RU2392704C1 - Method of increasing broadbandness of transceiving module of phased antenna array using signal generation through direct digital synthesis, and embodiments thereof - Google Patents
Method of increasing broadbandness of transceiving module of phased antenna array using signal generation through direct digital synthesis, and embodiments thereof Download PDFInfo
- Publication number
- RU2392704C1 RU2392704C1 RU2008140207/09A RU2008140207A RU2392704C1 RU 2392704 C1 RU2392704 C1 RU 2392704C1 RU 2008140207/09 A RU2008140207/09 A RU 2008140207/09A RU 2008140207 A RU2008140207 A RU 2008140207A RU 2392704 C1 RU2392704 C1 RU 2392704C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signal
- input
- output
- frequency
- ppm
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
Description
Предлагаемое изобретение относится к радиолокации, в частности к приемо-передающим модулям (ППМ) активной фазированной антенной решетки (АФАР), управляемой как по направлению излучения и приема, так и по параметрам модуляции зондирующего сигнала, работающей в составе импульсно-доплеровской бортовой радиолокационной станции (БРЛС). Изобретение может быть использовано в АФАР импульсных РЛС с произвольной внутриимпульсной модуляцией.The present invention relates to radar, in particular to transceiver modules (MRP) of an active phased antenna array (AFAR), controlled both in the direction of radiation and reception, and in modulation parameters of the probe signal operating as part of a pulse-Doppler airborne radar station ( Radar). The invention can be used in AFAR pulsed radar with arbitrary intrapulse modulation.
В настоящее время в БРЛС наблюдается переход к АФАР, т.е. переход к распределенному генерированию, распределенному приему и обработке сигналов. Использование АФАР резко повышает оперативность пространственно-временной модуляции, что обеспечивает своевременность получения информации о многих целях по нескольким направлениям, решать многофункциональные задачи на базе одной БРЛС, в том числе: передний и переднебоковой обзор, измерение высоты полета, обнаружение препятствий, синтез апертуры, измерение скорости летательного аппарата (ЛА). Одним из краеугольных вопросов создания современных АФАР является построение широкополосных ППМ, работающих в связке с одиночными приемо-передающими элементами антенной решетки (АР), обеспечивающими когерентное формирование передающих и прием отраженных сигналов со всех элементов АР, управляемых цифровым способом с высокой точностью по параметрам излучения и приема: частоте, начальной фазе, закону модуляции.At present, a transition to AFAR, i.e. transition to distributed generation, distributed reception and processing of signals. The use of AFAR sharply increases the efficiency of space-time modulation, which ensures the timely receipt of information about many targets in several directions, to solve multifunctional tasks based on one radar, including: anterior and anterolateral vision, measurement of flight altitude, detection of obstacles, aperture synthesis, measurement aircraft speed (LA). One of the cornerstones of the creation of modern AFAR is the construction of broadband APMs operating in conjunction with single transceiver elements of the antenna array (AR), providing coherent formation of transmitting and receiving reflected signals from all elements of the AR, digitally controlled with high accuracy by radiation parameters and reception: frequency, initial phase, the law of modulation.
Известна АФАР [1], состоящая из множества элементов АР, соединенных через циркулятор со своими передающими (ПМ) и приемными (ПРМ) модулями. При излучении все ПМ по данным управляющего процессора формируют сигналы с одинаковой частотой, с заданными индивидуально для каждого ПМ начальными фазами, обеспечивающими сложение всех излучаемых элементами АР сигналов в пространстве с формированием диаграммы направленности в заданном направлении. Синтез несущей частоты и начальной фазы сигнала в каждом ПМ обеспечивается формированием управляемого по частоте и фазе сигнала на промежуточной частоте в виде последовательности цифровых отсчетов генератором прямого цифрового синтеза (ГПЦС), преобразованием цифровых отсчетов в дискретный аналоговый сигнал, фильтрации его на центральной частоте, переноса полученного на промежуточной частоте сигнала на несущую с помощью смесителя и гетеродинного сигнала, общего для всех ПМ, усиления по мощности и подвод усиленного сигнала к излучающему элементу АР через циркулятор. ГПЦС каждого ПМ управляется единым процессором приема-передачи и используется как при формировании передаваемого сигнала, так и при приеме. При приеме сигнал каждого элемента АР через циркулятор поступает на квадратурный балансный смеситель, где с помощью общего для всех ПРМ гетеродинного сигнала переносится на промежуточную частоту с получением квадратур. Квадратурный сигнал оцифровывается, демодулируется по навязанной при излучении фазе цифровым способом (фазируется на прием с излученного направления) с помощью перемножения оцифрованных квадратур принятого сигнала с квадратурами опорного сигнала, сформированного ГПЦС, выходные квадратурные сигналы со всех ПРМ когерентно и согласованно по пространству и времени обрабатываются единым процессором приема-передачи.Known AFAR [1], consisting of many elements of the AR connected through a circulator with its transmitting (PM) and receiving (PFP) modules. Upon emission, all PMs, according to the data of the control processor, generate signals with the same frequency, with initial phases set individually for each PM, ensuring the addition of all signals emitted by the elements of the AR in space with the formation of a radiation pattern in a given direction. The synthesis of the carrier frequency and the initial phase of the signal in each PM is provided by the formation of a frequency and phase-controlled signal at an intermediate frequency in the form of a sequence of digital samples by a direct digital synthesis generator (GPCS), by converting digital samples into a discrete analog signal, filtering it at the center frequency, transferring the received at the intermediate frequency of the signal to the carrier using a mixer and a local oscillator signal common to all PM, power gain and supply of the amplified signal to the radiating mu element of AR through the circulator. The GPCC of each PM is controlled by a single transmit-receive processor and is used both in the formation of the transmitted signal and in reception. Upon receipt, the signal of each AR element is fed through a circulator to a quadrature balanced mixer, where, using a heterodyne signal common to all PFPs, it is transferred to an intermediate frequency to obtain quadratures. The quadrature signal is digitized, demodulated in a digitally imposed phase during emission (phased to receive from the radiated direction) by multiplying the digitized quadrature of the received signal with the quadrature of the reference signal generated by the GPCS, the output quadrature signals from all PRMs are processed coherently and consistently in space and time in a single transmit-receive processor.
Недостатком устройства являются ограниченные возможности данной АФАР по повышению помехозащищенности, так как не предусматривается излучение и прием сложного сигнала, позволяющего снизить излучаемую мощность, относительно невелик диапазон перестройки несущей частоты зондирующего сигнала, связанный с возможностью ГПЦС. Для повышения помехозащищенности от помеховых сигналов желательно увеличение значения широкополосности АФАР как по полосе перестройки несущих частот, так и по ширине спектра зондирующего сложного сигнала.The disadvantage of this device is the limited ability of this AFAR to increase noise immunity, since it does not provide for the emission and reception of a complex signal that allows to reduce the radiated power, the range of tuning of the carrier frequency of the probing signal associated with the possibility of GPCS is relatively small. To increase the noise immunity from interfering signals, it is desirable to increase the AFAR broadband value both in the tuning band of the carrier frequencies and in the spectrum width of the probe complex signal.
Известен способ построения широкополосной излучающей АФАР [2], передающие модули которой способны одновременно формировать модуляцию нескольких зондирующих сигналов на разных частотах и на разные направления. АФАР состоит из множества ПМ, каждый из которых соединен с одним из излучающих элементов АР. Синтез модуляции сигнала, его несущей частоты и начальной фазы в каждом модуле обеспечивается с помощью одного или нескольких генераторов частоты, использующих ГПЦС, управляемых сигналом управляющего процессора. В последнем случае предполагается суммирование оцифрованных сигналов, формируемых N ГПЦС. Каждый ГПЦС формирует свой управляемый сигнал с заданной несущей частотой, внутри - и межпериодной модуляцией и начальной фазой. Сигналы суммируются в цифровом виде, преобразуются в аналоговый дискретный сигнал несущей частоты, который усиливается и излучается одиночным элементом АР.A known method of constructing a broadband radiating AFAR [2], the transmitting modules of which are capable of simultaneously forming the modulation of several sounding signals at different frequencies and in different directions. AFAR consists of many PMs, each of which is connected to one of the radiating elements of the AR. The synthesis of the modulation of the signal, its carrier frequency and the initial phase in each module is provided using one or more frequency generators using GPCC controlled by the signal of the control processor. In the latter case, the summation of the digitized signals generated by N GPCS is assumed. Each GPCS forms its own controlled signal with a given carrier frequency, inside - and inter-period modulation and the initial phase. The signals are summarized in digital form, converted into an analog discrete carrier-frequency signal, which is amplified and radiated by a single AP element.
Недостатком способа является относительная узость частотного диапазона, в котором работает АФАР, определяемая диапазоном рабочих частот ГЦПС.The disadvantage of this method is the relative narrowness of the frequency range in which the AFAR operates, which is determined by the range of operating frequencies of the GPCS.
Известен управляемый по частоте и фазе ППМ, используемый в АФАР [3], взятой в качестве прототипа. В одном из его вариантов выходной передаваемый сигнал на несущей частоте получают с помощью квадратурного балансного смесителя, на вход которого поступает сигнал когерентного гетеродина, общего для всех ППМ, и квадратурный сигнал промежуточной частоты, вырезанный из сигналов, формируемых двумя ГПЦС со сдвигами на ω/2. Начальные фазы ГПЦС каждого ППМ программируются индивидуально исходя из сложения сигналов элементов АР в пространстве с формированием диаграммы направленности в заданном направлении. Вырезка сигнала ГПЦС формируется переключателем приема-передачи. Выходной сигнал балансного смесителя на несущей частоте усиливается по мощности, подводится через антенный переключатель к соответствующему элементу АР и синхронно с сигналами других ППМ излучается. Отраженный сигнал, принятый элементом АР через последовательно соединенные антенный переключатель, малошумящий усилитель и переключатель приема-передачи, поступает на квадратурный балансный смеситель, где с помощью гетеродинного сигнала переносится на промежуточную частоту. Далее с помощью квадратурного балансного смешивания с квадратурным сигналом промежуточной частоты на выходах двух ГПЦС сигнал переносится на видеочастоту, оцифровывается и поступает с выхода ППМ в процессор. Здесь суммируют сигналы ППМ с разными весами и получают один или несколько выходных сигналов АФАР (к примеру, суммарный и два разностных по азимуту и углу места соответственно), далее обрабатываемых для обнаружения цели и измерения ее параметров.Known frequency and phase-controlled MRP used in the AFAR [3], taken as a prototype. In one of its variants, the output transmitted signal at the carrier frequency is obtained using a quadrature balanced mixer, the input of which receives a coherent local oscillator signal common to all MRPs, and an intermediate frequency quadrature signal cut from signals generated by two GPCS with shifts by ω / 2 . The initial phases of the GPCS of each PPM are individually programmed based on the addition of signals of AR elements in space with the formation of a radiation pattern in a given direction. The GPRS signal clipping is formed by the transmit-receive switch. The output signal of the balanced mixer at the carrier frequency is amplified by power, fed through the antenna switch to the corresponding element of the AR and synchronously with the signals of other MRPs is emitted. The reflected signal received by the AR element through a series-connected antenna switch, a low-noise amplifier and a transmit-receive switch is fed to a quadrature balanced mixer, where it is transferred to an intermediate frequency using a heterodyne signal. Then, using quadrature balanced mixing with a quadrature signal of intermediate frequency at the outputs of two GPCSs, the signal is transferred to the video frequency, digitized, and fed from the PPM output to the processor. Here, the MRP signals with different weights are summarized and one or several AFAR output signals are obtained (for example, the total and two difference in azimuth and elevation, respectively), then processed to detect the target and measure its parameters.
Недостатками ППМ являются относительно узкий диапазон перестройки несущих частот, определяемый полосой частот, в которой работает ГПЦС, и отсутствие внутриимпульсной модуляции зондирующего сигнала, позволяющей повысить потенциал связи и помехозащищенность БРЛС.The disadvantages of PPM are the relatively narrow range of carrier frequency tuning, determined by the frequency band in which the GPCS operates, and the lack of in-pulse modulation of the probing signal, which makes it possible to increase the communication potential and noise immunity of the radar.
Целью предлагаемого изобретения является повышение широкополосности АФАР и соответственно повышение помехозащищенности БРЛС с АФАР за счет расширения полосы перестройки несущих частот сигнала, внутриимпульсной модуляции сигнала и расширения спектра излучаемого частотно-модулированного сигнала при одновременном снижении требований к быстродействию ГПЦС в ППМ.The aim of the invention is to increase the broadband AFAR and, accordingly, increase the noise immunity of radar from AFAR by expanding the tuning band of the carrier frequencies of the signal, intrapulse modulation of the signal and expanding the spectrum of the emitted frequency-modulated signal while reducing the performance requirements of the GPCS in the MRP.
Способ реализации поставленной цели в ППМ для АФАР включает получение методом прямого цифрового синтеза двух аналоговых дискретных квадратурных сигналов (АДКС) передачи и приема, управляемых по фазе и частоте цифровым способом, синхронизированных импульсом синхронизации с периодом модуляции, общим для всех ППМ, входящих в АФАР. Методом квадратурного балансного смешивания сдвигают АДКС передачи на частоту когерентного эталонного сверхвысокочастотного (СВЧ) сигнала, общего для всех ППМ АФАР Вырезают из синтезированного сигнала несущей частоты СВЧ импульсы длительностью τ, усиливают по мощности и используют на элементе АР в качестве зондирующего. Отраженный сигнал, принятый элементом АР на интервале приема между зондирующими импульсами, усиливают и методом квадратурного балансного смешивания с гетеродинным сигналом переносят на промежуточную частоту. Затем сигнал оцифровывают для последующего весового суммирования с выходными оцифрованными сигналами всех ППМ и получения суммарных и разностных отраженных сигналов. При этом АДКС передачи и приема формируются как сигналы с программируемой цифровым способом частотой, фазовой модуляцией и начальной фазой. Синтез несущей частоты зондирующего сигнала производится путем умножения частоты сигнала АДКС передачи, сдвинутого на частоту когерентного эталонного СВЧ сигнала, на целое число k. Синтез гетеродинного сигнала, используемого для переноса отраженного сигнала на промежуточную частоту, производится путем сдвига АДКС приема на частоту когерентного эталонного СВЧ сигнала методом квадратурного балансного смешивания и последующего умножения частоты полученного сигнала в k раз. Начальная программируемая фаза АДКС передачи в k раз меньше расчетной начальной фазы излучаемого элементом АР сигнала. Закон фазовой модуляции АДКС передачи равен расчетному закону фазовой модуляции излучаемого элементом АР сигнала, деленному на целое число k. Частота АДКС приема устанавливается равной разности частоты АДКС передачи, задержанной на время распространения отраженного сигнала, и промежуточной частоты, деленной в целое число k раз. Начальная фаза АДКС приема равна начальной расчетной начальной фазе АДКС передачи. Частота выборки ωв отраженного сигнала при оцифровке выбирается из условия переноса спектра сигнала на частоту ωo=(ωпр)mod(ωв) и обеспечения условия Найквиста (ω0+0,5Δωс)<0,5ωв, где Δωс - ширина спектра зондирующего сигнала.A method for realizing the goal in the APM for the AFAR involves obtaining by the method of direct digital synthesis two analog discrete quadrature signals (ADCS) of the transmission and reception, controlled by phase and frequency digitally, synchronized by a synchronization pulse with a modulation period common to all the APM included in the AFAR. Using quadrature balanced mixing, the ADX transmission is shifted to the frequency of a coherent reference microwave signal that is common to all APM AFARs. Microwave pulses of duration τ are cut from the synthesized signal of the carrier frequency, amplified by power and used on the AR element as probing. The reflected signal received by the AR element in the reception interval between the probe pulses is amplified and transferred to the intermediate frequency by the method of quadrature balanced mixing with the local oscillator signal. Then the signal is digitized for subsequent weight summation with the output digitized signals of all the MRPs and obtain the total and difference reflected signals. In this case, the transmit and receive ADCs are formed as signals with a digitally programmable frequency, phase modulation, and initial phase. The carrier frequency of the probe signal is synthesized by multiplying the frequency of the ADKS transmission signal shifted by the frequency of the coherent reference microwave signal by an integer k. The synthesis of the heterodyne signal used to transfer the reflected signal to an intermediate frequency is performed by shifting the ADKS of the reception of the coherent reference microwave signal by the method of quadrature balanced mixing and then multiplying the frequency of the received signal by a factor of k. The initial programmable phase of the ADKS transmission is k times less than the calculated initial phase of the signal radiated by the AR element. The phase modulation law of the ADKS transmission is equal to the calculated law of phase modulation of the signal radiated by the AP element divided by an integer k. The frequency of the ADKS reception is set equal to the difference in the frequency of the ADKS transmission delayed by the propagation time of the reflected signal and the intermediate frequency divided by an integer k times. The initial phase of the ADKS reception is equal to the initial calculated initial phase of the ADKS transmission. The sampling frequency ω in the reflected signal during digitization is selected from the condition of transferring the signal spectrum to the frequency ω o = (ω pr ) mod (ω c ) and providing the Nyquist condition (ω 0 + 0.5Δω s ) <0.5ω c , where Δω c - the width of the spectrum of the sounding signal.
Согласно предлагаемому способу в каждом i-м ППМ АФАР получают методом прямого цифрового синтеза две пары АДКС передачи u1i и приема u2i:According to the proposed method, in each i-th APM AFAR, two pairs of ADKS of transmitting u 1i and receiving u 2i are obtained by direct digital synthesis:
где А1с=A1cosφ01i, A1s=A1sinφ01i, A2c=A2cosφ02i, A2s=A2sinφ02i - амплитуды квадратурных составляющих сигналов АДКС передачи и приема соответственно, зависящие от требуемых амплитуд A1, A2 и начальных фаз излучаемого φ0i1 или принимаемого φ0i2 i-ым элементом АР сигналов. АДКС всех ППМ синхронизированы внешним сигналом с периодом модуляции Тм, и формируются с программно установленными начальными амплитудами квадратурных составляющих A1c, A1s, А2с, A2s (фазами φ01i и φ02), фазовой модуляцией φi1(t) и φi2(t) и частотами ω01 и ω02 в соответствии с положением i-ого элемента АР, на который работает i-ый ППМ, и направлением визирования АФАР. При этом частота АДКС приема с учетом неоднозначности периода повторения и времени распространения tr отраженного сигнала выставляется равнойwhere A 1s = A 1 cosφ 01i , A 1s = A 1 sinφ 01i , A 2c = A 2 cosφ 02i , A 2s = A 2 sinφ 02i are the amplitudes of the quadrature components of the ADKS signals of transmission and reception, respectively, depending on the required amplitudes A1, A2 and the initial phases emitted φ 0i1 or received φ 0i2 by the i-th element of the AR signals. The ADCs of all PMPs are synchronized by an external signal with a modulation period T m , and are formed with the programmed initial amplitudes of the quadrature components A 1c , A 1s , A 2s , A 2s (phases φ 01i and φ 02 ), phase modulation φ i1 (t) and φ i2 (t) and frequencies ω 01 and ω 02 in accordance with the position of the i-th element of the AR, for which the i-th APM works, and the direction of sight of the AFAR. In this case, the frequency of the receiving ADKS taking into account the ambiguity of the repetition period and the propagation time t r of the reflected signal is set
ω02(t)=ω01(t-trn)-ωпр/k,ω 02 (t) = ω 01 (tt rn ) -ω pr / k,
где ωпр - промежуточная частота и k - целое число,where ω CR - the intermediate frequency and k is an integer,
Т - период повторения зондирующего сигнала,T is the repetition period of the probe signal,
trn=tr-trmod(T).t rn = t r -t r mod (T).
Начальные фазы сигналов АДКС равны и в k раз меньше, чем у расчетных сигналов при излучении зондирующего φ01ip и приеме φ02ip отраженного сигнала i-ым элементом АР: φ01i=φ01ip/k=φ02i=φ02ip/k.The initial phases of the ADKS signals are equal and k times smaller than that of the calculated signals when probing φ 01ip is emitted and the reflected signal φ 02ip is received by the ith AP element: φ 01i = φ 01ip / k = φ 02i = φ 02ip / k.
АДКС передачи и приема сдвигаются методом квадратурного балансного смешивания на частоту эталонного когерентного СВЧ-сигнала ωсд. При этом выходные сигналы квадратурных балансных смесителей равны:The ADKS of the transmission and reception are shifted by the method of quadrature balanced mixing to the frequency of the reference coherent microwave signal ω sd . The output signals of the quadrature balanced mixers are equal to:
где ωсд - начальная фаза эталонного когерентного СВЧ-сигнала.where ω sd is the initial phase of the reference coherent microwave signal.
Далее частота сигналов z1i и z2i умножается в k раз с получением сигналов g1i(t) и g2i(t) соответственно:Further, the frequency of the signals z 1i and z 2i is multiplied by a factor of k to obtain the signals g 1i (t) and g 2i (t), respectively:
Из первого сигнала g1i(t) на несущей частоте ω1=k(ωсд+ω01) вырезаются импульсы длительностью τ, усиливаются по мощности и излучаются i-ым элементом АР. Второй сигнал g2i(t) на частоте ω2=k(ωсд+ω02) используется в качестве гетеродинного ωг=ω2 для переноса отраженного сигнала, принятого i-ым элементом АР, на промежуточную частоту ωпр методом квадратурного балансного смешивания. После усиления отраженный сигнал оцифровывается с частотой выборки ωв, которая выбирается из условия переноса спектра сигнала на частоту ω0=(ωпр) mod(ωв) и обеспечения условия Найквиста (ω0+0,5Δωc)<0,5ωв, где Δωс - ширина спектра зондирующего сигнала, для последующего весового суммирования с оцифрованными сигналами всех ППМ и получения в цифровом виде суммарных и разностных сигналов. Pulses of duration τ are cut out from the first signal g 1i (t) at the carrier frequency ω 1 = k (ω sd + ω 01 ), amplified by power, and emitted by the ith element of the AR. The second signal g 2i (t) at a frequency of ω 2 = k (ω sd + ω 02 ) is used as the local oscillator ω g = ω 2 to transfer the reflected signal received by the i-th element of the AR to the intermediate frequency ω pr by the method of quadrature balanced mixing . After amplification, the reflected signal is sampled at a sampling frequency ω which is selected from the condition of transfer of the spectrum on the frequency signal ω 0 = (ω ave) mod (ω in) and providing the Nyquist conditions (ω 0 + 0,5Δω c) <0,5ω in , where Δω c is the spectral width of the probe signal, for subsequent weight summation with the digitized signals of all the MRPs and digitalization of the sum and difference signals.
Реализация способа производится по двум альтернативным вариантам, выбор которых определяется наличием межпериодной частотной манипуляции зондирующего сигнала.The implementation of the method is carried out according to two alternative options, the choice of which is determined by the presence of inter-period frequency manipulation of the probe signal.
Сущность изобретения поясняется дальнейшим описанием и чертежами ППМ АФАР, реализующей данный способ.The invention is illustrated by the further description and drawings of the APM AFAR implementing this method.
Фиг.1 - структурная схема АФАР. На фиг.1 приняты следующие обозначения:Figure 1 is a structural diagram of AFAR. In figure 1, the following notation:
1 - синхронизатор (СНХ);1 - synchronizer (CHX);
2 - синтезатор частот (СЧ);2 - frequency synthesizer (MF);
3 - первый делитель мощности (ДМ1);3 - the first power divider (DM1);
4 - приемо-передающий модуль с номером i (ППМ i);4 - transceiver module with number i (PPM i);
5 - антенная решетка (АР);5 - antenna array (AR);
6 - блок управления модуляцией сигнала и направлением луча (БУС);6 - control unit modulation of the signal and the direction of the beam (BUS);
7 - блок весовых сумматоров (БВС).7 - block weight adders (BVS).
В АФАР, изображенной на фиг.1, первый выход синхронизатора соединен с одноименными входами N ППМ 4, пятые СВЧ входы-выходы которых соединены с входами-выходами антенной решетки 5, номера которых с первого по N соответствуют порядковым индексам ППМ 4, вторые выходы синхронизатора 1 соединены с одноименными входами N ППМ 4, первый выход синтезатора частот 2 соединен с входом синхронизатора 1, второй выход синтезатора частот 2 соединен с входом первого делителя мощности 3, каждый из выходов которого с первого по N-й соединен с третьим входом ППМ 4, порядковый индекс которого соответствует номеру выхода первого делителя мощности 3, каждый из входов-выходов блока управления модуляцией сигнала и направлением луча 6 с первого по N-й соединен с четвертым входом-выходом ППМ 4, порядковый индекс которого соответствует номеру выхода блока управления модуляцией сигнала и направлением луча 6, каждый из N входов блока весовых сумматоров 7 соединен с выходом ППМ 4, порядковый индекс которого соответствует номеру входа блока весовых сумматоров 7, первый, второй и третий выходы блока весовых сумматоров 7 являются выходами суммарного, азимутально-разностного и угломестно-разностного сигналов АФАР соответственно.In the AFAR shown in Fig. 1, the first synchronizer output is connected to the inputs of the same name N PPM 4, the fifth microwave inputs and outputs of which are connected to the inputs and outputs of the antenna array 5, whose numbers from the first to N correspond to the ordinal indices of the PPM 4, the second outputs of the synchronizer 1 are connected to the inputs of the same name N PPM 4, the first output of the frequency synthesizer 2 is connected to the input of the synchronizer 1, the second output of the frequency synthesizer 2 is connected to the input of the first power divider 3, each of the outputs of which from the first to the Nth is connected to the third input of the PPM 4, since the dowel index of which corresponds to the output number of the first power divider 3, each of the inputs and outputs of the control unit for modulating the signal and the direction of the beam 6 from the first to the Nth is connected to the fourth input-output of the PPM 4, the ordinal index of which corresponds to the output number of the control unit of the signal modulation and beam direction 6, each of the N inputs of the block of weight adders 7 is connected to the output of the PPM 4, the index of which corresponds to the input number of the block of weight adders 7, the first, second and third outputs of the block of weight adders 7 are the outputs of the total, azimuth-difference and elevation-difference signals AFAR, respectively.
Фиг.2 - структурная схема первого варианта ППМ 4. На фиг.2 приняты следующие обозначения:Figure 2 - structural diagram of the first version of the
8 - второй делитель мощности (ДМ2);8 - the second power divider (DM2);
9 - первый квадратурный балансный смеситель (КБС1);9 - the first quadrature balanced mixer (KBS1);
10 - первый фильтр (Ф1);10 - the first filter (F1);
11 - первый умножитель частоты (Уч1);11 - the first frequency multiplier (Uch1);
12 - первый усилитель (Ус1);12 - the first amplifier (Us1);
13 - первый ключ (Кл1);13 - the first key (Kl1);
14 - второй фильтр (Ф2);14 - second filter (F2);
15 - усилитель мощности (УМ);15 - power amplifier (PA);
16 - первый генератор прямого цифрового синтеза (ГПЦС1);16 - the first generator of direct digital synthesis (GPCC1);
17 - делитель частоты (Дел);17 - frequency divider (Del);
18 - согласованная нагрузка (СН);18 - coordinated load (CH);
19 - усилитель-ограничитель (УОГР);19 - amplifier-limiter (OOGR);
20 - третий фильтр (ФЗ);20 - the third filter (FZ);
21 - второй ключ (Кл2);21 - the second key (Kl2);
22 - второй генератор прямого цифрового синтеза (ГПЦС2);22 - second generator of direct digital synthesis (GPTsS2);
23 - второй квадратурный балансный смеситель (КБС2);23 - second quadrature balanced mixer (KBS2);
24 - четвертый фильтр (Ф4);24 - the fourth filter (F4);
25 - второй умножитель частоты (УЧ2);25 - the second frequency multiplier (UCH2);
26 - второй усилитель (Ус2);26 - second amplifier (Us2);
27 - третий квадратурный балансный смеситель (КБСЗ);27 - the third quadrature balanced mixer (KBSZ);
28 - малошумящий усилитель (МШУ);28 - low noise amplifier (LNA);
29 - пятый фильтр (Ф5).29 - fifth filter (F5).
В ППМ 4, изображенном на фиг.2, четвертый вход-выход ППМ 4 соединен с третьими входами-выходами первого и второго ГПЦС 16 и 22 соответственно, первый и второй выходы которых соединены с одноименными входами первого 9 и второго 23 квадратурных балансных смесителей соответственно, первый вход ППМ 4 соединен с вторыми входами первого ГПЦС 16, второго ГПЦС 22 и делителя частоты 17, третий вход ППМ 4 соединен с входом второго делителя мощности 8, второй выход которого через делитель частоты 17 соединен с первыми входами первого 16 и второго ГПЦС 22, первый выход второго делителя мощности 8 соединен с третьими входами первого 9 и второго 23, выход первого квадратурного балансного смесителя 9 через последовательно соединенные первый фильтр 10, первый умножитель частоты 11, первый усилитель 12, первый ключ 13, второй фильтр 14, усилитель мощности 15, третий фильтр 20, второй ключ 21 подключен к пятому СВЧ входу-выходу ППМ 4, второй вход ППМ 4 соединен с одноименными входами первого 13 и второго 21 ключей, четвертый выход первого ключа 13 соединен с согласованной нагрузкой 18, четвертый выход второго ключа 21 через последовательно соединенные пятый фильтр 29, малошумящий усилитель 28, третий квадратурный балансный смеситель 27 соединен с выходом ППМ 4, выход второго квадратурного балансного смесителя 23 через последовательно соединенные четвертый фильтр 24, второй умножитель частоты 25, второй усилитель 26 и усилитель-ограничитель 19 подключен к первому входу третьего квадратурного балансного смесителя 27.In PPM 4, shown in figure 2, the fourth input-output of PPM 4 is connected to the third inputs and outputs of the first and second GPCC 16 and 22, respectively, the first and second outputs of which are connected with the same inputs of the first 9 and second 23 quadrature balanced mixers, respectively, the first input of the PPM 4 is connected to the second inputs of the first GPCC 16, the second GPCC 22 and the frequency divider 17, the third input of the PPM 4 is connected to the input of the second power divider 8, the second output of which through the divider 17 is connected to the first inputs of the first 16 and second GPCC 22, first out d of the second power divider 8 is connected to the third inputs of the first 9 and second 23, the output of the first quadrature balanced mixer 9 through a series-connected first filter 10, the first frequency multiplier 11, the first amplifier 12, the first key 13, the second filter 14, the power amplifier 15, the third filter 20, the second key 21 is connected to the fifth microwave input-output PPM 4, the second input of the PPM 4 is connected to the same inputs of the first 13 and second 21 keys, the fourth output of the first key 13 is connected to the matched load 18, the fourth output of the second key 21 through ice-connected fifth filter 29, low-noise amplifier 28, third quadrature balanced mixer 27 connected to the output of the PPM 4, the output of the second quadrature balanced mixer 23 through series-connected fourth filter 24, the second frequency multiplier 25, the second amplifier 26 and the amplifier-limiter 19 is connected to the first the entrance of the third quadrature balanced mixer 27.
Фиг.3 - структурная схема второго варианта ППМ 4. На фиг.3 приняты следующие обозначения:Figure 3 is a structural diagram of a second version of the
30 - третий делитель мощности (ДМЗ);30 - the third power divider (DMZ);
31 - четвертый квадратурный балансный смеситель (КБС4);31 - fourth quadrature balanced mixer (KBS4);
32 - шестой фильтр (Ф6);32 - the sixth filter (F6);
33 - третий умножитель частоты (Уч3);33 - the third frequency multiplier (Uch3);
34 - третий усилитель (Ус3);34 - the third amplifier (Us3);
35 - третий ключ (Кл3);35 - the third key (Kl3);
36 - седьмой фильтр (Ф7);36 - seventh filter (F7);
37 - второй усилитель мощности (УМ2);37 - second power amplifier (UM2);
38 - третий генератор прямого цифрового синтеза (ГПЦС3);38 - the third generator of direct digital synthesis (GPCC3);
39 - второй делитель частоты (Дел2);39 - second frequency divider (Del2);
40 - восьмой фильтр (Ф8);40 - eighth filter (Ф8);
41 - девятый фильтр (Ф9);41 - ninth filter (F9);
42 - второй усилитель-ограничитель (УОГР2);42 - second amplifier-limiter (UOGR2);
43 - пятый квадратурный балансный смеситель (КБС5);43 - fifth quadrature balanced mixer (KBS5);
44 - второй малошумящий усилитель (МШУ2);44 - the second low-noise amplifier (LNA2);
45 - десятый фильтр (Ф10);45 - tenth filter (F10);
46 - четвертый ключ (Кл4).46 - the fourth key (Cl4).
В ППМ 4, изображенном на фиг.3, третий вход ППМ 4 соединен с входом третьего делителя мощности 30, первый и второй выходы которого соединены с третьим входом четвертого квадратурного балансного смесителя 31 и первым входом второго делителя частоты 39 соответственно, четвертый вход-выход ППМ 4 соединен с третьим входом-выходом третьего ГПЦС 38, первый вход ППМ 4 соединен с вторыми входами третьего ГЦПС 38 и второго делителя частоты 39, выход которого соединен с первым входом третьего ГПЦС 38, первый и второй выходы третьего ГПЦС 38 соединены с одноименными входами четвертого квадратурного балансного смесителя 31, выход которого через последовательно соединенные шестой фильтр 32, третий умножитель частоты 33, третий усилитель 34, третий ключ 35, седьмой фильтр 36, второй усилитель мощности 37, девятый фильтр 41, четвертый ключ 46 подключен к пятому СВЧ входу-выходу ППМ 5, второй вход ППМ 4 соединен с одноименными входами третьего ключа 35 и четвертого ключа 46, четвертый выход четвертого ключа 46 через десятый фильтр 45 и второй малошумящий усилитель 44 соединен с вторым входом пятого квадратурного балансного смесителя 43, четвертый выход третьего ключа 35 через последовательно соединенные восьмой фильтр Ф8, второй усилитель-ограничитель 42 и пятый квадратурный балансный смеситель 43 подключен к выходу ППМ 4.In PPM 4, shown in figure 3, the third input of the PPM 4 is connected to the input of the third power divider 30, the first and second outputs of which are connected to the third input of the fourth quadrature balanced mixer 31 and the first input of the second frequency divider 39, respectively, the fourth input-output PPM 4 is connected to the third input-output of the third GPCS 38, the first input of the MRP 4 is connected to the second inputs of the third GPCS 38 and the second frequency divider 39, the output of which is connected to the first input of the third GPCS 38, the first and second outputs of the third GPCS 38 are connected with the same name the input inputs of the fourth quadrature balanced mixer 31, the output of which is through a sixth filter 32, a third frequency multiplier 33, a third amplifier 34, a third key 35, a seventh filter 36, a second power amplifier 37, a ninth filter 41, and a fourth key 46 connected to the fifth microwave PPM input-output 5, the second PPM input 4 is connected to the inputs of the third key 35 and the fourth key 46 of the same name, the fourth output of the fourth key 46 through the tenth filter 45 and the second low-noise amplifier 44 is connected to the second input of the fifth quadrature ball nsnogo mixer 43, the fourth output of the third key 35 through a series-connected eighth filter F8, the second amplifier-limiter 42 and the fifth quadrature balanced mixer 43 is connected to the output of the PPM 4.
Фиг.4 - вариант структурной схемы генератора прямого цифрового синтеза.Figure 4 is a variant of the structural diagram of a direct digital synthesis generator.
На фиг.4 приняты следующие обозначения:In figure 4, the following notation:
47 - блок ввода данных (БВД);47 - data input unit (BVD);
48 - оперативное запоминающее устройство (ОЗУ);48 - random access memory (RAM);
49 - первый цифроаналоговый преобразователь (ЦАП1);49 - the first digital-to-analog converter (DAC1);
50 - второй цифроаналоговый преобразователь (ЦАП2);50 - the second digital-to-analog converter (DAC2);
51 - счетчик импульсов (СчИ).51 - pulse counter (SCI).
В ГПЦС, изображенном на фиг.4, третий вход-выход ГПЦС соединен с входом-выходом блока ввода данных 47, первый и второй выходы которых соединены с одноименными входами-выходами оперативного запоминающего устройства 48, первый и второй входы ГПЦС соединены с одноименными входами счетчика импульсов 51, выход которого соединен с третьим входом оперативного запоминающего устройства 48, первый и второй выходы которого через первый 49 и второй 50 цифроаналоговые преобразователи соединены с первым и вторым выходом ГПЦС соответственно.In the GPCS shown in Fig. 4, the third input / output of the GPCS is connected to the input-output of the
Фиг.5 - эпюры, поясняющие работу первого варианта ППМ 4.Figure 5 - plot, explaining the work of the
Фиг.6 - эпюры, поясняющие работу второго варианта ППМ 4.6 is a plot explaining the work of the
В качестве блока управления модуляцией сигнала и направлением луча 6 может быть использована вычислительная машина ВБ-480-01. Остальные элементы АФАР широко используются в радиолокации и не требуют пояснений по реализации.As a control unit for the modulation of the signal and the direction of the beam 6 can be used in a computer VB-480-01. The remaining elements of AFAR are widely used in radar and do not require explanation for implementation.
АФАР, в составе которой работают варианты ППМ 4, изображена на фиг.1 и работает следующим образом.AFAR, which includes the variants of
Синтезатор частот 2 формирует на своих четырех выходах эталонные частоты, кратные одной общей для всех частоте. С второго выхода синтезатора частоты 2 снимается эталонный когерентный СВЧ сигнал частотой ωсд, поступающий через первый делитель мощности 3 на третий вход каждого из N ППМ 4. С первого выхода синтезатора частот 2 снимаются тактирующие импульсы, поступающие на вход синхронизатора 1, где цифровым способом с дискретом периода тактирующих импульсов на втором выходе формируются импульсы, модулирующие зондирующий сигнал по длительности τ с расчетным периодом повторения Т. С первого выхода синхронизатора 1 снимаются синхроимпульсы, используемые для привязки фаз сигналов, генерируемых N ППМ 4 к единому времени с периодом модуляции пачки зондирующих импульсов Тм. Спад синхроимпульса Тм совпадает с передним фронтом импульса τ модуляции передатчика ППМ 4 по длительности. На фиг 5а, 5б и 6а, 6б приведены варианты временных связей между синхроимпульсами и импульсами модуляции длительности излучаемых импульсов. При этом период Тм выбирается кратным или равным Т. Программа формирования внутриимпульсной модуляции передатчиков ППМ на периоде Тм с требуемой начальной фазой вводится в каждый ППМ 4 через четвертый вход-выход из блока управления модуляцией и лучом 6. Сформированные сигналы передатчиков N ППМ 4 с пятых входов-выходов поступают на N элементов АР 5 и излучаются. Синхронизация ППМ 4 и установленная программно начальная фаза излучаемых сигналов обеспечивает сложение мощности сигналов АР в пространстве с формированием диаграммы направленности АФАР в расчетном направлении. Отраженные сигналы, принятые АР 5, поступают на пятые входы-выходы всех ППМ 4, где когерентно принимаются, усиливаются, переносятся на промежуточную частоту и с выходов всех ППМ 4 на промежуточной частоте поступают на блок весового суммирования 7, где оцифровываются с частотой выборки ωв, подвергаются весовому суммированию с оцифрованными сигналами всех ППМ и получают в цифровом виде суммарный и два разностных сигнала (по азимуту и углу места), выводимых с первого по третий выходы блока весового суммирования 7 на последующую обработку с целью обнаружения сигнала и измерения навигационных параметров, характеризующих взаимное положение цели и летательного аппарата.
Первый вариант ППМ 4 приведен на фиг.2. Он работает как при изменениях несущей частоты от импульса к импульсу в пределах периода модуляции Тм=kT, где k - целое число, так и при неизменной несущей. Работа его производится в следующей последовательности.The first version of the
Эталонный когерентный СВЧ сигнал частотой ωсд с третьего входа ППМ 4 через второй делитель мощности 8 поступает на квадратурные балансные смесители 9 и 23 в качестве частоты, на которую сдвигаются сигналы, формируемые первым и вторым генераторами ГПЦС 16 и 22. Тактирование работы первого и второго ГПЦС 16 и 22 производится сигналом с частотой ωт, полученной делением частоты ωсд с второго выхода второго делителя мощности 8 до рабочей тактовой частоты ГПЦС с помощью делителя частоты 17. Делитель частоты 17 периодически с частотой синхросигнала, приходящего на первый вход ППМ 4, приводится в систему единого времени АФАР. Пример построения ГПЦС приведен на фиг.4 и будет рассмотрен ниже. Оба генератора ГПЦС 16 и 22 по третьему входу-выходу программируются управляющим сигналом, приходящим с блока управления модуляцией сигнала и направлением луча 6, на формирование квадратурных дискретно-аналоговых сигналов u1i(t) и u2i(t), описываемых выражениями (1) и (2), с частотами ω01 и ω02 соответственно. При этом частота второго ГПЦС 22 выставляется равной разности частоты сигнала первого ГПЦС 16, задержанного на время τrn, и промежуточной частоты ωпр, деленной на целое число k. Значение τrn выбирается кратным периоду повторения Т и опережает отраженный сигнал на величину менее периода повторения Т (фиг.5д). Сигналы u1i(t) и u2i(t) по программе в зависимости от выбранной модуляции и однозначности периода повторения могут иметь как одинаковые, так и различные частотные модуляции, определяемые законами ωi1(t) и ωi2(t) на периоде модуляции Тм. Начальные фазы ГПЦС 16 и 22 φ0i1 и φ0i2 так же могут индивидуально выставляться в зависимости от направлений АФАР на излучение и прием. На оба ГПЦС 16 и 22 с первого входа ППМ 4 с периодом Тм приходит синхроимпульс (фиг.56), после которого текущие фазы квадратурных сигналов u1i(t) и u2i(t) равны:Reference coherent microwave signal of frequency ω from the third input sd MRP 4 via the
arg(u1i(t))=ω01(t-nTм)+φi1(t-nTм)+φ0i1,arg (u 1i (t)) = ω 01 (t-nT m ) + φ i1 (t-nT m ) + φ 0i1 ,
arg(u2i(t))=ω02(t-nTм)+φi2(t-nTм)+φ0i2.arg (u 2i (t)) = ω 02 (t-nT m ) + φ i2 (t-nT m ) + φ 0i2 .
На выходах квадратурных балансных смесителей 9 и 23 формируются сигналы z1i(t) и z2i(t), описываемые выражениями (3) и (4), которые фильтруются первым 10 и четвертым 24 фильтрами на частотах (ωсд+ω01) и (ωсд+ω02) соответственно. Далее умножителем частоты 11 сигнал первого фильтра 10 умножается по частоте в k раз до несущей ωн=ωсд+ω01)k. Аналогично умножителем частоты 25 умножается частота сигнала на выходе четвертого фильтра 24 до частоты гетеродина ωг=(ωсд+ω02)k. Некоторые варианты формирования несущих ωн и гетеродинных ωг частот на периоде Тм на выходах умножителей частоты 11 и 25 приведены на фиг.5в и 5д. Сигнал на выходе второго умножителя частоты 25 после усиления в узкой полосе частот во втором усилителе 26 и формирования амплитуды в усилителе-ограничителе 19 используется в качестве гетеродинного в третьем квадратурном балансном смесителе 27. Сигнал несущей частоты на выходе первого умножителя частоты 11, модулированный по фазе (частоте), после усиления в полосе частот модуляции в первом усилителе 12 проходит на интервале зондирования τ, совпадающем с импульсом модуляции зондирующего сигнала по длительности, через первый ключ 13 на второй фильтр 14, усиливается по мощности усилителем мощности 15, фильтруется в полосе рабочих частот третьим фильтром 20 и через второй ключ 21 выводится на пятый СВЧ вход-выход ППМ 4. Управление первым 13 и вторым 21 ключами производится импульсом модуляции длительности зондирующего импульса, приходящим с второго входа ППМ 4 (фиг.5а). На фиг.5г и 5е приведены варианты зависимости несущей частоты зондирующих импульсов от времени, соответствующие частотам на фиг.5в и 5д соответственно. В интервалах между импульсами модуляции длительности сигнал с первого усилителя 12 поступает через первый ключ 13 на согласованную нагрузку 18. На интервале между зондирующими импульсами отраженный сигнал на несущей частоте с пятого входа-выхода ППМ через второй ключ 21, пятый фильтр 29 (преселектор) и малошумящий усилитель 28 поступает на второй вход третьего квадратурного балансного смесителя 27, где переносится на промежуточную частоту и поступает через выход ППМ 4 на блок весовых сумматоров 7.At the outputs of the quadrature
Второй вариант ППМ 4 приведен на фиг.3. Эпюры, поясняющие его работу, приведены на фиг.6. Работа ППМ 4 происходит следующим образом.The second version of the
Эталонный когерентный СВЧ сигнал частотой ωсд с третьего входа ППМ 4 через третий делитель мощности 30 поступает на третий вход четвертого квадратурного балансного смесителя 31 в качестве частоты, на которую сдвигается квадратурный сигнал, формируемый третьим ГПЦС 38. Исходное состояние третьего ГПЦС 38 устанавливается каждый период импульсом синхронизации, поступающим на его второй вход с периодом Тм=Т (фиг.6б). Сигнал ГПЦС 38 на интервале периода Тм программируется по третьему входу-выходу управляющим сигналом с блока управления модуляцией сигнала и направлением луча 6 на последовательное во времени формирование квадратурных дискретно-аналоговых сигналов u1i(t) и u2i(t), описываемых выражениями (1) и (2), с частотами ω01 и ω02 на участках зондирования и приема отраженного сигнала соответственно. При этом сигнал с частотой ω01 формируется на участке длительности зондирующего сигнала (сплошная линия на фиг.6в), на участке приема между зондирующими - сигнал с частотой ω02 (пунктирная линия фиг.6в). Значение ω02 выставляется равным разности частоты ω01 и промежуточной частоты ωпр, деленной на целое число k. Сигналы u1i(t) и u2i(t) по программе в зависимости от выбранной внутри импульсной модуляции могут иметь как одинаковые, так и различные частотные модуляции, определяемые законами ωi1(t) ωi2(t). Начальные фазы третьего ГПЦС 38 φ0i1 и φ0i2 также могут отдельно выставляться в зависимости от направлений излучения и приема сигнала на периоде повторения Тм=Т. На выходе четвертого квадратурного балансного смесителя 31 последовательно на интервалах зондирования и приема формируются сигналы z1i(t) и z2i(t), описываемые выражениями (3) и (4). Суммарный сигнал с центральными частотами (ωсд+ω01) и (ωсд+ω02) фильтруются шестым фильтром 32 в общей полосе частот. Далее третьим умножителем частоты 33 сигнал шестого фильтра 32 умножителем частоты 33 умножается по частоте в k раз с получением на выходе разделенных по времени зондирующих и гетеродинных сигналов с частотами ωн=(ωсд+ω01)k и ωг=(ωсд+ω02)k соответственно. Сигнал с выхода третьего умножителя частот 33 через третий усилитель 34 поступает на первый вход третьего ключа 35. На интервале длительности зондирующего импульса (фиг.6а) третий ключ 35, управляемый импульсом модуляции длительности зондирующего импульса, приходящим с второго входа ППМ 4, пропускает на третий выход сигнал с несущей частотой ωн=(ωсд+ω01)k. Полученный импульс фильтруется седьмым фильтром 36 на несущей частоте в полосе модуляции сигнала, усиливается по мощности во втором усилителе мощности 37, фильтруется в рабочей полосе частот девятым фильтром 41 и через четвертый ключ 46, управляемый импульсом модуляции длительности зондирующего сигнала, приходящим на его второй вход, поступает на пятый СВЧ вход-выход ППМ 4. На интервале приема между зондирующими импульсами на четвертый выход третьего ключа 35 проходит сигнал с частотой ωг=(ωсд+ω02)k, который последовательно фильтруется восьмым фильтром 40, формируется по амплитуде во втором усилителе-ограничителе 42 и поступает в качестве гетеродинного на первый вход пятого квадратурного балансного смесителя 43. На второй вход пятого квадратурного балансного смесителя 43 на интервале приема приходит отраженный сигнал по пути с пятого СВЧ входа-выхода ППМ 4 через четвертый ключ 46, десятый фильтр 45 (преселектор) и второй малошумящий усилитель 44. Пятый квадратурный балансный смеситель 43 переносит модуляцию отраженного сигнала с несущей частоты на промежуточную частоту, на которой отраженный сигнал поступает через выход ППМ 4 на блок весовых сумматоров 7.Reference coherent microwave signal of frequency ω from the third input sd MRP 4 through the
Вариант структуры ГПЦС, формирующего квадратурный сигнал, приведен на фиг.4. Работа его происходит в следующей последовательности. До начала работы на блок ввода данных 47 приходит оцифрованная последовательность значений требуемого сигнала с соответствующими адресами, которая по навязываемым адресам записывается в оперативное запоминающее устройство 48. В режиме формирования сигнала в каждый период повторения синхросигнала, приходящего на первый вход счетчика импульсов 51, производится установка ГПЦС в исходное состояние в системе единого времени. По окончании синхроимпульса тактовые импульсы, приходящие на первый вход ГПЦС, считываются счетчиком импульсов 51, изменяя код состояния, используемого в качестве адреса записанной в оперативном запоминающем устройстве 48 информации. Выходная цифровая последовательность квадратурных сигналов с первого и второго выходов оперативного запоминающего устройства 48 преобразуется в аналого-дискретные сигналы с помощью цифроаналоговых преобразователей 49 и 50, поступающих на выход ГПЦС.A variant of the structure of the GPCS forming the quadrature signal is shown in Fig.4. Its work occurs in the following sequence. Prior to operation, the
Техническим преимуществом предлагаемого способа работы ППМ для АФАР и устройства, реализующего его с сохранением возможности высокоточной настройки формируемых на передачу и прием лучей, является широкополосность АФАР, большая широкополосности прототипа в целое число k раз, за счет последовательного сдвига сигнала ГПЦС на частоту когерентного эталона и умножения частоты полученного сигнала в целое число k раз до несущей частоты. При этом увеличивается как диапазон перестройки несущих частот, так и девиация частоты зондирующего сигнала по сравнению с девиацией частоты на выходе ГПЦС, соответственно повышается помехозащищенность БРЛС, использующей данную АФАР.The technical advantage of the proposed method for operating the APM for an AFAR and a device that implements it while maintaining the possibility of high-precision tuning of the beams formed for transmitting and receiving is the broadband of the AFAR, the broadband prototype is an integer k times, due to the sequential shift of the GPCS signal to the frequency of the coherent reference and multiplication the frequency of the received signal an integer k times to the carrier frequency. At the same time, both the tuning range of the carrier frequencies and the frequency deviation of the probing signal are increased in comparison with the frequency deviation at the output of the GPCS, respectively, the noise immunity of radar systems using this AFAR is increased.
Пользуясь сведениями, представленными в материалах заявки, АФАР с предлагаемым ППМ может быть изготовлена по существующей, известной в радиопромышленности технологии, на базе известных комплектующих изделий и использована в многоцелевых БРЛС при навигации летательных аппаратов.Using the information presented in the application materials, the AFAR with the proposed APM can be manufactured according to the existing technology well-known in the radio industry, on the basis of well-known components and used in multipurpose radars for navigating aircraft.
ЛИТЕРАТУРАLITERATURE
1. Патент США №5943010 от 24.08.99. Direct Digital Synthesizer Driven Phased Array Antenna.1. US patent No. 5943010 from 08.24.99. Direct Digital Synthesizer Driven Phased Array Antenna.
2. Патент США №7345629 от 18.03.08. Wideband Active Phased Antenna System.2. US patent No. 7345629 from 03/18/08. Wideband Active Phased Antenna System.
3. Патент США №6441783 от 27.08.02. Circuit module for a passed array.3. US patent No. 6441783 from 08.27.02. Circuit module for a passed array.
Claims (3)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2008140207/09A RU2392704C1 (en) | 2008-10-09 | 2008-10-09 | Method of increasing broadbandness of transceiving module of phased antenna array using signal generation through direct digital synthesis, and embodiments thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2008140207/09A RU2392704C1 (en) | 2008-10-09 | 2008-10-09 | Method of increasing broadbandness of transceiving module of phased antenna array using signal generation through direct digital synthesis, and embodiments thereof |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2008140207A RU2008140207A (en) | 2010-04-20 |
| RU2392704C1 true RU2392704C1 (en) | 2010-06-20 |
Family
ID=42682928
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2008140207/09A RU2392704C1 (en) | 2008-10-09 | 2008-10-09 | Method of increasing broadbandness of transceiving module of phased antenna array using signal generation through direct digital synthesis, and embodiments thereof |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2392704C1 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2619468C1 (en) * | 2016-05-31 | 2017-05-16 | Общество с ограниченной ответственностью "НаноПульс" | Method of work of the pulsed radar system and device for its realisation |
| RU2818226C2 (en) * | 2022-09-12 | 2024-04-26 | Автономная некоммерческая образовательная организация высшего образования "Сколковский институт науки и технологий" | Transceiver 6g |
-
2008
- 2008-10-09 RU RU2008140207/09A patent/RU2392704C1/en not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2619468C1 (en) * | 2016-05-31 | 2017-05-16 | Общество с ограниченной ответственностью "НаноПульс" | Method of work of the pulsed radar system and device for its realisation |
| RU2818226C2 (en) * | 2022-09-12 | 2024-04-26 | Автономная некоммерческая образовательная организация высшего образования "Сколковский институт науки и технологий" | Transceiver 6g |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2008140207A (en) | 2010-04-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Gottinger et al. | Coherent automotive radar networks: The next generation of radar-based imaging and mapping | |
| US6646587B2 (en) | Doppler radar apparatus | |
| US10718860B2 (en) | System and method to improve range accuracy in FMCW radar using FSK modulated chirps | |
| CN112882018B (en) | Ocean and ionosphere integrated detection high-frequency radar system and control method thereof | |
| EP3679394B1 (en) | Ladar system supporting doublet waveform for sequential in-phase (i) and quadrature (q) processing | |
| RU146508U1 (en) | SHORT-PULSE RADAR WITH ELECTRONIC SCANNING IN TWO PLANES AND WITH HIGH-PRECISE MEASUREMENT OF COORDINATES AND SPEED OF OBJECTS | |
| Scotti et al. | In-field experiments of the first photonics-based software-defined coherent radar | |
| EP2182375A1 (en) | A combined direction finder and radar system, method and computer program product | |
| RU2496120C2 (en) | Multifunctional multirange scalable radar system for aircraft | |
| RU2661334C1 (en) | Tranceiver module of radio-technical signals | |
| JP5460290B2 (en) | Radar equipment | |
| RU2600109C1 (en) | Monopulse radar of millimetre range | |
| EP2096457B1 (en) | Digital beam forming using frequency-modulated signals | |
| CN106772349B (en) | A kind of ranging, speed-measuring method and system | |
| CN100504436C (en) | Radar altimeter used for detecting and landing in rail | |
| RU2392704C1 (en) | Method of increasing broadbandness of transceiving module of phased antenna array using signal generation through direct digital synthesis, and embodiments thereof | |
| EP2901174B1 (en) | Frequency modulated continuous waveform (fmcw) radar | |
| RU2510685C2 (en) | Synthetic-aperture and quasicontinuous radiation radar station | |
| KR101634455B1 (en) | Radar using linear frequency modulation signal and noise signal, and method for controlling the same | |
| RU2692417C2 (en) | Analog-digital receiving module of active phased antenna array | |
| Jahagirdar | A high dynamic range miniature DDS-based FMCW radar | |
| RU2672098C1 (en) | Radar altimeter system adapted to smooth water surface | |
| RU2755518C1 (en) | Radar station | |
| RU58727U1 (en) | RADAR DISTANCE METER | |
| RU2444026C1 (en) | Radar station for ship navigation |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20191010 |