JPH06204978A - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents
スペクトル拡散通信方式Info
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- JPH06204978A JPH06204978A JP1811493A JP1811493A JPH06204978A JP H06204978 A JPH06204978 A JP H06204978A JP 1811493 A JP1811493 A JP 1811493A JP 1811493 A JP1811493 A JP 1811493A JP H06204978 A JPH06204978 A JP H06204978A
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 20
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 10
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 4
- 238000005314 correlation function Methods 0.000 description 1
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/16—Code allocation
Abstract
(57)【要約】
【目的】 複雑な一次復調系を用いずにデータ復調を可
能とし、回路を簡単化する。 【構成】 相関器１１は受信信号とＰＮ発生器１６から
発生するＮＲＺ符号のＰＮ信号との相関が取られる。相
関器１２では受信信号と上記ＰＮ信号ＰN（ｔ）と電圧
制御クロック５の発生するクロック信号Ｃ（ｔ）との相
関が取られる。乗算器１３は相関器１１の出力信号と相
関器１２の出力信号が掛けあわされる。その信号はロー
パスフィルタ１４によってその低周波成分が取り出さ
れ、電圧制御クロック１５に制御信号として入力され
る。相関器１１と相関器１２の出力信号は、絶対値回路
１８，１９にも入力され、その振幅成分が取られる。絶
対値回路１８，１９の出力信号は比較器によってその出
力信号が比較され、０，１のデジタル値を出力する。
能とし、回路を簡単化する。 【構成】 相関器１１は受信信号とＰＮ発生器１６から
発生するＮＲＺ符号のＰＮ信号との相関が取られる。相
関器１２では受信信号と上記ＰＮ信号ＰN（ｔ）と電圧
制御クロック５の発生するクロック信号Ｃ（ｔ）との相
関が取られる。乗算器１３は相関器１１の出力信号と相
関器１２の出力信号が掛けあわされる。その信号はロー
パスフィルタ１４によってその低周波成分が取り出さ
れ、電圧制御クロック１５に制御信号として入力され
る。相関器１１と相関器１２の出力信号は、絶対値回路
１８，１９にも入力され、その振幅成分が取られる。絶
対値回路１８，１９の出力信号は比較器によってその出
力信号が比較され、０，１のデジタル値を出力する。
Description
【０００１】
【技術分野】本発明は、スペクトル拡散通信方式に関す
る。例えば、無線通信に適用されるものである。
る。例えば、無線通信に適用されるものである。
【０００２】
【従来技術】図１３（ａ),(ｂ）は、従来のＤＳＣ直接
拡散方式によるスペクトル拡散通信システムを示す図
で、図（ａ）は送信機、図（ｂ）は受信機の構成図であ
る。図中、３０はＰＮ（疑似雑音）信号発生器、３１は
データ信号、３２，３３は乗算器、３４はキャリア発生
器、３５はアンテナ、４１は受信アンテナ、４２は逆拡
散回路、４３は一次復調回路、４４はデータ信号、４５
はＰＮ同期ループである。
拡散方式によるスペクトル拡散通信システムを示す図
で、図（ａ）は送信機、図（ｂ）は受信機の構成図であ
る。図中、３０はＰＮ（疑似雑音）信号発生器、３１は
データ信号、３２，３３は乗算器、３４はキャリア発生
器、３５はアンテナ、４１は受信アンテナ、４２は逆拡
散回路、４３は一次復調回路、４４はデータ信号、４５
はＰＮ同期ループである。
【０００３】図（ａ）に示すように、送信側では、デー
タ信号３１とＰＮ信号３０とを乗算器３２で掛合わせて
データ信号の拡散を行なう。そして、この拡散した信号
をキャリア発生器３４の発生するキャリアと乗算器３３
で掛合わせて無線周波数にのせて送信する。受信側では
受信信号を例えば遅延ロックループなどのＰＮ同期ルー
プ４５でＰＮ信号の同期を取る。そして逆拡散回路４２
でＰＮ同期ループ４５からのＰＮ信号で受信信号が逆拡
散され、ＰＮ信号成分が取除かれる。そしてさらに、一
次復調器でキャリア成分が取除かれ、データ信号が復調
される。従来用いられてきた直接拡散方式によるスペク
トル拡散通信では、受信側において、逆拡散されたあと
に、さらにキャリア成分の再生を行ない検波を行なうな
どの一次復調系が必要であった。そのため回路が複雑に
なり、また回路規模が大きくなり、コストが掛るなどの
問題点があった。
タ信号３１とＰＮ信号３０とを乗算器３２で掛合わせて
データ信号の拡散を行なう。そして、この拡散した信号
をキャリア発生器３４の発生するキャリアと乗算器３３
で掛合わせて無線周波数にのせて送信する。受信側では
受信信号を例えば遅延ロックループなどのＰＮ同期ルー
プ４５でＰＮ信号の同期を取る。そして逆拡散回路４２
でＰＮ同期ループ４５からのＰＮ信号で受信信号が逆拡
散され、ＰＮ信号成分が取除かれる。そしてさらに、一
次復調器でキャリア成分が取除かれ、データ信号が復調
される。従来用いられてきた直接拡散方式によるスペク
トル拡散通信では、受信側において、逆拡散されたあと
に、さらにキャリア成分の再生を行ない検波を行なうな
どの一次復調系が必要であった。そのため回路が複雑に
なり、また回路規模が大きくなり、コストが掛るなどの
問題点があった。
【０００４】また、先に提案された特願平４−１８３２
５５号の「スペクトル拡散通信システム」は、一方の相
関器で、マンチェスタ符号のＰＮ信号と受信信号との相
関を取り、もう一方の相関器でＮＺＲ符号のＰＮ信号と
相関を取り、これら２つの相関出力を掛け合わせてＰＮ
信号の位相誤差信号を取りだし、同期ループを形成する
ものであった。
５５号の「スペクトル拡散通信システム」は、一方の相
関器で、マンチェスタ符号のＰＮ信号と受信信号との相
関を取り、もう一方の相関器でＮＺＲ符号のＰＮ信号と
相関を取り、これら２つの相関出力を掛け合わせてＰＮ
信号の位相誤差信号を取りだし、同期ループを形成する
ものであった。
【０００５】
【目的】本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなされた
もので、複雑な一次復調系を用いずにデータ復調を可能
とし、これにより回路を簡単にし、コストを下げるこ
と、また、従来の直接拡散方式を同時に組込むことがで
き、同時に２つのデータ信号を同時に伝送可能にし、こ
れによって、より効率のよいデータ伝送を行うことがで
きるようにしたスペクトル拡散通信方式を提供すること
を目的としてなされたものである。
もので、複雑な一次復調系を用いずにデータ復調を可能
とし、これにより回路を簡単にし、コストを下げるこ
と、また、従来の直接拡散方式を同時に組込むことがで
き、同時に２つのデータ信号を同時に伝送可能にし、こ
れによって、より効率のよいデータ伝送を行うことがで
きるようにしたスペクトル拡散通信方式を提供すること
を目的としてなされたものである。
【０００６】
【構成】本発明は、上記目的を達成するために、（１）
送信側では、データ信号の２つの状態に対し、１つの状
態に対しては、ＮＲＺ（ノンリターントウゼロ）符号の
信号をキャリアバンドに乗せて送信し、もう１つの状態
に対しては、マンチェスタ符号の疑似雑音信号キャリア
バンドに乗せて送信し、受信側では、受信信号参照疑似
雑音信号と参照疑似雑音信号を作り出すクロック信号と
の相関値、及び受信信号と参照疑似雑音信号との相関値
の積の信号を誤差信号として用いる疑似雑音信号の同期
ループを備え、該同期ループの２つの相関値の振幅成分
を比較することによって、データ信号を復調すること、
或いは、（２）送信側では、データ通信の２つの状態に
対し、１つの状態に対しては、ＮＲＺ（ノンリターント
ウゼロ）符号の疑似雑音信号をキャリアバンドに乗せて
送信し、もう１つの状態に対しては、マンチェスタ符号
の疑似雑音信号をキャリアバンドに乗せて送信し、受信
側では、受信信号とＮＲＺ符号の参照疑似雑音信号との
相関値、及び受信信号とマンチェスタ符号の参照疑似雑
音信号との相関値の積の信号を誤差信号として用いる疑
似雑音信号の同期ループを備え、該同期ループの２つの
相関値の振幅成分を比較することによって、データ信号
を復調すること、更には、（３）前記（１）又は（２）
において、前記データ信号を復調する際に、一方の相関
値の振幅成分を判定することにより、データ信号を復調
すること、或いは、（４）送信側では、２つのデータ信
号の第１のデータ信号で疑似雑音信号をＮＲＺ（ノンリ
ターントウゼロ）符号またはマンチェスタ符号に切換
え、第２のデータ信号に上記の変調のかかった疑似雑音
信号とキャリア信号とを掛けあわせて送信し、受信側で
は、受信信号と参照疑乱数信号と参照疑似雑音信号を作
り出すクロック信号との相関値、及び受信信号と参照疑
似雑音信号との相関値の積の信号を誤差信号として用い
る疑似雑音信号の同期ループを備え、該同期ループの２
つの相関値の振幅成分を比較することによって、第１の
データ信号を復調し、また前記同期ループの２つの相関
値を足し合わせ、一次復調系で第２のデータ信号を復調
すること、或いは、（５）送信側では、２つのデータ信
号のうち第１の信号で疑似雑音信号をＮＲＺ（ノンリタ
ーントウゼロ）符号またはマンチェスタ符号に切換え、
第２のデータ信号に上記の変調のかかった疑似雑音信号
とキャリア信号を掛けあわせて送信し、受信側では、受
信信号とＮＲＺ符号の参照疑似乱数信号との相関値、及
び受信信号とマンチェスタ符号の参照疑似雑音信号との
相関値の積の信号を誤差信号として用いる疑似雑音信号
の同期ループを備え、該同期ループの２つの相関値の振
幅成分を比較することによって、第１のデータ信号を復
調し、また前記同期ループの２つの相関値を足し合わ
せ、一次復調系で第２のデータ信号を復調することを特
徴としたものである。以下、本発明の実施例に基づいて
説明する。
送信側では、データ信号の２つの状態に対し、１つの状
態に対しては、ＮＲＺ（ノンリターントウゼロ）符号の
信号をキャリアバンドに乗せて送信し、もう１つの状態
に対しては、マンチェスタ符号の疑似雑音信号キャリア
バンドに乗せて送信し、受信側では、受信信号参照疑似
雑音信号と参照疑似雑音信号を作り出すクロック信号と
の相関値、及び受信信号と参照疑似雑音信号との相関値
の積の信号を誤差信号として用いる疑似雑音信号の同期
ループを備え、該同期ループの２つの相関値の振幅成分
を比較することによって、データ信号を復調すること、
或いは、（２）送信側では、データ通信の２つの状態に
対し、１つの状態に対しては、ＮＲＺ（ノンリターント
ウゼロ）符号の疑似雑音信号をキャリアバンドに乗せて
送信し、もう１つの状態に対しては、マンチェスタ符号
の疑似雑音信号をキャリアバンドに乗せて送信し、受信
側では、受信信号とＮＲＺ符号の参照疑似雑音信号との
相関値、及び受信信号とマンチェスタ符号の参照疑似雑
音信号との相関値の積の信号を誤差信号として用いる疑
似雑音信号の同期ループを備え、該同期ループの２つの
相関値の振幅成分を比較することによって、データ信号
を復調すること、更には、（３）前記（１）又は（２）
において、前記データ信号を復調する際に、一方の相関
値の振幅成分を判定することにより、データ信号を復調
すること、或いは、（４）送信側では、２つのデータ信
号の第１のデータ信号で疑似雑音信号をＮＲＺ（ノンリ
ターントウゼロ）符号またはマンチェスタ符号に切換
え、第２のデータ信号に上記の変調のかかった疑似雑音
信号とキャリア信号とを掛けあわせて送信し、受信側で
は、受信信号と参照疑乱数信号と参照疑似雑音信号を作
り出すクロック信号との相関値、及び受信信号と参照疑
似雑音信号との相関値の積の信号を誤差信号として用い
る疑似雑音信号の同期ループを備え、該同期ループの２
つの相関値の振幅成分を比較することによって、第１の
データ信号を復調し、また前記同期ループの２つの相関
値を足し合わせ、一次復調系で第２のデータ信号を復調
すること、或いは、（５）送信側では、２つのデータ信
号のうち第１の信号で疑似雑音信号をＮＲＺ（ノンリタ
ーントウゼロ）符号またはマンチェスタ符号に切換え、
第２のデータ信号に上記の変調のかかった疑似雑音信号
とキャリア信号を掛けあわせて送信し、受信側では、受
信信号とＮＲＺ符号の参照疑似乱数信号との相関値、及
び受信信号とマンチェスタ符号の参照疑似雑音信号との
相関値の積の信号を誤差信号として用いる疑似雑音信号
の同期ループを備え、該同期ループの２つの相関値の振
幅成分を比較することによって、第１のデータ信号を復
調し、また前記同期ループの２つの相関値を足し合わ
せ、一次復調系で第２のデータ信号を復調することを特
徴としたものである。以下、本発明の実施例に基づいて
説明する。
【０００７】図１は、本発明によるスペクトル拡散通信
方式における送信機の一実施例を説明するための構成図
で、図中、１はマンチェスタ符号ＰＮ信号発生器、２は
データ信号、３は乗算器、４はキャリア発生回路、５は
送信アンテナ、６はスイッチ、７はＮＲＺ（ノンリター
ントウゼロ）符号ＰＮ信号発生器である。ＮＲＺの符号
とは、図１０（ａ）に示すように論理値０に対して負の
電圧を割当て、論理値１に対して正の電圧を割当てる符
号形式のことである。また、マンチェスタ符号とは図１
０（ｂ）に示すように論理値０に対して正から負の状態
変化を割当て、１に対して負から正への状態変化を割当
てる符号形式のことである。ＮＲＺ符号のＰＮ信号発生
器７のマンチェスタ符号のＰＮ信号発生器１は、ほぼ同
じタイミングで同じ系列、同じ位相のＰＮ信号を発生す
るように構成されている。データ信号１２によって、ス
イッチ６が切換えられ、例えばデータ信号が０のときＮ
ＲＺ符号のＰＮ信号が送信され、データ信号が１のとき
はマンチェスタ符号のＰＮ信号が送信される。そして、
キャリア発生回路４によって発生したキャリアとミキサ
３によって掛けあわされ、送信される。
方式における送信機の一実施例を説明するための構成図
で、図中、１はマンチェスタ符号ＰＮ信号発生器、２は
データ信号、３は乗算器、４はキャリア発生回路、５は
送信アンテナ、６はスイッチ、７はＮＲＺ（ノンリター
ントウゼロ）符号ＰＮ信号発生器である。ＮＲＺの符号
とは、図１０（ａ）に示すように論理値０に対して負の
電圧を割当て、論理値１に対して正の電圧を割当てる符
号形式のことである。また、マンチェスタ符号とは図１
０（ｂ）に示すように論理値０に対して正から負の状態
変化を割当て、１に対して負から正への状態変化を割当
てる符号形式のことである。ＮＲＺ符号のＰＮ信号発生
器７のマンチェスタ符号のＰＮ信号発生器１は、ほぼ同
じタイミングで同じ系列、同じ位相のＰＮ信号を発生す
るように構成されている。データ信号１２によって、ス
イッチ６が切換えられ、例えばデータ信号が０のときＮ
ＲＺ符号のＰＮ信号が送信され、データ信号が１のとき
はマンチェスタ符号のＰＮ信号が送信される。そして、
キャリア発生回路４によって発生したキャリアとミキサ
３によって掛けあわされ、送信される。
【０００８】また、通常ＮＲＺ符号のＰＮ信号発生器
は、ＮＲＺ符号のＰＮ信号発生器を駆動するクロック信
号の１サイクルで１符号のＰＮ信号を発生する。このと
き、マンチェスタ符号のＰＮ信号はＮＲＺ符号のＰＮ信
号とクロック信号の排他的論理和（Exclusive-OR）を取
ることにより作りだすことができる。そのため、図９に
示すような別の送信側の回路例を考えることができる。
図９で図１と同じ構成要素に対して同じ番号を振り当て
ている。１０ａはＡＮＤ回路であり、これによってクロ
ック信号とデータ信号の論理積が取られる。したがっ
て、ＡＮＤ回路１０ａはデータ信号が１のときクロック
信号を通し、データ信号が０のときクロック信号を通さ
ず、常に０の出力をすることがわかる。ＡＮＤ回路１０
ａの出力はＥＸ−ＯＲ回路１０ｂによってＮＲＺ符号の
ＰＮ発生器から発生するＰＮ信号と排他的論理和が取ら
れる。したがって、データ信号が１のときはＥＸ−ＯＲ
回路１０ｂでＮＲＺ符号のＰＮ信号とクロック信号の排
他的論理和がとられ、マンチェスタ符号のＰＮ信号を出
力される。データ信号が０のときはＮＲＺ符号のＰＮ信
号がそのまま出力される。そのため、図１と同様の動作
をすることがわかる。
は、ＮＲＺ符号のＰＮ信号発生器を駆動するクロック信
号の１サイクルで１符号のＰＮ信号を発生する。このと
き、マンチェスタ符号のＰＮ信号はＮＲＺ符号のＰＮ信
号とクロック信号の排他的論理和（Exclusive-OR）を取
ることにより作りだすことができる。そのため、図９に
示すような別の送信側の回路例を考えることができる。
図９で図１と同じ構成要素に対して同じ番号を振り当て
ている。１０ａはＡＮＤ回路であり、これによってクロ
ック信号とデータ信号の論理積が取られる。したがっ
て、ＡＮＤ回路１０ａはデータ信号が１のときクロック
信号を通し、データ信号が０のときクロック信号を通さ
ず、常に０の出力をすることがわかる。ＡＮＤ回路１０
ａの出力はＥＸ−ＯＲ回路１０ｂによってＮＲＺ符号の
ＰＮ発生器から発生するＰＮ信号と排他的論理和が取ら
れる。したがって、データ信号が１のときはＥＸ−ＯＲ
回路１０ｂでＮＲＺ符号のＰＮ信号とクロック信号の排
他的論理和がとられ、マンチェスタ符号のＰＮ信号を出
力される。データ信号が０のときはＮＲＺ符号のＰＮ信
号がそのまま出力される。そのため、図１と同様の動作
をすることがわかる。
【０００９】図２は、本発明によるスペクトル拡散通信
方式における受信機の構成図で、図中、１１，１２は相
関器、１３は乗算器、１４はＬＰＦ（Low Pass Filte
r；低域通過フィルタ）、１５はＶＣＣ（電圧制御クロ
ック）、１６はＰＮ信号発生器、１７は受信アンテナ、
１８，１９は絶体値回路、２０は比較器である。相関器
１１は受信信号ｙ（ｔ）とＰＮ発生器１６から発生する
ＮＲＺ符号のＰＮ信号ＰN（ｔ）との相関が取られる。
相関器１２では受信信号と上記ＰＮ信号ＰN（ｔ）と電
圧制御クロック５の発生するクロック信号Ｃ（ｔ）との
相関が取られる。ここで用いられるＰＮ信号発生器１６
は電圧制御クロックの１サイクルの信号で１符号のＰＮ
信号を発生する。ここで、受信信号中に含まれるＰＮ信
号と受信側のＰＮ信号発生器で発生するＰＮ信号とを区
別するため、受信側のＰＮ発生器で発生するＰＮ信号を
とくに参照ＰＮ信号と呼ぶ。
方式における受信機の構成図で、図中、１１，１２は相
関器、１３は乗算器、１４はＬＰＦ（Low Pass Filte
r；低域通過フィルタ）、１５はＶＣＣ（電圧制御クロ
ック）、１６はＰＮ信号発生器、１７は受信アンテナ、
１８，１９は絶体値回路、２０は比較器である。相関器
１１は受信信号ｙ（ｔ）とＰＮ発生器１６から発生する
ＮＲＺ符号のＰＮ信号ＰN（ｔ）との相関が取られる。
相関器１２では受信信号と上記ＰＮ信号ＰN（ｔ）と電
圧制御クロック５の発生するクロック信号Ｃ（ｔ）との
相関が取られる。ここで用いられるＰＮ信号発生器１６
は電圧制御クロックの１サイクルの信号で１符号のＰＮ
信号を発生する。ここで、受信信号中に含まれるＰＮ信
号と受信側のＰＮ信号発生器で発生するＰＮ信号とを区
別するため、受信側のＰＮ発生器で発生するＰＮ信号を
とくに参照ＰＮ信号と呼ぶ。
【００１０】乗算器１３は、相関器１１の出力信号と相
関器１２の出力信号が掛けあわされる。そして、この掛
けあわされた信号はローパスフィルタ１４によってその
低周波成分が取りだされ、電圧制御クロック１５に制御
信号として入力される。相関器１１と相関器１２の出力
信号はまた、絶対値回路１８，１９にも入力され、その
振幅成分が取られる。この実施例では絶対値回路を用い
たが、例えば二乗回路など振幅成分を取りだす回路であ
るならばその機能を満たす。絶対値回路１８および絶対
値回路１９の出力信号は比較器２０によってその出力信
号が比較され、例えば絶対値回路１８の出力値が大きけ
れば０のデジタル値を、絶対値回路１９の出力値が大き
ければ１のデジタル値を出力する。
関器１２の出力信号が掛けあわされる。そして、この掛
けあわされた信号はローパスフィルタ１４によってその
低周波成分が取りだされ、電圧制御クロック１５に制御
信号として入力される。相関器１１と相関器１２の出力
信号はまた、絶対値回路１８，１９にも入力され、その
振幅成分が取られる。この実施例では絶対値回路を用い
たが、例えば二乗回路など振幅成分を取りだす回路であ
るならばその機能を満たす。絶対値回路１８および絶対
値回路１９の出力信号は比較器２０によってその出力信
号が比較され、例えば絶対値回路１８の出力値が大きけ
れば０のデジタル値を、絶対値回路１９の出力値が大き
ければ１のデジタル値を出力する。
【００１１】図３は、本発明によるスペクトル拡散通信
方式における受信機の他の実施例を示す図で、図中、１
６ａはＮＲＺ符号ＰＮ信号発生器、１６ｂはマンチェス
タ符号ＰＮ信号発生器で、その他、図２と同じ作用をす
る部分は同一の符号を付してある。図２と異なるのは相
関器１２の部分で、受信信号とＰＮ信号とクロック信号
の相関を取っていたものを、ＮＲＺ符号のＰＮ信号発生
器１６ａとマンチェスタ符号のＰＮ信号発生器１６ｂを
用意し、相関器１２でマンチェスタ符号の参照ＰＮ信号
と受信信号を取るようにしたことである。
方式における受信機の他の実施例を示す図で、図中、１
６ａはＮＲＺ符号ＰＮ信号発生器、１６ｂはマンチェス
タ符号ＰＮ信号発生器で、その他、図２と同じ作用をす
る部分は同一の符号を付してある。図２と異なるのは相
関器１２の部分で、受信信号とＰＮ信号とクロック信号
の相関を取っていたものを、ＮＲＺ符号のＰＮ信号発生
器１６ａとマンチェスタ符号のＰＮ信号発生器１６ｂを
用意し、相関器１２でマンチェスタ符号の参照ＰＮ信号
と受信信号を取るようにしたことである。
【００１２】次に動作原理を説明する。ＮＲＺ符号のＰ
Ｎ信号をＰN（ｔ）で表し、マンチェスタ符号のＰＮ信
号をＰM（ｔ）で表す。上述のように、ＰN（ｔ）とＰM
（ｔ）は同じＰＮ信号であり、同じ位相である。図１に
おいて、キャリア発生回路４の発生するキャリアの各周
波数をωο、またその位相をφとする。データ信号が０
のときＮＲＺ符号のＰＮ信号が送信され、データ信号が
１のときマンチェスタ符号のＰＮ信号が送信されるの
で、送信信号ｙ（ｔ）は次の（１）式と（２）式で表さ
れる。 y(t)＝PN(t)cos(ωοｔ＋φ)…データ信号が０のとき （１） y(t)＝PM(t)cos(ωοｔ＋φ)…データ信号が１のとき （２） このように、送信信号は２種類あるので、まず、前記
（１）式のＮＲＺ符号のＰＮ信号を受信した場合の受信
側の動作について図３を用いて説明する。相関器１１に
おいて、受信信号ｙ（ｔ）とＮＲＺ符号の参照ＰＮ信号
ＰN（ｔ＋Δｔ）との相関が取られる。ただし、Δｔは
受信信号中のＰＮ信号と参照ＰＮ信号の時間的なずれを
表わす。相関器１１では受信信号ｙ（ｔ）と参照ＰＮ信
号ＰN（ｔ＋Δｔ）とが掛合わされ、キャリア周波数付
近の信号を通過させるバンドパスフィルタを通されるの
で、相関器１１の出力信号は、以下の数１のようにな
る。
Ｎ信号をＰN（ｔ）で表し、マンチェスタ符号のＰＮ信
号をＰM（ｔ）で表す。上述のように、ＰN（ｔ）とＰM
（ｔ）は同じＰＮ信号であり、同じ位相である。図１に
おいて、キャリア発生回路４の発生するキャリアの各周
波数をωο、またその位相をφとする。データ信号が０
のときＮＲＺ符号のＰＮ信号が送信され、データ信号が
１のときマンチェスタ符号のＰＮ信号が送信されるの
で、送信信号ｙ（ｔ）は次の（１）式と（２）式で表さ
れる。 y(t)＝PN(t)cos(ωοｔ＋φ)…データ信号が０のとき （１） y(t)＝PM(t)cos(ωοｔ＋φ)…データ信号が１のとき （２） このように、送信信号は２種類あるので、まず、前記
（１）式のＮＲＺ符号のＰＮ信号を受信した場合の受信
側の動作について図３を用いて説明する。相関器１１に
おいて、受信信号ｙ（ｔ）とＮＲＺ符号の参照ＰＮ信号
ＰN（ｔ＋Δｔ）との相関が取られる。ただし、Δｔは
受信信号中のＰＮ信号と参照ＰＮ信号の時間的なずれを
表わす。相関器１１では受信信号ｙ（ｔ）と参照ＰＮ信
号ＰN（ｔ＋Δｔ）とが掛合わされ、キャリア周波数付
近の信号を通過させるバンドパスフィルタを通されるの
で、相関器１１の出力信号は、以下の数１のようにな
る。
【００１３】
【数１】
【００１４】ここで上線はその信号の低周波成分を取る
ことを表わしている。ＡはＮＲＺ符号のＰＮ信号の自己
相関であるのでΔｔに対して図１２（ａ）の値を出力す
る。同様に相関器１２では受信信号とマンチェスタ符号
の参照ＰＮ信号ＰM（ｔ＋Δｔ）との相関が取られるの
で相関出力信号は以下の数２のようになる。
ことを表わしている。ＡはＮＲＺ符号のＰＮ信号の自己
相関であるのでΔｔに対して図１２（ａ）の値を出力す
る。同様に相関器１２では受信信号とマンチェスタ符号
の参照ＰＮ信号ＰM（ｔ＋Δｔ）との相関が取られるの
で相関出力信号は以下の数２のようになる。
【００１５】
【数２】
【００１６】ＢはＮＲＺ符号のＰＮ信号とマンチェスタ
符号のＰＮ信号との相互相関であるのでΔｔに対して図
１２（ｃ）の値を出力する。これら２つの相関出力は乗
算器１３によって掛合わされその低周波成分がローパス
フィルタ１４によって取りだされる。この信号は以下の
数３のようになる。
符号のＰＮ信号との相互相関であるのでΔｔに対して図
１２（ｃ）の値を出力する。これら２つの相関出力は乗
算器１３によって掛合わされその低周波成分がローパス
フィルタ１４によって取りだされる。この信号は以下の
数３のようになる。
【００１７】
【数３】
【００１８】ＰＮ信号の位相差に対して図１１（ａ）で
表わされる出力となるため、これを電圧制御クロック１
５に制御信号として入力してやることによりＰＮ信号の
位相同期ループを構成することができる。この状態にお
いてＰＮの同期が取れている場合、すなわちΔｔが０で
ある場合、Ａは図１２（ａ）のΔｔ＝０のときの値を取
るため、相関器１１はある振幅をもつサイン波を出力す
る。一方、Ｂは図１２（ａ）のΔｔ＝０のときの値を取
るため、相関器１２からはほとんど出力信号がなくな
る。したがって、 (相関器１２の出力信号の振幅成分)＜(相関器１１の出
力信号の振幅成分) であるので、比較器の出力は１を出力することになる。
表わされる出力となるため、これを電圧制御クロック１
５に制御信号として入力してやることによりＰＮ信号の
位相同期ループを構成することができる。この状態にお
いてＰＮの同期が取れている場合、すなわちΔｔが０で
ある場合、Ａは図１２（ａ）のΔｔ＝０のときの値を取
るため、相関器１１はある振幅をもつサイン波を出力す
る。一方、Ｂは図１２（ａ）のΔｔ＝０のときの値を取
るため、相関器１２からはほとんど出力信号がなくな
る。したがって、 (相関器１２の出力信号の振幅成分)＜(相関器１１の出
力信号の振幅成分) であるので、比較器の出力は１を出力することになる。
【００１９】次に（２）式のマンチェスタ符号のＰＮ信
号を受信した場合の受信側の動作について説明する。こ
のとき、相関器１１では、受信信号とＮＲＺ符号のＰＮ
信号の相関が取られ、以下の数４が出力される。
号を受信した場合の受信側の動作について説明する。こ
のとき、相関器１１では、受信信号とＮＲＺ符号のＰＮ
信号の相関が取られ、以下の数４が出力される。
【００２０】
【数４】
【００２１】したがって、この場合は相関器１１でマン
チェスタ符号のＰＮ信号とＮＲＺ符号のＰＮ信号の相互
相関が取られることになり、Ｄは時間差Δｔに対して図
１２（ｃ）の特性を持つことになる。一方、相関器１２
では、受信信号とマンチェスタ符号のＰＮ信号の相関が
取られ、以下の数５が出力される。
チェスタ符号のＰＮ信号とＮＲＺ符号のＰＮ信号の相互
相関が取られることになり、Ｄは時間差Δｔに対して図
１２（ｃ）の特性を持つことになる。一方、相関器１２
では、受信信号とマンチェスタ符号のＰＮ信号の相関が
取られ、以下の数５が出力される。
【００２２】
【数５】
【００２３】この場合、相関器１２ではマンチェスタ符
号のＰＮ信号の自己相関が取られることになるため、Ｄ
は時間差Δｔに対して図１２（ｂ）の特性を持つことに
なる。したがって、電圧制御クロック１５の制御信号と
して入力される信号は以下の数６となる。
号のＰＮ信号の自己相関が取られることになるため、Ｄ
は時間差Δｔに対して図１２（ｂ）の特性を持つことに
なる。したがって、電圧制御クロック１５の制御信号と
して入力される信号は以下の数６となる。
【００２４】
【数６】
【００２５】ＰＮ信号の位相差に対して図１１（ｂ）で
表わされる出力となる。この信号もΔｔが０付近におい
て、位相誤差信号として使用することができ、ＰＮ信号
の位相同期ループとして働くことがわかる。この状態に
おいてＰＮの同期が取れている場合、すなわちΔｔが０
である場合、Ｄは図１２（ｃ）のΔｔ＝０のときの値を
取るため、相関器１１はほとんど出力信号がなくなる。
一方、Ｂは図１２（ｂ）のΔｔ＝０のときの値を取るた
め、相関器１２からある振幅のサイン波の信号が出力さ
れる。したがって、 (相関器１２の出力信号の振幅成分)＞(相関器１１の出
力信号の振幅成分) であるので、比較器の出力は０を出力することになる。
以上の理由により、送信側でＮＲＺ符号のＰＮ信号で送
信しても、マンチェスタ符号のＰＮ信号で送信しても、
受信側でＰＮ信号の同期追従をすることができ、また、
２つの相関器の出力を比較することによって、データ信
号を復調することができることがわかる。
表わされる出力となる。この信号もΔｔが０付近におい
て、位相誤差信号として使用することができ、ＰＮ信号
の位相同期ループとして働くことがわかる。この状態に
おいてＰＮの同期が取れている場合、すなわちΔｔが０
である場合、Ｄは図１２（ｃ）のΔｔ＝０のときの値を
取るため、相関器１１はほとんど出力信号がなくなる。
一方、Ｂは図１２（ｂ）のΔｔ＝０のときの値を取るた
め、相関器１２からある振幅のサイン波の信号が出力さ
れる。したがって、 (相関器１２の出力信号の振幅成分)＞(相関器１１の出
力信号の振幅成分) であるので、比較器の出力は０を出力することになる。
以上の理由により、送信側でＮＲＺ符号のＰＮ信号で送
信しても、マンチェスタ符号のＰＮ信号で送信しても、
受信側でＰＮ信号の同期追従をすることができ、また、
２つの相関器の出力を比較することによって、データ信
号を復調することができることがわかる。
【００２６】次に請求項３について説明する。また、デ
ータを復調する際に、かならずしも２つの相関器の出力
を比較する必要はない。例えば図４や図５に示すよう
に、どちらか一方の相関出力を絶対値回路１８で振幅成
分を取りだし、閾値判定回路２１で２値にすることによ
り、データを復調することができる。
ータを復調する際に、かならずしも２つの相関器の出力
を比較する必要はない。例えば図４や図５に示すよう
に、どちらか一方の相関出力を絶対値回路１８で振幅成
分を取りだし、閾値判定回路２１で２値にすることによ
り、データを復調することができる。
【００２７】次に請求項４、請求項５について説明す
る。さらに本発明の利点として、従来の直接拡散方式を
組み入れ、データ信号を２つ同時に伝送することができ
る点が挙げられる。その場合の送信機の例を図６に示
す。図１と同じ動作をする構成要素には同じ番号を振り
当ててある。２つのデータ信号をそれぞれデータ信号
、データ信号とする。上述のようにデータ信号に
よって、ＮＲＺ符号のＰＮ信号とマンチェスタ符号のＰ
Ｎ信号を切替えることによりＰＮ信号を変調し、この変
調されたＰＮ信号でデータ信号を乗算器３ａで掛合わ
せることにより拡散を行う。そして、キャリア発生回路
４からのキャリアと乗算器３によって掛合わせて送信す
る。
る。さらに本発明の利点として、従来の直接拡散方式を
組み入れ、データ信号を２つ同時に伝送することができ
る点が挙げられる。その場合の送信機の例を図６に示
す。図１と同じ動作をする構成要素には同じ番号を振り
当ててある。２つのデータ信号をそれぞれデータ信号
、データ信号とする。上述のようにデータ信号に
よって、ＮＲＺ符号のＰＮ信号とマンチェスタ符号のＰ
Ｎ信号を切替えることによりＰＮ信号を変調し、この変
調されたＰＮ信号でデータ信号を乗算器３ａで掛合わ
せることにより拡散を行う。そして、キャリア発生回路
４からのキャリアと乗算器３によって掛合わせて送信す
る。
【００２８】図７は、受信側の構成図の例を示す図で、
図２と同じ作用をする部分は同一の符号を付してある。
図７は図２の例に加算器２２と一次復調器２３を付加え
たものになっている。同様に図３の構成例に加算器２２
と一次復調器２３を付加えた例を図８に示す。これら図
７と図８は同じ動作をすることは上述の通りである。次
に、図７を使って動作を説明する。データ信号が復調
される動作原理は上記と同じである。そこで、データ信
号の復調の動作について説明する。上述のように、Ｐ
Ｎ信号の同期が取れている場合、受信信号中のＰＮ信号
がＮＲＺ符号のＰＮ信号である場合は相関器１１から逆
拡散された信号が出力され、相関器１２からは殆ど出力
信号が出されない。また、受信信号中のＰＮ信号がマン
チェスタ符号のＰＮ信号である場合は相関器１１からは
殆ど出力がなされず、相関器１２から逆拡散された信号
が出力される。したがって、２つの相関器の出力信号の
和を取る加算器２２からは相関器のどちらか一方の逆拡
散信号が常に出力されていることになる。したがって、
２つの相関値の加算信号を従来の直接拡散方式で用いら
れた一次復調器２３でデータ復調することにより、デー
タ信号を復調することができる。
図２と同じ作用をする部分は同一の符号を付してある。
図７は図２の例に加算器２２と一次復調器２３を付加え
たものになっている。同様に図３の構成例に加算器２２
と一次復調器２３を付加えた例を図８に示す。これら図
７と図８は同じ動作をすることは上述の通りである。次
に、図７を使って動作を説明する。データ信号が復調
される動作原理は上記と同じである。そこで、データ信
号の復調の動作について説明する。上述のように、Ｐ
Ｎ信号の同期が取れている場合、受信信号中のＰＮ信号
がＮＲＺ符号のＰＮ信号である場合は相関器１１から逆
拡散された信号が出力され、相関器１２からは殆ど出力
信号が出されない。また、受信信号中のＰＮ信号がマン
チェスタ符号のＰＮ信号である場合は相関器１１からは
殆ど出力がなされず、相関器１２から逆拡散された信号
が出力される。したがって、２つの相関器の出力信号の
和を取る加算器２２からは相関器のどちらか一方の逆拡
散信号が常に出力されていることになる。したがって、
２つの相関値の加算信号を従来の直接拡散方式で用いら
れた一次復調器２３でデータ復調することにより、デー
タ信号を復調することができる。
【００２９】
【効果】以上の説明から明らかなように、本発明による
と、以下のような効果がある。すなわち、送信側では、
ＰＮ信号の符号形式を変化させることによりデータ変調
を行い、受信側ではＰＮ同期ループの相関器の出力を比
較することにより、データ復調を行うようにしたため、
複雑な一次変復調系を必要とせず、簡単な回路でデータ
伝送が可能となった。これによって、回路規模が小さく
なり、コストを下げることができた。さらに、本発明は
従来の直接拡散方式を組込むことができるため、同時に
２つのデータ信号を同時に伝送することが可能となり、
これによって、より効率のよいデータ伝送を行うことが
できるようになった。
と、以下のような効果がある。すなわち、送信側では、
ＰＮ信号の符号形式を変化させることによりデータ変調
を行い、受信側ではＰＮ同期ループの相関器の出力を比
較することにより、データ復調を行うようにしたため、
複雑な一次変復調系を必要とせず、簡単な回路でデータ
伝送が可能となった。これによって、回路規模が小さく
なり、コストを下げることができた。さらに、本発明は
従来の直接拡散方式を組込むことができるため、同時に
２つのデータ信号を同時に伝送することが可能となり、
これによって、より効率のよいデータ伝送を行うことが
できるようになった。
【図１】 本発明によるスペクトル拡散通信方式におけ
る送信機の一実施例を説明するための構成図である。
る送信機の一実施例を説明するための構成図である。
【図２】 本発明によるスペクトル拡散通信方式におけ
る受信機の一実施例を説明するための構成図である。
る受信機の一実施例を説明するための構成図である。
【図３】 本発明によるスペクトル拡散通信方式におけ
る受信機の他の実施例を示す図である。
る受信機の他の実施例を示す図である。
【図４】 本発明によるスペクトル拡散通信方式におけ
る受信機の更に他の実施例を示す図である。
る受信機の更に他の実施例を示す図である。
【図５】 本発明によるスペクトル拡散通信方式におけ
る受信機の更に他の実施例を示す図である。
る受信機の更に他の実施例を示す図である。
【図６】 本発明によるスペクトル拡散通信方式におけ
る送信機の他の実施例を示す図である。
る送信機の他の実施例を示す図である。
【図７】 本発明によるスペクトル拡散通信方式におけ
る受信機の更に他の実施例を示す図である。
る受信機の更に他の実施例を示す図である。
【図８】 本発明によるスペクトル拡散通信方式におけ
る受信機の更に他の実施例を示す図である。
る受信機の更に他の実施例を示す図である。
【図９】 本発明によるスペクトル拡散通信方式におけ
る送信機の更に他の実施例を示す図である。
る送信機の更に他の実施例を示す図である。
【図１０】 本発明によるＮＲＺ符号とマンチェスタ符
号を示す図である。
号を示す図である。
【図１１】 本発明による相関器の積の出力を示す図で
ある。
ある。
【図１２】 本発明による相関関数を示す図である。
【図１３】 従来のＤＳ（直接拡散）方式によるスペク
トル拡散通信システムを示す図である。
トル拡散通信システムを示す図である。
１…マンチェスタ符号ＰＮ信号発生器、２…データ信
号、３…乗算器、４…キャリア、５…送信アンテナ、６
…スイッチ、７…ＮＲＺ（ノンリターントウゼロ）符号
ＰＮ信号発生器。
号、３…乗算器、４…キャリア、５…送信アンテナ、６
…スイッチ、７…ＮＲＺ（ノンリターントウゼロ）符号
ＰＮ信号発生器。
Claims (5)
- 【請求項１】 送信側では、データ信号の２つの状態に
対し、１つの状態に対しては、ＮＲＺ（ノンリターント
ウゼロ）符号の信号をキャリアバンドに乗せて送信し、
もう１つの状態に対しては、マンチェスタ符号の疑似雑
音信号キャリアバンドに乗せて送信し、受信側では、受
信信号参照疑似雑音信号と参照疑似雑音信号を作り出す
クロック信号との相関値、及び受信信号と参照疑似雑音
信号との相関値の積の信号を誤差信号として用いる疑似
雑音信号の同期ループを備え、該同期ループの２つの相
関値の振幅成分を比較することによって、データ信号を
復調することを特徴とするスペクトル拡散通信方式。 - 【請求項２】 送信側では、データ通信の２つの状態に
対し、１つの状態に対しては、ＮＲＺ（ノンリターント
ウゼロ）符号の疑似雑音信号をキャリアバンドに乗せて
送信し、もう１つの状態に対しては、マンチェスタ符号
の疑似雑音信号をキャリアバンドに乗せて送信し、受信
側では、受信信号とＮＲＺ符号の参照疑似雑音信号との
相関値、及び受信信号とマンチェスタ符号の参照疑似雑
音信号との相関値の積の信号を誤差信号として用いる疑
似雑音信号の同期ループを備え、該同期ループの２つの
相関値の振幅成分を比較することによって、データ信号
を復調することを特徴とするスペクトル拡散通信方式。 - 【請求項３】 前記データ信号を復調する際に、一方の
相関値の振幅成分を判定することにより、データ信号を
復調することを特徴とする請求項１又は２記載のスペク
トル拡散通信方式。 - 【請求項４】 送信側では、２つのデータ信号の第１の
データ信号で疑似雑音信号をＮＲＺ（ノンリターントウ
ゼロ）符号またはマンチェスタ符号に切換え、第２のデ
ータ信号に上記の変調のかかった疑似雑音信号とキャリ
ア信号とを掛けあわせて送信し、受信側では、受信信号
と参照疑乱数信号と参照疑似雑音信号を作り出すクロッ
ク信号との相関値、及び受信信号と参照疑似雑音信号と
の相関値の積の信号を誤差信号として用いる疑似雑音信
号の同期ループを備え、該同期ループの２つの相関値の
振幅成分を比較することによって、第１のデータ信号を
復調し、また前記同期ループの２つの相関値を足し合わ
せ、一次復調系で第２のデータ信号を復調することを特
徴とするスペクトル拡散通信方式。 - 【請求項５】 送信側では、２つのデータ信号のうち第
１の信号で疑似雑音信号をＮＲＺ（ノンリターントウゼ
ロ）符号またはマンチェスタ符号に切換え、第２のデー
タ信号に上記の変調のかかった疑似雑音信号とキャリア
信号を掛けあわせて送信し、受信側では、受信信号とＮ
ＲＺ符号の参照疑似乱数信号との相関値、及び受信信号
とマンチェスタ符号の参照疑似雑音信号との相関値の積
の信号を誤差信号として用いる疑似雑音信号の同期ルー
プを備え、該同期ループの２つの相関値の振幅成分を比
較することによって、第１のデータ信号を復調し、また
前記同期ループの２つの相関値を足し合わせ、一次復調
系で第２のデータ信号を復調することを特徴とするスペ
クトル拡散通信方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1811493A JP3229415B2 (ja) | 1993-01-08 | 1993-01-08 | スペクトル拡散通信方法 |
| US08/177,328 US5469470A (en) | 1993-01-08 | 1994-01-04 | Spread spectrum communication system using two-predetermined-code pseudo-noise signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1811493A JP3229415B2 (ja) | 1993-01-08 | 1993-01-08 | スペクトル拡散通信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06204978A true JPH06204978A (ja) | 1994-07-22 |
| JP3229415B2 JP3229415B2 (ja) | 2001-11-19 |
Family
ID=11962593
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1811493A Expired - Fee Related JP3229415B2 (ja) | 1993-01-08 | 1993-01-08 | スペクトル拡散通信方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5469470A (ja) |
| JP (1) | JP3229415B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100386538B1 (ko) * | 1994-09-20 | 2003-08-19 | 타임 도메인 코포레이숀 | 초광대역통신시스템및방법 |
| JP2007141086A (ja) * | 2005-11-21 | 2007-06-07 | Renesas Technology Corp | マイクロプロセッサ |
Families Citing this family (17)
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|---|---|---|---|---|
| US7321611B2 (en) | 1994-09-20 | 2008-01-22 | Alereen, Inc. | Method and transceiver for full duplex communication of ultra wideband signals |
| US5832035A (en) | 1994-09-20 | 1998-11-03 | Time Domain Corporation | Fast locking mechanism for channelized ultrawide-band communications |
| US6643319B1 (en) * | 1994-09-29 | 2003-11-04 | Ricoh Company, Ltd. | Wireless computer network communication system and method which determines an available spreading code |
| JPH08223134A (ja) * | 1995-02-09 | 1996-08-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線装置 |
| JP3307217B2 (ja) * | 1996-03-01 | 2002-07-24 | 株式会社豊田自動織機 | スペクトラム拡散通信方式における受信装置 |
| US7539237B2 (en) | 1996-12-06 | 2009-05-26 | Alereon, Inc. | Fast locking mechanism for channelized ultrawide-band communications |
| US6134263A (en) * | 1998-01-05 | 2000-10-17 | Intel Corporation | Method for using spreading code sequency to achieve high bit densities in a direct-sequence spread spectrum communication system |
| US6075810A (en) * | 1998-01-28 | 2000-06-13 | The Aerospace Corporation | NRZ and biphase-L formatted hexaphase modulated GPS transmission method |
| US6148022A (en) * | 1998-01-28 | 2000-11-14 | The Aerospace Corporation | NRZ and biphase-L formatted quadriphase modulated GPS transmission method |
| JP3600037B2 (ja) | 1998-02-02 | 2004-12-08 | 株式会社リコー | 相関ピーク検出回路 |
| JP3564108B2 (ja) * | 2002-03-08 | 2004-09-08 | イビデン産業株式会社 | 有線スペクトル拡散通信装置、その通信方法および有線スペクトル拡散通信システム |
| US7586972B2 (en) * | 2002-11-18 | 2009-09-08 | The Aerospace Corporation | Code division multiple access enhanced capacity system |
| JP2004274403A (ja) * | 2003-03-07 | 2004-09-30 | Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc | データ送信方法、データ受信方法、データ伝送方法、データ送信装置、データ受信装置及びデータ伝送システム |
| WO2006053000A2 (en) | 2004-11-05 | 2006-05-18 | Sparq, Inc. | Athleticism rating and performance measuring systems |
| US7683789B2 (en) * | 2005-03-04 | 2010-03-23 | Intelleflex Corporation | Compact omni-directional RF system |
| US7519099B2 (en) * | 2005-09-30 | 2009-04-14 | Freescale Semiconductor, Inc. | Pseudorandom noise lock detector |
| US11061142B2 (en) * | 2013-05-29 | 2021-07-13 | The Boeing Company | Determining ionospheric time delays for global positioning system (GPS) receivers using multiple carrier frequencies |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5164985A (en) * | 1987-10-27 | 1992-11-17 | Nysen Paul A | Passive universal communicator system |
-
1993
- 1993-01-08 JP JP1811493A patent/JP3229415B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-01-04 US US08/177,328 patent/US5469470A/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100386538B1 (ko) * | 1994-09-20 | 2003-08-19 | 타임 도메인 코포레이숀 | 초광대역통신시스템및방법 |
| JP2007141086A (ja) * | 2005-11-21 | 2007-06-07 | Renesas Technology Corp | マイクロプロセッサ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5469470A (en) | 1995-11-21 |
| JP3229415B2 (ja) | 2001-11-19 |
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