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Elektronischer Umschalter
In der Fernmeldetechnik steht man oft vor der Aufgabe, in Abhängigkeit von dem Potential an einer hochohmigen Steuerleitung zwei Spannungen verschiedener Polarität niederohmig an ein leistungsverbrauchendes Organ anzulegen. Auf elektromechanischem Wege lässt sich diese Aufgabe z. B. mit Hilfe eines gesteuerten Umschaltkontaktes lösen. Ist die mechanische Trägheit dieser Kontakte hinderlich oder ist es notwendig, den Verschleiss der Kontaktflächen zu vermeiden, so kann man statt dessen Umschalter verwenden, die mit elektronischen Mitteln arbeiten.
Es ist z. B. ein elektronischer Umschalter bekannt, der mit Hilfe zweier dualer Transistoren in Kollektorschaltung arbeitet. In der Fig. 1 ist diese Schaltung dargestellt. Die beiden Transistoren T l und T2 sind in Reihe geschaltet und liegen zwischen dem gegen Masse positiven Pol Ul der Betriebsspannungsquelle und dem gegen Masse negativen Pol U2 derselben. Ihre Basen sind verbunden und liegen an der Eingangsklemme E. Ebenso sind die Emitter verbunden und liegen an der Ausgangsklemme A, wo der den Verbraucher darstellende Widerstand W z. B. gegen Masse angeschlossen ist. Der Transistor Tl ist vom n-p-n-Typ und der Transistor T2 vom p-n-p-Typ. Tritt nun beispielsweise an der Eingangsklemme E das gegen Masse negative Potential U2 auf, so fliesst zunächst von Masse über den Widerstand W und über die.
Emitter-Basis-Strecke des Transistors T2 zur Klemme E ein Injektionsstrom von Defektelektronen. welcher zur Folge hat, dass dieser Transistor leitend wird und sein wesentlich grösserer Kollektor-Emitterstrom den durch den Widerstand W dargestellten Verbraucher speist. Am Ausgang A des Umschalters stellt sich daher nahezu die gleiche Spannung ein, wie sie am Eingang E vorhanden ist, also hier die Spannung U2. Wenn nun die Eingangsspannung positiv gegen Masse ist, beispielsweise gleich U l, so wird in analoger Weise der Transistor Tl ausgesteuert, und es stellt sich am Ausgang wieder eine Spannung ein, die annähernd so gross ist, wie die am Eingang vorhandene, die hier jedoch einen Strom in umgekehrter Richtung wie im vorher beschriebenen Fall im Verbraucherwiderstand hervorruft.
In beiden Fällen ist jedoch der über den Ausgang fliessende Strom wesentlich grösser. nämlich im Verhältnis der Stromverstärkung, als der über den Eingang fliessende Strom, womit der gewünschte Effekt erzielt ist. Die Schaltung hat aber den Nachteil, dass man den Eingang mit einer Spannung aussteuern muss, die genau so gross ist, wie diejenige, die am Ausgang geliefert wird. Ausserdem werden duale Transistoren, also auch n-p-n-Transistoren, benötigt.
Für grössere benötigte Leistungen gibt es noch keine n-p-n-Transistoren, womit die Anwendbarkeit der Schaltung eingeschränkt wird.
Die Erfindung zeigt nun einen Weg zum Aufbau eines elektronischen Schalters unter Verwendung von zwei gleichartigen Transistoren, also beispielsweise von zwei p-n-p-Transistoren, bei der die am Ausgang abgegebene Spannung wesentlich grösser als die am Steuereingang benötigte Spannung ist. Diese Schaltung ist dadurch gekennzeichnet, dass an die beiden Pole einer Betriebsspannungsquelle die Reihenschaltung zweier über einen Richtleiter verbundener, in. gleicher Weise angeordneter, gleichartiger Transistoren angeschlossen ist. Die Basis des ersten Transistors bildet dabei den Steuereingang und die Basis des zweiten Transistors ist über eine'1 Widerstand geeigneter Grösse an eine Vorspannungsquelle und an den Verbindungspunkt zwischen dem Richtleiter und dem ersten Transistor angeschlossen.
Der Richtleiter ist so gepolt, dass er vom Strom des ersten Transistors in Durchlassrichtung durchflossen wird. Sein Verbindungspunkt mit dem zweiten Transistor stellt den Ausgang des Umschalters dar. Der Ausgang arbeitet über den Verbrau-
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cher auf eine Potentialquelle, deren Potential in geeigneter Weise zwischen den Potentialen der Pole der Betriebsspannungsquelle liegt.
In der Fig. 2 ist ein Ausführungsbeispiel für einen derartigen Umschalter dargestellt. Er enthält die beiden p-n-p-Transistoren Tl und T2, zwischen denen der Richtleiter G12 eingeschleift ist. Zwischen dem Ausgang A und Masse ist als Verbraucher der Widerstand W angeschlossen,-Dem Emitter des Transi- storsTI wird die gegenMasse positiveSpannungUl und dem Kollektor des Transistors T2 die gegen Masse negative Spannung U21 zugeführt. Der Basis des Transistors T2 wird dagegen über den Widerstand R die negative Spannung U22 zugeführt. Sie sei aber zunächst genau so gross wie die Spannung U21.
Das Massepotential möge so zwischen den Potentialen der Pole der Betriebsspannungsquelle liegen. dass der Betrieb der beiden Transistoren in der vorgesehenen Weise gewährleistet ist. Dem Eingang E wird nun eine gegen die Spannung Ul negative oder positive Steuerspannung zugeführt, wodurch der Transistor Tl leitend gemacht bzw. gesperrt wird und wodurch das vorgesehene Umschalten bewirkt wird. Infolgedessen fliesst der Strom durch den Widerstand W abwechselnd in den beiden Richtungen.
Wenn zunächst die am Eingang E und damit an der Basis des Transistors T l liegende Spannung gegen die Emitterspannung Ul negativ ist, so erhält die Basis eine Injektion von Defektelektronen, und der Transistor Tl wird leitend gemacht. Der Kollektorstrom fliesst dann zum Teil über den Richtleiter G12, den Ausgang A und über den Verbraucher W und zum Teil über den Widerstand R ab. Der letztere Strom ist ein Verluststrom. Man wird daher den Widerstand R, um den Verluststrom zu beschränken, so gross wie möglich machen. Infolge des Spannungsabfalles am Richtleiter G12 liegt am Emitter des Transistors T 2 eine niedrigere Spannung als an seiner Basis, so dass der Transistor gesperrt ist und den eben beschriebenen Stromfluss nicht beeinflusst.
Um den Umschalter in seinen andern Betriebszustand zu bringen, wird dem Eingang E nunmehr eine gegen die Emitterspannung Ul positive Steuerspannung zugeführt. Der Transistor Tl wird dadurch gesperrt.
Es kann zunächst nur noch ein Strom fliessen von Masse über den Widerstand W, die Emitter-Basis-Strecke des Transistors T2 und den Widerstand R, da dieser mit seinem einen Ende an der negativen Spannung U22 liegt. Mit diesem Strom ist eine Defektelektrùneninjektion in Jie Basis verknüpft, wodurch der Transistor T2 leitend gemacht wird. Sein Widerstand in diesem Zustand ist umso kleiner, je grösser der Injektionstrom ist, also desto kleiner der Widerstand R ist. Der Emitter-Kollektor-Strom des Transistors, der auch durch den Widerstand W fliesst, jedoch in entgegengesetzter Richtung wie der Strom in dem vorigen Betriebszustand, soll möglichst gross sein. Daher soll der Innenwiderstand des Transistors T2 im leitenden
Zustand möglichst klein sein.
Um dies zu erreichen, muss aber der Widerstand R so klein wie möglich sein, um eine möglichst grosse Defektelektroneninjektion hervorzurufen. Es muss nun, wenn die Spannungen U21 und U22 gleich sind, ein Kompromiss zwischen beiden entgegengesetzten Anforderungen an die Grösse des Widerstandes R geschlossen werden. Der Richtleiter Gl2 wird, wenn der Transistor T2 leitend ist, in Sperrichtung beansprucht und bildet daher keinen störenden Nepenschluss zur Emitter-BasisStrecke dieses Transistors.
Da bereits kleine Spannungen zwischen Emitter und Basis eines Transistors genügen, um diesen leitend zu machen oder zu sperren, werden bei dem erfindungsgemässen Umschalter im Gegensatz zu dem in Fig. l dargestellten nur kleine Steuerspannungen benötigt, um den erstrebten Wechsel im Betriebzustand des Umschalters zu bewirken. Ferner gibt es p-n-p-Transistoren, die eine verhält - nismässig grosse Leistung abgeben können. Der erfindungsgemässe Umschalter erlaubt daher, eine Reihe vorher unlösbarer Schaltaufgaben zu lösen. Man kann selbstverständlich auch einen entsprechenden Umschalter mit n-p-n-Transistoren aufbauen.
Gemäss der weiteren Erfindung kann der Anteil des über den Widerstand R fliessenden Verluststromes am Emitter-Kollektor Strom des Transistors Tl dadurch verringert werden, dass man den Widerstand R vergrössert und ausserdem die Spannung U22 um so viel negativer macht als die Spannung U21, dass der Basisstrom des Transistors T2 die gleiche Grösse wie in der vorherigen Schaltung hat, wodurch der
Emitter-Kollektor-Strom des Transistors T2 im leitenden Zustand genau so gross wie vorher ist.
Im folgenden wird angegeben, wie die Verminderung des über den Widerstand R fliessenden Verlust- stromanteil am Emitter-Kollektor-Strom des Tiansistros Tl zu erklären ist.
Es ist dabei die Auswirkung der Absenkung der Spannung U22 in den beiden Schaltzuständen des Um- schalters zu vergleichen. Es liegt an denEndpunkten der Reihenschaltung des Emitter-Kcllektor-Wider- standes des Transistors Tl und des Widerstandes R eme feste Potentialdifferenz. Die Aufteilung dieser Po- tentialdifferenz an der Reihenschaltung ist aber in den beiden Schaltzuständen verschieden. Wenn der Transistor Tl gesperrt ist, hat er einen grossen, wenn er leitend ist, einen kleinen Emitter-Kollektor-Wi- derstand. Daher liegt dementsprechend im leitenden Zustand des Transistors Tl am Widerstand R eine grössere Spannung als im gesperrten Zustand.
Die grössere der beiden Spannungen sei mit U, die kleinere
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mit u bezeichnet.
Zunächst wird nun der Zustand des Umschalters betrachtet, in dem der Transistor T2 leitend md der Transistor T l gesperrt ist. In diesem Zustand wirkt der über den Widerstand R fliessende Strom nicht als Verluststrom, sondern als Injektionsstrom für den Transistor T2, welcher dessen Leitfähigkeit bewirkt. Um nun bei einer Absenkung der negativen Spannung U22 den Transistor T2 in demselben Zustand festzuhalten, wird mit der Absenkung eine Vergrösserung des Widerstandes R verbunden. Dabei ist notwendig, dass die Zunahme des Widerstandes R proportional der Zunahme des Spannungsabfalls an diesem Widerstand ist.
In diesem Fall fliesst nämlich über den Widerstand R jeweils der gleiche Strom, wodurch der Basisstrom des Transistors T2 und damit dessen Betriebszustand erhalten bleiben. Die Absenkung der negativen Spannung sei mit A U22 = A u bezeichnet, sie ist gleich der Zunahme des Spannungsabfalls am Widerstand R.
Die Zunahme des Widerstandes sei A R. In diesem Betriebszustand des Umschalters gilt also für den Injektionsstrom 11 vor und 12 nach der Absenkung der Spannung U22
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Nunmehr wird betrachtet, welche Folgen die Absenkung der Spannung U22 auf die Grösse des über
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Vergleicht man nun die Folgen der Absenkung der Spannung U22 in den beiden Schaltzuständen des Umschalters, so ergibt sich, dass die Zunahme der Spannung u um A u der Zunahme des Widerstandes R um A R proportional ist und daher die Zunahme der grösseren Spannung U um denselben Betrag A u weniger als proportional der Zunahme des Widerstandes R um A R ist. Daher ist auch 14 kleiner als 13, denn die erzeugende Spannung hat relativ weniger zugenommen, als der gleichzeitig vergrösserte Widerstand, durch den der betrachtete Strom fliesst.
Es wird also durch die Absenkung der Spannung U22 der gewünschte Effekt, nämlich eine Abnahme des Verluststromes, erzielt. Ausserdem kann mit Hilfe dieser Massnahme der für diesen Verwendungszweck optimale Betriebszustand des Transistors T2 eingestellt werden.
In der Fig. 3 wird eine Schaltung angegeben, bei der mit Hilfe einer andern Methode eine Verringerung des über den Widerstand R fliessenden Verluststromes erzielt wird. Die Kollektorspannung U2 des Transistors T2 ist hiebei gleich der dem Widerstand R zugeführten Vorspannung. Der Widerstand R wird so gross gewählt, dass der über ihn fliessende Verluststrom nicht ins Gewicht fällt. Damit ist verknüpft, dass der Injektionsstrom in die Basis des Transistors T2 verhältnismässig klein ist, und dass daher der vom Transistor T2 gelieferte Kollektorstrom wesentlich kleiner ist als vorher. Durch den Emitterstrom dieses Transistors steuert man deshalb einen dritten Transistor T3, der mit seiner Basis an den Emitter des Transistors T2 angeschlossen ist. Sein Kollektor ist mit dem des Transistors T2 verbunden und erhält daher die gleiche Betriebsspannung.
Sein Emitter ist über einen Richtleiter G13 an den Kollektor des Transistors Tl angeschlossen. Den Ausgang des Umschalters bildet der Emitter vom Transistor T3. Wenn der Transistor T2 leitend gemacht wird, wird sein Emitter negativer und der mit der Basis angekoppelte Transistor T3 ebenfalls leitend. Über die Basis von Transistor T3 fliesst der Emitterstrom von Transistor T2, der wesentlich grösser ist als sein Basisstrom. Der Emitterstrom des Transistors T3 in leitendem Zustand ist daher ebenfalls wesentlich grösser als der von Transistor T2. Der über den Verbraucherwiderstand W fliessende Strom wird daher überwiegend vom Transistor T3 geliefert und kann eine hinreichende Grösse haben.
Wenn dagegen der Transistor Tl leitend ist, so fliesst sein Kollektorstrom über den Richtleiter G13 zum Arbeitswiderstand W in analoger Weise wie bei den andern Schaltungen. Der Transistor T3 wird durch den Spannungsabfall am Richtleiter G13 gesperrt, da an diesem Richtleiter sein Emitter und über den Richtleiter G12 auch seine Basis angeschlossen ist und in dieser Betriebslage die Basis positiver als der Emitter ist.
Gemäss der weiteren Erfindung werden Umschalter in der Weise aufgebaut, dass der erste und der zweite Transistor jeweils mehrfach vorgesehen ist, und dass jedem zweiten Transistor mehrere erste Transistoren zugeordnet sind, die über Entkoppelrichtleiter an denverbindungspunkt zwischenRichtleiter und Widerstand des zugehörigen zweiten Transistors angeschlossen sind. Ein Schaltungsbeispiel für Umschalter, die nach dieser Methode aufgebaut sind, zeigt die Fig. 4. Es sind hier die drei ersten Transistoren Tll, T12 und T13 vorhanden und die drei zweiten Transistoren T21, T22 und T23. Die ersten Tran- sistoren sind mit denjenigen zweiten Transistoren, mit denen sie zusammenarbeiten sollen, überEnt-
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koppelrichtleiter verbunden.
Das Schaltungsbeispiel ist so gewählt worden, dass je ein Kombinationspaar von ersten Transistoren mit einem zweiten Transistor zusammenarbeitet ; es hätte selbstverständlich auch eine andere Zuordnung der Transistoren gewählt werden können. Es sind daher hier die Kollektoren der Transistoren Tll und T12 über die Richtleiter G13 und G23 an die Basis des Transistors T23, die Kollektoren der Transistoren Tll und T13 über die Richtleiter G12 und G32 an die Basis des Transistors T22 und die Kollektoren der Transistoren T12 und T13 über die Richtleiter G21 und G31 an die Basis des Transistors T21 angeschlossen. Es arbeitet also auch jeder erste Transistor auf mehrere, in diesem Fall zwei zweite Transistoren.
Die eingefügten Entkoppelrichtleiter verhindern eine Verkopplung der Emitter der zweiten Transistoren über die Kollektoren der ersten Transistoren. Jedem zweiten Transistor sind hier zwei erste Transistoren zugeordnet. Wenn nun mindestens einer der beiden ersten Transistoren leitend ist, so wird durch den Spannungsabfall am zwischen Basis und Emitter des zweiten Transistors Jiegenden Richtleiter wie bei den früheren Schaltungen jeder zugehörige zweite Transistor gesperrt. Wenn dagegen beide erste Transistoren nicht leitend sind, so wird analog zu den früheren Schaltungen jeder zugehörige zweite Transistor leitend.
Betrachtet man diesen Betriebszustand als Arbeitslage des aus einem zweiten Transistor und den beiden ersten Transistoren gebildeten Umschalters mit zwei Steuereingängen, nämlich den Basen der ersten Transistoren, so ergibt sich, dass er erst in die Arbeitslage kommt, wenn beide Steuereingänge die betreffende Steuerspannung haben. Der Umschalter wirkt also zugleich als"lind"-Schaltung oder Koinzi- denzschaltung. Diese Eigenschaften ermöglichen die vorteilhafte und vielfältige Anwendun des Umschal- ters in Femmeldeschaltungen. Wenn nur ein einziger zweiter Transistor vorhanden ist, auf den mehrere erste Transistoren arbeiten, so liegt keine Vielfachschaltung von zweiten Transistoren vor, es können dann die Entkoppelricbtleiter eingespart werden.
PATENTANSPRÜCHE
1. Elektronischer Umschalter zur Schaltung des Stromes in einem Verbraucher, der am Ausgang des Schalters angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass an die beiden Pole U1 und U21 einer Betriebsspannungsquelle die Reihenschaltung der Emitter-Kollektorstrecken zweier über einen Richtleiter (G 12) verbundener, in gleicher Weise angeordneter Transistoren (T1 und T2) vom gleichen Leitungstyp angeschlossen ist, wobei die Basis des ersten Transistors (Tl) den Steuereingang (E) bildet und die Basis des zweiten Transistors (T2) über einen Widerstand (R) geeigneter Grösse an eine Vorspannungsquelle (U22) und an den Verbindungspunkt zwischen dem Richtleiter (G12) und dem ersten Transistor (Tl) angeschlossen ist, und dass der Richtleiter (G12) so gepolt ist,
dass er vom Strom des ersten Transistors (T1) in Durchlassrichtung durchflossen wird, und dass sein Verbindungspunkt mit dem zweiten Transistor den Ausgang A des Umschalters darstellt, welcher über den Verbraucher (W) auf eine Potentialquelle (Masse) arbeitet, deren Potential in geeigneterweise zwischen denPotentialen derPole (Ul undU21) der Betriebsspannungsquelle liegt.
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Electronic switch
In telecommunications technology, one is often faced with the task of applying two low-resistance voltages of different polarity to a power-consuming device, depending on the potential on a high-resistance control line. This task can be done electromechanically, for. B. solve with the help of a controlled changeover contact. If the mechanical inertia of these contacts is a hindrance or if it is necessary to avoid wear and tear on the contact surfaces, changeover switches that work with electronic means can be used instead.
It is Z. B. an electronic switch known that works with the help of two dual transistors in a collector circuit. This circuit is shown in FIG. The two transistors T1 and T2 are connected in series and lie between the pole U1 of the operating voltage source, which is positive to ground, and the pole U2 of the same, which is negative to ground. Their bases are connected and are connected to the input terminal E. Likewise, the emitters are connected and are connected to the output terminal A, where the resistor W z. B. is connected to ground. The transistor T1 is of the n-p-n type and the transistor T2 is of the p-n-p type. If, for example, the negative potential U2 to ground occurs at the input terminal E, then initially flows from ground via the resistor W and via the.
Emitter-base path of transistor T2 to terminal E an injection current of defect electrons. which has the consequence that this transistor becomes conductive and its much larger collector-emitter current feeds the consumer represented by the resistor W. Almost the same voltage is therefore established at output A of the changeover switch as is present at input E, i.e. voltage U2 here. If the input voltage is positive to ground, for example equal to U l, the transistor Tl is controlled in an analogous manner, and a voltage is set at the output that is approximately as large as that at the input, but here causes a current in the opposite direction as in the previously described case in the consumer resistance.
In both cases, however, the current flowing through the output is significantly greater. namely in the ratio of the current gain, as the current flowing through the input, with which the desired effect is achieved. However, the circuit has the disadvantage that the input has to be controlled with a voltage that is exactly as high as that supplied at the output. In addition, dual transistors, including n-p-n transistors, are required.
There are still no n-p-n transistors for greater power required, which limits the applicability of the circuit.
The invention now shows a way of constructing an electronic switch using two similar transistors, for example two p-n-p transistors, in which the voltage output at the output is significantly greater than the voltage required at the control input. This circuit is characterized in that the two poles of an operating voltage source are connected in series with two transistors of the same type, connected via a directional conductor and arranged in the same way. The base of the first transistor forms the control input and the base of the second transistor is connected via a resistor of suitable size to a bias voltage source and to the connection point between the directional conductor and the first transistor.
The directional conductor is polarized so that the current of the first transistor flows through it in the forward direction. Its connection point with the second transistor represents the output of the changeover switch. The output works via the consumer
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cher to a potential source whose potential is suitably between the potentials of the poles of the operating voltage source.
In Fig. 2, an embodiment of such a switch is shown. It contains the two p-n-p transistors T1 and T2, between which the directional conductor G12 is looped. The resistor W is connected as a consumer between the output A and ground, the emitter of the transistor T1 is supplied with the voltage U1, which is positive to ground, and the voltage U21 is supplied to the collector of the transistor T2, which is negative with respect to ground. In contrast, the base of the transistor T2 is supplied with the negative voltage U22 via the resistor R. But initially it is just as large as the voltage U21.
The ground potential should lie between the potentials of the poles of the operating voltage source. that the operation of the two transistors is guaranteed in the intended manner. A control voltage which is negative or positive with respect to the voltage U1 is now fed to the input E, as a result of which the transistor Tl is made conductive or blocked and the intended switching is effected. As a result, the current flows through the resistor W alternately in the two directions.
If initially the voltage at the input E and thus at the base of the transistor T l is negative relative to the emitter voltage Ul, the base receives an injection of defect electrons and the transistor Tl is made conductive. The collector current then flows partly via the directional conductor G12, the output A and via the consumer W and partly via the resistor R. The latter current is a leakage current. One will therefore make the resistance R as large as possible in order to limit the leakage current. As a result of the voltage drop at the directional conductor G12, the voltage at the emitter of the transistor T 2 is lower than at its base, so that the transistor is blocked and does not affect the current flow just described.
In order to bring the changeover switch into its other operating state, the input E is now supplied with a control voltage that is positive with respect to the emitter voltage Ul. The transistor Tl is blocked.
At first only a current can flow from ground via the resistor W, the emitter-base path of the transistor T2 and the resistor R, since one end of this is connected to the negative voltage U22. A defect electrode injection in the base is associated with this current, whereby the transistor T2 is made conductive. Its resistance in this state is all the smaller, the greater the injection current, i.e. the smaller the resistance R is. The emitter-collector current of the transistor, which also flows through the resistor W, but in the opposite direction as the current in the previous operating state, should be as large as possible. Therefore, the internal resistance of the transistor T2 should be conductive
Be as small as possible.
In order to achieve this, however, the resistance R must be as small as possible in order to produce the largest possible defect electron injection. If the voltages U21 and U22 are the same, a compromise must be made between the two opposing requirements for the size of the resistor R. When the transistor T2 is conductive, the directional conductor Gl2 is loaded in the reverse direction and therefore does not form a disruptive connection to the emitter-base path of this transistor.
Since even small voltages between the emitter and base of a transistor are sufficient to make it conductive or to block it, in contrast to the switch according to the invention, only small control voltages are required to effect the desired change in the operating state of the switch . There are also p-n-p transistors that can deliver a relatively large amount of power. The changeover switch according to the invention therefore allows a number of previously unsolvable switching tasks to be solved. Of course, you can also build a corresponding switch with n-p-n transistors.
According to the further invention, the proportion of the leakage current flowing through the resistor R at the emitter-collector current of the transistor Tl can be reduced by increasing the resistor R and also making the voltage U22 so much more negative than the voltage U21 that the base current of transistor T2 has the same size as in the previous circuit, whereby the
The emitter-collector current of the transistor T2 in the conductive state is exactly as large as before.
In the following it is stated how the reduction of the leakage current component flowing through the resistor R on the emitter-collector current of the Tiansistro T1 is to be explained.
The effect of the lowering of the voltage U22 in the two switching states of the changeover switch must be compared. There is a fixed potential difference at the end points of the series connection of the emitter-collector resistor of the transistor T1 and the resistor R eme. The division of this potential difference in the series connection is different in the two switching states. If the transistor Tl is blocked, it has a large, if it is conductive, a small emitter-collector resistance. Therefore, in the conductive state of the transistor Tl, there is a higher voltage across the resistor R than in the blocked state.
Let the larger of the two voltages be with U, the smaller one
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marked with u.
First of all, the state of the changeover switch is now considered in which the transistor T2 is conductive and the transistor T l is blocked. In this state, the current flowing through the resistor R does not act as a leakage current, but as an injection current for the transistor T2, which makes it conductive. In order to hold the transistor T2 in the same state when the negative voltage U22 drops, an increase in the resistance R is associated with the drop. It is necessary that the increase in resistance R is proportional to the increase in the voltage drop across this resistor.
In this case, the same current flows through the resistor R, whereby the base current of the transistor T2 and thus its operating state are maintained. The decrease in the negative voltage is denoted by A U22 = A u, it is equal to the increase in the voltage drop across the resistor R.
Let the increase in resistance be A R. In this operating state of the switch, the following applies to the injection current 11 before and 12 after the voltage U22 is lowered
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We will now consider the consequences of lowering the voltage U22 on the size of the over
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If one now compares the consequences of the lowering of the voltage U22 in the two switching states of the switch, the result is that the increase in voltage u by A u is proportional to the increase in resistance R by AR and therefore the increase in the higher voltage U by the same amount A u is less than proportional to the increase in resistance R by AR. Therefore, 14 is also smaller than 13, because the generating voltage has increased relatively less than the simultaneously increased resistance through which the current under consideration flows.
The desired effect, namely a decrease in the leakage current, is achieved by lowering the voltage U22. In addition, this measure can be used to set the operating state of the transistor T2 which is optimal for this purpose.
A circuit is shown in FIG. 3 in which a reduction in the leakage current flowing through the resistor R is achieved with the aid of another method. The collector voltage U2 of the transistor T2 is equal to the bias voltage applied to the resistor R. The resistance R is chosen to be so large that the leakage current flowing through it does not matter. This is linked to the fact that the injection current into the base of the transistor T2 is relatively small, and that the collector current supplied by the transistor T2 is therefore much smaller than before. The emitter current of this transistor therefore controls a third transistor T3, the base of which is connected to the emitter of transistor T2. Its collector is connected to that of the transistor T2 and therefore receives the same operating voltage.
Its emitter is connected to the collector of the transistor Tl via a directional conductor G13. The emitter of transistor T3 forms the output of the switch. When the transistor T2 is made conductive, its emitter becomes more negative and the transistor T3 coupled to the base also becomes conductive. The emitter current of transistor T2, which is significantly greater than its base current, flows through the base of transistor T3. The emitter current of the transistor T3 in the conductive state is therefore also significantly greater than that of the transistor T2. The current flowing through the consumer resistor W is therefore mainly supplied by the transistor T3 and can be of a sufficient size.
If, on the other hand, the transistor Tl is conductive, its collector current flows via the directional conductor G13 to the working resistor W in a manner analogous to that of the other circuits. The transistor T3 is blocked by the voltage drop at the directional conductor G13, since its emitter is connected to this directional conductor and also its base is connected via the directional conductor G12, and in this operating position the base is more positive than the emitter.
According to the further invention, changeover switches are constructed in such a way that the first and second transistors are each provided multiple times, and that several first transistors are assigned to each second transistor, which are connected via decoupling directional conductors to the connection point between the directional conductor and resistor of the associated second transistor. A circuit example for changeover switches which are constructed according to this method is shown in FIG. 4. The three first transistors T1, T12 and T13 are present here and the three second transistors T21, T22 and T23. The first transistors are connected to the second transistors with which they are to work together.
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Linking ladder connected.
The circuit example has been chosen so that a combination pair of first transistors works together with a second transistor; a different assignment of the transistors could of course have been selected. There are therefore the collectors of the transistors Tll and T12 via the directional conductors G13 and G23 to the base of the transistor T23, the collectors of the transistors Tll and T13 via the directional conductors G12 and G32 to the base of the transistor T22 and the collectors of the transistors T12 and T13 connected to the base of the transistor T21 via the directional conductors G21 and G31. So every first transistor works on several, in this case two second transistors.
The inserted decoupling directional conductors prevent coupling of the emitters of the second transistors via the collectors of the first transistors. Two first transistors are assigned to every second transistor. If at least one of the two first transistors is now conductive, then each associated second transistor is blocked by the voltage drop on the directional conductor between the base and emitter of the second transistor, as in the previous circuits. If, on the other hand, both first transistors are not conductive, then, analogously to the earlier circuits, every associated second transistor becomes conductive.
If one considers this operating state as the operating position of the changeover switch formed from a second transistor and the two first transistors with two control inputs, namely the bases of the first transistors, it follows that it only comes into the operating position when both control inputs have the relevant control voltage. The changeover switch thus acts at the same time as a "lind" circuit or a coincidence circuit. These properties enable the changeover switch to be used advantageously and in many different ways in telecommunications circuits. If there is only a single second transistor, on which several first transistors work, then there is no multiple connection of second transistors; the decoupling conductors can then be saved.
PATENT CLAIMS
1. Electronic changeover switch for switching the current in a consumer which is connected to the output of the switch, characterized in that the series connection of the emitter-collector sections of two via a directional conductor (G 12) connected to the two poles U1 and U21 of an operating voltage source, in similarly arranged transistors (T1 and T2) of the same conductivity type is connected, the base of the first transistor (Tl) forming the control input (E) and the base of the second transistor (T2) via a resistor (R) of suitable size to a bias voltage source (U22) and is connected to the connection point between the directional conductor (G12) and the first transistor (Tl), and that the directional conductor (G12) is polarized so
that it is traversed by the current of the first transistor (T1) in the forward direction, and that its connection point with the second transistor represents the output A of the switch, which works via the consumer (W) to a potential source (ground) whose potential is suitably between the potentials of the poles (Ul and U21) of the operating voltage source.