall fliesst dann praktisch der gesamte Signalwechselstrom ohne
EMI3.6
Bei einer derartigen Dimensionierung der Schaltung nach Fig. 1 bleibt im Ubertragungsfrequenzbereich der Amplitudengang des Koppelnetzwerkes bei allen Einstellungen des Richtleitervorstromes zwischen maximaler und minimaler Dämpfung praktisch konstant. Auch der Laufzeitgang des Dämpfungsnetzwerkes ist praktisch nicht mehr störend, weil die Grenzfrequenz des durch den Dämpfungsvierpol gebildeten Tiefpasses weit oberhalb der höchsten Betriebsfrequenz liegt.
Die erfindungsgemässe Schaltung zeichnet sich somit durch eine ebene Durchlasskurve und eine praktisch konstante Gruppenlaufzeit für eine sehr grosse Bandbreite innerhalb des gesamten Regelbereiches aus. Weiterhin ist die Durchlasskurve beim Minimalwert und beim Maximalwert der Dämpfung mit je einem Trimmerkondensator unabhängig voneinander einstellbar und der Minimalwert der Dämpfung des Koppelnetzwerkes kann praktisch gleich null Dezibel gewählt werden.
Bei Verwendung der erfindungsgemässen Schaltung zur Pegelregelung in Verstärkern ist ein Dämpfungsregelbereich bis etwa 15 dB ohne weiteres erreichbar. In Breitbandverstärkern, bei denen an den Laufzeitgang und an den Amplitudengang des Verstärkers grössere Anforderungen gestellt werden, ist es vorteilhaft, einen Regelumfang von etwa 10 dB nicht zu überschreiten. Die Verstärkung der vorausgehenden Stufe sollte der Maximaldämpfung des nachfolgenden Dämpfungsreglers angepasst sein, d. h. etwa dieser gleich sein.
Für Breitbandverstärker, z. B. mit einer Bandbreite von etwa 40 MHz und einer zulässigen Frequenz-
<Desc/Clms Page number 4>
gangänderung von etwa 0,5 Dezibel, erhält ein Regelvierpol vorteilhaft einen Regelbereich von etwa 10 bis 15 Dezibel. Da derartige Verstärker in der Praxis einen grösseren Regelbereich haben müssen, ist in der Weise vorzugehen, dass, wie in Fig. 5 angedeutet, mehrere Regelvierpole vorgesehen werden, die über vorzugsweise mehrstufige Transistorverstärker verbunden sind. Bei Schmalbandverstärkern gibt man dem Regelvierpol unter Umständen einen grösseren Regelbereich.
Den Verstärkungswert der zwischen aufeinanderfolgenden Regelvierpolen liegenden Verstärkerstufen bemisst man dann zweckmässig im Absolutwert etwa gleich der maximal möglichen Übertragungsdämpfung des jeweils vorausgehenden Regelvierpols.
Die einzelnen Regelvierpole könnten an sich alle gleichzeitig geregelt werden. Für einen Breitbandverstärker, beispielsweise für einen Frequenzbereich von 50 bis 90 MHz, ist es jedoch vorteilhaft, eine bevorrechtigte Regelung in der Weise vorzunehmen, dass bei ansteigendem Eingangspegel zunächst der in Übertragungsrichtung letzte Regelvierpol des gesamten Verstärkers wirksam wird, u. zw. so lange, bis er seine maximale Übertragungsdämpfung erreicht. Bei weiter ansteigendem Eingangspegel behält dieser Regelvierpol seine maximale Übertragungsdämpfung bei und der unmittelbar vorausgehende Regelvierpol wird wirksam gemacht, u. zw. ebenfalls bis er seinen Maximalwert erreicht.
Steigt der Eingangspegel noch weiter an, so bleiben beide Regelvierpole auf ihrem maximalen Übertragungsdämpfungswert eingestellt und der nächste unmittelbar vorausgehende Regelvierpol wird in gleicher Weise wirksam gemacht.
Diese Art der Bevorrechtigung, der hinsichtlich der Anzahl der Regelvierpole keine Grenzen gesetzt sind, hat für Breitbandverstärker den grossen Vorteil, dass die Frequenzcharakteristik des Verstärkers innerhalb des Regelbereiches günstig beeinflusst werden kann. Man kann nämlich in den einzelnen Regelvierpol frequenzabhängige Widerstände so einfügen, dass sich für minimale Übertragungsdämpfung des Vierpols und für maximale Übertragungsdämpfung desselben praktisch gleiche Frequenzcharakteristiken ergeben. Nur in dem dazwischenliegenden Regelbereich ist dann eine geringfügige Änderung der Frequenzcharakteristik gegeben.
Da bei der bevorrechtigten Regelung jeweils nur ein Regelvierpol diese Änderung der Frequenzcharakteristik zeigen kann, wird somit auch bei vielen Regelstufen, entsprechend einem sehr grossen Regelbereich, die Änderung der Frequenzcharakteristik des Gesamtverstärkers sehr gering gehalten. Ausserdem wird durch diese Bevorrechtigung der Regelung erreicht, dass die Rauschzahl des Verstärkers bei sich änderndem Eingangssignal möglichst klein bleibt.
Die Ableitung der Regelspannungen vor allem hinsichtlich der Bevorrechtigung zwischen den Regel- vierpolen--1, IIundII1-kanninderWeise erfolgen, dass die Ausgangsspannung des Verstärkers in-D- gleichgerichtet und drei Regelspannungsstufen-I', II', III'-parallel zugeführt wird. Jeder dieser Regelspannungsstufen ist ein bestimmter von Regelspannungsstufe zu Regelspannungsstufe steigender Schwellwert der gleichgerichteten Spannung zugeordnet, ab dem die Stufe wirksam wird.
**WARNUNG** Ende DESC Feld kannt Anfang CLMS uberlappen**.
<Desc / Clms Page number 1>
Multi-stage broadband transistor amplifier with adjustable gain
The invention relates to a multi-stage broadband transistor amplifier with adjustable gain, in which a damping network is switched on between two transistor stages, in particular operated in base circuit, which is equipped with a directional conductor whose bias current is set in the forward direction and in which the possibly present frequency-selective circuits are connected upstream and / or downstream of the transistor stages.
Amplifiers for high frequencies should often be continuously adjustable or controllable in their gain. This applies in particular to the intermediate frequency amplifiers in radio relay systems for the transmission of many telegraphy or telephony channels, in which adjustable attenuators are used for fading control, which are placed between the individual amplifier stages. The requirement here is that no significant changes in the amplitude and group delay response of the amplifier occur in the transmission frequency range during regulation. This requirement is for controllable amplifiers in the range of higher frequencies, for example in the range between 50 and 100 MHz and with large amplifier bandwidths, e.g. B. 30 MHz and more difficult to meet. In addition, the adjustment of the attenuators should also be done easily, for.
B. with a control direct current, which allows automatic control by electrical means. Directional guides are usually used as regulating elements in the attenuators; because their resistance is controllable. However, it has been shown that this resistance is no longer purely real at higher frequencies, but has reactive components that are dependent on the modulation of the directional conductor. It is therefore difficult to meet the above requirements in damping networks with directional conductors.
In particular, these requirements should be met in a multistage broadband amplifier with a large control range, for example up to 40 decibels and above.
These difficulties can arise in a multi-stage broadband transistor amplifier with adjustable gain, in which a damping network is switched on between two transistor stages, in particular operated in base circuit, which is equipped with a directional conductor whose bias current is set in the forward direction and in which the possibly present frequency-selective circuits are connected upstream and / or downstream of the transistor stages, are successfully countered according to the invention in that the parallel connection of a resistor and a preferably adjustable capacitor is placed in series with the directional conductor connected in parallel to the output of a stage in a manner known per se Furthermore, the values of this parallel connection are chosen so that when set to maximum transmission attenuation, i. H.
at maximum directional conductor bias current, there is a frequency-independent current distribution between the directional conductor branch and the parallel input circuit of the following transistor stage, and that an additional variable capacitance-C-is placed parallel to the directional conductor branch and is selected so that when the directional conductor bias current is set to minimum attenuation, d. H. at maximum directional resistance, which is parallel to the directional branch
EMI1.1
<Desc / Clms Page number 2>
composed, together with the input resistance of the following transistor, which is composed of an inductance - Le - in series with a resistor --Re-- and to which an additional resistor - R - is connected in series, forms a low pass, with the following Condition is met:
EMI2.1
EMI2.2
<Desc / Clms Page number 3>
the ohmic component - R - and the inductive component - LR--. In series with - RR and LR - is the mentioned parallel connection of -C and R -. By choosing the capacitance value of -C2- and the resistance value of -R2-, the impedance value of the shunt arm containing the series inductance of the directional conductor can be set with maximum transmission attenuation of the quadrupole in such a way that a practically frequency-independent current distribution -J / J.- between the parallel branch consisting of --RR, Lr, C2, R2-- and the longitudinal branch consisting of - -R1'Re, Le--.
The capacitances - CC and C, - are high-resistance in the transmission frequency band compared to the parallel branch and have, when set to maximum transmission attenuation, i.e. H. with a low-resistance directional conductor, in the pass band of the amplifier, there is no significant influence on its amplitude dependence on the operating frequency (amplitude response). The fine adjustment of the amplitude response in this control state is done with the help of the capacitor-C-, the z. B. as
EMI3.1
EMI3.2
EMI3.3
in this case like a capacitance --CR--. The Erastzschalthild for this case, d. H. for minimum transmission loss of the network is shown in FIG. In Fig. 3, the parallel connection of the capacitors -CC is parallel to the current source-J-. C1 and CR--.
The elements of the longitudinal branches Re-Le - are given as in FIG. The network thus has a low-pass character. The variable capacitor, which is designed as a trimmer capacitor, for example, allows the total capacitance to be set in the parallel branch and thus a maximally flat amplitude response of the stage can be achieved. For this it is necessary that the following equation is fulfilled:
EMI3.4
It is advantageous if the cutoff frequency of the low-pass filter is as far above the transmission frequency band as possible. The cutoff frequency of the network is given by the equation
EMI3.5
It is usually sufficient if the cut-off frequency has twice the value of the highest frequency in the transmission frequency band. In this case, practically the entire signal alternating current flows without
EMI3.6
With such a dimensioning of the circuit according to FIG. 1, the amplitude response of the coupling network remains practically constant in the transmission frequency range for all settings of the directional conductor bias between maximum and minimum attenuation. The delay time response of the damping network is practically no longer disturbing because the cutoff frequency of the low-pass filter formed by the damping quadrupole is far above the highest operating frequency.
The circuit according to the invention is thus characterized by a flat transmission curve and a practically constant group delay for a very large bandwidth within the entire control range. Furthermore, the transmission curve for the minimum value and the maximum value of the attenuation can be set independently of one another with a trimmer capacitor each and the minimum value of the attenuation of the coupling network can be selected to be practically zero decibels.
When the circuit according to the invention is used for level control in amplifiers, an attenuation control range of up to about 15 dB can easily be achieved. In broadband amplifiers, where greater demands are placed on the delay response and the amplitude response of the amplifier, it is advantageous not to exceed a control range of about 10 dB. The gain of the preceding stage should be adapted to the maximum attenuation of the subsequent attenuation controller, i.e. H. about the same as this.
For broadband amplifiers, e.g. B. with a bandwidth of about 40 MHz and a permissible frequency
<Desc / Clms Page number 4>
rate change of about 0.5 decibels, a quadrupole control advantageously has a control range of about 10 to 15 decibels. Since such amplifiers have to have a larger control range in practice, the procedure is to provide, as indicated in FIG. 5, several control poles, which are connected via preferably multi-stage transistor amplifiers. With narrowband amplifiers, the quadrupole control may be given a larger control range.
The gain value of the amplifier stages lying between successive quadrupole control is then expediently measured in absolute value approximately equal to the maximum possible transmission attenuation of the respective preceding quadruple control.
The individual control quadrupoles could all be controlled at the same time. For a broadband amplifier, for example for a frequency range from 50 to 90 MHz, however, it is advantageous to carry out preferential control in such a way that the last four-pole control of the entire amplifier in the transmission direction first becomes effective when the input level increases, u between until it reaches its maximum transmission loss. If the input level continues to rise, this quadruple control maintains its maximum transmission attenuation and the immediately preceding quadruple control is activated, u. also until it reaches its maximum value.
If the input level rises even further, both control poles remain set to their maximum transmission attenuation value and the next immediately preceding control quad is activated in the same way.
This type of priority, which has no limits in terms of the number of control poles, has the great advantage for broadband amplifiers that the frequency characteristics of the amplifier can be favorably influenced within the control range. This is because frequency-dependent resistors can be inserted into the individual quadrupole control circuit in such a way that practically the same frequency characteristics result for minimum transmission attenuation of the quadrupole and for maximum transmission attenuation of the same. There is then only a slight change in the frequency characteristic in the control range in between.
Since only one quadrupole control can show this change in the frequency characteristic with the preferred control, the change in the frequency characteristic of the overall amplifier is kept very low even with many control stages, corresponding to a very large control range. In addition, this priority of the regulation ensures that the noise figure of the amplifier remains as small as possible when the input signal changes.
The derivation of the control voltages, especially with regard to the priority between the four control poles - 1, II and II1 - can be done by rectifying the output voltage of the amplifier in-D and supplying three control voltage levels-I ', II', III'-parallel. Each of these control voltage levels is assigned a specific threshold value of the rectified voltage which increases from control voltage level to control voltage level and from which the level becomes effective.
** WARNING ** End of DESC field may overlap beginning of CLMS **.