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Regelkreis mit Störgrössenaufschaltung
Die nachstehend beschriebene Erfindung bezieht sich auf einen Regelkreis mit Störgrössenaufschal- tung, bei dem die Regelgrösse x von mehreren Einflussgrössen, u, v.... die voneinander unabhängig sein können, abhängt. Dies ist beispielsweise bei der Drehzahlregelung von Gleichstromnebenschlussmotoren der Fall. Die Drehzahl derartiger Motoren ist bekanntlich proportional der Ankerspannung und umgekehrt proportional dem Erregerfluss. Es können also beide Einflussgrössen als Stellgrössen für die Drehzahl dienen.
Man wird jedoch in solchen Fällen den Regelkreis so auslegen, dass die Regelung des Istwertes xi auf den Sollwert Xg durch Verändern nur einer dieser Einflussgrössen als Stellgrösse, z. B. u, erfolgt. Wirken auf eine der andern Einflussgrössen, z. B. v, Störgrössen ein, so wirken sich diese zuerst ungehindert auf den Istwert xi der Regelgrösse aus, ehe ihr Einfluss ausgeregelt werden kann. Ändert man bei dem obengenannten Beispiel die Ankerspannung entsprechend der Drehzahlabweichung, so muss sich eine etwaige Änderung des Erregerflusses durch Veränderung des ihn hervorbringenden Erregerstromes infolge Schwankung der Spannung der Erregerstromquelle zuerst als Drehzahländerung bemerkbar machen, ehe sie bei der Regelung berücksichtigt werden kann.
Will man die Auswirkung einer derartigen Störgrösse auf die Regelgrösse verhindern, so muss man die als Stellgrösse benutzte Einflussgrbsse u, die an sich sonst nur entspre- chend der Regelabweichung verändert wird, direkt auch in Abhängigkeit von Änderungen der andern Ein- flussgrössen infolge der auf sie wirkenden Störgrösse verändern. Dies kann geschehen,- indem man den Sollwertgeber durch diejenige elektrische Grösse (s) speist, die mit der Störgrösse behaftet ist, welche die Einflussgrösse (v) hervorruft. Die mit der Störgrösse behaftete Grösse (s) dient also dann als Führungsglösse, indem durch sie der Stellwert verändert wird.
Bei dem erwähnten Beispiel der Drehzahlregelung von Gleich- stromnebenschlussmotoren tritt insofern eine Schwierigkeit auf, als der Erregerfluss zu dem ihn hervorbringenden Erregerstrom in einer nichtlinearen Abhängigkeit steht.
Bei den bisher bekannten Lösungen wurde von der Annahme ausgegangen, dass der Erregerfluss propor- tional dem Erregerstrom ist. Diese Annahme gestattet jedoch nur eine stückweise Lösung der gestellten Aufgabe. Wird beispielsweise bei den bekannten Anordnungen der Anker des in seiner Drehzahl zu regelnden Gleichstromnebenschlussmotors über einen magnetischen Verstärker gespeist, so ist es bekannt, in Reihe mit der Erregerwicklung des Motors den Sollwertgeber, z. B. ein Potentiometer, dessen Abgriffstellung ein Mass für den Drehzahlsollwert ist, zu schalten, Diese Anordnung arbeitet nur so lange richtig, wie ein linearer Zusammenhang zwischen dem Erregerstrom und dem Erregerfluss angenommen werden kann.
Der Erfindungliegtnundie Aufgabe zugrunde, dabei auch einen nichtlinearen Zusammenhang zwischen
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Dies ist nach der Erfindung durch einen Regelkreis mit Störgrössenaufschaltung möglich, bei dem die Regelgrösse (x) von mehreren Einflussgrössen (u, v..), die voneinander unabhängig sein können, abhängt, die Regelung des Istwertes (xi) auf den Sollwert (xs) aber nur durch Veränderung einer Einflussgrösse als Stellgrösse (u) erfolgt und eine auf eine andere Einflussgrösse (v) wirkende Störgrösse dadurch ohne Einfluss auf die Regel-
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bleibt, dass die mit der Störgrösse behaftete elektrische Grösse (s), diesehen Grösse (s) über die Spannung und die Einflussgrösse (v) entgegengesetzt gleiche Änderungen des Istwertes der Regelgrösse hervorrufen.
Zur Erläuterung der Wirkungsweise sei angenommen, dass die Abhängigkeit des Istwertes (xi) der Regelgrösse von den Einflussgrössen (u und v) durch die Funktion xi = f (u v) darstellbar sei. Wird die Einflussgrösse (u) als Stellgrösse verwendet, so hängt sie sowohl vom Istwert (xi) als auch vom Sollwert (xs) ab. Diese Abhängigkeit sei durch die Funktion u = g (x., Xg) darstellbar. Xs hänge dabei von einer Führung-
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grösse aus, die zu einer Verkleinerung der Grösse (s) um As führt. Wenn s damit übergeht in s + As, so geht auch v über in v+6v=h (s+6s). Die Änderung der Einflussgrösse v um 6 v ruft eine Änderung des Istwertes der Regelgrösse um öxiv hervor, so dass für den Istwert der Regelgrösse nunmehr gilt :
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ändert.
Diese Bedingung kann durch entsprechende Bemessung der Schaltelemente, über die die Grösse (s) auf die Einflussgrösse (u) wirkt, leicht erfüllt werden.
Speziell bei der Regelung der Drehzahl von Gleichstromnebenschlussmotoren, deren Regelung durch Beeinflussung der Ankerspannung in Abhängigkeit von der Regelabweichung erfolgt, die durch Gegeneinanderschaltung der EMK des Motors und der Spannung an einem entsprechend dem Drehzahlsollwert eingestellten Potentiometer, dem Sollwertpotentiometer, das ein vom Erregerstrom abhängiger Strom durchfliesst, gewonnen wird, lässt sich die Erfindung verwirklichen durch nichtlineare Widerstände, die den Strom durch das Sollwertpotentiometer entsprechend der Abhängigkeit des Erregerflusses von dem Erregerstrom verändern.
Genügt in diesem Fall eine stückweise lineare Nachbildung der Abhängigkeit des Erregerflusses vom Erregerstrom im Bereich des Arbeitspunktes, so kann man das Sollwertpotentiometer von einem konstanten Strom und einem dem Erregerstrom proportionalen Strom durchfliessen lassen.
An Hand der in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiele der Drehzahlregelung eines Gleichstromnebenschlussmotors sei der Zrfindungsgegenstand näher erläutert.
Bei der Schaltung nach Fig. l wird der Anker des Gleichstromnebenschlussmotors 1 über eine Drosselspule 2 von einem magnetischen Verstärker 3 gespeist. Die Steuerung des magnetischen Verstärkers erfolgt durch dieSteuerwicklung 3'. DerDrehzahlsollwert wird am Sollwertpotentiometer 4 eingestellt. Die Spannung am Sollwertpotentiometer4 zwischen den Punkten 5 und 6 wird mit der Spannung zwischen den Punkten 6 und 7 verglichen. Die Spannung zwischen 6 und 7 ist proportional der EMK des Gleichstromnebenschlussmotors 1, da die Spannung zwischen 6 und 7 von einer sogenannten EMK-Brückenschaltung, bestehend aus den Widerständen 8, 9, 10 und dem Innenwiderstand des Ankers, geliefert wird. Der Widerstand 10 liegt dabei im Nebenschluss zu den Wendepolen.
Der Erregerstrom wird bei diesem Beispiel über den Transformator 11, den Gleichrichter 12 und das Sollwertpotenticmeter 4 in die Erregerwicklung 13 geschickt. Ein nichtlinearer Widerstand 14 ist dem Sollwertpotentiometer parallel geschaltet. Durch diese Parallelschaltung wird bewirkt, dass die Spannung an dem Sollwertpotentiometer 4 proportional dem Erregerfluss q. wird und nicht mehr proportional dem Erregerstrom IE ist. Als nichtlineare Widerstände kann man beispielsweise spannungsabhängige Widerstände verwenden. Der Temperaturkoeffizient der nichtlinearen Widerstände muss gegebenenfalls durch geeignete Parallel- oder Reihenschaltung von temperaturabhängigen Widerständen ausgeglichen werden.
Die Isolation des Sollwertpotentiometers von dem gemeinsamen Netz lässt sich ausser durch den Transformator 11 auch durch einen Stromwandler im Wech- elstromkreis des Erregerstromes vor dem Gleichrichter erreichen. An Stelle von nichtlinearen ohmschen Widerständen lassen sich vielfach auch nichtlineare induktive Widerstände verwenden.
Der oben erwähnte Stromwandler lässt sich auch bei geeigneter Ausbildung in dieser Form ausnutzen.
Eine entsprechende Schaltung zeigt Fig. 2. Vom Wechselstromnetz 15 fliesst der Erregerstrom durch die Primärwicklung des Stromwandlers 16 über Gleichrichter 12 zur Erregerwicklung 13. Von der Sekundärwicklung 16'des Stromwandlers 16 wird das Sollwertpotentiometer 14 über einen weiteren Gleichrichter 17 gespeist. Legt man den Stromwandler nun so aus, dass er dieselbe Kennlinie hat wie die Erregerflusskurve, was durch Wahl des Magnetwerkstoffes und durch Wahl des Luftspaltes leicht erreichbar ist, so
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lässt sich auf diese Weise die gewünschte Unabhängigkeit vor Erregerstromnchwankungen erreichen.
Anstatt die Erregerflusskennlinie durch eine gekrümmte Kurve von nichtlinearen Elementen nachzubilden, kann man auch im Arbeitspunkt eine Tangente an die Erregerflusskennlinie legen und diese nachbilden. Dies erreicht man, indem man die Speisespannung des Sollwertpotentiometers aus einer konstanten Gleichspannung, die man beispielsweise einem magnetischen Spannungskonstanthalter entnehmen kann, und einem erregerstromproportionalen Anteil zusammensetzt.
Fig. 3 zeigt ein entsprechendes Ausführungsbeispiel. Wie bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 liegt auch hier der Erregerstromkreis an der Wechselspannung 15 und besteht aus dum Stromwandler 16, dem Gleichrichter 12 und der Erregerwicklung 13. Die Sekundärwicklung des Stromwandlers 16'speist über den Gleichrichter 17 eine Bürde 21. Der Stromwandler ist in diesem Fall als idealer linearer Stromwandler gedacht. Die Spannung für das Sollwertpotentiometer 14 wird hiebei aus der stromproportionalen Spannung in der Bürde 21 und der Spannung der Konstantstromquelle 22 zusammengesetzt. Diese Schaltung hat den besonderen Vorteil, dass sie sich durch Veränderung von Widerständen leicht jeder beliebigen Erre- gerflusskurve anpassen lässt.
Fig. 4 schliesslich zeigt eine andere Schaltung, die bei kleinen Leistungen billiger sein kann. Die Isolation des gesamten Erregerstromkreises erfolgt hier ähnlich wie in Fig. 1. An den von der Sekundärwicklung eines Transformators 11 gespeisten Gleichrichter 12 sind die Erregerwicklung 13 und ein Widerstand 24 geschaltet. Die Spannung für das Sollwertpotentiometer 14 wird in diesem Fall durch die konstante Spannung 22'und die Spannung am Widerstand 24 geliefert.
An Stelle der bisher ausgeführten nichtlinearen Widerstände lassen sich vorteilhaft auch Halbleiter verwenden. Insbesondere eignen sich auch Gleichrichterschwellspannungen und die Zenerspannung von Dioden dafür. Man kann auch die für Funktionachbildung in der Analogrechentechnik übliche Diodenschaltung verwenden.
Die Erfindung kann jedoch genau so gut auch als Sollwertgeber für die Lösung anderer Regelaufgaben eingesetzt werden.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Regelkreis mit Störgrössenaufschaltung, bei dem die Regelgrösse (x) von mehreren Einflussgrössen (u, v... ), die voneinander unabhängig sein können, abhängt, die Regelung des Istwertes (xi) auf den Sollwert (xs) aber nur durch Verändern einer Einflussgrösse ah Stellgrösse (u) erfolgt und eine auf eine andere Einflussgrösse (v) wirkende Störgrösse dadurch ohne Einfluss auf die Regelgrösse bleibt, dass die mit der Störgrösse behaftete elektrische Grösse (s), die die Einflussgrösse (v) hervorruft, den Sollwertgeber als Führungsgrösse beeinflusst, dadurch gekennzeichnet, dass bei nichtlinearer Abhängigkeit dieser Einflussgrösse (v) von der sie hervorrufenden elektrischen Grösse (s) der Sollwertgeber an einer Spannung liegt,
die aus der elektrischen Grösse (s) über Schaltelemente, z. B. lineare und nichtlineare Widerstände, abgeleitet wird, welche so bemessen sind, dass die Spannung die gleiche oder zumindest eine ähnliche nichtlineare Abhängigkeit von der elektrischen Grösse (s) wie die Einflussgrösse (v) hat und Änderungen der elektrischen Grösse (s) über die Spannung und die Einflussgrösse (v) entgegengesetzt gleiche Änderungen des Istwertes der Regelgrösse hervorrufen.
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Control loop with feedforward control
The invention described below relates to a control loop with disturbance variable injection, in which the controlled variable x depends on several influencing variables, u, v ... which can be independent of one another. This is the case, for example, when regulating the speed of direct current shunt motors. The speed of such motors is known to be proportional to the armature voltage and inversely proportional to the excitation flux. Both influencing variables can therefore serve as manipulated variables for the speed.
In such cases, however, the control loop will be designed in such a way that the control of the actual value xi to the setpoint Xg by changing only one of these influencing variables as a manipulated variable, e.g. B. u, takes place. Act on one of the other influencing factors, e.g. B. v, disturbance variables, these first have an unimpeded effect on the actual value xi of the controlled variable before their influence can be corrected. If, in the above example, the armature voltage is changed in accordance with the speed deviation, any change in the excitation flow due to a change in the excitation current that generates it as a result of a fluctuation in the voltage of the excitation current source must first be noticeable as a change in speed before it can be taken into account in the control.
If one wants to prevent the effect of such a disturbance variable on the controlled variable, one must use the influencing variable u, which is otherwise only changed according to the control deviation, directly also depending on changes in the other influencing variables as a result of the change the acting disturbance variable. This can be done - by feeding the setpoint generator with that electrical variable (s) that is subject to the disturbance variable which causes the influencing variable (v). The variable (s) afflicted with the disturbance variable then serves as a guide variable by changing the manipulated variable.
In the above-mentioned example of regulating the speed of direct current shunt motors, a difficulty arises in that the excitation flow is non-linearly dependent on the excitation current that generates it.
The previously known solutions were based on the assumption that the excitation flow is proportional to the excitation current. However, this assumption only allows a partial solution to the task at hand. If, for example, in the known arrangements, the armature of the DC shunt motor whose speed is to be controlled is fed via a magnetic amplifier, it is known to place the setpoint generator in series with the excitation winding of the motor, e.g. B. to switch a potentiometer whose tap position is a measure for the speed setpoint. This arrangement only works correctly as long as a linear relationship between the excitation current and the excitation flow can be assumed.
The invention is based on the object of providing a non-linear relationship between
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According to the invention, this is possible by means of a control loop with feedforward control, in which the controlled variable (x) depends on several influencing variables (u, v ..), which can be independent of one another, the control of the actual value (xi) on the setpoint (xs ) but only takes place by changing one influencing variable as the manipulated variable (u) and a disturbance variable acting on another influencing variable (v) thus has no influence on the control
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What remains is that the electrical variable (s) affected by the disturbance variable, this variable (s) via the voltage and the influencing variable (v) cause oppositely identical changes in the actual value of the controlled variable.
To explain the mode of operation, it is assumed that the dependence of the actual value (xi) of the controlled variable on the influencing variables (u and v) can be represented by the function xi = f (u v). If the influencing variable (u) is used as the manipulated variable, it depends on both the actual value (xi) and the setpoint (xs). This dependency can be represented by the function u = g (x., Xg). Xs depend on a leadership
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size, which leads to a reduction in size (s) by As. If s changes into s + As, then v also changes into v + 6v = h (s + 6s). The change in the influencing variable v by 6 v causes the actual value of the controlled variable to change by öxiv, so that the following applies to the actual value of the controlled variable:
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changes.
This condition can easily be met by appropriate dimensioning of the switching elements, via which the variable (s) acts on the influencing variable (u).
Especially when regulating the speed of DC shunt motors, which is controlled by influencing the armature voltage depending on the control deviation, which is achieved by mutually connecting the EMF of the motor and the voltage on a potentiometer set according to the speed setpoint, the setpoint potentiometer, which flows through a current dependent on the excitation current , is obtained, the invention can be implemented by non-linear resistors that change the current through the setpoint potentiometer according to the dependence of the excitation flow on the excitation current.
If, in this case, a piece-wise linear simulation of the dependence of the excitation flow on the excitation current in the area of the operating point is sufficient, a constant current and a current proportional to the excitation current can flow through the setpoint potentiometer.
The subject of the invention will be explained in more detail using the exemplary embodiments of the speed control of a direct current shunt motor shown in the drawings.
In the circuit according to FIG. 1, the armature of the direct current shunt motor 1 is fed by a magnetic amplifier 3 via a choke coil 2. The magnetic amplifier is controlled by the control winding 3 '. The speed setpoint is set on setpoint potentiometer 4. The voltage at the setpoint potentiometer 4 between points 5 and 6 is compared with the voltage between points 6 and 7. The voltage between 6 and 7 is proportional to the EMF of the direct current shunt motor 1, since the voltage between 6 and 7 is supplied by a so-called EMF bridge circuit, consisting of resistors 8, 9, 10 and the internal resistance of the armature. The resistor 10 is shunted to the reversing poles.
In this example, the excitation current is sent to the excitation winding 13 via the transformer 11, the rectifier 12 and the setpoint potentiometer 4. A non-linear resistor 14 is connected in parallel to the setpoint potentiometer. This parallel connection has the effect that the voltage at the setpoint potentiometer 4 is proportional to the excitation flow q. and is no longer proportional to the excitation current IE. Voltage-dependent resistors, for example, can be used as non-linear resistors. The temperature coefficient of the non-linear resistors may have to be compensated for by suitable parallel or series connection of temperature-dependent resistors.
The isolation of the setpoint potentiometer from the common network can be achieved not only by the transformer 11 but also by a current transformer in the alternating current circuit of the excitation current before the rectifier. Instead of non-linear ohmic resistances, non-linear inductive resistances can often also be used.
The above-mentioned current transformer can also be used in this form with a suitable design.
A corresponding circuit is shown in FIG. 2. The excitation current flows from the alternating current network 15 through the primary winding of the current transformer 16 via rectifier 12 to the excitation winding 13. The setpoint potentiometer 14 is fed from the secondary winding 16 ′ of the current transformer 16 via a further rectifier 17. If the current transformer is designed in such a way that it has the same characteristic as the excitation flow curve, which can be easily achieved by choosing the magnet material and the air gap, then
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the desired independence from excitation current fluctuations can be achieved in this way.
Instead of simulating the excitation flow characteristic with a curved curve of non-linear elements, a tangent can also be placed on the excitation flow characteristic at the operating point and reproduced. This is achieved by combining the supply voltage of the setpoint potentiometer from a constant DC voltage, which can be obtained from a magnetic voltage stabilizer, for example, and a component proportional to the excitation current.
Fig. 3 shows a corresponding embodiment. As in the exemplary embodiment according to FIG. 2, the excitation circuit is connected to the alternating voltage 15 and consists of the current converter 16, the rectifier 12 and the excitation winding 13. The secondary winding of the current converter 16 'feeds a load 21 via the rectifier 17. The current converter is in this case thought of as an ideal linear current transformer. The voltage for the setpoint potentiometer 14 is composed of the voltage in the load 21, which is proportional to the current, and the voltage of the constant current source 22. This circuit has the particular advantage that it can be easily adapted to any desired excitation flow curve by changing resistances.
Finally, FIG. 4 shows another circuit which can be cheaper with low powers. The isolation of the entire excitation circuit takes place here in a manner similar to that in FIG. 1. The excitation winding 13 and a resistor 24 are connected to the rectifier 12 fed by the secondary winding of a transformer 11. The voltage for the setpoint potentiometer 14 is supplied in this case by the constant voltage 22 ′ and the voltage at the resistor 24.
Semiconductors can also advantageously be used in place of the non-linear resistors mentioned so far. In particular, rectifier threshold voltages and the Zener voltage of diodes are also suitable for this. The diode circuit that is customary for simulating functions in analog computing can also be used.
However, the invention can just as well be used as a setpoint generator for solving other control tasks.
PATENT CLAIMS:
1. Control loop with disturbance variable feed-in, in which the controlled variable (x) depends on several influencing variables (u, v ...), which can be independent of one another, but the control of the actual value (xi) on the setpoint (xs) only by changing it an influencing variable ah manipulated variable (u) takes place and a disturbance variable acting on another influencing variable (v) remains without influence on the controlled variable because the electrical variable (s) affected by the disturbance variable, which causes the influencing variable (v), acts as the setpoint generator Control variable, characterized in that if this influencing variable (v) is non-linearly dependent on the electrical variable (s) causing it, the setpoint generator is connected to a voltage,
from the electrical variable (s) via switching elements, e.g. B. linear and nonlinear resistances, which are dimensioned so that the voltage has the same or at least a similar nonlinear dependence on the electrical variable (s) as the influencing variable (v) and changes in the electrical variable (s) over the Voltage and the influencing variable (v) cause opposite changes in the actual value of the controlled variable.