<Desc/Clms Page number 1>
Fernsehempfänger
EMI1.1
<Desc/Clms Page number 2>
mittleren Bildhelligkeit-in stö-Endröhre zuzuführen. Hiebei wurde nicht auf eine feste Kopplung mit den der Gleichrichterschaltung zugeführten Impulsen geachtet, und man war daher der Meinung, dass eine gute Regelung auf diese Wei-re nicht erzielt werden konnte, so dass man die Anordnung durch einen dem Belastungsgleichstrom entnom- menenRegelspannungsantei1notWendig ergänzen musste.
Eine in einem Fernsehempfänger gebrauchte Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist dadurch gegekennzeichnet, dass aus den der Gleichrichterschaltung zugeführten Impulsen in einem zweiten Gleichrichter (Regelgleichrichter) eine Regelspannung gewonnen wird, durch die der Wert (Spitzenwert), bei dem der Strom unterbrochen wird, derart geändert wird, dass bei abnehmendem Wert der Gleichspannung der Spitzenwert des Stromes wesentlich zunimmt, und die Impulsamplitude wenigstens annähernd konstant bleibt.
In an sich bekannter Weise kann bei einer solchen Schaltungsanordnung zweckmässig im Regelkreis ein Schwellwert wirksam sein, wodurch die Regelsteilheit wesentlich erhöht werden kann. Wenn dieser Schwellwert in Abhängigkeit vom Belastungsstrom des Hochspannungsgleichrichters gesteuert wird, erhält man eine zusätzliche Regelung, und es ist möglich, eine vollständige Kompensation des Innenwiderstandes zu erreichen. Durch eine entsprechende Bemessung dieser zusätzlichen Regelung können dabei auch die Einflüsse von Innenwiderstandskomponenten ausgeglichen werden, die im Gleichrichter und gegebenenfalls einem dem Gleichrichter nachgeschalteten Glättungsglied ihre Ursache haben.
In einer weiteren Ausführung der in dem Fernsehempfänger gebrauchten Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist dieser Schwellwert in Abhängigkeit von den an der Primärseite des Transformators auftretenden Impulsen gesteuert, derart, dass bei zunehmender Amplitude dieser Impulse der Spitzenstrom des Endverstärker zunimmt.
Da, wie bereits erwähnt, der Innenwiderstand einer derartigen hohen Gleichspannungsquelle im wesentlichen durch die Streuinduktivität des Transformators gebildet sein kann, ergibt sich, dass der Unterschied zwischen dem an der Primärseite und dem an der Sekundärseite abgenommenen Impuls dem Belastungsstrom etwa proportional ist. Man erhält also ohne Eingriff in den Gleichspannungskreis eine von der Belastung abhängige Regelgrösse, so dass eine vollständige Kompensation bzw. Überkompensation möglich ist.
Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung beispielsweise näher erläutert, wobei in den Fig. 1 - 3 drei Schaltungsanordnungen dargestellt sind.
Fig. 1 zeigt die Endstufe eines Zeilenablenkgerätes in einem Fernsehempfänger. Diese enthält eine Penthode 1, deren Kathode geerdet ist und deren Steuergitter über einen Koppelkondensator 2 eine etwa sägezahnförmige, von Sperrimpulsen unterbrochene Steuerspannung 3 zugeführt wird.
Im Anodenkreis der Penthode 1 liegt ein Transformator 4, dessen Primärwicklung der Röhre 1 zwischen dem positiven Pol + der Speisequelle und der Anode eingeschaltet ist. Das Schirmgitter der Röhre 1 liegt ebenfalls an der Speisequelle. Die Sekundärwicklung des Transformators 4 ist an die Anode einer Diode 5 angeschlossen, an deren Kathode eine hohe Gleichspannung auftritt, die z. B. 12 - 15 kV betragen kann. Diese Gleichspannung wird durch einen Ladekondensator 6 geglättet und durch eine als veränderlicher Widerstand 7 dargestellte Elektronenstrahlröhre in Abhängigkeit von der mittleren Helligkeit eines wiedergegebenen Bildes belastet.
Die an der Sekundärwicklung des Transformators 4 während der Sperrzeit der Steuerspannung 3 auftretenden Hochspannungs-Impulse werden nicht nur der Anode der Diode 5, sondern auch einem aus zwei Kondensatoren 8 und 9 bestehenden Spannungsteiler zugeführt, der anderseits geerdet ist. Da für die nachfolgende Regelschaltung nur eine wesentlich geringere Steuerspannung benötigt wird, kann der Kondensator 8 eine verhältnismässig geringe Kapazität, z. B. 1 - 2 pF, haben, während für den Kondensator 9 eine erheblich grössere Kapazicät von 100 bis 500 pF zweckmässig ist.
Die am Kondensator 9 auftretenden, in der Amplitude stark verminderten positiven Impulse werden der Anode einer Diode 10 zugeführt, wobei durch einen dem Kondensator 9 parallel liegenden Arbeitswiderstand 11 der erforderliche Gleichstromweg geschlossen wird. Am Kondensator 9 bildet sich daher eine gegen Masse negative Spannung aus, die zur Regelung des Arbeitspunktes der Penthode 1 dient, indem sie über einen Trennwiderstand 12 dem Gitter der Röhre 1 zugeführt wird. Bei abnehmender Aus- gangsamplitude-wie es z. B. infolge zunehmender Belastung auftreten kann-verringert sich die negative Vorspannung der Röhre 1, so dass ihr Anodenstrom ansteigt, wodurch auch die Hochspannungs-Im- pulse vergrössert werden.
Zwischen der Kathode der Diode 10 und Erde ist noch eine Spannungs-Stabilisatorröhre 13 eingeschaltet, der über einen Vorwiderstand 14 von der Speisequelle + ein Strom zugeführt wird, um die Glimmentladung aufrecht zu erhalten. Die Brennspannung der Röhre 13 kann z. B. 85 cder 140 V oder
<Desc/Clms Page number 3>
mehr betragen, da ja eine ausreichend hohe Spannung zur Verfügung steht.
Durch die Stabilisatorröhre 13 wird bewirkt, dass erst die ihre als Schwellwert wirkende Brennspan- nung übersteigenden Impulsspitze eine Regelspannung liefern. Es können daher höhere Spannungsimpul- se am Kondensator zugelassen werden, wodurch sich in an sich bekannter Weise eine entsprechend erhöh- te Regelsteilheit ergibt.
Der Kondensator 8 kann auch durch einen in der Nähe der Hochspannungswicklung angeordneten lei- tenden Körper, z. B. einen Metallstreifen, gebildet werden. Zur Einstellung der gewünschten Grösse der
Hochspannung kann dieser Körper der Hochspannungswicklung mehr oder weniger genähert werden, z. P. durch Biegen oder mittels einer Einstellschraube, die durch ein zweckmässig kapazitätsarmes Werkzeug bedient werden kann.
In Fig. 2 ist eine Schaltungsanordnung nach Fig. l dargestellt, hei der der kapazitive Spannungsteiler
8,9 durch leitende Beläge 8'und 9'eines zwischen dem Transformator 4 und der Diode 5 eingeschalte- ten Kabels gebildet wird. Diese Beläge können z. B. aus einem Metallnetz oder auch nur einem Leitlack bestehen, da ja nur äusserst geringe Ströme in der Grössenordnung von einigen Mikroampere fliessen.
Auf der den Innenleiter umschliessenden Umhüllung befindet sich, mit nur geringer Kapazität gegen- über dem Innenleiter, diejenige Schicht 8'. die dem Gegenbelag des Kondensators 8 in Fig. l entspricht.
Darüber ist mit erheblich höherer Kapazität gegenüber dem Belag 8'eine leitende Umhüllung 9'angeordnet, die geerdet ist.
Die angegebenen Kapazitätsverhältnisse ergeben sich weitgehend schon durch die in Betracht kommende Oberfläche ; sie können ausserdem durch die Dicke der Isolierschicht, insbesondere die Dicke der Schicht zwischen den Belägen 8'und 9', in gewünschtem Masse geändert werden. Da der äussere Belag geerdet ist, wird hiedurch das Kabel geschützt, und die Ausstrahlung elektrostatischer Felder wird weitgehend verhindert.
Die dem Belag 8'entnommene Impulsspannung von z. B. 250 Vss verminderter Amplitude wird nach Fig. 2 dem Gitter einer Verstärkerröhre 17 zugeführt, das über einen verhältnismässig hochohmigen Ableitwiderstand 18 von z. B. 500 Ohm geerdet ist.
Da hiebei im Unterschied zu Fig. 1 die Regelspannung nicht durch direkte Gleichrichtung der Impulse gewonnen wird, wird hiebei die Hochspannung noch weniger belastet und man kann mit noch geringe- ren Tei1kapazitäten (vgl. 8 und 9 in Fig. l) auskommen. Da der Hochspannungsimpuls bekanntlich einer freien Halbschwingung der Induktivität des Transformators 4 zusammen mit den wirksamen Streukapazitäten entspricht, kann eine Erhöhung dieser Streukapazitäten durch den Kondensator 8 eine gewisse Verlängerung des Rücklaufes und eine Verringerung der Spitzenspannung mit sich bringen, was vielfach unerwünscht ist. Eine geringere Belastung mit einer Zwischenverstärkerröhre 17 nach Fig. 2 kann daher geboten sein.
Insbesondere aber wird durch die Röhre 17 eine wesentliche Verstärkung der Regelspannung und damit eine wirksame Regelung erreicht.
Zwischen der Kathode der Röhre 17 und Erde ist, wie in Fig. 1, wieder ein Spannungs-Stabilisator 13 eingeschaltet, der gleichfalls eine Schwellwertspannung liefert. Die Anode der Röhre 17 ist einerseits über einen Arbeitswiderstand 19 von z. B. 10 kOhm mit der Speisequelle + verbunden und anderseits über einen Trennkondensator 20 an-die Kathode eines Gleichrichters 21, z. B. einer Diode, angeschaltet, dessen Anode und Kathode über Arbeitswiderstände 22 bzw. 23 (z. B. 390 bzw. 47 kOhm) an Erde liegen. Dem Widerstand 22 liegt noch ein Glättungskondensator 24 parallel.
Die den Schwellwert (13) übersteigenden Spannungsspitzen am Gitter der Röhre 17 werden verstärkt und der Gleichrichterschaltung 21,22, 23 zugeführt, und sie regeln weiter den Arbeitspunkt der Penthode 1.
Bei abnehmender Hochspannungs-Amplitude tritt, wie in Fig. l. eine Verminderung der negativen Vorspannung der Röhre 1 ein, so dass deren Anodenstrom ansteigt und damit auch die Impulsamplitude am Transformator 4. Die richtige Einstellung des Arbeitspunktes der Röhre 1 kann erforderlichenfalls durch zusätzliche Vorspannungsquellen erzielt werden.
DieAnordnungennachFig. lund2gestattenzwareinebeträchtlicheHerabsetzungdes Innenwider- standes der Hochspannungs-Gleichrichterschaltung von z. B. 8 MOhm auf etwa 1 - 1, 5 MOhm. Eine weitere Verringerung kann erzielt werden, wenn der, Schwellwert des Regelschaltungs-Gleichrichters, der in Fig. 2 als Stabilisatonöhre 13 dargestellt ist, in Abhängigkeit vom Belastungsstrom des HochspannungGleichrichters gesteuert wird.
Eine derartige Schaltungsanordnung zeigt Fig. 3. Diese unterscheidet sich von Fig. 2 dadurch, dass der Deutlichkeit halber wieder der kapazitive Spannungsteiler 8,9 wie in Fig. 1, eingezeichnet wurde und dass die nunmehr gesteuerte (negative) Schwellwertspannung nicht im Kathodenkreis, sondern im Gitter-
<Desc/Clms Page number 4>
kreis der Regelspannungs-Verstärkerröhre 17 am Fusspunkt des Gitterableitwiderstandes 18 eingeschaltet ist.
Zur Erzeugung dieser Schwellwert-Vorspannung werden einer Wicklung 31, die mit der vom Anodenstrom der Röhre 1 durchflossenen Primärwicklung des Transformators 4 fest gekoppelt ist, negative Rückschlagimpulse mit z. B. etwa 250 Volt Spitzenspannung entnommen, die der Kathode eines Gleichrichters 32, vorzugsweise einer Diode, zugeführt werden. In dessen Anodenkreis liegt ein aus den Widerständen 3 ? und 34 bestehender Belastungswiderstand, dem ein Glättungskondensator 35 parallel liegt. Es können auch positive Impulse Verwendung finden, wenn diese über einen Kondensator 36 der Anode eines anderseits geerdeten Parallel-Gleichrichters 37 zugeführt werden. Dem Glättungskondensator 35 wird dann die Gleichspannung über einen Vorwiderstand 38 zugeleitet.
Die Amplitude der zum Hilfsgleichrichter 32 (bzw. 37) geführten Impulse und des SpannungsteilungsVerhältnis der Widerstände 33 und 34 ist so zu wählen, dass am Abgriff des Spannungsteilers 33,34 eine Vorspannung auftritt, die über den Ableitwiderstand 18 dem Gitter der Triode 17 zugeführt wird und deren Arbeitspunkt bestimmt.
Falls diese Vorspannung einen verhältnismässig hohen Wert, z. B. etwa-85 V, haben soll, jedoch ihre Änderung in Abhängigkeit von der Belastung nur gering sein braucht, um die gewünschte Verrinerung des Innenwiderstandes der Hochspannungs-Gleichrichterschaltung zu erzielen, ist es zweckmässig, den Widerstand 34 als spannungsabhängigen Widerstand, z. B. VDR-Widerstand, auszubilden. Bei zunehmender Spannung am Kondensator 35 steigt dann die Spannung am Widerstand 34 nur erheblich langsamer an.
Am Steuergitter der Triode 17 werden dann die von der Sekundärseite zurückgeführten Impulse und die Gleichspannung vom Hilfsgleichrichter 32, die praktisch einen festen Anteil und einen von der Amplitude der primärseitigen Impulse abhängigen Anteil enthält, zusammengesetzt und im übrigen, wie gemäss Fig. 2, verstärkt, gleichgerichtet und zur Einstellung des Maximalstromes der Penthode 1 im Unter- brechungs-Zeitpunkt verwendet.
Eine Anordnung zur Erzeugung einer von der Amplitude der Primärspule abhängigen Regelspannung, wie sie in Fig. 3 mit den Schaltelementen 31 - 38 dargestellt ist, kann auch in einer Anordnung nach Fig. 1 an Stelle der Stabilisatorröhre 13 eingesetzt werden. Es sind dann nur wenig Schaltelemente erforderlich.
Statt, wie in Fig. 3, die primärseitigen Impulse erst gleichzurichten und dann am Gitter der Röhre 17 mit den sekundärseitigen Impulsen zu kombinieren, ist es auch möglich, die primärseitigen und die sekundärseitigen Impulse wechselspannungsmässig zusammenzusetzen, z. B. dadurch, dass die Wicklung 31 direkt mit dem Widerstand 18 verbunden wird. Pie erforderliche Schwellwert-Gleichspannung muss dann gegebenenfalls in anderer Weise eingeführt werden, z. B. durch eine Kathodenvorspannung für die Rohre 17 mit einer Stabilisatoranordnung 13, 14, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist.
Die sekundärseitigen Impulse können auch über eine Hilfswicklung vom Transformator 4 abgenommen werden, die jedoch mit der Sekundärwicklung fest, mit der Primärwicklung aber allenfalls lose gekoppelt sein muss.
An Hand von Fig. 3 sei erläutert, wie die Dimensionierung der Schaltung berechnet werden kann.
Zur Vereinfachung sind dabei die sekundärseitigen Werte der Impulsspitzenspannung U und des Belastungsstromes 12 mit dem Übersetzungsverhältnis ü des Transformators 4 transformiert gedacht :
EMI4.1
Der Transformator 4 ist dann durch einen solchen mit einem Übersetzungsverhältnis von l : l ersetzt.
Da die Spitzenspannung U* der sekundärseitigen Impulse gleich ist der Spitzenspannung U der pri- märseitigen. Impulse-abgenommen an der fest angekoppelten Tertiärwicklung 31 - vermindert um den Spannungsabfall an dem durch den Transformator 4 hervorgerufenen (ebenfalls auf die reduzierten Werte
EMI4.2
<Desc/Clms Page number 5>
Weiter kann vorausgesetzt werden, dass
U1=Z.I1 (3)
EMI5.1
11Zeitpunkt und Z ein Faktor (nach Art einer Impedanz) ist, der auch die Resonanzüberhöhung während der Rücklauf-Halbschwingung und das Übersetzungsverhältnis der Primärwicklung zu der mit ihr fest gekoppelten Tertiärwicklung 31 berücksichtigt.
In der Umgebung des für die Regelung wesentlichen Anodenstrom-Spitzenwertes im UnterbrechungsZeitpunkt ist
EMI5.2
Hiebei ist, wie bei den Anordnungen nach Fig. 1 und 2, angenommen. dass die Regelung nur in Abhängigkeit von der Differenz einer festen Spannung UQ und eines Teiles der Sekundärspannung c. U2*er folgt. S ist die Steilheit der Kennlinie beim Anodenstrom-Spitzenwert. Gleichung (4) gibt an, dass bei abnehmender Sekundärspannung der Primärstrom 11 ansteigt ; es erfolgt also tatsächlich eine spannungsabhängige Regelung im richtigen Sinne. Durch, den Faktor c wird die Stärke der Spannungsregelung bestimmt. Da 1 und S bei einer verwendeten Verstärkerröhre festliegen, ist auch U'o zu erhöhen, wenn c grösser gewählt wird, um die Regelung zu verbessern.
Die vom Belastungsstrom abhängige Regelung wird dadurch eingeführt, dass die Schwellwertspannung
EMI5.3
von deru'o = U + a U . (5) Dann wird auch I1=S(Uo + αU1 - c.U2*). (4a) Durch Kombination von (3) und (4a) erhält man :
EMI5.4
Aus (2), (3) und (6) ergibt sich durch einfache Umrechnung :
EMI5.5
U2* ist also dann vom Belastungsstrom 1 unabhängig, wenn aSZ = 1 (8) ist. Dann wird das zweite Glied auf der rechten Seite von (7) zu Null, und das erste Glied auf der rechten Seite vereinfacht sich, so dass man erhält :
U2* = Uo/c. (9) Durch Einsetzen von (9) in (4a) lässt sich berechnen : aU = 1/S
Nach (4) bzw. (4a) ist die Kennlinie der Röhre 1 durch eine Gerade angenähert worden, was in dem in Betracht kommenden Punkt des Spitzenstromes ohne wesentliche Fehler möglich ist.
Für die prakti-
<Desc/Clms Page number 6>
sehe Berechnung muss noch die negative Verschiebungsspannun ! ; mitberlicksichtigt werden, die z. B. bei einer Röhre PL 36 für J = 300 mA und S = 25 mA/V etwa-22 V ausmacht, während die Steuerspannurg (Faktor neben S in Formel (4) bzw. (4a)) etwa + 12 V beträgt.
Entsprechend ist die Sperrpunktspannung der Regelverstärker-Triode 17 zu berücksichtigen.
Es sei noch darauf hingewiesen, dass in Fig. 3 dem Gitter der Röhre 17 Spannungen zugeführt werden, die gegenüber den vorstehenden Formeln gerade das entgegengesetzte Vorzeichen aufweisen, da in der Röhre 17 eine Phasenumkehr erfolgt. Weiter ist zu berücksichtigen, dass die Röhre 17 im allgemeinen eine Spannungsverstärkung v bewirkt, so dass ihr Gitterspannungen zuzuführen sind, die wn den Faktor 1/v kleiner sein können. Im oben angeführten Beispiel ist v = 1 angenommen worden.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Fernsehempfänger mit einer Schaltungsanordnung zur gleichzeitigen Erzeugung eines sägezahnförmigen Stromes durch eine Ablenkspule und einer hohen Gleichspannung, wobei die hohe Gleichspannung, die durch Gleichrichtung von Impulsen gewonnen wird, die an einem Transformator auftreten, der im Ausgangskrds einer einen periodisch unterbrochenen Strom liefernden Vcrstärkerstufe liegt, stabilisiert wird und mit welchem Transformator auch die Ablenkspule gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet.
dass aus den der Gleichrichterschaltung (5,6, 7) zugeführten Impulsen in einem zweiten Gleichrichter (Regelgleichrichter) (10) eine Regelspannung gewonnen wird, durch die der Wert (Spitzenwert), bei dem der Strom unterbrochen wird, derart geändert wird, dass bei abnehmendem Wert der Gleichspannung der Spitzenwert des Stromes wesentlich zunimmt und die Impulsamplitude wenigstens annähernd konstant bleibt.
<Desc / Clms Page number 1>
Television receiver
EMI1.1
<Desc / Clms Page number 2>
medium picture brightness-in disturbing-end tube. In doing so, no attention was paid to a fixed coupling with the pulses fed to the rectifier circuit, and it was therefore of the opinion that good control could not be achieved in this way, so that the arrangement had to be supplemented by a control voltage component taken from the direct current load .
A circuit arrangement according to the invention used in a television receiver is characterized in that a control voltage is obtained from the pulses fed to the rectifier circuit in a second rectifier (regulating rectifier), through which the value (peak value) at which the current is interrupted is changed in this way that as the value of the direct voltage decreases, the peak value of the current increases significantly and the pulse amplitude remains at least approximately constant.
In a manner known per se, in such a circuit arrangement, a threshold value can expediently be effective in the control loop, whereby the control steepness can be increased significantly. If this threshold value is controlled as a function of the load current of the high-voltage rectifier, an additional regulation is obtained and it is possible to achieve complete compensation of the internal resistance. By appropriately dimensioning this additional regulation, the influences of internal resistance components can also be compensated for, which are caused in the rectifier and possibly in a smoothing element connected downstream of the rectifier.
In a further embodiment of the circuit arrangement according to the invention used in the television receiver, this threshold value is controlled as a function of the pulses occurring on the primary side of the transformer, such that the peak current of the output amplifier increases as the amplitude of these pulses increases.
Since, as already mentioned, the internal resistance of such a high DC voltage source can essentially be formed by the leakage inductance of the transformer, the difference between the pulse taken on the primary side and the pulse taken on the secondary side is approximately proportional to the load current. Without intervening in the DC voltage circuit, a controlled variable is obtained that is dependent on the load, so that complete compensation or overcompensation is possible.
The invention is explained in more detail below with reference to the drawing, for example, with three circuit arrangements being shown in FIGS. 1-3.
Fig. 1 shows the output stage of a line deflection device in a television receiver. This contains a penthode 1, the cathode of which is grounded and the control grid of which is supplied via a coupling capacitor 2 with an approximately sawtooth-shaped control voltage 3 interrupted by blocking pulses.
In the anode circuit of the penthode 1 is a transformer 4, the primary winding of which is connected to the tube 1 between the positive pole + of the supply source and the anode. The screen grid of the tube 1 is also connected to the supply source. The secondary winding of the transformer 4 is connected to the anode of a diode 5, at the cathode of which a high DC voltage occurs, which z. B. 12-15 kV. This direct voltage is smoothed by a charging capacitor 6 and loaded by a cathode ray tube represented as a variable resistor 7 as a function of the average brightness of a displayed image.
The high-voltage pulses occurring on the secondary winding of the transformer 4 during the blocking time of the control voltage 3 are fed not only to the anode of the diode 5, but also to a voltage divider consisting of two capacitors 8 and 9, which is also grounded. Since only a much lower control voltage is required for the subsequent control circuit, the capacitor 8 can have a relatively low capacitance, e.g. B. 1 - 2 pF, while for the capacitor 9 a considerably larger capacitance of 100 to 500 pF is appropriate.
The positive pulses which occur at the capacitor 9 and have a greatly reduced amplitude are fed to the anode of a diode 10, the required direct current path being closed by a working resistor 11 lying parallel to the capacitor 9. A negative voltage to ground is therefore formed at the capacitor 9, which voltage is used to regulate the operating point of the penthode 1 by being fed to the grid of the tube 1 via an isolating resistor 12. With a decreasing output amplitude - as it is e.g. B. can occur as a result of increasing load-the negative bias voltage of the tube 1 is reduced, so that its anode current increases, whereby the high-voltage pulses are also increased.
A voltage stabilizer tube 13 is also connected between the cathode of the diode 10 and earth, and a current is supplied from the supply source + via a series resistor 14 in order to maintain the glow discharge. The operating voltage of the tube 13 can, for. B. 85 or 140 V or
<Desc / Clms Page number 3>
be more, since a sufficiently high voltage is available.
The stabilizer tube 13 has the effect that only the pulse peak exceeding its burning voltage acting as a threshold value delivers a control voltage. Higher voltage pulses can therefore be permitted on the capacitor, which results in a correspondingly increased control slope in a manner known per se.
The capacitor 8 can also be formed by a conductive body arranged in the vicinity of the high-voltage winding, e.g. B. a metal strip can be formed. To set the desired size of the
High voltage, this body of the high voltage winding can be more or less approximated, e.g. P. by bending or by means of an adjusting screw, which can be operated by an expediently low-capacity tool.
In Fig. 2, a circuit arrangement according to Fig. 1 is shown, namely the capacitive voltage divider
8, 9 is formed by conductive coatings 8 ′ and 9 ′ of a cable connected between the transformer 4 and the diode 5. These coverings can, for. B. consist of a metal mesh or just a conductive lacquer, since only extremely low currents in the order of magnitude of a few microamps flow.
On the sheathing surrounding the inner conductor there is that layer 8 'with only a small capacity compared to the inner conductor. which corresponds to the opposing coating of the capacitor 8 in FIG.
A conductive sheath 9 ′, which is grounded, is arranged above it with a considerably higher capacitance than the covering 8 ′.
The stated capacity ratios result largely from the surface in question; they can also be changed to the desired extent by the thickness of the insulating layer, in particular the thickness of the layer between the coverings 8 'and 9'. Since the outer covering is earthed, the cable is protected by this and the radiation of electrostatic fields is largely prevented.
The impulse voltage of z. B. 250 Vss of reduced amplitude is fed to the grid of an amplifier tube 17 according to FIG. 2, which is connected via a relatively high resistance 18 of z. B. 500 ohms is grounded.
Since, in contrast to FIG. 1, the control voltage is not obtained by direct rectification of the pulses, the high voltage is even less loaded and one can manage with even lower partial capacities (cf. 8 and 9 in FIG. 1). Since the high-voltage pulse is known to correspond to a free half-oscillation of the inductance of the transformer 4 together with the effective stray capacitances, an increase in these stray capacitances through the capacitor 8 can bring about a certain lengthening of the return and a reduction in the peak voltage, which is often undesirable. A lower load with a repeater tube 17 according to FIG. 2 can therefore be required.
In particular, however, the tube 17 achieves a substantial gain in the control voltage and thus effective control.
As in FIG. 1, a voltage stabilizer 13 is again connected between the cathode of the tube 17 and earth, which likewise supplies a threshold voltage. The anode of the tube 17 is on the one hand via a working resistance 19 of z. B. 10 kOhm connected to the supply source + and on the other hand via a separating capacitor 20 to the cathode of a rectifier 21, z. B. a diode is turned on, the anode and cathode of which are connected to earth via load resistors 22 and 23 (e.g. 390 and 47 kOhm). A smoothing capacitor 24 is also parallel to the resistor 22.
The voltage peaks exceeding the threshold value (13) on the grid of the tube 17 are amplified and fed to the rectifier circuit 21, 22, 23, and they further regulate the operating point of the penthode 1.
As the high voltage amplitude decreases, as in FIG. a reduction in the negative bias of the tube 1, so that the anode current increases and thus the pulse amplitude at the transformer 4. The correct setting of the operating point of the tube 1 can be achieved if necessary by additional bias sources.
The arrangements according to and 2 allow a considerable reduction in the internal resistance of the high-voltage rectifier circuit, e.g. B. 8 MOhm to about 1 - 1.5 MOhm. A further reduction can be achieved if the threshold value of the control circuit rectifier, which is shown in FIG. 2 as stabilization tube 13, is controlled as a function of the load current of the high-voltage rectifier.
Such a circuit arrangement is shown in FIG. 3. This differs from FIG. 2 in that, for the sake of clarity, the capacitive voltage divider 8, 9 as in FIG. 1 has been drawn in and that the now controlled (negative) threshold voltage is not in the cathode circuit, but in the grid
<Desc / Clms Page number 4>
circle of the control voltage amplifier tube 17 at the base of the grid discharge resistor 18 is switched on.
To generate this threshold bias voltage, a winding 31 which is permanently coupled to the primary winding of the transformer 4 through which the anode current of the tube 1 flows, negative kickback pulses with z. B. removed about 250 volts peak voltage, which are fed to the cathode of a rectifier 32, preferably a diode. In its anode circuit is one of the resistors 3? and 34 existing load resistance to which a smoothing capacitor 35 is parallel. Positive pulses can also be used if these are fed via a capacitor 36 to the anode of a parallel rectifier 37 which is grounded on the other side. The DC voltage is then fed to the smoothing capacitor 35 via a series resistor 38.
The amplitude of the pulses fed to the auxiliary rectifier 32 (or 37) and the voltage division ratio of the resistors 33 and 34 must be selected so that a bias voltage occurs at the tap of the voltage divider 33, 34, which is fed to the grid of the triode 17 via the bleeder resistor 18 and their working point is determined.
If this bias has a relatively high value, e.g. B. about -85 V, but their change depending on the load only needs to be small in order to achieve the desired reduction in the internal resistance of the high-voltage rectifier circuit, it is appropriate to use the resistor 34 as a voltage-dependent resistor, e.g. B. VDR resistor to train. When the voltage on the capacitor 35 increases, the voltage on the resistor 34 then increases only considerably more slowly.
At the control grid of the triode 17, the pulses returned from the secondary side and the direct voltage from the auxiliary rectifier 32, which practically contains a fixed component and a component dependent on the amplitude of the primary-side pulses, are combined and otherwise, as shown in FIG. 2, are amplified. rectified and used to set the maximum current of penthode 1 at the time of interruption.
An arrangement for generating a control voltage dependent on the amplitude of the primary coil, as shown in FIG. 3 with the switching elements 31 - 38, can also be used in an arrangement according to FIG. 1 in place of the stabilizer tube 13. Only a few switching elements are then required.
Instead of first rectifying the primary-side pulses and then combining them with the secondary-side pulses on the grid of the tube 17, as in FIG. 3, it is also possible to combine the primary-side and secondary-side pulses in terms of alternating voltage, e.g. B. in that the winding 31 is connected directly to the resistor 18. The required DC threshold voltage may then have to be introduced in another way, e.g. B. by a cathode bias for the tubes 17 with a stabilizer arrangement 13, 14, as shown in FIG.
The secondary-side pulses can also be taken from the transformer 4 via an auxiliary winding, which, however, must be firmly coupled to the secondary winding, but at most loosely coupled to the primary winding.
It will be explained with reference to FIG. 3 how the dimensioning of the circuit can be calculated.
For the sake of simplicity, the secondary-side values of the peak pulse voltage U and the load current 12 are intended to be transformed with the transformation ratio ü of the transformer 4:
EMI4.1
The transformer 4 is then replaced by one with a transformation ratio of 1: 1.
Since the peak voltage U * of the secondary-side pulses is equal to the peak voltage U of the primary-side. Pulses - taken from the permanently coupled tertiary winding 31 - reduced by the voltage drop across the voltage caused by the transformer 4 (also to the reduced values
EMI4.2
<Desc / Clms Page number 5>
It can also be assumed that
U1 = Z.I1 (3)
EMI5.1
11 time and Z is a factor (like an impedance) which also takes into account the resonance increase during the return half-oscillation and the transmission ratio of the primary winding to the tertiary winding 31 firmly coupled to it.
In the vicinity of the anode current peak value, which is essential for the regulation, at the time of interruption
EMI5.2
As in the arrangements according to FIGS. 1 and 2, it is assumed here. that the regulation only depends on the difference between a fixed voltage UQ and part of the secondary voltage c. U2 * he follows. S is the steepness of the characteristic curve at the anode current peak value. Equation (4) indicates that the primary current I1 increases as the secondary voltage decreases; there is actually a voltage-dependent regulation in the correct sense. The strength of the voltage regulation is determined by the factor c. Since 1 and S are fixed when an amplifier tube is used, U'o must also be increased if c is chosen to be larger in order to improve the regulation.
The regulation, which is dependent on the load current, is introduced by the threshold voltage
EMI5.3
from deru'o = U + a U. (5) Then also I1 = S (Uo +? U1 - c.U2 *). (4a) By combining (3) and (4a) one obtains:
EMI5.4
From (2), (3) and (6) we get by simple conversion:
EMI5.5
U2 * is therefore independent of the load current 1 if aSZ = 1 (8). Then the second term on the right-hand side of (7) becomes zero, and the first term on the right-hand side simplifies to get:
U2 * = Uo / c. (9) By inserting (9) into (4a) one can calculate: aU = 1 / S
According to (4) or (4a), the characteristic curve of the tube 1 has been approximated by a straight line, which is possible without significant errors at the point of the peak current that is under consideration.
For the practical
<Desc / Clms Page number 6>
see calculation still needs to be the negative displacement voltage! ; be taken into account, the z. B. with a tube PL 36 for J = 300 mA and S = 25 mA / V is about -22 V, while the control voltage (factor next to S in formula (4) or (4a)) is about +12 V.
The blocking point voltage of the control amplifier triode 17 must be taken into account accordingly.
It should also be pointed out that in FIG. 3 the grid of the tube 17 is supplied with voltages which have the opposite sign to the above formulas, since a phase inversion takes place in the tube 17. It should also be taken into account that the tube 17 generally brings about a voltage gain v, so that grid voltages are to be fed to it which can be wn smaller by a factor of 1 / v. In the example given above, v = 1 has been assumed.
PATENT CLAIMS:
1. A television receiver with a circuit arrangement for the simultaneous generation of a sawtooth-shaped current through a deflection coil and a high DC voltage, the high DC voltage that is obtained by rectifying pulses that occur on a transformer that is in the output of a periodically interrupted current supplying amplifier stage , is stabilized and with which transformer the deflection coil is coupled, characterized.
that a control voltage is obtained from the pulses fed to the rectifier circuit (5, 6, 7) in a second rectifier (control rectifier) (10), by means of which the value (peak value) at which the current is interrupted is changed in such a way that at as the value of the direct voltage decreases, the peak value of the current increases significantly and the pulse amplitude remains at least approximately constant.