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Verfahren und Einrichtung zur Funkenerosionsbearbeitung
Die Erfindung betrifft Verfahren und Einrichtungen zur Funkenerosionsbearbeitung leitfähiger Werk- stücke.
Die Erfindung will Schwierigkeiten vermeiden, die durch die gegenseitige Abhängigkeit veränderli- cher Grössen, wie Funkenstreckenlänge, Dauer und Wiederholungsgeschwindigkeit der Entladung und Ent- 5 ladungsleistung bedingt sind. Die übliche Entladungsenergiequelle ist ein Kondensator, der vorerst auf
Leerlaufspannung geladen werden muss. Für die Entladung steht die Energie zur Verfügung, die In dem
Kondensator gespeichert ist. Höhere Leistungen und höhere Schnittgeschwindigkeiten erfordern grössere
Kapazität. Die Entladungsdauer wird durch das Produkt aus Kapazität und Induktivität des Entladungs- kreises bestimmt.
Wenn die Induktivität auf ein Minimum gebracht wird, so ergibt die Vergrösserung der ) Kapazität zwecks Erzielung erhöhter Entladungsenergie verlängerte Entladungsdauer aber nicht eine hö- here Entladungsleistung. Eine Zunahme der Entladungsdauer ist meist unerwünscht, da sie die Wiederho- lungsgeschwindigkeit und dadurch die Durchschnittsleistung begrenzt ; auch besteht die Gefahr der Be- schädigung der Werkstücke durch Wärme, wenn die Entladungen verlängert werden.
Höhere Leistung und höhere Bearbeitungsgeschwindigkeiten erhält man durch Vergrösserung der Koni densatorspannung. Grössere Mengen gespeicherter Energie können dann in kurzer Zeit bei hohen Strom- pegeln entladen werden, wie dies im allgemeinen für den Bearbeitungswirkungsgrad erwünscht ist. Wenn die Funkenstrecke direkt dem Kondensator nachgeschaltet ist, ermöglichen aber die kleinen, gewöhnlich zur Bearbeitungsgenauigkeit erwünschten Funkenstreckenlängen einen Überschlag, bevor der Kondensator voll geladen ist.
Die Erfindung strebt danach, die Strecke zu beschränken, bei der solche unerwünschte Überschläge auftreten können. Für den Fall des Kurzschlusses der Entladungsstrecke wird bei höheren Entladungsströ- men die Gefahr des Verschweissens von Werkzeug und Werkstück oder dessen Überhitzen vergrössert. An- derseits soll eine Aufzehrung der gespeicherten Energie für den Fall einer zu langsamen Elektrodenbe- wegung oder die Beseitigung eines Kurzschlusszustandes ohne Beschädigung der Einrichtung möglich sein.
Es ist daher auch Aufgabe der Erfindung, schädliche Wirkungen einer Entladungsstrecke, die grösser oder kleiner als erforderlich ist, zu verhindern.
Das vorliegende Verfahren zur Funkenerosionsbearbeitung von elektrisch leitenden Stoffen durch elek- trische Entladungen einer Energiequelle über den Bearbeitungsspalt zwischen einem Werkstück und einer
Werkzeugelektrode kennzeichnet sich dadurch, dass mittels eines Impulsgenerators geringer Leistung Test- entladungen in dem Bearbeitungsspalt erzeugt werden, die über elektrische Mess- und Steuerelemente die
Erzeugung von Entladungen der Energiequelle nur auslösen, wenn die Bedingungen in dem Bearbeitungs- spalt eine einwandfreie Arbeitsentladung ermöglichen.
Weitere Merkmale der Erfindung sind aus der fol- genden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen ersichtlich, welche die Zeichnungen zeigen :
Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, das in allgemeiner Weise die funktionelle Anordnung einer Enrich- tung nach der Erfindung veranschaulicht ; Fig. 2 das Schaltbild einer Einrichtung nach der Erfindung, bei welcher der Leit- oder Steuerimpuls direkt von der Leistungsstromquelle ohne einen Triggerschalter abge-
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keninformationssignal in den Teilen A, B und C jeder Figur, wobei die Figuren die Länge der Funkenstrecke in der Einrichtung nach Fig. 2 bei offenem Stromkreis, normalem Schneidvorgang bzw. Kurzschluss darstellen.
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In jeder der folgenden Schaltungen wird einLeistungsimpuls nur ausgelöst, wenn ein Testimpuls nied- riger Leistung anzeigt, dass die Funkenstreckenbedingungen für nutzbare Entladung genau erfüllt sind. Die
Schaltung nach Fig. 1 besitzt eine Leit- oder Steuerimpulsquelle 1, eine Leistungsimpulsquelle 2, ein die
Funkenstrecke prüfendes Netzwerk 3 das die Funkenstrecke selbst enthält, einen Leistungsimpulsentla- i dungsschalter 4, der nur betätigbar ist, wenn die Funkenstrecke einen richtiger. Abstand hat, und eine
Steuerschaltung 5, die ein von dem Netzwerk 3 abgeleitetes Signal an den Schalter 4 legt.
Eine selbst- tätige, den Elektrodenvorschub steuernde Vorrichtung 6 wird auch von der Steuerschaltung 5 betätigt und ist erforderlich, um die Elektrode mit Bezug auf das Werkstück in einer Richtung und mit einer Geschwin- digkeit zu bewegen, die dem Steuersignal und der Amplitude eines von dem Funkenstreckennetzwerk abgeleiteten elektrischen Signals entsprechen.
Die in Fig. 2 gezeigte Ausführungsform benutzt die Frequenz einer Wechselstromquelle als Leit- oder
Steuerfrequenz. Die Spannung einer Energiequelle 10 wird durch einen Transformator 11 erhöht und an die Punkte 12 und 13 gelegt, wobei 13 auf Massepotential liegt. Eine Induktivität 14 liegt in Reihe mit der Zuleitung zu Klemme 12. Eine Speichervorrichtung in Form eines Kondensators 15 liegt zwischen den Klemmen 12 und 13. Die Ladeimpedanz verhindert das direkte Anlegen der Kondensatorladespannung an den Entladungskreis. Der Energiespeicher kann auch ein aus Induktivitäten und Kapazitäten bestehendes impulsformendes Netzwerk sein.
Ein Teil der Entladungsschaltung fuhrt über eineSchaltvorrichtung16 mit Steuerelektrode und der an- dere über einen Strombegrenzer (Widerstand) 17, der die Vorrichtung 16 überbrückt. Die Schaltvorrich- tungl6 ist vorzugsweise ein Thyratron oder ein Ignitron. Der Widerstand 17 begrenzt dem Stromfluss, um
Beschädigung des Werkstückes im Falle eines Kurzschlusses zu verhindern.
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mit Wechselstromspeisung gearbeitet wird, ist ein Thyratron 18 vorgesehen, das mit dem Widerstand 17 als Gleichrichter zusammenarbeitet, um nur positive Impulse der Wechselstromquelle durchzulassen. Somit kann der Entladungsstrom nur fliessen, wenn die Klemme 12 positiv gegen Erde ist.
Das Thyratron 18 ist notwendigerweise in Reihe mit dem Leitimpulswiderstand 17 geschaltet und liegt in diesem Falle auch in Reihe mit der Leistungsimpulsschaltvorrichtung 16. In Anbetracht des plötzlichen Durchschlages bei Ionisierung der Gasentladungsvorrichtung 18 hat der Leitimpuls eine steiler ansteigende Spannungsflanke als durch die volle Halbwelle definiert. Die Gitterelektrode des Thyratrons 18 ist vorteilhaft einstellbar vorgespannt, um die Zündzeit an einem Punkte in der Nähe der Spitze der positiven Halbwellenspannung einzustellen. Zu diesem Zweck sind eine Gleichvorspannungsquelle 19, die als Batterie dargestelltist, und ein den Gitterstrom begrenzender Widerstand 20 zwischen die Anode und das Gitter des Thyratrons 18 geschaltet.
Die den Bearbeitungsspalt vorstellende Funkenstrecke G schliesst den Entladungskreis als eine sehr niedrige Impedanz während der normalen Bearbeitungsentladung. Sie wird von einem Funkenstreckenwiderstand 21 überbrückt, der zusammen mit dem Widerstand 17 die Quellenspannung für den Fall unterteilt, dass die Funkenstreckenlänge zum Entstehen der Entladung zu gross ist.
Der Strom, der durch den Widerstand 21 geht, stellt das Potential parallel zu der Schaltvorrichtung 16 vor der Entladung her. Zusammen mit dem Widerstand 17 liefert er einen Pfad, um nur einen Teil der Energie des Kondensators 15 in dem Fall zu entladen, dass keine Überschlagsentladung auftritt.
Um eine nutzbare Steuerung des Leistungsschalters aus der von dem Steuerimpuls abgeleiteten Information herzustellen. wird das Funkenstreckennetzwerk durch einen Kondensator 22 und einen damit in Reihe geschalteten Widerstand 23 ergänzt, um den Spalt G und den Widerstand 21 zu überbrücken. Die am Widerstand 23 auftretende Spannung wird mit Bezug auf die Spannung an der Funkenstrecke wie folgt differenziert :
Die am Widerstand 23 auftretende Spannung wird zweckmässigerweise zuerst in einem Verstärker 24 verstärkt, dessen Eingangsklemmen parallel zu dem Widerstand 23 geschaltet sind. Das verstärkte Signal wird in dem Gitterkreis der Schalteinrichtung 16 mittels eines Transformators 25 eingeführt, dessen Primärwicklung zwischen dieVerstärkerausgangsklemmen geschaltet ist.
Die an der Transformatorsekundärwicklung auftretende Spannung wird somit umgekehrt.
Die Sekundärwicklung ist zwischen das Gitter und die Kathode der Vorrichtung 16 in Reihe mit einer Vorspannungsquelle 26 geschaltet, die das Gitter ausreichend negativ hält, um Leitfähigkeit beim Fehlen eines positiv gerichteten Steuersignals zu verhindern, zusammen mit einem den Gitterstrom begrenzenden Widerstand 27.
Ein Antriebssystem für die Bearbeitungselektrode spricht auch auf eine Spannung des Funkenstreckennetzwerkes an. Dieser Antrieb besitzt eine Verstärkungsanlage 28, deren Eingangsklemmen parallel zu
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der Funkenstrecke geschaltet und deren Ausgangsklemmen an einen Umkehrmotor 29 angeschlossen sind.
Eine mechanische Kupplung 30 zwischen dem Motor und der Elektrode T vergrössert oder verkleinert die
Funkenstrecke in Übereinstimmung mit der Umlaufrichtung und Drehzahl des Motors. Die Arbeitsweise der Einrichtung ist folgende : Das elektrische Signal, das von dem passiven Funkenstreckennetzwerk bei Anlegung des Leit- oder
Steuerimpulses durch den Widerstand 17 und das Thyratron 18 hindurch abgeleitet wird, ergibt eine nutz- bare Information über den Elektrodenabstand. Ein verhältnismässig grosser Signalwert einer bestimmten
Polarität wird in zuverlässiger Weise während des Zustandes der normalen Funkenbearbeitung und nicht während des Zustandes eines Kurzschlusses oder eines offenen Stromkreises hergestellt.
Fig. 3. 4 und 5 ver- anschaulichen die Spannungs- und Strombedingungen in dem Funkenstreckennetzwerk während des Zu- standes eines unterbrochenen Stromkreises, eines Stromkreises für normale Schneidbearbeitung und bei
Kurzschluss.
Die Teile A, B und C jeder dieser Figuren veranschaulichen die Funkenstreckenspannung, den Ent- ladungsstrom bzw. das Funkenstreckeninformationssignal.
Bis der Überschlag auftritt, wird die Quellenspannung V15 (wobei V die Spannung und der Index das
Schaltungselement mit dieser Bezugsziffer in Fig. 2 darstellen) gemäss dem Verhältnis der Widerstände
R und R geteilt. Auf diese Weise kann die Funkenstreckenspannung V g vor dem Überschlag folgender- massen ausgedrückt werden :
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Bei den typischen Funkenbearbeitungsabständen, die erfahrungsgemäss kleiner als 0,025 mm liegen, werden gewöhnlich Durchschlag-oder Überschlagspannungen in der Grössenordnung von 50 bis 100 V verwendet. Es ist im allgemeinen erwünscht, dass die Spannung ausreicht, um Funkenüberschlag während des ersten Teiles des angelegten Impulses zu verursachen, bevor er seinen "Spitzenwert" erreicht hat. Bei- spielsweise ist der Scheitelwert von V15 gleich 1200 V, wenn die Quelle 10 400 Hz besitzt. Wenn R und Ru jeweils gleich 60 Q sind, beträgt die zwischen dem Spalt auftretende Höchstspannung 600 V. Bei einer Einstellung der Gitterspannung an dem Thyratron 18, das dieses bei 180 V zündet, wird die Hälfte dieses Wertes, angenähert 90 V, plötzlich an die Strecke während eines ersten Teiles der Spannungshalbperiode angelegt.
Wenn die Funkenstrecke genaue Länge hat, erfolgt der Durchschlag schnell und ausreichend vor dem Zeitpunkt, zu dem der angelegte Impuls seinen Scheitelwert erreicht hat. a) Offener Stromkreis (Leerlaufzustand). Fig. 3A zeigt die Funkenstreckenspannung während eines der angelegten Impulse. Die getrichelte Kurve V15 stellt eine positive HälfTe einer Sinuswelle dar, die auftritt, wenn die Quellenspannung parallel zum Kondensator 15 zur Zeit to einsetzt und zur Zeit tf aufhört.
DieKurveVg'st dieFunkenstreckenspannung, die beim Fehlen eines Überschlages gemäss dem Verhältnis der Widerstände RundR geteilt wird, wie zuvor beschrieben wurde. Die Kurve Vg ist eine Sinuswelle mit Ausnahme des vorderen Teiles, der nicht zur Zeit to mit der Quellenspannung V beginnt, sondern zu einer späteren Zeit t1, worauf die Funkenstreckenspannung schnell ansteigt bis zur Zeit t, wo sie die Sinuswellenhüllkurve von Vg erreicht.
Die Funkenstreckenspannung steigt nicht unmittelbar zurZeittlaufdenvollenSinuswellenwertan. da Energie erforderlich ist, um den Kondensator 22 in dem Funkenstreckennetzwerk durch Strom durch die kombinierten Widerstände R17 und R23 anfanglich zu laden. R 23 ist zweckmässigerweise klein mit Bezug auf R17 oder Ru'so dass die Ladezeitkonstante die schnelle Aufladung des Kondensators 22 während eines ersten Teiles des angelegten Steuerimpulses nicht verhindert.
Fig. 3B zeigt die Strombeziehungen. Es ist kein Funkenstreckenstrom ig vorhanden, da kein Überschlag auftritt. Die gestrichelte, mit i markierte Umrisslinie ist der Strom durch den Funkenstrecken-
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Kondensatorladestrom fliesst, wenn die Funkenstreckenspannung zunimmt, und ein kleiner Kondensatorenladestrom fliesst, wenn die Funkenstreckenspannung von dem Scheitelwert des Spannungsimpulses zur Zeit tf abnimmt. Der Schnittpunkt der Kurve i mit der waagrechten Achse in Fig. 2B markiert die allmähliche Änderung von dem Ladestrom zu dem Entladestrom. Der Kondensator entladet sich somit durch den kombinierten Wert der Widerstände 21 und 23, um den Kondensator für den nächsten Leitimpuls bereit zu halten.
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an dem Steuergitter des Leistungsthyratrons 16 zu erzeugen.
Während der offenen Stromkreisbedingungen . (Leerlaufzustand) der Fig. 3C ist die einzige negativ gerichtete Spannung an dem Widerstand 23 eine sich allmählich ändernde Spannung mit niedrigem Wert, die nicht ausreicht, um ein Steuergittersignal zu er- zeugen, so dass kein Leistungsimpuls ausgelöst wird. b) Normaler Bearbeitungsvorgang. Während des normalen Schneidens liegt die Spannung V r über der
Funkenstrecke, wie in Fig. 4A dargestellt ist, anfänglich so, wie in dem Zustand bei offenem Stromkreis, jedoch erfolgt bei ausreichend kleinemFunkenstreckenabstand der Durchschlag zur Zeit t3 normalerweise zwischen derzeit t. und dem Zeitpunkt, zu dem die Scheitelspannung vorhanden sein würde.
Zur Zeit t 3 fällt die Spannungskurve V g schnell auf einen Wert von rund 20 V, d. h. auf die lonisierungsspannung der Funkenstrecke. Diese Spannung bleibt bestehen, bis der Kondensator zur Zeit t entladen ist, und eine
Schwingneigung infolge des Einschlusses verteilter Induktivität in demKondensatorentladekreissperrt gewöhnlich den Impuls vor der Zeit tf.
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Stromimpulses geht tiber den Zeichnungsmassstab hinaus, und die Grösse des Stromes nähert sich stattdessen der Grösse des Stromes eines Kurzschlusskreises parallel zu dem geladenen Kondensator 15.
Die Art, auf welche der Leistungsimpuls 16 eingeschaltet wird, kann ferner aus Fig. 4B und 4C entnommen werden. Das Informationssignal der Fig. 4C (Strom in dem Funkenstreckenkondensator 22 und Spannung an dem zugeordneten Widerstand 23) entspricht dem Informationssignal der Fig. 3C während des offenen Stromkreiszustandes bis zum Zeitpunkt t, wenn Funkenüberschlag auftritt. Unmittelbar beim Überschlag fällt die Funkenstreckenspannung Vg auf den niedrigenionisierungswert der Funkenstrecke, und der Kondensator 22 entladet sich mit hoher Geschwindigkeit durch den verhältnismässig niedrigen Widerstand 23 und die ionisierte Strecke.
Diese Entladungszeitkonstante ist viel kürzer als diejenige, die in dem viel höheren kombinierten Gesamtwiderstand des Widerstandes 23 und des Funkenstreckenwiderstandes 21 vorhanden ist.
Diese plötzliche Entladung des Kondensators infolge Durchschlag der Funkenstrecke hat wesentliche
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mator 25 in den Gitterkreis des Leistungsimpulsschalters induziert wird, macht den Schalter sogleich leitend, so dass der Leistungsimpuls der Fig. 4B eingeleitet wird. c) Kurzschluss. Die Arbeitsweise ist so, wie in Fig. 5A, 5B und 5C angegeben ist. Da bei Kurzschluss das Funkenstreckennetzwerk überbrückt ist, tritt die gesamte Steuerimpulsspannung an dem Widerstand 17 auf. Da eineFunkenstreckenspannung während des Kurzschlusses fehlt, kann eine Ladespannung an dem v, g
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densator 22, dass keine Spannung an dem Widerstand 23 auftreten kann, so dass kein Signal des Leistungimpulsschalters 16 einschaltet.
Fig. 5C zeigt, dass das Funkenstreckeninformationssignal Null bleibt, wenn der Funkenstreckenkondensator weder geladen noch entladen wird.
Aus vorstehendem ergibt sich, dass der spitze Impuls, der durch die differenzierte Spannung an dem Widerstand 23 des von diesem und dem Kondensator 22 gebildeten RC-Gliedes dargestellt ist, eine sehr
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stabile und zuverlässige Steuerung liefert. Das Betätigungssteuersignal während des normalen Schneidvorganges hat grössere Amplitude als das Kurzschlusssignal einerseits und das Leerlaufsignal anderseits. Nur
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sogar auch dann, wenn der Leistungsimpulsschalter während der aufeinanderfolgenden Impulsperioden nicht geschlossen ist, falls der Kurzschluss bestehen bleibt. In keinem Falle beruht die Steuerung auf der Her- stellung eines Durchschnittswertes der Spannung oder des Stromes über aufeinanderfolgende Impulse, und es ist kein Vergleich mit einem voreingestellten Bezugssignal vorhanden. d) Elektrodenvorschub.
Es wird eine Eingangsspannung für einen Verstärker 28 nach Fig. 2 von der
Funkenstreckenspannung Vg als Durchschnittswert über mehrere Impulsperioden gebildet. Dieser zeitliche
Durchschnittswert kann elektrisch oder durch die Trägheit der mechanischen Antriebselemente hergestellt werden. Wenn die Funkenstrecke so gross ist, dass sie Leerlaufbetrieb, d. h. Betrieb bei offenem Stromkreis, ergibt, ist die Funkenstreckenspannung V g verhältnismässig hoch (Fig. 3A). Bei Kurzschluss ist die Funkenstreckenspannung V Null (Fig. 5A). Während des normalen Schneidvorganges hat die Funkenstrekkenspannung einen Zwischendurchschnittswert infolge des Spannungsabfalles beim Überschlag (Fig. 4A).
Der Spannungsbereich wird durch die Verwendung des Netzwerkes zum Ableiten eines Leistungsschaltersteuersignals nicht nachteilig beeinflusst.
Durch Vergleich der durchschnittlichen Funkenstreckenspannung mit einer Bezugsspannung, die der durchschnittlischen Funkenstreckenspannung für den normalen Arbeitszustand entspricht, wird ein Gleichstromfehlersignal, dessen Amplitude und Vorzeichen sich mit der Abweichung des Spaltabstandes von dem bei normaler Arbeit vorhandenen Abstand ändert, als Rückkopplungssignal erhalten. Dieses Signal wird an den Verstärker 23 angelegt, der den Werkzeugvorschubmotor 29 steuert. Im Idealfall schreitet das Elektrodenwerkzeug T mit genau der gleichen Geschwindigkeit fort, wie das Material von dem Werkstück W in der Bahn des Werkzeuges entfernt wird, jedoch treten Kurzschlussbedingungen infolge der Schwierigkeit einer genauen Folgebewegung oder der Anhäufung von leitenden Materialresten auf.
Die Auswahl der Bezugsspannung zum Einstellen des Antriebsvorschubes muss naturgemäss derart sein, dass die Funkenstrecke innerhalb des normalen Schnittbereiches gehalten wird, der durch die Grenzen des Leitimpulsleerlaufkreises bzw. des Leitimpulskurzschlusskreises bestimmt ist. Die Begrenzung des Bereiches der Funkenstreckenlänge zum Schneiden und zum Vermeiden eines nutzlosen Verbrauches von Impulsper10den kann dadurch ausgeglichen werden, dass man den Vorteil der getrennten Einstellung der Leitimpulsgrenzspannungen und der Elektrodenvorschubbezugsspannung ausnutzt.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Verfahren zur Funkenerosionsbearbeitung von elektrisch leitenden Stoffen durch elektrische Entladungen einer Energiequelle über den Bearbeitungsspalt zwischen einem Werkstück und einer Werkzeugelektrode, dadurch gekennzeichnet, dass mittels eines Impulsgenerators (10,11, 14, 17 - 20) geringer Leistung Testentladungen in dem Bearbeitungsspalt (1) erzeugt werden, die über elektrische und Steuerelemente (23 - 27, 16) die Erzeugung von Entladungen der Energiequelle (15,16) nur auslösen, wenn die Bedingungen in dem Bearbeitungsspalt eine einwandfreie Arbeitsentladung ermöglichen (Fig. 2).
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Method and device for electrical discharge machining
The invention relates to methods and devices for electrical discharge machining of conductive workpieces.
The invention aims to avoid difficulties which are caused by the mutual dependency of variable variables, such as spark gap length, duration and repetition speed of the discharge and discharge power. The usual source of discharge energy is a capacitor that is initially on
Open circuit voltage must be charged. For the discharge, the energy is available that In the
Capacitor is stored. Higher performance and higher cutting speeds require larger ones
Capacity. The duration of the discharge is determined by the product of the capacitance and inductance of the discharge circuit.
If the inductance is brought to a minimum, then the increase in the capacity for the purpose of achieving increased discharge energy results in a longer discharge duration but not a higher discharge power. An increase in the discharge duration is usually undesirable because it limits the repetition speed and thus the average power; there is also the risk of heat damage to the workpieces if the discharges are prolonged.
Higher performance and higher processing speeds are obtained by increasing the capacitor voltage. Larger amounts of stored energy can then be discharged in a short time at high current levels, as is generally desired for machining efficiency. If the spark gap is connected directly downstream of the capacitor, however, the small spark gap lengths, which are usually desired for machining accuracy, allow a flashover before the capacitor is fully charged.
The invention seeks to limit the distance at which such undesirable flashovers can occur. In the event of a short circuit in the discharge path, the risk of the tool and workpiece welding together or overheating is increased with higher discharge currents. On the other hand, it should be possible to use up the stored energy in the event of the electrode moving too slowly or removing a short-circuit condition without damaging the device.
It is therefore also an object of the invention to prevent harmful effects of a discharge gap that is larger or smaller than necessary.
The present method for electrical discharge machining of electrically conductive materials by electrical discharges of an energy source through the machining gap between a workpiece and a
The tool electrode is characterized by the fact that test discharges are generated in the machining gap by means of a low-power pulse generator, which via electrical measuring and control elements
Only initiate the generation of discharges from the energy source if the conditions in the machining gap allow perfect working discharge.
Further features of the invention can be seen from the following description of preferred embodiments, which are shown in the drawings:
1 is a block diagram generally illustrating the functional arrangement of a device according to the invention; 2 shows the circuit diagram of a device according to the invention, in which the master or control pulse is disconnected directly from the power source without a trigger switch.
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Identifying information signal in parts A, B and C of each figure, the figures representing the length of the spark gap in the device according to FIG. 2 with an open circuit, normal cutting process or short circuit.
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In each of the following circuits, a power pulse is only triggered if a test pulse with low power indicates that the spark gap conditions for usable discharge are precisely met. The
The circuit of Fig. 1 has a master or control pulse source 1, a power pulse source 2, a
Spark gap testing network 3 that contains the spark gap itself, a power pulse discharge switch 4 which can only be actuated when the spark gap is correct. Distance, and one
Control circuit 5 which applies a signal derived from network 3 to switch 4.
An automatic device 6 controlling the electrode advance is also actuated by the control circuit 5 and is required to move the electrode with respect to the workpiece in a direction and at a speed which corresponds to the control signal and the amplitude of one of the Electrical signal derived from the spark gap network.
The embodiment shown in Fig. 2 uses the frequency of an AC power source as a pilot or
Control frequency. The voltage of an energy source 10 is increased by a transformer 11 and applied to points 12 and 13, with 13 at ground potential. An inductance 14 is in series with the supply line to terminal 12. A storage device in the form of a capacitor 15 is located between terminals 12 and 13. The charging impedance prevents the direct application of the capacitor charging voltage to the discharge circuit. The energy store can also be a pulse-forming network consisting of inductances and capacitances.
One part of the discharge circuit leads via a switching device 16 with a control electrode and the other via a current limiter (resistor) 17 which bridges the device 16. The switching device 16 is preferably a thyratron or an ignitron. The resistor 17 limits the flow of current to
To prevent damage to the workpiece in the event of a short circuit.
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is worked with alternating current supply, a thyratron 18 is provided, which works together with the resistor 17 as a rectifier in order to allow only positive pulses from the alternating current source to pass. Thus, the discharge current can only flow when terminal 12 is positive to earth.
The thyratron 18 is necessarily connected in series with the conductive pulse resistor 17 and in this case is also in series with the power pulse switching device 16. In view of the sudden breakdown when the gas discharge device 18 is ionized, the conductive pulse has a steeper rising voltage edge than defined by the full half-wave. The grid electrode of the thyratron 18 is advantageously adjustably biased to adjust the ignition time at a point near the peak of the positive half-wave voltage. To this end, a DC bias source 19, shown as a battery, and a grid current limiting resistor 20 are connected between the anode and grid of the thyratron 18.
The spark gap G introducing the machining gap closes the discharge circuit as a very low impedance during normal machining discharge. It is bridged by a spark gap resistor 21 which, together with the resistor 17, divides the source voltage in the event that the spark gap length is too great for the discharge to occur.
The current that passes through the resistor 21 establishes the potential in parallel with the switching device 16 before the discharge. Together with the resistor 17, it provides a path to discharge only part of the energy of the capacitor 15 in the event that no flashover occurs.
To produce a useful control of the circuit breaker from the information derived from the control pulse. the spark gap network is supplemented by a capacitor 22 and a resistor 23 connected in series therewith in order to bridge the gap G and the resistor 21. The voltage appearing at resistor 23 is differentiated with reference to the voltage at the spark gap as follows:
The voltage appearing at resistor 23 is expediently first amplified in an amplifier 24, the input terminals of which are connected in parallel with resistor 23. The amplified signal is introduced into the grid circuit of the switching device 16 by means of a transformer 25 whose primary winding is connected between the amplifier output terminals.
The voltage appearing on the transformer secondary winding is thus reversed.
The secondary winding is connected between the grid and the cathode of the device 16 in series with a bias voltage source 26 which holds the grid sufficiently negative to prevent conductivity in the absence of a positive control signal, along with a grid current limiting resistor 27.
A drive system for the machining electrode also responds to a voltage in the spark gap network. This drive has an amplification system 28 whose input terminals are parallel to
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the spark gap and the output terminals of which are connected to a reversing motor 29.
A mechanical coupling 30 between the motor and the electrode T increases or decreases the
Spark gap in accordance with the direction of rotation and speed of the motor. The operation of the device is as follows: The electrical signal that is generated by the passive spark gap network when the control or
Control pulse is derived through the resistor 17 and the thyratron 18, results in useful information about the electrode spacing. A relatively large signal value of a certain
Polarity is reliably established during the normal spark machining condition and not during a short circuit or open circuit condition.
3, 4 and 5 illustrate the voltage and current conditions in the spark gap network during the state of an open circuit, a circuit for normal cutting operations and at
Short circuit.
Parts A, B and C of each of these figures illustrate the spark gap voltage, the discharge current and the spark gap information signal, respectively.
Until the flashover occurs, the source voltage becomes V15 (where V is the voltage and the index is the
Represent circuit element with this reference number in Fig. 2) according to the ratio of the resistances
R and R shared. In this way, the spark gap voltage V g before the flashover can be expressed as follows:
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With the typical spark machining distances, which experience has shown to be less than 0.025 mm, breakdown or flashover voltages of the order of magnitude of 50 to 100 V are usually used. It is generally desirable that the voltage be sufficient to cause arcing during the first portion of the applied pulse, before it has reached its "peak". For example, the peak value of V15 is 1200 V when the source 10 is 400 Hz. If R and Ru are each equal to 60 Q, the maximum voltage occurring between the gap is 600 V. If the grid voltage on the thyratron 18 is set, which ignites it at 180 V, half of this value, approximately 90 V, suddenly drops to Line applied during a first part of the voltage half-period.
If the spark gap is of exact length, the breakdown occurs quickly and sufficiently before the point in time when the applied pulse has reached its peak value. a) Open circuit (idle state). Figure 3A shows the spark gap voltage during one of the applied pulses. The dashed curve V15 represents a positive half of a sine wave which occurs when the source voltage in parallel with the capacitor 15 starts at time t0 and stops at time tf.
DieKurveVg'st the spark gap voltage, which, in the absence of a flashover, is divided according to the ratio of the resistances RundR, as described above. The curve Vg is a sine wave with the exception of the front part, which does not start at time to with the source voltage V, but at a later time t1, whereupon the spark gap voltage increases rapidly up to time t, where it reaches the sine wave envelope of Vg.
The spark gap voltage does not immediately rise to the full sine wave value over time. since energy is required to initially charge capacitor 22 in the spark gap network by current through the combined resistors R17 and R23. R 23 is expediently small with respect to R17 or Ru's, so that the charging time constant does not prevent the capacitor 22 from being charged quickly during a first part of the applied control pulse.
Fig. 3B shows the current relationships. There is no spark gap current ig because no flashover occurs. The dashed outline marked with i is the current through the spark gap
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Capacitor charging current flows when the spark gap voltage increases, and a small capacitor charging current flows when the spark gap voltage decreases from the peak value of the voltage pulse at time tf. The intersection of curve i with the horizontal axis in FIG. 2B marks the gradual change from the charging current to the discharging current. The capacitor is thus discharged through the combined value of the resistors 21 and 23 in order to keep the capacitor ready for the next conducting pulse.
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at the control grid of the power thyratron 16.
During open circuit conditions. 3C, the only negative going voltage across resistor 23 is a gradually changing, low voltage which is insufficient to generate a control grid signal so that no power pulse is triggered. b) Normal machining process. During normal cutting, the voltage V r is greater than the
Spark gap, as shown in Fig. 4A, initially as in the open circuit condition, but if the spark gap is sufficiently small, breakdown occurs at time t3 normally between current t. and the time at which the peak voltage would be present.
At time t 3, the voltage curve V g quickly drops to a value of around 20 V, i.e. H. on the ionization voltage of the spark gap. This voltage remains until the capacitor is discharged at time t, and one
Tending to oscillate due to the inclusion of distributed inductance in the capacitor discharge circuit usually blocks the pulse before time tf.
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The current pulse goes beyond the scale of the drawing, and the size of the current instead approaches the size of the current of a short circuit parallel to the charged capacitor 15.
The manner in which the power pulse 16 is switched on can also be seen from FIGS. 4B and 4C. The information signal of FIG. 4C (current in the spark gap capacitor 22 and voltage at the associated resistor 23) corresponds to the information signal of FIG. 3C during the open circuit state up to time t when arcing occurs. Immediately upon flashover, the spark gap voltage Vg falls to the low ionization value of the spark gap, and the capacitor 22 discharges at high speed through the relatively low resistance 23 and the ionized gap.
This discharge time constant is much shorter than that present in the much higher combined resistance of resistor 23 and spark gap resistor 21.
This sudden discharge of the capacitor as a result of breakdown of the spark gap has substantial
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mator 25 is induced in the grid circuit of the power pulse switch, makes the switch immediately conductive, so that the power pulse of Fig. 4B is initiated. c) short circuit. The operation is as shown in Figures 5A, 5B and 5C. Since the spark gap network is bridged in the event of a short circuit, the entire control pulse voltage occurs across resistor 17. Since a spark gap voltage is absent during the short circuit, a charging voltage at the v, g
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capacitor 22, so that no voltage can occur at the resistor 23, so that no signal from the power pulse switch 16 switches on.
Fig. 5C shows that the spark gap information signal remains zero when the spark gap capacitor is neither charged nor discharged.
From the above, it follows that the sharp impulse, which is represented by the differentiated voltage at the resistor 23 of the RC element formed by this and the capacitor 22, is very
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provides stable and reliable control. The actuation control signal during the normal cutting process has a greater amplitude than the short-circuit signal on the one hand and the idle signal on the other. Just
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even if the power pulse switch is not closed during the successive pulse periods if the short circuit persists. In no case is the control based on averaging the voltage or current over successive pulses and there is no comparison with a preset reference signal. d) Electrode feed.
It is an input voltage for an amplifier 28 of FIG. 2 from the
Spark gap voltage Vg formed as an average value over several pulse periods. This temporal
Average value can be established electrically or through the inertia of the mechanical drive elements. If the spark gap is so large that it is no-load operation, i. H. Open circuit operation, results, the spark gap voltage V g is relatively high (Fig. 3A). In the event of a short circuit, the spark gap voltage V is zero (FIG. 5A). During the normal cutting operation, the spark gap voltage has an intermediate average value due to the voltage drop at flashover (FIG. 4A).
The voltage range is not adversely affected by using the network to derive a circuit breaker control signal.
By comparing the average spark gap voltage with a reference voltage which corresponds to the average spark gap voltage for the normal working condition, a direct current error signal, the amplitude and sign of which changes with the deviation of the gap distance from the distance existing during normal work, is obtained as a feedback signal. This signal is applied to the amplifier 23, which controls the tool feed motor 29. Ideally, the electrode tool T advances at exactly the same rate as the material is being removed from the workpiece W in the path of the tool, but short circuit conditions arise due to the difficulty of accurate tracking or the accumulation of conductive debris.
The selection of the reference voltage for setting the drive feed must of course be such that the spark gap is kept within the normal cutting area, which is determined by the limits of the master pulse idle circuit or the master pulse short circuit. The limitation of the range of the spark gap length for cutting and to avoid useless consumption of pulse periods can be compensated for by taking advantage of the separate setting of the lead pulse limit voltages and the electrode feed reference voltage.
PATENT CLAIMS:
1. A method for electrical discharge machining of electrically conductive materials by means of electrical discharges from an energy source via the machining gap between a workpiece and a tool electrode, characterized in that test discharges in the machining gap (1 ) are generated, which via electrical and control elements (23-27, 16) only trigger the generation of discharges from the energy source (15,16) if the conditions in the machining gap allow a perfect working discharge (Fig. 2).