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Schaltungsanordnung zur Messung der gegenseitigen Phasenlage zweier Wechselstromgrössen gleicher Frequenz
In grossen elektrischen Anlagen werden Einrichtungen verwendet, die den Phasenwinkel zwischen zwei elektrischen Messgrössen, vorzugsweise den Leistungsfaktor, zur Anzeige bringen und diesen mittels eines schreibenden Gerätes fortlaufend aufzeichnen, so dass man sich jederzeit ein Urteil über den Zustand und die Arbeitsweise des Anlageteiles, nämlich ob Lieferung oder Bezug der Leistung vorliegt, machen kann.
Es ist ein elektrodynamisches Quotientenmesswerk bekannt, das zur Anzeige des Leistungsfaktors, insbesondere des Phasenwinkels zwischen elektrischen Messgrössen, die gegeneinander in kapazitiver oder induktiver Lage Winkel bis zu 1800 einschliessen können, dient. Dieses Messwerk hat einen komplizierten mechanischen Aufbau, denn bei diesem sind für eine Vierquadrantenmessung des Phasenwinkels Schleifringe und Bürsten als Stromzuführung notwendig.
Ausserdem ist es bekanntlich in grösseren Messanlagen notwendig, elektrodynamische Quotientenmesswerke mit verschiedenen Messbereichen einzusetzen; hei zu war bislang eine Veränderung des beweg- lichen Messsystems erforderlich.
Auch die Fernübertragung des Leistungsfaktors war bislang schwierig, weil hiezu ein Wirkleistungsmessumformer und ein Blindleistungsmessumformer sowie zur Quotientenbildung ein elektrodynamischer Quotientenmessumformer verwendet werden mussten.
Es ist weiters eine Einrichtung bekanntgeworden, mit der die sich über zwei oder mehrereQuadranten erstreckende Phasenverschiebung mittels einer Umschaltung in den beiden Verstärkerkanälen in den ersten Quadranten transferiert wird. Mit dieser Einrichtung ist eine hohe Genauigkeit der Anzeige der Phasenverschiebung nur für Wechselspannungen ohne Oberwellenanteile gewährleistet. Die Einrichtung ist daher zur Anzeige der gegenseitigen Phasenlage zweier Wechselstromgrössen, wie sie in Industrieanlagen mit Oberwellenanteilen auftreten, nicht anwendbar.
Schliesslich ist ein Verfahren zur Messung des Phasenunterschiedes zweier Wechselspannungen bekanntgeworden, bei welchem die beiden Messwechselspannungen, deren Phasenlage gegeneinander gemessen wird. Röhrenverstärkern zugeführt sind, die stark übersteuert werden. Mittels der den Verstärkern nachgeschalteten RC-Glieder werden Spannungsimpulse erzeugt, die einer Kippschaltung zugeführt werden. Die Kippschaltung, die aus zwei gleichstromrückgekoppelten Röhren besteht, kippt bei richtiger Einstellung im Takt der Impulse ; die Anodenströme der beiden Röhren sind ein direktes Mass für die Phasenverschiebung der Messwechselspannungen. Auch bei dieser Schaltung sind Einrichtungen zur Unterdrückung der Oberwellen der Wechselspannungen nicht enthalten, deren Phasenverschiebung gemessen werden soll.
Ein Auftreten von Oberwellenanteilen, die die beiden Messspannungen im gleichen Masse befallen, beeinflusst zwar nicht die Messgenauigkeit ; dagegen ist die Anzeige der Anodenströme des rückgekoppelten Verstärkers mit Fehlern behaftet, wenn die Messspannungen untereinander mit Oberwellenanteilen ungleicher Grösse beaufschlagt sind.
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Messung der gegenseitigen Phasenlage zweier Wechselstromgrössen gleicher Frequenz, insbesondere zur Messung der gegenseitigen Phasenlage zwischen
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einem Wechselstrom und einer Wechselspannung für die Anzeige eines Leistungsfaktors mittels Strombzw. Spannungsimpulsen, die die Zeitpunkte der Nulldurchgänge der Wechselstromgrössen markieren und deren zeitlicher Abstand über eine gegensinnig gesteuerte bistabile Kippstufe in einem Zeigerinstrument angezeigt wird, bei welcher die genannten Nachteile bei der Leistungsfaktormessung vermieden werden und überdies die Fernübertragung desselben erleichtert wird.
Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass zur Unterdrückung von Oberwellen des gegebenenfalls von einem Stromwandler gelieferten Wechselstromes eine einem der beiden Messeingänge nachgeschaltete Drosselkette in 71"Schaltung dient, während zur Unterdrückung von Oberwellen der Wechselspannung eine weitere Drosselkette in T-Schaltung an dem andern Messeingang vorgesehen ist.
Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung sind den Drosselketten Begrenzungsgleichrichter, insbesondere Zenerdioden, zur Spannungsbegrenzung nachgeschaltet, wobei der Drosselkette inT-Schaltung der Begrenzungsgleichrichter unmittelbar und der Drosselkette in -Schaltung der Begrenzungsgleichrichter in Serie mit einem Widerstand, dessen Grösse den 7 - 10fachen Wert des Wellenwiderstandes der Drosselkette beträgt, nachgeschaltet sind.
Vorzugsweise ist hiebei zur Kompensation des Temperaturganges bei niedriger Zenerspannung der als Begrenzungsgleichrichter dienenden Zenerdiode eine Widerstandskombination mit negativem Temperaturkoeffizienten vorgeschaltet.
Gemäss einem andern Merkmal der Erfindung zur Messung der gegenseitigen Phasenverschiebung zweier Wechselspannungen, die beispielsweise in gleiche Phasenlage zu bringen sind, sind zur Unterdrückung von Oberwellen an den Messeingängen für beide Wechselspannungen Drosselketten in T-Schaltung angeordnet.
Die Unterdrückung von Oberwellen ist deshalb wesentlich, da das Prinzip zur Messung mit der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung darauf beruht, dass die Nulldurchgänge der beiden periodischen Signale, z. B. der Wechselspannung des Wechselstromes, genau festzulegen sind. Ein durch Oberwellen verzerrtes Signal kann eine zeitliche Verschiebung des Nulldurchganges bedingen und Messfehler für die Anzeige des Phasenwinkels erzeugen.
Die Wirkungsweise der erfindungsgemässen Anordnung bei einer Leistungsfaktormessung beruht im wesentlichen darauf, dass zu den Zeitpunkten der Nulldurchgänge einerseits der Wechselspannung und anderseits des Wechselstromes kurzzeitige Impulse erzeugt werden. Zur Erzeugung dieser Impulse werden die Wechselstromsignale mittels Zenerdioden begrenzt, so dass Impulse von der Dauer jeweils einer Halbperiode erzeugt werden. Die Spannung dieser Impulse wird nun mit Hilfe von Widerstand-Kondensatorschaltungen differenziert, so dass sich jeweils nur zu Beginn und am Ende dieser Impulse am Ausgang dieser Differenzierschaltungen Spannungsspitzen ergeben. Diese Spannungsspitzen markieren somit die Zeitpunkte sämtlicher Nulldurchgänge.
Da jedoch je Periode nur jeweils ein Nulldurchgang einer der Wechselstromgrössen benötigt wird, sind von diesen Impulsen jeweils nur die Impulse einer einzigen Polarität durchzulassen. Die Auswahl der Impulse gleicher Polarität erfolgt in den beiden Impulsformerschaltstufen. Diese beiden Schaltstufen sind mit denEingängen einer bistabilen Kippstufe verbunden, die dem Drehspulmesswerk selbst vorgeschaltet ist. Hiedurch ergibt sich je Periode eine Einschaltdauer der Kippstufe, die proportional der Phasendifferenz zwischen den beiden Wechselstromgrössen ist. Das Messinstrument zeigt nämlich den zeitlichen Mittelwert der Gleichstromimpulse an, der in einem linearen Verhältnis zu der gegenseitigen Phasenlage der zwei elektrischen Wechselstromgrössen steht.
Während jeder Periode der Wechselstromgrössen ist zu einem Zeitpunkt bei Nulldurchgang einer der beiden Wechselstromgrössen der Beginn des das Drehspulmesswerk durchfliessenden Gleichstromimpulses festgelegt und zu einem Zeitpunkt bei Nulldurchgang der andern Wechselstromgrösse ist das Ende des Gleichstromimpulses erreicht. Der von dem Drehspulmesswerk angezeigte mittlere Strom ist also linear von der Phasenverschiebung abhängig.
Bei einer praktischen Anwendung der erfindungsgemässen Anordnung für eine Anzeige des Phasenwinkels zwischen einer Wechselspannung und einem Wechselstrom, der in kapazitiver oder induktiver Lage Winkel bis zu 1800 mit der Wechselspannung einschliessen kann, ist der Wechselstrom über einen Stromwandler dem Eingang der Messanordnung derart zugeführt, dass die stromseitigen und spannungsseitigen Steuerimpulse für die bistabile Kippstufe bei einer Phasenverschiebung von 1800, insbesondere bei Gegenphasenlage zwischen den elektrischen Signalen, zeitlich zusammenfallen und der Zeiger des Drehspulmesswerkes keinen Ausschlag aufweist. Bei Voreilen des Wechselstromes gegenüber der Wechselspannung fliesst ein minimaler Gleichstrom, der auf den halben Wert des Vollausschlages ansteigt, wenn Wechselspannung und Wechselstrom gleiche Phasenlage besitzen.
Bei Nacheilen des Wechselstromes steigt der Gleichstrom bis zum vollen Nennwert an, um bei Eintreten des Wechselstromes in die
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Gegenphasenlage zur Wechselspannung wieder auf Null abzufallen.
Die Erfindung wird an Hand von Zeichnungen näher erläutert. In Fig. 1 ist die Gesamtschaltung für eine Anzeige einer Vierquadranten-Messung eines Phasenwinkels dargestellt. Fig. 2 zeigt in einem Schaudiagramm den Zeigerausschlag des Drehspulinstrumentes in Abhängigkeit von der gegenseitigen Phasenlage zweier Wechselstromgrössen. Für einen Wechselstrom I, der beispielsweise gegenüber einer Wechselspannung U um 900 nacheilt, sind in der Fig. 3 Spannungsverläufe der strom- und spannungsseitigen periodischen Signale, die in den verschiedenen Schaltstufen auftreten, schematisch dargestellt ; hiebei beziehen sich die Indizes der Spannungen auf zugehörige Klemmen der in der Fig. 1 dargestellten Schaltstufen.
Nach der Fig. 1 besitzt die erfindungsgemässe Anordnung zur Anzeige der gegenseitigen Phasenlage zweier Wechselstromgrössen Mund einDrehspulinstrument l, das an den Ausgang M einer als elektronischer Schalter dienenden bistabilen Kippstufe 2 angeschlossen ist ; die bistabile Kippstufe 2 besteht aus Baugruppen mit passiven und aktiven Bauelementen, die voneinander unterschiedliche Zustände annehmen können und die durch elektrische Steuerimpulse über die Eingänge D, H von einem in den andern Zustand gesteuert werden können.
Die Wechselspannung At ist an den Eingang einer Drosselkette 3 in T-Schaltung angeschlossen, an die ausgangsseitig eine Zenerdiode 4 angeschlossen ist, die im wesentlichen ausserhalb ihres Zenerknickes, d. h. in ihrem geradlinigen Kennlinienanteile betrieben wird. Zur Gewinnung von Steuerimpulsen ist eine Differenzierstufe 5 der Zenerdiode 4 parallelgeschaltet. Zur Umformung von Signalen, die ihre Amplitude zeitlich langsam ändern, in Steuerimpulse mit steiler Anstiegs- und Abfallflanke ist die Impulsformerschaltstufe 6 dem Eingang D der bistabilen Kippstufe 2 vorgeschaltet.
Der Wechselstrom Y wird zur Übersetzung auf einen geringeren Wert über einen Stromwandler 7 geführt, an dessen Sekundärseite eine Drosselkette 8 in ! r-Schaltung angeschlossen ist. Der Abschluss- widerstand der Drosselkette 8 besteht aus einem vierteiligen Schaltungsgebilde, bei dem ein Widerstand 9, dessen Wert wesentlich grösser ist als der des Wellenwiderstandes der Drosselkette 8, in Serie mit zwei parallel liegenden Widerständen 10,11 einander entgegengesetzten Temperaturganges und einer Zenerdiode 12 geschaltet ist ; im vorliegenden Falle erfüllen die Widerstände 10,11 den Zweck, den Temperaturgang der Zenerspannung zu vermeiden, so dass an der Zenerdiode 12 eine in gewissen Grenzen weitgehend konstante Spannung auftritt.
An den Ausgang der Zenerdiode 12 ist eine Differenzierstufe 13 angeschlossen, der eine Impulsformerschaltstufe 14 nachgeschaltet ist ; die stromseitigen Schaltstufen 13,14 entsprechen im Aufbau den spannungsseitigen Schaltstufen 5, 6 ; der Ausgang der Impulsformerschaltstufe 14 ist mit dem Eingang H der bistabilen Kippstufe 2 verbunden.
Die erfindungsgemässe Anordnung arbeitet folgendermassen :
Die Wechselspannung M wird an die Klemmen A, A'der Drosselkette 3 angeschlossen ; hiebei isr der von der Drosselkette 3 gelieferte Strom von Oberwellenanteilen befreit und gelangt zur Zenerdiode 4. An den Punkten B und B' entsteht eine Wechselspannung mit relativ gut ausge- bildeterRechteckform ; führt zu einem bestimmtenZeitpunkt beispielsweise der Punkt B positives und der Punkt Bu negatives Potential, so wird die Zenerdiode 4 in Durchlassrichtung gesteuert und an ihren Elektroden tritt kein Spannungsabfall auf.
Während der andern Halbwelle des Stromes bei entgegengesetzten Potentialen an den Punkten B und B'wird die Zenerdiode 4 in Sperrichtung im wesentlichen ausserhalb ihres Zenerknickes im geradlinigenKennlinienteil betrieben, wobei ein Spannungsprung UB, wie die Fig. 3 zeigt, mit relativ flachen Flanken in der Höhe der Zenerspannungen steht.
Die nachfolgende Differenzierstufe 5 erzeugt bei den Nulldurchgängen der Spannungssprünge positiv und negativ gerichtete Impulse Uc. Die nachfolgende Impulsformerschaltstufe 6 liefert an ihren Ausgang versteilerte Steuerimpulse gleicher Polarität, die dem Eingang D der bistabilen Kippstufe 2 zugeführt sind ; nach der Fig. 3 werden die mittels strichlierter Linien dargestellten stromseitigen sowie spannungsseitigen Impulse in den ImpulsformerschaltstUfen 6, 14 unterdrückt und gelangen nicht an die Eingänge D, H der bistabilen Kippstufe 2. Die spannungsseitigen Steuerimpulse bewirken ein Umspringen der Kippstufe 2 in jenen Zustand, bei dem das Drehspulnetzwerk 1 einen Strom IM führt.
Der Wechselstrom Y der gegenüber der Wechselspannung um 900 nacheilt, wird über einen seine Höhe heruntersetzenden Stromwandler 7 einer Drosselkette 8 in ? r-Schaltung zugeführt, deren Frequenzabhängigkeit mit jener der Drosselkette 3 übereinstimmt. An der Zenerdiode 12 entstehen, in konformer Weise arbeitend wie die Zenerdiode 4, Spannungssprünge UF ; da die Zener- diode 12 in der Polung gegenüber der Zenerdiode 4 unterschiedlich angeschlossen ist, weisen die
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stromseitig gelieferten Spannungssprünge UF entgegengesetzte Polarität gegenüber den spannungsseitig entstehenden Spannungssprüngen UB auf.
Die der Zenerdiode 12 nachgeschaltete Differenzierstufe 13 und die Impulsformerschaltstufe 14 arbeiten wie die entsprechenden Schaltstufen 5,6. Die von der Impulsformerschaltstufe 14 gelieferten und in der Flankensteilheit verbesserten Impulse UH steuern den Eingang H der bistabilen Kippstufe 2 derart, dass nach dem durch den spannungsseitigen Steuerimpuls UD gesetzten "Ein"Zustand der Kippstufe der stromseitige Steuerimpuls UH einen "Aus"-Zustand bewirkt. Diese Startund Stop-Steuersignale für die bistabile Kippstufe werden während jeder Periode der Wechselstromgrö - ssen U und : J bei deren Nulldurchgängen erzeugt.
Hiebei ist der vom Drehspulmesswerk 1 angezeigte Strom IM linear abhängig von der gegenseitigen Phasenverschiebung zwischen der Wechselspannung U und dem Wechselstrom a Vorteilhaft ist eine Polung des Stromwandlers 7 derart, dass die strom- und spannungsseitigen Steuerimpulse UD, UH für die bistabile Kippstufe 2 bei einer Phasenverschiebung von 1800 zwischen den Wechselstromgrössen zusammenfallen.
Die Fig. 2 zeigt den linearen Zusammenhang eines Phasenwinkels 9 zweier elektrischer Wechselstromgrössen mit dem Zeigerausschlag a desDrehspulmesswerkes l ; es ist praktisch gleichgültig, ob die Skala des Anzeigemesswerkes die Werte des Phasenwinkels oder seines Cosinus-Wertes, nämlich des Leistungsfaktors angibt. Die Anzeige geht stets linear mit dem Phasenwinkel, so dass z. B. in der Mittellage zwischen den Cosinus-Werten 0 und 1 der Wert 0, 707 zu stehen kommt.
Ausgehend von einer Gegenphasenlage der beiden Wechselstromgrössen nimmt der Zeigerausschlag bei kapazitiven Wechselströmen von 0 aus zu und erreicht bei Phasengleichheit der Wechselstromgrössen den halben Wert des maximalen Zeigerausschlages, um bei induktiven Wechselströmen dem vollen Wert zuzustreben ; beim Durchgang der Gegenphasenlage beider Wechselstromgrössen fällt der Zeiger wieder auf Null
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Die erfindungsgemässe Anordnung gestattet auch, die sich stetig ändernde Phasenlage von Wechselspannungen zweier Generatoren, die synchronisiert werden sollen, anzuzeigen. Vorteilhaft verwendet man beidseitig gleichartig aufgebaute Drosselketten mit T-Gliedern. Die Arbeitsweise dieser Anordnung ist analog zu der, wie sie unter Bezugnahme auf die Phasenmessung zweier elektrischer Wechselstromgrössen beschrieben worden ist und bedarf keiner weiteren Erläuterung.
Die erfindungsgemässe Anordnung lässt sich in einfacher Weise zur Fernübertragung des Phasenwinkels benutzen, wenn man die Ausgangssignale der bistabilen Kippstufe über einen Messwertumformer in einen Impulsfrequenzmesswert umformt. Ebenso gestattet die Anordnung auch eine digitale Umsetzung des Phasenwinkels ; hiezu wird der der Phasenverschiebung zweier Wechselstromgrössen proportionale Gleichstrom über einen Analog-Digital-Konverter in einen Digitalwert umgesetzt.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Schaltungsanordnung zur Messung der gegenseitigen Phasenlage zweier Wechselstromgrössen gleicher Frequenz, insbesondere zur Messung der gegenseitigen Phasenlage zwischen einem Wechselstrom und einer Wechselspannung für die Anzeige eines Leistungsfaktors mittels Strom-bzw. Spannungsimpulsen, die die Zeitpunkte der Nulldurchgänge der Wechselstromgrössen markieren und deren zeitlicher Abstand über eine gegensinnig gesteuerte bistabile Kippstufe in einem Zeigerinstrument angezeigt wird,
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Wechselspannung eine weitere Drosselkette (3) in T-Schaltung an dem andern Messeingang (A, A') vorgesehen ist.
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Circuit arrangement for measuring the mutual phase position of two alternating currents of the same frequency
In large electrical systems, devices are used that display the phase angle between two electrical measured variables, preferably the power factor, and continuously record this using a writing device, so that one can make a judgment at any time about the condition and mode of operation of the system part, namely whether Delivery or purchase of the service is available.
An electrodynamic quotient measuring mechanism is known which is used to display the power factor, in particular the phase angle, between electrical measured values which can include angles of up to 1800 in a capacitive or inductive position. This measuring mechanism has a complicated mechanical structure, because it requires slip rings and brushes as power supply for a four-quadrant measurement of the phase angle.
It is also known that in larger measuring systems it is necessary to use electrodynamic quotient measuring units with different measuring ranges; Up to now, it was necessary to change the movable measuring system.
The remote transmission of the power factor has also been difficult up to now, because an active power transmitter and a reactive power transmitter and an electrodynamic quotient transmitter had to be used for this purpose.
A device has also become known with which the phase shift extending over two or more quadrants is transferred to the first quadrant by means of a switchover in the two amplifier channels. With this device, a high accuracy of the display of the phase shift is guaranteed only for AC voltages without harmonic components. The device can therefore not be used for displaying the mutual phase position of two alternating currents, as occur in industrial plants with harmonic components.
Finally, a method for measuring the phase difference between two alternating voltages has become known, in which the two measuring alternating voltages whose phase position is measured against one another. Tube amplifiers are fed, which are heavily overdriven. The RC elements connected downstream of the amplifiers are used to generate voltage pulses which are fed to a multivibrator. The flip-flop circuit, which consists of two tubes with direct current feedback, flips in time with the impulses when correctly set; the anode currents of the two tubes are a direct measure of the phase shift of the measurement alternating voltages. This circuit also does not contain devices for suppressing the harmonics of the alternating voltages, the phase shift of which is to be measured.
The occurrence of harmonic components that affect the two measurement voltages to the same extent does not affect the measurement accuracy; on the other hand, the display of the anode currents of the feedback amplifier is subject to errors if the measuring voltages are subjected to one another with harmonic components of unequal magnitude.
The invention relates to a circuit arrangement for measuring the mutual phase position of two alternating currents of the same frequency, in particular for measuring the mutual phase position between
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an alternating current and an alternating voltage for the display of a power factor by means of Strombzw. Voltage pulses that mark the times of the zero crossings of the alternating current quantities and the time interval of which is indicated by a counter-controlled bistable multivibrator in a pointer instrument, which avoids the disadvantages mentioned in the power factor measurement and also facilitates remote transmission of the same.
The invention is characterized in that a choke chain connected downstream of one of the two measuring inputs in a 71 "circuit is used to suppress harmonics of the alternating current supplied by a current transformer, while a further choke chain in T circuit is provided at the other measuring input to suppress harmonics of the alternating voltage is.
According to a further feature of the invention, limiting rectifiers, in particular Zener diodes, are connected downstream of the choke chains for voltage limitation, the limiting rectifier directly to the choke chain in the T circuit and the limiting rectifier in series with the choke chain in series with a resistor whose size is 7-10 times the value of the characteristic impedance the throttle chain is connected downstream.
Preferably, a resistor combination with a negative temperature coefficient is connected upstream of the Zener diode serving as a limiting rectifier to compensate for the temperature variation in the case of a low Zener voltage.
According to another feature of the invention for measuring the mutual phase shift of two alternating voltages, which are to be brought into the same phase position, for example, choke chains are arranged in a T-circuit to suppress harmonics at the measuring inputs for both alternating voltages.
The suppression of harmonics is essential because the principle for measurement with the circuit arrangement according to the invention is based on the fact that the zero crossings of the two periodic signals, e.g. B. the alternating voltage of the alternating current are to be precisely defined. A signal distorted by harmonics can cause a time shift of the zero crossing and generate measurement errors for the display of the phase angle.
The mode of operation of the arrangement according to the invention in the case of a power factor measurement is essentially based on the fact that short-term pulses are generated at the times of the zero crossings on the one hand for the alternating voltage and on the other hand for the alternating current. To generate these pulses, the alternating current signals are limited by means of Zener diodes, so that pulses with a duration of half a period are generated. The voltage of these pulses is now differentiated with the aid of resistor-capacitor circuits, so that voltage peaks only occur at the beginning and at the end of these pulses at the output of these differentiating circuits. These voltage peaks thus mark the times of all zero crossings.
However, since only one zero crossing of one of the alternating current quantities is required for each period, only the pulses of a single polarity are to be allowed through of these pulses. The pulses of the same polarity are selected in the two pulse shaper switching stages. These two switching stages are connected to the inputs of a bistable multivibrator, which is connected upstream of the moving-coil measuring mechanism itself. This results in a switch-on duration of the multivibrator for each period, which is proportional to the phase difference between the two alternating current quantities. The measuring instrument shows the mean value of the direct current pulses over time, which is in a linear relationship to the mutual phase position of the two electrical alternating currents.
During each period of the alternating current quantities, at a point in time when one of the two alternating current quantities crosses zero, the beginning of the direct current pulse flowing through the moving-coil measuring mechanism is defined and the end of the direct current pulse is reached at a point in time when the other alternating current quantity crosses zero. The mean current displayed by the moving-coil measuring mechanism is therefore linearly dependent on the phase shift.
In a practical application of the arrangement according to the invention for a display of the phase angle between an alternating voltage and an alternating current, which in a capacitive or inductive position can include angles of up to 1800 with the alternating voltage, the alternating current is fed to the input of the measuring arrangement via a current transformer in such a way that the Current-side and voltage-side control pulses for the bistable multivibrator with a phase shift of 1800, especially when the electrical signals are in phase opposition, coincide in time and the pointer of the moving-coil measuring mechanism shows no deflection. If the alternating current leads the alternating voltage, a minimum direct current flows which increases to half the value of the full scale if the alternating voltage and alternating current have the same phase position.
If the alternating current lags behind, the direct current rises to the full nominal value, and when the alternating current enters the
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Anti-phase position to the alternating voltage to drop back to zero.
The invention is explained in more detail with reference to drawings. In Fig. 1, the overall circuit for a display of a four-quadrant measurement of a phase angle is shown. FIG. 2 shows in a visual diagram the pointer deflection of the moving-coil instrument as a function of the mutual phase position of two alternating currents. For an alternating current I which, for example, lags behind an alternating voltage U by 900, FIG. 3 schematically shows voltage curves of the current and voltage side periodic signals which occur in the various switching stages; The indices of the voltages relate to associated terminals of the switching stages shown in FIG.
According to FIG. 1, the arrangement according to the invention for displaying the mutual phase position of two alternating currents mouth has a moving coil instrument 1 which is connected to the output M of a bistable multivibrator 2 serving as an electronic switch; the bistable multivibrator 2 consists of assemblies with passive and active components, which can assume different states and which can be controlled from one state to the other by electrical control pulses via the inputs D, H.
The AC voltage At is connected to the input of a choke chain 3 in a T circuit, to which a Zener diode 4 is connected on the output side, which is essentially outside its Zener bend, i.e. H. is operated in its straight line components. To obtain control pulses, a differentiating stage 5 is connected in parallel to the Zener diode 4. The pulse shaper switching stage 6 is connected upstream of the input D of the bistable multivibrator 2 for converting signals that change their amplitude slowly over time into control pulses with steep rising and falling edges.
The alternating current Y is fed to a lower value via a current transformer 7, on the secondary side of which a choke chain 8 in! r circuit is connected. The terminating resistor of the choke chain 8 consists of a four-part circuit structure, in which a resistor 9, the value of which is significantly greater than that of the characteristic impedance of the choke chain 8, is connected in series with two parallel resistors 10, 11 with opposite temperature response and a Zener diode 12 is; In the present case, the resistors 10, 11 serve the purpose of avoiding the temperature variation of the Zener voltage, so that a voltage that is largely constant within certain limits occurs across the Zener diode 12.
A differentiating stage 13 is connected to the output of the Zener diode 12, followed by a pulse shaping switching stage 14; the current-side switching stages 13, 14 correspond in structure to the voltage-side switching stages 5, 6; the output of the pulse shaping switching stage 14 is connected to the input H of the bistable multivibrator 2.
The arrangement according to the invention works as follows:
The alternating voltage M is connected to the terminals A, A 'of the choke chain 3; In this case, the current supplied by the choke chain 3 is freed from harmonic components and reaches the Zener diode 4. At points B and B ', an alternating voltage with a relatively well-developed rectangular shape is produced; If, for example, point B has a positive potential and point Bu has a negative potential at a certain point in time, then the Zener diode 4 is controlled in the forward direction and no voltage drop occurs at its electrodes.
During the other half-wave of the current at opposite potentials at points B and B ', the Zener diode 4 is operated in the reverse direction essentially outside its Zener kink in the straight-line part of the characteristic, with a voltage jump UB, as FIG. 3 shows, with relatively flat edges in height the zener tensions.
The following differentiating stage 5 generates positively and negatively directed pulses Uc at the zero crossings of the voltage jumps. The following pulse shaping switching stage 6 supplies steeper control pulses of the same polarity at its output, which are fed to the input D of the bistable multivibrator 2; According to Fig. 3, the current-side and voltage-side pulses shown by dashed lines in the pulse shaping stages 6, 14 are suppressed and do not reach the inputs D, H of the bistable flip-flop 2. The voltage-side control pulses cause flip-flop 2 to jump to that state at which the moving coil network 1 carries a current IM.
The alternating current Y, which lags behind the alternating voltage by 900, is converted into an inductor chain 8 via a current transformer 7, which reduces its height. r circuit supplied, the frequency dependence of which corresponds to that of the choke chain 3. At the Zener diode 12, working in a conformal manner like the Zener diode 4, voltage jumps UF occur; since the polarity of the Zener diode 12 is different from that of the Zener diode 4, the
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Voltage jumps UF supplied on the current side have opposite polarity to the voltage jumps UB arising on the voltage side.
The differentiating stage 13 connected downstream of the Zener diode 12 and the pulse shaping switching stage 14 work like the corresponding switching stages 5, 6. The pulses UH supplied by the pulse shaper switching stage 14 and whose edge steepness is improved control the input H of the bistable trigger stage 2 in such a way that after the "on" state of the trigger stage set by the voltage-side control pulse UD, the current-side control pulse UH causes an "off" state. These start and stop control signals for the bistable multivibrator are generated during each period of the alternating current variables U and: J at their zero crossings.
The current IM indicated by the moving-coil measuring mechanism 1 is linearly dependent on the mutual phase shift between the alternating voltage U and the alternating current a. It is advantageous to polarize the current transformer 7 such that the current and voltage side control pulses UD, UH for the bistable multivibrator 2 in the event of a phase shift of 1800 coincide between the alternating currents.
2 shows the linear relationship between a phase angle 9 of two electrical alternating current quantities and the pointer deflection a of the moving-coil measuring mechanism 1; it is practically irrelevant whether the scale of the display measuring mechanism indicates the values of the phase angle or its cosine value, namely the power factor. The display is always linear with the phase angle, so that z. B. in the middle position between the cosine values 0 and 1 the value 0, 707 comes to be.
Starting from an antiphase position of the two alternating currents, the pointer deflection increases from 0 for capacitive alternating currents and, when the alternating currents are in phase, reaches half the value of the maximum pointer deflection, in order to strive towards the full value with inductive alternating currents; When the two alternating current quantities are in phase opposition, the pointer falls back to zero
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The arrangement according to the invention also allows the constantly changing phase position of alternating voltages of two generators that are to be synchronized to be displayed. It is advantageous to use throttle chains with T-links of the same structure on both sides. The mode of operation of this arrangement is analogous to that which has been described with reference to the phase measurement of two electrical alternating currents and requires no further explanation.
The arrangement according to the invention can be used in a simple manner for remote transmission of the phase angle if the output signals of the bistable multivibrator are converted into a pulse frequency measured value via a measuring transducer. The arrangement also allows the phase angle to be converted digitally; For this purpose, the direct current proportional to the phase shift of two alternating currents is converted into a digital value via an analog-digital converter.
PATENT CLAIMS:
1. Circuit arrangement for measuring the mutual phase position of two alternating currents of the same frequency, in particular for measuring the mutual phase position between an alternating current and an alternating voltage for the display of a power factor by means of current or. Voltage pulses that mark the times of the zero crossings of the alternating current quantities and the time interval between which is displayed in a pointer instrument via an oppositely controlled bistable multivibrator,
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AC voltage a further choke chain (3) in T-circuit is provided at the other measuring input (A, A ').