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Vorliegende Erfindung bezieht sich auf Kopplungstransformatoren für Fernsprechzwecke od. dgl., insbesondere für Niederfrequenzverstärker, und hat den Zweck, bei solchen Transformatoren denjenigen Frequenzbereich zu vergrössern, innerhalb dessen die Dämpfung des Transformators ein Minimum ist. Nach der Erfindung wird an einer Seite oder an jeder Seite des Transformators ein Kopplungselement angeschaltet, welches aus einem oder mehreren Kondensatoren, Induktanzen oder beiden besteht und so gewählt und bemessen ist, dass die Bandbreite, d. h. der Frequenzbereich der mit Minimum von Dämpfung hindurchgelassenen Schwingungen im Verhältnis zur Eigenbandbreite des Transformators vergrössert wird.
Die Erfindung soll an Hand der beigefügten Zeichnungen, die verschiedene Ausführungsformen veranschaulichen, beschrieben werden. Fig. 1 zeigt zum Vergleich ein Schaltungsschema eines gewöhnlichen Transformators für Niederfrequenzverstärker, Fig. 2 zeigt eine bekannte Anordnung, durch welche die Bandbreite des Transformators ungefähr verdoppelt wird. Fig. 3 stellt ein Schema einer Übergangsform dar, die den Übergang zu einer verbesserten Ausführungsform bildet, welch letztere in Fig. 4 dargestellt ist. Fig. 5-8 zeigen Übergangsformen zu andern Ausführungen der Erfindung.
In Fig. 1 besteht der Transformator, dessen Eingangsklemmen mit 1 und Ausgangsklemmen mit 2 bezeichnet sind, lediglich aus einer Primärinduktanz Li und einer Sekundärinduktanz L2, welche bei den Induktanzen durch magnetische Kopplung mit dem Kopplungsfaktor k verbunden sind. Der mit gestrichelten Linien angedeutete Kondensator Asz stellt die Eigenkapazität oder Windungskapazität der Sekundärwicklung des Transformators dar. Da die Primärwicklung meistenteils eine viel kleinere Windungszahl besitzt als die Sekundärwicklung, kann die primäre Wicklungskapazität vernachlässigt werden. An die Ausgangsklemmen 2 des Transformators ist eine Impedanz Z angeschlossen, die die Eingangsimpedanz des Verstärkers darstellt.
Der einfache Transformator nach Fig. 1 lässt mit kleiner Dämpfung Schwingungen aller Frequenzen innerhalb eines gewissen Frequenzbereiches zwischen zwei Grenzfrequenzen w, und 002 hindurch, welche Grenzfrequenzen durch folgende Beziehungen bestimmt sind
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Die sogenannte relative Bandbreite dieses einfachen Transformators ist bestimmt durch den Kopplungsfaktor k und kann durch die Beziehung
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definiert werden, wo o = 1-k die magnetische Streuung ist.
Eine Verdopplung der Bandbreite lässt sich nach der bekannten Schaltung dadurch erzielen, dass ein Kondensator 01 zwischen den Eingangsklemmen J ! des Transformators eingeschaltet wird. Durch die Anbringung dieses Nebenschlusses und durch passende Bemessung der Nebenschlusskapazität Ci wird der Transformator als Bandfilter mit vergrösserter relativer Bandbreite ausgebildet.
Wenn nämlich der aus der Primärinduktanz L1 und der als Nebenschluss geschalteten Kapazität Ci gebildete Schwingung-
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des Bandfilters die Beziehung
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Die Vergrösserung der relativen Bandbreite im Verhältnis zu derjenigen der gewöhnlielhen An-
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Da die Streuung'J sehr klein ist, so findet man hieraus, dass der Frequenzbereich der mit Minimum von Dämpfung hindurchgelassenen Schwingungen verdoppelt worden ist. Die Anbringung des Neben-
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grösserung der Bandbreite zu erzielen, u. zw. durch die Anwendung anderer Kopplungselemente statt des einfachen Nebenschlusskondensators C. Dies kann durch folgende Überlegung klar gemacht werden.
Man denke sich vor den Eingangsklemmen 1 des Transformators nach Fig. 1 oder 2 ein Siebgebilde einge- schaltet, welches die Eingangsklemmen3 (Fig. 3) besitzt und beispielsweise derjenigen Type ist, wo zwischen den Ausgangsklemmen ein mit einer Induktanz LI parallelgeschalteter Kondensator Cl angeschlossen ist und welches Siebgebilde dieselbe Bandbreite hat wie der Transformator nach 1 oder 2 und eine Ausgangsimpedanz besitzt, die der Eingangsimpedanz des letzteren gleich ist.
Die Kombination nach Fig. 3 hat also in bezug auf Bandbreite und Charakteristik identisch dieselbe Wirkung wie die einfache Anordnung
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wo L/, L2', k', wie aus Fig. 4 hervorgeht, die Primärimpedanz, die Sekundärimpedanz bzw. den Kopplungsfaktor des Transformators in der gleichwertigen Schaltung darstellen. Aus der Gleichung (3) findet man, dass der Kopplungsfaktor lc' des letztgenannten Transformators kleiner ist als der Kopplungsfaktor k des ursprünglichen Transformators. Durch die Anordnung nach Fig. 4 hat man also erreicht, dass ein Transformator mit einem kleineren Kopplungsfaktor k'dasselbe Frequenzband wie der Transformator nach Fig. 2 mit dem grösseren Kopplungsfaktor k hindurchlässt.
Man ist nun in der Lage, die Breite des Frequenzbandes des Transformatorfilters nach Fig. 4 noch weiter zu vergrössern, weil nämlich der Kopplungsfaktor k'dieses Transformators kleiner ist als der grösstmögliche Kopplungsfaktor, den man überhaupt bei einem technischen Transformator erzielen kann. Denkt man sich also nun k'bis zu demjenigen Wert ko gesteigert, der überhaupt bei einem Transformator erzielt werden kann, so stellt offenbar der Kopplungsfa1.'ior kin Fig. 3 einen Wert dar, der grösser ist als der tatsächlich erreichbare Wert des Kopplungsfaktors, d. h. der Transformator in Fig. 3 stellt im Verhältnis zur gleichwertigen Anordnung nach Fig. 4 einen fiktiven Transformator dar, der tatsächlich nicht hergestellt werden kann.
Mit andern Worten, Fig. 3 stellt nur eine theoretisch denkbare Übergangsstufe dar, aus der jedoch durch Vereinigung von L und Li die tatsächlich herstellbare Anordnung nach Fig. 4 hervorgeht. Für die Bandbreite dieser letzteren gilt, unter Voraussetzung, dass der Kopplungsfaktor bis zum technischen Höchstwert ko gesteigert worden ist, die Beziehung
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ersetzt werden, wo rio = 1-ko die magnetische Streuung bei dem grössten erzielbaren Kopplungsfaktor bedeutet.
Als Beispiel sei angenommen, dass der erzielbare Kopplungsfaktor ko = 0'995 ist und also 'je = 0'005. In diesem Falle hat man also für die relative Bandbreite bei der Anordnung nach Fig. 4
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Die entsprechende relative Bandbreite für den einfachen Transformator nach Fig. 1 ist naeh (1) bei demselben Höchstwert des Kopplungsfaktors nur
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Die relative Bandbreite ist also durch die Anordnung nach Fig. 4 um das 20fache vergrössert worden.
Als Übergang von Fig. 3 zur Fig. 4 kann man sich die Induktanz L in Fig. 3 auch als Reihen-
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Fig. 5 und 6 zeigen zwei der Fig. 3 entsprechende Übergangsstufen, wo jedoch Siebgebilde anderer Zusammensetzung vor dem Transformator geschaltet sind. Auch bei diesen Siebgebilden ist zwischen den Ausgangsklemmen eine Parallelinduktanz L vorgesehen, die beim Übergang zu den entsprechenden
Schlussformen mit der Primärinduktanz des Transformators vereinigt wird.
Bei den Übergangsstufen nach Fig. 3,5, 6 ist angenommen worden, dass das Siebgebilde vor einem
Transformator geschaltet ist, an deren Primärseite eine Nebenschlusskapazität 01 angeschaltet ist. Fig. 7 und 8 zeigen zwei Übergangsstufen, bei welchen ein Siebgebilde vor einem Transformator ohne Neben- schlusskapazität zwischen den Primärklemmen geschaltet ist. Das Siebgebilde bei diesen beiden Über- gangsstufen enthält auf der Ausgangsseite teils eine Reiheninduktanz, teils eine Parallelinduktanz, und man kann sich dasselbe durch Auflösung und Halbierung eines symmetrischen Siebgebildes entstanden denken.
Anstatt das Kopplungselement auf der Primärseite des Transformators anzuschalten wie bei den gezeigten Ausführungsformen, kann man offenbar mit ähnlicher Wirkung ein passendes Kopplung- element auf der Sekundärseite des Transformators anbringen. Man kann sogar noch einen Sehritt weiter gehen, u. zw. in der Weise, dass man ein passendes Kopplungselement auf jeder Seite des Transformators anschliesst, wobei die Bandbreite noch weiter vergrössert wird.
PATENT-ANSPRÜCHE :
1. Anordnung bei Kopplungstransformatoren, die beispielsweise wegen Wicklungskapazität oder
Belastung mit einer Impedanz als Bandfilter wirken, dadurch gekennzeichnet, dass an die eine oder jede
Seite des Transformators ein vierpoliges Netz angeschlossen ist, welches in Verbindung mit einer passend gewählten Parallel-oder Reiheninduktanz auf der dem Transformator zugekehrten Seite ein Filter bildet, das dieselbe Charakteristik und Bandbreite besitzt wie der Transformator ohne Streuung, also eine grössere Bandbreite hat als der Transformator an sich.
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The present invention relates to coupling transformers for telephone purposes or the like, in particular for low-frequency amplifiers, and has the purpose of enlarging the frequency range in such transformers within which the attenuation of the transformer is a minimum. According to the invention, a coupling element is connected on one side or on each side of the transformer, which consists of one or more capacitors, inductances or both and is selected and dimensioned so that the bandwidth, i. H. the frequency range of the vibrations that are allowed to pass with a minimum of damping is increased in relation to the transformer's inherent bandwidth.
The invention will be described with reference to the accompanying drawings, which illustrate various embodiments. For comparison, FIG. 1 shows a circuit diagram of a conventional transformer for low-frequency amplifiers, FIG. 2 shows a known arrangement by means of which the bandwidth of the transformer is approximately doubled. FIG. 3 shows a schematic of a transition form which forms the transition to an improved embodiment, which latter is shown in FIG. Figs. 5-8 show transitional forms to other embodiments of the invention.
In Fig. 1, the transformer, the input terminals of which are denoted by 1 and output terminals by 2, consists only of a primary inductance Li and a secondary inductance L2, which are connected to the coupling factor k in the inductances by magnetic coupling. The capacitor Asz indicated with dashed lines represents the self-capacitance or winding capacitance of the secondary winding of the transformer. Since the primary winding mostly has a much smaller number of turns than the secondary winding, the primary winding capacitance can be neglected. An impedance Z, which represents the input impedance of the amplifier, is connected to the output terminals 2 of the transformer.
The simple transformer according to FIG. 1 allows vibrations of all frequencies within a certain frequency range between two limit frequencies w 1 and 002 to pass with little damping, which limit frequencies are determined by the following relationships
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The so-called relative bandwidth of this simple transformer is determined by the coupling factor k and can be determined by the relationship
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can be defined where o = 1-k is the magnetic scattering.
A doubling of the bandwidth can be achieved according to the known circuit in that a capacitor 01 between the input terminals J! of the transformer is switched on. By attaching this shunt and by appropriately dimensioning the shunt capacitance Ci, the transformer is designed as a band filter with an enlarged relative bandwidth.
If namely the oscillation formed from the primary inductance L1 and the capacitance Ci connected as a shunt
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of the band filter the relationship
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The increase in the relative bandwidth in relation to that of the usual
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Since the scatter is very small, it can be found from this that the frequency range of the vibrations transmitted with a minimum of damping has been doubled. The attachment of the secondary
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to increase the bandwidth, u. between the use of other coupling elements instead of the simple shunt capacitor C. This can be made clear by the following consideration.
Imagine in front of the input terminals 1 of the transformer according to FIG. 1 or 2 a screen formation which has the input terminals 3 (FIG. 3) and is, for example, the type where a capacitor C1 connected in parallel with an inductance LI is connected between the output terminals and which sieve structure has the same bandwidth as the transformer according to 1 or 2 and an output impedance which is equal to the input impedance of the latter.
The combination according to FIG. 3 therefore has the same effect in terms of bandwidth and characteristics as the simple arrangement
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where L /, L2 ', k', as can be seen from FIG. 4, represent the primary impedance, the secondary impedance and the coupling factor of the transformer in the equivalent circuit, respectively. From equation (3) it can be found that the coupling factor lc 'of the last-mentioned transformer is smaller than the coupling factor k of the original transformer. The arrangement according to FIG. 4 has the effect that a transformer with a smaller coupling factor k 'allows the same frequency band to pass through as the transformer according to FIG. 2 with the larger coupling factor k.
It is now possible to increase the width of the frequency band of the transformer filter according to FIG. 4 even further, because the coupling factor k 'of this transformer is smaller than the largest possible coupling factor that can be achieved with a technical transformer. If one now thinks that k 'is increased to the value ko that can be achieved at all with a transformer, the coupling factor in Fig. 3 obviously represents a value that is greater than the actually achievable value of the coupling factor, d. H. the transformer in FIG. 3 represents, in relation to the equivalent arrangement according to FIG. 4, a fictitious transformer which cannot actually be manufactured.
In other words, FIG. 3 only represents a theoretically conceivable transition stage, from which, however, the arrangement according to FIG. 4 that can actually be produced emerges by combining L and Li. The relationship applies to the range of the latter, provided that the coupling factor has been increased to the technical maximum value ko
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be replaced, where rio = 1-ko means the magnetic scattering at the greatest achievable coupling factor.
As an example, it is assumed that the achievable coupling factor ko = 0'995 and therefore 'je = 0'005. In this case, one has the relative bandwidth in the arrangement according to FIG. 4
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The corresponding relative bandwidth for the simple transformer of FIG. 1 is close to (1) with the same maximum value of the coupling factor only
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The relative bandwidth has thus been increased 20 times by the arrangement according to FIG.
As a transition from Fig. 3 to Fig. 4, the inductance L in Fig. 3 can also be viewed as a series
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FIGS. 5 and 6 show two transition stages corresponding to FIG. 3, but where screen structures of different composition are connected upstream of the transformer. In these screen structures, too, a parallel inductance L is provided between the output terminals, which at the transition to the corresponding
Closing forms is combined with the primary inductance of the transformer.
In the transition stages according to Fig. 3, 5, 6 it has been assumed that the screen structure before a
Transformer is connected, on the primary side of which a shunt capacitance 01 is connected. 7 and 8 show two transition stages in which a screen structure is connected in front of a transformer without shunt capacitance between the primary terminals. The screen formation in these two transition stages contains on the output side partly a series inductance, partly a parallel inductance, and the same can be imagined as the result of breaking up and halving a symmetrical screen formation.
Instead of connecting the coupling element on the primary side of the transformer as in the embodiments shown, a suitable coupling element can evidently be attached to the secondary side of the transformer with a similar effect. You can even go a step further, and in such a way that a suitable coupling element is connected to each side of the transformer, with the bandwidth being increased even further.
PATENT CLAIMS:
1. Arrangement in coupling transformers, for example because of winding capacitance or
Load with an impedance act as a band filter, characterized in that to one or each
Side of the transformer, a four-pole network is connected which, in conjunction with a suitably selected parallel or series inductance on the side facing the transformer, forms a filter that has the same characteristics and bandwidth as the transformer without scattering, i.e. a larger bandwidth than the transformer per se.