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Die Erfindung bezieht sieh auf eine Kopplungseinrichtung zur Kopplung zweier abgestimmter elektrischer Schwingungskreise, vorzugsweise zur Kopplung aufeinander folgender Hochfrequenz- verstärker-bzw. Zwischenfrequenzverstärkerstufen in Radioempfängern, bei welcher eine Kopplungs- änderung zum Zwecke der Bandbreitenänderung bzw. zur Selektivitätsregelung ohne damit verbundene Verstimmung jedes einzelnen der abgestimmten Kreise erfolgen soll.
Es ist bekannt, dass bei Verwendung zweier miteinander gekoppelter abgestimmter Schwingungkreise, beispielsweise in einem Hochfrequenzverstärker, die Breite des durchgelassenen Frequenzbandes und damit die Selektivität geändert werden kann, indem man die Kopplung zwischen den beiden Kreisen verändert. Man hat diese Möglichkeit bereits dazu verwendet, beim Radioempfang die Selektivität den jeweiligen Empfangsverhältnissen anzupassen, so dass beim Auftreten starker Störungen eine geringere Breite des Empfangsfrequenzbandes eingestellt werden kann als beim störungsfreien Ortsempfang.
Da mit abnehmender ausgenutzter Bandbreite bekanntlich auch die Güte der Wiedergabe besonders in bezug auf hohe Töne abnimmt, gleichzeitig aber auch die Unterdrückung der Störungen zunimmt, muss die Kopplungseinstellung entsprechend den Empfangsbedingungen jeweils so gewählt werden, dass bei möglichst starker Unterdrückung der Störungen noch eine befriedigende Wiedergabe erzielt wird.
Bei der Anwendung derartiger auf Kopplungsänderungen beruhender Mittel zur Selektivitätregelung tritt jedoch ausser der beabsichtigten Veränderung der Breite der Übertragungskurve auch noch eine unerwünschte Verstimmung der miteinander gekoppelten Kreise auf, weil ja die Kopplungsimpe- danzen, welche verändert werden, auch als Elemente jedes Einzelkreises wirken und daher die Resonanzfrequenz mitbestimmen. Wenn nun eine solche Verstimmung gleichzeitig mit der Bandbreitenänderung stattfindet, so liegt das veränderte Band nicht mehr symmetrisch zur Trägerwelle des gewünschten Senders, und die beiden Seitenbänder werden ungleichmässig aufgenommen, wodurch Verzerrungen eintreten.
Natürlich bestand auch bei der Anwendung bekannter Anordnungen zur Kopplungsänderung schon der Wunsch, die Verstimmung möglichst klein zu halten, was durch geschickte Dimensionierung der Kreiselemente erreicht werden sollte ; eine Beseitigung des Verstimmungseffektes für einen grösseren Abstimmbereich wurde dadurch aber nicht erzielt.
Die Erfindung bietet nun eine allgemein anwendbare Lösung der Aufgabe, bei Kopplung- änderungen den Verstimmungseffekt zu beseitigen und erreicht dies durch eine zwangläufige Verbindung zwischen den zur Kopplungsänderung notwendigen Veränderungen der Grösse einer gemeinsamen Impedanz (Kopplungsimpedanz) und einer gegenläufig in bezug auf die Resonanzfrequenz der einzelnen Kreise wirksamen Veränderung der Grösse einer nicht gemeinsamen Impedanz in jedem einzelnen Kreise ; auf diese Weise wird der durch die Veränderung der gemeinsamen Impedanz hervorgerufene Verstimmungseffekt durch die gleichzeitige Veränderung einer nicht gemeinsamen Kreisimpedanz praktisch kompensiert ;
ausserdem können in jedem Kreis noch von der Kopplungseinstellung unabhängig veränderliche Impedanzelemente, insbesondere Drehkondensatoren, vorhanden sein, so dass eine Veränderung der Abstimmung der einzelnen Kreise innerhalb eines gewissen Frequenzbereiches möglich ist, wobei die Abstimmung von der Bandbreiteneinstellung vollkommen unabhängig arbeitet, so dass beispielsweise die auf einer Empfangsskala bezeichneten Empfangsfrequenzen bzw. Sendestationen auch bei allen Einstellungen der Bandbreitenregelung bei derselben Skaleneinstellung empfangen werden.
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Es sei darauf hingewiesen, dass zum Zwecke der Bandbreitenänderung auch schon vorgeschlagen wurde, in einem Hochfrequenzverstärker die nicht miteinander gekoppelten Schwingungskreise zwischen den Verstärkerröhren, beispielsweise die Gitterschwingungskreise, etwas gegeneinander zu verstimmen, indem etwa in den einzelnen Kreisen angeordnete kleine Zusatzkondensatoren gegeneinander verstellt werden. Bei diesen Anordnungen ist jedoch die durch eine bestimmte Verstellung erzielte Bandbreitenänderung in starkem Masse abhängig von der Grösse der jeweils im Kreis liegenden Gesamtkapazität, die ja mit der Abstimmung variiert.
Ferner sei noch erwähnt, dass auch Anordnungen mit einer der Erfindung gegenüber teilweise umgekehrten Aufgabenstellung vorgeschlagen worden sind, durch welche die Erscheinung beseitigt werden sollte, dass die Durehlassbreite eines normalen Bandfilterempfängers sich bei Abstimmungsänderungen ebenfalls ändert. Die für diesen Zweck vorgeschlagene Anordnungen sind jedoch für einen Gebrauch im Sinne der Erfindung nicht geeignet.
Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden mehrere gleichartig aufgebaute aufeinander abgestimmte Kreise verwendet, die durch in gewissen Grenzen einstellbare Kapazitäten oder Induktivitäten miteinander gekoppelt sind, so dass die Gesamtselektionskurve nach Wahl von der schmalen einspitzigen Resonanzkurve, die für die optimale oder unteroptimale Kopplung kennzeichnen ist, bis zur verhältnismässig breiten zweispitzigen, für feste Kopplung kennzeichnenden Resonanzkurve verändert werden kann.
Das Hauptmerkmal der Erfindung besteht in der Verbindung der Änderungen der Kopplungsimpedanzen mit gleichzeitigen Veränderungen von Kompensationsimpedanzen in den einzelnen Kreisen.
Diese Kompensationsimpedanzen können als einstellbare Impedanzen mit den Hauptabstimmungsimpedanzen der Kreise parallel oder in Reihe liegen. Wenn die Resonanzbreite stufenweise eingestellt werden soll, können die Kompensationsimpedanzen als fest eingestellte Impedanzen ausgebildet sein und gleichfalls stufenweise mitumgeschaltet werden. Wird jedoch die Kopplung kontinuierlich ver- änderbar eingerichtet, so müssen dementsprechend auch die Kompensationsimpedanzen kontinuierlich veränderbar sein. Für den speziellen Fall einer kapazitiven Kopplung wird entsprechend der Erfindung ein Spezialkondensator neuer Bauart vorgeschlagen, der besonders gut geeignet ist.
Fig. 1 zeigt schematisch in Anwendung auf einen Rundfunkempfänger abgestimmte Kopplungssysteme gemäss vorliegender Erfindung, die kapazitive Kopplung und kompensierende kapazitive Reaktanzen, die in Stufen durch eine Einknopfbedienung einstellbar sind, enthalten. Fig. 2 stellt die im wesentlichen symmetrische Anordnung des Resonanzbandes in bezug auf die Mittelfrequenz, wenn seine Breite gemäss dieser Erfindung variiert wird, dar. Fig. 3 ist eine Modifikation des Kopplungsystems der Fig. 1, Fig. 4 und 5 zeigen Kopplungssysteme, worin die Resonanzbandbreite in Stufen durch kapazitive, vorzugsweise aber induktive Reaktanz einstellbar ist.
Fig. 6 zeigt schematisch die Anwendung der neuartigen variablen Kondensatorbauart auf eine zweite Type kapazitiv gekoppelten Systems, um fortlaufend die Bandbreite unter Verhinderung wesentlicher Verschiebung des Bandes in der Frequenzskala einzustellen. Fig. 7 ist ein vereinfachtes Kopplungssystem, ähnlich den Modifikationen der Fig. 1, 3, 4 und 5. Fig. 8 ist ein ähnliches vereinfachtes Schaltschema, das ein Kopplungssystem nach Fig. 6 umfasst. Fig. 9 ist eine Vorderansicht der neuartigen Kondensatorbauart, die schematisch in Fig. 6 gezeigt ist, ein Teil der Struktur ist weggebrochen, um die Zusammensetzung zu zeigen. Fig. 10 ist ein Schnitt, entlang 10-10 der Fig. 9.
Fig. 11 ist ein Sehaltsehema eines Kopplungssystems, ähnlich dem der Fig. 6, das eine Kondensatorbauart, ähnlich der der Fig. 9 und 10 hat, jedoch mit zusätzlichen Stator-und Rotorplatten versehen ist. Fig. 12 ist eine Ansieht im Schnitt entsprechend der Fig. 10 der Kondensatorbauart, die schematisch in Fig. 11 dargestellt ist.
Fig. 1 zeigt Antenne 1 und Erde 2, die den Eingang zu einem Superheterodyne-Rundfunkempfänger darstellen, worin die Radiofrequenzstufen und der Oscillatormodulatorteil des Systems schematisch durch das Rechteck 3 dargestellt sind. Die Modulatoranode (nicht gezeichnet) ist durch die Leitung 4 mit der oberen Klemme einer Spule L'a : verbunden, deren untere Klemme bei 5 über die Modulatoranodenbatterie 6 geerdet ist.
Die Modulatorkathode (nicht gezeichnet) ist bei 7 geerdet, so dass die modulierte Leistung über Spule L'x aufgedrckt wird, Spule L'a ; bildet den Eingang zu einem abgestimmten Kopplungssystem Tu, dals vorliegender Erfindung entspricht und später ausführlicher beschrieben wird, dessen Ausgang eine ähnliche Spule L'y enthält, die zwischen Erde 8 und dem Gitter 6*1 der Vakuumröhre Vi geschaltet ist, die wie eine Stufe von Zwischenfrequenzverstärkung wirkt. Die Kathode der Röhre Va ist über die vorspannende Impedanz 9 wirksam geerdet.
Ein Kopplungssystem T2 ähnlich Ti überträgt die Zeichen von dem Ausgang der Röhre Vi zum Eingang einer zweiten Zwisehenfrequenzverstärkungsstufe, Röhre V. Zu diesem Zweck ist die Anode Al der Röhre V durch die Leitung 10 mit der oberen Klemme einer Eingangsspule L : c ähnlich L'a ; verbunden, deren untere Klemme bei 11 über die Anodenbatterie 12, die die Röhre V speist, geerdet ist. Die Ausgangsspule Ly des Systems T2 ist mit Erde 13 und über die Leitung 14 mit dem Gitter G2 der Röhre V2 verbunden, deren Kathode K2 über die vorspannende Impedanz 15 geerdet ist.
Die zwischen der Anode A2 und der geerdeten Kathode K2 der Röhre V2 entwickelte Zeichenspannung wird durch die Verbindungen 16 und 17 an den Teil des Empfängers, der den Detektor und Tonfrequenzverstärker enthält und der schematisch durch das Rechteck 18 bezeichnet ist, angelegt, dessen Leistung sich auf den gebräuchlichen Lautsprecher 20 überträgt.
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Wechselschalters H2 verbunden sind. Die Verbindungen sind solche, dass die Betätigung des Schalter- armes H2 zu den Kontakten m die Kondensatoren C und Ce in Serie mit den entsprechenden Kon- densatoren Oa ; und Oy über die entsprechenden Spulen Lx und Ly verbindet.
Die Betätigung des
Schalters zur Stellung n trennt die Kondensatoren Ca und Ce und setzt an ihre Stelle folglich einen gemeinsamen Kopplungskondensator Ca, der zwischen die geerdeten Klemmen der Spulen Lx und Ly und die Abstimmungskondensatoren Ca ; und Cy gestellt ist, und dadurch in Serie in jeden der parallelen resonanten Kreise Z, C und Ly, Cy eingeschlossen ist.
Die resonanten Kreise Lx, Cx, Ca und Ly, Cy und Ce, die durch Betätigung des Schalters H2 zur Stellung n entstehen, sind lose kapazitiv, induktiv oder durch eine Kombination der beiden gekoppelt, abhängig von ihrem gegenseitigen Abstand, wie durch M angedeutet. Für die letztere Bedingung werden die Spulen L : c und L vorzugsweise so gepolt, dass die induktive Kopplung der kapazitiven
Kopplung hilft, die resultierende Kopplung M zu ergeben. Wenn die induktive Kopplung der kapazitiven
Kopplung entgegenwirkt, muss die letztere hinreichend gross sein, um den gewünschten Grad der resultierenden Kopplung M zu sichern.
Wenn die Kopplung M kleiner als das Optimum ist, erzeugt sie eine einzelgebuckelte, scharf zugespitzte Resonanzkurve wie durch Kurve k der Fig. 2 dargestellt.
Bei Stellung des Schalters H2 auf die Kontakte n werden die Kondensatoren Ca und Ce durch den einzigen Kopplungskondensator Cb ersetzt, der für den Eingangskreis Ls, Cr und den Ausgangskreis Ly, Cy, des Kopplungssystems gemeinsam ist. Der Kondensator Cb ist so bemessen, dass er die durch Kurve l der Fig. 2 dargestellte, breite, doppeltgebuckelte Resonanzlinie hervorbringt, die der festen Kopplung entspricht.
Um sicher zu sein, dass die Resonanzbänder i ! und k, Fig. 2, ungefähr symmetrisch bezüglich der mittleren Frequenz t für beide Stellungen des Sehalters H2 angeordnet sein werden, werden folgende einleitende Einstellungen gemacht : Mit dem Schalter in Stellung n ist der Kopplungskondensator Cb so eingestellt, dass er die gewünschte Uberoptimumkopplung, Kurve l, ergibt und dadurch eine grosse Bandbreite für hohe Genauigkeit in der Wiedergabe, beim Fehlen von Störungen, sichert. Die Kondensatoren Ca und Cy werden dann variiert, die Zwischenfrequenz t im wesentliehen im Zentrum des Resonanzbandes anzuordnen.
Der Schalter H2 wird daraufhin zur Position m verschoben, um das hochselektive Resonanzband, Kurve k, zu schaffen und die Kondensatoren C*a und Ce werden variiert, um dieses schmale Resonanzband in bezug auf die Zwischenfrequenz t symmetriseh anzuordnen.
Der Kondensator 21 zwischen Spule L2 und Erde 13 geschaltet, ist von einer hinreichend grossen Kapazität, um nicht die Hochfrequenz zu beeinflussen. Er ist bloss ein Blockierungskondensator, welcher dazu dient, den Kurzschluss der geerdeten Anodenspannung 12, durch die Röhre V1 beliefert wird, zu verhindern, und auch dazu, diese Anodenspannung von dem Gitter der Röhre V2, gleichfalls bei 13 über Spule Ly geerdet, zu isolieren.
Im Falle, dass es gewünscht wird, automatische Leistungssteuerung zum Gitter der Röhre V2 zu verwenden, wird ein zweiter Blockierungskondensator in der Verbindung 22, die sich von der unteren Klemme der Spule Ly zur Erde 13 erstreckt, erforderlich sein. Die genauen Verbindungen hiefür sind wie die Verbindung beim Kopplungssystem T1 dargestellt. Eine automatische Steuerungsvorspannungs-
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Spule Ly'. Die Wechselstromkomponenten der so angelegten Vorspannung werden zur Erde bei 8 ausgefiltert durch den Blockierungskondensator 24 des Kopplungssystems Tj. Der Bloekierungs- kondensator 25 isoliert die Batterie 6 von Erde 8.
Das Kopplungssystem T\ ist in jeder Hinsicht in Konstruktion und Wirkung T2 identisch und kann durch eine einheitliche Steuerung U betätigt werden, um gleichzeitig und gleichartig beide Kopplungssysteme entweder auf das schmale Ansprechen, Kurve k oder auf das breite Ansprechen, Kurve !, einzustellen. Für die letztere Bedingung müssten die gemeinsamen Kopplungskondensatoren Cb und C'b so ausgewählt werden, dass die Maximumkopplung die Überoptimumbedingung nicht sehr übersteigt, wenn nicht Vorkehrungen getroffen sind, um die Neigung der resultierenden Spitzen in der Gesamtresonanzkurve zu reduzieren, um die extremen Modulationsfrequenzen nachdrücklieh zu betonen.
Wenn indessen diese Bedingung mit der gewünschten Kopplung besteht, kann sie verkleinert oder eliminiert werden durch Verwendung geeigneter abschliessender Widerstände, die im Nebenschluss zu den Spulen L', L usw. geschaltet sind, oder in diesen Spulen eingeschlossen sind, gemäss der bekannten Filtertheorie.
Wahlweise könnte ein drittes Kopplungssystem, das dauernd auf scharfe Resonanz eingestellt ist, Kurve k, mit dem Ausgang der Röhre V2 verbunden werden und so eingestellt werden, dass die Spitze der Kurve k, die durch diese Kopplung geschaffen wird, die Senkungen, die zwischen den Spitzen, Kurve !, durch das durch die Kopplungen T1 und T2 erzeugte Ansprechen entstehen, ausfüllt.
Das Kopplungssystem der Fig. 3, das von derselben Art wie das der Fig. 1 ist, sieht drei Bandbreiteneinstellungen vor, die durch Betätigung des Schalters H zu den Stellungen m, o und n bewirkt werden. Durch die Schalterstellung m werden Abstimmungskondensatoren Cx und Cy in Serie mit
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den entsprechenden Kondensatoren Ca und Cc über die entsprechenden Spulen Lx und Ly geschaltet.
Durch die Schalterstellung o werden die Abstimmungskondensatoren C und Cy entsprechend mit den Kondensatoren Cg und Oe in Serie geschaltet und von da über den gemeinsamen Kopplungskondensator Of zur Erde bei 13. Durch die Schalterstellung n werden die Abstimmungskondensatoren Cx und Cy nur über den gemeinsamen Kopplungskondensator Ob geerdet.
Die Einstellung dieses Systems ist derjenigen, die in Verbindung mit dem System der Fig. 1 beschrieben ist, analog. Für die Schalterstellung n wird der Kondensator Ob so eingestellt, dass er die gewünschte Maximum- oder Überoptimumkopplung ergibt, und die Kondensatoren Cx und Oy werden so eingestellt, dass sie das Resonanzband relativ zur Frequenzmitte symmetrisch anordnen. Für die Schalterstellung m für lose oder weniger als Optimumkopplung werden die Kondensatoren Ca und Ce zur Einstellung des Systems auf die Trägerfrequenz eingestellt. Für die Schalterstellung o wird der Kondensator Of so eingestellt, dass er eine gewünschte Kopplung in der Mitte derjenigen der Schalterstellungen m und n ergibt, und die Kondensatoren Cg und Ce variiert werden zur Abstimmung des Systems auf die Zwischenfrequenz.
Die Fig. 3-Type des Kopplungssystems ebenso wie die weiter unten beschriebenen kann in einem solchen Empfänger, wie er in Fig. 1 dargestellt ist, verwendet werden, durch die zu dem Gitter einer nachfolgenden Röhre führende Verbindungsleitung 14 und die Leitungen 10 und B+ zur Anode und Anodenspeisung respektive einer vorhergehenden Röhre in der in Fig. 1 dargestellten Weise.
Fig. 4 und 5 zeigen Kopplungssysteme, in denen die Resonanzbandbreite in Stufen durch
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ersetzen.
In Fig. 4 verbindet die Betätigung des Schalters H zur Stellung in die Spulen Lx und La in Serie über den Kondensator C's und die Spulen Ly und Le in Serie über den Kondensator Cy Die Kopplung zwischen den Spulen La und Ly oder zwischen den Spulen La und Le oder zwischen beiden erwähnten Paaren von Spulen ist dann eingestellt, um den gewünschten Wert zu ergeben zur Schaffung der schmalen Bandresonanz, wie Kurve k der Fig. 2.
Durch Drehung des Schalters zur Stellung n, um die Spulen La und Le durch die gemeinsame Kopplungsspule 4 zu ersetzen, wird die letztere auf den gewünschten Wert für die ausgedehnte oder Über-Optimum-gekoppelte Bedingung der Kurve I der Fig. 2 eingestellt.
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Bandresonanz in bezug auf die Trägerfrequenz durch Einstellung der Spulen La und Le geeignet zentriert.
Fig. 5 zeigt das Kopplungssystem der Fig. 4 modifiziert durch Verwendung eines Zweiwindungskopplungstransformators L'b, dessen untere Potentialklemmen über einen Blockkondensator 21, der zur Isolierung von dem Sekundärkreis Ly, Cy dient, verbunden sind, die Anodenspannung wird über die B+-Leitung an den Primärkreis Lx, Ox angelegt. Anderseits ist die Konstruktion und Einstellung gemäss Fig. 5 ähnlich derjenigen gemäss Fig. 4.
Bei der Massenherstellung von Radioempfängern, in denen Kopplungssysteme, wie diejenigen der Fig. 4 und 5, verwendet werden, würden die Spulen Las Lb, Le oder L'normalerweise nur in einem erfahrungsmässigen Modell zum Zwecke der Bestimmung der geeigneten Arten einstellbar sein. Die handelsüblichen Toleranzen sind eng genug, so dass die Induktanzen dieser Spulen keine Einstellung in bezug auf jeden Empfänger erfordern würden.
Fig. 6 zeigt schematisch ein Kopplungssystem, das einen variablen Kondensator D von besonderer Konstruktion verwendet, der geeignet ist, die Resonanzbandbreite durch fortlaufende Abstufung zu variieren, während er das Band in bezug auf die Trägerfrequenz zymmetrisch angeordnet in der Art der Kurven k und l, Fig. 2, aufrechterhält. Dieser Kondensator, dessen mechanischer Zusammenbau in Fig. 9 und 10 weiter unten beschrieben wird, ist schematisch in Fig. 6 durch die voneinandergerückten Platten q, r, s, t, M dargestellt. Die Platten rund t, welche isoliert montierte Statorplatten sind, durchschiessen entsprechend variable Platten q, s und u, die zur Erklärung in Fig. 6 als vertikal einstellbar gezeigt sind, während sie bei der mechanischen Konstruktion, Fig. 9 und 10, in einer weiter unten erklärten Weise drehbar sind.
Das Kopplungssystem wird durch Verbindung der Statorplatte r mit der Hochpotentialklemme eines resonanten Eingangskreises gebildet, der die Spule Lx, die durch einen Abstimmungskondensator C*a ; nebengeschlossen ist, enthält, dessen Niederspannungsende bei j ! 5 über den Blockierungskondensator 21 geerdet ist. Die Statorplatte t ist mit der Hochpotentialklemme eines resonanten Ausgangskreises verbunden, der eine Spule Ly enthält, die durch einen Abstimmungskondensator Cy nebengeschlossen ist, dessen Niederspannungsende ebenfalls bei 13 geerdet ist. Die Rotorplatten q, s und u sind durch einen Leiter 26, der bei 27 geerdet ist, verbunden.
Man sieht, dass die zwischen den Statorplatten rund t vorhandene Kapazität eine kapazitive Kopplung C'r- < bildet, die reihenweise zwischen die abgestimmten parallel resonanten Kreise Lx, C ; c und Ly, Cy eingeschoben ist. Die Grösse dieser Kopplung hängt von der Ausdehnung, bis zu welcher
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kondensator Cx. Die Kapazitäten Cs#t und Cu#t zwischen den einstellbaren Platten s und u und der
Statorplatte t sind ähnlich parallel zueinander und zur Abstimmungskapazität Cy.
Nimmt man an, dass die Kapazität Cr#t erhöht wird, jedoch ohne Veränderung der direkten
Kapazität von den Platten rund t zur Erde, so wird die Kopplung Cr#t ansteigen unter Verbreiterung des Resonanzbandes, welches doppelt gebuckelt wird, wenn die Optimumkopplung passiert wird. Diese Resonanzverbreiterung wird indessen durch eine Verschiebung des Resonanzbandes in Richtung auf niedere Frequenzen begleitet. Wenn indessen diese Erhöhung in Or-t durch eine Abwärtsbewegung der Platte s vervollständigt wird, werden die Kapazitäten Cr#s und Ct ständig abnehmen, und infogedessen das Zentrum des Resonanzbandes in Richtung auf die höheren Frequenzen verschieben.
Weil der Abstand zwischen den Platten r#s und s-t geringer ist als der Abstand zwischen den Platten r und t wird der letztere Effekt vorherrschen und die resultierende Verschiebung des Zentrums des
Resonanzbandes wird in Richtung der höheren Frequenzen stattfinden.
Anderseits werden gleichzeitig vertikale Bewegungen der Platten q und M, zur Erhöhung der Kapazitäten Cq#r und Cu#t, dazu neigen, das Resonanzband in Richtung der niederen Frequenzen zu verschieben. Wenn die Platten q und u in bezug auf die entsprechenden Platten rund t in geeigneten Abstand gebracht werden, und weiterhin mit der Platte s gleichzeitig bewegt werden, wie durch Verwendung einer starren Verbindung 26, kann daher die Neigung zu einer Verschiebung der Mittelfrequenz des Resonanzbandes, die durch Bewegung der Platte s verursacht wird, im wesentlichen über den Kondensatorbereich kompensiert werden, u. zw. durch die entgegengesetzte Neigung, die aus der gleichzeitigen Bewegung der Platten q und u entsteht.
Auf diese Weise kann die Resonanzbreite ohne irgendwelche wesentliche Verschiebung ihrer Mittelfrequenz variiert werden.
Der Kondensator D (Fig. 9 und 10) stellt ein Ausführungsbeispiel dar. Die Statorplatten rund t werden isoliert von den entsprechenden Stäben 36,37 und 38, 39 getragen, die isoliert durch relativ grosse Öffnungen 40 des Gehäuses 41 und von da durch isolierende Seitenklötze, wie 42, 43 und 44, hindurchgehen, die, wie gezeichnet, an der äusseren Oberfläche des Gehäuses vernietet sind. Die Rotor- platten q, s und u sind leitend auf einem drehbaren Schaft 45 montiert, der durch Offnungen des Gehäuses 41, um Lagerstatzen zu schaffen, herausragt. Die Rotor-und Statorplatten sind von der gebräuchlichen halbkreisförmigen Gestalt ; die Rotorplatte s ist am Schaft 45 auf der andern Seite als die angrenzenden Rotorplatten q und u angeordnet.
Um das Resonanzband ohne merkliche Verschiebung der Mittelfrequenz zu variieren, wird der Abstand zwischen den Platten q und f und zwischen den Platten t und u normalerweise grösser sein als der zwischen fund 8 bzw, 8 und t. Dieselben Resultate können indessen durch geeignete Abstände der Rotorplatten untereinander und durch geeignete Gestalt derselben erzielt werden.
Kapazitätsänderungen, wie bei den Kapazitäten Cq#r, Cr#s usw. der Fig. 6 können auch mit einem Kondensator erreicht werden, der eine Mehrzahl von Platten verwendet, die jeder der in Fig. 10 gezeigten Platten q, r, s, t und u entsprechen. Die Fig. 11 und 12, die den Fig. 6 bzw. 10 entsprechen,
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gemeinsame Kopplungsimpedanz Zb in Serie in jedem der parallel resonanten Seitenkreise Lys, a und Ly, Cy eingeschlossen ist. Bei Erhöhung der Reaktanz von Zb steigt daher die Kopplung an und neigt dazu, in zunehmendem Masse die zwei Seitenkreise Z, C und Ly, Cy in Serie miteinander zu verbinden.
Um die relativ schmale Bandselektivität der Fig. 2 zu sichern, würde die Impedanz Zb beiderabgestimmtenFrequenznormalerweiserelativkleinimVergleienmitdenzusammensetzenden Abstimmungsimpedanzen der Seitenkreisreaktanzen sein. Auf diese Weise würde, wenn Zb eine Induktanz ist, diese normalerweise klein im Vergleich zu Lx und Ly sein, und wenn sie eine Kapazität ist, würde sie normalerweise gross im Vergleich zu Gx und Gy sein.
Die Kopplungssysteme der Fig. 6 und 11 sind anderseits von der Art der in Fig. 8 gezeigten, worin die Kopplungsimpedanz Zb in Serie zwischen die parallel resonanten Seitenkreise Lx, C und L, C
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zueinander zunehmend gekoppelt werden. Für diesen Fall ist die Impedanz Zb bei der abgestimmten Frequenz normalerweise gross im Vergleich zu den zusammensetzenden Seitenkreisreaktanzen. Auf diese Weise, sollte Zb, wenn es eine Induktanz ist, welche die relativ schmalen Bandselektivitäten der
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dass die Rotorelemente der verschiedenen Kopplungskondensatoren auf dem gemeinsamen Schaft 45 montiert sind.
Die hier beschriebenen Kopplungssysteme sind hinsichtlich ihrer Anwendung auf keine bestimmte Anzahl der abgestimmten Kreise beschränkt, da ohne weiteres auch drei, vier oder mehr abgestimmte
Kreise in jedem Kopplungssystem kombiniert werden können.
PATENT-ANSPRÜCHE :
1. Kopplungseinrichtung zur Kopplung zweier abgestimmter elektrischer Schwingungskreise, vorzugsweise zur Kopplung aufeinanderfolgender Hochfrequenzverstärker bzw. Zwisehenfrequenz- verstärkerstufen in Radioempfängern, bei welcher eine Kopplungsänderung zum Zwecke der Bandbreitenänderung ohne damit verbundene Verstimmung jedes einzelnen der abgestimmten Kreise erfolgen soll, dadurch gekennzeichnet, dass die zur Kopplungsänderung notwendige Veränderung der Grösse einer gemeinsamen Impedanz (Kopplungsimpedanz) zwangläufig verbunden ist mit einer gegenläufig in bezug auf die Resonanzfrequenz der einzelnen Kreise wirksamen Veränderung der Grösse einer nicht gemeinsamen Impedanz in jedem einzelnen Kreise,
so dass der durch die Veränderung der gemeinsamen Impedanz hervorgerufene Verstimmungseffekt durch die gleichzeitige Veränderung einer nicht gemeinsamen Kreisimpedanz praktisch kompensiert wird, wobei vorzugsweise in jedem Kreis von der Kopplungseinstellung unabhängig veränderliche Impedanzelemente, insbesondere Drehkondensatoren vorhanden sind, durch welche eine Veränderung der Abstimmung der einzelnen Kreise innerhalb eines gewissen Frequenzbereiches möglich ist.
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The invention relates to a coupling device for coupling two tuned electrical oscillating circuits, preferably for coupling successive high-frequency amplifiers or. Intermediate frequency amplifier stages in radio receivers in which a coupling change for the purpose of changing the bandwidth or for regulating selectivity is to take place without the associated detuning of each of the tuned circuits.
It is known that when using two mutually coupled, tuned oscillation circuits, for example in a high-frequency amplifier, the width of the frequency band that is allowed to pass and thus the selectivity can be changed by changing the coupling between the two circuits. This possibility has already been used to adapt the selectivity of the radio reception to the respective reception conditions, so that when strong interference occurs, a narrower width of the reception frequency band can be set than with interference-free local reception.
Since, as is well known, the quality of the reproduction decreases with decreasing utilized bandwidth, especially with regard to high tones, but at the same time the suppression of interference increases, the coupling setting must be selected according to the reception conditions so that a satisfactory reproduction is still possible with the greatest possible suppression of interference is achieved.
When using such means for selectivity control based on coupling changes, however, in addition to the intended change in the width of the transfer curve, an undesired detuning of the coupled circuits also occurs because the coupling impedances that are changed also act as elements of each individual circuit and therefore determine the resonance frequency. If such a detuning takes place at the same time as the change in bandwidth, the changed band is no longer symmetrical to the carrier wave of the desired transmitter, and the two sidebands are recorded unevenly, as a result of which distortions occur.
Of course, even with the use of known arrangements for changing the coupling, there was already the desire to keep the detuning as small as possible, which was to be achieved by cleverly dimensioning the circular elements; however, this did not eliminate the detuning effect for a larger tuning range.
The invention now offers a generally applicable solution to the problem of eliminating the detuning effect in coupling changes and achieves this through an inevitable connection between the changes in the size of a common impedance (coupling impedance) necessary for the coupling change and an opposite in relation to the resonance frequency of the individual Circles effectively change the size of a non-common impedance in each individual circle; In this way, the detuning effect caused by the change in the common impedance is practically compensated for by the simultaneous change in a non-common circuit impedance;
In addition, impedance elements that can be changed independently of the coupling setting, in particular variable capacitors, can be present in each circuit, so that the tuning of the individual circuits can be changed within a certain frequency range, the tuning being completely independent of the bandwidth setting, so that, for example, the Receiving frequencies or transmitting stations designated on a receiving scale can also be received with all settings of the bandwidth control with the same scale setting.
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It should be noted that, for the purpose of changing the bandwidth, it has already been proposed to detune the non-coupled oscillation circuits between the amplifier tubes in a high-frequency amplifier, for example the grid oscillation circuits, by adjusting small additional capacitors arranged in the individual circles. In these arrangements, however, the change in bandwidth achieved by a certain adjustment is to a large extent dependent on the size of the total capacitance in each case, which varies with the coordination.
It should also be mentioned that arrangements have also been proposed with an object that is partially reversed to that of the invention, by means of which the phenomenon should be eliminated that the passage width of a normal band filter receiver also changes when the tuning is changed. The arrangements proposed for this purpose, however, are not suitable for use in the context of the invention.
In the preferred embodiment of the invention, several similarly structured, coordinated circuits are used, which are coupled to one another by capacitances or inductances that can be set within certain limits, so that the overall selection curve can be chosen from the narrow single-pointed resonance curve, which is characteristic of the optimal or suboptimal coupling, can be changed up to the relatively broad two-pointed resonance curve characteristic of a fixed coupling.
The main feature of the invention consists in the connection of the changes in the coupling impedances with simultaneous changes in the compensation impedances in the individual circuits.
These compensation impedances can be set as adjustable impedances in parallel or in series with the main tuning impedances of the circuits. If the resonance width is to be set in stages, the compensation impedances can be designed as fixed impedances and can also be switched over in stages. However, if the coupling is set up to be continuously changeable, then the compensation impedances must accordingly also be continuously changeable. For the special case of a capacitive coupling, a special capacitor of new design is proposed according to the invention, which is particularly well suited.
1 shows, schematically, coupling systems according to the present invention which are matched to a radio receiver and which contain capacitive coupling and compensating capacitive reactances which can be set in stages by means of a one-button operation. Fig. 2 illustrates the substantially symmetrical arrangement of the resonance band with respect to the center frequency when its width is varied in accordance with this invention. Fig. 3 is a modification of the coupling system of Figs. 1, Figs. 4 and 5 show coupling systems in which the resonance bandwidth can be set in steps by capacitive, but preferably inductive, reactance.
Fig. 6 shows schematically the application of the novel variable capacitor design to a second type of capacitively coupled system in order to continuously adjust the bandwidth while preventing any significant shift of the band in the frequency scale. FIG. 7 is a simplified coupling system similar to the modifications of FIGS. 1, 3, 4 and 5. FIG. 8 is a similar simplified circuit diagram that includes a coupling system of FIG. 6. Figure 9 is a front view of the novel type of capacitor shown schematically in Figure 6, with part of the structure broken away to show the composition. FIG. 10 is a section taken along 10-10 of FIG.
Fig. 11 is a schematic diagram of a coupling system similar to that of Fig. 6 having a capacitor design similar to that of Figs. 9 and 10, but with additional stator and rotor plates. FIG. 12 is a sectional view corresponding to FIG. 10 of the capacitor type illustrated schematically in FIG.
1 shows antenna 1 and earth 2 which represent the input to a superheterodyne radio receiver, wherein the radio frequency stages and the oscillator modulator part of the system are shown schematically by rectangle 3. The modulator anode (not shown) is connected by the line 4 to the upper terminal of a coil L'a: whose lower terminal is grounded at 5 via the modulator anode battery 6.
The modulator cathode (not shown) is grounded at 7 so that the modulated power is impressed via coil L'x, coil L'a; forms the input to a matched coupling system Tu, which corresponds to the present invention and will be described in more detail later, the output of which contains a similar coil L'y connected between earth 8 and the grid 6 * 1 of the vacuum tube Vi, which is like a stage of Intermediate frequency amplification works. The cathode of the tube Va is effectively grounded via the biasing impedance 9.
A coupling system T2 similar to Ti transmits the characters from the output of the tube Vi to the input of a second dual frequency amplification stage, tube V. To this end, the anode A1 of the tube V is connected through the line 10 to the upper terminal of an input coil L: c similar to L'a ; connected, the lower terminal of which is grounded at 11 via the anode battery 12 which feeds the tube V. The output coil Ly of the system T2 is connected to earth 13 and via the line 14 to the grid G2 of the tube V2, the cathode K2 of which is earthed via the biasing impedance 15.
The character voltage developed between the anode A2 and the grounded cathode K2 of the tube V2 is applied through the connections 16 and 17 to that part of the receiver which contains the detector and audio frequency amplifier and which is indicated schematically by the rectangle 18, the power of which is on the common speaker 20 transmits.
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Changeover switch H2 are connected. The connections are such that the actuation of the switch arm H2 to the contacts m the capacitors C and Ce in series with the corresponding capacitors Oa; and Oy connects Lx and Ly through the respective coils.
The operation of the
Switch to position n separates the capacitors Ca and Ce and consequently puts in their place a common coupling capacitor Ca, which is connected between the earthed terminals of the coils Lx and Ly and the tuning capacitors Ca; and Cy, and thereby included in series in each of the parallel resonant circles Z, C and Ly, Cy.
The resonant circles Lx, Cx, Ca and Ly, Cy and Ce, which are created by actuating the switch H2 to position n, are loosely coupled capacitively, inductively or by a combination of the two, depending on their mutual distance, as indicated by M. For the latter condition, the coils L: c and L are preferably polarized so that the inductive coupling of the capacitive
Coupling helps give the resulting coupling M. When the inductive coupling of the capacitive
Counteracts coupling, the latter must be sufficiently large to ensure the desired degree of the resulting coupling M.
If the coupling M is smaller than the optimum, it produces a single humped, sharply pointed resonance curve as shown by curve k in FIG.
When the switch H2 is set to the contacts n, the capacitors Ca and Ce are replaced by the single coupling capacitor Cb, which is common for the input circuit Ls, Cr and the output circuit Ly, Cy, of the coupling system. The capacitor Cb is dimensioned such that it produces the broad, double-humped resonance line shown by curve 1 in FIG. 2, which corresponds to the fixed coupling.
To be sure that the resonance bands i! and k, Fig. 2, will be arranged approximately symmetrically with respect to the mean frequency t for both positions of the holder H2, the following introductory settings are made: With the switch in position n, the coupling capacitor Cb is set so that it has the desired over-optimum coupling, curve l, and thereby ensures a large bandwidth for high accuracy in the reproduction, in the absence of interference. The capacitors Ca and Cy are then varied in order to arrange the intermediate frequency t essentially in the center of the resonance band.
The switch H2 is then shifted to position m to create the highly selective resonance band, curve k, and the capacitors C * a and Ce are varied in order to arrange this narrow resonance band symmetrically with respect to the intermediate frequency t.
The capacitor 21, connected between coil L2 and earth 13, has a sufficiently large capacitance so as not to affect the high frequency. It is just a blocking capacitor, which serves to prevent the short circuit of the grounded anode voltage 12, which is supplied through the tube V1, and also to isolate this anode voltage from the grid of the tube V2, also grounded at 13 via coil Ly .
In the event that it is desired to use automatic power control to the grid of tube V2, a second blocking capacitor in connection 22, which extends from the lower terminal of coil Ly to ground 13, will be required. The exact connections for this are shown like the connection in the coupling system T1. An automatic control preload
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Coil Ly '. The AC components of the bias voltage thus applied are filtered out to earth at 8 by the blocking capacitor 24 of the coupling system Tj. The blocking capacitor 25 isolates the battery 6 from earth 8.
The coupling system T \ is identical in construction and effect T2 in every respect and can be operated by a uniform control U in order to simultaneously and similarly set both coupling systems either to the narrow response, curve k, or to the broad response, curve! For the latter condition, the common coupling capacitors Cb and C'b would have to be selected in such a way that the maximum coupling does not very much exceed the superoptimum condition unless precautions are taken to reduce the inclination of the resulting peaks in the overall resonance curve in order to emphatically increase the extreme modulation frequencies emphasize.
If, however, this condition exists with the desired coupling, it can be reduced or eliminated by using suitable terminating resistors which are shunted to the coils L ', L etc., or are included in these coils, according to the known filter theory.
Optionally, a third coupling system, constantly tuned to resonate sharply, curve k, could be connected to the output of tube V2 and adjusted so that the peak of curve k created by this coupling corresponds to the subsidence between the Spikes, curve!, Through which the response generated by the couplings T1 and T2 occurs, fills out.
The coupling system of Fig. 3, which is of the same type as that of Fig. 1, provides three bandwidth settings which are effected by operating the switch H to the positions m, o and n. With the switch position m, tuning capacitors Cx and Cy are in series with
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connected to the respective capacitors Ca and Cc via the respective coils Lx and Ly.
With the switch position o, the tuning capacitors C and Cy are connected in series with the capacitors Cg and Oe, and from there via the common coupling capacitor Of to earth at 13.With switch position n, the tuning capacitors Cx and Cy are only earthed via the common coupling capacitor Ob .
The setting of this system is analogous to that which is described in connection with the system of FIG. For switch position n, the capacitor Ob is set so that it results in the desired maximum or over-optimum coupling, and the capacitors Cx and Oy are set so that they arrange the resonance band symmetrically relative to the frequency center. For the switch position m for loose or less than optimum coupling, the capacitors Ca and Ce are set to set the system to the carrier frequency. For the switch position o, the capacitor Of is set so that it results in a desired coupling in the middle of those of the switch positions m and n, and the capacitors Cg and Ce are varied to tune the system to the intermediate frequency.
The Fig. 3 type of coupling system as well as those described below can be used in such a receiver as shown in Fig. 1, through the connecting line 14 leading to the grid of a subsequent tube and the lines 10 and B + to the Anode and anode feed or a preceding tube in the manner shown in FIG.
4 and 5 show coupling systems in which the resonance bandwidth in steps
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replace.
In Fig. 4, the actuation of the switch H to position in the coils Lx and La connects in series via the capacitor C's and the coils Ly and Le in series via the capacitor Cy The coupling between the coils La and Ly or between the coils La and Le or between both mentioned pairs of coils is then adjusted to give the desired value for creating the narrow band resonance, such as curve k of FIG.
By turning the switch to position n to replace the coils La and Le with the common coupling coil 4, the latter is set to the desired value for the extended or over-optimal-coupled condition of curve I of FIG.
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Band resonance appropriately centered with respect to the carrier frequency by adjusting the coils La and Le.
Fig. 5 shows the coupling system of Fig. 4 modified by using a two-turn coupling transformer L'b, the lower potential terminals of which are connected via a block capacitor 21, which is used for isolation from the secondary circuit Ly, Cy, the anode voltage is applied via the B + line the primary circuit Lx, Ox is applied. On the other hand, the construction and setting according to FIG. 5 is similar to that according to FIG. 4.
In the mass production of radio receivers using coupling systems such as those of Figures 4 and 5, the coils Las Lb, Le or L'would normally only be adjustable in an experiential model for the purpose of determining the appropriate types. The commercial tolerances are tight enough that the inductances of these coils would not require adjustment with respect to each receiver.
Fig. 6 shows schematically a coupling system using a variable capacitor D of special construction, which is suitable for varying the resonance bandwidth by successive gradation while keeping the band symmetrically arranged with respect to the carrier frequency in the manner of curves k and l, Fig. 2, maintains. This capacitor, the mechanical assembly of which is described below in FIGS. 9 and 10, is shown schematically in FIG. 6 by the plates q, r, s, t, M being moved apart. The plates round t, which are insulated mounted stator plates, penetrate correspondingly variable plates q, s and u, which are shown for explanation in FIG. 6 as being vertically adjustable, while in the mechanical construction, FIGS. 9 and 10, in a further are rotatable in the manner explained below.
The coupling system is formed by connecting the stator plate r to the high potential terminal of a resonant input circuit, which has the coil Lx, which is through a tuning capacitor C * a; is shunted, contains whose low voltage end at j! 5 is grounded through the blocking capacitor 21. The stator plate t is connected to the high potential terminal of a resonant output circuit which contains a coil Ly, which is shunted by a tuning capacitor Cy, the low voltage end of which is also grounded at 13. The rotor plates q, s and u are connected by a conductor 26 which is grounded at 27.
It can be seen that the capacitance between the stator plates around t forms a capacitive coupling C'r- <, which is arranged in rows between the tuned parallel resonant circuits Lx, C; c and Ly, Cy is inserted. The size of this coupling depends on the extent up to which
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capacitor Cx. The capacitances Cs # t and Cu # t between the adjustable plates s and u and the
Stator plates t are similarly parallel to each other and to the tuning capacitance Cy.
Assume that the capacitance Cr # t is increased, but without changing the direct one
Capacitance from the plates around t to earth, the coupling Cr # t will increase while the resonance band is broadened, which is doubly humped when the optimum coupling is passed. This broadening of the resonance is, however, accompanied by a shift in the resonance band towards lower frequencies. If, however, this increase in Or-t is completed by a downward movement of the plate s, the capacitances Cr # s and Ct will steadily decrease and consequently shift the center of the resonance band towards the higher frequencies.
Because the distance between plates r # s and s-t is less than the distance between plates r and t, the latter effect will prevail and the resulting shift in the center of the
The resonance band will take place in the direction of the higher frequencies.
On the other hand, vertical movements of the plates q and M at the same time, in order to increase the capacitances Cq # r and Cu # t, tend to shift the resonance band in the direction of the lower frequencies. If the plates q and u are appropriately spaced with respect to the respective plates around t, and if they continue to be moved simultaneously with the plate s, as by using a rigid link 26, the tendency for a shift in the center frequency of the resonance band, caused by the movement of the plate s, are essentially compensated over the capacitor area, u. zw. by the opposite inclination, which arises from the simultaneous movement of the plates q and u.
In this way the resonance width can be varied without any substantial shift in its center frequency.
The capacitor D (Fig. 9 and 10) represents an embodiment. The stator plates around t are insulated from the corresponding rods 36, 37 and 38, 39 carried, which are insulated by relatively large openings 40 of the housing 41 and from there by insulating side blocks , such as 42, 43 and 44, which, as drawn, are riveted to the outer surface of the housing. The rotor plates q, s and u are conductively mounted on a rotatable shaft 45 which protrudes through openings in the housing 41 in order to create bearing supports. The rotor and stator plates are of the usual semicircular shape; the rotor plate s is arranged on the shaft 45 on the other side than the adjacent rotor plates q and u.
In order to vary the resonance band without a noticeable shift in the center frequency, the distance between the plates q and f and between the plates t and u will normally be greater than that between fund 8 or 8 and t. The same results can, however, be achieved by suitable spacing of the rotor plates from one another and by suitable design of the same.
Changes in capacitance such as the capacitances Cq # r, Cr # s, etc. of FIG. 6 can also be achieved with a capacitor using a plurality of plates that correspond to each of the plates q, r, s, t shown in FIG and u correspond. Figs. 11 and 12, which correspond to Figs. 6 and 10 respectively,
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common coupling impedance Zb is included in series in each of the parallel resonant side circles Lys, a and Ly, Cy. As the reactance of Zb increases, the coupling therefore increases and tends to increasingly connect the two side circles Z, C and Ly, Cy in series.
To ensure the relatively narrow band selectivity of Figure 2, the impedance Zb at the tuned frequency would normally be relatively small compared to the composite tuning impedances of the side circle reactances. In this way, if Zb is an inductance, it would normally be small compared to Lx and Ly, and if it is a capacitance it would normally be large compared to Gx and Gy.
The coupling systems of FIGS. 6 and 11 are, on the other hand, of the type shown in FIG. 8, in which the coupling impedance Zb is in series between the parallel resonant side circles Lx, C and L, C
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are increasingly coupled to each other. In this case, the impedance Zb at the tuned frequency is normally large compared to the composite side circle reactances. In this way, Zb, if it is an inductance that has the relatively narrow band selectivities of the
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that the rotor elements of the various coupling capacitors are mounted on the common shaft 45.
The coupling systems described here are not limited in terms of their application to any specific number of coordinated circles, since three, four or more coordinated circles can easily be used
Circles can be combined in any coupling system.
PATENT CLAIMS:
1. Coupling device for coupling two tuned electrical oscillating circuits, preferably for coupling successive high-frequency amplifiers or dual frequency amplifier stages in radio receivers, in which a coupling change for the purpose of changing the bandwidth is to take place without the associated detuning of each of the tuned circuits, characterized in that the coupling change necessary change in the size of a common impedance (coupling impedance) is inevitably associated with a change in the size of a non-common impedance in each individual circuit that is effective in the opposite direction with regard to the resonance frequency of the individual circuits,
so that the detuning effect caused by the change in the common impedance is practically compensated for by the simultaneous change in a non-common circuit impedance, with impedance elements that can be changed independently of the coupling setting preferably being present in each circuit, in particular variable capacitors, through which a change in the tuning of the individual circuits within a certain frequency range is possible.