RU2476984C1 - Method of maintaining coherence of modulated radio signals - Google Patents
Method of maintaining coherence of modulated radio signals Download PDFInfo
- Publication number
- RU2476984C1 RU2476984C1 RU2012103966/08A RU2012103966A RU2476984C1 RU 2476984 C1 RU2476984 C1 RU 2476984C1 RU 2012103966/08 A RU2012103966/08 A RU 2012103966/08A RU 2012103966 A RU2012103966 A RU 2012103966A RU 2476984 C1 RU2476984 C1 RU 2476984C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- frequency
- phase
- oscillation
- modulated
- oscillations
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в радиолокации.The invention relates to radio engineering and can be used in radar.
Известен способ излучения радиосигналов из двух пространственно разнесенных точек движущегося объекта. Если излучение сигналов производится периодически, а вслед за каждой посылкой наступает пауза, то такой вид излучения называют мерцанием (А.И.Леонов, К.И.Фомичев. Моноимпульсная радиолокация. М.: Радио и связь, 1984 [1]). Естественным развитием мерцания является излучение из любой точки объекта, когда в соседней точке выдерживается пауза (синхронное мерцание). Синхронное или несинхронное мерцание предполагает выдвижение определенных требований к закону изменения амплитуды излучаемых сигналов, в то время как на фазовые соотношения какие-либо ограничения обычно не налагаются, вследствие чего принимаемые на входе радиолокационной станции (РЛС) колебания относят к категории некогерентных. При медленном мерцании, когда частота переключений находится в пределах полосы пропускания следящей системы угломерного координатора РЛС, происходит отслеживание источников излучения с раскачкой антенны РЛС внутри пространственной базы, что, конечно, является недостаточным при индивидуальной защите объекта.A known method of emitting radio signals from two spatially separated points of a moving object. If the signals are emitted periodically, and after each transmission there is a pause, then this type of radiation is called flicker (A.I. Leonov, K.I. Fomichev. Monopulse radar. M: Radio and communication, 1984 [1]). A natural development of flicker is radiation from anywhere in the object when a pause is held at an adjacent point (synchronous flicker). Synchronous or nonsynchronous flickering involves certain requirements for the law of change in the amplitude of the emitted signals, while phase relations are usually not subject to any restrictions, as a result of which the vibrations received at the input of a radar station are classified as incoherent. In case of slow flickering, when the switching frequency is within the passband of the tracking system of the radar goniometer coordinator, the radiation sources are tracked with the buildup of the radar antenna inside the spatial base, which, of course, is insufficient for individual protection of the object.
Наиболее близким к предлагаемому решению является способ поддержания когерентности радиосигналов, основанный на формировании искаженного фазового фронта волны вблизи приемной антенны РЛС путем облучения ее из двух пространственно разнесенных точек объекта сигналами с заданными амплитудными и фазовыми соотношениями (Теоретические основы радиолокации. Под ред. В.Е.Дулевича. М.: Соврадио, 1978 [2]). При излучении сигнала с точечной цели фронт волны представляет собой сферу, направление нормали к которой совпадает с направлением РЛС-цель. За счет интерференции волн от двух пространственно разнесенных источников фазовый фронт меняет направление, что вызывает ошибки при пеленгации цели. При медленной вариации амплитуды или разности фаз излучаемых сигналов относительно заданного значения происходит раскачка антенны РЛС вплоть до выбега за пределы пространственной базы и срыва слежения. Для реализации известного способа в случае моностатической РЛС обычно используется принцип перекрестной ретрансляции [3], при котором радиоколебания, принятые от РЛС в двух разнесенных точках объекта, перекрестно передаются по трактам ретрансляции в соседнюю точку, откуда излучаются в направлении РЛС. При этом усиление в каналах ретрансляции выдерживается в нужных пределах, а в один из каналов вводится заданный сдвиг по фазе. Вследствие одинакового пути прохождения волной пространства от передающей антенны РЛС через ретрансляторы до ее приемной антенны и с учетом вводимой фазы формируемые колебания приближенно могут считаться когерентными.Closest to the proposed solution is a method for maintaining the coherence of radio signals, based on the formation of a distorted phase wave front near the receiving radar antenna by irradiating it from two spatially separated points of the object with signals with given amplitude and phase ratios (Theoretical Basics of Radar. Edited by V.E. Dulevich, Moscow: Sovradio, 1978 [2]). When a signal is emitted from a point target, the wave front is a sphere whose normal direction coincides with the direction of the radar target. Due to the interference of waves from two spatially separated sources, the phase front changes direction, which causes errors during direction finding of the target. With a slow variation in the amplitude or phase difference of the emitted signals relative to a given value, the radar antenna builds up until it rushes out of the spatial base and disrupts tracking. To implement the known method in the case of a monostatic radar, the principle of cross relay is usually used [3], in which the radio oscillations received from the radar at two spaced points of the object are cross-transmitted along the relay paths to a neighboring point, from where they are radiated in the direction of the radar. In this case, the gain in the relay channels is maintained within the required limits, and a predetermined phase shift is introduced into one of the channels. Due to the same path that the wave passes through the space from the transmitting radar antenna through the repeaters to its receiving antenna and taking into account the input phase, the generated oscillations can approximately be considered coherent.
Основные недостатки известного способа состоят в следующем.The main disadvantages of this method are as follows.
Невозможность поддержания заданного сдвига фаз с достаточной точностью в широком диапазоне частот при большом динамическом диапазоне сигналов ввиду существенной нелинейности ретрансляторов и зависимости фазочастотных характеристик от уровня сигналов.The inability to maintain a given phase shift with sufficient accuracy in a wide frequency range with a large dynamic range of signals due to the significant nonlinearity of the repeaters and the dependence of the phase-frequency characteristics on the signal level.
Трудности обеспечения идентичности проходных характеристик усугубляются при встречной ретрансляции.Difficulties in ensuring the identity of the pass characteristics are exacerbated by oncoming relay.
Ограниченность развязок по диапазону частот делает систему склонной к самовозбуждению.The limited isolation in the frequency range makes the system prone to self-excitation.
Способ полностью теряет эффективность при пространственном разносе передающей и приемной антенн РЛС, то есть в случае бистатических РЛС.The method completely loses effectiveness in the spatial separation of the transmitting and receiving radar antennas, that is, in the case of bistatic radars.
Технический результат предлагаемого решения состоит в повышении вероятности поддержания когерентности формируемых радиосигналов, что выражается в увеличении раскачки антенны РЛС с выходом ее диаграммы за пределы видимой базы и повышении тенденции к срыву слежения в РЛС.The technical result of the proposed solution is to increase the likelihood of maintaining the coherence of the generated radio signals, which is expressed in an increase in the buildup of the radar antenna with the output of its diagram outside the visible base and an increase in the tendency to disrupt tracking in the radar.
Этот результат достигается тем, что принятые от РЛС колебания делят по мощности, генерируют напряжение переменной частоты, модулируют первое поделенное колебание полученным напряжением по фазе, при этом частоту этого колебания меняют в сторону увеличения ("увод вверх") или уменьшения ("увод вниз") от частоты принятого колебания до величины, соответствующей выбранной ложной доплеровской частоте, после чего выбранную частоту модуляции выдерживают неизменной (фиксированной), разветвляют промодулированное колебание на три составляющих, генерируют два пилообразных инверсных (с противоположным наклоном) напряжения низкой частоты, модулируют по фазе первую и вторую составляющие разветвленного колебания полученными инверсными напряжениями с размахом 2kπ (k=1, 2 …), светвляют третью составляющую разветвленного колебания с промодулированными первой и второй составляющими, образуют первое и второе светвленные колебания, генерируют напряжение типа меандр с частотой, превышающей полосу пропускания селектора РЛС, излучают поочередно с частотой меандра первое светвленное колебание из первой разнесенной точки объекта, а второе светвленное колебание - из второй точки, при этом сдвигают по фазе и меняют амплитуду одного из излучаемых колебаний относительно другого, а также образуют дополнительный канал ретрансляции, для чего второе поделенное колебание модулируют по фазе узкополосным шумом и излучают из третьей точки объекта.This result is achieved by the fact that the oscillations received from the radar are divided by power, generate a variable frequency voltage, modulate the first divided oscillation by the obtained voltage in phase, while the frequency of this oscillation is changed in the direction of increasing ("pulling up") or decreasing ("pulling down" ) from the frequency of the received oscillation to the value corresponding to the chosen false Doppler frequency, after which the selected modulation frequency is kept constant (fixed), the modulated oscillation is branched into three components, the gene Two sawtooth inverse (with an opposite slope) low-frequency voltages are driven, the first and second components of the branched oscillation are phase-modulated by the obtained inverse voltages with a span of 2kπ (k = 1, 2 ...), the third component of the branched oscillation is branched with the first and second components modulated, form the first and second branched oscillations, generate a meander type voltage with a frequency exceeding the passband of the radar selector, radiate alternately the first branched oscillation with a meander frequency e from the first spaced point of the object, and the second branched wave from the second point, while shifting in phase and changing the amplitude of one of the emitted oscillations relative to the other, and also form an additional relay channel, for which the second divided vibration is modulated in phase by narrow-band noise and emit from the third point of the object.
Весь цикл воздействия сигналов разбит на два временных интервала. В течение первого интервала выполняются операции, связанные с нарушением в РЛС селекции сигналов по скорости, второй интервал предназначен для формирования когерентных колебаний и воздействия их на системы углового слежения РЛС. Затем циклы могут повторяться.The entire cycle of signal exposure is divided into two time intervals. During the first interval, operations are carried out associated with the violation in the radar of signal selection by speed, the second interval is designed to generate coherent oscillations and their impact on the radar tracking systems. Then the cycles can be repeated.
Нарушение селекции цели производится независимо от режима работы устройств захвата в РЛС. Если отраженный от цели сигнал уже захвачен, он выводится из полосы пропускания доплеровского фильтра РЛС, а система автоподстройки частоты (АПЧ) переходит на слежение за сформированным сигналом сначала на этапе увода, а затем и на ложной доплеровской частоте. При этом возрастают энергетические возможности формируемых сигналов (увеличивается отношение их мощности к мощности отраженного сигнала). В случае, когда система находится в режиме поиска по частоте, прикрывающий отраженный сигнал узкополосный шум затрудняет идентификацию и распознавание, что препятствует захвату цели.Violation of target selection is performed regardless of the operating mode of the capture devices in the radar. If the signal reflected from the target is already captured, it is removed from the passband of the Doppler filter of the radar, and the automatic frequency control (AFC) system switches to tracking the generated signal first at the stage of retraction, and then at the false Doppler frequency. At the same time, the energy capabilities of the generated signals increase (the ratio of their power to the power of the reflected signal increases). In the case when the system is in the frequency search mode, narrow-band noise covering the reflected signal makes identification and recognition difficult, which prevents target acquisition.
Увод системы АПЧ в РЛС может выполняться как в сторону увеличения частоты ("увод вверх"), так и в сторону пониженных частот ("увод вниз"). Начальной частотой при уводе является частота, достаточно близкая к частоте принимаемого колебания (разность в 20-40 Гц), конечной служит частота, превышающая полосу селекции и соответствующая выбранной ложной доплеровской частоте (обычно единицы кГц). Закон изменения частоты - линейный, реже - параболический или экспоненциальный. Ускорение (вторая производная фазы) не превышает допустимого значения, определяемого предельным маневром цели. Для получения линейного изменения частоты необходима параболическая вариация фазы, в связи с чем при фазовой модуляции принимаемого колебания должно быть сформировано модулирующее напряжение, обеспечивающее надлежащий закон изменения частоты.The removal of the AFC system in the radar can be performed both in the direction of increasing the frequency ("pull up"), and in the direction of lower frequencies ("pull down"). The initial frequency for the withdrawal is a frequency that is close enough to the frequency of the received oscillation (a difference of 20-40 Hz), the final frequency is the frequency that exceeds the selection band and corresponds to the selected false Doppler frequency (usually units of kHz). The law of frequency change is linear, less often - parabolic or exponential. Acceleration (the second derivative of the phase) does not exceed the permissible value determined by the marginal maneuver of the target. To obtain a linear change in frequency, a parabolic phase variation is necessary, and therefore, during phase modulation of the received oscillation, a modulating voltage must be generated that provides the proper law of frequency change.
В настоящем техническом решении в отличие от известных подходов из пространственно разнесенных точек движущегося объекта излучаются не одиночные, а парные сигналы близких частот. Каждая пара излучаемых сигналов образует биения, один из важнейших параметров которых - огибающая - не зависит от расфазирующих факторов, вызванных движением объекта. Это объясняется тем, что обе составляющих пары проходят одинаковый путь до приемной антенны РЛС. Сам излучаемый сигнал имеет двухпарную структуру и состоит из центральной составляющей и двух боковых. Весь спектр сигнала укладывается в полосу доплеровского фильтра РЛС. Вследствие инверсности модулирующих напряжений обеспечивается частотная симметрия спектра, а сам принцип пилообразной фазовой модуляции создает условия для резкого снижения уровня высших гармоник и появления возможности увеличения (с последующей регулировкой) индекса модуляции. Использование для решения задачи амплитудной модуляции исключено ввиду наличия в системе обработки РЛС ограничения по амплитуде. Кроме того, двухпарная структура сигнала предполагает суммирование результатов биений входящих пар, а также облегчает настройку системы АПЧ РЛС на центральную часть спектра сформированного сигнала, что снижает ошибку фазирования. Для поддержания когерентности создаваемых сигналов следует стремиться к тому, чтобы амплитудный спектр сигнала был четным, а фазовый - нечетным. Для этого используется выравнивание амплитудных и фазовых характеристик в каждом из каналов ретрансляции. Фазовое выравнивание может быть выполнено путем применения пассивной фазовой коррекции. Например, при набегах φ1, φ2 (φ1>φ2) во второе плечо вводится элемент Δφ=φ1-φ2. Амплитудное выравнивание осуществляется путем регулируемой аттенюации. Отметим, что при различных амплитудах боковых система АПЧ РЛС отрабатывает на линейном участке дискриминационной характеристики "центр тяжести" сигнала E1Δf1=E2Δf2 [4] и точно подстроиться не удается. При равных амплитудах система устраняет расфазировку, т.к Δf1-Δf2=0.In the present technical solution, in contrast to the known approaches, from the spatially separated points of the moving object, not single, but paired signals of close frequencies are emitted. Each pair of emitted signals forms beats, one of the most important parameters of which is the envelope, which does not depend on out-of-phase factors caused by the movement of the object. This is explained by the fact that both constituent pairs travel the same path to the receiving radar antenna. The emitted signal itself has a two-pair structure and consists of a central component and two side components. The entire spectrum of the signal fits into the band of the Doppler radar filter. Due to the inversion of the modulating voltages, the frequency symmetry of the spectrum is ensured, and the principle of a sawtooth phase modulation creates the conditions for a sharp decrease in the level of higher harmonics and the possibility of increasing (with subsequent adjustment) the modulation index. The use of amplitude modulation for solving the problem is excluded due to the amplitude limit in the radar processing system. In addition, the two-pair structure of the signal involves summing the results of the beating of incoming pairs, and also facilitates tuning of the AFC radar system to the central part of the spectrum of the generated signal, which reduces the phasing error. To maintain the coherence of the generated signals, one should strive to ensure that the amplitude spectrum of the signal is even and the phase spectrum is odd. For this, equalization of the amplitude and phase characteristics in each of the relay channels is used. Phase alignment can be accomplished by applying passive phase correction. For example, during raids φ 1 , φ 2 (φ 1 > φ 2 ), the element Δφ = φ 1 -φ 2 is introduced into the second shoulder. Amplitude equalization is carried out by adjustable attenuation. Note that at different lateral amplitudes, the radar frequency response system (AFC) processes the “center of gravity” of the signal E 1 Δf 1 = E 2 Δf 2 [4] on the linear section of the discriminatory characteristic and fails to fine tune it. With equal amplitudes, the system eliminates misphasing, because Δf 1 -Δf 2 = 0.
В результате светвления составляющих образуются два светвленных колебания. Эти колебания передаются к точкам излучения поочередно. Разновременность излучения сигналов с концов базы обеспечивает отсутствие взаимовлияния расфазирующих факторов при движении объекта. Частота переключений (частота меандра) на один-два порядка превышает полосу доплеровского фильтра РЛС, что обеспечивает слитность информации при угловом сопровождении сформированных когерентных сигналов.As a result of the branching of the components, two branched vibrations are formed. These vibrations are transmitted to the radiation points in turn. The simultaneous emission of signals from the ends of the base ensures the absence of mutual influence of out-of-phase factors during object movement. The switching frequency (meander frequency) is one to two orders of magnitude higher than the bandwidth of the Doppler filter of the radar, which ensures the coherence of information with the angular accompaniment of the generated coherent signals.
Следует также иметь в виду, что вследствие низких частот биений и вхождения этих частот в полосу доплеровского фильтра РЛС система АПЧ отрабатывает разностную (доплеровскую) частоту излучаемых из разнесенных точек сигналов, нивелируя (компенсируя) приращение фазы, вызванное действием этих сигналов.It should also be borne in mind that due to the low beat frequencies and the occurrence of these frequencies in the band of the Doppler filter of the radar, the AFC system processes the difference (Doppler) frequency of the signals emitted from the separated points, leveling (compensating) the phase increment caused by the action of these signals.
Таким образом, используется ретрансляционная система типа "один вход-два выхода", в которую легче ввести и поддерживать требуемую разность фаз. Для этого в один из каналов вводится заданный сдвиг по фазе (до 180 градусов). Кроме того, периодически меняется соотношение амплитуд излучаемых сигналов около оптимального значения, причем частота возврата находится в пределах полосы пропускания следящей системы угломерного координатора РЛС.Thus, a relay system of the "one input-two output" type is used, into which it is easier to introduce and maintain the required phase difference. To do this, a predetermined phase shift (up to 180 degrees) is introduced into one of the channels. In addition, the ratio of the amplitudes of the emitted signals periodically changes near the optimal value, and the return frequency is within the passband of the tracking system of the radar goniometric coordinator.
Рассмотрим вопрос с математической точки зрения.Consider the issue from a mathematical point of view.
Обозначая несущую частоту через ω0, а частоту модуляции через Ω, запишем выражения для парных сигналовDenoting the carrier frequency by ω 0 , and the modulation frequency by Ω, we write the expressions for pair signals
Для первой точки излучения имеем сигналы u11(t) и u12(t), для второй точки сигналы u21(t) и u22(t). Полагая Vm1i=Vm2i (i=1, 2, 3), выравнивая амплитуды и фазы, получим соотношения для излучаемых сигналовFor the first point of radiation, we have signals u 11 (t) and u 12 (t), for the second point, signals u 21 (t) and u 22 (t). Setting V m1i = V m2i (i = 1, 2, 3), aligning the amplitudes and phases, we obtain the relations for the emitted signals
где P1(t) и P2(t) - функции коммутации по закону меандра.where P 1 (t) and P 2 (t) are the switching functions according to the meander law.
Огибающие сигналов u1i(t) и u2i(t) (i=1, 2) имеют видThe envelopes of the signals u 1i (t) and u 2i (t) (i = 1, 2) have the form
Отметим, что при Vm12(t)=Vm13 огибающие Em11=Em12. Как видно, огибающие не зависят от параметров ψ1 и ψ2 (см. ниже).Note that for V m12 (t) = V m13 the envelopes E m11 = E m12 . As can be seen, the envelopes are independent of the parameters ψ 1 and ψ 2 (see below).
Перейдем теперь к комплексной записи сигналов, что обычно делается для более наглядного представления производимых в РЛС преобразований. При этом следует учесть сдвиги фаз ψ1(t) и ψ2(t) излучаемых сигналов при движении объекта, а также различия в углах видения θ1 и θ2. После частотных преобразований в РЛС имеем на входах фазового детектора разностного и суммарного каналов следующие соотношенияWe now turn to a complex recording of signals, which is usually done to more clearly represent the transformations made in the radar. In this case, it is necessary to take into account the phase shifts ψ 1 (t) and ψ 2 (t) of the emitted signals when the object moves, as well as the differences in the viewing angles θ 1 and θ 2 . After frequency conversions in the radar, we have at the inputs of the phase detector of the difference and total channels the following relations
Здесь fΔ(θ) и fΣ(θ) - разностная и суммарная диаграммы направленности антенны РЛС, фаза φ1, входящая в общие выражения, для простоты не учитывается.Here f Δ (θ) and f Σ (θ) are the difference and total radiation patterns of the radar antenna, the phase φ 1 included in the general expressions is not taken into account for simplicity.
Из полученных соотношений следуетFrom the obtained relations it follows
где отброшены члены, частоты которых находятся вне полосы пропускания выходного фильтра детектора.where the terms whose frequencies are outside the passband of the detector output filter are dropped.
Полагая Vm12=Vm13, а также то, что имеет место взаимная компенсация, при этом ψ1≈ψ2, получим пеленгационную характеристику в видеAssuming V m12 = V m13 , as well as the fact that mutual compensation takes place, while ψ 1 ≈ψ 2 , we obtain the direction-finding characteristic in the form
Эта характеристика при определенных условиях уже содержит возможность сдвига нуля, в том числе за пределы базы. Убедимся в этом на примере малых угловых отклонений от равносигнального направления, θ<<θ0. При этом S(θ) приобретает видUnder certain conditions, this characteristic already contains the ability to shift zero, including beyond the base. We will verify this using the example of small angular deviations from the equal-signal direction, θ << θ 0 . Moreover, S (θ) takes the form
где µ - крутизна характеристики при θ=θ0 where μ is the slope of the characteristic at θ = θ 0
Отсчитывая от середины базы ξδ, имеем 
что при α=π даетwhich for α = π gives
Следовательно, если a→1, имеет место смещение за пределы базы.Therefore, if a → 1, there is a shift beyond the base.
На фиг.1 приведена блок-схема реализации способа, на фиг 2 изображены эпюры напряжений в различных точках схемы, на фиг.3a - спектр формируемых сигналов (пунктиром показана амплитудно-частотная характеристика узкополосного доплеровского фильтра), на фиг.3, b - составляющие спектра вблизи нуля дискриминационной характеристики (пунктир) системы АПЧ, на фиг.4 - огибающие биений в точках излучения при близких амплитудах (0,π фаза несущей).Figure 1 shows a block diagram of the implementation of the method, figure 2 shows voltage plots at various points of the circuit, figure 3a shows the spectrum of the generated signals (the dashed line shows the amplitude-frequency characteristic of a narrow-band Doppler filter), figure 3, b shows the components spectrum near zero of the discriminatory characteristic (dashed line) of the AFC system, Fig. 4 shows the beat envelopes at the radiation points at close amplitudes (0, π carrier phase).
Приемная антенна 1 соединена с делителем 2, выходы которого подключены к фазовым модуляторам 3 и 4. Блок формирования модулирующего напряжения 5 соединен с модуляционным входом модулятора 3, а шумовой генератор 6 - с модулятором 4. Разветвитель 7 подключен своими крайними выходами к СВЧ коммутаторам 8 и 9, а через них - к фазовым модуляторам 10 и 11, модуляционные входы которых соединены с блоком формирования модулирующих напряжений 12. Фазовые выравниватели 13 и 14 подключены ко входам делителей 15 и 16, а средний выход разветвителя 7 - ко входу делителя 17. Выходы делителей 15, 16 и 17 соединены с амплитудными выравнивателями 18 и 19, а через них - со светвителями 20 и 21. СВЧ переключатели 22 и 23 подключены управляющими входами к генератору напряжения типа меандр 24, а выходами - к фазовращателю 25, аттенюатору 26 и управляемому аттенюатору 27. Выходы аттенюаторов 26 и 27 через направленные ответвители соединены с передающими антеннами 28 и 29, а также с блоками контроля 30 и 31, состоящими из СВЧ детекторных головок и фильтров. Выход модулятора 4 подключен к передающей антенне 32. В схему также входит блок управления 33, подключенный к точкам, указанным на схеме.The receiving antenna 1 is connected to a divider 2, the outputs of which are connected to the phase modulators 3 and 4. The modulating voltage generating unit 5 is connected to the modulation input of the modulator 3, and the
Принимаемый антенной 1 сигнал поступает на делитель мощности 2, первый выход которого подключен к фазовому модулятору 3, предназначенному для формирования сигналов увода по скорости (первый временной интервал) и сигналов ложной (сдвинутой по частоте) псевдонесущей (второй временной интервал). Другой выход делителя 2 соединен с фазовым модулятором 4, осуществляющим прикрытие шумом на частоте отраженного сигнала для предотвращения его захвата в РЛС.The signal received by antenna 1 is fed to a power divider 2, the first output of which is connected to a phase modulator 3, designed to generate speed drift signals (first time interval) and false (frequency-shifted) pseudo-carrier signals (second time interval). The other output of the divider 2 is connected to a phase modulator 4, which covers by noise at the frequency of the reflected signal to prevent its capture in the radar.
При реализации увода по частоте в качестве фазового модулятора используется СВЧ фазовращатель с индексом модуляции 2π радиан, на модуляционный вход которого подается пилообразное напряжение (аналоговый вариант) или ступенчатое напряжение с пилообразной огибающей (дискретный вариант). Частота пилообразных колебаний определяется выбранным законом увода. Так, при линейном уводе частота модуляции меняется по параболическому закону. К известным фазовым модуляторам относятся лампы бегущей волны (ЛБВ) и диодные СВЧ фазовращатели с отрезками линий передачи [5]. При изменении направления увода (с «увода вверх» на «увод вниз» и обратно) знак наклона модулирующих колебаний меняется на противоположный. Блок формирования модулирующего напряжения 5 построен на основе управляемого генератора пилообразных колебаний в аналоговой или дискретной форме. Подобные генераторы с электронной перестройкой частоты известны и описаны в литературе [6]. В течение первого временного интервала частота колебаний при уводе меняется от частоты принятого сигнала (разность не более 20-50 Гц) до значения, соответствующего выбранной ложной доплеровской частоте (1-10 кГц). Выбранное значение частоты псевдонесущей сохраняется неизменным в течение второго временного интервала.When frequency drift is implemented, a microwave phase shifter with a modulation index of 2π radians is used as a phase modulator, and a sawtooth voltage (analog version) or a step voltage with a sawtooth envelope (discrete version) is applied to its modulation input. The frequency of the sawtooth oscillations is determined by the selected law of withdrawal. So, with linear withdrawal, the modulation frequency changes according to a parabolic law. Known phase modulators include traveling-wave tubes (TWTs) and microwave diode phase shifters with segments of transmission lines [5]. When changing the direction of withdrawal (from "withdrawal up" to "withdrawal down" and back), the sign of the slope of the modulating oscillations changes to the opposite. The modulating voltage generating unit 5 is built on the basis of a controlled sawtooth oscillator in analog or discrete form. Such generators with electronic frequency tuning are known and described in the literature [6]. During the first time interval, the oscillation frequency during withdrawal changes from the frequency of the received signal (the difference is not more than 20-50 Hz) to the value corresponding to the selected false Doppler frequency (1-10 kHz). The selected pseudo-carrier frequency value remains unchanged during the second time interval.
Первый и второй интервалы времени задаются в блоке управления 33. Путем деления частоты тактовых импульсов в этом блоке производится выделение граничных отметок и формирование стробов разрешения работы в первом и втором интервалах времени. Так, в блок 5 поступает сначала положительный импульс разрешения на увод по частоте (команда «а), а затем импульс разрешения на формирование фазируемых сигналов (команда «b»).The first and second time intervals are set in the control unit 33. By dividing the frequency of the clock pulses in this block, boundary marks are selected and the strobe of operation permission is formed in the first and second time intervals. So, in block 5, first comes a positive pulse of permission to withdraw in frequency (command "a), and then a pulse of permission to form phased signals (command" b ").
Также подаются импульсы разрешения на работу во втором временном интервале к блокам 12 и 24 (команды «d» и «e»). Разветвитель 7, на который поступают модулированные колебания с блока 3, имеет три выходных отвода: два периферийных и один центральный. Периферийные каналы нормально заблокированы с помощью СВЧ коммутаторов 8 и 9, которые открываются импульсами разрешения с блока 33 во втором временном интервале (команда «с»). Радиосигналы с выхода центрального отвода разветвителя 7 подаются в течение первого временного интервала к антенне 28 через нормально открытый СВЧ переключатель 22, а в течение второго временного интервала - поочередно к антеннам 28 и 29.Pulses of permission to work in the second time interval are also sent to blocks 12 and 24 (commands “d” and “e”). The splitter 7, which receives modulated oscillations from block 3, has three output taps: two peripheral and one central. The peripheral channels are normally blocked by microwave switches 8 and 9, which are opened by enable pulses from block 33 in the second time interval (command "c"). The radio signals from the output of the central tap of the splitter 7 are supplied during the first time interval to the antenna 28 through a normally open microwave switch 22, and during the second time interval, alternately to the antennas 28 and 29.
В течение второго временного интервала производится формирование фазированных сигналов. Для этого используются фазовые модуляторы 10 и 11, на модулирующие входы которых с блока 12 поступают инверсные пилообразные напряжения с амплитудой, соответствующей размаху фазы 2π. Инверсная модуляция (модуляция пилообразными колебаниями с противоположным наклоном) позволяет получить автономный (независимый от несущей частоты) спектр симметричных боковых с малым уровнем высших гармоник и остатка несущей. При этом достигается возможность регулировки индексов модуляции.During the second time interval, phased signals are generated. To do this, phase modulators 10 and 11 are used, the inverting sawtooth voltages with an amplitude corresponding to the amplitude of the phase 2π arrive at the modulating inputs of which 12. Inverse modulation (modulation by sawtooth oscillations with an opposite slope) makes it possible to obtain an autonomous (independent of the carrier frequency) spectrum of symmetrical lateral ones with a low level of higher harmonics and the remainder of the carrier. In this case, it is possible to adjust the modulation indices.
В качестве модуляторов используются упомянутые выше ламповые или твердотельные СВЧ фазовращатели, блок 12 строится на базе аналогового или дискретного генератора пилообразных колебаний с инверсными выходами.As modulators, the above-mentioned tube or solid-state microwave phase shifters are used, block 12 is built on the basis of an analog or discrete sawtooth oscillator with inverse outputs.
Выравниватели фазы обеспечивают синфазность огибающих в каждом из каналов фазирования (на выходах светвителей 20 и 21). Для этого используются как пассивные фазовращательные элементы механического или поляризационного типов [7], так и твердотельные фазовращатели на диодах с отрезками длинных линий [5].Phase equalizers provide phase-envelope envelopes in each of the phasing channels (at the outputs of the splitters 20 and 21). For this, both passive phase-shifting elements of mechanical or polarization types [7] and solid-state phase shifters on diodes with long line segments [5] are used.
При выравнивании амплитудных соотношений сигналов необходимо учитывать то обстоятельство, что огибающие биений парных колебаний определяются двумя параметрами: разбалансировкой R боковых, которую надо сводить к минимуму, и отношением боковой к несущей β (β можно назвать индексом модуляции). В соответствии с этим регулировке подлежат указанные параметры, для чего из блока 33 поступают команды g и h. Регулировка производится электронно управляемыми аттенюаторами на pin-диодах, путем изменения напряжения смещения. Перестраиваемые аттенюаторы этого типа выпускаются промышленностью и описаны в литературе [5].When equalizing the amplitude ratios of the signals, it is necessary to take into account the fact that the envelopes of the beats of pair oscillations are determined by two parameters: the unbalance R of the lateral, which must be minimized, and the ratio of the lateral to the carrier β (β can be called the modulation index). In accordance with this adjustment, these parameters are subject to, for which commands g and h are received from block 33. Adjustment is made by electronically controlled attenuators on pin diodes, by changing the bias voltage. Tunable attenuators of this type are commercially available and are described in the literature [5].
При выравнивании учитываются конструктивные особенности светвителей 20 и 21, с выхода которых сформированные сигналы поступают на СВЧ переключатели 22 и 23. Источником модулирующих напряжений для этих переключателей является блок 24, представляющий собой генератор меандровых колебаний с двумя противофазными выходами. В отсутствие модуляции переключатель 22 открыт, переключатель 23 закрыт, при включении модуляции они работают поочередно с частотой, превышающей полосу пропускания селектора РЛС на один-два порядка. Такой режим работы переключателей обеспечивает, с одной стороны, отсутствие паразитного влияния колебаний соседней точки излучения в каждый момент времени, а, с другой стороны, суперпозицию (сложение) колебаний на выходе системы АПЧ. На выходе переключателя 23 одного из каналов включен фазовращатель 25 со сдвигом фазы до 180°, что в совокупности и создает возможность поддержания когерентности сформированных сигналов с заданной разностью фаз. Регулировка относительного уровня сигналов выполняется с помощью постоянного 26 и переменного 27 аттенюаторов, при этом модулирующее напряжение на аттенюатор 27 подается с блока 33 (команда f) в виде периодической посылки с частотой, лежащей в полосе системы слежения РЛС по углам.When aligning, the structural features of the splitters 20 and 21 are taken into account, from the output of which the generated signals are fed to the microwave switches 22 and 23. The source of modulating voltage for these switches is block 24, which is a meander oscillator with two antiphase outputs. In the absence of modulation, switch 22 is open, switch 23 is closed, when modulation is turned on, they operate alternately with a frequency exceeding the passband of the radar selector by one or two orders of magnitude. Such a mode of operation of the switches provides, on the one hand, the absence of a parasitic effect of vibrations of the neighboring radiation point at each moment of time, and, on the other hand, a superposition (addition) of oscillations at the output of the AFC system. At the output of the switch 23 of one of the channels, a phase shifter 25 is switched on with a phase shift of up to 180 °, which together makes it possible to maintain the coherence of the generated signals with a given phase difference. The relative signal level is adjusted using a constant 26 and a variable 27 attenuators, while the modulating voltage to the attenuator 27 is supplied from block 33 (command f) in the form of a periodic transmission with a frequency lying in the strip of the radar tracking system in the corners.
Для прикрытия цели на частоте отраженного сигнала производится модуляция по фазе выходного сигнала делителя 2 узкополосным шумом с превышением 3-4 дБ. В качестве источника шумовых колебаний используется диодный генератор, ток которого усиливается, а затем полученное напряжение фильтруется и ограничивается (блок 6). Образующиеся случайные импульсы с амплитудой, соответствующей размаху фазы π радиан, поступают на фазовый модулятор 4. Промодулированные колебания передаются далее по третьему каналу ретрансляции и излучаются антенной 32.To cover the target at the frequency of the reflected signal, a phase modulation of the output signal of the divider 2 by narrow-band noise with an excess of 3-4 dB is performed. A diode generator is used as a source of noise oscillations, the current of which is amplified, and then the resulting voltage is filtered and limited (block 6). The generated random pulses with an amplitude corresponding to the phase amplitude of π radians are fed to the phase modulator 4. Modulated oscillations are transmitted further along the third relay channel and are emitted by the antenna 32.
Источники информацииInformation sources
1. А.И. Леонов, К.И. Фомичев. Моноимпульсная радиолокация. М.: Радио и связь, 1984.1. A.I. Leonov, K.I. Fomichev. Monopulse radar. M .: Radio and communications, 1984.
2. Теоретические основы радиолокации. Под ред. В.Е. Дулевича. М.: Соврадио, 1978.2. Theoretical foundations of radar. Ed. V.E. Dulevich. M .: Sovradio, 1978.
3. Антенные решетки. Гл. 9. Сборник под ред. Л.С. Бененсона. М.: Соврадио, 1966.3. Antenna arrays. Ch. 9. The collection under the editorship of L.S. Benenson. M .: Sovradio, 1966.
4. Д. Миддлтон. Введение в статистическую теорию связи. Гл. 14, т. 2. М.: Соврадио, 1962.4. D. Middleton. Introduction to statistical communication theory. Ch. 14, vol. 2. M .: Sovradio, 1962.
5. СВЧ - полупроводниковые приборы и их применение. Пер. с англ. М.: Мир, 1972.5. Microwave - semiconductor devices and their application. Per. from English M.: Mir, 1972.
6. Ю.Н. Ерофеев. Импульсная техника. М.: Высшая школа, 1984.6. Yu.N. Erofeev. Impulse technique. M .: Higher school, 1984.
7. А. Харвей. Техника сверхвысоких частот. Пер с англ. М.: Соврадио, 1965.7. A. Harvey. The technique of superhigh frequencies. Per from English. M .: Sovradio, 1965.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2012103966/08A RU2476984C1 (en) | 2012-02-07 | 2012-02-07 | Method of maintaining coherence of modulated radio signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2012103966/08A RU2476984C1 (en) | 2012-02-07 | 2012-02-07 | Method of maintaining coherence of modulated radio signals |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2476984C1 true RU2476984C1 (en) | 2013-02-27 |
Family
ID=49121632
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2012103966/08A RU2476984C1 (en) | 2012-02-07 | 2012-02-07 | Method of maintaining coherence of modulated radio signals |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2476984C1 (en) |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6697345B1 (en) * | 1998-07-24 | 2004-02-24 | Hughes Electronics Corporation | Multi-transport mode radio communications having synchronous and asynchronous transport mode capability |
| EP1324513B1 (en) * | 2001-12-28 | 2007-02-14 | NTT DoCoMo, Inc. | Receiver, transmitter, communication system, and method of communication |
| RU2338219C1 (en) * | 2007-02-05 | 2008-11-10 | ОАО "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Method of target tracking and design of giant-pulse radiolocation station for method implementation |
| RU2347235C2 (en) * | 2006-08-01 | 2009-02-20 | ОАО "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Method of formation coherent frequency modulated signal for radar stations with periodic fm modulation and device for its realisation |
| US7920637B2 (en) * | 2005-10-20 | 2011-04-05 | Fonseka John P | Single sideband and quadrature multiplexed continuous phase modulation |
-
2012
- 2012-02-07 RU RU2012103966/08A patent/RU2476984C1/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6697345B1 (en) * | 1998-07-24 | 2004-02-24 | Hughes Electronics Corporation | Multi-transport mode radio communications having synchronous and asynchronous transport mode capability |
| EP1324513B1 (en) * | 2001-12-28 | 2007-02-14 | NTT DoCoMo, Inc. | Receiver, transmitter, communication system, and method of communication |
| US7920637B2 (en) * | 2005-10-20 | 2011-04-05 | Fonseka John P | Single sideband and quadrature multiplexed continuous phase modulation |
| RU2347235C2 (en) * | 2006-08-01 | 2009-02-20 | ОАО "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Method of formation coherent frequency modulated signal for radar stations with periodic fm modulation and device for its realisation |
| RU2338219C1 (en) * | 2007-02-05 | 2008-11-10 | ОАО "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Method of target tracking and design of giant-pulse radiolocation station for method implementation |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5347283A (en) | Frequency agile radar | |
| US20210333386A1 (en) | Mimo radar apparatuses and mimo radar methods | |
| US3731103A (en) | Adaptive arrays | |
| EP3174230B1 (en) | Radio wave interference system, radio wave interference apparatus, and radio wave interference method | |
| US3460139A (en) | Communication by radar beams | |
| GB2046059A (en) | Coded coherent transponder | |
| US20190064361A1 (en) | Laser radar system | |
| Ma et al. | High-resolution microwave photonic radar with sparse stepped frequency chirp signals | |
| US8228228B2 (en) | Apparatus and method for receiving electromagnetic waves using photonics | |
| US3365719A (en) | System for simulating radar terrain returns | |
| US4023171A (en) | Microwave velocity sensor using altimeter echo | |
| US20230236285A1 (en) | A radar system having a photonics-based signal generator | |
| US4212012A (en) | Continuous wave radar | |
| RU2541504C1 (en) | Apparatus for selecting moving targets for pulse-to-pulse frequency tuning mode | |
| RU2483341C1 (en) | Method of counteracting radioelectronic control systems | |
| Thomson et al. | Two-dimensional aperture synthesis in lunar radar astronomy | |
| RU2476984C1 (en) | Method of maintaining coherence of modulated radio signals | |
| Li et al. | A wideband tunable multi-point jamming system based on microwave photonics | |
| RU2083998C1 (en) | Doppler sensor of components of velocity vector, altitude and local vertical for helicopters and vertical landing space vehicles | |
| US3268890A (en) | Scanning and eliminating multiple responses in a grating lobe antenna array | |
| RU2485539C1 (en) | Method of radio countermeasures | |
| RU2489729C1 (en) | Method of phasing radio signals | |
| US2613348A (en) | Frequency modulation system | |
| Vilnrotter et al. | Development of an uplink array radar system for cis-lunar and planetary observations | |
| RU2547444C1 (en) | Transceiver |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20170208 |