JP5603719B2 - Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same - Google Patents

Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same Download PDF

Info

Publication number
JP5603719B2
JP5603719B2 JP2010204340A JP2010204340A JP5603719B2 JP 5603719 B2 JP5603719 B2 JP 5603719B2 JP 2010204340 A JP2010204340 A JP 2010204340A JP 2010204340 A JP2010204340 A JP 2010204340A JP 5603719 B2 JP5603719 B2 JP 5603719B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
switching element
frequency
semiconductor light
dimming
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2010204340A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2012059662A (en
Inventor
明則 平松
宏光 水川
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp, Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Panasonic Corp
Priority to JP2010204340A priority Critical patent/JP5603719B2/en
Priority to EP11173309.3A priority patent/EP2410821B1/en
Priority to CN201110208651.6A priority patent/CN102438349B/en
Priority to US13/187,321 priority patent/US8664883B2/en
Publication of JP2012059662A publication Critical patent/JP2012059662A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP5603719B2 publication Critical patent/JP5603719B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • Y02B20/347—

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子を調光点灯させる半導体発光素子の点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。   The present invention relates to a lighting device for a semiconductor light emitting element for dimming and lighting a semiconductor light emitting element such as a light emitting diode (LED), and a lighting fixture using the same.

従来、ＬＥＤの調光制御方式として、ＬＥＤに流れる電流を１００Ｈｚ〜数ｋＨｚ程度の低周波で間欠的に休止させて、その電流休止期間の長さを調整することで、光出力の平均値を調整するＰＷＭ調光や、ＬＥＤに流れる電流の振幅を調整することで、ＬＥＤの光出力を調整する振幅調光が知られている。また、これらのＰＷＭ調光と振幅調光を組み合わせた調光制御も種々提案されている。   Conventionally, as the LED dimming control method, the current flowing through the LED is intermittently paused at a low frequency of about 100 Hz to several kHz, and the length of the current pause period is adjusted to obtain the average value of the light output. PWM dimming to adjust and amplitude dimming to adjust the light output of the LED by adjusting the amplitude of the current flowing through the LED are known. Various dimming controls combining these PWM dimming and amplitude dimming have been proposed.

例えば、特許文献１（特開平１０−１３３６１３号公報）には、高輝度領域ではＰＷＭ調光、低輝度領域では振幅調光とＰＷＭ調光を組み合わせて用いることが提案されている。また、特許文献２（特開２００２−２３１４７０号公報）には、外部から入力されたＰＷＭ信号をパルス幅の異なる第２のＰＷＭ信号に変換し、変換後のＰＷＭ信号に応じてＬＥＤに流れる電流を断続すると共に、そのＰＷＭ信号を平滑化した直流電圧に応じてＬＥＤに流れる電流の振幅を調節する構成が開示されている。   For example, Patent Document 1 (Japanese Patent Laid-Open No. 10-133613) proposes to use PWM dimming in a high luminance region and use a combination of amplitude dimming and PWM dimming in a low luminance region. In Patent Document 2 (Japanese Patent Laid-Open No. 2002-231470), a PWM signal input from the outside is converted into a second PWM signal having a different pulse width, and a current that flows through the LED in accordance with the converted PWM signal. Is disclosed, and the amplitude of the current flowing in the LED is adjusted according to the DC voltage obtained by smoothing the PWM signal.

特開平１０−１３３６１３号公報（図１−図３）Japanese Patent Laid-Open No. 10-133613 (FIGS. 1 to 3) 特開２００２−２３１４７０号公報（図１−図４）JP 2002-231470 A (FIGS. 1 to 4) 特開２０１０−４０８７８号公報（図１、図２、段落３５、４０）JP 2010-40878 (FIGS. 1 and 2, paragraphs 35 and 40)

特許文献１、２の技術では、ＬＥＤに流れる電流の振幅を調節するために、トランジスタの導通抵抗を可変制御しており、電力ロスが大きかった。電力ロスを低減するには、ＬＥＤに流れる電流の振幅をチョッパ回路のようなスイッチング電源回路により調整することが有効である。特に、回生電流のゼロクロスを検出してスイッチング素子をオン制御する臨界モードで動作するスイッチング電源回路は電力変換効率が高いことが知られている。   In the techniques of Patent Documents 1 and 2, the conduction resistance of the transistor is variably controlled in order to adjust the amplitude of the current flowing through the LED, and the power loss is large. In order to reduce the power loss, it is effective to adjust the amplitude of the current flowing through the LED by a switching power supply circuit such as a chopper circuit. In particular, it is known that a switching power supply circuit that operates in a critical mode in which the zero crossing of the regenerative current is detected and the switching element is on-controlled has high power conversion efficiency.

例えば、特許文献３（特開２０１０−４０８７８号公報）には臨界モードで動作する降圧チョッパ回路を用いてＬＥＤに流れる電流を定電流制御する構成が開示されている。また、同文献の段落３５、４０によれば、調光信号に応じて降圧チョッパ回路のスイッチング素子の駆動信号をＰＷＭ制御することが提案されている。   For example, Patent Document 3 (Japanese Patent Laid-Open No. 2010-40878) discloses a configuration in which a current flowing through an LED is controlled at a constant current using a step-down chopper circuit that operates in a critical mode. Also, according to paragraphs 35 and 40 of the same document, it is proposed to PWM control the drive signal of the switching element of the step-down chopper circuit in accordance with the dimming signal.

しかしながら、特許文献３の提案は、スイッチング素子のオンパルス幅をＰＷＭ制御するという意味に解されるものであり、臨界モードで動作するスイッチング電源回路において、オンパルス幅を調光信号に応じて任意に可変制御すると、回生電流がゼロクロスするまでの時間が変動することにより、スイッチング周波数が広い範囲で変動するという問題がある（図４（ｅ）参照）。また仮に、特許文献３のＰＷＭ制御を低周波のＰＷＭ信号に応じて高周波のスイッチング動作を間欠的に休止するという意味に解したとしても、その場合、ＰＷＭ信号の可変範囲でしか調光できないから、調光範囲が制限されるという問題がある。   However, the proposal of Patent Document 3 is understood to mean that the on-pulse width of the switching element is PWM-controlled. In the switching power supply circuit operating in the critical mode, the on-pulse width can be arbitrarily changed according to the dimming signal. When controlled, there is a problem that the switching frequency fluctuates in a wide range because the time until the regenerative current is zero-crossed fluctuates (see FIG. 4E). Further, even if the PWM control in Patent Document 3 is understood to mean that the high-frequency switching operation is intermittently stopped according to the low-frequency PWM signal, in that case, the light can be dimmed only within the variable range of the PWM signal. There is a problem that the dimming range is limited.

本発明は、臨界モードで動作するスイッチング電源回路を用いてＬＥＤを調光点灯する場合に、スイッチング周波数の変動範囲を所定の範囲内に制限しながら広い範囲の調光を可能とすることを課題とする。   It is an object of the present invention to enable dimming in a wide range while limiting the fluctuation range of the switching frequency to a predetermined range when the LED is dimmed using a switching power supply circuit that operates in a critical mode. And

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御回路５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数よりも十分に低い周波数で前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止することにより前記半導体発光素子４の光出力を低減する第１の調光動作と、前記所定値を可変とすることにより前記半導体発光素子４の光出力を可変とする第２の調光動作を組み合わせることにより、図４（ａ）〜（ｅ）に示すように、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆを所定の最高周波数ｆｍａｘと最低周波数ｆｍｉｎの間の周波数範囲に制限する。また、図４（ｂ），（ｃ）に示すように、第２の調光動作により前記所定値を低減することで前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆが前記所定の最高周波数ｆｍａｘに達した後は、第１の調光動作により前記半導体発光素子４の光出力を低減することを特徴とする。 In order to solve the above problems, the invention of claim 1 is, as shown in FIG. 1, a switching element Q1 connected in series to a DC power source and controlled to be turned on and off at a high frequency; and connected in series to the switching element Q1. An inductor L1 through which a current flows from the DC power source when the switching element Q1 is turned on; and a regeneration that discharges energy stored in the inductor L1 to the semiconductor light emitting element 4 when the switching element Q1 is turned off. A diode D1, a current detection means (resistor R1) for detecting a current flowing through the switching element Q1, and when the current value detected by the current detection means reaches a predetermined value, the switching element Q1 is turned off and the inductor When the energy release of L1 is completed, the switching element Q1 In a lighting device for a semiconductor light emitting device including a control circuit 5 to be turned on, the semiconductor light emitting device 4 is intermittently stopped by turning on / off the switching device Q1 at a frequency sufficiently lower than the on / off frequency of the switching device Q1. 4 (a) by combining the first dimming operation for reducing the light output of the light source and the second dimming operation for making the light output of the semiconductor light emitting element 4 variable by making the predetermined value variable. As shown in ( e) to ( e ) , the on / off frequency f of the switching element Q1 is limited to a frequency range between a predetermined maximum frequency fmax and a minimum frequency fmin . Further, as shown in FIGS. 4B and 4C, after the on / off frequency f of the switching element Q1 reaches the predetermined maximum frequency fmax by reducing the predetermined value by the second dimming operation. Is characterized in that the light output of the semiconductor light emitting element 4 is reduced by the first dimming operation.

請求項２の発明は、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御回路５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数よりも十分に低い周波数で前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止することにより前記半導体発光素子４の光出力を低減する第１の調光動作と、前記所定値を可変とすることにより前記半導体発光素子４の光出力を可変とする第２の調光動作を組み合わせることにより、図４（ａ）〜（ｅ）に示すように、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆを所定の最高周波数ｆｍａｘと最低周波数ｆｍｉｎの間の周波数範囲に制限する。また、図４（ａ），（ｃ）に示すように、第２の調光動作により前記所定値を増加させることで前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆが前記所定の最低周波数ｆｍｉｎに達した後は、第１の調光動作により前記半導体発光素子４の光出力を増加させることを特徴とする。 As shown in FIG. 1, the invention of claim 2 includes a switching element Q1 connected in series to a DC power source and controlled to be turned on and off at a high frequency; and connected in series with the switching element Q1 to turn on the switching element Q1. An inductor L1 through which a current flows from a DC power source; a regenerative diode D1 that discharges energy stored in the inductor L1 to the semiconductor light emitting element 4 when the switching element Q1 is turned off; and the switching element Q1. Current detection means (resistor R1) for detecting the flowing current; when the current value detected by the current detection means reaches a predetermined value, when the switching element Q1 is turned off and the energy emission of the inductor L1 is completed And a control circuit 5 for turning on the switching element Q1. In the semiconductor light emitting device lighting device, the light output of the semiconductor light emitting device 4 is reduced by intermittently stopping the on / off operation of the switching device Q1 at a frequency sufficiently lower than the on / off frequency of the switching device Q1. 4 (a) to 4 (e) by combining the dimming operation of 1 and the second dimming operation that makes the light output of the semiconductor light emitting element 4 variable by making the predetermined value variable. Thus, the on / off frequency f of the switching element Q1 is limited to a frequency range between a predetermined maximum frequency fmax and a minimum frequency fmin. Further, as shown in FIGS. 4A and 4C, after the ON / OFF frequency f of the switching element Q1 reaches the predetermined minimum frequency fmin by increasing the predetermined value by the second dimming operation. Is characterized in that the light output of the semiconductor light emitting element 4 is increased by the first dimming operation .

請求項３の発明は、請求項１又は２記載の半導体発光素子の点灯装置において、図１に示すように、前記所定の最高周波数ｆｍａｘと最低周波数ｆｍｉｎの間の周波数成分を雑音規制の範囲内に低減するフィルタ回路２ａを備え、前記直流電源は商用交流電源を前記フィルタ回路２ａと整流平滑回路２ｂを介して直流変換した直流電圧を出力する回路であることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, in the semiconductor light emitting device lighting device according to the first or second aspect, as shown in FIG. 1 , the frequency component between the predetermined maximum frequency fmax and the minimum frequency fmin is within a noise regulation range. And the DC power supply is a circuit that outputs a DC voltage obtained by converting a commercial AC power supply through the filter circuit 2a and the rectifying / smoothing circuit 2b .

請求項４の発明は、請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置において、図４（ａ），（ｃ）に示すように、第２の調光動作により前記所定値を増加させることで前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆが前記所定の最低周波数ｆｍｉｎに達した後は、第１の調光動作により前記半導体発光素子４の光出力を増加させることを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, in the lighting device for a semiconductor light-emitting element according to the first aspect , as shown in FIGS. 4A and 4C, the predetermined value is increased by a second dimming operation. After the on / off frequency f of the switching element Q1 reaches the predetermined minimum frequency fmin, the light output of the semiconductor light emitting element 4 is increased by the first dimming operation.

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である（図７）。 The invention of claim 5 is a lighting apparatus comprising the semiconductor light emitting element lighting device according to any one of claims 1 to 4 and the semiconductor light emitting element to which current is supplied from the lighting device (FIG. 7).

本発明によれば、スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に休止することによる調光動作と、スイッチング素子に流れる電流のピーク値を可変制御することによる調光動作を組み合わせることにより、スイッチング素子のオンオフ周波数を所定の最高周波数と最低周波数の間の周波数範囲に制限したから、スイッチング素子のオンオフ周波数が高くなり過ぎたり、低くなり過ぎることを防止できる。   According to the present invention, the dimming operation by intermittently stopping the on / off operation of the switching element and the dimming operation by variably controlling the peak value of the current flowing through the switching element can be combined to turn on / off the switching element. Since the frequency is limited to a frequency range between the predetermined maximum frequency and the minimum frequency, it is possible to prevent the on / off frequency of the switching element from becoming too high or too low.

本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。It is a circuit diagram of the lighting device of Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施形態１の点灯装置に用いる制御用集積回路の内部構成を簡略化して示した回路図である。It is the circuit diagram which simplified and showed the internal structure of the control integrated circuit used for the lighting device of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態１の点灯装置を用いたＬＥＤ調光点灯装置の全体構成を示すブロック回路図である。It is a block circuit diagram which shows the whole structure of the LED light control lighting apparatus using the lighting device of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態１の調光制御例を示す動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing which shows the example of light control of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態２の点灯装置の要部構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part structural example of the lighting device of Embodiment 2 of this invention. 本発明を適用できる各種のスイッチング電源回路の回路図である。It is a circuit diagram of various switching power supply circuits to which the present invention can be applied. 本発明の実施形態４の照明器具の概略構成を示す断面図である。It is sectional drawing which shows schematic structure of the lighting fixture of Embodiment 4 of this invention.

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、電源コネクタＣＯＮ１と出力コネクタＣＯＮ２を備えている。電源コネクタＣＯＮ１には商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）が接続される。出力コネクタＣＯＮ２には、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子４が接続される。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram of a lighting device according to Embodiment 1 of the present invention. The lighting device includes a power connector CON1 and an output connector CON2. A commercial AC power supply (100 V, 50/60 Hz) is connected to the power connector CON1. A semiconductor light emitting element 4 such as a light emitting diode (LED) is connected to the output connector CON2. The semiconductor light emitting element 4 may be an LED module in which a plurality of LEDs are connected in series, in parallel, or in series-parallel.

電源コネクタＣＯＮ１には、電流フューズＦＵＳＥとフィルタ回路２ａを介して整流平滑回路２ｂが接続されている。フィルタ回路２ａは、サージ電圧吸収素子ＺＮＲ、フィルタコンデンサＣａ，Ｃｂ及びコモンモードチョークコイルＬＦで構成されている。整流平滑回路２ｂは、ここでは全波整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ０よりなる回路を図示しているが、昇圧チョッパ回路を用いた力率改善回路であっても良い。   A rectifying / smoothing circuit 2b is connected to the power connector CON1 via a current fuse FUSE and a filter circuit 2a. The filter circuit 2a includes a surge voltage absorbing element ZNR, filter capacitors Ca and Cb, and a common mode choke coil LF. The rectifying / smoothing circuit 2b is shown here as a circuit composed of a full-wave rectifier DB and a smoothing capacitor C0, but may be a power factor improving circuit using a boost chopper circuit.

整流平滑回路２ｂの出力端には、降圧チョッパ回路３が接続されている。降圧チョッパ回路３は、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と整流平滑回路２ｂの出力との間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備えている。また、前記半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２が接続されている。この出力コンデンサＣ２は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して前記半導体発光素子４に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。   A step-down chopper circuit 3 is connected to the output terminal of the rectifying / smoothing circuit 2b. The step-down chopper circuit 3 includes an inductor L1 connected in series to the semiconductor light emitting element 4 that is lit by a direct current, and a series circuit between the inductor L1 and the series circuit of the semiconductor light emitting element 4 and the output of the rectifying and smoothing circuit 2b. A switching element Q1 connected to the semiconductor element, and a parallel circuit connected to a series circuit of the inductor L1 and the semiconductor light emitting element 4, and discharging energy stored in the inductor L1 to the semiconductor light emitting element 4 when the switching element Q1 is turned off. And a regenerative diode D1 connected thereto. Further, an output capacitor C2 is connected in parallel with the semiconductor light emitting element 4. The output capacitor C2 is set to have a capacitance so that a pulsating component due to the on / off of the switching element Q1 is smoothed and a smoothed DC current flows through the semiconductor light emitting element 4.

スイッチング素子Ｑ１は制御回路５により高周波でオンオフ駆動される。制御回路５は制御用集積回路５０とその周辺回路よりなる。制御用集積回路５０として、ここではＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いている。このチップ（Ｌ６５６２）は、本来は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用ＩＣであり、内部に乗算回路など、降圧チョッパ回路の制御には余分な構成要素を含んでいる。その反面、入力電流の平均値を入力電圧の包絡線と相似形とする制御のために、入力電流のピーク値を制御する機能と、ゼロクロス制御機能を１チップ内に具備しており、これらの機能を降圧チョッパ回路の制御に転用している。   The switching element Q1 is driven on and off at a high frequency by the control circuit 5. The control circuit 5 includes a control integrated circuit 50 and its peripheral circuits. Here, L6562 manufactured by STMicroelectronics is used as the control integrated circuit 50. This chip (L6562) is originally a control IC for a PFC circuit (a step-up chopper circuit for power factor correction control), and includes an extra component for controlling the step-down chopper circuit, such as a multiplier circuit. Yes. On the other hand, in order to control the average value of the input current to be similar to the envelope of the input voltage, the function of controlling the peak value of the input current and the zero cross control function are provided in one chip. The function is diverted to control the step-down chopper circuit.

図２は本実施形態に用いる制御用集積回路５０の内部構成を簡略化して示している。１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路５２の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。   FIG. 2 shows a simplified internal configuration of the control integrated circuit 50 used in this embodiment. Pin 1 (INV) is an inverting input terminal of a built-in error amplifier (error amplifier) EA, Pin 2 (COMP) is an output terminal of error amplifier EA, Pin 3 (MULT) is an input terminal of multiplier circuit 52, 4 Pin (CS) is a chopper current detection terminal, Pin 5 (ZCD) is a zero cross detection terminal, Pin 6 (GND) is a ground terminal, Pin 7 (GD) is a gate drive terminal, Pin 8 (Vcc) is Power supply terminal.

電源端子Ｖｃｃとグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源５１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、集積回路内部の各回路が動作可能となる。スタータ５３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。   When a control power supply voltage equal to or higher than a predetermined voltage is supplied between the power supply terminal Vcc and the ground terminal GND, the control power supply 51 generates the reference voltages Vref1 and Vref2 and enables each circuit in the integrated circuit to operate. When power is turned on by the starter 53, a start pulse is supplied to the set input terminal S of the flip-flop FF1, and the Q output of the flip-flop FF1 becomes High level. As a result, the 7th pin (gate drive terminal GD) becomes High level via the drive circuit 54.

７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなると、図１の抵抗Ｒ２１、Ｒ２０で分圧されたゲート駆動電圧がＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に印加される。抵抗Ｒ１は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート・ソース間の駆動電圧には殆ど影響しない。   When the 7th pin (gate drive terminal GD) becomes High level, the gate drive voltage divided by the resistors R21 and R20 in FIG. 1 is applied between the gate and source of the switching element Q1 made of MOSFET. Since the resistor R1 is a small resistor for current detection, it hardly affects the drive voltage between the gate and the source.

スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ０の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ０の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ｉは、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。この電流は抵抗Ｒ１により検出されて、制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）に入力される。   When the switching element Q1 is turned on, a current flows from the positive electrode of the capacitor C0 to the negative electrode of the capacitor C0 via the output capacitor C2, the inductor L1, the switching element Q1, and the resistor R1. At this time, the chopper current i flowing through the inductor L1 is a current that rises substantially linearly unless the inductor L1 is magnetically saturated. This current is detected by the resistor R1 and input to the fourth pin (CS) of the control integrated circuit 50.

制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧は、ＩＣ内部の４０ＫΩと５ｐＦのノイズフィルタを介してコンパレータＣＰ１の＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には基準電圧が印加されている。この基準電圧は１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１と３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３により決定される。   The fourth pin (CS) of the control integrated circuit 50 is a chopper current detection terminal, and the voltage is applied to the + input terminal of the comparator CP1 through a 40 KΩ and 5 pF noise filter inside the IC. A reference voltage is applied to the negative input terminal of the comparator CP1. This reference voltage is determined by the applied voltage V1 at the first pin (INV) and the applied voltage V3 at the third pin (MULTI).

チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧が基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。このとき、駆動回路５４は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から電流を引き込むように動作するので、図１のダイオードＤ２２がオンとなり、抵抗Ｒ２２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。   When the voltage at the chopper current detection terminal CS exceeds the reference voltage, the output of the comparator CP1 becomes high level, and a reset signal is input to the reset input terminal R of the flip-flop FF1. As a result, the Q output of the flip-flop FF1 becomes low level. At this time, since the drive circuit 54 operates so as to draw current from the 7th pin (gate drive terminal GD), the diode D22 of FIG. 1 is turned on, and the gate-source charge of the switching element Q1 is changed via the resistor R22. As a result, the switching element Q1 made of MOSFET is quickly turned off.

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが回生ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧は出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾き（ｄｉ／ｄｔ≒−Ｖｃ２／Ｌ１）で減少して行く。   When the switching element Q1 is turned off, the electromagnetic energy stored in the inductor L1 is released to the output capacitor C2 via the regenerative diode D1. At this time, since the voltage across the inductor L1 is clamped to the voltage Vc2 of the output capacitor C2, the current i of the inductor L1 decreases with a substantially constant slope (di / dt≈−Vc2 / L1).

コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いときには、インダクタＬ１の電流ｉは急速に減衰し、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が低いときには、インダクタＬ１の電流ｉは緩慢に減衰する。したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定であっても、インダクタＬ１の電流ｉが消失するまでの時間は負荷電圧に応じて変化する。その所要時間はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いほど短く、低いほど長い。   When the voltage Vc2 of the capacitor C2 is high, the current i of the inductor L1 is rapidly attenuated. When the voltage Vc2 of the capacitor C2 is low, the current i of the inductor L1 is slowly attenuated. Therefore, even if the peak value of the current flowing through the inductor L1 is constant, the time until the current i of the inductor L1 disappears changes according to the load voltage. The required time is shorter as the voltage Vc2 of the capacitor C2 is higher and longer as the voltage Vc2 is lower.

インダクタＬ１に電流ｉが流れている期間中は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはインダクタＬ１の電流ｉの傾きに応じた電圧が発生している。この電圧は、インダクタＬ１の電流ｉが流れ終わると、消失する。そのタイミングを５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）で検出する。   During the period when the current i flows through the inductor L1, a voltage corresponding to the slope of the current i of the inductor L1 is generated in the secondary winding n2 of the inductor L1. This voltage disappears when the current i of the inductor L1 finishes flowing. The timing is detected by the fifth pin (zero cross detection terminal ZCD).

制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加されていた２次巻線ｎ２の電圧が消失すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。   A negative input terminal of a comparator CP2 for zero cross detection is connected to the fifth pin (zero cross detection terminal ZCD) of the control integrated circuit 50. A reference voltage Vref2 for zero cross detection is applied to the + input terminal of the comparator CP2. When the voltage of the secondary winding n2 applied to the fifth pin (zero cross detection terminal ZCD) disappears, the output of the comparator CP2 becomes high level, and the set pulse is applied to the set input terminal S of the flip-flop FF1 via the OR gate. Is supplied, and the Q output of the flip-flop FF1 becomes High level. As a result, the 7th pin (gate drive terminal GD) becomes High level via the drive circuit 54. Thereafter, the same operation is repeated.

このようにして出力コンデンサＣ２にはコンデンサＣ０の出力電圧を降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は出力コネクタＣＯＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、ＬＥＤの順電圧をＶｆ、直列個数をｎ個とすると、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略ｎ×Ｖｆにクランプされる。   In this way, a DC voltage obtained by stepping down the output voltage of the capacitor C0 is obtained at the output capacitor C2. This DC voltage is supplied to the semiconductor light emitting element 4 via the output connector CON2. When a light emitting diode (LED) is used as the semiconductor light emitting element 4, when the forward voltage of the LED is Vf and the number of series is n, the voltage Vc2 of the output capacitor C2 is clamped to approximately n × Vf.

ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は高いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は小さくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は長くなる。   When the number n of LEDs is large, the voltage Vc2 of the output capacitor C2 is high, so that the voltage difference (Vdc−Vc2) from the voltage Vdc of the capacitor C0 is small. For this reason, the voltage shared by the inductor L1 when the switching element Q1 is on is small, and the rising speed di / dt = (Vdc−Vc2) / L1 of the current i flowing through the inductor L1 is slow. As a result, the time until the current i flowing through the inductor L1 reaches a predetermined peak value becomes longer, and the on-time of the switching element Q1 becomes longer.

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は短くなる。   When the switching element Q1 is off, the back electromotive force generated at both ends of the inductor L1 is clamped to the voltage Vc2 (= n × Vf) of the capacitor C2. For this reason, when the number n of LEDs in series is large, the voltage applied to the inductor L1 is large when the switching element Q1 is turned off, and the decay rate di / dt = −Vc2 / L1 of the current i flowing through the inductor L1 becomes fast. As a result, the time until the current i flowing through the inductor L1 becomes zero becomes short, and the OFF time of the switching element Q1 becomes short.

ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、上述の説明とは逆に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなり、オフ時間は長くなる。つまり、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は低いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は大きくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。   When the number n of LEDs in series is small, the on-time of the switching element Q1 becomes short and the off-time becomes long, contrary to the above description. That is, when the number n of LEDs in series is small, the voltage Vc2 of the output capacitor C2 is low, and the voltage difference (Vdc−Vc2) from the voltage Vdc of the capacitor C0 is large. For this reason, the voltage shared by the inductor L1 when the switching element Q1 is turned on is large, and the rising speed di / dt = (Vdc−Vc2) / L1 of the current i flowing through the inductor L1 is increased. As a result, the time until the current i flowing through the inductor L1 reaches a predetermined peak value is shortened, and the ON time of the switching element Q1 is shortened.

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は長くなる。   When the switching element Q1 is off, the back electromotive force generated at both ends of the inductor L1 is clamped to the voltage Vc2 (= n × Vf) of the capacitor C2. For this reason, when the number n of LEDs in series is small, the voltage applied to the inductor L1 when the switching element Q1 is off is small, and the decay rate di / dt = −Vc2 / L1 of the current i flowing through the inductor L1 is slow. As a result, the time until the current i flowing through the inductor L1 becomes zero becomes long, and the OFF time of the switching element Q1 becomes long.

このように、本実施形態の点灯装置によれば、ＬＥＤの直列個数ｎが多くなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、オフ時間が短くなり、ＬＥＤの直列個数ｎが少なくなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短く、オフ時間が長くなる。したがって、ＬＥＤの直列個数ｎに関わらず、定電流特性を維持できる仕組みとなっている。   Thus, according to the lighting device of the present embodiment, when the number n of LEDs in series increases, the ON time of the switching element Q1 automatically increases and the OFF time decreases, and when the number n of LEDs in series decreases, The on time of the switching element Q1 is automatically shortened and the off time is lengthened automatically. Accordingly, the constant current characteristic can be maintained regardless of the number n of LEDs in series.

なお、制御電源回路１０の詳しい構成については限定しないが、ここでは平滑コンデンサＣ３とその電圧を規制するツェナーダイオードＺＤ１を備えている。最も簡単な例では、コンデンサＣ０の正極から高抵抗を介してコンデンサＣ３の正極に充電電流を供給する構成でも構わない。より効率の良い電源供給手段としては、定常時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２からコンデンサＣ３を充電するような構成を採用しても良い。   Although the detailed configuration of the control power supply circuit 10 is not limited, a smoothing capacitor C3 and a Zener diode ZD1 for regulating the voltage are provided here. In the simplest example, a charging current may be supplied from the positive electrode of the capacitor C0 to the positive electrode of the capacitor C3 via a high resistance. As a more efficient power supply means, a configuration in which the capacitor C3 is charged from the secondary winding n2 of the inductor L1 in a steady state may be adopted.

また、本実施形態では、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧消失のタイミングを検出することで、インダクタＬ１に流れる電流が略ゼロになるタイミングを検出しているが、他の手段として、回生ダイオードＤ１の逆方向電圧の上昇を検出したり、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧の降下を検出する等、回生電流が消失するタイミングを検出できる手段であれば、具体的な手段は変更しても構わない。   Further, in this embodiment, the timing at which the current flowing through the inductor L1 becomes substantially zero is detected by detecting the voltage disappearance timing of the secondary winding n2 of the inductor L1. The specific means may be changed as long as it is a means capable of detecting the timing at which the regenerative current disappears, such as detecting an increase in the reverse voltage of the diode D1 or detecting a drop in the voltage across the switching element Q1. Absent.

《調光動作について》
本実施形態の構成によれば、負荷が異なる場合であってもチョッパ電流の平均値は殆ど変化しない。したがって、チョッパ電流の脈動成分を出力コンデンサＣ２により平滑化して負荷に供給される出力電流の実効値は、負荷に関わらず略一定となる。 <About dimming operation>
According to the configuration of the present embodiment, the average value of the chopper current hardly changes even when the load is different. Therefore, the effective value of the output current supplied to the load after the pulsating component of the chopper current is smoothed by the output capacitor C2 is substantially constant regardless of the load.

そこで、高周波のチョッパ動作を低周波のＰＷＭ信号に応じて間欠的に停止させることにより、ＰＷＭ信号のデューティに応じた出力電流を半導体発光素子４に供給することができ、精度の高い調光が可能となる。そのために、図１の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間にスイッチング素子Ｑ２を接続し、このスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御している（第１の調光動作）。   Therefore, by intermittently stopping the high-frequency chopper operation in accordance with the low-frequency PWM signal, an output current corresponding to the duty of the PWM signal can be supplied to the semiconductor light-emitting element 4, and high-precision light control is achieved. It becomes possible. Therefore, in the embodiment of FIG. 1, the switching element Q2 is connected between the control electrode of the switching element Q1 and the ground, and the gate voltage V2 of the switching element Q2 is controlled according to the low-frequency PWM signal ( First dimming operation).

また、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を変化させれば、チョッパ電流の平均値は、常にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値の１／２となるので、精度の高い調光が可能となる。そのために、図１の実施形態では、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１、または３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を制御可能としている（第２の調光動作）。   Further, if the peak value of the current flowing through the switching element Q1 is changed, the average value of the chopper current is always ½ of the peak value of the current flowing through the switching element Q1, so that highly accurate dimming is possible. Become. Therefore, in the embodiment of FIG. 1, the applied voltage V1 of the first pin (INV) or the applied voltage V3 of the third pin (MULT) of the control integrated circuit 50 can be controlled (second dimming operation). ).

《第１の調光動作の詳細》
まず、スイッチング素子Ｑ２を低周波のＰＷＭ信号に応じてオン／オフ制御する第１の調光動作について説明する。低周波のＰＷＭ信号は、例えば、１ｋＨｚの矩形波電圧信号であり、１周期中のＬｏｗレベルの期間が長いほど調光出力が大きくなるような調光信号である。この種のＰＷＭ信号は、蛍光灯の調光点灯装置の分野において広く用いられており、図３に示すように、点灯装置１のコネクタＣＯＮ３を介して調光信号線から供給され、整流回路５ａ、絶縁回路５ｂ、波形整形回路５ｃ、信号変換回路５ｄを介して、制御回路５に入力される。 << Details of the first dimming operation >>
First, a first dimming operation that performs on / off control of the switching element Q2 in accordance with a low-frequency PWM signal will be described. The low-frequency PWM signal is, for example, a rectangular wave voltage signal of 1 kHz, and is a dimming signal such that the dimming output becomes larger as the Low level period in one cycle is longer. This type of PWM signal is widely used in the field of dimming / lighting devices for fluorescent lamps. As shown in FIG. 3, the PWM signal is supplied from the dimming signal line via the connector CON3 of the lighting device 1, and the rectifier circuit 5a. The signal is input to the control circuit 5 through the insulation circuit 5b, the waveform shaping circuit 5c, and the signal conversion circuit 5d.

図１の回路では、図３の信号変換回路５ｄから出力された低周波のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２としており、ゲート電圧Ｖ２がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオンとなり、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間を短絡させる。また、ゲート電圧Ｖ２がＬｏｗレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオフ（高インピーダンス状態）となり、接続されていないのと同じ状態となる。   In the circuit of FIG. 1, the low-frequency PWM signal output from the signal conversion circuit 5d of FIG. 3 is used as the gate voltage V2 of the switching element Q2. When the gate voltage V2 is at the high level, the switching element Q2 is turned on and switching is performed. The control electrode of the element Q1 and the ground are short-circuited. When the gate voltage V2 is at the low level, the switching element Q2 is turned off (high impedance state), and is in the same state as not being connected.

スイッチング素子Ｑ２がオンされている間は、抵抗Ｒ２１とスイッチング素子Ｑ２の接続点が常にＬｏｗレベルとなる。したがって、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わっても、そのゲートドライブ出力は抵抗Ｒ２１で消費されることになり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持される。   While the switching element Q2 is on, the connection point between the resistor R21 and the switching element Q2 is always at the low level. Therefore, even if the 7th pin (gate drive terminal GD) of the control integrated circuit 50 is switched to High / Low at a high frequency, the gate drive output is consumed by the resistor R21, and the switching element Q1 is turned off. Maintained.

また、スイッチング素子Ｑ２がオフされている場合、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わるのに応じて、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフに切り替わるので、通常のチョッパ動作となる。   In addition, when the switching element Q2 is turned off, the switching element Q1 is turned on / off in accordance with the high-frequency switching of the seventh pin (gate drive terminal GD) of the control integrated circuit 50 to High / Low. Normal chopper operation is performed.

したがって、チョッパ動作期間とチョッパ動作停止期間の比率は、ＰＷＭ信号のＬｏｗレベル期間とＨｉｇｈレベル期間の比率と一致することになる。チョッパ動作期間では定電流が供給され、チョッパ動作停止期間では電流供給が停止されるので、結局、ＰＷＭ信号の１周期に対するＬｏｗレベル期間の割合に応じた電流が半導体発光素子４に供給されることになる。これにより精度の高い調光が可能となる。   Therefore, the ratio between the chopper operation period and the chopper operation stop period coincides with the ratio between the low level period and the high level period of the PWM signal. Since a constant current is supplied in the chopper operation period and the current supply is stopped in the chopper operation stop period, a current corresponding to the ratio of the Low level period to one cycle of the PWM signal is eventually supplied to the semiconductor light emitting element 4. become. Thereby, high-precision light control is possible.

また、上述のスイッチング素子Ｑ２のオンオフ制御に代えて、もしくは、これと共に、制御用集積回路５０の５番ピン（ＺＣＤ）を低周波のＰＷＭ信号に同期してグランドに短絡させることにより、制御用集積回路５０の発振動作を間欠的に停止させるように制御しても良い。上述のように、制御用集積回路５０として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いた場合、ゼロクロス検出端子としての５番ピン（ＺＣＤ）には図２に示すようにディセーブル回路５５が接続されており、５番ピンをグランドに短絡させると、ＩＣの動作を停止させることができる。そこで、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）をグランドに短絡してＩＣの動作を停止させ、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）を開放して通常の動作に戻す。これにより、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間と、Ｈｉｇｈレベルの期間の比率に応じて、調光が可能となる。   Further, instead of the on / off control of the switching element Q2 described above, or together with this, the fifth pin (ZCD) of the control integrated circuit 50 is short-circuited to the ground in synchronization with the low-frequency PWM signal. Control may be made so that the oscillation operation of the integrated circuit 50 is intermittently stopped. As described above, when L6562 manufactured by ST Microelectronics is used as the control integrated circuit 50, the disable circuit 55 is connected to the fifth pin (ZCD) as the zero cross detection terminal as shown in FIG. The operation of the IC can be stopped by short-circuiting the fifth pin to the ground. Therefore, when the low frequency PWM signal is at the high level, the fifth pin (ZCD) is short-circuited to the ground to stop the operation of the IC, and when the low frequency PWM signal is at the low level, the fifth pin (ZCD) is stopped. ) To return to normal operation. Thus, dimming can be performed according to the ratio of the low-frequency PWM signal during the low level to the high level.

図３の信号変換回路５ｄでは、調光信号線から供給されたＰＷＭ信号をパルス幅の異なる第２のＰＷＭ信号に変換して出力しても良いし、元のパルス幅のまま出力しても良い。また、信号変換回路５ｄでは、調光信号線から供給されたＰＷＭ信号のパルス幅に応じて変化するアナログの調光電圧Ｖｄｉｍを出力する。この調光電圧Ｖｄｉｍは第２の調光動作で用いられる。
次に、第２の調光動作について説明する。 In the signal conversion circuit 5d in FIG. 3, the PWM signal supplied from the dimming signal line may be converted into a second PWM signal having a different pulse width and output, or the original pulse width may be output. good. Further, the signal conversion circuit 5d outputs an analog dimming voltage Vdim that changes according to the pulse width of the PWM signal supplied from the dimming signal line. This dimming voltage Vdim is used in the second dimming operation.
Next, the second dimming operation will be described.

《第２の調光動作の詳細》
本実施形態では、信号変換回路５ｄから出力されるアナログの調光電圧Ｖｄｉｍに応じて、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１、または、３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を制御可能としている。これにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を変化させることができるので、調光が可能となる。 << Details of Second Dimming Operation >>
In the present embodiment, the application voltage V1 of the first pin (INV) of the control integrated circuit 50 or the application of the third pin (MULT) according to the analog dimming voltage Vdim output from the signal conversion circuit 5d. The voltage V3 can be controlled. Thereby, since the peak value of the current flowing through the switching element Q1 can be changed, dimming is possible.

スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が増加すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数は低くなり、反対に、ピーク値が減少すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数は高くなる。なぜなら、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に流れる漸増電流の傾き、並びに、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に流れる漸減電流の傾きは、電源電圧Ｖｄｃと負荷電圧Ｖｃ２が同じであれば一定だからである。つまり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が増減しても、インダクタＬ１に流れる漸増電流と漸減電流が形成する三角波は相似形を維持することになり、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期とスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は比例関係を維持することになる。   When the peak value of the current flowing through the switching element Q1 increases, the on / off frequency of the switching element Q1 decreases. Conversely, when the peak value decreases, the on / off frequency of the switching element Q1 increases. This is because the slope of the gradually increasing current flowing through the inductor L1 when the switching element Q1 is on and the slope of the gradually decreasing current flowing through the inductor L1 when the switching element Q1 is off are constant if the power supply voltage Vdc and the load voltage Vc2 are the same. is there. That is, even if the peak value of the current flowing through the switching element Q1 increases or decreases, the triangular wave formed by the gradually increasing current and gradually decreasing current flowing through the inductor L1 maintains a similar shape, and the ON / OFF cycle of the switching element Q1 and the switching element Q1 The peak value of the current flowing through the current maintains a proportional relationship.

したがって、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数を所定の最高周波数ｆｍａｘ以下に制限しようとすると、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を所定の最低値Ｉｍｉｎ以上に制限する必要がある。また、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数を所定の最低周波数ｆｍｉｎ以上に制限しようとすると、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を所定の最高値Ｉｍａｘ以下に制限する必要がある。   Therefore, if the on / off frequency of the switching element Q1 is to be limited to a predetermined maximum frequency fmax or less, it is necessary to limit the peak value of the current flowing through the switching element Q1 to a predetermined minimum value Imin or more. Further, if it is attempted to limit the on / off frequency of the switching element Q1 to a predetermined minimum frequency fmin or more, it is necessary to limit the peak value of the current flowing through the switching element Q1 to a predetermined maximum value Imax or less.

このように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を所定の最低値Ｉｍｉｎから所定の最高値Ｉｍａｘの範囲に制限する動作は、信号変換回路５ｄから出力されるアナログの調光電圧Ｖｄｉｍの電圧範囲を制限することにより実現できる。   Thus, the operation of limiting the peak value of the current flowing through the switching element Q1 to the range from the predetermined minimum value Imin to the predetermined maximum value Imax is the voltage range of the analog dimming voltage Vdim output from the signal conversion circuit 5d. This can be realized by restricting.

《第１の調光動作と第２の調光動作の組み合わせについて》
図３の信号変換回路５ｄは、例えばマイクロコンピュータ等により構成されており、波形整形回路５ｃから出力されるＰＷＭ信号のパルス幅を読み取り、デジタル値に変換した後、メモリテーブルを参照し、図４（ａ）〜（ｅ）に例示したような各種の調光動作を実現するように、アナログの調光電圧Ｖｄｉｍを生成すると共に、パルス幅を変換された第２のＰＷＭ信号を出力する。 << Combination of first dimming operation and second dimming operation >>
The signal conversion circuit 5d shown in FIG. 3 is configured by, for example, a microcomputer, reads the pulse width of the PWM signal output from the waveform shaping circuit 5c, converts it to a digital value, and then refers to the memory table. An analog dimming voltage Vdim is generated and a second PWM signal whose pulse width is converted is output so as to realize various dimming operations as exemplified in (a) to (e).

図４（ａ）の例では、光出力１００％から所定の調光出力（例えば、光出力３０％）まで低下する過程では、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作のみで光出力を低減する。また、前記所定の調光出力よりも低輝度側では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減する第２の調光動作のみで光出力を低減するか、もしくは、第２の調光動作と第１の調光動作を併用することで光出力を低減する。   In the example of FIG. 4A, in the process of decreasing the light output from 100% to a predetermined light control output (for example, light output 30%), the first light control that intermittently stops the on / off operation of the switching element Q1. Reduces light output only by operation. Further, on the lower luminance side than the predetermined dimming output, the light output is reduced only by the second dimming operation for reducing the peak value of the current flowing through the switching element Q1, or the second dimming operation is performed. In combination with the first dimming operation, the light output is reduced.

この調光制御によれば、特に低輝度側で滑らかな調光が可能となる利点がある。スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作だけでは、間欠発振期間が短くなると、その間欠発振期間中に含まれるスイッチング素子Ｑ１のオンパルス数が数個〜１個のように少なくなり、間欠発振期間の変化に対する光出力の変化が離散的になることがある。このとき、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減することで、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数を高くすれば、間欠発振期間中に含まれるスイッチング素子Ｑ１のオンパルス数を増大させることができるから、間欠発振期間の変化に対して光出力の変化が離散的になることを抑制できる。また、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は連続的に変化させることができるから、負荷電流の実効値を連続的に変化させることができ、これにより、特に低輝度側で滑らかな調光が可能となる。   According to this dimming control, there is an advantage that smooth dimming is possible particularly on the low luminance side. With only the first dimming operation that intermittently stops the on / off operation of the switching element Q1, when the intermittent oscillation period is shortened, the number of ON pulses of the switching element Q1 included in the intermittent oscillation period seems to be several to one. In some cases, the change in the optical output becomes discrete with respect to the change in the intermittent oscillation period. At this time, if the on-off frequency of the switching element Q1 is increased by reducing the peak value of the current flowing through the switching element Q1, the number of on-pulses of the switching element Q1 included in the intermittent oscillation period can be increased. It is possible to suppress the change in the optical output from becoming discrete with respect to the change in the intermittent oscillation period. In addition, since the peak value of the current flowing through the switching element Q1 can be continuously changed, the effective value of the load current can be continuously changed. This allows smooth dimming particularly on the low luminance side. It becomes possible.

図４（ｂ）の例では、光出力１００％から所定の調光出力（例えば、光出力７０％）まで低下する過程では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減する第２の調光動作のみで光出力を低減するか、もしくは、第２の調光動作と第１の調光動作を併用することで光出力を低減する。また、前記所定の調光出力よりも低輝度側では、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作のみで光出力を低減する。   In the example of FIG. 4B, in the process of decreasing the light output from 100% to a predetermined light control output (for example, light output 70%), the second light control that reduces the peak value of the current flowing through the switching element Q1. The light output is reduced only by the operation, or the light output is reduced by using the second dimming operation and the first dimming operation together. In addition, on the lower luminance side than the predetermined dimming output, the light output is reduced only by the first dimming operation that intermittently stops the on / off operation of the switching element Q1.

この調光制御によれば、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作による低輝度側での調光制御が、最高周波数ｆｍａｘにおいて実施されるので、間欠発振期間に含まれるスイッチング素子Ｑ１のオンパルス数が最大となり、間欠発振期間の長さの変化に対する光出力の変化が滑らかとなる効果がある。   According to the dimming control, the dimming control on the low luminance side by the first dimming operation that intermittently stops the on / off operation of the switching element Q1 is performed at the maximum frequency fmax. The number of ON pulses of the included switching element Q1 is maximized, and there is an effect that the change in the optical output with respect to the change in the length of the intermittent oscillation period becomes smooth.

図４（ｃ）の例は、図４（ａ），（ｂ）の制御を組み合わせたものであり、光出力１００％から第１の調光出力（例えば、光出力７０％）まで低下する過程では、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作のみで光出力を低減する。また、第１の調光出力から第２の調光出力（例えば、光出力３０％）まで低下する過程では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減する第２の調光動作のみで光出力を低減するか、もしくは、第２の調光動作と第１の調光動作を併用することで光出力を低減する。さらに、第２の調光出力よりも低輝度側では、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作のみで光出力を低減する。   The example of FIG. 4C is a combination of the controls of FIGS. 4A and 4B, and is a process in which the light output decreases from 100% to the first dimming output (for example, light output 70%). Then, the light output is reduced only by the first dimming operation that intermittently stops the on / off operation of the switching element Q1. Further, in the process of decreasing from the first dimming output to the second dimming output (for example, 30% light output), the light is obtained only by the second dimming operation for reducing the peak value of the current flowing through the switching element Q1. The light output is reduced by reducing the output or by using the second dimming operation and the first dimming operation together. Furthermore, on the lower luminance side than the second dimming output, the light output is reduced only by the first dimming operation that intermittently stops the on / off operation of the switching element Q1.

図４（ｄ）の例も、図４（ａ），（ｂ）の制御を組み合わせたものであり、光出力１００％から第１の調光出力（例えば、光出力８０％）まで低下する過程では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減する第２の調光動作のみで光出力を低減するか、もしくは、第２の調光動作と第１の調光動作を併用することで光出力を低減する。また、第１の調光出力から第２の調光出力（例えば、光出力２０％）まで低下する過程では、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作のみで光出力を低減する。さらに、第２の調光出力よりも低輝度側では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減する第２の調光動作のみで光出力を低減するか、もしくは、第２の調光動作と第１の調光動作を併用することで光出力を低減する。   The example of FIG. 4 (d) is also a combination of the controls of FIGS. 4 (a) and 4 (b), and a process in which the light output decreases from 100% to the first dimming output (for example, light output 80%) Then, the light output is reduced only by the second dimming operation for reducing the peak value of the current flowing through the switching element Q1, or the second dimming operation and the first dimming operation are used in combination. Reduce output. Further, in the process of decreasing from the first dimming output to the second dimming output (for example, optical output 20%), only the first dimming operation for intermittently stopping the on / off operation of the switching element Q1 is performed. Reduce output. Further, on the lower luminance side than the second dimming output, the light output is reduced only by the second dimming operation for reducing the peak value of the current flowing through the switching element Q1, or the second dimming operation is performed. In combination with the first dimming operation, the light output is reduced.

図４（ｅ）の例は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作と、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減する第２の調光動作を常に組み合わせて、光出力を制御している。   In the example of FIG. 4E, the first dimming operation for intermittently stopping the on / off operation of the switching element Q1 and the second dimming operation for reducing the peak value of the current flowing through the switching element Q1 are always combined. To control the light output.

光出力１００％のときは、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆは最低周波数ｆｍｉｎとなり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は最大となる。また、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作の休止期間は最小となる。一方、光出力が最低の時は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆは最高周波数ｆｍａｘとなり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は最低となる。また、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作の休止期間は最大となる。これにより、図４（ｅ）の実線に示すように広い範囲で光出力を変化させても、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆは、所定の最低周波数ｆｍｉｎから所定の最高周波数ｆｍａｘの範囲内に制限される。   When the optical output is 100%, the on / off frequency f of the switching element Q1 is the lowest frequency fmin, and the peak value of the current flowing through the switching element Q1 is the maximum. Further, the rest period of the on / off operation of the switching element Q1 is minimized. On the other hand, when the light output is the lowest, the on / off frequency f of the switching element Q1 is the highest frequency fmax, and the peak value of the current flowing through the switching element Q1 is the lowest. Further, the rest period of the on / off operation of the switching element Q1 is maximized. As a result, even if the light output is changed in a wide range as shown by the solid line in FIG. 4E, the on / off frequency f of the switching element Q1 is limited within the range from the predetermined minimum frequency fmin to the predetermined maximum frequency fmax. Is done.

これに比べると、図４（ｅ）の破線で示す特性は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を増減する第２の調光動作のみで光出力を増減させた場合に、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆが広い範囲で変動すること（特許文献３の欠点）を示している。負荷電流の実効値（平均値）はスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値に比例するから、第２の調光動作のみで、例えば１００％〜１％の範囲で光出力を可変制御しようとすると、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は１００：１の範囲で変化させなければならない。このとき、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数は１：１００の範囲で変化することになるから、最低周波数と最高周波数の比率は１００倍にもなり、実用的ではない。   Compared to this, the characteristic indicated by the broken line in FIG. 4 (e) shows that when the light output is increased or decreased only by the second dimming operation that increases or decreases the peak value of the current flowing through the switching element Q1, the switching element Q1 It shows that the on / off frequency f fluctuates in a wide range (a disadvantage of Patent Document 3). Since the effective value (average value) of the load current is proportional to the peak value of the current flowing through the switching element Q1, if an attempt is made to variably control the light output only in the second dimming operation, for example, in the range of 100% to 1%. The peak value of the current flowing through the switching element Q1 must be changed in the range of 100: 1. At this time, since the on / off frequency of the switching element Q1 changes in the range of 1: 100, the ratio of the lowest frequency to the highest frequency is 100 times, which is not practical.

しかし、最低周波数ｆｍｉｎと最高周波数ｆｍａｘの比率を、例えば１：２程度に制限しようとすると、調光比は１００％〜５０％ということになり、これも実用的ではない。   However, if the ratio between the minimum frequency fmin and the maximum frequency fmax is limited to, for example, about 1: 2, the dimming ratio is 100% to 50%, which is not practical.

そこで、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値のみを制御するのではなく、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を低周波で間欠的に休止させ、その休止期間の長さを可変とする制御と組み合わせる。これにより、図４（ｅ）の実線（本発明）に示すように、光出力を広い範囲で制御可能としながら、しかもスイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆを所定の最高周波数ｆｍａｘと最低周波数ｆｍｉｎの範囲内に制限することができるのである。   Therefore, not only the peak value of the current flowing through the switching element Q1 is controlled, but the on / off operation of the switching element Q1 is intermittently suspended at a low frequency and combined with the control for making the length of the suspension period variable. As a result, as shown by the solid line (present invention) in FIG. 4 (e), the optical output can be controlled in a wide range, and the on / off frequency f of the switching element Q1 is in the range between the predetermined maximum frequency fmax and the minimum frequency fmin. It can be restricted within.

なお、所定の最高周波数ｆｍａｘと最低周波数ｆｍｉｎの範囲内の高周波成分は、フィルタ回路２ａによりＣＩＳＰＲ等で規定された雑音規制レベル以下に抑制できるものとする。   It is assumed that the high frequency component within the range between the predetermined maximum frequency fmax and the minimum frequency fmin can be suppressed below the noise regulation level defined by CISPR or the like by the filter circuit 2a.

図１の点灯装置を組み込んだＬＥＤ調光点灯装置１の全体構成を図３に示した。電源回路２は上述のフィルタ回路２ａと整流平滑回路２ｂを含んで構成されている。コンデンサＣｃ、Ｃｄは回路グランド（コンデンサＣ０の負極）を高周波的に器具シャーシに接続するためのコンデンサである。ＣＯＮ１は商用交流電源Ｖｓに接続される電源コネクタ、ＣＯＮ２はリード線４４を介して半導体発光素子４に接続される出力コネクタ、ＣＯＮ３は調光信号線を接続するためのコネクタである。調光信号線には、例えば、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖのデューティ可変の矩形波電圧信号よりなる調光信号が供給されている。   The whole structure of the LED dimming / lighting device 1 incorporating the lighting device of FIG. 1 is shown in FIG. The power supply circuit 2 includes the filter circuit 2a and the rectifying / smoothing circuit 2b described above. Capacitors Cc and Cd are capacitors for connecting the circuit ground (the negative electrode of the capacitor C0) to the appliance chassis at a high frequency. CON1 is a power supply connector connected to the commercial AC power supply Vs, CON2 is an output connector connected to the semiconductor light emitting element 4 via the lead wire 44, and CON3 is a connector for connecting a dimming signal line. The dimming signal line is supplied with a dimming signal composed of a rectangular wave voltage signal having a variable duty with a frequency of 1 kHz and an amplitude of 10 V, for example.

コネクタＣＯＮ３に接続された整流回路５ａは、調光信号線の配線を無極性化するための回路であり、調光信号線を逆接続しても正常に動作するようになっている。つまり、入力された調光信号を全波整流器ＤＢ１で全波整流し、抵抗等のインピーダンス要素Ｚ１を介してツェナーダイオードＺＤの両端に矩形波電圧信号を得ている。絶縁回路５ｂはフォトカプラＰＣ１を備え、調光信号線と点灯装置を絶縁しながら、矩形波電圧信号を伝達している。波形整形回路５ｃは絶縁回路５ｂのフォトカプラＰＣ１から出力された信号を波形整形して、ＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの明確なＰＷＭ信号として出力する回路である。調光信号線を介して長い距離を伝送されて来た矩形波電圧信号は、波形が歪んでいるので、波形整形回路５ｃを設けている。   The rectifier circuit 5a connected to the connector CON3 is a circuit for making the wiring of the dimming signal line non-polar, and operates normally even if the dimming signal line is reversely connected. That is, the input dimming signal is full-wave rectified by the full-wave rectifier DB1, and a rectangular wave voltage signal is obtained at both ends of the Zener diode ZD via the impedance element Z1 such as a resistor. The insulating circuit 5b includes a photocoupler PC1 and transmits a rectangular wave voltage signal while insulating the dimming signal line from the lighting device. The waveform shaping circuit 5c is a circuit that shapes the signal output from the photocoupler PC1 of the insulating circuit 5b and outputs it as a clear PWM signal having a high level and a low level. Since the waveform of the rectangular wave voltage signal transmitted over a long distance via the dimming signal line is distorted, a waveform shaping circuit 5c is provided.

本発明の調光点灯装置では、波形整形回路５ｃの後にさらにマイクロコンピュータ等で構成される信号変換回路５ｄを設けて、アナログの調光電圧Ｖｄｉｍを生成し、その調光電圧Ｖｄｉｍに応じてスイッチング素子Ｑ１の電流ピーク値を可変制御している。また、入力された調光信号とはパルス幅の異なる第２のＰＷＭ信号を生成し、変換後のＰＷＭ信号のパルス幅に応じてスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる期間を可変制御している。   In the dimming / lighting device of the present invention, a signal conversion circuit 5d including a microcomputer or the like is further provided after the waveform shaping circuit 5c to generate an analog dimming voltage Vdim, and switching is performed according to the dimming voltage Vdim. The current peak value of the element Q1 is variably controlled. Further, a second PWM signal having a pulse width different from that of the input dimming signal is generated, and the period during which the on / off operation of the switching element Q1 is intermittently suspended is variably controlled according to the pulse width of the PWM signal after conversion. doing.

なお、信号変換回路５ｄはマイクロコンピュータに限定されるものではなく、パルス幅を変換するための単安定マルチバイブレータと調光電圧Ｖｄｉｍを生成するためのＣＲ平滑回路などで構成しても構わない。また、信号変換回路５ｄによりＰＷＭ信号のパルス幅を変換することは必須ではなく、ＰＷＭ信号はそのまま通過させて、そのパルス幅に応じた調光電圧Ｖｄｉｍを生成するだけでも構わない。   The signal conversion circuit 5d is not limited to the microcomputer, and may be configured by a monostable multivibrator for converting the pulse width and a CR smoothing circuit for generating the dimming voltage Vdim. In addition, it is not essential to convert the pulse width of the PWM signal by the signal conversion circuit 5d. The PWM signal may be passed as it is, and the dimming voltage Vdim corresponding to the pulse width may be generated.

（実施形態２）
上述の実施形態１では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を変化させる第２の調光動作を実現するために、信号変換回路５ｄから出力されるアナログの調光電圧Ｖｄｉｍに応じて、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１、または、３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を制御していたが、本実施形態では、第２の調光動作を実現するための別の手段として、図１の制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４に対してアナログの調光電圧Ｖｄｉｍに応じた補正値を加算したり減算することにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を変化させている。その他の構成及び動作は実施形態１と同じで良い。 (Embodiment 2)
In the first embodiment described above, in order to realize the second dimming operation for changing the peak value of the current flowing through the switching element Q1, control is performed according to the analog dimming voltage Vdim output from the signal conversion circuit 5d. The applied voltage V1 of the first pin (INV) or the applied voltage V3 of the third pin (MULTI) of the integrated circuit 50 is controlled. In the present embodiment, the second dimming operation is realized. As another means, a switching element is added or subtracted by adding or subtracting a correction value corresponding to the analog dimming voltage Vdim to the applied voltage V4 of the fourth pin (CS) of the control integrated circuit 50 of FIG. The peak value of the current flowing through Q1 is changed. Other configurations and operations may be the same as those in the first embodiment.

（実施形態２ａ）
図５（ａ）の例では、図１の制御用集積回路５０の４番ピン（チョッパ電流検出端子ＣＳ）に接続された電流検出抵抗Ｒ１と並列に、抵抗Ｒ４１とトランジスタＴｒ１の直列回路を接続したものである。トランジスタＴｒ１は不飽和領域で使用しており、その抵抗値はアナログの調光電圧Ｖｄｉｍに応じて可変制御される。 (Embodiment 2a)
In the example of FIG. 5A, a series circuit of a resistor R41 and a transistor Tr1 is connected in parallel with the current detection resistor R1 connected to the fourth pin (chopper current detection terminal CS) of the control integrated circuit 50 of FIG. It is a thing. The transistor Tr1 is used in the unsaturated region, and its resistance value is variably controlled according to the analog dimming voltage Vdim.

アナログの調光電圧Ｖｄｉｍが高くなると、バイアス抵抗Ｒ４２を介してトランジスタＴｒ１に供給されるベース電流が増加するから、トランジスタＴｒ１の抵抗値が下がる。すると、制御用集積回路５０から見たときに、電流検出抵抗Ｒ１の抵抗値が低下したのと同じ効果があるから、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を増大させることができる。   When the analog dimming voltage Vdim increases, the base current supplied to the transistor Tr1 via the bias resistor R42 increases, so the resistance value of the transistor Tr1 decreases. Then, when viewed from the control integrated circuit 50, the same effect is obtained as when the resistance value of the current detection resistor R1 is lowered, so that the peak value of the current flowing through the switching element Q1 can be increased.

つまり、電流検出抵抗Ｒ１により検出される検出値から半導体発光素子４の目標増光量に応じた補正値を差し引くことにより半導体発光素子４を調光することができる。   That is, the semiconductor light emitting element 4 can be dimmed by subtracting a correction value corresponding to the target light increase amount of the semiconductor light emitting element 4 from the detection value detected by the current detection resistor R1.

（実施形態２ｂ）
図５（ｂ）の例では、図１の制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から、電流検出抵抗Ｒ１の非接地側端子に対して間欠的に重畳電流を流す回路を設けたものである。重畳電流は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなったタイミング、つまり、図１のスイッチング素子Ｑ１がオンしている期間にのみ流れるから、常に重畳電流を流す場合に比べると、電流検出抵抗Ｒ１における電力消費を抑制できる。 (Embodiment 2b)
In the example of FIG. 5B, a circuit that intermittently supplies a superimposed current from the 7th pin (gate drive terminal GD) of the control integrated circuit 50 of FIG. 1 to the non-ground side terminal of the current detection resistor R1. It is provided. The superimposed current flows only at the timing when the 7th pin (gate drive terminal GD) becomes High level, that is, the period when the switching element Q1 in FIG. 1 is on. Power consumption in the detection resistor R1 can be suppressed.

図示された例では、コレクタ接地されたＰＮＰトランジスタＴｒ３をエミッタフォロワ動作させることにより、アナログの調光電圧Ｖｄｉｍを低インピーダンス化し、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、７番ピンの出力電圧と調光電圧Ｖｄｉｍとの電圧差を抵抗Ｒ４４で割った電流をＰＮＰトランジスタＴｒ２のベースに供給している。アナログの調光電圧Ｖｄｉｍが低くなると、トランジスタＴｒ２のベース電流が増加し、抵抗Ｒ４３、ダイオードＤ７を介して電流検出抵抗Ｒ１に重畳される電流が増加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を減少させることができる。   In the illustrated example, the PDP transistor Tr3 grounded at the collector is operated as an emitter follower to reduce the impedance of the analog dimming voltage Vdim, and when the switching element Q1 is turned on, the output voltage of the 7th pin and the dimming voltage Vdim Is supplied to the base of the PNP transistor Tr2. When the analog dimming voltage Vdim decreases, the base current of the transistor Tr2 increases, and the current superimposed on the current detection resistor R1 via the resistor R43 and the diode D7 increases. Thereby, the peak value of the current flowing through the switching element Q1 can be reduced.

つまり、電流検出抵抗Ｒ１により検出される検出値に半導体発光素子４の目標減光量に応じた補正値を重畳させることにより半導体発光素子４を調光することができる。   That is, the semiconductor light emitting element 4 can be dimmed by superimposing a correction value corresponding to the target light reduction amount of the semiconductor light emitting element 4 on the detection value detected by the current detection resistor R1.

（実施形態２ｃ）
図５（ｃ）の例では、図１の制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）からのゲートドライブ信号を抵抗Ｒ４４、Ｒ４５とコンデンサＣｉよりなる平滑回路により積分することにより、調光電圧Ｖｄｉｍを自ら生成している。すなわち、この実施形態では、抵抗Ｒ４４、Ｒ４５とコンデンサＣｉよりなる平滑回路がＰＷＭ信号のＨｉｇｈレベル期間に応じた直流電圧を生成する信号変換回路として機能しているので、図３の信号変換回路５ｄは不要であり、波形整形回路５ｃから出力されたＰＷＭ信号を、そのまま図１のスイッチング素子Ｑ２の駆動電圧Ｖ２として用いている。さらに、波形整形回路５ｃから出力されたＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間では、制御用集積回路５０の発振動作を停止させるべく、制御用集積回路５０の５番ピンをグランドに短絡させている。 (Embodiment 2c)
In the example of FIG. 5C, the gate drive signal from the 7th pin (gate drive terminal GD) of the control integrated circuit 50 of FIG. 1 is integrated by a smoothing circuit comprising resistors R44 and R45 and a capacitor Ci, Dimming voltage Vdim is generated by itself. In other words, in this embodiment, the smoothing circuit including the resistors R44 and R45 and the capacitor Ci functions as a signal conversion circuit that generates a DC voltage corresponding to the High level period of the PWM signal. Is unnecessary, and the PWM signal output from the waveform shaping circuit 5c is used as it is as the drive voltage V2 of the switching element Q2 in FIG. Further, during the period when the PWM signal output from the waveform shaping circuit 5c is at a high level, the fifth pin of the control integrated circuit 50 is short-circuited to the ground in order to stop the oscillation operation of the control integrated circuit 50.

上述のように、制御用集積回路５０として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いた場合、ゼロクロス検出端子としての５番ピン（ＺＣＤ）には図２に示すようにディセーブル回路５５が接続されており、５番ピンをグランドに短絡させると、ＩＣの動作を停止させることができる。そこで、低周波のＰＷＭ信号（図１のスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２）がＨｉｇｈレベルのときは、図５（ｃ）のスイッチング素子Ｑ３をオンさせて、５番ピン（ＺＣＤ）をグランドに短絡させてＩＣの動作を停止させ、ゲートドライブ端子ＧＤ（７番ピン）からゲートドライブ信号が出力されないようにしている。このゲートドライブ信号の実効値に応じて、コンデンサＣｉの充電電圧が制御されるように、抵抗Ｒ４４、Ｒ４５とコンデンサＣｉの時定数を設定している。   As described above, when L6562 manufactured by ST Microelectronics is used as the control integrated circuit 50, the disable circuit 55 is connected to the fifth pin (ZCD) as the zero cross detection terminal as shown in FIG. The operation of the IC can be stopped by short-circuiting the fifth pin to the ground. Therefore, when the low-frequency PWM signal (the gate voltage V2 of the switching element Q2 in FIG. 1) is at a high level, the switching element Q3 in FIG. 5 (c) is turned on and the fifth pin (ZCD) is short-circuited to the ground. Thus, the operation of the IC is stopped, and the gate drive signal is not output from the gate drive terminal GD (7th pin). The time constants of the resistors R44 and R45 and the capacitor Ci are set so that the charging voltage of the capacitor Ci is controlled according to the effective value of the gate drive signal.

回路構成は簡単なものであり、放電抵抗Ｒ４５が並列接続されたコンデンサＣｉと充電抵抗Ｒ４４の直列回路を、トランジスタＴｒ２のベースと回路グランドの間に接続し、前記トランジスタＴｒ２のエミッタを制御用集積回路５０のゲートドライブ端子ＧＤ（７番ピン）に接続し、コレクタを抵抗Ｒ４３とダイオードＤ７の直列回路を介して電流検出抵抗Ｒ１の非接地側端子に接続したものである。   The circuit configuration is simple. A series circuit of a capacitor Ci and a charging resistor R44, to which a discharge resistor R45 is connected in parallel, is connected between the base of the transistor Tr2 and the circuit ground, and the emitter of the transistor Tr2 is integrated for control. The gate drive terminal GD (7th pin) of the circuit 50 is connected, and the collector is connected to the non-ground side terminal of the current detection resistor R1 through a series circuit of a resistor R43 and a diode D7.

低周波のＰＷＭ信号のＨｉｇｈレベルの期間が長くなると、制御用集積回路５０のゲートドライブ端子ＧＤ（７番ピン）からゲートドライブ信号が出力される期間が短くなるから、コンデンサＣｉの充電電圧は低くなる。すると、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランジスタＴｒ２のベース電流が増加するので、抵抗Ｒ４３、ダイオードＤ７を介して電流検出抵抗Ｒ１に重畳される電流は増大する。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン期間は短くなり、そのピーク電流は減少する。   When the high level period of the low-frequency PWM signal becomes longer, the period during which the gate drive signal is output from the gate drive terminal GD (7th pin) of the control integrated circuit 50 becomes shorter, so the charging voltage of the capacitor Ci becomes lower. Become. Then, since the base current of the transistor Tr2 increases when the switching element Q1 is turned on, the current superimposed on the current detection resistor R1 via the resistor R43 and the diode D7 increases. For this reason, the ON period of the switching element Q1 is shortened, and the peak current is reduced.

逆に、低周波のＰＷＭ信号のＨｉｇｈレベルの期間が短くなると、制御用集積回路５０のゲートドライブ端子ＧＤ（７番ピン）からゲートドライブ信号が出力される期間が長くなるから、コンデンサＣｉの充電電圧は高くなる。すると、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランジスタＴｒ２のベース電流が減少するので、抵抗Ｒ４３、ダイオードＤ７を介して電流検出抵抗Ｒ１に重畳される電流は減少する。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン期間は長くなり、そのピーク電流は増加する。   Conversely, if the high level period of the low-frequency PWM signal is shortened, the period during which the gate drive signal is output from the gate drive terminal GD (7th pin) of the control integrated circuit 50 is lengthened. The voltage increases. Then, since the base current of the transistor Tr2 decreases when the switching element Q1 is turned on, the current superimposed on the current detection resistor R1 via the resistor R43 and the diode D7 decreases. For this reason, the ON period of the switching element Q1 becomes longer, and its peak current increases.

本実施形態によれば、図４（ａ）または（ｅ）に示す調光動作を簡単な回路構成で実現できる。また、副次的な作用効果として、電源投入時にコンデンサＣｉが充電されるまでの間、光出力が徐々に増大するソフトスタートの機能を兼用することもできる。   According to the present embodiment, the dimming operation shown in FIG. 4A or 4E can be realized with a simple circuit configuration. Further, as a secondary effect, it is possible to also use a soft start function in which the light output gradually increases until the capacitor Ci is charged when the power is turned on.

（実施形態３）
上述の実施形態１、２では、降圧チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図６（ａ）に示すように、降圧チョッパ回路３ａのスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。 (Embodiment 3)
In the first and second embodiments described above, the circuit example in which the switching element Q1 of the step-down chopper circuit 3 is disposed on the low potential side has been described. However, as illustrated in FIG. 6A, the switching element of the step-down chopper circuit 3a. It goes without saying that the present invention can be applied even when Q1 is arranged on the high potential side.

また、図６（ｂ）〜（ｄ）に示すような各種のスイッチング電源回路に本発明を適用することもできる。図６（ｂ）は昇圧チョッパ回路３ｂ、図６（ｃ）はフライバックコンバータ回路３ｃ、図６（ｄ）は昇降圧チョッパ回路３ｄの例である。これらは例示であり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタンス要素（インダクタＬ１またはトランスＴ１）に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフ制御するピーク電流検出動作と、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタンス要素から回生ダイオードＤ１を介して放出される電流が略ゼロになるとスイッチング素子Ｑ１をオン制御するゼロクロス検出動作を併用しているスイッチング電源回路であれば、本発明を適用することができる。   Further, the present invention can also be applied to various switching power supply circuits as shown in FIGS. FIG. 6B shows an example of a step-up chopper circuit 3b, FIG. 6C shows an example of a flyback converter circuit 3c, and FIG. 6D shows an example of a step-up / step-down chopper circuit 3d. These are examples, and a peak current detection operation for controlling the switching element Q1 to be turned off when the current flowing through the inductance element (inductor L1 or transformer T1) reaches a predetermined value when the switching element Q1 is turned on, and an inductance when the switching element Q1 is turned off. The present invention can be applied to any switching power supply circuit that uses a zero-cross detection operation for controlling the switching element Q1 to be turned on when the current discharged from the element through the regenerative diode D1 becomes substantially zero.

（実施形態４）
図７は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の筐体４２とは別のケースに電源ユニットとしての調光点灯装置１を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての調光点灯装置１は場所によらず設置可能となる。 (Embodiment 4)
FIG. 7 shows a schematic configuration of a separate power source type LED lighting apparatus using the LED lighting device of the present invention. In this separate power supply type LED lighting fixture, the dimming / lighting device 1 as a power supply unit is built in a case different from the casing 42 of the LED module 40. By doing so, the LED module 40 can be thinned, and the dimming / lighting device 1 as a separate power supply unit can be installed regardless of the location.

器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。器具筐体４２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての調光点灯装置１からリード線４４とコネクタ４５を介して配線されている。   The instrument housing 42 is made of a metal cylinder that is open at the lower end, and the lower end open portion is covered with a light diffusion plate 43. The LED module 40 is disposed so as to face the light diffusion plate 43. Reference numeral 41 denotes an LED mounting board on which the LEDs 4a to 4d of the LED module 40 are mounted. The appliance housing 42 is embedded in the ceiling 100, and is wired from the dimming / lighting device 1 as a power supply unit arranged behind the ceiling via a lead wire 44 and a connector 45.

電源ユニットとしての調光点灯装置１の内部には、図３に示すような回路が収納されている。ＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。   A circuit as shown in FIG. 3 is accommodated in the dimming / lighting device 1 as a power supply unit. A series circuit (LED module 40) of the LEDs 4a to 4d corresponds to the semiconductor light emitting element 4 described above.

本実施形態では、電源ユニットとしての調光点灯装置１がＬＥＤモジュール４０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール４０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。   In the present embodiment, the dimming / lighting device 1 as a power supply unit is exemplified as a separate power supply type LED lighting device housed in a housing different from the LED module 40, but the power supply unit is mounted in the same housing as the LED module 40. You may use the lighting device of this invention for the stored power supply integrated LED lighting fixture.

また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。   The lighting device of the present invention is not limited to a lighting fixture, and may be used as various light sources, for example, a backlight of a liquid crystal display, a light source of a copying machine, a scanner, a projector, or the like.

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。   In the description of each embodiment described above, a light emitting diode is exemplified as the semiconductor light emitting element 4, but the present invention is not limited to this, and may be, for example, an organic EL element or a semiconductor laser element.

Ｑ１ スイッチング素子
Ｌ１ インダクタ
Ｄ１ ダイオード
Ｒ１ 電流検出抵抗
４ 半導体発光素子
５ 制御回路 Q1 Switching element L1 Inductor D1 Diode R1 Current detection resistor 4 Semiconductor light emitting element 5 Control circuit

Claims (5)

直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子をオフさせると共に前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
前記スイッチング素子のオンオフ周波数よりも十分に低い周波数で前記スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に休止することにより前記半導体発光素子の光出力を低減する第１の調光動作と、
前記所定値を可変とすることにより前記半導体発光素子の光出力を可変とする第２の調光動作を組み合わせることにより、
前記スイッチング素子のオンオフ周波数を所定の最高周波数と最低周波数の間の周波数範囲に制限し、
第２の調光動作により前記所定値を低減することで前記スイッチング素子のオンオフ周波数が前記所定の最高周波数に達した後は、第１の調光動作により前記半導体発光素子の光出力を低減することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。 A switching element connected in series to a DC power source and controlled to be turned on and off at a high frequency; an inductance element connected in series with the switching element and through which a current flows from the DC power source when the switching element is turned on; and when the switching element is turned on A regenerative diode that discharges energy stored in the inductance element to the semiconductor light emitting element when the switching element is turned off; current detection means that detects a current flowing through the switching element; and a current value detected by the current detection means is predetermined. When the value is reached, in a lighting device for a semiconductor light emitting device comprising a control means for turning off the switching element and turning on the switching element when energy emission of the inductance element is completed,
A first dimming operation for reducing the light output of the semiconductor light emitting element by intermittently stopping the on / off operation of the switching element at a frequency sufficiently lower than the on / off frequency of the switching element;
By combining the second dimming operation for making the light output of the semiconductor light emitting element variable by making the predetermined value variable,
Limiting the on / off frequency of the switching element to a frequency range between a predetermined maximum frequency and a minimum frequency ;
After the on / off frequency of the switching element reaches the predetermined maximum frequency by reducing the predetermined value by the second dimming operation, the light output of the semiconductor light emitting element is reduced by the first dimming operation. A lighting device for a semiconductor light-emitting element. 直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子をオフさせると共に前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
前記スイッチング素子のオンオフ周波数よりも十分に低い周波数で前記スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に休止することにより前記半導体発光素子の光出力を低減する第１の調光動作と、
前記所定値を可変とすることにより前記半導体発光素子の光出力を可変とする第２の調光動作を組み合わせることにより、
前記スイッチング素子のオンオフ周波数を所定の最高周波数と最低周波数の間の周波数範囲に制限し、
第２の調光動作により前記所定値を増加させることで前記スイッチング素子のオンオフ周波数が前記所定の最低周波数に達した後は、第１の調光動作により前記半導体発光素子の光出力を増加させることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。 A switching element connected in series to a DC power source and controlled to be turned on and off at a high frequency; an inductance element connected in series with the switching element and through which a current flows from the DC power source when the switching element is turned on; and when the switching element is turned on A regenerative diode that discharges energy stored in the inductance element to the semiconductor light emitting element when the switching element is turned off; current detection means that detects a current flowing through the switching element; and a current value detected by the current detection means is predetermined. When the value is reached, in a lighting device for a semiconductor light emitting device comprising a control means for turning off the switching element and turning on the switching element when energy emission of the inductance element is completed,
A first dimming operation for reducing the light output of the semiconductor light emitting element by intermittently stopping the on / off operation of the switching element at a frequency sufficiently lower than the on / off frequency of the switching element;
By combining the second dimming operation for making the light output of the semiconductor light emitting element variable by making the predetermined value variable,
Limiting the on / off frequency of the switching element to a frequency range between a predetermined maximum frequency and a minimum frequency;
After the on / off frequency of the switching element reaches the predetermined minimum frequency by increasing the predetermined value by the second dimming operation, the light output of the semiconductor light emitting element is increased by the first dimming operation. A lighting device for a semiconductor light-emitting element. 前記所定の最高周波数と最低周波数の間の周波数成分を雑音規制の範囲内に低減するフィルタ回路を備え、前記直流電源は商用交流電源を前記フィルタ回路と整流平滑回路を介して直流変換した直流電圧を出力する回路であることを特徴とする請求項１又は２記載の半導体発光素子の点灯装置。 A filter circuit that reduces a frequency component between the predetermined highest frequency and the lowest frequency within a range of noise regulation, and the DC power source is a DC voltage obtained by converting a commercial AC power source into a DC voltage via the filter circuit and a rectifying and smoothing circuit. 3. The lighting device for a semiconductor light emitting element according to claim 1, wherein the lighting device is a circuit that outputs 第２の調光動作により前記所定値を増加させることで前記スイッチング素子のオンオフ周波数が前記所定の最低周波数に達した後は、第１の調光動作により前記半導体発光素子の光出力を増加させることを特徴とする請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置。 After the on / off frequency of the switching element reaches the predetermined minimum frequency by increasing the predetermined value by the second dimming operation, the light output of the semiconductor light emitting element is increased by the first dimming operation. The lighting device for a semiconductor light-emitting element according to claim 1 . 請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具。The lighting device which comprises the lighting device of the semiconductor light-emitting element in any one of Claims 1-4, and the semiconductor light-emitting element supplied with an electric current from this lighting device.
JP2010204340A 2010-07-20 2010-09-13 Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same Active JP5603719B2 (en)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010204340A JP5603719B2 (en) 2010-09-13 2010-09-13 Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same
EP11173309.3A EP2410821B1 (en) 2010-07-20 2011-07-08 Lighting device of semiconductor light-emitting element and illumination fixture using the same
CN201110208651.6A CN102438349B (en) 2010-07-20 2011-07-19 Lighting device of semiconductor light-emitting element and illumination fixture using the same
US13/187,321 US8664883B2 (en) 2010-07-20 2011-07-20 LED lighting device with chopper circuit and dimming control method

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010204340A JP5603719B2 (en) 2010-09-13 2010-09-13 Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2012059662A JP2012059662A (en) 2012-03-22
JP5603719B2 true JP5603719B2 (en) 2014-10-08

Family

ID=46056511

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2010204340A Active JP5603719B2 (en) 2010-07-20 2010-09-13 Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP5603719B2 (en)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5999326B2 (en) * 2012-07-05 2016-09-28 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 LED lighting device and lighting apparatus
JP2014102950A (en) * 2012-11-19 2014-06-05 Panasonic Corp Solid-state light-emitting element drive device, illuminating device, and illuminating fixture
JP2014154429A (en) * 2013-02-12 2014-08-25 Panasonic Corp Dimming lighting circuit, and illuminating device using the same
EP2958404B1 (en) 2013-02-13 2017-09-06 Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. Led illumination dimming circuit and led illumination dimming method
JP6388819B2 (en) * 2014-11-04 2018-09-12 ローム株式会社 Switching converter, control circuit thereof, control method, lighting apparatus using the same, and electronic apparatus
JP6593660B2 (en) * 2018-02-05 2019-10-23 東芝ライテック株式会社 Power supply circuit and lighting device
JP7070113B2 (en) * 2018-06-06 2022-05-18 三菱電機株式会社 Light source lighting device and lighting equipment

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5493296B2 (en) * 2008-06-10 2014-05-14 株式会社リコー Switching regulator
JP2010040878A (en) * 2008-08-06 2010-02-18 Toshiba Lighting & Technology Corp Lighting device for light-emitting diode
JP5342270B2 (en) * 2009-02-23 2013-11-13 パナソニック株式会社 LED dimming / lighting device and LED lighting apparatus using the same

Also Published As

Publication number Publication date
JP2012059662A (en) 2012-03-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5884049B2 (en) Lighting device and lighting apparatus provided with the same
JP5884050B2 (en) Lighting device and lighting apparatus provided with the same
JP5891454B2 (en) Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same
EP2410821B1 (en) Lighting device of semiconductor light-emitting element and illumination fixture using the same
JP5834236B2 (en) Solid light source lighting device and lighting apparatus using the same
US9585209B2 (en) Lighting apparatus and illuminating fixture with the same
EP2603057B1 (en) Lighting apparatus and illuminating fixture with the same
JP5603719B2 (en) Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same
JP5645257B2 (en) Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same
US9030113B2 (en) Semiconductor light emitting element drive device and lighting fixture with the same
JP5624427B2 (en) Dimmable lighting device and lighting device using the same
US20130207571A1 (en) Semiconductor light emitting element drive device and lighting fixture with the same
JP5699272B2 (en) Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same
JP5508095B2 (en) Lighting device, lighting fixture using the same, and lighting system
JP5645254B2 (en) Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same
JP5658497B2 (en) Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same
JP5768226B2 (en) Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same
JP2013118130A (en) Lighting device and luminaire
JP5486436B2 (en) Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same
JP2015035348A (en) Lighting device and integrated circuit

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821

Effective date: 20111207

RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422

Effective date: 20111207

RD04 Notification of resignation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424

Effective date: 20111214

A711 Notification of change in applicant

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712

Effective date: 20120118

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20130801

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20140225

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20140507

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20140707

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20140729

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20140822

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 5603719

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151