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Radioempfangseinrichtung.
Die Erfindung bezieht sich auf Wellenanzeigeeinrichtungen, insbesondere auf Radioempfangsanlagen und bezweckt die Herstellung eines Radioempfängers, der hoch empfindlich und selektiv sowie gleichzeitig leicht regelbar ist. Dies wird hauptsächlich erreicht durch Anwendung einer abgestimmten Hoehfrequenzverstärkung mit Verstärkertransformatoren, deren Eingangskondllktanz bei Resonanz
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Kopplung zwischen den Anoden-und Gitterkreisen wird dabei du eh das Zusammenwirken dreier Massnahmen erzielt. 1. Durch die Anordnung der Verstärkertransformatoren, derart, dass zwischen je zwei beliebigen derselben keine magnetische Kopplung besteht ; 2. durch Vermeidung irgendeiner wesentlichen
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Die richtige Eingangskonduktanz der Verstärkertransformatoren wird durch Verwendung eine ! primären Wicklung von weniger Windungen, als sonst gebräuchlich, erhalten. Die Wirkungen hievon
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weiten Frequenzbereich bei unverändert bleibenden Neutralisierungseinstellungen, selbst wenn geringe unvermeidliche Abweichungen von den idealen Neutralisierungsbedingungen verhanden sind, und 3. eine grössere Verstärkung als jene, die mit einer grossen Zahl von primären Windungen, wie bisher gebräuchlich, erreicht werden kann.
In den Zeichnungen zeigen die Fig. 1 a und 1b in Ansicht bzw. Draufsicht einen abgestimmten
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die bauliche Ausführung der Hcchfrequenztransformatoren nach Fig. 1. lt und 1. b. Fig. le zeigt eine Ab- änderung der Schaltung der Fig. 1 e. Die Fig. 2 und 3 zeigen verschiedene Massnahmen zur Neutralisierung kapazitiver Kopplung zwischen nicht benachbarten abgestimmten Kreisen. Fig. 4 zeigt die Schaltung
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Die Fig. 6 und 7 zeigen Schaltungen für Radioempfänger für Telegraphie, welche ein Relais besitzen und bei welchen die Fäden der Elektronenröhren parallel bzw. hintereinander geschaltet sind. Fig. 8 zeigt die Schaltung eines Radioempfängers, bei welchem zur Neutralisierung die natürlich innewohnende Kapazität ausgenutzt wird. Fig. 9 ist die Schaltung eines nicht ausstrahlenden Empfängers, bei welchem eine Regenerativdetektorröhre verwendet ist.
Fig. 10 zeigt eine Schaltung eines Radioempfängers, ähnlich jenem nach Fig. 4, jedoch bei Verwendung einer andern Neutralisierungsart.
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je mit einem Abstimmkondensator Ca, C*i, C2 verbunden. Jede Spule sitzt auf dem zugehörigen Kondensator, um unter anderm die Leitungen zwischen ihnen möglichst kurz zu halten und um andern Zwecken zu dienen, wie sie im österreichischen Patent Nr. 103668 beschrieben sind. Die Elektronenröhren sind nächst den zugehörigen Spulen und Kondensatoren angeordnet, gleichfalls um die Ver- binc1ungsleitungen möglichst kurz zu halten.
Die Spulen jedes Transformators besitzen vorzugsweise
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magnetische Kopplung zwischen zwei beliebigen Transformatoren entstehen zu lassen. Vorsorge ist auch getroffen, um eine magnetische Kopplung zwischen den Stufen zu verhindern, die durch geschlossene
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und Anodenströme direkt zu den zugehörigen Fäden Wege von niedriger Impedanz zu schaffen. Dies hält bochfrequente Ströme von den gemeinsamen Batterieleitungen ferne, welche eine genügende Impedanz haben könnten, um eine schädliche Kopplung hervorzurufen, wenn sie hochfrequente Ströme verschiedene) Stufen führten.
Die Gitternebenkapazitäten Cg1, C < können die Grössenordnung von einem zehntausendstel Mikrofarad, die Anodennebenkapazitäten Cp1, Cp2, Cpdjene von einem tausendstel Mikrofarad haben, da diese Werte niedrige Hochfrequenzimpedanzen, dagegen ausreichend hohe Niederfrequenzimpedanzen ergeben, um die Niederfrequenztransformatorspulen nicht so weit auszuschalten, dass die Niederfrequenzverstärkung vermindert werden würde. Die Zuleitungen zu den Nebenkondensatoren sollen kurz sein, um ihre Impedanzen auf ein Mindestmass herabzusetzen.
Wenn ein Hoehfrequenzstrom
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geht und dadurch die Röhre D mit der Röhre A1 koppelt, so kann ein Hochfrequenzwiderstand Lpf (Fig. le) in den Anodenkreis der Röhre D und ein Kondensator C'pd unmittelbar zwischen Anode und Kathode dieser Röhre eingeschaltet werden. Dabei ist Vorsorge zu treffen, dass die Impedanzspule Lpd nicht mit irgendeinem der Hochfrequenztransformatoren magnetisch gekoppelt ist.
Das Fadensystem soll geerdet werden, vorzugsweise bei X (Fig. le), so dass ein Hochfrequenzstrom, der von der Antenne durch die natürliche Kapazität zwischen den Wicklungen Ta hindurchgeht, unmittelbar zur Erde fliesst und nicht durch die Batterieleitungen zu den andern abgestimmten Kreisen und von dort durch deren natürliche Kapazität zur Erde, was eine unerwünschte Kopplung zwischen den Stufen hervorbringen würde.
Die Kopplung zwischen dem Anoden-und dem Gitterkreis der Röhre Ai, die durch die natürliche Kapazität Cc1 zwischen dem Gitter samt den damit verbundenen Einrichtungen und der Anode samt den mit ihr verbundenen Einrichtungen hervorgerufen wird, wird durch eine neutralisierende Kapazität Cn, neutralisiert, welche zwischen dem Gitter und der Hilfsspule a, eingeschaltet ist, welch letztere in Fig. le einen Teil der Sekundärwicklung a, c des Transformators T1 bildet.
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fest elektromagnetisch gekoppelt sind und ihre mit dem Fadensystem verbundenen Endklemmen a und cl entgegengesetzte Polarität haben, und ferner, wenn das Verhältnis der Windungszahl a, b zur Windungszahl von cl, e gleich ist dem Verhältnis von Ce, zu Cnl.
Die gleiche Anordnung und die gleichen Verhältnisse kommen natürlich auch für'die neutralisierende Kapazität Cn2 und den Ausgangstransformator T2 der, zweiten Verstärkerröhre A2 in Betracht.
Die Fig. ld zeigt die bauliche Ausführung der Transformatoren T1 und T2. Die primäre Wieklung d, e ist derart angeordnet, dass sie mit dem abgezweigten Teil a, b der sekundären Wicklung a, c sehr fest magnetisch gekoppelt ist ; die Abzweigung b ist mit dem neutralisierenden Kondensator Cn, oder Cn2: wie aus Fig. 1 c ersichtlich, verbunden. Um die Kopplung zwischen der Hilfswicklung a, b und dem Hochfrequenzanodenkreis so fest als möglich zu machen, sind die Leitungen von d und e, sowie die Leitungen' zum Anodennebenkondensator Cp1 oder Cp2 (Fig. le) möglichst kurz zu halten.
Eine solehe feste Kopplung ist deshalb erforderlich, weil der Hochfrequenzstrom, der durch die Anode der Elektronenröhre fliesst, an der Anode eine beträchtliche Entladungsspannung hervorrufen würde, die durch eine Spannung in der Hilfsspule a,b nicht ausgeglichen werden könnte. Die primäre und sekundäre Wicklung sind in Fig. @d in derselben Richtung gewickelt, wodurch das Ende a, das mit dem Fadensystem verbunden wird (Fig. le), von entgegengesetzter Polarität als das Ende e ist, das gleichfalls mit dem Fadensystem verbunden wird ; mit andern Worten : die Niederspannungsklemmen a, b sind von entgegengesetzter Polarität, und dasselbe gilt auch für die Hochspannungsklemmen e, d, wie es für die Zwecke der Neutralisierung erforderlich ist.
Die Verbindung des neutralisierenden Kondensators mit einer Abzweigung b, wobei a, b ein kleiner Teil
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zeitig nötig, dass die primäre Wicklung d, e sich nur über einen kleinen Teil der sekundären Wicklung erstreckt, wodurch die natürliche Kapazität und dielektrischen Verluste auf ein Minimum gebracht werden. Die primäre Wicklung ist zu dem gleichen Zweck, wie angedeutet, nächst dem Fadenende a der sekundären Wicklung angeordnet.
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geschalteten Telephon gehört wird, abgestimmt. Hierauf wird Cn2 so lange verstellt, bis das Signal ver- sehwindet, was anzeigt, dass zwischen dem Anodenkreis und dem Gitterkreis von A2 keine Kopplung besteht.
Dann wird bei zum Glühen gebrachten Faden von A2 und kaltem Faden von Al der Vorgang mit 01/1 wiederholt. Wegen der geringen Entfernung der Hochfrequenztransformatoren voneinander und mehr noch wegen der Anwesenheit einer Schleife, die durch die Leitungen zwischen jeder Sekundärwicklung und dem zugehörigen Abstimmkondenastor gebildet wird, kann die Neigung der Spulenachsen, die zur Vermeidung magnetischer Kopplung dient, ein wenig, jedoch immerhin merklich, von dem theoretischen Wert von ungefähr 550 abweichen. Infolgedessen muss die richtige Neigung gleichfalls durch Versuche, etwa nach folgender Vorgangsweise bestimmt werden. Bei sämtlichen unter gleicher Neigung
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kopplung eingestellt, wobei die Kreise zuerst für eine niedrige Frequenz und dann für eine hohe Frequenz abgestimmt werden.
Im allgemeinen werden die für die beiden Frequenzen gefundenen Stellungen voneinander verschieden sein, was zeigt, dass die kapazitive Kopplung, die sich mit der Frequenz ändert,
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Die Bestimmung des richtigen Spulenwinkels braucht gewöhnlich, für eine gegebene Empfängertype nur einmal gemacht zu werden. Die Einstellung der neutralisierenden Kapazitäten müssen jedoch bei jedem einzelnen Empfänger durchgeführt werden.
Die Verwendung kurzer Gitterleitnngen, die Trennung der abgestimmten Kreise und die Zwischenlegung geerdeter Leiter, dienen alle zur Herabsetzung der natürlichen kapazitiven Kopplung zwischen Ta und To (Fig. le) auf ein Minimum. Ferner soll die Antennenzuleitung, wie angedeutet, an dem von dem Kreis von T2 entfernteren Ende des Empfängers gehalten werden, und es soll nicht zugelassen werden, dass sich ungeerdete Leiter aus der Umgebung von Ta zur Umgebung von T2 erstrecken. Durch diese Vorsichtsmassregeln kann die natürliche kapazitive Kopplung zwischen Ta und T2 praktisch beseitigt werden, so dass sie keiner Neutralisierung bedarf.
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Gitterkreis der Röhre A, dieselbe natürliche Frequenz haben, wenn die Transformatoren Tal und Ta.
J einander gleich sind, also für beide Transformatoren gleiche Schwingungsperioden bestehen, die auch denen des Anoden-und des Gitterkreises der Röhre 1 gleich sind. Dies würde die Tendenz zur Folge haben, dass sieh eine beträchtliche Niederfrequenzrückkopplung ergibt, u. zw. wegen der koppelnden Kapazität Cc1 zwischen der Anode und dem Gitter von A1.
Diese koppelnde Kapazität wird für Niederfrequenz durch Cii, neutralisiert, vorausgesetzt, dass das Verhältnis der Windungszahlen im Niederfrequenztransformator Ta2 das gleiche ist wie das Windungsverhältnis von , b zu f !, e und dass er so polarisiert ist, wie vorhin angegeben ; d. h., derselbe Kondensator dient zur Neutralisierung von kapazitiven Kopplungen sowohl bei Hochfrequenz als auch bei Niederfrequenz.
Es soll m'n der richtige Wert des wirksamen Verhältnisses T der sekundären Windungen a, c zu den primären Windungen cl, e in den Verstärkungstransformatoren untersucht werden. (Unter ,,wirksames Verhältnis" wird jenes Verhältnis verstanden, welches die gleiche gegenseitige Induktanz bei gleicher
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Kapazität, die Selbstinduktanz und die Konduktanz des sekundären Kreises und gp die Arodenkonduktanz der Röhre ist.
Bei Resonanz reduziert sich obiger Ausdruck für die Verstärkung auf :
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andern Frequenzen. Z. B., wenn die Zahl der primären Windungen gegenüber ihrem Wert für maximale resonante Verstärkung halbiert wird, wird die Verstärkung bei Frequenzen, welche weit von der Resonanz liegen, ebenfalls halbiert, die Verstärkung bei Resonanz jedoch bloss um 20% reduziert.
Das Resultat ist ein entschiedener Gewinn hinsichtlich der Selektivität, da störende Signale im Verhältnis weit mehr geschwächt werden als abgestimmte Signale. Um also hohe Selektivität im Verein mit guter Verstärkung zu erhalten, soll das Windungsverhältnis ; so gewählt werden, dass die Eingangs- kondnktanz T., etwas, jedoch nicht beträchtlich grösser ist als die Anodenkonduktanz. gp.
Die nachfolgenden Werte sind Repräsentanten der heutigen Praxis für Rundfunktelepholl-
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verhältnis :
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Die Verstärkung bei bei Resonanz ist dann :
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Bei dem in Fig. 1cl veranschaulichten Transformator ergeben die folgenden Daten Konstante, die sieh den in denvorhe@gehenden Absätzen angeführten nähern : sekundäre Spule : 60 Windungen eines 0-51 mm doppelt mit Baumwolle umsponnenen Kupferdrahtes knapp aufeinander liegend, aufgewickelt
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des gleichen oder dünneren Drahtes, aufgewickelt auf einem Rohr von 70 nun und so angeordnet, dass sie unter dem abgezweigten Teil der sekundären Spule liegen.
Der Transformator Ta hat vorzugsweise eine gleiche sekundäre Spule wie Tl und 1'2'jedoch soll seine primäre Spule mehr Windungen haben, insbesondere wenn die zu verwendende Antenne geringe
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und der Widerstand der Antenne einer viel kleineren Kapazität und einem viel kleineren Widerstand in dem sekundären Kreis äquivalent.
Die möglichst feste Kopplung zwischen der primären und der sekundären Spule von Ta, T1 und T2 lässt es zu, den primären und sekundären Kreis jedes dieser Transformatoren als eine Einheit durch den sekundärenKondensatorabzustimmen.
Bei der Antennenpolarität für Ta (Fig. 1c) haben benachbarte Windungen der primären und sekundären Wicklung das gleiche Hochfrequenzpotential ; infolgedessen besteht kein dielektrisches Feld
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kleinere natürliche Kapazität als T1 und T2, welche das Bestreben hat, die durch die Antenne hinzugekommene Kapazität zu kompensieren. Da die drei Kondensatoren einander gleichen, werden die drei Abstimmzeiger, wie in Fig. 1b veranschaulicht, annähernd dieselbe Stellung zeigen, wenn alle Konden-
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wünschenswert erscheint, eine derartige kapazitive Kopplung zu verhindern. Bei der Fig. 2 wird die Neutralisierung der Kopplung durch C'c mit Hilfe der Hilfsspule L'und der Kapazität C'n bewirkt.
Die Spule L'ist mit der Spule L8a bei Verbindung der Enden ungleicher Polarität gekoppelt. Die Zahl der Windungen dieser Spulen und die Kapazität C'K sind so gewählt, dass das wirksame Verhältnis der Win-
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zur neutralisierenden Kapazität C'H. Die erforderliche neutralisierende Kapazität C'K ist gewöhnlich, selbst wenn bei L'nur sehr wenig Windungen verwendet werden, so. klein, dass sie in höchst einfacher Weise als natürliche Kapazität zwischen dem Draht Hound der mit dem Gitter der Röhre D verbundenen Einrichtung erhalten wird, wenn der Draht in die Nähe dieser Einrichtung gebracht und seire Lage so
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wie sie bei Fig.
2 angewendet wurde, jedoch ist C'M nunmehr mit der Abzweigung der Spule Is, verbunden, statt an das Gitterende von L82 angeschlossen zu sein. Dadurch wird C'n in dem Verhältnis der Gesamtzahl von Windungen Ls2 zur Zahl der Windungen, welche zwischen der Abzweigung und dem Fadenende
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so lange eingestellt, bis keine Schwingung und schliesslich keine Rückkopplung bemerkt werden kann.
Die allgemeine Anordnung der Fig. 4 unterscheidet sich von jener nach Fig. le in gewissen Einzelheiten. Das Reflexprinzip ist hier nicht angewendet ; demzufolge sind fünf Röhren statt drei für die gleiche Zahl von Stufen der Hochfrequenz- und Niederfrequenzverstärkung erforderlich. Die Gitterrückleitungen 1 und 2 sind unmittelbar an die zugehörigen Fadenklemmen angeschlossen, wodurch die Notwendigkeit der Anordnung der Kondensatoren Cg, und Cnach Fig. I c entfällt und gleichzeitig eine Kopplung vermieden wird, die andernfalls durch die Gitterrückströme bei deren Durchgang durch die Impedanz gemeinsamer Leitungen hervorgebracht werden könnte.
Die Kondensatoren Gpl und Cp. der Fig. le sind zu einem einzigen Kondensator Cp (Fig. 4) vereinigt, der grosse Kapazität (vorzugsweise der Grössenordnung von '/]0 Mikmfarad oder mehr) aufweist und durch kurze Drähte unmittelbar zwischen dem Vereinigungspunkt der beiden Anodenanschlussdrähte 3 und 4 und dem Vereinigungspunkt der beiden Fadenanschluss- drähte 5 und 6 eingeschaltet sein soll. Der Zweck der grossen Kapazität und der kurzen Leitungen besteht darin, die Impedanz dieses gemeinsamen Weges durch CI) vernachlässigbar zu machen.
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sprechers zu regeln.
Es empfiehlt sich nicht. die Tonstärke durch Verwendung eines Heizwiderstandes in den Niederfrequenzröhren zu regeln, da dies leicht zu Verzerrungen fühlt. Deshalb werden in den Fadenstromkreisen der Niederfrequenzröhren Aa1 und Aa2 fixe Widerstände Ru1 und Ra2 ve@wendet.
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Wenn in der Röhe Aa1,insbesondere, wenn die Niederfrequenztransformatoren Ta1 und Ta2 einander gleich sind, eine merkliche Rückkopplung auftritt, kann die neutralisierende Kapazität Cana verwendet werden. Ihi geeigneter Wert wird, wie vorhin durch die Bedingung bestimmt, dass das Verhältnis der Windungen des Transformators Ta2 gleich ist dem Verhältnis der koppelnden Kapazität Cca zur neutrali-
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Versuche bestimmt.
Die Fig. 5a stellt einen Radioempfänger mit drei Stufen Hochfrequenzverstärkung, einem Detektor und zwei Stufen Niederfrequenzverstärkung dar. Der hohe Grad der Hochfrequenzverstärkung, der durch diese drei Stufen erzielbar ist, verursacht, dass ein solcher Empfänger Rückkopplungswirkungen leichter unterliegt, und deshalb ist eine grössere Sorgfalt als bei den früheren Schaltungen aufzuwenden.
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in erster Linie für elektrostatische Abschirmung bestimmt, dienen die metallenen Abteilungen auch als magnetische Schirme.
Die Metallplatten, welche die Wandungen dieser Abteilungen bilden, sollen ausreichend dick sein und genügend weit von den Spulen abstehen, um Wirbelstromverluste und insbesondere solche Wirbelströme auf ein Minimum herabzudrücken, welche eine magnetische Kopplung zwischen den Stufen hervorrufen würden. Letztere Bedingung macht es insbesondere erforderlich, dass an den Verbindungsstellen der Abteilungen durchwegs ein guter elektrischer Kontakt besteht. Wenn die Metallplatten im Verhältnis
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sind, unwesentlich. Andernfalls müssen diese Winkel, wie vorhin beschrieben, versuchsweise bestimmt werden.
Statt einen Teil der Sekundärspule als Hilfsspule zu benutzen, wie dies bei den vorhergehenden Figuren stattgefunden hat, wird in jeder Stufe eine besondere Hilfsspule Ln1, Ln2 oder Ln3 verwendet.
Die Hilfsspule kann mit der zugehörigen Primärspule Lp1, Lp2 oder Lps durch Ineinanderverlegung der Windungen, wie in Fig. 5 b dargestellt, ausserordentlich fest gekoppelt werden. Da dann keine Notwendigkeit für eine sehr feste Kopplung zwischen der Primärspule und irgendeinem Teil der Sekundärspule besteht, können alle Spulen auf dem gleichen isolierenden Rohr, wie in Fig. 5b veranschaulicht, aufgewickelt werden. Für niedrigere Frequenzen, wo die Einlagensekundärwieklung vorzugsweise durch eine Mehrlagenspule ersetzt wird, können die Primär- und Hilfsspulen ,,Pfannkuchenform" haben und, wie in Fig. 5 c veranschaulicht, knapp aneinander angeordnet werden.
Um die natürliche kapazitive Kopplung der Niederfrequenzröhren Aa1 und Aa2 zu neutralisieren, werden neutralisierende Kondensatoren Cna1 und Cna2 verwendet. Diese Schaltungsart ist zumindest für C a2 notwendig, da der Lautsprecher LS im allgemeinen nicht mit einer Hilfsspule versehen sein wird, die bei der in Fig. 4 verwendeten Neutralisierungsart erforderlich ist, wo der neutralisierende Kondensator Cna zwischen einem Gitter und einer Hilfsspule geschaltet ist, welche mit einer Spule im Anodenkreis gekoppelt ist.
Bei Fig. 5a sind die folgenden Einrichtungen getroffen, um die Hochfrequenzströme innerhalb der getrennten Abteilungen zu halten und dadurch deren Fliessen durch die gemeinsamen Impedanzen
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Serie eine Impedanz Rg1, Rg2, Rg3 oder Rgd geschaltet und zwischen dem Gitterrückführungsdraht und der Metallabteilung (mit welcher der Faden unmittelbar verbunden ist) ist ein Kondensator Cgi, Cg2.
Cg3 oder Cg geschaltet. In gleicher Weise ist in jedem Anodenkreis eine Impedanz Rp1, Rp2, Rp3 oder die Primärspule von Tar eingeschaltet, und zwischen Anodenrüekfühiungsdraht und Metallabteilung ist ein Kondensator CPl, Cp2, CP3 oder C'pd geschaltet. Schliesslich liegt mit jedem Glühfadendraht, der nicht unmittelbar mit der metallenen Abteilung verbunden ist, eine Induktanzspule Lfj, Lf2, Lf3 oder Lfd in Serie, welche einen ausreichend niedrigen Widerstand für Gleichstrom besitzt, so dass kein merkbarer Teil der Spannung der Batterie Bar aufgezehrt wird, welche aber eine ziemlich hohe Hochfrequenzreaktanz besitzt.
Theoretisch sollten die Impedanzen im Gitter-und Anodenrückkreis vorzugsweise induktiv sein,
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der Detektorröhre D auf einen geeignet tieferen Wert als jenen herabzumindern, der für die Verstärkerröhren verwendet wird, 2. besitzt sie eine verhältnismässig hohe Niederfrequenzimpedanz, um so den Niederfrequenzanodenstrom zu. veranlassen, durch den Kondensator Cpd (der eine hohe Kapazität, etwa
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mit den Kreisen der Röhren Aa, und Aa, eine beträchtlich Niederfrequenzkopplung hervorrufen könnte.
Statt die Impedanz Zpd zu verwenden, kann für die Detektorröhre eine gesonderte Anodenbatterie verwendet werden.
Bei der Schaltung nach Fig. 5a erfolgt die Regelung der Tonstärke des Lautsprechers durch Änderung der Kopplung zwischen der Antennenspule Lpa und einer zugehörigen Sekundärspule Lsa.
Der Gitterkondensator und die Gitterableitung der vorhergehenden Schaltungen ist als eine Variante der Wellendetektion weggelassen worden. Die Detektion durch Verwendung einer Gitterableitung und eines Gitterkondensators ist für schwache Signale gewöhnlich empfindlicher, jedoch für starke Signale weniger empfindlich. In Kreisen mit verhältnismässig hohen Abstimminduktanzen und verhältnismässig niedrigen Abstimmkapazitäten kann bei Gitterkonden8atoren und Gitterableitung die Detektion selbst für schwache Signale eine geringere sein.
Die Fig. 6 und 7 zeigen zwei Ausführungen eines für niedrigere Frequenzen als die vorhergehenden bestimmten Radioempfängers unter Verwendung von Spulen der in Fig. 5c veranschaulichten Art. Die niedrigeren Frequenzen verursachen, dass das Problem der elektromagnetischen Kopplung infolge von Wirbelströmen etwas schwieriger ist, da die Eindringtiefe der Wirbelströme in die metallischen Wandungen der Abteilungen eine grössere ist. Aus diesem Grund sind für jede Stufe getrennte metallene Abteilungen verwendet, obgleich sie untereinander durch eine gemeinsame Metallplatte (s. Fig. 6) verbunden sind.
Diese Empfänger sind zur Betätigung eines Relais bestimmt, dessen Arbeitsweise den Impulsen eines Radiotelegraphsystems entspricht. Die Widerstände Rg und Rp der Fig. 5a mit den zugehörigen Kapazitäten Cp und Cg werden dazu ausgenutzt, eine zweistufige Niederfrequenzverstärkung durch das Reflexprinzip unter Anwendung einer Widerstandskopplung zu erhalten. Der Widerstand Rg kann, wie vorher, von der Grössenordnung eines Megohms sein, der Widerstand Rp dagegen soll ein Vielfaches des Anodenwiderstandes der Röhre sein, um eine entsprechende Verstärkung durch Widerstandskopplung zu ergeben.
Die Kapazitäten Cg und Cp sind so gewählt, dass die Zeitkonstante des durch Cg und Rg gebildeten Kreises etwas kleiner ist als die Dauer eines Signalimpulses und dass die Zeitkonstante des Kreises, der Cp (oder Cpd plus C'pd) und Rp in Parallelschaltung mit dem Anodenwiderstand der Röhre enthält, von der Grössenordnung eines Zehntels der Dauer eines Signalimpulses ist. Das Ergebnis hievon ist, dass interferierende Impulse, welche insbesondere durch atmosphärische Störungen hervorgerufen werden und von kurzer Dauer sein können, vor Erreichen des Relais zum grössten Teil beseitigt werden.
Die parallel zum Relais geschaltete Kapazität Cl zist derart bemessen, dass sie diesem Kreise eine Zeitkonstante ähnlicher Grössenordnung für den gleichen Zweck verleiht.
Die Intensität der Relaiswirlmng wird durch Einstellung einer Abzweigung an der Antennenspule geregelt. Dies ist eine andere Ausführungsform gegenüber der Verwendung des Fadenwiderstandes Rif, 2 der Fig. 4 oder gegenüber der Verwendung der variablen Kopplung zwischen Lpa und Lsa der Fig. 5a.
Der Widerstand Rs hat, obgleich dies nicht wesentlich ist, die Funktion, das Gitterpotential der Röhre Ar daran zu hindern, in irgendeinem Zeitpunkte merklich positiv zu werden und so das Ansteigen des Anodenstromes auf einen Wert zu begrenzen, der zur Betätigung des Relais geeignet ist. Dies ergibt eine gleichmässigere Wirkung des Relais bei Signalen von veränderlicher Intensität. Der Wert von Rs kann von der Grössenordnung von 5 Megohms sein.
Die verschiedenen Gitter bei den Fig. 6 und 7 erfordern verschiedene Masse von Vorspannungen, was gemäss Fig. 6 durch Verwendung einer mit Abzweigungen versehenen Batterie Be erreicht wird.
Die Einrichtung nach Fig. 7 unterscheidet sich von jener nach Fig. 6 darin, dass die Fäden hintereinander in solcher Anordnung geschaltet sind, dass die geeignetsten Gittervorspannungen für jede Röhre durch Verbindung der Gitterrückleitungen mit dem Fadenstromkreis erhalten werden können. Bei dieser Figur ist der Kondensator Ca zur Erdung der Batterie für Hochfrequenzströme verwendet : denn ohne ihn würde der Hochfrequenzstrom von der Antenne infolge natürlicher Kapazität zu den Batterien und von dort durch die Reaktanz des Fadenkreises zur Erde fliessen und dabei eine Kopplung zwischen den Stufen hervorrufen.
Dadurch, dass man die Kapazität Ca : ausreichend gross (der Grössenordnung von einem Mikrofarad) macht, sind die Batterien auf annähernd Erdpotential für Hochfrequenz gebracht und alle Fadenpunkte auf diesem Potential gehalten, wodurch derartige Kopplungswirkungen verhindert sind.
In Fig. 8 ist ein Zweiröhrenradioempfänger veranschaulicht, bei welchem die Röhre A1 sowohl als Hochfrequenz-als auch als Niederfrequenzverstärker dient. Hiebei wird die Neutralisierung durch die natürliche Kapazität Cn hervorgebracht, die zwischen den an die beiden Gitter angeschlossenen Einrichtungen besteht. Diese natürliche Kapazität kann leicht dadurch zu gross erhalten werden, dass die beiden variablen Kondensatoren knapp beieinander angeordnet werden. Ein einstellbarer geerdeter Metallschirm S kann dann zwischen diese beiden Kondensatoren eingeschoben und so lange bewegt werden, bis die Neutralisierung erreicht ist.
Diese Art der Neutralisierung kann in manchen Fällen zweckmässig sein, sie ist jedoch nicht so ideal als die vorher beschriebenen, aus dem Grunde, weil die erwünschte feste Kopplung zwischen den Spulen Lpl und Ls, nicht leicht erreicht werden kann, ohne diese Spulen so anzuordnen, dass sie eine verhältnismässig grosse natürliche Kapazität und dielektrische Verluste ergeben.
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In Fig. 9 ist ein Zweiröhrenradioempfänger veranschaulicht, bei welchem die Detektorröhre durch Abstimmung des Anodenkreises mit einer variablen Induktanz L rückkoppelnd wirkt. Eine derartige Einrichtung ist für den Radioempfang von unmodulierten kontinuierlichen telegraphischen Signalen durch das Heterodyneverfahren geeignet. Sie hat den Vorzug vor den gewöhnlichen Rückkopplung- empfängern, dass sie durch die Detektorröhre erzeugten Schwingungen der Antenne nicht mitgeteilt werden, wo sie störende Ausstrahlung ergeben wurden. Diese Lokalisierung der Schwingungen wird durch die Vermeidung von Kopplungen zwischen dem Gitter-und Anodenkreis der Röhre Al, insbesondere mit Hilfe des neutralisierenden Kondensators Cn, wie vorhin erläutert, erzielt.
Die Fig. 10 zeigt einen Radioempfänger, der unter den gleichen Verhältnissen wie jener nach Fig. 4 verwendet wird, bei welchem jedoch sowohl in den Hochfrequenzröhren als auch in den Niederfrequenz- fuhren die in Fig. 1 der amerikanischen Patentschrift Nr. 1489228 dargestellte Neutralisierungsart verwendet wird, wo die Neutralisierung einer kapazitiven Kopplung zwischen Gitter und Anode einer Röhre mittels eines Neutralisierungskondensators gezeigt ist, der zwischen der Anode und der Kathode unter Zwischenschaltung einer Neutralisierungsspule liegt, die fest mit einer Spule des Eingangsstromkreises gekoppelt ist. wohingegen sämtliche vorhergehenden Schaltungen für die Hoehfrequenzröhren die Form einer Neutralisierung zeigen, wie sie in Fig. 2 der erwähnten Patentschrift veranschaulicht ist.
Dort ist die Neutralisierung der kapazitiven Kopplung zwischen Gitter und Anode mittels eines Neutralisierungskondensators, der zwischen dem Gitter und der Kathode unter Zwischenschaltung einer Neutralisienl11gs- spule liegt, die mit einer Spule im Anodenkreis festgekoppelt ist. Die Schaltung von Cn, und On2 nach
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den Kreisen von Ta und T. eine Neutralisierung zugefügt werden, indem man eine der drei in den 3 und 4 veranschaulichten Einrichtungen verwendet.
PATENT-ANSPRÜCHE : 1. Hochfrequenzverstärker mit einer Elektronenröhre und einem Ausgangstransicrmator, dadurch gekennzeichnet, dass, die Eingangskonduktanz des Transformators bei Resonanz wesentlich höher gehalten ist als die Anodenkonduktanz der Röhre.
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Radio receiving device.
The invention relates to wave display devices, in particular to radio receiving systems, and aims to produce a radio receiver which is highly sensitive and selective and at the same time easily controllable. This is mainly achieved by using a tuned high frequency amplification with amplifier transformers whose input capacitance is at resonance
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Coupling between the anode and grid circles is achieved by the interaction of three measures. 1. By arranging the amplifier transformers in such a way that there is no magnetic coupling between any two of them; 2. by avoiding anything essential
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The correct input conductance of the amplifier transformers is determined by using a! primary winding of fewer turns than is usually the case. The effects of this
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wide frequency range with neutralization settings remaining unchanged, even if there are slight inevitable deviations from the ideal neutralization conditions, and 3. a greater gain than that which can be achieved with a large number of primary windings, as has been customary up to now.
In the drawings, FIGS. 1a and 1b show a coordinated view and plan view, respectively
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the structural design of the high frequency transformers according to Fig. 1. lt and 1. b. FIG. 1e shows a modification of the circuit of FIG. 1e. FIGS. 2 and 3 show various measures for neutralizing capacitive coupling between non-adjacent matched circuits. Fig. 4 shows the circuit
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6 and 7 show circuits for radio receivers for telegraphy, which have a relay and in which the threads of the electron tubes are connected in parallel or in series. Fig. 8 shows the circuit of a radio receiver, in which the naturally inherent capacity is used for neutralization. Figure 9 is the circuit of a non-emitting receiver employing a regenerative detector tube.
Fig. 10 shows a circuit of a radio receiver, similar to that of Fig. 4, but using a different type of neutralization.
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each connected to a tuning capacitor Ca, C * i, C2. Each coil sits on the associated capacitor in order, among other things, to keep the lines between them as short as possible and to serve other purposes, as described in Austrian Patent No. 103668. The electron tubes are arranged next to the associated coils and capacitors, also in order to keep the connecting lines as short as possible.
The coils of each transformer preferably have
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to create magnetic coupling between any two transformers. Care is also taken to prevent magnetic coupling between the stages caused by closed
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and anode currents directly to the associated filaments to provide low impedance paths. This keeps high frequency currents away from the common battery lines which could be of sufficient impedance to cause harmful coupling when carrying high frequency currents at different levels.
The grid secondary capacitances Cg1, C <can have the order of magnitude of a ten-thousandth of a microfarad, the anode secondary capacitances Cp1, Cp2, Cpd those of a thousandth of a microfarad, since these values result in low high-frequency impedances, but sufficiently high low-frequency impedances to prevent the low-frequency transformer coil from being switched off so far that the low-frequency transformer amplification would be diminished. The leads to the secondary capacitors should be short in order to reduce their impedances to a minimum.
When a high frequency current
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goes and thereby the tube D couples with the tube A1, a high-frequency resistor Lpf (Fig. Le) can be connected in the anode circuit of the tube D and a capacitor C'pd directly between the anode and cathode of this tube. Care must be taken that the impedance coil Lpd is not magnetically coupled to any of the high-frequency transformers.
The thread system should be earthed, preferably at X (Fig. Le), so that a high frequency current, which passes from the antenna through the natural capacity between the windings Ta, flows directly to earth and not through the battery cables to the other coordinated circuits and from there by their natural capacity to earth, which would create an undesirable coupling between the stages.
The coupling between the anode and the lattice circle of the tube Ai, which is caused by the natural capacitance Cc1 between the lattice and the devices connected to it and the anode and the devices connected to it, is neutralized by a neutralizing capacitance Cn, which is between the grid and the auxiliary coil a, is switched on, which latter in Fig. Le forms part of the secondary winding a, c of the transformer T1.
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are firmly electromagnetically coupled and their end clamps a and cl connected to the thread system have opposite polarity, and further if the ratio of the number of turns a, b to the number of turns cl, e is equal to the ratio of Ce, to Cnl.
The same arrangement and the same conditions can of course also be used for the neutralizing capacitance Cn2 and the output transformer T2 of the second amplifier tube A2.
Fig. Ld shows the structural design of the transformers T1 and T2. The primary cradle d, e is arranged in such a way that it is very firmly magnetically coupled to the branched off part a, b of the secondary winding a, c; the branch b is connected to the neutralizing capacitor Cn, or Cn2: as can be seen from FIG. 1c. In order to make the coupling between the auxiliary winding a, b and the high-frequency anode circuit as tight as possible, the lines from d and e, as well as the lines' to the anode secondary capacitor Cp1 or Cp2 (Fig. Le), should be kept as short as possible.
Such a tight coupling is necessary because the high-frequency current flowing through the anode of the electron tube would cause a considerable discharge voltage at the anode, which could not be compensated for by a voltage in the auxiliary coil a, b. The primary and secondary winding are wound in the same direction in Fig. @D, whereby the end a, which is connected to the thread system (Fig. 1e), is of opposite polarity than the end e, which is also connected to the thread system; in other words: the low voltage terminals a, b are of opposite polarity, and the same is also true for the high voltage terminals e, d, as is necessary for the purposes of neutralization.
The connection of the neutralizing capacitor with a branch b, where a, b is a small part
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It is necessary in good time that the primary winding d, e extends only over a small part of the secondary winding, whereby the natural capacitance and dielectric losses are reduced to a minimum. For the same purpose, as indicated, the primary winding is arranged next to the thread end a of the secondary winding.
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switched telephone is heard. Cn2 is then adjusted until the signal disappears, which indicates that there is no coupling between the anode circle and the grid circle of A2.
Then repeat the process with 01/1 with the filament from A2 and cold filament from A1. Because of the short distance between the high-frequency transformers and even more because of the presence of a loop formed by the lines between each secondary winding and the associated tuning capacitor, the inclination of the coil axes, which serves to avoid magnetic coupling, can be a little, but at least noticeable, deviate from the theoretical value of approximately 550. As a result, the correct inclination must also be determined through experiments, for example using the following procedure. All with the same inclination
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coupling is set, tuning the circles first for a low frequency and then for a high frequency.
In general, the positions found for the two frequencies will be different from each other, showing that the capacitive coupling, which changes with frequency,
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The determination of the correct coil angle usually only needs to be done once for a given type of receiver. However, the setting of the neutralizing capacities must be carried out for each individual recipient.
The use of short grid lines, the separation of the matched circuits and the interposition of earthed conductors all serve to reduce the natural capacitive coupling between Ta and To (Fig. 1e) to a minimum. Furthermore, as indicated, the antenna feed line should be held at the end of the receiver which is further away from the circle of T2, and ungrounded conductors should not be allowed to extend from the vicinity of Ta to the vicinity of T2. With these precautionary measures, the natural capacitive coupling between Ta and T2 can be practically eliminated, so that it does not need neutralization.
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Grid circle of tube A, have the same natural frequency if the transformers Tal and Ta.
J are equal to one another, that is to say, there are the same oscillation periods for both transformers, which are also the same as those of the anode and grid circles of the tube 1. This would tend to result in considerable low frequency feedback and the like. because of the coupling capacitance Cc1 between the anode and the grid of A1.
This coupling capacitance is neutralized for low frequency by Cii, provided that the ratio of the number of turns in the low frequency transformer Ta2 is the same as the turns ratio of, b to f!, E and that it is polarized as indicated above; d. That is, the same capacitor serves to neutralize capacitive couplings at both high and low frequencies.
The aim is to examine the correct value of the effective ratio T of the secondary turns a, c to the primary turns cl, e in the amplification transformers. (Under "effective ratio" is understood that ratio, which the same mutual inductance with the same
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Capacitance, the self inductance and the conductance of the secondary circuit and gp is the arode conductance of the tube.
In the case of resonance, the above expression for the gain is reduced to:
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other frequencies. For example, if the number of primary turns is halved compared to its value for maximum resonant amplification, the amplification is also halved at frequencies which are far from resonance, but the amplification at resonance is only reduced by 20%.
The result is a decisive gain in terms of selectivity, since interfering signals are weakened far more than matched signals. So in order to obtain high selectivity in combination with good gain, the turns ratio should; be chosen so that the input conductance T. is somewhat, but not considerably, greater than the anode conductance. gp.
The following values are representative of today's practice for broadcast telephones
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relationship :
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The gain at resonance is then:
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In the case of the transformer illustrated in FIG. 1cl, the following data result in constants which approximate the ones given in the preceding paragraphs: Secondary coil: 60 turns of a 0-51 mm double-spun copper wire, wound tightly on top of one another
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of the same or thinner wire, wound on a tube of 70 now and arranged so that they lie under the branched off part of the secondary coil.
The transformer Ta preferably has the same secondary coil as Tl and 1'2 ', but its primary coil should have more turns, in particular if the antenna to be used is small
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and the resistance of the antenna is equivalent to a much smaller capacitance and a much smaller resistance in the secondary circuit.
The tightest possible coupling between the primary and secondary coils of Ta, T1 and T2 allows the primary and secondary circuits of each of these transformers to be tuned as a unit through the secondary capacitor.
With the antenna polarity for Ta (Fig. 1c), adjacent turns of the primary and secondary winding have the same high-frequency potential; consequently there is no dielectric field
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natural capacitance smaller than T1 and T2, which tends to compensate for the capacitance added by the antenna. Since the three capacitors are the same, the three tuning pointers, as illustrated in Fig. 1b, show approximately the same position when all condensers
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it appears desirable to prevent such a capacitive coupling. In FIG. 2, the coupling is neutralized by C'c with the aid of the auxiliary coil L'and the capacitance C'n.
The coil L'is coupled to the coil L8a when the ends of opposite polarity are connected. The number of turns of these coils and the capacitance C'K are chosen so that the effective ratio of the wind-
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to the neutralizing capacity C'H. The required neutralizing capacitance C'K is usually like this, even if only very few turns are used in L '. small, that it is obtained in the most simple manner as a natural capacitance between the wire hound of the device connected to the grid of the tube D when the wire is brought into the vicinity of this device and is so positioned
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as shown in Fig.
2, but C'M is now connected to the branch of coil Is, instead of being connected to the grid end of L82. As a result, C'n becomes the ratio of the total number of turns Ls2 to the number of turns between the branch and the thread end
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adjusted until no oscillation and finally no feedback can be noticed.
The general arrangement of FIG. 4 differs from that of FIG. 1e in certain details. The reflex principle is not applied here; consequently five tubes instead of three are required for the same number of levels of high frequency and low frequency amplification. The grid return lines 1 and 2 are directly connected to the associated thread clamps, which eliminates the need to arrange the capacitors Cg and C according to Fig. Ic and at the same time avoids a coupling that would otherwise be caused by the grid return currents when they pass through the impedance of common lines could be.
The capacitors Gpl and Cp. Le are combined to form a single capacitor Cp (FIG. 4), which has a large capacitance (preferably of the order of magnitude of 1/1 0 microfarads or more) and, by short wires, directly between the junction of the two anode connection wires 3 and 4 and the The point at which the two thread connection wires 5 and 6 meet should be switched on. The purpose of the large capacitance and short lines is to make the impedance of this common path through CI) negligible.
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to regulate the speaker's.
It is not recommended. Adjust the sound level by using a heating resistor in the low frequency tubes as this easily feels distortion. Therefore, fixed resistors Ru1 and Ra2 ve @ are used in the filament circuits of the low-frequency tubes Aa1 and Aa2.
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If there is a noticeable feedback in the tube Aa1, especially if the low frequency transformers Ta1 and Ta2 are equal to each other, the neutralizing capacitance Cana can be used. Ihi suitable value is determined, as before by the condition that the ratio of the turns of the transformer Ta2 is equal to the ratio of the coupling capacitance Cca to the neutral
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Attempts determined.
Figure 5a shows a radio receiver with three stages of high frequency amplification, a detector and two stages of low frequency amplification. The high degree of high frequency amplification obtainable by these three stages causes such a receiver to be more susceptible to feedback effects and therefore greater care is required than to spend in the earlier circuits.
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Primarily intended for electrostatic shielding, the metal sections also serve as magnetic shields.
The metal plates which form the walls of these compartments should be sufficiently thick and protrude enough from the coils to minimize eddy current losses and in particular those eddy currents which would cause magnetic coupling between the stages. The latter condition makes it particularly necessary that there is consistently good electrical contact at the connection points between the departments. When the metal plates in proportion
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are insignificant. Otherwise, as described above, these angles must be determined on a trial basis.
Instead of using a part of the secondary coil as an auxiliary coil, as has taken place in the previous figures, a special auxiliary coil Ln1, Ln2 or Ln3 is used in each stage.
The auxiliary coil can be coupled extremely firmly to the associated primary coil Lp1, Lp2 or Lps by laying the windings inside one another, as shown in FIG. 5b. Since there is then no need for a very tight coupling between the primary coil and any part of the secondary coil, all of the coils can be wound onto the same insulating tube as illustrated in Figure 5b. For lower frequencies, where the single-layer secondary coil is preferably replaced by a multi-layer coil, the primary and auxiliary coils can have a "pancake shape" and, as illustrated in FIG. 5c, can be arranged close to one another.
In order to neutralize the natural capacitive coupling of the low frequency tubes Aa1 and Aa2, neutralizing capacitors Cna1 and Cna2 are used. This type of circuit is necessary at least for C a2, since the loudspeaker LS will generally not be provided with an auxiliary coil which is required in the type of neutralization used in FIG. 4, where the neutralizing capacitor Cna is connected between a grid and an auxiliary coil which is coupled to a coil in the anode circuit.
In Fig. 5a the following arrangements are made to keep the high frequency currents within the separate compartments and thereby their flow through the common impedances
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Series connected an impedance Rg1, Rg2, Rg3 or Rgd and between the grid return wire and the metal compartment (to which the thread is directly connected) is a capacitor Cgi, Cg2.
Cg3 or Cg switched. In the same way, an impedance Rp1, Rp2, Rp3 or the primary coil of Tar is switched on in each anode circuit, and a capacitor CP1, Cp2, CP3 or C'pd is connected between the anode return wire and the metal compartment. Finally, with each filament wire that is not directly connected to the metal compartment, there is an inductance coil Lfj, Lf2, Lf3 or Lfd in series, which has a sufficiently low resistance for direct current so that no noticeable part of the voltage of the battery bar is consumed, but which has a fairly high high frequency reactance.
Theoretically, the impedances in the grid and anode back circuit should preferably be inductive,
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the detector tube D to a suitably lower value than that which is used for the amplifier tubes, 2. it has a relatively high low frequency impedance so as to supply the low frequency anode current. cause by the capacitor Cpd (which has a high capacitance, about
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with the circles of the tubes Aa, and Aa, could cause considerable low frequency coupling.
Instead of using the impedance Zpd, a separate anode battery can be used for the detector tube.
In the circuit according to FIG. 5a, the volume of the loudspeaker is regulated by changing the coupling between the antenna coil Lpa and an associated secondary coil Lsa.
The grid capacitor and the grid derivation of the previous circuits have been omitted as a variant of the wave detection. Detection by using a grid drain and capacitor is usually more sensitive to weak signals but less sensitive to strong signals. In circles with relatively high tuning inductances and relatively low tuning capacitances, the detection of grid capacitors and grid conductors can be lower, even for weak signals.
Figures 6 and 7 show two embodiments of a radio receiver designed for lower frequencies than the previous ones using coils of the type illustrated in Figure 5c. The lower frequencies cause the problem of electromagnetic coupling due to eddy currents to be somewhat more difficult Penetration depth of the eddy currents in the metallic walls of the compartments is greater. For this reason, separate metal compartments are used for each step, although they are interconnected by a common metal plate (see Fig. 6).
These receivers are designed to operate a relay, the mode of operation of which corresponds to the impulses of a radio telegraph system. The resistors Rg and Rp of FIG. 5a with the associated capacitances Cp and Cg are used to obtain a two-stage low-frequency amplification by the reflex principle using a resistance coupling. The resistance Rg can, as before, be of the order of magnitude of a megohm, whereas the resistance Rp should be a multiple of the anode resistance of the tube in order to produce a corresponding gain through resistance coupling.
The capacitances Cg and Cp are chosen so that the time constant of the circle formed by Cg and Rg is slightly smaller than the duration of a signal pulse and that the time constant of the circle, the Cp (or Cpd plus C'pd) and Rp in parallel with the Contains anode resistance of the tube, is of the order of a tenth of the duration of a signal pulse. The result of this is that interfering impulses, which are caused in particular by atmospheric disturbances and can be of short duration, are for the most part eliminated before reaching the relay.
The capacitance C1 z connected in parallel to the relay is dimensioned such that it gives this circuit a time constant of a similar order of magnitude for the same purpose.
The intensity of the relaywirlmng is regulated by setting a branch on the antenna coil. This is a different embodiment compared to the use of the thread resistance Rif, 2 of FIG. 4 or compared to the use of the variable coupling between Lpa and Lsa of FIG. 5a.
The function of the resistor Rs, although not essential, is to prevent the grid potential of the tube Ar from going appreciably positive at any point in time and so limit the increase in the anode current to a value suitable for actuating the relay. This gives the relay a more even effect on signals of variable intensity. The value of Rs can be on the order of 5 megohms.
The different grids in FIGS. 6 and 7 require different amounts of bias voltage, which is achieved according to FIG. 6 by using a battery Be provided with branches.
The device of Fig. 7 differs from that of Fig. 6 in that the filaments are connected in series in such an arrangement that the most suitable grid biases can be obtained for each tube by connecting the grid returns to the filament circuit. In this figure, the capacitor Ca is used to earth the battery for high-frequency currents: because without it, the high-frequency current would flow from the antenna due to natural capacity to the batteries and from there through the reactance of the thread circle to earth, thereby creating a coupling between the stages.
By making the capacity Ca: sufficiently large (of the order of magnitude of a microfarad), the batteries are brought to approximately earth potential for high frequency and all thread points are kept at this potential, which prevents such coupling effects.
8 shows a two-tube radio receiver in which the tube A1 serves both as a high-frequency and as a low-frequency amplifier. The neutralization is brought about by the natural capacitance Cn which exists between the devices connected to the two grids. This natural capacitance can easily be kept too large by placing the two variable capacitors close together. An adjustable grounded metal screen S can then be inserted between these two capacitors and moved until neutralization is achieved.
This type of neutralization can be useful in some cases, but it is not as ideal as the one previously described for the reason that the desired tight coupling between the coils Lpl and Ls cannot easily be achieved without arranging these coils in such a way that that they result in a relatively large natural capacity and dielectric losses.
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In FIG. 9, a two-tube radio receiver is illustrated in which the detector tube has a feedback effect by tuning the anode circuit with a variable inductance L. Such a device is suitable for the radio reception of unmodulated continuous telegraphic signals by the heterodyne method. It has the advantage over the usual feedback receivers that the oscillations generated by the detector tube are not communicated to the antenna where they would result in interfering emissions. This localization of the vibrations is achieved by avoiding couplings between the grid and anode circuit of the tube A1, in particular with the aid of the neutralizing capacitor Cn, as explained above.
FIG. 10 shows a radio receiver which is used under the same conditions as that according to FIG. 4, but in which the type of neutralization shown in FIG. 1 of American patent specification No. 1489228 is used in both high-frequency tubes and low-frequency tubes where the neutralization of a capacitive coupling between the grid and anode of a tube is shown by means of a neutralization capacitor which is located between the anode and the cathode with the interposition of a neutralization coil which is permanently coupled to a coil of the input circuit. whereas all of the previous circuits for the high frequency tubes show the form of neutralization as illustrated in Figure 2 of the cited patent.
There is the neutralization of the capacitive coupling between grid and anode by means of a neutralization capacitor, which lies between the grid and the cathode with the interposition of a neutralization coil which is firmly coupled to a coil in the anode circuit. The circuit of Cn, and On2 after
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Neutralization can be added to the circuits of Ta and T. using one of the three devices illustrated in FIGS. 3 and 4.
PATENT CLAIMS: 1. High-frequency amplifier with an electron tube and an output transicrmator, characterized in that the input conductance of the transformer at resonance is kept much higher than the anode conductance of the tube.