KR100605890B1 - 협대역 시분할 듀플렉싱 부호분할 다중 접속통신시스템에서 채널 추정 향상 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 적어도 둘 이상의 하향 타임슬롯을 포함하는 프레임들을 가지는 협대역 시분할 이동통신 시스템에서, 수신된 타임슬롯에서 측정한 채널 추정치를 이용하여 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터들을 복원하는 방법에 있어서, 수신된 타임슬롯에서 측정한 채널 추정치에 대한 신뢰도를 측정하고, 상기 측정된 신뢰도가 제1설정치와 비교하는 과정과, 상기 비교 결과 상기 측정된 신뢰도가 낮은 경우 상기 수신된 타임슬롯 이전에 수신된 타임슬롯에 측정된 신뢰도를 제2설정치와 비교하는 과정과, 상기 비교 결과 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도가 상기 제2설정치보다 높은 경우 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정치를 이용하여 상기 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터들을 복원하는 과정으로 이루어진다.

복합 검출기, 채널 추정, 촐레스키 분해, 슈어 분해, 퓨리어 변환

Description

협대역 시분할 듀플렉싱 부호분할 다중 접속 통신시스템에서 채널 추정 향상 장치 및 방법{METHOD AND APPARATUS FOR ACCURACY ENHANCEMENT OF CHANNEL ESTIMATION IN LOW CHIP RATE TIME DIVISION DUPLEXING WCDMA SYSTEM}

도 1은 협대역 시분할 방식 시스템 모드의 프레임, 부 프레임 구조와 공통 제어 물리 채널을 도시한 도면.

도 2는 LCR-TDD 시스템의 버스트 (Burst)를 도시한 도면.

도 3은 LCR-TDD 시스템의 수신기 블록도를 도시한 도면.

도 4는 LCR-TDD 시스템의 단일 주기 순환 기본 미드엠블 (midamble) 코드를 도시한 도면.

도 5는 LCR-TDD 시스템의 채널 추정 방법을 도시한 도면.

도 6은 LCR-TDD 시스템의 복합 검출기의 채널 임펄스 응답 행렬의 구성을 도시한 도면.

도 7은 LCR-TDD 시스템의 복합 검출기의 블록 순환 행렬의 구성을 도시한 도면.

도 8는 본 발명에 따른 LCR-TDD 시스템의 채널 추정 및 잡음 추정 방법을 도시한 도면.

도 9는 본 발명의 제 1실시예에 따른 LCR-TDD 시스템의 단일(single) 타임슬롯에서 채널 추정하는 과정을 도시한 도면.

도 10은 본 발명의 제 2실시예에 따른 LCR-TDD 시스템의 단일 타임슬롯에서 채널 추정하는 과정을 도시한 도면.

도 11은 본 발명의 제 3실시예에 따른 LCR-TDD 시스템의 다중(multiple) 타임슬롯에서 채널 추정하는 과정을 도시한 도면.

도 12는 본 발명의 제 4실시예에 따른 LCR-TDD 시스템의 다중 타임슬롯에서 채널 추정하는 과정을 도시한 도면.

본 발명은 부호분할다중접속 방식을 사용하는 제3세대 이동통신시스템의 협대역 시분할(Low Chip Rate Time Division Duplexing: 이하 LCR TDD이라 칭하기로 한다.)시스템에 관한 것으로서 특히, 열악한 채널 상황에서 복합 검출기의 성능 및 정확도를 높일 수 있는 방법에 관한 것이다.

상기 제3세대 이동통신은 음성 서비스뿐만 아니라 패킷 서비스까지 지원하는 이동통신 방식을 지칭하고, 코드분할다중접속방식(Code Division Multiple Access: 이하 "CDMA"라 칭하기로 한다.) 을 사용하여 데이터를 송수신하는 시스템을 말한다. 상기 제3세대 이동통신 방식은 기지국간의 비 동기를 기반으로 하는 유럽 및 일본형 표준기구인 3GPP (3rd Generation Project Partnership)과 타임슬롯을 이용하며 기지국간의 동기를 기반으로 하는 미국형 표준 기구인 3GPP2 (3rd Generation Project Partnership 2) 또는 CDMA2000 방식으로 분류된다. 상기 제3세대 이동통신 방식 중에서 상기 3GPP에는 송신 주파수와 수신 주파수를 구별하는 주파수 분할 듀플렉싱 (Frequency Division Duplexing: 이하 FDD 라 칭하기로 한다.) 방식과 데이터의 송수신을 송신 시간과 수신 시간에 따라 구별하는 시분할 듀플렉싱 (Time division duplexing: 이하 TDD 라 칭하기로 한다.) 방식으로 나누어진다. 상기 TDD 시스템은 3.84 Mcps (Mega chip per second) 의 칩레이트 (chip rate) 를 사용하는 광대역 시분할 듀플렉싱 (High Chip Rate Time Division Duplexing : 이하 HCR-TDD라 칭하기로 한다.) 과 1.28 Mcps의 칩레이트를 사용하는 LCR-TDD로 구분된다.

도 1은 상기 LCR-TDD의 부 프레임(sub-frame) 구조를 도시하는 도면이다. 상기 부 프레임은 5ms로 이루어지며, 상기 부 프레임 2개(10ms의 길이)가 모여 제3세대 비동기 이동 통신 시스템에서 무선 전송의 기본 단위인 무선 프레임(radio frame)을 구성한다. 상기 10ms길이의 무선 프레임은 상기 LCR-TDD에서도 마찬가지로 무선 전송의 기본 단위를 구성한다.

상기 도 1에 도시된 LCR-TDD에서 사용하는 부 프레임은 7개의 타임슬롯(Time Slot: 타임슬롯)과 DwPTS, UpPTS로 구성된다. 상기 도 1에서 화살표가 아래로 도시되어 있는 타임슬롯은 기지국에서 단말(UE)로 신호를 전송하는 하향(Down link) 전송구간이고, 화살표가 위로 도시되어 있는 타임슬롯은 단말에서 기지국으로 신호를 전송하는 상향(Up link) 전송구간이다. 상기 LCR-TDD에서는 타임슬롯 단위로 상향 전송구간과 하향전송구간이 변경되기 때문에 몇 가지 규칙을 적용하여 부 프레임의 타임슬롯들을 상향/하향전송구간으로 할당한다. 상기 도 1의 타임슬롯 0번(101)으로 반드시 하향 전송에만 사용되어야 하며, DwPTS(102)는 UE가 동기를 맞출 수 있도록 기지국에서 사전에 약속된 부호 시퀀스(sequence)를 전송하는 구간이며, 105번인 UpPTS는 역방향 동기를 위해 단말이 기지국으로 사전에 약속된 특정 부호 시퀀스를 전송하는 구간이다. 상기 도 1의 스위칭 포인트(switching point)(103)로 상향/하향 전송이 바뀌는 시점을 나타낸다. 상기 도 1의 보호구간(Guard Period: 이하 GP라 칭하기로 한다.)(104)은 DwPTS, UpPTS가 겹쳐서 서로 상대방에게 간섭을 주지 않기 위해서 설정하는 구간이다. 상기 스위칭 포인트(106)는 상향으로 전송할 데이터가 많은 경우에는 상향 타임슬롯의 수가 많게 설정되며, 하향으로 전송할 데이터가 많은 경우에는 하향의 타임슬롯의 수가 많게 설정된다.

도 2는 상기 도 1의 부 프레임 내의 타임슬롯의 구조를 도시한 도면으로서, 상향 전송과 하향 전송에 동일하게 사용되는 구조이다. 상기 도 2의 데이터부(201, 203)는 상향 또는 하향으로 전송할 데이터의 전송에 사용되며, 202번 미드엠블은 제3세대 비동기 이동통신시스템 중 HCR-TDD(High Chip Rate Time Division Duplexing), LCR-TDD시스템의 상향 전송에 있어서는 동일한 타임슬롯을 사용하는 UE나 기지국의 채널을 구별하는데 사용된다. 또한, 상기 미드엠블은 상, 하향전송에 있어서 채널 추정과, 하향 전송에 있어서 기지국에서 UE로의 채널 경로에 따른 손실이 얼마인지 측정하게 된다. 각 기지국들은 서로 다른 미드엠블을 사용함으로서 기지국을 구별하는데 사용된다. 상기 미드엠블부(202)에는 특정 시퀀스가 사용 되며, 상기 특정 시퀀스의 종류에는 128개가 있다. 상기 채널 부호와 미드엠블부에서 사용되는 미드엠블 시퀀스는 특성 및 종류에 있어 서로 상이하다. 일 예로 상향 전송에 사용되는 채널부호는 데이터부들(201, 203)에 사용되는 직교 부호로서 상기 데이터부들(201, 203)을 통해 데이터를 전송하는 UE들의 데이터를 구별하는 역할을 한다. 상기 미드엠블시퀀스는 어떤 UE가 전송을 하고 있는지에 대한 구별을 하는 역할을 하며, 채널부호를 사용하여 대역을 확산하지 않는다.

상기 도 2의 GP(204)는 현재 전송되고 있는 타임슬롯과 그 다음에 전송되는 타임슬롯 사이를 구별해 주는 역할을 수행한다. 상기 GP(204)는 상향 전송 타임슬롯 뒤에 하향 전송 타임슬롯이 오거나, 하향 전송 타임슬롯 뒤에 상향 전송 타임슬롯이 오는 경우 서로간에 간섭신호가 발생되지 않도록 구별해 주는 역할을 수행한다.

기본 공통 물리 채널(Primary Common Control Channel: 이하 P-CCPCH라 칭하기로 한다.)은 하향 전송채널로서 LCR-TDD 시스템에서 항상 고정된 전송위치를 가지고 있다. 상기 P-CCPCH은 확산계수 16번을 사용하는 타임슬롯 0의 처음 두 코드로 매핑 (mapping)된다. 즉, 상기 P-CCPCH는 고정된 16번 확산계수를 사용하는 타임슬롯 0의 채널 코드 1번과 2번을 각각 사용한다. 상기 타임슬롯 0번에 P-CCPCH가 전송되는 경우에는 공간 부호 전송 다중화(Space Code Transmit Diversity (SCTD): 이하 SCTD라 칭하기로 한다)와 경계 함수(beacon function)를 제공하기 위해 미드엠블 1번과 미드엠블 2번이 사용된다. 상기 미드엠블 1번과 미드엠블 2번의 사용은 P-CCPCH가 SCTD의 적용여부에 따라 다음과 같이 분류된다.

1) P-CCPCH에 안테나 다이버시티(antenna diversity)가 제공되지 않는 경우: 미드엠블 1번이 사용되고 미드엠블 2번은 사용되지 않는다.

2) SCTD가 P-CCPCH에 적용되는 경우: 미드엠블 1번은 첫 번째 안테나에 적용되고 미드엠블 2번은 두 번째 안테나에 적용된다.

상기 P-CCPCH의 위치는 DwPTS를 통해 전송되는 미드엠블의 연속된 위상 시퀀스 (Sequence)를 통해 알게 된다. 상기 연속된 위상 시퀀스의 주요한 기능은 다중 프레임 (multi-frame) 내의 P-CCPCH의 위치를 파악과 인터리빙(interleaving)의 시작점을 알아내는 기능을 수행하기 위해 사용된다.

상기 LCR-TDD 시스템의 가장 큰 특징은 채널 추정을 위해 미드엠블을 사용한다는 점이다. 복합 채널추정방법(joint channel estimation)은 수신단에서 상기 미드엠블 코드를 이용하여 여러 사용자(user)가 사용하는 각 무선 링크에 대한 채널 임펄스 응답을 한번의 행렬 연산을 이용하여 구하는 것을 말한다. 복수의 사용자들이 있는 경우, 상기 각 사용자들에 대한 무선 채널 임펄스 응답(impulse response)이 있고, 상기 각 사용자에 대해서 144칩 길이의 미드엠블 코드가 할당되어 있다. 수신단에는 상기 복수의 사용자들의 수만큼 상기 미드엠블 코드들이 겹쳐서 들어오게 된다. 복합검출 방법은 채널 임펄스 응답의 결과 도 2의 타임슬롯의 미드엠블부(202)가 겪는 채널 상황을 추정하고, 상기 추정된 값을 가지고 도 2의 데이터부(201,203)에 포함되어 있는 실제 데이터들을 추정한다. 상기 LCR-TDD시스템의 용량을 증대시키고 통화품질을 향상시키기 위해 자기신호의 다중경로 페이딩(fading)에 의한 자기 심볼간의 간섭신호(Inter Symbol Interference, 이하 에서 ISI라 칭한다.)와 다중 사용자 신호에 의한 간섭신호(Multiple Access Interference, 이하에서 MAI라 칭한다.)를 동시에 제거시켜주어야 한다. 상기 ISI와 MAI를 동시에 제거시켜 주는 방법이 상기 LCR-TDD 시스템에서 매우 효과적인 수신 방식이며, 만약 정확한 채널 추정이 이루어 지지 않는다면 이후에 수신된 데이터 검출에 대해 상당한 오류가 발생하게 된다.

이하, 상기 채널 추정과 복합 검출기의 동작에 대해 설명하기에 앞서 도 3을 이용하여 LCR-TDD시스템에서 UE 수신기의 구조에 대해 설명한다. 안테나(301)를 통해 수신된 하향 채널들은 RF부(302)에 의해 반송파(radio frequency) 대역에서 기저대역(baseband frequency)로 낮추어져 스위치(303)로 입력된다. 제어기(304)는 하향채널을 전송받을 시점이 되면 상기 스위치(303)를 역다중화기(305)로 연결한다. UE가 수신하는 신호에는 상기 상기 UE가 수신하고자하는 node B에서 전송한 DwPTS 이외에 다른 node B들에서 전송하는 DwPTS도 동시에 수신된다. 상기 스위치(303)는 DwPTS의 수신 시점에서는 상기 수신된 신호를 DwPTS 감지기(306)로 전달한다. 상기 DwPTS 감지기(306)는 DwPTS 수신신호 도착을 감지하며, DwPTS 해석기(307)는 수신된 DwPTS을 해석한다. 상기 DwPTS는 상기 UE가 node B를 탐색하는 초기 셀 탐색 과정에서 수신한다. 상기 DwPTS는 시스템 정보를 담고 있는 브로드케스팅 채널(Broadcasting Channel: BCH)을 전송하는 물리 채널인 P-CCPCH를 상기 UE가 다중 프레임 구조에서 현재 어느 위치에 있는 하향 프레임에서 수신하고 있는지 알려주는 역할을 수행하며, 동시에 하향 채널의 동기를 획득하는데 이용된다.

미드앰블 감지기(308)는 상기 역다중화기(305)에서 나온 출력을 미드엠블과 사용자 데이터부로 분리하기 위해 미드엠블을 감지한다. 따라서 상기 미드엠블 감지기(308)는 하향 채널의 미드엠블을 감지하며, 미드엠블 제거기(309)에서는 하향 채널에서 감지된 미드엠블을 제거하고 상기 사용자 데이터부만을 남긴다. 상술한 바와 같이 정확한 데이터를 수신하기 위해서는 정확한 채널 추정이 필요하다. 채널 추정기(310)는 분리된 미드엠블을 이용하여 채널 추정을 한다. 상기 채널 추정기(310)를 통해 추정된 값들과 미드엠블 제거기(309)에 의해 미드엠블 코드가 제거된 사용자 데이터는 복합검출기(313)로 입력된다. 상기 복합 검출기(313)는 스크렘블링 코드(311)와 직교가변확산코드(OVSF code: 이하 확산코드라 칭하기로 한다.)(312)를 이용하여 정확한 사용자 데이터(채널 데이터)를 검출한다. 상기 복합검출기(313)에서 출력된 채널 데이터는 역다중화기(314)로 입력되어 TPC(315), SS(316), TFCI(317) 그리고 순수한 사용자 데이터로 분리된다. 상기 TPC(315)는 사용자의 UE가 전송할 상향 채널의 송신 전력 제어에 사용되며, TFCI(317)은 기지국으로부터 특정 사용자에게 전송된 데이터의 속도를 구별해서 해석하는데 사용된다. 상기 SS(316)는 node B가 UE에서 전송하는 상향 채널의 동기 조정을 요구하는 명령어로 사용된다. 상기 역다중화기(314)에서 출력된 순수 사용자 데이터는 복조기(318)에서 역코딩 복조 과정을 수행함으로서 하향 채널 전송 중에 발생된 집중 데이터 오류들이 분산된다. 상기 집중 데이터 오류들이 분산된 데이터들은 사용자 데이터(319)가 된다.

이하, 상기 도 3에 도시된 채널 추정기(310)에서의 채널 추정 동작과 복합 검출기(313)에서의 동작에 대해 상세하게 설명한다. 먼저 채널 추정기(310)에서의 채널 추정과 정에 대해 알아본 후, 복합검출기(313)에서 동작에 대해 알아본다. 임의의 K 개의 UE가 있는 경우 상기 각 UE에 대한 W 개의 무선 채널 임펄스 응답은 하기 〈수학식 1〉과 같이 나타낼 수 있다.

상기 〈수학식 1〉의 길이는 W이며, 각 UE의 K개 채널 임펄스 응답인 는 하기

는〈수학식 2〉와 같이 나타낼 수 있다.

채널 계수 h_w(k)의 전체 수를 U라 정의하면, 상기 U=KW 이다.

상기 K개의 미드엠블 코드들은 도 4와 같이 표현되고, 하기 〈수학식 3〉과 같이 나타낼 수 있다.

상기 미드엠블 코드에는 여러 가지 코드셋(code set)들이 존재한다. 상기 코드셋을 설정하는 방법은 K개의 UE에 대한 미드엠블 코드들인

를 독립적으로 선택하여 설정한다. 하지만 상기 UE별로 독립적인 코드를 설정하는 것은 시스템의 복잡도를 증가시키기 때문에 상기 LCR-TDD시스템에서는 단일순환기본코드(single periodic basic code)를 사용한다. 이 경우, 전체 경우의 수 f는 하기 〈수학식 4 〉와 같이 나타낼 수 있다.

상기 미드엠블 코드

들은 기본 코드로부터 독립적인 P개가 선택된다. 상기와 같이 미드엠블 코드들이 선택될 때, 최대 코드셋은 하기 〈수학식 5〉와 같이 선택되고, 각각의 미드엠블 코드인

들은 P주기를 가진다.

상기 〈수학식 5〉에서 주기 P와 L은 다를 수 있지만, 상기 주기 P와 L이 동일한 경우

는 오른쪽 순환(right circulant) 행렬이 된다. 상기 오른쪽 순환 행렬의 성질은 복합 검출기의 복잡도를 줄여주는 역할을 수행한다.

도 4는 단일주기순환기본코드로부터

가 구성되는지를 도시하고 있다. 상기 도 4는 단일주기순환기본코드와 K개의 UE(또는 유저)를 도시하고 있다. 401은 단일순환기본코드를 나타내며, 402는 상기 단일순환기본코드를 반복하고 있음을 보이고 있다. 403은 K번째 UE에서 사용되는 미드엠블 코드 셋을 나타내며, 406은 첫 번째 UE에서 사용되는 미드엠블 코드셋을 나타낸다. 상기 각 UE들은 상기 K번째 UE에서 사용하는 코드셋을 기준으로 W(407)의 간격만큼 순차적으로 우측으로 이동된 미드엠블 코드셋을 사용한다. 즉, (K-1)번째 UE는 403을 기준으로 W만큼 우측으로 이동한 미드엠블 코드셋을 사용하며, (K-2)번째 UE는 상기 403을 기준으로 2W만큼 우측으로 이동한 미드엠블 코드셋을 사용한다. 이 경우 상기 미드엠블 코드셋은 오른쪽으로 W만큼 이동한 형태이며, 이로 인한 행렬 G는 토이플리츠 행렬이다.

는 오른쪽 순환 행렬이며 상기 오른쪽 순환 행렬은 복합 검출기의 복잡도를 줄여주는 역할을 한다.

상기 도 4에서 심볼간의 간섭(Inter symbol interference: 이하 ISI라 칭하기로 한다)은 마지막 미드엠블인 408(W-1)에 의해 생성되고, 상기 408은 데이터 블록에서 (W-1)만큼 간섭현상을 일으킨다. 이로 인해 수신된 신호에서 미드엠블

에 의해 영향을 받는 신호들은 채널 추정에 고려되지 않으므로, 각각의 미드엠블의 (W-1)요소들은 채널 추정에 사용되지 않는다. 따라서, 상기 미드엠블

에 의해 정의되는 수신 신호는 409들로 한정된다. 상기와 같이 409들로 한정된 신호는 하기 〈수학식 6〉과 같이 나타낼 수 있다.

상기 〈수학식 3〉의

미드엠블 코드들로부터 L×W 토이플리츠(Toeplitz) 행렬

가 구성될 수 있으며, 이는 하기 〈수학식 7a〉와 〈수학식 7b〉와 같이 나타낼 수 있다.

상기 〈수학식 7a〉와 〈수학식 7b〉에 의한 행렬 는 하기 〈수학식 8〉의 L×W 행렬로 나타낼 수 있다.

정적 노이즈(stationary noise)는 하기 〈수학식 9〉와 같이 나타낼 수 있다.

따라서, 수신된 신호성분은 하기 〈수학식 10〉과 같이 나타낼 수 있다.

상기 채널 추정에서 상기 U의 값은 상기 L의 값을 넘지 않는 범위내이어야 한다.

을 상기 〈수학식 8〉의 잡음 n의 공통편차(covariance) 행렬

의 역(inverse)이라 하면, 상기 〈수학식 8〉에 의한 최대근사(maximum likelihood) 채널 추정 행렬은 하기 〈수학식 11〉과 같이 주어진다.

결과적으로 채널 임펄스 응답 h의 최대근사 추정

는 하기 〈수학식 12〉와 같이 나타난다.

상기 〈수학식 12〉의 M 행렬은 G 행렬의 의사 역(Pseudo Inverse)행렬이다. 만약 열 잡음 n이 백색 잡음 특성을 가지는 경우, 상기 열 잡음 n의 공통편차(covariance) 행렬은 하기 〈수학식 13〉과 같이 나타난다.

영인가(zero-Forcing: 이하 ZF라 칭하기로 한다.) 알고리즘은 제곱한 유클리디안 거리(Euclidian distance)

를 최소화하는 알고리즘이다. 결과적으로 상기 ZF에 의한 데이터 추정은 하기 〈수학식 14〉와 〈수학식 15〉에 같이 나타난다.

상기와 같은 방법에 의해 MAI와 ISI를 전체적으로 감소시킬 수 있다. 하지만, 상기 방법은 잡음 분산(variance)을 증가시키는 단점이 있다. 이로인해 낮은 신호 대 잡음 비 (Signal to Noise Ratio: 이하 SNR이라 칭하기로 한다.)환경에서의 채널 추정은 더욱 약화된다.

도 5은 단일 회전(cyclic) 상관기(correlator)로 구성된 채널 추정기를 나타낸 것이다. 미드엠블 코드

는 단일주기 기본 코드로 구성되며, P와 U는 동일하다고 가정한다. 이 경우 추정 행렬 M은 하기 〈수학식 16〉과 같이 주어진다.

행렬 G는 오른쪽 순환 행렬를 나타내며, 행렬 는 정방 행렬을 나타낸다. 상기 도 5의 채널 추정기는 입력 스위치(502)와 출력 스위치(507)를 가지고 있다. 상기 입력 스위치(502)와 상기 출력 스위치(507)은 Ⅰ에 위치한다. 상관기(503)은 P개의 레지스터를 가지며, 상기 각 레지스터에 수신신호(501)를 저장한다. 상기 동작 이후 입력 스위치(502)와 출력 스위치(507)은 Ⅱ에 위치한다. 상기 수신신호(501)의 P개의 성분들 각각은 M(504)의 하나의 컬럼 요소들과 상응하도록 복소 승산기(506)에서 복소 승산을 수행한다. 상기의 과정은 상기 상관기(503)의 포함되어 있는 P개의 레지스터에 저장되어 있는 수신신호에 대해 수행한다. 상기 복소 승산기(506)에서 복소 승산이 수행된 P개의 수신신호는 복소정합기(505)로 입력된다. 상기 복소정합기(505)는 입력된 승산된 수신신호들을 복소 합산(summation)하여 채널 응답의 추정치인

의 첫 번재 요소인

을 얻는다. 상기 첫 번째 채널 응답 추정치를 얻은 후 상기 상관기(503)은 저장된 입력신호를 쉬 프트(shift)시키고 두 번째 채널 응답의 추정치를 상술한 바와 같은 동작에 의해 얻는다. 상기 상관기(503)는 상기 레지스터의 개수와 동일한 회를 반복함으로서, P개의 채널 응답 추정치를 얻는다.

고속의 데이터 서비스를 지원하는 셀룰라(cellular)이동통신시스템에서 다중 사용자간 간섭(MAI)과 심볼간 간섭(ISI)은 시스템의 성능을 저하시키는 가장 큰 요인들이다. 특히, 고속 데이터 전송이나 낮은 확산계수(spreading factor)가 적용되는 상황에서는 성능 저하가 더욱 심화된다. 제3세대 코드분할 다중접속 셀룰라 시스템의 주파수 분할 듀플렉싱의 경우 상기 ISI는 레이크 수신기(Rake receiver)를 이용하여 등화시키며, 상기 MAI는 다중유저 검출(Multi-user detection) 방식을 사용하여 제거할 수 있으나 복잡도가 높아진다는 단점을 가지고 있다. 이와 같은 단점으로 인해 상기 ISI와 상기 MAI는 일반적으로 제거하지 않는다. 상기 LCR-TDD 시스템에서는 복합 수신(joint Detection) 방식을 사용하여 상기 MAI과 ISI을 동시에 제거한다.

W-CDMA 무선 접속 규격에서 FDD방식과 TDD방식은 많은 차이점을 가지고 있는데, 그중 한 가지가 스크램블링(scrambling) 수행 과정이다. 상기 FDD방식의 경우 상기 스크램블링 코드로서 긴(long) 스크램블링 코드 또는 짧은(short) 스크램블링 코드를 생성하여 사용한다. 상기 TDD 방식에서는 셀 구분을 위해 128개의 셀 파라미터 값을 결정하고, 상기 결정된 셀 파리미터 값에 따른 코드 그룹을 고유 스크램블링 코드로 사용한다. 상기 고유 스크램블링 코드는 일반적으로 데이블(table)로 작성하여 사용된다. 상기 고유 스크램블링 코드는 길이가 16(chip)이고, 복소 값을 가지며 임의의 셀에 대해 하나의 스크램블링 코드가 할당된다. 송신단의 스크램블링부에서는 입력 복소 칩 열에 대해 최대 가능 확산 계수와 사용되는 확산 계수의 비에 대응되는 개수만큼 연결하고, 상기 연결된 단위로 복소 스크램블링 코드를 곱하게 된다. 반면 수신단의 역스크램블링 부에서는 본래 사용된 복소 스크램블링 코드를 해당 수신 칩 열로 나누어 본래의 신호를 추출하게 된다. 상기 긴 스크램블링 코드는 복합 검출법에서 행렬의 복잡성을 초래하기 때문에 일반적으로 짧은 스크램블링 코드와 적은 수의 사용자가 요구되는 시스템에서 사용된다. 선형 복합 검출법은 LCR-TDD 시스템 방식의 다중유저 검출법으로 많이 활용된다. 상기 복합 검출기의 주요 동작들을 해석적으로 살펴보기에 앞서, 고려되는 변수들을 정리하면 다음과 같다. k번째 사용자의 복소 심볼 열은 하기 〈수학식 17〉과 같이 나타낼 수 있다.

상기 k번째 사용자에 대한 복소 사용자 특성 코드와 채널화 코드와 스크램블링 코드에 대한 대응관계는 하기 〈수학식 18〉과 같다.

모든 사용자들에 대해 결합된 데이터 벡터는 하기 〈수학식 19〉와 같다.

상기 N은 데이터의 개수를 나타내며, 상기 Q는 채널화 코드의 길이다. 상기 사용자 특성 코드인

와 복소 임펄스 응답의 추정인

에 대한 길쌈(convolution)의 결과인 k번째 사용자에 대한 결합된 임펄스 응답인

는 하기 〈수학식 20〉과 같이 표현된다.

상기 복합 검출기의 특성을 규정짓는 시스템 행렬 A는 하기 〈수학식 21〉과 같이 나타낼 수 있다.

도 6은 상기 A 행렬의 구성을 나타내고 도시하고 있다. 채널 임펄스 응답 행렬은 시스템 블록 V(601)가 일정한 간격으로 배치되는 토이플리츠 형태의 행렬이 된다. 상기 데이터 벡터들을 사용하여 수신 신호를 표현하면 하기 〈수학식 22〉와 같다.

일반적으로 상기 복합 검출기는 MAI 및 ISI를 감소시킬 수 있는 능력을 가지 고 있는 반면, 수신기의 복잡도를 증가시키고 실시간 검출을 위한 비용 증가의 요인을 가지고 있다.

상기 복합 검출기에서 수행하는 대부분의 연산 과정은 역행렬

를 구하는 과정에서 소요된다. 상기

를 구하는 연산 과정을 감소시키기 위한 방법으로 시스템 행렬의 토이플릿츠 특성을 이용한 블록 이산 퓨리어 변환(block DFT)과 촐레스키 분해(Cholesky decomposition) 슈어 분해(Schur decomposition)를 사용하는 복합 검출방법이 제안된다. 이하 상기 검출 방법들에 대한 동작 절차를 설명한다.

상기 블록 이산 퓨리어 변환은 채널 임펄스 응답 블록이 열마다 일정한 간격으로 배치되는 블록 토이플리츠 행렬 형태의 행렬이 된다. 도 7은 상기 블록 토이플리츠 행렬에 대한 일 예를 도시하고 있다. 복합 검출 방식을 사용하기 위해서는 행렬은 블록 순환 행렬의 형태를 가져야 하며, 상기 블록 순환 행렬은 블록 단위로 정방행렬이며 토이플리츠 형태를 가짐을 특징으로 한다. 따라서, 상기 채널 임펄스 응답 행렬이 블록 순환 행렬의 형태를 가지기 위해서는 상기 블록 정방 행렬로의 조정이 필요하다. 이 때 상기 블록 정방행렬의 행과 열의 블록 계수를 D라 하면 하기 〈수학식 23〉이 성립한다.

D=N+[P/Q]-1

생성된 상기 블록 순환 행렬은 상기 도 7과 같고, 블록 순환을 위해 701부분을 부가한다. 상기 701부분을 부가한 상기 도 7의 블록 순환 행렬 T라 정의한다. 상기 블록 순환행렬 T에 대한 추정 데이터 벡터(d)와 수신 벡터(e)의 대응관계는 하기 〈수학식 24〉와 같다.

Td=e

상기 〈수학식 24〉에서 상기 추정 데이터 벡터(d)를 구하기 위한 방법은 기존의 T에 대한 역(inverse) 행렬을 이용하여 구하는 방법을 사용하지 않고 T의 분해과정을 이용한다. 상기 T의 분해과정을 이용하여 상기 추정 데이터 벡터(d)를 구하는 과정은 하기 〈수학식 25〉, 〈수학식 26〉과 같다.

상기 〈수학식 25〉, 〈수학식 26〉식에서 상기

(N은 임의의 상수)은 상기 블록 이산 퓨리에 변환을 나타내는 벡터로서 대상 행렬에서, 임의의 열의 행단위 요소들에 대해 D간격의 요소들을 그룹핑하여 DFT를 수행하고, 상기 DFT한 결과값들을 본래 위치 값으로 인정한다. 상기 블록 이산 퓨리에 변환 방법을 이용하여 상기 블록 순환 행렬T로부터 블록 대각 행렬의 각 요소 값들의 행렬 diag(

)은 하기 〈수학식 27〉과 같이 구할 수 있다.

상기 〈수학식 27〉에서 상기 T(:,1:K)은 상기 블록 순환 행렬의 첫 번째 K열을 의미한다. 상기 〈수학식 26〉의 양변에

행렬을 곱하면 하기 〈수학식 28〉과 같다.

상기 〈수학식 28〉에서

는 정방행렬이며, 대칭행렬이며, 양의 한정적(positive definite)인 특성을 가지게 됨에 따라 하삼각(lower triangular) 행렬 L에 대한

로의 촐래스키 분해가 가능하다. 상기 L은 하기 〈수학식 29〉와 〈수학식 30〉을 통해 구한다.

기본적인 후진 대입 방법은 Ax=B식에 하기 〈수학식 31〉을 이용하여 구한다.

결과적인 촐레스키 분해를 통한 시스템 관계식은 하기 〈수학식 32〉와 같다.

상기 〈수학식 32〉를 두 개의 식으로 분해하고, 각각에 대해 후진 대입을 수행하면 하기 〈수학식 33〉과 〈수학식 34〉를 얻는다.

상기 〈수학식 33〉과 〈수학식 34〉에 의한 결과를 z라 하면, 상기 z를 기준으로 하는 하기 〈수학식 35〉가 성립된다.

상기 복합 검출기에서 추정 데이터 벡터(d)를 구하기 위해 상기 z에 대한 블록 역 이산 퓨리에 변환을 수행한다.

상기 슈어 분해는 촐레스키 분해인

분해 대신에

분해를 이용한다. 상기 슈어 분해를 수행하기 위해서는 먼저 α,β 행렬을 생성하여야 한다. 하기 〈수학식 36〉은 상기 α와 β를 생성한다.

상기와 같은 과정을 통해 생성된 상기 α, β를 가지고 슈어분해를 하며, D행렬로부터 R행렬을 분해한다. 상기 분해 방법은 하기 〈수학식 37〉과 같다.

상기와 같은 방법에 의해 생성된 R을 이용한 상기 슈어 분해 식은 하기 〈수학식 38〉과 같으며, 두 번의 후진 대입을 이용하여 상기 추정 데이터 벡터를 얻을 수 있다.

상술한 촐레스키와 슈어 분해 방법은 연산량이 비교적 많아 수신기에서 행렬을 분해하는데 많은 시간이 소요된다. 이를 극복하기 위해 분해 행렬 L 또는 R의 중복되는 부분을 하나의 블록 연산으로 계산하고, 상기 계산된 연산 값을 대입함으로서 연산속도를 현저히 증가시킬 수 있다.

LCR-TDD시스템에서 효과적인 채널 추정을 위해 미드앰블을 이용하는 이유는 채널 추정된

의 행렬로 임펄스 응답 행렬을 만들기 때문에 정확한

를 얻지 못하면 이후에 수신된 데이터에 대한 추정 시 상당한 오류가 발생한다. 현재 수신된 타임슬롯의 미드앰블을 이용하여 측정한 채널 추정의 신뢰도가 낮은 경우 정확한 데이터의 복원은 어려워진다. 따라서, 현재 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정의 신뢰가 낮은 경우에도 정확한 데이터 복원을 수행할 수 있는 방안이 논의된다.

따라서, 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터의 정확한 복원을 위해 채널 추정을 위한 신뢰도를 높이는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 현재 타임슬롯에서 측정한 채널 추정에 대한 신뢰도가 낮은 경우 채널 추정에 대한 신뢰도가 높은 타임슬롯에서 측정한 채널 추정치를 사용하여 데이터를 복원하는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 현재 타임슬롯에서 측정한 채널 추정에 대한 신뢰도가 낮은 경우, 현재 수신된 타임슬롯 또는 이전에 수신된 타임슬롯들 중에서 채널 추정에 대한 신뢰도가 가장 높은 타임슬롯에서 측정된 채널 추정치를 이용하여 정확한 데이터를 복원하는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

상기한 본 발명의 목적을 이루기 위해 적어도 둘 이상의 타임슬롯으로 구성된 프레임들을 가지는 협대역 시분할 이동통신 시스템에서, 수신된 타임슬롯에서 측정한 채널 추정치를 이용하여 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터들을 복원하는 방법에 있어서, 수신된 타임슬롯에서 측정한 채널 추정치에 대한 신뢰도를 측정하고, 상기 측정된 신뢰도가 제1설정치와 비교하는 과정과, 상기 비교 결과 상기 측정된 신뢰도가 낮은 경우 상기 수신된 타임슬롯 이전에 수신된 타임슬롯에 측정된 신뢰도를 제2설정치와 비교하는 과정과, 상기 비교 결과 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도가 상기 제2설정치보다 높은 경우 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정치를 이용하여 상기 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터들을 복원하는 과정으로 이루어진다.

상기한 본 발명의 목적들을 이루기 위해 적어도 둘 이상의 타임슬롯으로 구성된 프레임들을 가지는 협대역 시분할 이동통신 시스템에서, 수신된 타임슬롯에서 측정한 채널 추정치를 이용하여 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터들을 복원하는 장치에 있어서, 적어도 둘 이상의 타임슬롯으로 구성된 프레임들을 전송하는 기지국과, 수신된 타임슬롯에서 측정한 채널 추정치에 대한 신뢰도를 측정하고, 상기 측정된 신뢰도가 제1설정치와 비교하고, 상기 비교 결과 상기 측정된 신뢰도가 낮은 경우 상기 수신된 타임슬롯 이전에 수신된 타임슬롯에 측정된 신뢰도를 제2설정치와 비교하고, 상기 비교 결과 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도가 상기 제2설정치보다 높은 경우 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정치를 이용하여 상기 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터들을 복원하는 이동단말로 이루어짐을 특징으로 한다.

이하 본 발명이 바람직한 실시 예를 첨부한 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

채널 상황이 열악한 경우 채널을 통해 전송된 타임슬롯의 미드엠블에 대한 SNR(signal to noise ratio)은 낮아진다. 상기 SNR이 낮은 미드엠블에서 정확한 채널 추정이 불가능하고, 이로 인한 임펄스 응답 행렬이 복합 검출로 사용될 경우 정확한 데이터 복원이 불가능해진다.

도 8은 본 발명에 따른 LCR-TDD시스템에서 채널 추정을 위해 임펄스 응답

을 이용하여 SNR을 구하는 과정을 도시하고 있다. 초기에 입력 스위치(802)는 Ⅰ에 위치한다. 수신신호(수신데이터)(801)는 입력 스위치(802)를 통해 상관기(803)에 저장된다. 상기 상관기(803)은 P개의 레지스터를 가지며, 상기 각 레지스터에 수신신호(801)를 저장한다. 상기 동작 이후 입력 스위치(802)와 출력 스위치(808)은 Ⅱ에 위치한다. 상기 출력 스위치(808)로부터 출력되는 추정 응답은 입력 스위치(810)로 입력된다.

감지기(809)는 잡음에 의한 채널 응답 값을 0으로 만드는 감지기로 일정한 설정치(threshold)을 설정하여 잡음에 의한 채널 응답 추정 오류를 방지하기 위한 목적으로 사용되며, 잘못 추정된 채널 응답을 제거하기 위함이다.

상기 상관기(803)에 저장된 P개의 수신데이터들은 추정행렬M(804)의 각 요소들 복소 승산기(805)에서 복소 승산을 수행한다. 상기 복소 승산이 수행된 상기 수신데이터들은 복소 정합기(806)로 입력된다. 상기 복소 정합기(806)은 상기 입력된 복소 승산이 수행된 수신데이터들을 정합됨으로서 채널추정응답

(807)을 출력한다. 상기 채널 추정응답은 상기 입력 스위치(810)를 거쳐 상관기(812)로 입력된다. 상기 상관기(803)은 상기 저장된 P개의 수신 데이터를 오른쪽으로 하나의 레지스터 간격으로 쉬프트시키고, 상기 쉬프트가 수행된 입력 데이터들에 대해 상기 과정을 수행한다. 상기 상관기(803)은 맨 왼쪽에 있는 입력데이터가 맨 오른쪽으로 이동될 때까지 상기 과정을 수행한다.

상기 상관기(803)에 저장되어 있는 입력데이터에 대해 P회에 걸쳐 복소승산 및 복소정합을 수행함으로서 상기 상관기(812)에는 P개의 데이터가 저장된다. 상기 상관기(812)는 상기 상관기(803)과 동일하게 P개의 레지스터로 구성된다. 상기 상관기(812)에 P개의 데이터가 저장되면 상기 입력 스위치(810)와 출력 스위치(811)은 Ⅲ의 위치로 이동한다.

상기 상관기(812)에 저장된 데이터에 대해서는 상기 상관기(803)에 저장된 데이터에서 수행되는 과정과 동일한 과정을 수행한다. 즉, 상기 상관기(812)에 저장된 데이터들은 상기 추정행렬(804)의 역행렬인 G행렬(813)의 각각의 요소와 복소 승산기(814)에서 복소 승산을 수행한다. 상기 복소 승산이 수행된 상기 복소 승산기(814)의 출력은 복소 정합기(815)로 입력된다. 상기 복소 정합기(815)는 입력된 데이터들에 대해 복소 정합을 수행한다. 상기 출력스위치(811)로부터 출력된 수신 데이터들은 감산기(816)로 입력된다. 또한, 상기 복소 정합기(815)의 출력 역시 상기 감산기(816)로 입력된다. 상기 감산기(816)은 상기 수신데이터와 상기 복소 정합된 데이터에 대한 감산 연산을 수행한다. 상기 감산이 연산이 수행된 결과값을 이용하여 채널 추정 잡음

을 얻게 된다. 상기의 과정은 상기 상관기(812)에 저장되어 있는 P개의 데이터를 오른쪽으로 쉬프트시켜 반복적으로 수행한다. 상기 결과를 통해 i번째 수신된 채널에 대한 채널추정

은 하기 〈수학식 39〉와 같다.

상기 〈수학식 39〉에 의해 k번째 사용자(user)에 대한 채널 잡음은 하기 〈수학식 40〉과 같다.

상기 〈수학식 40〉을 통해 SNR은 채널 상황이 나쁜 경우 잡음에 의해 전체 임펄스 응답 신호의 세기가 약해진다는 사실을 알 수 있다.

이하 상기 도 8에 의한 채널 추정 결과인 채널 임펄스 응답

의 결과를 이용한 SNR 측정에 의한 채널 상황판단 및 추정 결과의 정확성 및 성능을 향상시키기 위한 방안들에 대해 알아본다.

1. 단일 타임슬롯의 경우

1) 제1실시예

도 9는 채널 추정과정에서 계산된 SNR의 신뢰도에 따라 채널 추정에 사용할지 여부를 판단하는 과정에 대해 도시하고 있다. 상기 채널 추정과정에서 계산이 SNR이 설정치보다 작은 경우, 타임슬롯 0번을 통해 전송되는 기지국의 파일럿(pilot) 신호인 P-CCPCH의 미드앰블을 이용하여 채널 추정을 수행한다. 상기 P-CCPCH는 상기 기지국의 하향 채널로서 전송파위의 세기가 일정하다. 또한 상기 P-CCPCH는 상기 기지국이 관리하는 셀 영역 내에 있는 모든 UE들이 수신할 수 있도록 전송하여야 하므로 전송 파워를 높게 설정한 디폴트 미드앰블(default midamble)을 사용한다. 결과적으로, 본 발명은 현재 타임슬롯의 미드엠블의 채널상황이 나쁜 경우 전송된 부프레임 내에서 채널 상황이 비교적 좋은 타임슬롯 0번의 P-CCPCH 미드엠블을 이용한 채널 추정 결과를 현재의 타임슬롯의 채널 추정 값으로 이용하다.

901단계에서 이동단말은 기지국으로부터 전송되는 데이터를 수신한다. 상기 이동단말은 902단계에서 현재 수신된 타임슬롯의 미드앰블을 검출한다. 상기 수신된 타임슬롯에서 미드앰블을 검출하는 과정은 상기 도 3의 미드앰블 감지기(308)에서 수행되는 동작과 동일하다. 상기 902단계에 의해 수신된 타임슬롯에서 미드앰블을 이용하여 상기 도 8에서 제안한 채널 추정 방법을 이용하여 현재 타임슬롯의

를 계산한다. 상기

은 수신된 미드앰블의 종류에 따라 달라진다. 3GPP TDD 시스템 모드에서는 3가지의 미드엠블을 정의하고 있으며, 상기 각 3가지 미드앰블에 대해 서로 다른 파워 오프셋 (offset)을 가진다.

1. 디폴트 미드엠블(default midamble): 모든 미드엠블은 연관된 코드들과 같이 동일한 파워로 전송한다.

2. 공통 미드엠블(common midamble); 한 타임슬롯 내 모든 전송 신호의 미드엠블부와 데이터부는 같은 파워옵셋으로 전송한다.

3. 특정 UE에 따른 미드엠블(UE specific midamble): 한 타임슬롯 내 모든 사용자의 미드엠블부와 데이터부는 같은 파워옵셋으로 전송한다.

상기 3가지 경우의 미드엠블에 따라

은 일 예로 하기 〈수학식 41〉과 같은 계산할 수 있다.

상기 〈수학식 41〉에서 보이고 있는 바와 같이 상기 디플트 미드앰블에서 계산된 SNR은

로 사용한다. 하지만 상기 공통 미드앰블과 특정 UE에 따른 미드앰블에서 계산된 SNR은 일정한 연산 과정을 수행함으로서 상기

를 계산한다. 상기

과

은 상기 P-CCPCH의 전송 파워의 기준에 맞추기 위한 오프셋 값이다. 초기 상기 이동단말이 수신을 시작한 후 해당 물리 채널의 미드앰블 할당 정보를 파악하여 파워 오프셋에 따라

을 얻을 수 있다. 또한 상기

에 의한 채널 추정의 신뢰성이 만족되지 않으면 해당 부 프레임 채널 상황이 비교적 좋은 P-CCPCH 내의 디폴트 미드엠블의 채널 추정 결과인

의 값을 이용한다.

903단계에서 현재 타임슬롯에서의

이 채널 추정으로서의 신뢰성이 있는 지 여부를 판단한다. 상기 903단계에서는 상기

이

보다 높은 값을 가지는지 여부로 판단한다. 상기

는 신뢰도의 문턱 값으로 사용자의 선택에 따라 임의로 조절될 수 있다. 상기

이 상기

보다 높은 값이면 신뢰성이 높다고 판단하고, 904단계로 이동한 후 현재의 타임슬롯의 채널 추정 결과를 채널 추정 값으로 선택한다. 상기 판단 결과 상기 이 상기 보다 낮거나 동일한 값을 가지면 905단계로 이동한다. 상기 905단계는 상기 현재 타임슬롯에서 채널 상황이 좋지 않은 경우 P-CCPCH를 이용하여 채널 추정할 것인 지 여부를 판단하는 단계이다. 상기 P-CCPCH의 채널 상황이 좋다하더라도 상기 값은 현재의 타임슬롯에서의 채널 상황과는 차이가 있다. 하지만, 상기 이동단말의 이동속도가 빠른 경우 타임슬롯같의 채널 상황이 빠르게 변하며 이로인해, 상기

과 상기

이 동일한 경우 상기

을 이용한 채널 추정의 신뢰도는 증가한다.

상기 905단계에서 상기 이동단말은

이 상기 에 오프셋1을 더한 값을 비교한다. 상기 비교 결과 상기

이 상기

에 오프셋1을 더한 값보다 크다면 906단계로 이동하고, 상기 부프레임내의 P-CCPCH의 미드엠블 채널 추정 결과를 현재 타임슬롯에 대한 채널 추정 값으로 사용한다. 상기 비교 결과 상기

이 상 기

에 오프셋1을 더한 값보다 작거나 동일하다면 907단계로 이동한다. 상기 907단계에서는 상기 현재 타임슬롯에 대한

과 P-CCPCH 대한

이 모두 적합하지 않은 경우이다. 하지만 데이터 복원을 위해 하나를 선택하여야 한다. 상기

이 상기

에 오프셋2를 더한 값보다 작거나 동일하다면 904단계로 이동하여 현재의 타임슬롯의 채널 추정 결과를 채널 추정 값으로 선택한다. 상기 오프셋2의 설정 기준은 P-CCPCH의 타임슬롯에서의 채널 상황, 시간적 차이, 이동단말의 이동속도 등을 고려하여 설정한다. 상기 P-CCPCH의 채널 상황이 현재 타임슬롯에서의 채널상황과 차이가 많다면 상기 오프셋2의 값은 크게 설정되고, 상기 채널 상황에 대한 차이가 적다면 상기 오프셋2의 값은 작게 설정된다. 상기 907단계에서 비교 결과 상기

이 상기

에 오프셋2를 더한 값보다 크다면 906단계로 이동하고, 상기 부프레임내의 P-CCPCH의 미드엠블 채널 추정 결과를 현재 타임슬롯에 대한 채널 추정 값으로 사용한다.

2) 제2실시예

도 10은 본 발명에 따른 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있는 두 번째 실시예를 도시하고 있다. 상기 도 10의 1001단계 내지 1006단계에서 수행되는 동작은 상기 도 9의 901단계 내지 906단계에서 수행되는 동작과 동일하다. 상기 1005단계에서 상기 이동단말은

이 상기

에 오프셋1을 더한 값을 비교한다. 상기 비교 결과 상기

이 상기

에 오프셋1을 더한 값보다 작거나 동일하다면 1007단계로 이동한다. 상기 1007단계에서 상기 이동단말은 현재 타임슬롯의 채널 추정과 P- CCPCH에 대한 채널 추정값에 일정한 가중치(weight)를 두어 채널 추정을 수행한다. 상기 1007의 채널 추정 값은 하기 〈수학식 42〉와 같다.

상기 <수학식 42>에서

는 측정하길 원하는 채널 응답 추정치이며,

는 현재 타임 슬롯에서의 채널 응답 추정치,

는 이전 타임 슬롯에서의 채널 응답 추정치, SNR₀는 현재 타임 슬롯에서의 신호대 잡음비, SNR₁은 이전 타임 슬롯에서의 신호 대 잡음비, w₀는 현재 타임 슬롯의 채널 응답 추정치에 곱해질 가중치, w₁은 이전 타임 슬롯의 채널 응답 추정치에 곱해질 가중치를 의미한다.
상기 〈수학식 42〉는 현재 타임슬롯과 P-CCPCH의 채널 추정 임펄스 응답에 일정한 가중치를 부가하고 있다. 상기 가중치는 신호 대 잡음비를 이용하고 있다. 상기 가중치는 또한 도플러 천이(Doppler shift)를 감안하여 설정할 수 있다. 즉,도플러 천이를 감안한 옵셋 값 f_D0, f_D1를 차등적용하여 UE의 이동 속도가 빠른 경우와 느린 경우에 대해 각 W₀ , W₁의 가중치를 다른게 하여 하기 <수학식 43>과 같이 나타낼 수 있다. 하기 〈수학식 43〉은 상기 도플러 천이를 고려한 가중치의 일 예를 보이고 있다.

상기 〈수학식 43〉의 경우, 현재 타임슬롯에서의 이동단말의 이동속도가 빠르면 상기

가 상기

보다 높게 설정할 수 있다.

2. 다중 타임슬롯의 경우

3) 제3실시예

3GPP LCR-TDD 시스템에서 하나의 부 프레임 내에는 복수 개의 하향 타임슬롯이 있을 수 있다. 상기 복수 개의 하향 타임슬롯의 경우 상기 이동단말은 반드시 도 1의 101의 P-CCPCH의 채널 추정을 이용하여 현재 타임슬롯에서 채널 추정을 수행할 필요가 없다. 예로서 UE가 수신한 하향 타임슬롯이 타임슬롯 4, 5, 6번이고, 상기 타임 슬롯 6에 대한 채널 추정은 채널 상황이 비교적 더 비슷한 상기 타임슬롯 4번, 5번의 채널 추정을 이용한다. 그러나 상기 4번, 5번의 타임슬롯에 대한 채널 추정이 신뢰성이 낮은 경우는 타임슬롯 0번의 P-CCPCH를 이용한다.

도 11은 상기 다중 타임슬롯을 이용하여 현재 타임 슬롯에 대한 채널 추정을 수행하는 과정을 도시하고 있다. 상기 도 11은 3개의 타임슬롯을 하나의 부프레임에서 수신한 경우를 가정한다. 1101단계에서 이동단말은 기지국으로부터 전송되는 데이터를 수신한다. 상기 이동단말은 1102단계에서 현재 수신된 타임슬롯의 미드앰블을 검출한다. 상기 수신된 타임슬롯에서 미드앰블을 검출하는 과정은 상기 도 3의 미드앰블 감지기(308)에서 수행되는 동작과 동일하다. 상기 1102단계에 의해 수신된 타임슬롯에서 미드앰블을 이용하여 상기 도 8에서 제안한 채널 추정 방법을 이용하여 현재 타임슬롯의

를 계산한다. 1103단계에서 현재 타임슬롯에서의 이 채널 추정으로서의 신뢰성이 있는 지 여부를 판단한다. 상기 1103단계에서는 상기

이

보다 높은 값을 가지는지 여부로 판단한다. 상기

는 사용자의 선택에 따라 임의로 조절될 수 있다. 상기

이 상기

보다 높은 값이면 신뢰성이 높다고 판단하고, 1104단계로 이동한 후 현재의 타임슬롯의 채널 추정 결과를 채널 추정 값으로 선택한다. 상기 판단 결과 상기

이 상기

보다 낮거나 동일한 값을 가지면 1105단계로 이동한다.

상기 1105단계에서 상기 이동단말은 현재 타임슬롯 바로 이전에 수신한 타임슬롯의 신호 대 잡음 비인

를 이용하여 채널 추정의 신뢰도를 판단한다. 상기 판단 결과 상기

이 상기

에 오프셋1를 더한 값보다 크다면 1106단계로 이동하여 상기 바로 이전에 수신한 타임 슬롯에서의 채널 추정값을 현재 타임 슬롯에서의 채널 추정값으로 사용한다. 상기 판단 결과 상기

이 상기

에 오프셋1을 더한 값보다 작거나 동일하다면 1107단계로 이동한다.

상기 1107단계에서 상기 이동단말은 현재 타임슬롯 바로 전전에 수신한 타임슬롯의 신호 대 잡음 비인

를 이용하여 채널 추정의 신뢰도를 판단한다. 상기 판단 결과 상기

이 상기

에 오프셋2을 더한 값보다 크다면 1108단계로 이동하여 상기 바로 전전에 수신한 타임 슬롯에서의 채널 추정값을 현재 타임 슬롯에서의 채널 추정값으로 사용한다. 상기 판단 결과 상기

이 상기

에 오프셋2을 더한 값보다 작거나 동일하다면 1109단계로 이동한다.

또한 상기 1105단계는 상기 하나의 부 프레임에 포함되어 있는 타임슬롯의 개수에 대응되게 병렬형태로 설정할 수 있다. 이 경우 상기 1105단계를 수행한 타임 슬롯들에 대한 채널 추정 신뢰도가 가장 좋은 것을 선택하여 사용할 수 있다. 상기 1107단계에서 상기 이동단말은 전전 타임슬롯의 채널 추정에 대한 신뢰도를 고려하지 않고, P-CCPCH의 채널 추정에 대한 신뢰도를 고려할 수 있다. 상기 오프셋1과 오프셋2는 하나의 부 프레임 내의 타임슬롯의 위치가 현재 타임슬롯 수신 타이밍을 기준으로 서로 상이하므로 이에 따라 오프셋 값을 달리 설정할 수 있다.

상기 1109단계는 하나의 부 프레임 내에 포함되는 모든 타임슬롯의 채널 추정에 대한 신뢰도가 낮은 경우이다. 이 경우 상기 하나의 부 프렘임 내에 포함되어 있는 타임슬롯들에 대한 채널 추정의 신뢰도가 가장 높은 것을 선택한다. 즉, 상기 1109단계 내지 1111단계는 채널 추정의 신뢰도가 가장 높은 것을 선택하는 과정이다.

상기 1109단계에서 상기 이동단말은

이

에 오프셋3보다 큰 값을 가지는 지 비교한다. 상기 비교 결과 상기

이

에 오프셋3을 더한 값보다 크다면 1110단계로 이동한다. 상기 비교 결과 상기

이

에 오프셋3을 더한 값보다 작거나 동일하다면 1111단계로 이동한다. 상기 1110단계에서 상기 이동단말은

이

에 오프셋4보다 큰 값을 가지는 지 비교한다. 상기 비교 결과 상기

이

에 오프셋4를 더한 값보다 크다면 1104단계로 이동하여 현재 타임 슬롯에 대한 채널 추정값을 이용한다. 상기 비교 결과 상기

이

에 오프셋4를 더한 값보다 작거나 동일하다면 1111단계로 이동한다. 상기 1111단계에서 상기 이동단말은

이

에 오프셋5보다 큰 값을 가지는 지 비교한다. 상기 비교 결과 상기

이

에 오프셋5를 더한 값보다 크다면 1106단계로 이동하여 이전 타임 슬롯에 대한 채널 추정값을 이용한다. 상기 비교 결과 상기

이

에 오프셋5를 더한 값보다 작거나 동일하다면 1108단계로 이동하여 전전 타임슬롯에 대한 채널 추정값을 이용한다. 상기 오프셋3 내지 오프셋5는 타임슬롯 채널 추정을 위해 신호 대 잡음 비 비교시 현재 타임슬롯과의 시간적인 거리를 고려하여 설정한다.

4) 제 4실시예

도 12는 본 발명에 따른 4번째 실시예를 도시하고 있다. 상기 도 12의 1201단계 내지 1208단계는 상기 도 11의 1101단계 내지 1108단계와 동일하다. 상기 1207단계에서 상기 이동단말은

이 상기

에 오프셋2을 더한 값을 비교한다. 상기 비교 결과 상기

이 상기

에 오프셋2을 더한 값보다 작거나 동일하다면 1209단계로 이동한다. 상기 1209단계에서 상기 이동단말은 현재 타임슬롯의 채널 추정과 이전에 수신된 타임슬롯에 대한 채널 추정값에 일정한 가중치(weight)를 두어 채널 추정을 수행한다. 상기 1209의 채널 추정 값은 하기 〈수학식 44〉와 같다.

상기 〈수학식 44〉는 현재 타임슬롯과 이전에 수신된 타임슬롯의 채널 추정 임펄스 응답에 대해 일정한 가중치를 부가하고 있다. 상기 가중치는 신호 대 잡음비를 이용하고 있다. 상기 가중치는 도플러 천이(Doppler shift)를 감안하여 설정할 수 있다. 하기 〈수학식 45〉은 상기 도플러 천이를 고려한 가중치의 일 예를 보이고 있다.

상기 〈수학식 45〉의 경우, 현재 타임슬롯에서의 이동단말의 이동속도가 빠르면 상기

가 상기

,

보다 높게 설정할 수 있다.

상기 도 11 내지 도 12는 3개의 타임 슬롯이 하나의 부 프레임으로 전송되는 경우에 대해 설명하고 있으나, LCR-TDD 시스템의 경우 하나의 부 프레임에 6개의 하향 타임슬롯이 전송될 수 있다. 따라서, 현재 타임슬롯이 마지막 타임슬롯이라면 6번의 비교과정을 수행한다. 다중 타임슬롯이 수신되는 이동단말의 경우 상기 4가지 실시예 중 어느 하나를 선택하여 수행할 수 있다.

전술한 바와 같이 일반적으로 현재 타임슬롯에서 측정한 채널 추정에 대한 신뢰도가 낮을 경우 정확한 데이터 복원을 수행할 수 없었으나, 본원 발명에서는 상기 현재 타임슬롯 이전에 수신한 타임슬롯들에서 측정한 채널 추정치들 중에서 신뢰도가 높은 타임 슬롯의 채널 추정치를 이용함으로서 정확한 데이터 복원을 수행할 수 있다.

Claims (20)

1. 적어도 둘 이상의 타임슬롯으로 구성된 프레임들을 가지는 협대역 시분할 이동통신 시스템에서, 수신된 타임슬롯에서 측정한 채널 추정치를 이용하여 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터들을 복원하는 방법에 있어서,

   수신된 타임슬롯에서 측정한 채널 추정치에 대한 신뢰도를 측정하고, 상기 측정된 신뢰도가 제1설정치와 비교하는 과정과,

   상기 비교 결과 상기 측정된 신뢰도가 낮은 경우 상기 수신된 타임슬롯 이전에 수신된 타임슬롯에 측정된 신뢰도를 제2설정치와 비교하는 과정과,

   상기 비교 결과 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도가 상기 제2설정치보다 높은 경우 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정치를 이용하여 상기 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터들을 복원하는 과정으로 이루어짐을 특징으로하는 상기 방법.
2. 제 1항에 있어서, 상기 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도는 신호대 잡음비(SNR)를 이용함을 특징으로 하는 상기 방법.
3. 제 2항에 있어서, 상기 이전에 수신된 타임슬롯은 제1공통제어물리채널(P- CCPCH)의 미드앰블임을 특징으로 하는 상기 방법.
4. 제 1항에 있어서, 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도가 상기 제2설정치보다 낮은 경우, 상기 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도와 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도 중 높은 신뢰도를 가지는 타임슬롯에서 측정된 채널추정치를 이용하여 상기 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터들을 복원하는 과정을 부가함을 특징으로 하는 상기 방법.
5. 제 1항에 있어서, 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도가 상기 제2설정치보다 낮은 경우, 상기 수신된 타임슬롯에 대한 채널 추정치와 상기 이전에 수신된 타임슬롯에 대한 채널 추정치에 대해 각각 가중치를 곱함으로서 상기 수신된 타임슬롯에서 사용할 채널 추정치를 생성함을 특징으로 하는 상기 방법.
6. 제 5항에 있어서, 상기 가중치들은 하기 <수학식 46>으로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법,

   

   상기 <수학식 46>에서

   

   는 측정하길 원하는 채널 응답 추정치이며,

   

   는 현재 타임 슬롯에서의 채널 응답 추정치,

   

   는 이전 타임 슬롯에서의 채널 응답 추정치, SNR₀는 현재 타임 슬롯에서의 신호대 잡음비, SNR₁은 이전 타임 슬롯에서의 신호 대 잡음비, w₀는 현재 타임 슬롯의 채널 응답 추정치에 곱해질 가중치, w₁은 이전 타임 슬롯의 채널 응답 추정치에 곱해질 가중치를 의미함.
7. 삭제
8. 제 1항에 있어서, 상기 수신된 타임슬롯에 대한 신뢰도가 상기 제1설정치보다 작은 경우, 상기 수신된 타임슬롯 이전에 수신된 타임슬롯에 대한 신뢰도가 상기 제2 설정치보다 높은 값을 가질 때까지 각 타임슬롯들에 대한 신뢰도를 수신된 순서의 역순으로 상기 제2 설정치와 비교함을 특징으로 하는 상기 방법.
9. 제 8항에 있어서, 상기 각 타임슬롯들에 대한 신뢰도들과 비교의 대상이 되는 설정치들은 각 타임슬롯마다 서로 다른 값을 가짐을 특징으로 하는 상기 방법.
10. 제 9항에 있어서, 상기 설정치들은 각 타임슬롯이 수신된 시간에 비례하는 값들을 가짐을 특징으로 하는 상기 방법.
11. 적어도 둘 이상의 타임슬롯으로 구성된 프레임들을 가지는 협대역 시분할 이 동통신 시스템에서, 수신된 타임슬롯에서 측정한 채널 추정치를 이용하여 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터들을 복원하는 장치에 있어서,

    적어도 둘 이상의 타임슬롯으로 구성된 프레임들을 전송하는 기지국과,

    수신된 타임슬롯에서 측정한 채널 추정치에 대한 신뢰도를 측정하고, 상기 측정된 신뢰도가 제1설정치와 비교하고, 상기 비교 결과 상기 측정된 신뢰도가 낮은 경우 상기 수신된 타임슬롯 이전에 수신된 타임슬롯에 측정된 신뢰도를 제2설정치와 비교하고,

    상기 비교 결과 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도가 상기 제2설정치보다 높은 경우 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정치를 이용하여 상기 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터들을 복원하는 이동단말로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 장치.
12. 제 11항에 있어서, 상기 이동단말은,

    상기 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도는 신호대 잡음비(SNR)를 이용함을 특징으로 하는 상기 장치.
13. 제 12항에 있어서, 상기 이동단말은,

    상기 이전에 수신된 타임슬롯은 제1공통제어물리채널(P-CCPCH)의 미드앰블임을 특징으로 하는 상기 장치.
14. 제 11항에 있어서, 상기 이동단말은,

    상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도가 상기 제2설정치보다 낮은 경우, 상기 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도와 상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도 중 높은 신뢰도를 가지는 타임슬롯에서 측정된 채널추정치를 이용하여 상기 수신된 타임슬롯에 포함되어 있는 데이터들을 복원함을 특징으로 하는 상기 장치.
15. 제 11항에 있어서, 상기 이동단말은,

    상기 이전에 수신된 타임슬롯에서 측정된 채널 추정에 대한 신뢰도가 상기 제2설정치보다 낮은 경우, 상기 수신된 타임슬롯에 대한 채널 추정치와 상기 이전에 수신된 타임슬롯에 대한 채널 추정치에 대해 각각 가중치를 곱함으로서 상기 수신된 타임슬롯에서 사용할 채널 추정치를 생성함을 특징으로 하는 상기 장치.
16. 제 15항에 있어서, 상기 이동단말은,

    상기 가중치들은 하기 <수학식 47>을 이용하여 생성함을 특징으로 하는 상기 장치,

    

    상기 <수학식 47>에서

    

    는 측정하길 원하는 채널 응답 추정치이며,

    

    는 현재 타임 슬롯에서의 채널 응답 추정치,

    

    는 이전 타임 슬롯에서의 채널 응답 추정치, SNR₀는 현재 타임 슬롯에서의 신호대 잡음비, SNR₁은 이전 타임 슬롯서의 신호 대 잡음비, w₀는 현재 타임 슬롯의 채널 응답 추정치에 곱해질 가중치, w₁은 이전 타임 슬롯의 채널 응답 추정치에 곱해질 가중치를 의미함.
17. 삭제
18. 제 11항에 있어서, 상기 이동단말은,

    상기 수신된 타임슬롯에 대한 신뢰도가 상기 제1설정치보다 작은 경우, 상기 수신된 타임슬롯 이전에 수신된 타임슬롯에 대한 신뢰도가 상기 제2 설정치보다 높은 값을 가질 때까지 각 타임슬롯들에 대한 신뢰도를 수신된 순서의 역순으로 상기 제2 설정치와 비교함을 특징으로 하는 상기 장치.
19. 제 18항에 있어서, 상기 이동단말은,

    상기 각 타임슬롯들에 대한 신뢰도들과 비교의 대상이 되는 설정치들은 각 타임슬롯마다 서로 다른 값을 가짐을 특징으로 하는 상기 장치.
20. 제 19항에 있어서, 상기 이동단말은,

    상기 설정치들은 각 타임슬롯이 수신된 시간에 비례하는 값들을 가짐을 특징으로 하는 상기 장치.

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