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Anordnung zur Regelung der Ankerspannung eines konstant erregten Gleichstrom-Nebenschlusskleinmotors mit Hilfe von Transistoren
Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Regelung der Ankerspannung eines konstant erreg- ten Gleichstrom-Nebenschlusskleinmotors mit Hilfe von Transistoren und einem Netzanschlusstransformator mit mehreren Sekundärwicklungen zur Stromversorgung des Motors und des elektronischen Steuer- und Re- gelteils. Dieser Steuer-und Regelteil besteht hiebei aus Steuergliedernzur Einstellung einer Sollwertspan- nung entsprechend der jeweils gewünschten Motordrehzahl und aus Regelgliedern zum selbsttätigen Korrigieren der belastungsabhängigen Anker-Istwert-Spannung auf den Spannungssollwert.
Die Regelung erfolgt hiebei mit praktisch rechteckförmigen Spannungsimpulsen von konstanter Frequenz durch Ändern der Impulsbreite.
Es sind Regelanordnungen bekannt, bei denen Gleichstrom-Nebenschlusskleinmotoren mit rechteckförmigen Spannungsimpulsen gesteuert werden. Eine bekannte Regelanordnung steuert durch Verändern der Impulsfrequenz bei konstanter Impulsbreite. Sie verwendet einen monostabilen Multivibrator zum Erzeugen von Impulsen konstanter Breite, ferner einen Schalttransistor zum Vergleichen der an einem Potentiometer eingestellten Sollwertspannung mit der effektiven Ankerspannung. Sinkt die Ankerspannung, so wird der Transistor leitend, seine Kollektorspannung sinkt und bewirkt damit, dass über zwei weitere Transistoren die die Impulse erzeugende Multivibratorschaltung in Tätigkeit tritt. Die Impulse werden dann über weitere Transistoren verstärkt und dem Motoranker zugeführt, der von diesen Impulsen erregt wird.
Hat die Ankerspannung die Sollwertspannung erreicht, so schaltet das System so lange ab, bis die Ankerspannung wieder sinkt. Diese Regelanordnung arbeitet im allgemeinen mit einer Impulsfrequenz zwischen 200 und 700 Impulsen/sec. Ungünstig ist bei dieser Regelanordnung ihr aufwendiger und teurer Aufbau und dass sie für eine genaue Regelung eine konstante Gleichstrombezugsspannung benötigt. Ferner ist sie nur auf Motoren mit kleinen Leistungen beschränkt.
Bei einer weiteren bekannten Regelanordnung wird mit Impulsbreitenveränderung bei konstanter Impulsfrequenz gesteuert. Diese Regelanordnung ist jedoch noch aufwendiger und umständlicher als die vorgenannte Regelanordnung mit veränderbarer Impulsfrequenz. Zur Steuerung des Rechteckimpuls-Erzeugers werden Dreieckimpulse verwendet, die durch eine Multivibratorschaltung gebildet werden. Zum Vergleich einer an einem Potentiometer eingestellten Sollwertspannung mit einer drehzahlproportionalen Gleichspannung ist ein Tachogenerator, ein Vergleichstransistor und eine eigene Gleichstromspeisequelle vorgesehen. Diese Regelanordnung ist noch wesentlich aufwendiger und teurer als die erste.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine leistungsstarke, über einen grossen Drehzahlbereich sich erstreckende, möglichst einfache und billige Anordnung zur Regelung der Ankerspannung eines konstant erregten Gleichstrom-Nebenschlusskleinmotors mit Hilfe von Transistoren zu schaffen.
Diese Aufgabe wird mit einer Regelanordnung gelöst, die einen Netzanschlusstransformator mit mehreren Sekundärwicklungen zur Stromversorgung des Motors und des elektronischen Steuer- und Regelteils enthält, sowie Steuerglieder zur Einstellung einer Sollwertspannung entsprechend der jeweils gewünschten
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Motordrehzahl besitzt und Regelglieder zum selbsttätigen Korrigieren der belastungsabhängigen Anker-
Istwert-Spannung auf den Spannungssollwert hat, wobei die Regelung mit Rechteckimpulsen von konstan- ter Frequenz durch Ändern der Impulsbreite erfolgt.
Sie ist erfindungsgemäss dadurch gekennzeichnet, dass zur Steuerung eines Transistors, der praktisch rechteckförmige Spannungsimpulse von variierender Breite, erzeugt, wobei die Impulsbreite von der am
Potentiometer eingestellten Sollwertspannung und der lastabhängigen mittleren Ankerspannung abhängt, eine gleichgerichtete sinushalbwellenförmige Spannung an dessen Basis gelegt ist, die durch Veränderung ihres Grundpotentials die jeweilige Impulsbreite bestimmt. Zur Veränderung des Grundpotentials der Steu- erspannung sind in der Leitung zwischen dem Spannungsteilerabgriffpunkt A und der Basis des vorgenannten
Transistors Mittel vorgesehen, die das an sich gegenüber Null negative Grundpotential der Steuerspannung in den positiven Bereich heben und die den Regelbereich derAnkerspannung derart erweitern, dass der Mo- tor bis auf die Grenzdrehzahl Null einstellbar ist.
Um eine besonders einfache, leistungsstarke Regelanord- nung zu erhalten, sind in Ausgestaltung der Erfindung noch folgende Massnahmen angewendet : a) Als selbsttätige Regelanordnung ist ein als Regelwiderstand arbeitender Transistor vorgesehen, des- sen Innenwiderstand von der an einem Potentiometer eingestellten, an der Basis dieses Transistors geleg- ten Sollwertspannung und von der durch einen Kondensator geglätteten mittleren Ankerspannung des Mo- tors, die an den Emitter dieses Transistors gelegt ist, abhängt. b) Das vom Innenwiderstand abhängige Kollektorpotential dieses Transistors beeinflusst das Potential an einem Spannungsteilerabgriffpunkt A, der zwischen den Kollektor dieses Transistors und einem am
Kollektor dieses Transistors liegenden Widerstand angeordnet ist.
c) Von dem Spannungsteilerabgriffpunkt A ist eine Leitung über eine Zenerdiode, einen Zweiweggleichrichter und einer Sekundärwicklung des Transformators an die Basis des die Rechteckimpulse erzeugenden Transistors gelegt, so dass das Potential der gleichgerichteten sinushalbbogenförmigen Steuerspannung, das die Breite der Rechteckimpulse bestimmt, vom Potential am Spannungsteilerabgriffpunkt A be- einflusst wird. d) Die rechteckförmigen Spannungsimpulse werden in bekannter Weise durch Transistoren verstärkt und bilden als Folge von Impulsen mit einer der Motorbelastung ständig angepassten Breite die Ankerspannung.
Da bei Motorbelastung die Spannung nur soviel sinkt, als zum Einleiten des Regelvorganges notwendig ist, der dann ein weiteres Absinken unterbindet, kann der eingestellte Spannungsmittelwert auch bei wechselnder Belastung konstant gehalten werden.
In einfacher Weise kann die Leistungsstärke der Regelanordnung noch erhöht werden, indem, wie an sich bekannt, eine Drosselspule vor den Motor geschaltet wird, so dass die von den Impulsen in der Drosselspule induzierten Spannungen sich zur jeweiligen Betriebsspannung addieren. Als Überspannungsschutz für den letzten Transistor der Impulsverstärkerstufe ist eine Löschdiode parallel zur Drosselspule und Anker so angeordnet, dass der nach dem Sperren des letzten Transistors der Impulsverstärkerstufe am Ende jedes Impulses fliessende Induktionsstrom über den Motoranker fliesst und so zur Drehmomentbildung beiträgt.
Das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemässen Regelanordnung ist in der Zeichnung dargestellt. Es wird an Hand dieser Zeichnung im folgenden näher beschrieben.
Der Netzanschlusstransformator 1 ist mit seiner Primärwicklung 10 über die Sicherung 11 und den Zweiphasenschalter 12 an eine Wechselstromquelle angeschlossen. Auf der Sekundärseite des Transformators 1 befinden sich vier Wicklungen. Eine Wicklung mit den Anschlüssen 21 und 22 erzeugt mit dem Brückengleichrichter 3 eine zweiweggleichgerichtete, sinushalbbogenförmige Gleichspannung, die einmal über eine Zenerdiode 4 am Spannungsteilerabgriffpunkt A und zum andern an der Basis des Transistors 30 gelegt ist. Von einer weiteren Sekundärwicklung mit den Anschlüssen 23 und 24 und dem Mittelanschluss 25 wird über das Diodenpaar 5 und 6 das Feld und über die Drosselspule 201, den Drehrichtungsschalter 202 die Ankerwicklung 204 und der Transistor 203 gespeist.
Als Überspannungsschutz für den Transistor 50 ist parallel zur Drosselspule 201 und Anker des Motors 204 eine Löschdiode 205 angeord net.
Am Potentiometer 206 ist eine Sollwert-Spannung stufenlos einstell-und veränderbar. Diese wird der Sekundär-Wicklung mit den Anschlüssen 28 und 29 über die Gleichrichterbrücke 71 und dem Glättungskondensator 711 entnommen.
Beim Reduzieren der Motordrehzahl wird am Potentiometer 206 die Sollwert-Spannung, die der mittleren Ankerspannung annähernd entspricht, vermindert. Beim Erhöhen der Motordrehzahl wird die Sollwertspannung dagegen erhöht.
Die Sekundärwicklung mit den Anschlüssen 26 und 27 liefert über die Gleichrichterbrücke 70 und den
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Glättungskondensator 701 die negative Verstärkerspannung.
Bei der folgenden Betrachtung des Regelvorganges wird zugrunde gelegt, dass die. Leitung 0 das Poten- tial Null hat. Bekanntlich ist die mittlere Drehzahl des Motors 204 von dessen mittleren Ankerspannung abhängig. Die mittlere Ankerspannung wird durch die am Potentiometer 206 eingestellte Sollwertspan- nung bestimmt. Die Sollwertspannung ist an die Basis des Transistors 203 gelegt. Sie ist bei der gezeig- ten Regelanordnung gegenüber Null positiv, jedoch um den Wert der Steuerspannung des Transistors 203 (beispielsweise zirka 0, 1 V) kleiner als die positive, durch einen Kondensator geglättete mittlere Anker- spannung des Motors 204. Diese ist an den Emitter des Transistors 203 gelegt und zwischen zirka 6 bis
60 V veränderbar.
Der Innenwiderstand des Transistors 203 hängt von der an seiner Basis liegenden Sollwertspannung ab und von der mittleren Ankerspannung, die an seinem Emitter liegt und vom Drehmoment des Motors be- einflusst wird. Bei grosser Drehzahl und grossem Drehmoment ist der Innenwiderstand gross, bei kleiner
Drehzahl und kleinem Drehmoment klein. Bei kleiner Drehzahl und grossem Drehmoment und bei grosser
Drehzahl und kleinem Drehmoment sowie bei allen möglichen Zwischenstufen ergibt sich ein zwischen diesen Extremwerten liegender Innenwiderstand.
Ist der Innenwiderstand des Transistors 203 gross, so ist auch der Spannungsabfall zwischen Emitter-
Kollektor gross und das Potential am Kollektor stark negativ. Da das Potential des Widerstandes 207 eben- falls negativ ist, so ist auch das Potential am Spannungsteilerabgriffpunkt A stark negativ. Ist hingegen der Innenwiderstand des Transistors 203 klein, so ist auch das negative Potential am Kollektor klein und damit wird auch das Potential am Spannungsteilerabgriffpunkt A kleiner, d. h. die Spannung am Punkt A verschiebt sich nach Null hin.
Diese Spannungsänderung am Punkt A wirkt sich auf den Steuervorgang des Transistors 30 aus, da zwischen dem Punkt A und der Basis des Transistors 30 die um den Wert der Zenerspannung nach Plus versch'obene gleichgerichtete sinushalbbogenförmige Steuerspannung liegt. Um ein einwandfreies Schalten und Steuern des Transistors 30 zu erhalten, müssen bei der Wahl der Zenerdiode folgende Bedingungen beachtet werden.
Das Grundpotential der Steuerspannung muss kleiner als die Zenerspannung sein und die Summe aus Steuerspannung und Abgriffsspannung zwischen Punkt A und Null muss grösser als die Zenerspannung sein.
Sind diese Bedingungen erfüllt, so wird das Grundpotential der Steuerspannung soweit in den positiven Bereich gehoben, dass nur noch die Spitzen der sinushalbbogenförmigen Steuerspannung in den negativen Bereich hinein-und über die Schaltspannung des Transistors 30 hinausragen und ein Öffnen des Transistors 30 bewirken.
Bei grosser Motordrehzahl und grosser Motorbelastung ist das positive Grundpotential der an der Basis des Transistors liegenden Steuerspannung klein, die sinusförmigen Spannungshalbbögen kommen weit in den negativen Bereich und oftnen den Transistor 30 lange. Die Rechteckimpulse am Kollektor des Transistors sind breit.
Bei kleiner Motordrehzahl und kleiner Motorbelastung ist das positive Grundpotential der an der Basis des Transistors 30 liegenden Steuerspannung gross, die sinusförmigen Spannungshalbbögen kommen nur wenig, d. h. nur mit dem nahe dem Scheitel liegenden Teil, in den negativen Bereich. Der Transistor 30 wird dadurch nur kurz geöffnet, die Impulse am Kollektor des Transistors 30 sind schmal.
Bekanntlich kann durch entsprechende Wahl des Transistors 30 ein sauberes Schalten, d. h. Impulse mit grosser Flankensteilheit, erreicht werden, so dass praktisch die am Kollektor entstehenden Impulse als rechteckförmig bezeichnet werden können.
Diese rechteckförmigen Impulse werden in an sich bekannter Weise durch die Transistoren 40 und 50 verstärkt. Diese verstärkte, aus einzelnen Rechtecken sich zusammensetzende Spannung, die der Sekundärwicklung mit den Anschlüssen 25 und 23/24 entnommen ist, wird an den Anker des Motors 204 geführt und ergibt die mittlere Ankerspannung, die für die jeweilige Drehzahl des Motors massgebend ist.
Sinkt durch grössere Belastung die mittlere Ankerspannung, so werden nach dem vorbeschriebenen Regelvorgang die Impulse breiter und die mittlere Ankerspannung steigt wieder auf den Wert, den sie vor der Belastungserhöhung des Motors hatte.
Sinkt hingegen die Belastung, so erhöht sich die mittlere Ankerspannung, da der Motor durch das angeschlossene Feld 200 als Generator wirkt. Der Regelvorgang verläuft nun umgekehrt, die Impulse werden schmäler und die mittlere Ankerspannung sinkt damit wieder auf den ursprünglichen Wert ab.
Wie schon erwähnt, wirkt sich eine Belastungsänderung auf die Ankerspannung nicht voll aus, sondern nur soweit, als zum Einleiten des Regelvorganges notwendig ist, der dann eine weitere Spannungsänderung unterbindet.
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Eine Veränderung der Sollwertspannung am Potentiometer 206 bewirkt den gleichen Regelvorgang wie eine Belastungsänderung ; eine Erhöhung der Sollwertspannung wirkt wie eine Erhöhung der Belastung, eine Verminderung der Sollwertspannung wirkt wie eine Verminderung der Belastung des Motors 204.
Vor dem Motor ist in bekannter Weise eine Drosselspule 201 geschaltet, die die Differenz zwischen Betriebs- und mittlere Ankerspannung übernimmt und eine Gegenspannung erzeugt. Am Ende jedes Impulses, in dem Moment also, in dem der Transistor 50 schlagartig sperrt - entsteht in der Drosselspule eine Spannung, die sich zur Betriebsspannung addiert. Damit diese Spannung dem Transistor 50 nicht gefährlich werden kann, wird parallel zur Drosselspule 201 und zum Anker eine Löschdiode 205 zur Überspannungsunterdrückung angeordnet, wodurch der nach dem Sperren des Transistors 50 fliessende Induktionsstrom zwangsläufig über den Anker des Motors 204 geleitet wird und so zur Drehmomentbildung beiträgt.
PATENTANSPRÜCHE : 1. Anordnung zur Regelung der Ankerspannung eines konstant erregten Gleichstrom-Nebenschlusskleinmotors mit Hilfe von Transistoren und einem Netzanschluss-Transformator mit mehreren Sekundärwicklun- gen zur Stromversorgung des Motors und des elektronischen Steuer-und Regelteils sowie mit Steuergliedern zur Einstellung einer Sollwertspannung entsprechend der jeweils gewünschten Motordrehzahl und mit Regelgliedern zum selbsttätigen Korrigieren der belastungsabhängigenAnker-Istwert-Spannung auf den Spannungssollwert, wobei die Regelung mit Rechteckimpulsen von konstanter Frequenz durch Ändern der Impulsbreite erfolgt, dadurch gekennzeichnet, dass zur Steuerung eines Transistors (30), der praktisch rechteckförmige Spannungsimpulse von variierender Breite erzeugt, wobei die Impulsbreite von der am Potentiometer (206)
eingestellten Sollwert-Spannung und der lastabhängigen mittleren Ankerspannung abhängt, eine gleichgerichtete sinushalbbogenförmige Spannung an dessen Basis gelegt ist, die durch Veränderung ihres Grundpotentials die jeweilige Impulsbreite bestimmt.
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Arrangement for regulating the armature voltage of a constantly excited DC shunt motor with the aid of transistors
The invention relates to an arrangement for regulating the armature voltage of a constantly excited small direct current shunt motor with the aid of transistors and a mains connection transformer with several secondary windings for supplying power to the motor and the electronic control and regulating part. This control and regulating part consists of control elements for setting a setpoint voltage corresponding to the particular desired motor speed and control elements for automatically correcting the load-dependent armature actual value voltage to the voltage setpoint.
The regulation takes place here with practically square-wave voltage pulses of constant frequency by changing the pulse width.
Control arrangements are known in which small DC shunt motors are controlled with square-wave voltage pulses. A known control arrangement controls by changing the pulse frequency with a constant pulse width. It uses a monostable multivibrator to generate pulses of constant width and a switching transistor to compare the setpoint voltage set on a potentiometer with the effective armature voltage. If the armature voltage drops, the transistor becomes conductive, its collector voltage drops and thus causes the multivibrator circuit that generates the pulses to come into operation via two further transistors. The pulses are then amplified via further transistors and fed to the motor armature, which is excited by these pulses.
If the armature voltage has reached the setpoint voltage, the system switches off until the armature voltage drops again. This control arrangement generally works with a pulse frequency between 200 and 700 pulses / sec. What is unfavorable with this control arrangement is its complex and expensive structure and that it requires a constant direct current reference voltage for precise control. Furthermore, it is only limited to low-power engines.
In a further known control arrangement, control is carried out with a change in the pulse width at a constant pulse frequency. However, this control arrangement is even more complex and complicated than the aforementioned control arrangement with a variable pulse frequency. To control the square-wave generator, triangular pulses are used that are formed by a multivibrator circuit. A tachometer generator, a comparison transistor and its own direct current supply source are provided for comparing a setpoint voltage set on a potentiometer with a direct voltage proportional to the speed. This control arrangement is much more complex and expensive than the first.
The invention is based on the object of creating a powerful, as simple and inexpensive arrangement as possible for regulating the armature voltage of a constantly excited DC shunt motor with the aid of transistors, extending over a large speed range.
This object is achieved with a control arrangement that contains a mains connection transformer with several secondary windings for supplying power to the motor and the electronic control and regulating part, as well as control elements for setting a setpoint voltage corresponding to the desired one
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Engine speed and control elements for automatic correction of the load-dependent armature
The actual value voltage has reached the nominal voltage value, with the regulation being carried out with square-wave pulses of constant frequency by changing the pulse width.
According to the invention, it is characterized in that, for controlling a transistor, which practically generates square-wave voltage pulses of varying width, the pulse width being different from that on
Potentiometer adjusted setpoint voltage and the load-dependent mean armature voltage depends, a rectified sinusoidal half-wave voltage is applied to its base, which determines the respective pulse width by changing its basic potential. To change the basic potential of the control voltage, there are in the line between the voltage divider tap point A and the base of the aforementioned
Transistor means are provided which raise the basic potential of the control voltage, which is negative compared to zero, into the positive range and which expand the control range of the armature voltage in such a way that the motor can be set to the limit speed of zero.
In order to obtain a particularly simple, powerful control arrangement, the following measures are also used in an embodiment of the invention: a) A transistor operating as a control resistor is provided as an automatic control arrangement, the internal resistance of which differs from that set on a potentiometer at the base of this The setpoint voltage applied to the transistor and on the mean armature voltage of the motor, smoothed by a capacitor and applied to the emitter of this transistor. b) The collector potential of this transistor, which is dependent on the internal resistance, influences the potential at a voltage divider tap point A, which is between the collector of this transistor and an am
Collector of this transistor lying resistor is arranged.
c) From the voltage divider tap point A, a line is connected via a Zener diode, a full-wave rectifier and a secondary winding of the transformer to the base of the transistor generating the square-wave pulses, so that the potential of the rectified sine semicircular control voltage, which determines the width of the square-wave pulses, differs from the potential at the voltage divider tap point A is influenced. d) The square-wave voltage pulses are amplified in a known manner by transistors and form the armature voltage as a sequence of pulses with a width that is constantly adapted to the motor load.
Since when the motor is loaded, the voltage only drops as much as is necessary to initiate the control process, which then prevents any further drop, the set mean voltage value can be kept constant even with changing loads.
The performance of the control arrangement can be increased in a simple manner by, as is known per se, connecting a choke coil in front of the motor so that the voltages induced by the pulses in the choke coil add up to the respective operating voltage. As overvoltage protection for the last transistor of the pulse amplifier stage, a quenching diode is arranged parallel to the choke coil and armature so that the induction current flowing at the end of each pulse after the last transistor of the pulse amplifier stage has been blocked flows over the motor armature and thus contributes to the generation of torque.
The circuit diagram of an exemplary embodiment of the control arrangement according to the invention is shown in the drawing. It is described in more detail below with reference to this drawing.
The mains connection transformer 1 is connected with its primary winding 10 via the fuse 11 and the two-phase switch 12 to an alternating current source. There are four windings on the secondary side of the transformer 1. A winding with the connections 21 and 22 generates a full-wave rectified, semicircular sinusoidal DC voltage with the bridge rectifier 3, which is applied on the one hand via a Zener diode 4 to the voltage divider tap point A and on the other hand to the base of the transistor 30. The field is fed by a further secondary winding with the connections 23 and 24 and the center connection 25 via the pair of diodes 5 and 6 and the armature winding 204 and the transistor 203 via the choke coil 201, the direction of rotation switch 202.
As overvoltage protection for the transistor 50, a quenching diode 205 is net angeord parallel to the choke coil 201 and armature of the motor 204.
A setpoint voltage can be set and changed continuously at the potentiometer 206. This is taken from the secondary winding with the connections 28 and 29 via the rectifier bridge 71 and the smoothing capacitor 711.
When the motor speed is reduced, the setpoint voltage, which approximately corresponds to the mean armature voltage, is reduced at the potentiometer 206. In contrast, when the engine speed is increased, the setpoint voltage is increased.
The secondary winding with the connections 26 and 27 supplies via the rectifier bridge 70 and the
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Smoothing capacitor 701 the negative booster voltage.
The following consideration of the control process is based on the fact that the. Line 0 has zero potential. It is known that the mean speed of the motor 204 is dependent on its mean armature voltage. The mean armature voltage is determined by the setpoint voltage set on potentiometer 206. The setpoint voltage is applied to the base of transistor 203. In the control arrangement shown, it is positive with respect to zero, but is lower by the value of the control voltage of transistor 203 (for example approximately 0.1 V) than the positive mean armature voltage of motor 204, which is smoothed by a capacitor Emitter of transistor 203 placed and between approximately 6 to
60 V changeable.
The internal resistance of transistor 203 depends on the setpoint voltage at its base and on the mean armature voltage that is at its emitter and is influenced by the torque of the motor. At high speed and high torque, the internal resistance is high, at low
Speed and small torque small. At low speed and high torque and at high
Speed and low torque as well as with all possible intermediate stages results in an internal resistance lying between these extreme values.
If the internal resistance of transistor 203 is high, the voltage drop between the emitter and
Collector large and the potential at the collector strongly negative. Since the potential of the resistor 207 is also negative, the potential at the voltage divider tap point A is also strongly negative. If, on the other hand, the internal resistance of transistor 203 is small, then the negative potential at the collector is also small and thus the potential at the voltage divider tap point A also becomes smaller, i.e. H. the voltage at point A shifts towards zero.
This voltage change at point A has an effect on the control process of transistor 30, since between point A and the base of transistor 30 there is the rectified, semicircular sinusoidal control voltage shifted to plus by the value of the Zener voltage. In order to obtain proper switching and control of the transistor 30, the following conditions must be observed when selecting the Zener diode.
The basic potential of the control voltage must be less than the Zener voltage and the sum of the control voltage and tap voltage between point A and zero must be greater than the Zener voltage.
If these conditions are met, the basic potential of the control voltage is raised to such an extent in the positive range that only the peaks of the sine semicircular control voltage protrude into the negative range and beyond the switching voltage of transistor 30 and cause transistor 30 to open.
At high engine speed and high engine load, the positive basic potential of the control voltage applied to the base of the transistor is small, the sinusoidal voltage half-arcs come far into the negative range and often make transistor 30 long. The square pulses at the collector of the transistor are wide.
With a low engine speed and low engine load, the positive basic potential of the control voltage applied to the base of the transistor 30 is large, the sinusoidal voltage half-arcs come only slightly, i.e. H. only with the part near the vertex, in the negative area. The transistor 30 is opened only briefly, the pulses at the collector of the transistor 30 are narrow.
As is known, proper switching, ie. H. Pulses with a steep slope can be achieved, so that in practice the pulses occurring at the collector can be described as rectangular.
These square-wave pulses are amplified by the transistors 40 and 50 in a manner known per se. This amplified voltage, made up of individual rectangles, which is taken from the secondary winding with the terminals 25 and 23/24, is fed to the armature of the motor 204 and results in the mean armature voltage, which is decisive for the respective speed of the motor.
If the mean armature voltage drops due to a higher load, the pulses become wider after the control process described above and the mean armature voltage rises again to the value it had before the load increase on the motor.
If, on the other hand, the load falls, the mean armature voltage increases, since the motor acts as a generator through the connected field 200. The control process is now reversed, the pulses become narrower and the mean armature voltage thus drops back to the original value.
As already mentioned, a change in load does not have a full effect on the armature voltage, but only to the extent necessary to initiate the control process, which then prevents any further voltage change.
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A change in the setpoint voltage at potentiometer 206 effects the same control process as a change in load; an increase in the setpoint voltage acts like an increase in the load, a decrease in the setpoint voltage acts like a decrease in the load on the motor 204.
A choke coil 201 is connected upstream of the motor in a known manner, which takes over the difference between the operating and mean armature voltage and generates a counter voltage. At the end of each pulse, i.e. at the moment when transistor 50 suddenly blocks, a voltage is created in the choke coil that adds to the operating voltage. So that this voltage cannot be dangerous to transistor 50, a quenching diode 205 for overvoltage suppression is arranged in parallel to choke coil 201 and the armature, whereby the induction current flowing after the transistor 50 is blocked is inevitably passed through the armature of the motor 204 and thus contributes to the generation of torque .
PATENT CLAIMS: 1. Arrangement for regulating the armature voltage of a constantly excited DC shunt motor with the help of transistors and a mains connection transformer with several secondary windings for power supply of the motor and the electronic control and regulating part as well as with control elements for setting a setpoint voltage according to the respective desired motor speed and with regulating elements for the automatic correction of the load-dependent armature actual value voltage to the voltage setpoint, the regulation being carried out with square-wave pulses of constant frequency by changing the pulse width, characterized in that to control a transistor (30), the practically square-wave voltage pulses of varying Width generated, the pulse width being different from the one on the potentiometer (206)
set target value voltage and the load-dependent mean armature voltage depends, a rectified sinusoidal semicircular voltage is applied to its base, which determines the respective pulse width by changing its basic potential.