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Antenneneingangsschaltung für Dezimeterwellen
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Eingangsschaltungenu. dgl. Dabei war man gezwungen, entsprechende Misch-und Verstärkeranordnungen anzuwenden, um gegebenenfalls auftretende Eingangsverluste auszugleichen.
Die Verwendung von Memgittenöhren. zur Mischung im Dezimeterwellengebiet ist nicht mehr möglich. Der Grund hiefür liegt in den zu grossen Dämpfungen, hervorgerufen. durch die Zuleitungsinduktivitäten und den Laufzeiteinfluss der Elektronen. Die Konversionsverstärkung wird zu klein, weil die Elektronenlaufzeit etwa in der Grösse der Periodendauer liegt, woraus sich sehr geringe Empfindlichkeitswerte ergeben.
Beim Mischen mit Röhrendioden oder Germaniumdioden unter Berücksichtigung dämpfungsarmer und kurzer Zuleitungen treten die beschriebenen Nachteile praktisch nicht in Erscheinung. Etwaige Laufzeiteinflüsse können vernachlässigt werden, weil die Elektronenabstände bei Dioden wesentlich kleiner sind als bei Mehrgitterröhren.
Diese Anordnungen erfordern einen hohen technischen und einen erheblichen Zeitaufwand bei Umstellung auf eine andere Wellenlänge, weil die bekannten Anordnungen nur für eine bestimmte Wellenlänge brauchbar sind.
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Zweidrahtleitung vorgenommen wird. Während die Antennenspannung das Lechersystem im Gegentakt erregt, erregt die Oszillatorspannung den Kreis im Gleichtakt, so dass eine Entkopplung der Oszillatorfrequenz von der Antenne erreicht ist. An den Anoden der Duodiode wird über entsprechend definierte Siebschaltungen das zwischenfrequente Gemisch dem ersten Zwischenfrequenzkreis des Zwischenfrequenzverstärkers zugeführt. Diese Mischanordnung ist üblicherweise bis zu einer Wellenlänge von etwa 30 cm anwendbar, bei Verwendung von Metallkeramikdioden auch noch bis zu einer Wellenlänge von zirka 20 cm.
Bei Überlagerungsempfängern, bei denen bekanntlich ein Oszillator zur Erzeugung einer Empfangswelle zu überlagernden Wechselspannung dient, darf die Oszillatorenergie nicht nach aussen strahlen. Dies wird bei Rundfunkempfängern z. B. dadurch erreicht, dass die Empfangs-und Oszillatorfrequenz'an verschiedene Gitter der Mischröhre gelegt werden, so dass eine weitgehende Entkopplung des Empfangskreises und des Oszillatorkreises gewährleistet, ist.
In Superhet-Empfängern für Dezimeterwellen kann diese Trennung des Antennen- und Oszillatorkreises dadurch herbeigeführt werden, dass ein abgeschirmtes Parallelleitersystem als Gegentaktkreis an den Eingangskreis (Antennenkreis) angeschlossen ist, während das gleiche System als Gleichtaktkreis, also als erdunsymmetrisch schwingender Kreis, an den Oszillator gekoppelt wird. Eine solche Mischkreisanordnung muss im Hinblick auf die angestrebte Entkopplung besonders sorgfältig hergestellt werden ; der Gegentaktkreis muss in jeder Beziehung ausgeglichen sein. Die erforderliche Abstimmungsregelung ist dabei besonders in konstruktiver Hinsicht schwierig zu lösen.
Im unteren
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Dezimeterwellenbereich, in dem Hohlraumanordnungen handliche Abmessungen besitzen, kann die Trennung auch dadurch hergestellt werden, dass man die in einem Hohlraum völlig unabhängig voneinander vorhandenen magnetischen und elektrischen Wellentypen getrennt von der Antennen- bzw. Oszillatorsei- te anregt und so eine Entkopplung beider Kreise erreicht.
Die bekannten Mischanordnungen sind meist für eine Festfrequenz ausgelegt und weisen deshalb eine ganz geringe Regelbarkeit auf, falls eine solche überhaupt vorgesehen ist. Diese Mischanordnungen haben also Schmalbandcharakter. Wegen der Notwendigkeit der Entkopplung zwischen der Empfangsftequenz und der OsziIIatorfrequenz ist die Baugruppe als solche in der Praxis meist vollkommen abgeschirmt hergestellt. Sofern eine derartige Eingangsschaltung auf eine andere Frequenz umgestellt werden soll, erfordert dies, dass die Abschirmung entfernt werden muss und damit ein Eingriff in die Schaltung stattfindet.
Dieser Eingriff in die Schaltung und das anschliessende Wiederherstellen der stationären Betriebsverhältnisse verbunden mit den zur Prüfung erforderlichen Messarbeiten, muss so lange wiederholt werden, bis der gefordert Messwert erreicht wird. Bei einer solchen Änderung der Schaltung ändert sich auch der Abstand der Zweidrahtleitung sowie der Durchmesser und die Lage des Einspe1sungspuDlttes. Wenn die Anpassung einet Eingangsstufe, bei einer Wellenlänge von z. B. X = 65 cm abgestimmt, etwa 80 % beträgt, wird diese bei einet Wellenlänge von X = 60 cm nur noch eine Höhe von etwa 30 % aufwe1 ! tn.
Der Aufbau der Schaltung müsste also wesentlich geändert worden, um wieder die Anpassungsgenauigkeit von 80 % zu erreichen. Frequenzänderungen sind also bei den bekannten Mischanordnungen mit erheblichen Schwierigkeiten verbunden. In den meisten Fällen sind zusätzliche Entwicklungsarbeiten durchzuführen, die bekanntlich äusserst zeitraubend sind und erhebliche Kosten verursachen.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Eingangsschaltung zu schaffen, die eine optimale Anpassung bei gleichzeitiger Breitbandigkeit aufweist, bei der also diese Anpassungsgenauig- keit für jede Wellenlänge Innerhalb eines bestimmten vorgegebenen Wellen1ängenbereiches (z. B. von À = 1 m bis À = 35 cm) mit geringem technischen Aufwand und innerhalb kurzer Zeit wiederherstellbar ist Es wird also von Wellenlänge zu Wellenlänge kontinuierlich abgestimmt.
Dies wird erfindungsgemäss dadurch erreicht, dass der Anpassungsübertrager auf der Primärseite eine regelbare Induktivität und auf der Sekundärseite einen im Gegentakt erregten Mischkreis aufweist, der zusätzlich durch eine regelbare Kopplungskapazität zwischen den Anoden der Duodiode abstimmbar ist.
Diese Schaltung ist erfindungsgemäss baulich derart ausgeführt, dass primärseitig die Induktivität des Eingangskreises mittels eines die Wicklung abgreifenden Schleifers und sekundärseitig die Kopplungskapazität mittels eines über den Anoden der Duodiode angeordneten mit Dielektcizitätsabstimmung verse- henem Abstimmkondensators unter Auskopplung der Oszillatorfrequenz regelbar ist und die Regelkreise
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kungsverbindung stehen.
Ein weiteres Merkmal des Eingangsübertragers nach der Erfindung besteht darin, dass die Auskopplungspunkte des Mischproduktes als Differenz aus Oszillatorfrequenz und Eingangsftequenz über dem zwischen den Hälften der Sekundärwicklung angeordneten Kopplungskondensator liegen.
In den Zeichnungen ist die Erfindung an einem Ausführungsbeispiel in schematischer Darstellung erläutert.
Es zeigen Fig.. l das Schema der Eingangsschaltung mit Misch-und Oszillatorstufe, Fig. 2 den Eingangsübertrager mit Dezimeterwellen-Mischstufe, von oben gesehen, Fig. 3 Eingangsübertragerwienach Fig. 2, jedoch in Seitenansicht, Schnitt A - B.
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Spule PW gezeichnet, während er sich in der wirklichen Schaltstellung über dem DJ : ehkondensator C2 befindet.
Die Antenne A ist an den Wellenwiderstand des Koaxialkabels K an dem einen Ende angepasst. Zur Anpassung des am andern Ende des Kabels vorhandenen Wellenwiderstandes ist am Eingang E ein Schleifer S angeordnet, der die Primärwicklung PW des Eingangsübertragers abgreift. Diese Wicklung hat die Form eines kreisförmig oder halbkreisförmig gebogenen Rohres, das entweder aus Metall oder aus einem Nichtleiter mit aufgespritztem Leiter-Werkstoff besteht. Baulich ist die Schleiferanordnung derart ausgeführt, dass die Spule PW von zwei sich gegenüberliegenden unter mechanischer Vorspannung stehenden Zungen abgegriffen wird.
Die Primärwicklung PW ist durch den als Kopplungskondensator dienenden Kondensator Cl galvanisch mit einer der beidenHälften SW, SW, der Sekundärwicklung, im Zeichnungsbeispiel mit SW, verbun-
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den. Diese Wicklungshälften SW,,SW bestehen ebenfalls aus je einem kreis-, halbkreis-, parabel-oder ellipsenförmig gebogenen Leiter mit rechteckigem, quadratischem oder rundem Querschnitt. Die beiden Leiter SW1 und SW2 liegen aus baulichen Gründen in einer Ebene und in geringem Abstand parallel zur Primärwicklung PW. An den beiden freien Enden der Leiter SU., SU sind die beiden Anoden der Duodiode RÖ1 angeschlossen.
An Stelle von Duodioden können auch entsprechende Germaniumdioden oder andere
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SWgleichgültig, ob die zu der Sekundärwicklung SW1'SW2 parallel liegende Primärwicklung PW sich über oder unter der Sekundärwicklung befindet. Das aus der Differenz von Oszillatorfrequenz und Eingangsfrequenz bestehende Mischprodukt wird nun über die beiden Drosselspulen Dt und Dr zum Zwischenfre* quenzverstärker eingekoppelt. Hiebei dienen die Kondensatoren C, und C. der Siebung. Sie können als Durchführungs-oder Flächenkondensatoren ausgebildet sein.
Der Oszillator G ist schematisch eingefügt,
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beiderseitig mit einem Silberbelag versehen sind, an dem die Primär- und Sekundärwicklungen sowie die Drosselspulen Dt,Dr angelötet sind. Eine andere bauliche Ausführung besteht darin, dass die Kondensatoren an Stelle eines mit Silberbelag versehenen Keramikkörpers aus zwei Metallplatten bestehen, wobei eine der Platten aus Gründen der Stabilität mit den Wicklungswindungen und den Drosseln aus einem Stück gearbeitet ist, weil hiebei grosse Sorgfalt auf einen möglichst kleinen Übergangswiderstand gelegt werden muss, um an dieser Stelle einen Stoss zu vermeiden, durch den die maximal erreichbare Anpassung einen bestimmten Grösstwert nicht überschreiten würde.
Die Wirkungsweise der Eingangsschaltung ist folgende :
Die Schaltung stellt im wesentlichen einen galvanisch gekoppelten, regelbaren breitbandigen Eingangsübertrager für Dezimeterwellen dar, der primärseitig induktiv und sekundärseitig kapazitiv geregelt wird. Den Übertrager selbst kann man seiner Funktion nach mit einem galvanisch gekoppelten regelbaren Bandfilter vergleichen. Die an den Wellenwiderstand des Koaxialkabels K angepasste Antenne A ist am andern Ende des Kabels mit seinem dort vorhandenen Wellenwiderstand von der Eingangsstelle E aus wiederum entsprechend anzupassen, um Reflexionserscheinungen bei eintretender Fehlanpassung auf den Eingang des Empfängers auszuschliessen. Eine Antenne weist gewöhnlich einen reellen und einen Blindwider- standsanteil auf, wobei letzterer kapazitiver oder induktiver Art ist.
Die in nicht angepasstem Zustand vorhandenen Anteile müssen für die Zwecke der Anpassung mittels entsprechender Schaltelemente kompensiert werden. Die Anpassung wird primärseitig mittels einer gegenüber der Sekundärwicklung galvanisch gekoppelten regelbaren Induktivität der Spule PW durch die entsprechende Anordnung des Schleifers S und den Abstimmkondensator C2 eingeregelt. Anstatt einet direkt durch die Antenne gespeisten Zweidrahtleitung wird eine Transformations- bzw. Übertragerschaltung verwendet. Hiebei ist für die Anpassung nicht nur die für den Schleifer S abgegriffene Induktivität der Spule PW ausschlaggebend, sondern auch der leere Teil der aus einer Windung bestehenden Spule PW.
Dies hat den Vorteil, dass bei Abstimmung des Eingangskreises der leere Teil der SpulegegendieSekundärspulenhälften SW , SW, und gegen Gehäuse eine Kapazität aufweist, die die gesamte Eingangstransformation hinsichtlich der Regelung der Anpassung günstig beeinflusst und den Eingangskreis abschliesst. Mittels der galvanischen Kopplung des Sekundärkreises mit dem Eingangskreis wird die geforderte hohe Anpassungsgenauigkeit bei entsprechender Stabilität erreicht und als Ganzes gesehen erhält man. eine Filteranordnung. Die galvanische Kopp- lung zwischen der Spule PW und der Sakundärseite SW mit dem zugehörigen Kopplungskondensator C des Eingangsübertragers bewirkt die angestrebte Entkopplung zwischen dem Empfangskreis und dem Oszil- latorkreis. Erst dadurch ist eine Regelung möglich. Wenn anderseits z.
B. ein neutrales induktives Gebilde im gleichen Chassis mit dem Oszillator untergebracht wäre, könnte eine Entkopplung nicht erreicht werden, weil dieses Gebilde wie eine Antenne wirkt und mit dem Oszillator elektromagnetisch gekop- pelt ist. Die Zwischenfrequenz bzw. das Mischprodukt kann nicht beliebig ausgekoppelt werden, sondern die Lage der entsprechenden Punkte AK,AK ist in der Schaltung dergestalt eindeutig festgelegt, dass die.
Auskopplungspunkte des aus der Differenz von Oszillatorfrequenz und Eingangsfrequenzbesteherlden Mischproduktes über dem zwischen den Hälften der Sekundärwicklung angeordneten Kopplungskondensator C, liegen. In den bekannten Anordnungen wird das Mischprodukt an den Anoden der Duodiode direkt ausgekoppelt. Dabei handelt es sich jedoch um ein im Gegentakt erregtes Lechersystem. Die elektromagnetsche Kopplung des Eingangstibertragers bewirkt eine Transformation der Eingangsspannung auf den im Gegentakt erregten Mischkreis.
Diese Transformation hat an den Anoden der Duodiode noch nicht stattgefunden, weil dort-anordnungsgemäss betrachtet-die Induktivitäten beginnen. Die Transformation der
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Eingangsfrequenz auf den im Gegentakt erregten Mischkreis ist vielmehr erst an den beiden Über dem
Kopplungskondensator Cl liegenden Punkten durchgeführt. Bei dem Anpassungsübertrager nach der Erfin- dung kann infolge der grundsätzlichen Unterschiede gegenüber dem Lechersystem eine Auskopplung des
Mischproduktes nur an diesen Punkten AK1, AK2 stattfinden.
Der Vorteil der Eingangsschaltung nach der Erfindung liegt in der Regelbarkeit des Anpassungsüber- tragers, dessen Sekundärseite aus einem im Gegentakt erregten Mischkreis besteht und der zusätzlich noch durch die Kopplungskapazität zwischen den Anoden und Duodiode regelbar ist ; mit dieser manuell be- dienbaren Regelanordnung ist es mit einfachen baulichen Mitteln möglich, einen grösseren Frequenzbe- reich in beliebiger wählbarer Abstufung zu beherrschen. Beim Übergang von einer Wellenlänge auf eine andere ist daher eine optimale Anpassung in kürzester Zeit und bei geringem technischen Aufwand er- reichbar. Damit hat die erfindungsgemässe Anordnung den Charakter der Breitbandigkeit.
Mit Hilfe des erfindungsgemässen Eingangsübertragers ist es nunmehr möglich, bei den verschiedenen Wellenlängen des vorgegebenen Bereiches eine hohe Anpassungsgenauigkeit am Eingang zu erzielen und gleichzeitig opti- mal zu mischen. Die Regelanordnung ist von aussen bedienbar, so dass keinerlei Eingriffe in die Schaltung erforderlich sind. Durch die Eingangsschaltung nach der Erfindung werden ausserdem Zeit und Kosten für die bisher notwendigen umfangreichen Konstruktions- und Messarbeiten gespart. Die Eingangsschaltung nach der Erfindungistfür amplitudenmodulierten Dezimeterwellenempfang anwendbar ; z.
B. beim Dezi- meterfernsehempfang und in amplitudenmodulierten Empfängern für Messzwecke, hiebei besonders für Antennenvermessung und Feldstärkenmessungenfür Dezimeterwellen und für Navigationszwecke u. a. bei der Höhenmessung.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Antenneneingangsschaltung für Dezimeterwellen, dadurch gekennzeichnet, dass der Anpassungs- übertrager auf der Primärseite (PW) eine regelbare Induktivität und auf der Sekundärseite (SW, SW) einen im Gegentakt erregten Mischkreis aufweist, der zusätzlich durch eine regelbare Kopplungskapazität (C2) zwischen den Anoden der Duodiode (Rö) abstimmbar ist.
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Antenna input circuit for decimeter waves
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Input circuits The like. It was necessary to use appropriate mixer and amplifier arrangements in order to compensate for any input losses that might occur.
The use of memgite tubes. mixing in the decimeter wave area is no longer possible. The reason for this lies in the excessive attenuation caused. due to the lead inductance and the transit time influence of the electrons. The conversion gain is too small because the electron transit time is roughly the same as the period, which results in very low sensitivity values.
When mixing with tube diodes or germanium diodes, taking into account low-attenuation and short supply lines, the disadvantages described practically do not appear. Any runtime influences can be neglected because the electron gaps in diodes are much smaller than in multi-grid tubes.
These arrangements require a high technical expenditure and a considerable amount of time when changing over to a different wavelength, because the known arrangements can only be used for a certain wavelength.
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Two-wire line is made. While the antenna voltage excites the Lechersystem in push-pull mode, the oscillator voltage excites the circuit in unison, so that the oscillator frequency is decoupled from the antenna. At the anodes of the duodiode, the intermediate-frequency mixture is fed to the first intermediate-frequency circuit of the intermediate-frequency amplifier via appropriately defined filter circuits. This mixing arrangement can usually be used up to a wavelength of about 30 cm, and when using metal-ceramic diodes even up to a wavelength of about 20 cm.
In the case of superimposed receivers, in which, as is known, an oscillator is used to generate an alternating voltage to be superimposed on a received wave, the oscillator energy must not radiate outwards. This is for radio receivers. B. achieved by placing the receiving and oscillator frequencies on different grids of the mixing tube, so that extensive decoupling of the receiving circuit and the oscillator circuit is ensured.
In superhet receivers for decimeter waves, this separation of the antenna and oscillator circuit can be brought about by connecting a shielded parallel conductor system as a push-pull circuit to the input circuit (antenna circuit), while the same system is coupled to the oscillator as a common mode circuit, i.e. as a circuit that oscillates asymmetrically becomes. Such a mixing circuit arrangement must be produced particularly carefully with regard to the desired decoupling; the push-pull circuit must be balanced in every respect. The necessary coordination regulation is difficult to solve, especially from a constructive point of view.
At the bottom
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Decimeter wave range, in which cavity arrangements have manageable dimensions, the separation can also be produced by exciting the magnetic and electrical wave types that are completely independent of each other in a cavity separately from the antenna or oscillator side, thus achieving a decoupling of both circuits.
The known mixing arrangements are mostly designed for a fixed frequency and therefore have very little controllability, if such is provided at all. These mixing arrangements therefore have a narrow band character. Because of the need for decoupling between the receiving frequency and the oscillator frequency, the assembly as such is usually completely shielded in practice. If such an input circuit is to be switched to a different frequency, this requires that the shielding must be removed and the circuit thus intervened.
This intervention in the circuit and the subsequent restoration of the stationary operating conditions, combined with the measurement work required for testing, must be repeated until the required measurement value is reached. With such a change in the circuit, the distance between the two-wire line and the diameter and position of the feed pump also change. If the adaptation is an input stage, at a wavelength of e.g. B. X = 65 cm matched, is about 80%, with a wavelength of X = 60 cm this will only be a height of about 30%! tn.
The structure of the circuit would have to be changed significantly in order to achieve the adjustment accuracy of 80% again. Frequency changes are therefore associated with considerable difficulties in the known mixing arrangements. In most cases, additional development work must be carried out, which is known to be extremely time-consuming and cause considerable costs.
The invention is therefore based on the object of creating an input circuit which has an optimal adaptation with simultaneous broadband, in which this adaptation accuracy is therefore for each wavelength within a certain predetermined wavelength range (e.g. from À = 1 m to À = 35 cm) can be restored with little technical effort and within a short period of time. It is therefore continuously tuned from wavelength to wavelength.
This is achieved according to the invention in that the matching transformer has a controllable inductance on the primary side and a balanced circuit excited in push-pull on the secondary side, which can also be tuned by a controllable coupling capacitance between the anodes of the duodiode.
According to the invention, this circuit is constructed in such a way that the inductance of the input circuit can be regulated on the primary side by means of a wiper tapping the winding and on the secondary side the coupling capacitance by means of a tuning capacitor arranged over the anodes of the duodiode and provided with dielectric tuning, decoupling the oscillator frequency and the control circuits
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communication connection.
Another feature of the input transformer according to the invention is that the coupling-out points of the mixed product as the difference between the oscillator frequency and the input frequency are above the coupling capacitor arranged between the halves of the secondary winding.
In the drawings, the invention is explained in a schematic representation using an exemplary embodiment.
FIG. 1 shows the schematic of the input circuit with mixer and oscillator stage, FIG. 2 shows the input transformer with decimeter wave mixer, seen from above, FIG. 3 input transformer according to FIG. 2, but in side view, section A - B.
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Coil PW drawn while it is in the real switch position over the DJ: ehcondenser C2.
The antenna A is adapted to the wave resistance of the coaxial cable K at one end. In order to adapt the characteristic impedance present at the other end of the cable, a wiper S is arranged at the input E and taps off the primary winding PW of the input transformer. This winding has the shape of a circular or semicircular bent tube, which consists either of metal or of a non-conductor with a sprayed-on conductor material. Structurally, the wiper arrangement is designed in such a way that the coil PW is picked up by two opposing tongues which are under mechanical prestress.
The primary winding PW is galvanically connected to one of the two halves SW, SW, the secondary winding, in the drawing example with SW, through the capacitor Cl serving as a coupling capacitor.
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the. These winding halves SW 1, SW each consist of a circular, semicircular, parabolic or elliptical curved conductor with a rectangular, square or round cross section. For structural reasons, the two conductors SW1 and SW2 are in one plane and at a small distance parallel to the primary winding PW. The two anodes of the duo diode RÖ1 are connected to the two free ends of the conductors SU., SU.
Corresponding germanium diodes or others can also be used instead of duo diodes
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SW does not matter whether the primary winding PW lying parallel to the secondary winding SW1'SW2 is located above or below the secondary winding. The mixed product consisting of the difference between the oscillator frequency and the input frequency is now coupled to the intermediate frequency amplifier via the two choke coils Dt and Dr. The capacitors C and C are used for sieving. They can be designed as lead-through or flat capacitors.
The oscillator G is inserted schematically,
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are provided with a silver coating on both sides, to which the primary and secondary windings as well as the choke coils Dt, Dr are soldered. Another structural design is that the capacitors consist of two metal plates instead of a ceramic body provided with a silver coating, one of the plates being made from one piece with the winding turns and the chokes for reasons of stability, because great care is taken to ensure the smallest possible one Transfer resistance must be applied in order to avoid a shock at this point, through which the maximum achievable adaptation would not exceed a certain maximum value.
The mode of operation of the input circuit is as follows:
The circuit essentially represents a galvanically coupled, controllable broadband input transformer for decimeter waves, which is regulated inductively on the primary side and capacitively on the secondary side. The function of the transformer itself can be compared with a galvanically coupled adjustable band filter. The antenna A, which is adapted to the wave impedance of the coaxial cable K, has to be adjusted accordingly at the other end of the cable with its wave impedance from the input point E in order to exclude reflection phenomena in the event of a mismatch at the input of the receiver. An antenna usually has a real and a reactance component, the latter being capacitive or inductive.
The components present in the non-adapted state must be compensated for the purpose of the adaptation by means of appropriate switching elements. The adaptation is regulated on the primary side by means of a controllable inductance of the coil PW, which is galvanically coupled with respect to the secondary winding, by the corresponding arrangement of the wiper S and the tuning capacitor C2. Instead of a two-wire line fed directly by the antenna, a transformation or transmitter circuit is used. In this case, not only is the inductance of the coil PW tapped for the wiper S decisive, but also the empty part of the coil PW consisting of one turn.
This has the advantage that when the input circuit is coordinated, the empty part of the coil opposite the secondary coil halves SW, SW, and against the housing has a capacitance that favorably influences the entire input transformation in terms of regulating the adaptation and closes the input circuit. By means of the galvanic coupling of the secondary circuit with the input circuit, the required high level of adjustment accuracy is achieved with the corresponding stability and, viewed as a whole, one obtains. a filter assembly. The galvanic coupling between the coil PW and the secondary side SW with the associated coupling capacitor C of the input transformer brings about the desired decoupling between the receiving circuit and the oscillator circuit. Only then is a regulation possible. If on the other hand z.
For example, if a neutral inductive structure were housed in the same chassis as the oscillator, decoupling could not be achieved because this structure acts like an antenna and is electromagnetically coupled to the oscillator. The intermediate frequency or the mixed product cannot be decoupled arbitrarily, but the position of the corresponding points AK, AK is clearly defined in the circuit in such a way that the.
Outcoupling points of the mixed product consisting of the difference between the oscillator frequency and the input frequency are above the coupling capacitor C i arranged between the halves of the secondary winding. In the known arrangements, the mixed product is coupled out directly at the anodes of the duodiode. However, this is a push-pull excited Lecher system. The electromagnetic coupling of the input transformer causes a transformation of the input voltage on the mixed circuit excited in push-pull.
This transformation has not yet taken place at the anodes of the duodiode because — viewed in accordance with the arrangement — the inductances begin there. The transformation of the
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The input frequency on the mixed circuit excited in push-pull is rather only at the two over the
Coupling capacitor Cl lying points carried out. In the adaptation transformer according to the invention, due to the fundamental differences compared to the Lecher system, a decoupling of the
Mixed product take place only at these points AK1, AK2.
The advantage of the input circuit according to the invention lies in the controllability of the matching transmitter, the secondary side of which consists of a push-pull excited mixing circuit and which can also be controlled by the coupling capacitance between the anodes and duodiode; With this manually operable control arrangement, it is possible with simple structural means to control a larger frequency range in any selectable gradation. When changing from one wavelength to another, optimal adaptation can therefore be achieved in the shortest possible time and with little technical effort. The arrangement according to the invention thus has the character of broadband.
With the aid of the input transformer according to the invention, it is now possible to achieve a high degree of matching accuracy at the input for the various wavelengths of the predetermined range and, at the same time, to mix them optimally. The control arrangement can be operated from the outside, so that no interventions in the circuit are necessary. The input circuit according to the invention also saves time and costs for the extensive construction and measurement work previously necessary. The input circuit according to the invention is applicable for amplitude-modulated decimeter wave reception; z.
B. in decimeter television reception and in amplitude-modulated receivers for measurement purposes, especially for antenna measurement and field strength measurements for decimeter waves and for navigation purposes and the like. a. when measuring altitude.
PATENT CLAIMS:
1. Antenna input circuit for decimeter waves, characterized in that the matching transformer on the primary side (PW) has a controllable inductance and on the secondary side (SW, SW) a balanced circuit excited in push-pull, which is additionally provided by a controllable coupling capacitance (C2) between the Anodes of the duo diode (Rö) is tunable.