JP4488400B2

JP4488400B2 - Impedance detection circuit

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Publication number: JP4488400B2
Application number: JP2001161135A
Authority: JP
Inventors: 龍夫廣島; 浩一中野
Original assignee: Tokyo Electron Ltd; Hokuto Electronics Inc
Current assignee: Tokyo Electron Ltd; Hokuto Electronics Inc
Priority date: 2001-05-29
Filing date: 2001-05-29
Publication date: 2010-06-23
Anticipated expiration: 2021-05-29
Also published as: JP2002350477A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、静電容量を演算増幅器に接続するための信号線に生じる浮遊容量による影響を除去して、該静電容量を電圧へ高精度に変換することができるインピーダンス検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２は、特開昭６１−１４５７８号公報に記載された静電容量−電圧変換装置の構成を概略的に示す図である。この静電容量変換装置は、未知の静電容量に該静電容量の接続に用いるケーブルの浮遊容量が重畳されること、及び、こうした静電容量がケーブルの移動や折り曲げ等により変化すること等によって正確な電圧変換ができないという課題を解決するために提案されたものである。図２に示すように、交流（ＡＣ）信号発生器ＯＳと演算増幅器ＯＰとの間に、未知の容量Ｃｘを接続し、接続ケーブルをシールド線ｓで覆って、浮遊容量Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３の影響を低減するものである。具体的には、演算増幅器ＯＰの出力と反転入力との間を抵抗ＲｆとコンデンサＣｆとの並列回路からなる帰還回路により接続し、反転入力にシールド線ｓを介して、未知の容量Ｃｘの一端を接続し、その他端をシールド線ｓを介して交流信号発生器ＯＳに接続する。両方のシールド線及び演算増幅器ＯＰの非反転入力は接地される。
【０００３】
上記の構成により、演算増幅器ＯＰの二つの入力端子間にはほとんど電位差がないため、浮遊容量Ｃｓ２は充電されない。また、浮遊容量Ｃｓ３は両シールド線の結合容量と考えられるので、シールド線を接地することでゼロとすることができる。こうして、未知の静電容量Ｃｘを接続するケーブルの浮遊容量による影響は、シールド線ｓを用いることによって低減されるので、未知の静電容量Ｃｘに誘導されるのと等しい電荷が帰還回路のコンデンサＣｆに誘導され、未知の静電容量Ｃｘに比例する出力が演算増幅器ＯＰから求まる。すなわち、交流信号発生器ＯＳの出力電圧をＶｉとすると、演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖｏは−（Ｃｘ／Ｃｆ）Ｖｉとして表されるので、図２の変換装置を用いることにより、未知の静電容量Ｃｘは電圧Ｖｏに変換され、この電圧Ｖｏと既知の値Ｃｆ及びＶｉから、未知の静電容量Ｃｘを求めることができる。
【０００４】
しかしながら、図２に示す静電容量−電圧変換装置においては、未知の静電容量Ｃｘが小さくなると、浮遊容量の影響が顕在化し、静電容量Ｃｘを電圧へ正確に変換することができないという問題がある。また、演算増幅器ＯＰの帰還回路を抵抗ＲｆとコンデンサＣｆの並列回路で構成しているため、所要のコンポーネントを実際に集積化して１チップの変換装置とするため、抵抗とコンデンサを形成する個別のプロセスが必要であり、製造プロセスが複雑化するうえ、チップ・サイズが増大するという欠点がある。更に、静電容量Ｃｘの一方の電極が或る電位にバイアスされているときには、該コンデンサに交流信号を印加することができないため、静電容量の電圧への変換が不可能であるという課題もある。
【０００５】
上記の課題を解決するために、本願の出願人は図３に示す構成の静電容量−電圧変換装置を提案した。以下、図３を参照しながら、この静電容量変換器について詳述する。演算増幅器２１は閉ループ利得よりも極めて大きい電圧利得を有しており、利得はほぼ無限大である。演算増幅器２１の出力端子２２と反転入力端子（−）との間に帰還抵抗２３が接続されていて演算増幅器２１に負帰還がかかっている。演算増幅器２１の非反転入力端子（＋）には交流（ＡＣ）信号発生器２４が接続され、演算増幅器２１の反転入力端子（−）には、信号線２５の一端が接続される。信号線２５の他端には、未知又は既知の静電容量を持つコンデンサ２６の一方の電極２６₁が接続される。コンデンサ２６の他方の電極２６₂は接地されるか、直流（ＤＣ）の一定のバイアス電位に固定されるか、あるいは非接地である。なお、他方の電極２６₂に交流バイアスを加えることもできる。この場合、交流バイアスの周波数は交流信号発生器２４から出力される交流信号の周波数とは同じでも、異なってもよい。
【０００６】
外部からのノイズ等の不要信号が信号線２５に誘導されるのを防止するために、信号線２５はシールド線２７によって包囲される。このシールド線２７はアースされず、演算増幅器２１の非反転入力端子（＋）と接続される。
【０００７】
演算増幅器２１には帰還抵抗２３を介して負帰還がかかっており、しかも、演算増幅器２１は閉ループ利得よりも極めて大きい電圧利得を有するので、演算増幅器２１はイマジナリ・ショートの状態にあり、利得はほぼ無限大である。すなわち、演算増幅器２１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）との間の電圧差は実質的にゼロである。したがって、信号線２５とシールド線２７とは同電位にあるので、信号線２５とシールド線２７との間に生じる浮遊容量をキャンセルすることができる。このことは、信号線２５の長さに無関係に成立するし、信号線２５の移動や折り曲げ、折り返し等に関係なく成立する。
【０００８】
いま、交流信号発生器２４の交流出力電圧をＶｉとし、その角周波数をωとする。また、コンデンサ２６の静電容量をＣｘ、コンデンサ２６を流れる電流をｉ₁、帰還抵抗２３の抵抗値をＲｆ、帰還抵抗２３を流れる電流をｉ₂とし、演算増幅器２１の反転入力端子における電圧をＶｍ、演算増幅器２１の出力電圧をＶとすると、演算増幅器２１は前述のとおりイマジナリ・ショートの状態にあるので、反転入力端子（−）における電圧Ｖｍは交流信号発生器２４の交流信号出力電圧Ｖｉと同電圧である。すなわち、下記の式が満足される。
【０００９】
【数１】
Ｖｉ＝Ｖｍ
しかも、下記の式も満足される。
【００１０】
【数２】
ｉ₁＝−Ｖｍ／（１／ｊωＣｘ）＝−Ｖｉ／（１／ｊωＣｘ）
ｉ₂＝（Ｖｍ−Ｖ）／Ｒｆ＝（Ｖｉ−Ｖ）／Ｒｆ
ここで、ｉ₁＝ｉ₂であるから、演算増幅器２１の出力電圧Ｖは
【００１１】
【数３】
Ｖ＝Ｖｉ（１＋ｊωＲｆ・Ｃｘ）
で表される。この式は、容量２６が定電圧駆動されており、演算増幅器２１の出力電圧Ｖが静電容量Ｃｘに比例する交流成分を含むことを示している。そこで、出力電圧Ｖを適宜処理することにより、静電容量Ｃｘに比例した直流電圧を得ることができる。
【００１２】
上記のように、演算増幅器２１はイマジナリ・ショートの状態にあり、信号線２５とシールド線２７の間に生じる浮遊容量が演算増幅器２１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）の間に現れることはないので、演算増幅器２１の出力電圧Ｖを表す式には、信号線２５とシールド線２７との間に生じる浮遊容量に関係する項が含まれない。このため、微小な静電容量Ｃｘの電圧への変換が可能になる。また、交流出力電圧Ｖｉの角周波数ωが低くても、静電容量Ｃｘに正確に対応した電圧Ｖを出力することができる。
【００１３】
しかし、図３の静電容量−電圧変換装置においては、演算増幅器２１の反転入力端子（−）に信号線２５及び帰還抵抗２３の一端が接続されるので、信号線２５は反転入力端子に接続される端部近くに、シールド線２７で包囲されずに露出されてしまう部分を有する。信号線２５のこの露出された部分と周囲の環境との間に浮遊容量が形成されるため、この浮遊容量の影響が、静電容量Ｃｘが微小になるにつれて顕在化し、静電容量Ｃｘの正確な検出を不可能にするという課題があった。
【００１４】
こうした図３の静電容量−電圧変換装置における課題を解決するために、本願の出願人は更に、イマジナリ・ショートの状態にある演算増幅器を利用して演算増幅器の非反転入力端子に接続された信号線と該信号線を取り巻くシールド線との間の浮遊容量の影響を除去すると共に、信号線のシールドされない部分により形成される浮遊容量の影響を除去することにより、測定対象の静電容量を対応の電圧へ高精度に変換することができる静電容量−電圧変換装置を提案した。以下、これについて、図４を用いて説明する。
【００１５】
図４は、提案された静電容量−電圧変換装置の第１の例を概略的に示すブロック図である。図４において、この静電容量−電圧変換装置は、容量−電圧変換部１と、容量−電圧変換部１の出力電圧の位相を調整するための位相調整器２と、位相調整された電圧の振幅を調整するための第１の振幅調整器３と、可変周波数発生器を有する交流（ＡＣ）信号発生器４と、交流信号発生器４からの交流信号の振幅を調整するための第２の振幅調整器５と、第１の振幅調整器３及び第２の振幅調整器４から出力される電圧を加算するための加算器６とを備えている。
【００１６】
容量−電圧変換部１は演算増幅器１１を含み、演算算増幅器１１はその電圧利得の方が閉ループ利得よりも極めて大きい演算増幅器であって、利得はほぼ無限大であるように見える。演算増幅器１１の出力端子と反転入力端子（−）との間に帰還抵抗１２が接続されていて演算増幅器１１に負帰還がかかっている。演算増幅器１１の非反転入力端子（＋）には交流信号発生器４からの交流信号が印加され、演算増幅器１１の反転入力端子（−）には、信号線１３の一端が接続される。信号線１３の他端には、静電容量Ｃｘを有するコンデンサ等の静電容量素子１４を接続することができる。静電容量素子１４は一方の電極１４₁と他方の電極１４₂とからなり、他方の電極１４₂は接地されるか、直流の一定のＤＣバイアス電圧に固定されるか、あるいは非接地である。代わりに、他方の電極１４₂に、交流信号発生器４からの交流信号と同一の周波数又は異なる周波数の交流バイアスを加えることもできる。更に、浮遊容量Ｃｐを介して周囲の交流信号が反転入力端子（−）に印加されるが、この交流信号の周波数は交流信号発生器４からの交流信号の周波数及び電極１４₂に印加される交流バイアスの周波数とは異なるのが普通である。
【００１７】
外部からのノイズ等の不要信号が信号線１３に誘導されるのを防止するために、信号線１３の周囲はシールド線１５によって包囲される。このシールド線１５は接地されず、演算増幅器１１の非反転入力端子（＋）と接続される。
【００１８】
容量−電圧変換部１は、図２に示す静電容量−電圧変換装置と実質的に同じ構成である。特に、演算増幅器１１には帰還抵抗１２を介して負帰還がかかっており、しかも、演算増幅器１１はその電圧利得の方が閉ループ利得よりも極めて大きく、電圧利得はほぼ無限大であるように見えるので、演算増幅器１１の両入力端子間はイマジナリ・ショートの状態にある。すなわち、演算増幅器１１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）との間の電圧差は実質的にゼロである。したがって、信号線１３とシールド線１５とは同じ電位（いわゆる電圧）にあるので、信号線１３とシールド線１５との間に生じる浮遊容量をキャンセルすることができる。このことは、信号線１３の長さに無関係に成立するし、信号線１３の移動や折り曲げ、折り返し等に関係なく成立する。
【００１９】
しかしながら、信号線１３が演算増幅器１１の反転入力端子（−）に接続される端部に近い部分は、シールド線１５によってシールドされずに露出しているので、信号線１３の露出された部分と周囲との間に浮遊容量Ｃｐが形成される。この浮遊容量Ｃｐによって演算増幅器１１の出力電圧、したがって容量−電圧変換部１の出力電圧Ｖ′が影響されてしまい、出力電圧Ｖ′は静電容量素子１４の静電容量を正確に表すものではなくなってしまう。
【００２０】
浮遊容量Ｃｐの影響を除去するために、図４に示す静電容量−電圧変換装置においては、静電容量素子１４が信号線１３の他端に接続されていない状態において加算器６の出力電圧Ｖｏｕｔがゼロになるように、交流信号発生器４から出力される交流信号の周波数を調整すると共に、出力電圧Ｖ′の位相を位相調整器２で、振幅を第１の振幅調整器３によって調整し、交流信号発生器４からの交流信号の振幅を第２の振幅調整器５によって調整して、第１の振幅調整器３の出力と第２の振幅調整器５の出力とが同振幅で逆相となるようにする。次いで、二つの出力を加算器６で加算する。これによって第１の振幅調整器３と第２の振幅調整器５との出力は相殺される。
【００２１】
換言すれば、交流信号発生器４の可変周波数発生器、位相調整器２、第１の振幅調整器３、第２の振幅調整器５及び加算器６は、電位差を最小にする又は電位差を調整する調整器を構成する。最小化又はゼロ調整の後に信号線１３の他端に静電容量素子１４を接続すると、加算器６からは、浮遊容量Ｃｐ及び信号線１３とシールド線１５との間の浮遊容量に影響されることなく、静電容量素子１４の静電容量に正確に対応した電圧Ｖｏｕｔが出力される。
【００２２】
図４により説明した静電容量−電圧変換装置の例は、信号線のシールドされていない部分により形成される浮遊容量の影響を除去することにより、測定対象の静電容量を対応の電圧へ高精度に変換することができるものである。しかしながら、こうした静電容量−電圧変換装置においては、測定対象である静電容量が接続されていないときであっても、容量−電圧変換部１の出力が若干シフトしてしまうことがあり、その原因は、演算増幅器１４の入力端子近辺のシールドされていない部分に発生する微少な寄生容量であることが判明した。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
この発明は上記の課題を解決するために提案されたものであり、この発明の目的は、寄生容量の影響を除去して一層正確に被測定容量の静電容量を対応の電圧に変換して取り出すことができるインピーダンス検出回路を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、
請求項１の発明は、
被測定容量の持つ静電容量に比例した信号を出力することができるインピーダンス検出回路であって、
交流信号を発生する交流信号発生器と、
反転入力端子、非反転入力端子及び出力端子を有し、前記出力端子と前記反転入力端子との間が帰還抵抗によって接続され、前記交流信号が前記非反転入力端子に印加される演算増幅器と、
前記反転入力端子に一端が接続され、前記被測定容量を他端に接続することができる信号線と、
前記信号線を覆い且つ前記非反転入力端子に接続されたシールド線と、
前記交流信号を受け取って、前記信号線が露出した部分により形成される寄生容量が前記演算増幅器の出力に与える変化を補償するように前記交流信号の位相及び振幅を調整するための補償回路であって、該補償回路の出力を前記演算増幅器の前記反転入力端子に接続してなる補償回路と、
を具備することを特徴とするインピーダンス検出回路、
を提供する。
【００２５】
請求項２の発明は、前記補償回路を、前記交流信号を受け取って、該交流信号の位相を補償する位相補償回路と、前記交流信号を受け取って、該交流信号の振幅を補償する振幅補償回路と、前記位相補償回路から位相補償された前記交流信号を受け取って、該交流信号の振幅を補償する振幅補償回路とから構成したことを特徴とする。
【００２６】
請求項３の発明は、前記演算増幅器の出力と前記交流信号との差を求め、前記被測定容量の持つ静電容量に比例した信号を出力する減算回路を更に備えたことを特徴とする。
【００２７】
請求項４の発明は、前記静電容量が容量型センサであることを特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、図１により、この発明に係るインピーダンス検出回路の一つの実施の形態を説明する。このインピーダンス検出回路は被測定容量３０の未知の静電容量Ｃ_ｓを対応の（すなわち、Ｃ_ｓに比例する）電圧に変換するよう動作する。同図において、インピーダンス検出回路は、検出回路３１と位相補償回路３２と振幅補償回路３３と減算回路３４と交流信号発生器３５とから構成される。
【００２９】
検出回路３１は被測定容量３０の容量Ｃ_ｓを検出するためのもので、電圧利得が閉ループ利得よりも極めて大きく、ほぼ無限大であるように見える演算増幅器４１を有する。演算増幅器４１の出力端子と反転入力端子（−）との間には帰還抵抗４２が接続され、演算増幅器４１に負帰還がかけられる。演算増幅器４１の非反転入力端子（＋）には交流信号発生器３５から出力される駆動信号が印加され、反転入力端子（−）には、被測定容量３０を形成する一対の電極のうちの一方の電極に一端が接続された信号線４３の他端が接続される。被測定容量３０を形成する電極の他方は、接地されるか、一定の直流バイアスＶ_ｈが印加されるか、または非接地である。
【００３０】
外部からのノイズ等の不要信号が信号線４３に誘導されるのを防止するために、信号線４３の周囲はシールド線４４によって包囲される。シールド線４４は接地されず、演算増幅器４１の非反転入力端子（＋）と接続される。
【００３１】
なお、図１の符号Ｃ_ｐは信号線４３のシールドされていない部分、すなわち信号線が仕方なく露出している部分に生じる寄生容量であり、これを介して周囲の交流信号が反転入力端子（−）に印加される可能性がある。
【００３２】
検出回路３１は図４における容量−電圧変換回路１と実質的に同じ構成であり、既述のとおり、演算増幅器４１には帰還抵抗４２を介して負帰還がかかっており、演算増幅器４１はその電圧利得の方が閉ループ利得よりも極めて大きく、電圧利得はほぼ無限大であるように見えるので、演算増幅器４１の両入力端子間はイマジナリ・ショートの状態にある。すなわち、演算増幅器４１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）との間の電圧差は実質的にゼロである。したがって、信号線４３とシールド線４４とは同じ電位（いわゆる電圧）にあるので、信号線４３とシールド線４４との間に生じる浮遊容量をキャンセルすることができる。このことは信号線４３の長さに無関係に成立するし、信号線４３の移動や折り曲げ、折り返し等に関係なく成立する。
【００３３】
位相補償回路３２は、交流信号発生器３５から出力される駆動信号の位相を補償するための回路で、演算増幅器５１を含み、演算増幅器５１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値がＲ_１の帰還抵抗５２が接続される。演算増幅器５１の反転入力端子（−）には、交流信号発生器３５から出力される駆動信号が抵抗値Ｒ_１の抵抗５３を介して加えられ、この駆動信号は抵抗値Ｒ_ｉ２の可変抵抗５４を介して演算増幅器５１の非反転入力端子（＋）にも印加される。この非反転入力端子（＋）は容量Ｃ_２のコンデンサ５５を介して接地される。
【００３４】
振幅補償回路３３は、交流信号発生器３５からの駆動信号の振幅を補償するための回路で、演算増幅器６１を含み、演算増幅器６１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値Ｒ_ｆ３の帰還抵抗６２が接続される。演算増幅器６１の反転入力端子（−）には、抵抗値Ｒ_ｉ３の抵抗６３を介して位相補償回路の出力電圧、すなわち演算増幅器５１の出力電圧Ｖ_２が印加され、非反転入力端子（＋）は接地される。さらに、演算増幅器６１の出力Ｖ_３は、抵抗値Ｒ_ｉ１の抵抗４５を介して演算増幅器４１の反転入力端子（−）に接続される。更に付け加えると、静電容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐとによって発生する電流は、帰還抵抗４２に向かって流れるが、このとき、付加されているＣｐの分の電流を打ち消すように、振幅補償回路３３の出力から抵抗４５を介して、調整された電流が帰還抵抗４２に流れ込んでいる。
【００３５】
減算回路３４は、検出回路３１の出力から交流信号発生器３５の出力を引き去るための回路で、演算増幅器７１を含み、演算増幅器７１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値がＲ１の帰還抵抗７２が接続される。演算増幅器７１の反転入力端子（−）には、抵抗値Ｒ_１の抵抗７３を介して検出回路３１の出力、すなわち演算増幅器４１の出力Ｖ_１が印加され、非反転入力端子（＋）には、抵抗値Ｒ_１の抵抗７４を介して交流信号発生器３５の出力が印加される。この非反転入力端子（＋）には、抵抗値Ｒ_１の抵抗７５を介して直流バイアスＶ_ｈが印加される。
【００３６】
交流信号発生器３５から出力される駆動信号は、交流信号Ｖ_ｄｖと直流バイアスＶ_ｈとの和であるが、直流バイアスＶ_ｈはゼロであってもよい。
以下、図１に示すインピーダンス検出回路の動作を説明する。検出回路３１の演算増幅器４１の反転入力端子と被測定容量３０を形成する電極の一方とを結ぶ信号線４３はシールド線４４によって包囲されてシールドされてはいるが、被測定容量３０が接続されていないときであっても、このインピーダンス検出回路の出力、すなわち演算増幅器７１の出力Ｖ_ｏｕｔの位相は、交流信号Ｖ_ｄｖの位相から僅かではあるがシフトする。これは、信号線４３のシールドされていない、信号線が接続などのために仕方なく露出している部分に生じる寄生容量Ｃ_ｐが残留するためである。
【００３７】
したがって、こうした位相シフトをキャンセルするために、交流信号Ｖ_ｄｖの位相及び振幅を位相補償回路３２及び振幅補償回路３３でそれぞれ調整してから、調整後の信号すなわち演算増幅器６１の出力Ｖ_３を、抵抗４５を介して検出回路３１の演算増幅器４１の反転入力端子に帰還させる。
【００３８】
この場合、交流信号Ｖｄｖの角周波数をωとすると、位相補償回路３２の出力Ｖ_２は下記のように表される。
【００３９】
【数４】

【００４０】
振幅補償回路３３の出力Ｖ_３は下記のように表される。
【００４１】
【数５】

【００４２】
検出回路３１の出力Ｖ_１は下記のように表される。
【００４３】
【数６】

【００４４】
減算回路３４の出力Ｖ_ｏｕｔは下記のように表される。
【００４５】
【数７】

【００４６】
ここで、Ｐ及びＱは下記のとおりである。
【００４７】
【数８】

【００４８】
したがって、抵抗５４の抵抗値Ｒ_ｉ２及び抵抗６３のＲ_ｉ３を寄生容量Ｃ_ｐに依存して調整することにより、Ｐ＝０及びＱ＝０の条件を実現することができる。被測定容量３０の静電容量Ｃ_ｓを測定する際には、被測定容量３０を接続する前に、これらの抵抗値Ｒ_ｉ２及びＲ_ｉ３の調整を行う。この条件においては、抵抗５４の抵抗値Ｒ_ｉ２及び抵抗６３のＲ_ｉ３は
【００４９】
【数９】

【００５０】
を満たすよう調整される。その結果、減算回路３４の出力Ｖ_ｏｕｔは
【００５１】
【数１０】

【００５２】
となる。この式（９）は、減算回路３４の出力Ｖ_ｏｕｔの振幅が、寄生容量Ｃ_ｐに影響されることなく、被測定容量３０の静電容量Ｃ_ｓに比例することを示している。
【００５３】
以上説明したように、図１に示すインピーダンス検出回路においては、２つの可変抵抗の値を調整することにより、寄生容量Ｃ_ｐに影響されず且つ被測定容量３０の静電容量Ｃ_ｓに比例する値を持つ出力信号を得ることができる。
【００５４】
なお、電圧へ変換されるべき静電容量Ｃ_ｓを持つ被測定容量３０の一例は容量型センサであり、容量型センサの一方の電極は信号線４３を介して検出回路３１の演算増幅器４１の反転入力端子（−）に接続され、他方の電極（又はそれに相当するもの）は接地されるか、適宜なバイアス電位（電圧）に固定されるか、あるいは、非接地で空間に解放される。このような容量型センサには、加速度センサ、地震計、圧力センサ、変位センサ、変位計、近接センサ、タッチセンサ、イオンセンサ、湿度センサ、雨滴センサ、雪センサ、雷センサ、位置合わせセンサ、接触不良センサ、形状センサ、終点検出センサ、振動センサ、超音波センサ、角速度センサ、液量センサ、ガスセンサ、赤外線センサ、放射線センサ、水位計、凍結センサ、水分計、振動計、帯電センサ、プリント基板検査機等の公知の容量型センサばかりでなく、静電容量を検出する全てのデバイスが含まれる。また、本発明は、クランプ形電圧計など非接触に電圧を測定することにも応用が可能である。
【００５５】
また、被測定容量３０の他の例は、信号線４３に接続された電極との間に形成される静電容量Ｃ_ｓの大きさに基づいて良否が判定される被検査対象である。
以上、この発明に係るインピーダンス検出回路の一つの実施の形態について説明したが、この発明はこの実施の形態に限定されるものではない。例えば、図１においては交流信号の位相を先ず補償してから振幅を補償するようにしているが、検出回路３１の演算増幅器４１の反転入力端子には、位相と振幅とが補償された交流信号が印加されればよいのであるから、交流信号の振幅を先ず補償してから位相を補償するようにしてもよい。
【００５６】
【発明の効果】
以上、図示の実施の形態を参照しながら説明したところから明らかなとおり、この発明は、
（１）信号線とそれを包囲するシールド線との間に形成される浮遊容量や信号線の露出した部分に形成される寄生容量に影響されることなく、信号線に接続された非測定容量の静電容量を電圧へ変換することができ、該静電容量に正確に対応した電圧を求めることができ、被測定容量の静電容量が例えばフェムトファラッド（ピコファラッドの１０００分の１）のオーダーの微小なものであっても、該静電容量を電圧へ高精度に変換し、検出することが可能になる、
（２）被測定容量の信号線に接続されていない方の電極が或る電位（電圧）にバイアスされていても、該被測定容量の静電容量に正確に対応した電圧を求めることができる、
（３）被測定容量の静電容量を、該静電容量と交流信号の周波数とを含む信号へ変換することができるので、交流信号の周波数が約１０ＭＨｚよりも低くても、静電容量の電圧への変換や検出が可能である、
という格別の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係る静電容量−電圧変換装置の一つの実施の形態の構成を概略的に示す図である。
【図２】従来の静電容量−電圧変換装置の一例を示す概略回路図である。
【図３】図２の静電容量−電圧変換装置の欠点を解決するために本願の出願人が提案した静電容量−電圧変換装置の概略回路図である。
【図４】図３の静電容量−電圧変換装置の欠点を解決するために本願の出願人が提案した静電容量−電圧変換装置の第１の例の構成を概略的に示すブロック図である。
【符号の説明】
３０：被測定容量、３１：検出回路、３２：位相補償回路、３３：振幅補償回路、３４：減算回路、３５：交流信号発生器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an impedance detection circuit capable of removing the influence of stray capacitance generated in a signal line for connecting capacitance to an operational amplifier and converting the capacitance to voltage with high accuracy.
[0002]
[Prior art]
FIG. 2 is a diagram schematically showing the configuration of the capacitance-voltage converter described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 61-14578. In this capacitance conversion device, the stray capacitance of the cable used to connect the capacitance is superimposed on the unknown capacitance, and the capacitance changes due to the movement or bending of the cable, etc. This is proposed to solve the problem that accurate voltage conversion cannot be performed. As shown in FIG. 2, an unknown capacitor Cx is connected between an alternating current (AC) signal generator OS and an operational amplifier OP, the connection cable is covered with a shield line s, and stray capacitances Cs1, Cs2, and Cs3 The effect is reduced. Specifically, the output of the operational amplifier OP and the inverting input are connected by a feedback circuit composed of a parallel circuit of a resistor Rf and a capacitor Cf, and one end of an unknown capacitor Cx is connected to the inverting input via a shield line s. And the other end is connected to the AC signal generator OS via the shield wire s. Both shield lines and the non-inverting input of the operational amplifier OP are grounded.
[0003]
With the above configuration, since there is almost no potential difference between the two input terminals of the operational amplifier OP, the stray capacitance Cs2 is not charged. Further, since the stray capacitance Cs3 is considered as a coupling capacitance between both shield lines, it can be made zero by grounding the shield line. Thus, since the influence of the stray capacitance of the cable connecting the unknown capacitance Cx is reduced by using the shield wire s, the same charge as that induced by the unknown capacitance Cx is generated in the capacitor of the feedback circuit. An output induced by Cf and proportional to the unknown capacitance Cx is obtained from the operational amplifier OP. That is, when the output voltage of the AC signal generator OS is Vi, the output voltage Vo of the operational amplifier OP is expressed as-(Cx / Cf) Vi. Therefore, by using the conversion device of FIG. The capacitance Cx is converted into a voltage Vo, and an unknown capacitance Cx can be obtained from the voltage Vo and known values Cf and Vi.
[0004]
However, in the capacitance-voltage conversion device shown in FIG. 2, when the unknown capacitance Cx becomes small, the effect of stray capacitance becomes obvious, and the capacitance Cx cannot be accurately converted into voltage. There is. Further, since the feedback circuit of the operational amplifier OP is constituted by a parallel circuit of the resistor Rf and the capacitor Cf, in order to actually integrate necessary components into a one-chip converter, individual resistors and capacitors are formed. The process is necessary, and the manufacturing process is complicated, and the chip size is increased. In addition, when one electrode of the capacitance Cx is biased to a certain potential, an AC signal cannot be applied to the capacitor, so that the capacitance cannot be converted to a voltage. is there.
[0005]
In order to solve the above problems, the applicant of the present application has proposed a capacitance-voltage conversion device having the configuration shown in FIG. Hereinafter, this capacitance converter will be described in detail with reference to FIG. The operational amplifier 21 has a voltage gain much larger than the closed loop gain, and the gain is almost infinite. A feedback resistor 23 is connected between the output terminal 22 and the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 21, and negative feedback is applied to the operational amplifier 21. An alternating current (AC) signal generator 24 is connected to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 21, and one end of the signal line 25 is connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 21. The other end of the signal line 25, one electrode 26 ₁ of a capacitor 26 having an unknown or known static capacitance is connected. The other electrode 26 ₂ of the capacitor 26 is either grounded or are fixed to a constant bias potential of the DC (DC), or a non-grounded. An AC bias can be applied to the other electrode 26 ₂ . In this case, the frequency of the AC bias may be the same as or different from the frequency of the AC signal output from the AC signal generator 24.
[0006]
In order to prevent unnecessary signals such as noise from the outside from being induced to the signal line 25, the signal line 25 is surrounded by a shield line 27. The shield wire 27 is not grounded but is connected to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 21.
[0007]
The operational amplifier 21 is negatively fed back via the feedback resistor 23. Further, since the operational amplifier 21 has a voltage gain much larger than the closed loop gain, the operational amplifier 21 is in an imaginary short state, and the gain is It is almost infinite. That is, the voltage difference between the inverting input terminal (−) and the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 21 is substantially zero. Therefore, since the signal line 25 and the shield line 27 are at the same potential, stray capacitance generated between the signal line 25 and the shield line 27 can be canceled. This is true regardless of the length of the signal line 25, and is true regardless of movement, bending, folding, etc. of the signal line 25.
[0008]
Now, the AC output voltage of the AC signal generator 24 is Vi, and its angular frequency is ω. The capacitance of the capacitor 26 is Cx, the current flowing through the capacitor 26 is i ₁ , the resistance value of the feedback resistor 23 is Rf, the current flowing through the feedback resistor 23 is i _2, and the voltage at the inverting input terminal of the operational amplifier 21 is Assuming that Vm and the output voltage of the operational amplifier 21 are V, since the operational amplifier 21 is in an imaginary short state as described above, the voltage Vm at the inverting input terminal (−) is the AC signal output voltage Vi of the AC signal generator 24. And the same voltage. That is, the following expression is satisfied.
[0009]
[Expression 1]
Vi = Vm
Moreover, the following formula is also satisfied.
[0010]
[Expression 2]
i ₁ = −Vm / (1 / jωCx) = − Vi / (1 / jωCx)
i ₂ = (Vm−V) / Rf = (Vi−V) / Rf
Here, since i ₁ = i ₂ , the output voltage V of the operational amplifier 21 is
[Equation 3]
V = Vi (1 + jωRf · Cx)
It is represented by This equation indicates that the capacitor 26 is driven at a constant voltage, and the output voltage V of the operational amplifier 21 includes an AC component proportional to the capacitance Cx. Therefore, a DC voltage proportional to the capacitance Cx can be obtained by appropriately processing the output voltage V.
[0012]
As described above, the operational amplifier 21 is in an imaginary short state, and the stray capacitance generated between the signal line 25 and the shield line 27 is generated between the inverting input terminal (−) and the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 21. Since it does not appear in the middle, the expression representing the output voltage V of the operational amplifier 21 does not include a term related to the stray capacitance generated between the signal line 25 and the shield line 27. For this reason, conversion into the voltage of the minute electrostatic capacitance Cx becomes possible. Further, even when the angular frequency ω of the AC output voltage Vi is low, the voltage V that accurately corresponds to the capacitance Cx can be output.
[0013]
However, in the capacitance-voltage converter of FIG. 3, since the signal line 25 and one end of the feedback resistor 23 are connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 21, the signal line 25 is connected to the inverting input terminal. There is a portion that is exposed without being surrounded by the shield wire 27 in the vicinity of the end portion. Since a stray capacitance is formed between the exposed portion of the signal line 25 and the surrounding environment, the effect of the stray capacitance becomes obvious as the capacitance Cx becomes minute, and the capacitance Cx is accurately determined. There was a problem of making it difficult to detect.
[0014]
In order to solve the problem in the capacitance-voltage conversion device of FIG. 3, the applicant of the present application is further connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier using the operational amplifier in an imaginary short state. By removing the influence of the stray capacitance between the signal line and the shield line surrounding the signal line, and removing the influence of the stray capacitance formed by the unshielded portion of the signal line, the capacitance of the measurement target can be reduced. A capacitance-voltage converter that can be converted to the corresponding voltage with high accuracy was proposed. Hereinafter, this will be described with reference to FIG.
[0015]
FIG. 4 is a block diagram schematically showing a first example of the proposed capacitance-voltage converter. In FIG. 4, the capacitance-voltage conversion device includes a capacitance-voltage conversion unit 1, a phase adjuster 2 for adjusting the phase of the output voltage of the capacitance-voltage conversion unit 1, and the phase-adjusted voltage. A first amplitude adjuster 3 for adjusting the amplitude, an alternating current (AC) signal generator 4 having a variable frequency generator, and a second for adjusting the amplitude of the alternating current signal from the alternating current signal generator 4. An amplitude adjuster 5 and an adder 6 for adding the voltages output from the first amplitude adjuster 3 and the second amplitude adjuster 4 are provided.
[0016]
The capacitance-voltage conversion unit 1 includes an operational amplifier 11, and the operational amplifier 11 is an operational amplifier whose voltage gain is much larger than the closed loop gain, and the gain appears to be almost infinite. A feedback resistor 12 is connected between the output terminal of the operational amplifier 11 and the inverting input terminal (−), and negative feedback is applied to the operational amplifier 11. An AC signal from the AC signal generator 4 is applied to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 11, and one end of the signal line 13 is connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 11. A capacitive element 14 such as a capacitor having a capacitance Cx can be connected to the other end of the signal line 13. The capacitance element 14 includes one electrode 14 ₁ and the other electrode 14 ₂ , and the other electrode 14 ₂ is grounded, fixed to a constant DC bias voltage, or ungrounded. . Alternatively, an AC bias having the same frequency as the AC signal from the AC signal generator 4 or a different frequency can be applied to the other electrode 14 ₂ . Further, a surrounding AC signal is applied to the inverting input terminal (−) via the stray capacitance Cp. The frequency of the AC signal is applied to the frequency of the AC signal from the AC signal generator 4 and the electrode 14 _2. Usually, it is different from the frequency of the AC bias.
[0017]
In order to prevent unnecessary signals such as noise from the outside from being guided to the signal line 13, the periphery of the signal line 13 is surrounded by a shield line 15. The shield line 15 is not grounded and is connected to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 11.
[0018]
The capacitance-voltage conversion unit 1 has substantially the same configuration as the capacitance-voltage conversion device shown in FIG. In particular, negative feedback is applied to the operational amplifier 11 via the feedback resistor 12, and the operational amplifier 11 has a voltage gain that is much larger than the closed loop gain, and the voltage gain appears to be almost infinite. Therefore, the input terminals of the operational amplifier 11 are in an imaginary short state. That is, the voltage difference between the inverting input terminal (−) and the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 11 is substantially zero. Therefore, since the signal line 13 and the shield line 15 are at the same potential (so-called voltage), the stray capacitance generated between the signal line 13 and the shield line 15 can be canceled. This is true regardless of the length of the signal line 13, and is true regardless of movement, bending, folding, etc. of the signal line 13.
[0019]
However, since the portion near the end where the signal line 13 is connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 11 is exposed without being shielded by the shield wire 15, the exposed portion of the signal line 13 A stray capacitance Cp is formed between the surroundings. The stray capacitance Cp affects the output voltage of the operational amplifier 11, and hence the output voltage V ′ of the capacitance-voltage conversion unit 1, and the output voltage V ′ does not accurately represent the capacitance of the capacitance element 14. It will disappear.
[0020]
In order to remove the influence of the stray capacitance Cp, in the capacitance-voltage conversion device shown in FIG. 4, the output voltage of the adder 6 in a state where the capacitance element 14 is not connected to the other end of the signal line 13. The frequency of the AC signal output from the AC signal generator 4 is adjusted so that Vout becomes zero, and the phase of the output voltage V ′ is adjusted by the phase adjuster 2 and the amplitude is adjusted by the first amplitude adjuster 3. Then, the amplitude of the AC signal from the AC signal generator 4 is adjusted by the second amplitude adjuster 5 so that the output of the first amplitude adjuster 3 and the output of the second amplitude adjuster 5 have the same amplitude. Try to be in reverse phase. Next, the two outputs are added by the adder 6. As a result, the outputs of the first amplitude adjuster 3 and the second amplitude adjuster 5 are canceled out.
[0021]
In other words, the variable frequency generator, the phase adjuster 2, the first amplitude adjuster 3, the second amplitude adjuster 5, and the adder 6 of the AC signal generator 4 minimize the potential difference or adjust the potential difference. Configure the regulator. When the electrostatic capacitance element 14 is connected to the other end of the signal line 13 after minimization or zero adjustment, the adder 6 is affected by the stray capacitance Cp and the stray capacitance between the signal line 13 and the shield line 15. The voltage Vout accurately corresponding to the capacitance of the capacitance element 14 is output.
[0022]
The example of the capacitance-voltage converter described with reference to FIG. 4 increases the capacitance of the measurement target to the corresponding voltage by removing the influence of the stray capacitance formed by the unshielded portion of the signal line. It can be converted to accuracy. However, in such a capacitance-voltage conversion device, the output of the capacitance-voltage conversion unit 1 may slightly shift even when the capacitance to be measured is not connected. It has been found that the cause is a minute parasitic capacitance generated in an unshielded portion near the input terminal of the operational amplifier 14.
[0023]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention has been proposed in order to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to more accurately convert the capacitance of a measured capacitance into a corresponding voltage by removing the influence of parasitic capacitance. It is an object to provide an impedance detection circuit that can be taken out.
[0024]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above objectives,
The invention of claim 1
An impedance detection circuit capable of outputting a signal proportional to the capacitance of the capacitance to be measured,
An AC signal generator for generating an AC signal;
An operational amplifier having an inverting input terminal, a non-inverting input terminal, and an output terminal, wherein the output terminal and the inverting input terminal are connected by a feedback resistor, and the AC signal is applied to the non-inverting input terminal;
A signal line having one end connected to the inverting input terminal and capable of connecting the measured capacitance to the other end;
A shield line covering the signal line and connected to the non-inverting input terminal;
A compensation circuit that receives the AC signal and adjusts the phase and amplitude of the AC signal so as to compensate for a change in the parasitic capacitance formed by the exposed portion of the signal line on the output of the operational amplifier. A compensation circuit formed by connecting the output of the compensation circuit to the inverting input terminal of the operational amplifier;
An impedance detection circuit comprising:
I will provide a.
[0025]
According to a second aspect of the present invention, the compensation circuit includes a phase compensation circuit that receives the AC signal and compensates the phase of the AC signal, and an amplitude compensation circuit that receives the AC signal and compensates the amplitude of the AC signal. And an amplitude compensation circuit that receives the AC signal phase-compensated from the phase compensation circuit and compensates the amplitude of the AC signal.
[0026]
The invention of claim 3 further includes a subtracting circuit for obtaining a difference between the output of the operational amplifier and the AC signal and outputting a signal proportional to the capacitance of the capacitance to be measured.
[0027]
The invention of claim 4 is characterized in that the capacitance is a capacitive sensor.
[0028]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, one embodiment of an impedance detection circuit according to the present invention will be described with reference to FIG. The impedance detection circuit operates to convert the unknown capacitance C _s of the measured capacitance 30 into a corresponding voltage (ie, proportional to C _s ). In the figure, the impedance detection circuit includes a detection circuit 31, a phase compensation circuit 32, an amplitude compensation circuit 33, a subtraction circuit 34, and an AC signal generator 35.
[0029]
The detection circuit 31 is for detecting the capacitance C _{s of the} capacitor 30 to be measured, and has an operational amplifier 41 whose voltage gain is much larger than the closed loop gain and appears to be almost infinite. A feedback resistor 42 is connected between the output terminal of the operational amplifier 41 and the inverting input terminal (−), and negative feedback is applied to the operational amplifier 41. The drive signal output from the AC signal generator 35 is applied to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 41, and the inverting input terminal (−) is one of a pair of electrodes forming the capacitor 30 to be measured. The other end of the signal line 43 having one end connected to one electrode is connected. The other of the electrodes forming the capacitance to be measured 30 is grounded, a constant DC bias _Vh is applied, or is not grounded.
[0030]
In order to prevent unnecessary signals such as noise from the outside from being guided to the signal line 43, the periphery of the signal line 43 is surrounded by a shield line 44. The shield line 44 is not grounded and is connected to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 41.
[0031]
Reference numeral C _p is the portion that is not shielded signal line 43 in FIG. 1, that is, parasitic capacitance generated in the portion where the signal lines are exposed reluctantly, AC signal around through which the inverting input terminal ( -) May be applied.
[0032]
The detection circuit 31 has substantially the same configuration as that of the capacitance-voltage conversion circuit 1 in FIG. 4. As described above, the operational amplifier 41 is negatively fed through the feedback resistor 42. Since the voltage gain is much larger than the closed loop gain and the voltage gain seems to be almost infinite, the input terminals of the operational amplifier 41 are in an imaginary short state. That is, the voltage difference between the inverting input terminal (−) and the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 41 is substantially zero. Therefore, since the signal line 43 and the shield line 44 are at the same potential (so-called voltage), the stray capacitance generated between the signal line 43 and the shield line 44 can be canceled. This is true regardless of the length of the signal line 43, and is true regardless of movement, bending, folding, etc. of the signal line 43.
[0033]
The phase compensation circuit 32 is a circuit for compensating the phase of the drive signal output from the AC signal generator 35, and includes an operational amplifier 51. Between the output terminal and the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 51. the resistance value feedback resistor 52 R ₁ is connected. Inverting input terminal of the operational amplifier 51 (-), the drive signal output from the AC signal generator 35 is applied through a resistor 53 of resistance R _1, the variable resistor 54 of the driving signal is the resistance value R _i2 To the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 51. The non-inverting input terminal (+) is grounded through a capacitor 55 of capacitance C _2.
[0034]
The amplitude compensation circuit 33 is a circuit for compensating the amplitude of the drive signal from the AC signal generator 35, and includes an operational amplifier 61. Between the output terminal of the operational amplifier 61 and the inverting input terminal (−), A feedback resistor 62 having a resistance value R _f3 is connected. The output voltage of the phase compensation circuit, that is, the output voltage V ₂ of the operational amplifier 51 is applied to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 61 via the resistor 63 having the resistance value R _i3 , and the non-inverting input terminal (+). Is grounded. Further, the output V ₃ of the operational amplifier 61 is connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 41 via the resistor 45 having the resistance value R _i1 . In addition, the current generated by the electrostatic capacitance Cs and the parasitic capacitance Cp flows toward the feedback resistor 42. At this time, the amplitude compensation circuit 33 of the amplitude compensation circuit 33 cancels the added current corresponding to Cp. The adjusted current flows from the output to the feedback resistor 42 via the resistor 45.
[0035]
The subtraction circuit 34 is a circuit for subtracting the output of the AC signal generator 35 from the output of the detection circuit 31, and includes an operational amplifier 71. Between the output terminal of the operational amplifier 71 and the inverting input terminal (−). A feedback resistor 72 having a resistance value R1 is connected. Inverting input terminal of the operational amplifier 71 (-), the output of the detection circuit 31 via a resistor 73 of resistance R _1, namely the output V ₁ of the operational amplifier 41 is applied to the non-inverting input terminal (+) of , the output of the AC signal generator 35 is applied via a resistor 74 of resistance R _1. This non-inverting input terminal (+), the DC bias V _h is applied through a resistor 75 of resistance R _1.
[0036]
The drive signal output from the AC signal generator 35 is the sum of the AC signal V _dv and the DC bias V _h , but the DC bias V _h may be zero.
The operation of the impedance detection circuit shown in FIG. 1 will be described below. The signal line 43 connecting the inverting input terminal of the operational amplifier 41 of the detection circuit 31 and one of the electrodes forming the measured capacitance 30 is surrounded and shielded by the shield wire 44, but the measured capacitance 30 is connected. Even if not, the output of the impedance detection circuit, that is, the phase of the output V _out of the operational amplifier 71 is slightly shifted from the phase of the AC signal V _dv . This is because the parasitic capacitance C _p generated in the portion where the signal line 43 is unshielded and where the signal line is exposed unnecessarily due to connection or the like remains.
[0037]
Therefore, in order to cancel such a phase shift, the phase and amplitude of the AC signal V _dv after adjusting respectively the phase compensation circuit 32 and the amplitude compensation circuit 33, the output V ₃ of the signal after the adjustment namely operational amplifier 61, The signal is fed back to the inverting input terminal of the operational amplifier 41 of the detection circuit 31 through the resistor 45.
[0038]
In this case, when the angular frequency of the AC signal Vdv and omega, the output V ₂ of the phase compensation circuit 32 is expressed as follows.
[0039]
[Expression 4]

[0040]
The output V ₃ of the amplitude compensation circuit 33 is expressed as follows.
[0041]
[Equation 5]

[0042]
Output V ₁ of the detection circuit 31 is expressed as follows.
[0043]
[Formula 6]

[0044]
The output V _out of the subtracting circuit 34 is expressed as follows.
[0045]
[Expression 7]

[0046]
Here, P and Q are as follows.
[0047]
[Equation 8]

[0048]
Therefore, by adjusting the resistance value R _i2 of the resistor 54 and R _i3 of the resistor 63 depending on the parasitic capacitance C _p , the conditions of P = 0 and Q = 0 can be realized. When measuring the capacitance C _s of the measured capacitance 30, the resistance values R _i2 and R _i3 are adjusted before connecting the measured capacitance 30. Under this condition, the resistance value R _i2 of the resistor 54 and R _i3 of the resistor 63 are:
[Equation 9]

[0050]
Adjusted to meet. As a result, the output V _out of the subtracting circuit 34 is
[Expression 10]

[0052]
It becomes. This equation (9) indicates that the amplitude of the output V _out of the subtraction circuit 34 is proportional to the capacitance C _s of the measured capacitance 30 without being affected by the parasitic capacitance C _p .
[0053]
As described above, in the impedance detection circuit shown in FIG. 1, by adjusting the values of the two variable resistors, it is not affected by the parasitic capacitance C _p and is proportional to the capacitance C _s of the measured capacitance 30. An output signal having a value can be obtained.
[0054]
Incidentally, an example of the measured capacitor 30 having a capacitance C _s to be converted to a voltage is the capacitance type sensor, one electrode of the capacitive sensor of the operational amplifier 41 of the detection circuit 31 via the signal line 43 The other electrode (or equivalent) is connected to the inverting input terminal (−), and is grounded, fixed to an appropriate bias potential (voltage), or released to the space without being grounded. Such capacitive sensors include acceleration sensors, seismometers, pressure sensors, displacement sensors, displacement meters, proximity sensors, touch sensors, ion sensors, humidity sensors, raindrop sensors, snow sensors, lightning sensors, alignment sensors, contacts Defect sensor, shape sensor, end point detection sensor, vibration sensor, ultrasonic sensor, angular velocity sensor, liquid volume sensor, gas sensor, infrared sensor, radiation sensor, water level gauge, freezing sensor, moisture meter, vibration meter, charging sensor, printed circuit board inspection This includes not only a known capacitive sensor such as a machine, but also all devices that detect capacitance. The present invention can also be applied to non-contact voltage measurement such as a clamp-type voltmeter.
[0055]
Another example of the measured capacitance 30 is to be inspected for quality based on the magnitude of the capacitance C _s formed between the electrode connected to the signal line 43 is determined.
Although one embodiment of the impedance detection circuit according to the present invention has been described above, the present invention is not limited to this embodiment. For example, in FIG. 1, the phase of the AC signal is first compensated and then the amplitude is compensated. However, the inverting input terminal of the operational amplifier 41 of the detection circuit 31 has an AC signal whose phase and amplitude are compensated. Therefore, the amplitude of the AC signal may be compensated first, and then the phase may be compensated.
[0056]
【The invention's effect】
As described above with reference to the illustrated embodiment, the present invention is as follows.
(1) A non-measurement capacitor connected to a signal line without being affected by a stray capacitance formed between the signal line and a shield line surrounding the signal line or a parasitic capacitance formed in an exposed portion of the signal line. Can be converted into voltage, and a voltage corresponding to the capacitance can be obtained accurately. The capacitance of the measured capacitance is, for example, femtofarad (1/1000 of picofarad). Even if the order is minute, the capacitance can be converted to voltage with high accuracy and detected.
(2) Even if the electrode that is not connected to the signal line of the measured capacitance is biased to a certain potential (voltage), a voltage that accurately corresponds to the capacitance of the measured capacitance can be obtained. ,
(3) Since the capacitance of the capacitance to be measured can be converted into a signal including the capacitance and the frequency of the AC signal, even if the frequency of the AC signal is lower than about 10 MHz, the capacitance Conversion to voltage and detection are possible.
There is a special effect.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram schematically showing a configuration of an embodiment of a capacitance-voltage conversion apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a schematic circuit diagram showing an example of a conventional capacitance-voltage converter.
FIG. 3 is a schematic circuit diagram of a capacitance-voltage conversion device proposed by the applicant of the present application in order to solve the drawbacks of the capacitance-voltage conversion device of FIG. 2;
4 is a block diagram schematically showing a configuration of a first example of a capacitance-voltage conversion device proposed by the applicant of the present application in order to solve the disadvantages of the capacitance-voltage conversion device of FIG. 3; is there.
[Explanation of symbols]
30: capacity to be measured, 31: detection circuit, 32: phase compensation circuit, 33: amplitude compensation circuit, 34: subtraction circuit, 35: AC signal generator

Claims

An impedance detection circuit capable of outputting a signal proportional to the capacitance of the capacitance to be measured,
An AC signal generator for generating an AC signal;
An operational amplifier having an inverting input terminal, a non-inverting input terminal, and an output terminal, wherein the output terminal and the inverting input terminal are connected by a feedback resistor, and the AC signal is applied to the non-inverting input terminal;
A signal line having one end connected to the inverting input terminal and capable of connecting the measured capacitance to the other end;
A shield line covering the signal line and connected to the non-inverting input terminal;
A compensation circuit that receives the AC signal and adjusts the phase and amplitude of the AC signal so as to compensate for a change in the parasitic capacitance formed by the exposed portion of the signal line on the output of the operational amplifier. A compensation circuit formed by connecting the output of the compensation circuit to the inverting input terminal of the operational amplifier;
An impedance detection circuit comprising:

The compensation circuit comprises:
A phase compensation circuit that receives the AC signal and compensates the phase of the AC signal;
An amplitude compensation circuit that receives the AC signal and compensates for the amplitude of the AC signal;
An amplitude compensation circuit that receives the AC signal phase-compensated from the phase compensation circuit and compensates the amplitude of the AC signal;
A phase compensation circuit that receives the AC signal whose amplitude has been compensated from the amplitude compensation circuit and compensates the phase of the AC signal;
The impedance detection circuit according to claim 1, further comprising:

Furthermore,
The subtraction circuit which calculates | requires the difference of the output of the said operational amplifier and the said alternating current signal, and outputs the signal proportional to the electrostatic capacitance which the said to-be-measured capacitor has is characterized by the above-mentioned. Impedance detection circuit.

The impedance detection circuit according to claim 1, wherein the capacitance is a capacitive sensor.