JP4339959B2 - Modulator, demodulator and transmission system for OFDM transmission - Google Patents

Modulator, demodulator and transmission system for OFDM transmission Download PDF

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（以下「ＯＦＤＭ」という）伝送に用いる変調装置および復調装置に関し、特に位相補正技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体向けデジタル音声放送や地上系デジタルテレビ放送などにおいてＯＦＤＭ技術を用いた伝送方式が注目されている。このＯＦＤＭ技術はマルチキャリア変調方式の一種で、送信すべきデータ（送信データ）を隣接間で互いに直交する多数のサブキャリアに割り当て、さらに逆フーリエ変換することにより時間領域のデジタル変調信号に変換してＯＦＤＭ信号を生成する。ＯＦＤＭ伝送においては、送信側で送信データに前述の処理を施して生成したＯＦＤＭ信号を受信側に伝送する。そして受信側では、伝送されたＯＦＤＭ信号に送信側で施された処理と逆の処理を施すことにより送信データを再生するものである。ＯＦＤＭ信号は、サブキャリアに分割された各々のデータの周期が長くなるため、マルチパスなどの遅延波の影響を受け難い特徴を有している。
【０００３】
ＯＦＤＭ復調は、直交検波器によりベースバンド帯域にダウンコンバートしたＯＦＤＭ信号を、高速フーリエ変換（以下「ＦＦＴ」という）回路を用いてフーリエ変換処理を施すことで行う。このとき、直交検波器では送受信間での正確な周波数同期の確立が必要であり、またＦＦＴでは受信したＯＦＤＭ信号から１シンボル区間を規定のクロックで正確に取り込み、フーリエ変換することで各サブキャリアの位相と振幅情報を得る必要がある。
【０００４】
送受信のそれぞれにおけるＯＦＤＭ信号に関して、周波数ずれおよび正確に１シンボル区間を取り込めない時間ずれがある場合、各サブキャリアは位相回転を起こし、送信データを再生できない。このように、ＯＦＤＭ復調には正確な周波数同期、シンボル同期およびクロック同期が必要であり、従来のＯＦＤＭ復調装置では同期用シンボルを用いて周波数同期、シンボル同期、およびクロック同期のそれぞれを確立する必要がある。このために、ＯＦＤＭ信号Ｓｏは、図１１に示すように、それぞれ複数（・・・、ｋ、ｋ＋１、ｋ＋２、・・・）のサブキャリアＳＣより成る複数のＯＦＤＭシンボルＯＳにより伝送フレームが構成され、フレーム毎に同期用シンボルが挿入されて伝送される。同図において、縦軸は位相φ、横軸はサブキャリア周波数Ｆを表している。そして△φは隣接サブキャリア間の位相誤差を示している。
【０００５】
更に、図１２に示すように、ｎ（ｎは１以上の整数）個のＯＦＤＭシンボルＯＳの先頭に同期用シンボルＲＳとしてヌルシンボルを挿入して１つの伝送フレームＦｒを構成しており、このヌルシンボルを連続して検出することで同期を確立する。なお、ヌルシンボルはＯＦＤＭ変調したものでなくても良く、同期情報が得られやすい信号を用いることができる。つまり、ＯＦＤＭ信号Ｓｏは、ランダムノイズ状の波形となるため、これらの同期情報を時間軸波形から直接得ることが困難であるからである。そのため、周波数同期のためには正弦波形の信号を、クロック同期のためにはクロック成分が抽出しやすい振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）方式により変調された波形信号を用いることができる。
【０００６】
図１３を参照して、このように構成されたＯＦＤＭ信号の概念について説明する。ＯＦＤＭ信号の周波数領域での状態ＳＦを図左半部に、時間領域での状態ＳＴを図右半部に模式的に示している。周波数軸信号ＳＦは、各ＯＦＤＭシンボルＯＳ１〜ＯＳｎのそれぞれが、周波数軸Ｆ上に多数のサブキャリアＳＣを直交するように配置して構成される。この周波数軸信号ＳＦを逆フーリエ変換してＯＦＤＭ変調することによって、時間軸信号ＳＴが生成される。各サブキャリアＳＣは送信側で一次変調された間隔Ｐ＝１／ＰＳ（Ｈｚ）でサブキャリアを配置し、逆フーリエ変換してシンボル期間ＰＳ（ｓｅｃ）の時間軸Ｔ上の信号ＳＴに変換される。
【０００７】
送信側から伝送する場合はこのＯＦＤＭシンボルＯＳと同期基準シンボルＲＳでＯＦＤＭ信号の送信フレームを構成して伝送する。同期基準シンボルＲＳはＯＦＤＭ変調したシンボルである必要はなく、同期処理に使いやすい波形の信号であれば良い。
【０００８】
受信側では、入力された時間軸上の信号ＳＴから同期用基準シンボルＲＳだけを取り出して同期制御を行う。ＯＦＤＭシンボルＯＳはシンボル期間ＰＳ毎に切り出され、更にフーリエ変換を施されて周波数軸上の信号ＳＦに変換されることにより、ＯＦＤＭシンボルＯＳが各サブキャリアＳＣに分離される。その後、分離された各サブキャリアＳＣに対して一次復調（データ復調）が施されることにより、受信データが得られる即ち送信データが再生される。このようなＯＦＤＭ信号の復調処理において同期を正確に維持するには定期的に同期基準シンボルを伝送する必要が有る。
【０００９】
以下に、図１４を参照して、このような従来のＯＦＤＭ復調装置の一例として、特開平８−１０２７６９号公報に開示されているＯＦＤＭ復調装置について説明する。ＯＦＤＭ復調装置ＤＭＣは、Ａ／Ｄ変換器１０１、クロック同期確立器１０２、直交検波器１０３、周波数同期確立器１０４、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１０５、シンボル同期確立器１０６、および一次復調器１０７を有する。送信側より伝送されたＯＦＤＭ信号Ｓｏ’は、Ａ／Ｄ変換器１０１、クロック同期確立器１０２、周波数同期確立器１０４、およびシンボル同期確立器１０６のそれぞれに供給される。
【００１０】
クロック同期確立器１０２は、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中の同期シンボルＲＳに基づいて、ＯＦＤＭ信号の送受信間におけるサンプリングクロックの同期ずれを検出する。クロック同期確立器１０２は、更に検出された同期ずれを補正して同期確立させたサンプリングクロック信号Ｓｓｃを生成してＡ／Ｄ変換器１０１に出力する。Ａ／Ｄ変換器１０１は、このサンプリングクロック信号Ｓｓｃに基づいて、アナログのＯＦＤＭ信号Ｓｏ’をサンプリングクロック成分の同期が確立されたデジタルのＯＦＤＭ信号Ｓｏに変換して、直交検波器１０３に出力する。
【００１１】
周波数同期確立器１０４は、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中の同期シンボルＲＳに基づいて、送受信間に於けるキャリア信号の周波数の同期ずれを検出して、同期確立させた周波数信号Ｓｃｆを生成して直交検波器１０３に出力する。直交検波器１０３は、この周波数信号Ｓｃｆに基づいて、サンプリングクロック成分の同期確立されたデジタルのＯＦＤＭ信号ＳｏのＯＦＤＭシンボルＯＳ（サブキャリアＳＣ）を直交検波して、中間周波数帯域からベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂに変換して、高速フーリエ変換器１０５に出力する。このベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂが、キャリア信号の周波数成分の同期確立と併せて、サンプリングクロック成分の同期確立がされていることは言うまでもない。
【００１２】
シンボル同期確立器１０６は、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中の同期シンボルＲＳに基づいて、送受信間におけるシンボル時間窓の同期ずれを検出して、同期確立させたシンボル時間窓信号Ｓｓｔを生成し、同信号Ｓｓｔを高速フーリエ変換器１０５に出力する。高速フーリエ変換器１０５は、シンボル時間窓信号Ｓｓｔに基づいて、ベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂに高速フーリエ変換処理を施す。そして、高速フーリエ変換器１０５は、個々のＯＦＤＭシンボルＯＳ毎に、時間領域の信号から周波数領域の各サブキャリアＳＣに分離して、シンボル同期の確立したサブキャリア信号Ｓｃを生成し、そして同信号Ｓｃを一次復調器１０７に出力する。このサブキャリア信号Ｓｃは、シンボル窓の同期確立に併せて、サンプリングクロック同期およびキャリア信号の周波数同期が確立されている。
【００１３】
一次復調器１０７は、高速フーリエ変換器１０５から出力されたサブキャリア信号Ｓｃを各サブキャリア毎に復調して送信データＳｄを再生する。
【００１４】
従来のＯＦＤＭ復調器ＤＭＣは、直交検波器１０３によりベースバンド帯域にダウンコンバートしたＯＦＤＭ信号Ｓｂに、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）器１０５を用いてフーリエ変換演算を施す。このとき、直交検波器１０３では送受信間での正確な周波数同期確立が必要であり、またＦＦＴでは受信したＯＦＤＭ信号から１シンボル区間を規定のクロックで正確に取り込み、フーリエ変換することで各サブキャリアの位相と振幅情報を得る。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ＯＦＤＭ復調器側においては、サンプリングクロック、キャリア周波数、およびＦＦＴシンボル窓時間に関して、送信側におけるのと同一の条件を正確に再現してデータ処理を行う必要がある。つまり、ＯＦＤＭ復調時には、サンプリングクロック、キャリア周波数、およびシンボル時間窓の同期を確立しなければならない。これに対して、従来のＯＦＤＭ復調装置では所定の間隔で間欠的に挿入される同期用シンボルを検出してシンボル同期およびクロック同期を確立している。この場合同期を確立するまでに数フレーム分の同期用シンボルの検出が必要であり、その間のＯＦＤＭシンボルは正確に復調できない。しかし、送受信間での同期ずれは、例えば伝送環境の変化によって容易に生じて、クロックずれ、周波数ずれ、および時間窓のずれを招く。これらのずれが生じている場合に、ＯＦＤＭ変調を行ったシンボルの各キャリアは、送信時の位相からこれらのずれに相当する量だけ位相回転を生じる。各サブキャリアの位相には情報（送信データ）が割り当てられているため、送信データが誤って再生されてしまう。
【００１６】
これらのずれに対しては、同期用基準シンボルからその情報を検出して、サンプリングクロックずれ、キャリア周波数ずれ、シンボル時間窓ずれをそれぞれの誤差信号としてフィードバックして、逐一調整（同期確立）して同期をとっている。そのため、これらのずれが生じた時点で復調したＯＦＤＭシンボルのサブキャリアには位相回転誤差が生じているため、送信データが誤って再生されてしまう。更に、所定の間隔で連続的に同期シンボルを検出できないと、安定した同期を確立することができないため、バースト状に送信されるＯＦＤＭシンボルを正確に復調することが非常に困難である。
【００１７】
それ故に、本発明は、上記問題を解決すべくなされたものであって、送受信間で周波数ずれや時間ずれがあるような場合でも、各サブキャリアの位相誤差を補正し、ＯＦＤＭシンボルの復調を可能にする、ＯＦＤＭ伝送のための変調装置および復調装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
上記のような目的を達成するために、本発明は、以下に示すような特徴を有している。
【００１９】
第１の発明は、複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するパイロットキャリア位置検出手段と、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を、各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出する位相差検出手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出する位相補正量算出手段と、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正する位相補正手段とを備えている。
【００２０】
上記のような第１の発明によれば、パイロットキャリアの送受信間位相差が検出され、この位相差に基づいてキャリア周波数に対する送受信間位相回転量の変化量が算出され、この変化量に基づいて各サブキャリアの位相補正量が算出されるため、この位相補正量は各サブキャリアの絶対位相誤差（送受信間の位相誤差）に対応する。したがって、サブキャリアに対しＱＰＳＫやＱＡＭ変調のような絶対位相変調が行われているＯＦＤＭ信号に対しても、各サブキャリアの位相誤差を補正して正しく復調することができる。
【００２１】
第２の発明は、第１の発明において、
前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相差と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相差の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出する。
【００２２】
第３の発明は、第２の発明において、
前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相差と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相差の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出する。
【００２３】
第４の発明は、第１の発明において、
前記位相変化量算出手段は、縦軸を位相差、横軸を周波数とした２次元平面上に配置した第１のパイロットキャリアの位相差及び周波数と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアの位相差及び周波数とを直線近似し、前記直線の傾きから前記変化量を算出する。
【００２４】
第５の発明は、第１の発明において、
前記位相変化量算出手段は、１組のパイロットキャリア間の位相差の差を前記１組のパイロットキャリア間の周波数の差で割る演算を、複数のパイロットキャリアの組について行い、前記演算の結果を平均することにより前記変化量を算出する。
第６の発明は、第１の発明において、
前記ＯＦＤＭ復調装置は、
前記位相補正後のデータキャリアを復調するデータ復調手段をさらに備えている。
【００２５】
第７の発明は、第１の発明において、
前記ＯＦＤＭ信号は、バースト状に入力される。
【００２６】
第８の発明は、
複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信して復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるステップと、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するステップと、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出するステップと、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出するステップと、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出するステップと、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正するステップとを含む。
【００２７】
第９の発明は、
複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を送受信するＯＦＤＭ伝送システムであって、
ＯＦＤＭ送信装置とＯＦＤＭ受信装置とを備え、
前記ＯＦＤＭ送信装置は、
前記複数のパイロットキャリアにそれぞれ既知の位相と振幅を割り当て、前記複数のデータキャリアにそれぞれ送信データに応じた位相と振幅を割り当てる変調手段と、
前記ＯＦＤＭシンボル毎に前記複数のサブキャリアを逆フーリエ変換することにより前記ＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段とを備え、
前記ＯＦＤＭ受信装置は、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するパイロットキャリア位置検出手段と、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出する位相差検出手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出する位相補正量算出手段と、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正する位相補正手段とを備えている。
【００２８】
第１０の発明は、
同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出する隣接位相差算出手段と、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正する位相補正手段とを備えている。
【００２９】
上記のような第９の発明によれば、受信されたパイロットキャリアの位相に基づいてサブキャリア間の位相補正量が求められ、パイロットキャリアの送受信間の位相差は求められない。したがって、サブキャリアに対し周波数方向の差動変調が行われているＯＦＤＭ信号に対しては、簡単な構成で、サブキャリア間の位相差の誤差を補正して正しく復調することができる。
【００３０】
第１１の発明は、第１０の発明において、
前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出する。
【００３１】
第１２の発明は、第１０の発明において、
前記位相補正手段は、前記隣接位相差から前記変化量を引くことにより前記隣接位相差を補正する。
【００３２】
第１３の発明は、第１０の発明において、
前記位相変化量算出手段は、縦軸を位相、横軸を周波数とした２次元平面上に配置した第１のパイロットキャリアの位相及び周波数と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアの位相及び周波数とを直線近似し、前記直線の傾きから前記変化量を算出する。
【００３３】
第１４の発明は、第１０の発明において、
前記位相変化量算出手段は、１組のパイロットキャリア間の位相の差を前記１組のパイロットキャリア間の周波数の差で割る演算を、複数のパイロットキャリアの組について行い、前記演算の結果を平均することにより前記変化量を算出する。
第１５の発明は、第１０の発明において、
前記ＯＦＤＭ復調装置は、
前記位相補正後のデータキャリアを復調するデータ復調手段をさらに備えている。
【００３４】
第１６の発明は、第１０の発明において、
前記ＯＦＤＭ信号は、バースト状に入力される。
【００３５】
第１７の発明は、
同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信して復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるステップと、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出するステップと、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出するステップと、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正するステップとを備えている。
【００３６】
第１８の発明は、
同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を送受信するＯＦＤＭ伝送システムであって、
ＯＦＤＭ送信装置とＯＦＤＭ受信装置とを備え、
前記ＯＦＤＭ送信装置は、
前記複数のパイロットキャリアにそれぞれ同一の位相及び振幅を割り当て、前記複数のデータキャリアにそれぞれ送信データに応じた隣接するサブキャリアの位相と振幅の差を有する位相と振幅を割り当てる変調手段と、
前記ＯＦＤＭシンボル毎に前記複数のサブキャリアを逆フーリエ変換することにより前記ＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段とを備え、
前記ＯＦＤＭ受信装置は、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出する隣接位相差算出手段と、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正する位相補正手段とを備えている。
【００６４】
【発明の実施の形態】
図２を参照して、先ず、本発明に係るＯＦＤＭ信号およびその変調と復調の基本概念について説明する。ＯＦＤＭ信号の周波数領域での状態Ｓｆが図左半部に、時間領域での状態Ｓｔが図右半部に模式的に示されている。周波数軸信号Ｓｆは、周波数軸Ｆ上に直交するように配置された多数のサブキャリアＳＣの間に、パイロットキャリアＰＣと呼ばれる既知の位相を持つサブキャリアが埋め込まれて構成される。つまり、各ＯＦＤＭシンボルＯＳを構成する複数のサブキャリアＳＣの内、所定の間隔のサブキャリアＳＣのそれぞれに既知の位相を与えて、この既知の位相を有するサブキャリアＳＣをパイロットキャリアＰＣとする。図２に示すように、本発明に係るＯＦＤＭ信号Ｓｏは同期シンボルＲＳを必要としない構成である。
【００６５】
図１５に示すように、ＯＦＤＭ信号を用いたデータ伝送システムにおいて、送信側では、送信装置１２０内に含まれるＯＦＤＭ変調装置１２１が次のようにしてＯＦＤＭ信号を生成する。すなわち、まず、送信すべきデータ（送信データ）を複数のサブキャリアに割り当てると共にそれらのサブキャリアの間にパイロットキャリアＰＣを挿入することにより、伝送に使用されるサブキャリアＳＣを生成する。次に、パイロットキャリアの埋め込まれたこのサブキャリアＳＣに対してシンボル期間毎に逆フーリエ変換を施すことにより、時間領域信号Ｓｔを生成する。この時間領域信号Ｓｔは、変調された後にＯＦＤＭ信号Ｓｏ’として伝送路１３０を介して送信装置１２０から受信装置１４０へと伝送される。受信側では、このＯＦＤＭ信号Ｓｏ’を受信して、受信装置１４０に含まれるＯＦＤＭ復調装置１４１がこのＯＦＤＭ信号Ｓｏ’から次のようにして受信データを得る。すなわち、まず、このＯＦＤＭ信号Ｓｏ’を復調してベースバンド信号である時間領域信号Ｓｔを得る。次に、この時間領域信号Ｓｔをシンボル期間ＰＳ毎に切り出し、切り出された時間領域信号Ｓｔにフーリエ変換を施して周波数軸Ｆ上の各サブキャリアＳＣに分離する。分離後、パイロットキャリアＰＣの位相からそのＯＦＤＭシンボル内の位相回転誤差を推定し、各サブキャリアＳＣの位相誤差を補償する。この位相誤差の補償された各サブキャリアの位相と振幅を求めることにより受信データを得る。
【００６６】
このように本発明においては、同期ずれによる位相誤差を補正しているので、バースト状に複数のＯＦＤＭシンボルＯＳが送信される場合に、個々のＯＦＤＭシンボルＯＳを正しく復調できる。
【００６７】
更に、ＯＦＤＭシンボルＯＳ自体に埋め込まれたパイロットキャリアＰＣに基づいて、同期ずれによる位相誤差を補償できるので、同期検出部の検出精度が劣っている、或いは同期検出部が無くても、高精度にデータを復調できる。
【００６８】
また、本発明は図１２および図１３に示した従来のＯＦＤＭ信号のようにフレーム構成で送信される場合にも適用できる。つまり、フレームを構成する各シンボル内にパイロットキャリアＰＣを埋め込むことにより、シンボル単位での同期ずれを補正できるので、ＯＦＤＭシンボルが連続的に入力される場合にも正しく同期補正できる。
【００６９】
後に詳述するが、同期基準シンボルＲＳに基づいてある程度同期をとった後、同期確立器で追い込めないずれに関して位相補償をかけて、さらに復調の精度を上げることができる。本発明が、同期シンボルＲＳを含む従来のＯＦＤＭ信号にも適用できることは、後ほど図９を参照して詳しく説明する。
【００７０】
図３を参照して、図２に示したＯＦＤＭ周波数軸信号ＳｆにおけるサブキャリアＳＣの詳細について更に説明する。周波数軸Ｆ上に配置された多数のサブキャリアＳＣの内、所定のサブキャリアに基準位相となる所定の複素数を割り当て、これをパイロットキャリアＰＣ（点線の矢印で表示）とする。パイロットキャリアＰＣに割り当てる複素数は、例えば（１，０）などを用いる。ただし、実部ｉおよび虚部ｑからなる複素数を“（ｉ，ｑ）”と表記するものとする。パイロットキャリアＰＣは、例えば一定周波数間隔のサブキャリアＳＣに割り当てられる。或いは、各パイロットキャリアＰＣの間に入るサブキャリアＳＣの数（つまり、サブキャリア間隔）が１，３，５，・・・のように、一定の増分で増加する周波数間隔のサブキャリアＳＣをパイロットキャリアＰＣに割り当ててもよい。さらに所定のＰＮ系列で規定される周波数間隔のサブキャリアに、パイロットキャリアＰＣを割り当てることもできる。このように、本発明においては、パイロットキャリアＰＣを一定周波数間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号、パイロットキャリアＰＣを所定の増分で増加する周波数間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号、パイロットキャリアＰＣ、および所定のＰＮ系列で規定される周波数間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号のいずれも正しく復調できる。
【００７１】
パイロットキャリアＰＣ以外のサブキャリアＳＣには送信データを割り当て、これをデータキャリアＤＣと呼ぶ。データキャリアＤＣに送信データを割り当てるには様々な変調方式を用いることができ、例えばＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどがある。また、隣接するデータキャリアＤＣ間で差動変調しても良く、例えば、ＤＱＰＳＫやＤＡＰＳＫなどを用いることができる。このように、差動変調に多値差動位相変調や多値差動振幅位相変調を用いることができる。
【００７２】
送信側は、このように構成したサブキャリアＳＣに逆フーリエ変換を施してＯＦＤＭ変調を行い時間領域信号ＳＴに変換したＯＦＤＭ信号に、ガードインターバルを付加する。ガードインターバルが付加されたＯＦＤＭ信号は、連続的に送信或いはＯＦＤＭシンボル毎にバースト的に送信される。
【００７３】
＜ＯＦＤＭ変調装置＞
以下、本発明のＯＦＤＭ変調装置の実施形態について説明する。
図１６は、本発明のＯＦＤＭ変調装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。この第１の実施形態のＯＦＤＭ変調装置は、データ変調部２０１と直並列変換部２０３とＯＦＤＭ信号生成部２００とを備えており、ＯＦＤＭ信号生成部２００は、逆フーリエ変換部２０５と、ガード挿入部２０７と、直交変調部２０９と、発振器２１１と、Ｄ／Ａ変換器２１３と、ローパスフィルタ２１５とを有している。送信データＳＤは、このＯＦＤＭ変調装置におけるデータ変調部２０１に入力される。データ変調部２０１は、この送信データＳＤを所定のブロックに区切り、各ブロックのデータを、各サブキャリアの位相と振幅に対応する１個の複素数（またはベクトル）に変換し、その複素数を各サブキャリアに割り当てる（このようにして各ブロックのデータに対応する複素数の割り当てられたサブキャリアを「データキャリア」という）。また、データ変調部２０１は、送信データＳＤの供給を受ける他、位相と振幅に対応する既知複素数の割り当てられたパイロットキャリアＰＣおよびパイロットキャリアの挿入に対応するタイミング信号Ｓitの供給を受け、そのタイミング信号Ｓitに基づき、データキャリアに対しパイロットキャリアＰＣを挿入する。このようにしてパイロットキャリアＰＣがデータキャリアに埋め込まれることにより、伝送に使用されるサブキャリアが周波数軸上の伝送サブキャリアＳＣとして得られる。これらの周波数軸上の伝送サブキャリアＳＣの位相と振幅に対応するデータが、１シンボル期間に相当する伝送サブキャリアを単位として、直並列変換部２０３で並列データに変換された後に逆フーリエ変換部２０５に入力される。逆フーリエ変換部２０５は、その並列データを逆フーリエ変換することにより、時間領域信号Ｓｔに変換する。この時間領域信号Ｓｔは、ガード挿入部２０７によりガードインターバルを付加された後、直交変調器２０９において、発振器２１１により生成された信号を用いて直交変調される。この直交変調後の信号は、Ｄ／Ａ変換器２１３によりアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ２１５を経て、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’としてＯＦＤＭ変調装置から出力される。
【００７４】
図１７は、本発明のＯＦＤＭ変調装置の第２の実施形態の構成を示すブロック図である。この第２の実施形態のＯＦＤＭ変調装置は、差動変調部２３１と直並列変換部２０３とＯＦＤＭ信号生成部２００とを備えており、ＯＦＤＭ信号生成部２００は、逆フーリエ変換部２０５と、ガード挿入部２０７と、直交変調部２０９と、発振器２１１と、Ｄ／Ａ変換器２１３と、ローパスフィルタ２１５とを有している。この第２の実施形態における構成要素のうち、第１の実施形態と同一の構成要素については同一の参照符号が付されている。
【００７５】
送信データＳＤは、上記のＯＦＤＭ変調装置における差動変調部２３１に入力される。差動変調部２３１は、この送信データＳＤを所定のブロックに区切り、各ブロックのデータを用いて次のような差動変調を行う。すなわち、差動変調部２３１は、図１８に示すように、後述のパイロットキャリアを基準に、周波数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調を行う。この差動変調の方式として差動位相変調方式を用いるものとすると、差動変調部２３１は、送信データＳＤを構成する各ブロックのデータを、周波数方向に隣接するサブキャリアの位相差に対応させる（このようにして各ブロックのデータの割り当てられたサブキャリアを本実施形態においても「データキャリア」という）。また、差動変調部２３１は、送信データの供給を受ける他、位相と振幅に対応する既知複素数の割り当てられたパイロットキャリアＰＣおよびパイロットキャリアの挿入に対応するタイミング信号Ｓitの供給を受け、そのタイミング信号Ｓitに基づき、データキャリアに対しパイロットキャリアＰＣを挿入する。なお、本実施形態のように差動変調を用いる場合には、挿入される各パイロットキャリアＰＣの位相が同一となるように既知複素数が割り当てられる。このようにしてパイロットキャリアＰＣがデータキャリアに埋め込まれることにより、伝送に使用されるサブキャリアが周波数軸上の伝送サブキャリアＳＣとして得られる。この周波数軸上の各伝送サブキャリアＳＣの位相と振幅に対応するデータが、１シンボル期間に相当する伝送サブキャリアを単位として、直並列変換部２０３で並列データに変換された後に逆フーリエ変換部２０５に入力される。以降、上記の第１の実施形態と同様にして、逆フーリエ変換部２０５、ガード挿入部２０７、直交変調部２０９、発振器２１１、Ｄ／Ａ変換器２１３およびローパスフィルタ２１５により、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’が生成される。
【００７６】
このような第２の実施形態によれば、周波数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調が行われるため、従来のように隣接シンボル間で差動変調が行われる場合とは異なり、塊になったデータが間欠的に現れるように構成されたバースト状のＯＦＤＭ信号が送信されるときであっても効率良く変調および復調を行うことができ、ＯＦＤＭ信号がバースト状である場合の伝送効率が向上する。
【００７７】
＜ＯＦＤＭ復調装置＞
以下、本発明のＯＦＤＭ復調装置の実施形態について説明する。
【００７８】
（第１の実施形態)
図１を参照して、本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置について説明する。本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰは、サブキャリア分離部１０と位相補正器１１とデータ復調器１３とを備えている。サブキャリア分離部１０は、Ａ／Ｄ変換器１、直交検波器３、および高速フーリエ変換器５を有し、位相補正器１１は、データキャリア位相誤差推定器７およびデータキャリア位相補正器９を有している。
【００７９】
Ａ／Ｄ変換器１、直交検波器３、および高速フーリエ変換器５は、図１４に示した従来のＯＦＤＭ復調装置ＤＭＣにおけるＡ／Ｄ変換器１０１、直交検波器１０３、および高速フーリエ変換器１０５のそれぞれと基本的に同様の構成である。Ａ／Ｄ変換器１は入力されたＯＦＤＭ信号Ｓｏ’をアナログ／デジタル変換してＯＦＤＭ信号Ｓｏ”を生成し、直交検波器３はＯＦＤＭ信号Ｓｏ”を直交検波してベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂ’を生成し、そして高速フーリエ変換器５はベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂ’に高速フーリエ変換処理を施してサブキャリア信号Ｓｃ’を生成する。
【００８０】
しかしながら、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰには、従来のＯＦＤＭ復調装置ＤＭＣに於けるクロック同期確立器１０２、周波数同期確立器１０４、およびシンボル同期確立器１０６に相当する手段が設けられていない。その結果、生成されたこれらの信号Ｓｏ”、Ｓｂ’、およびＳｃ’は、サンプリングクロック、サブキャリア信号の周波数、およびシンボル窓について同期確立されていない。
【００８１】
このように同期が取れていないサブキャリア信号Ｓｃ’は、データキャリア位相誤差推定器７およびデータキャリア位相補正器９に出力される。データキャリア位相誤差推定器７は、ＯＦＤＭ復調されたサブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣに基づいて受信ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中のデータキャリアＤＣの位相誤差を推定し、推定された位相誤差の補正量ＳＨＣを表す位相誤差補正信号Ｓｈｃを生成してデータキャリア位相補正器９に出力する。
【００８２】
データキャリア位相補正器９は、この位相誤差補正信号Ｓｈｃに基づいて、サブキャリア信号Ｓｃ’中のデータキャリアＤＣを直接補正することでクロックずれ、周波数ずれ、およびシンボルずれ（ＦＦＴ時間窓ずれ）による影響（位相回転）を補正して位相補正サブキャリア信号Ｓｃｒとして、データ復調器１３に出力する。データキャリア位相誤差推定器７とデータキャリア位相補正器９とは、ＯＦＤＭ信号の位相を補正する位相補正器１１を構成している。
【００８３】
なお、データキャリア位相誤差推定器７による位相誤差補正量を求める方法は、サブキャリアＳＣの位相変調方式により異なる。例えば、ＱＰＳＫやＱＡＭ変調のようにサブキャリアが絶対位相変調されている場合には各サブキャリアの絶対位相誤差（送受信間の位相誤差）を求める。また、ＤＱＰＳＫやＤＡＰＳＫ変調のようにサブキャリア間で差動変調されている場合はサブキャリア間の相対位相誤差を求める。但し、サブキャリア間が差動変調されている場合にも、絶対位相誤差を求めることによって位相誤差補正量を求めることができる。位相補正器１１の具体的な構成について、図４、図６、および図８を参照して以下に詳しく説明する。
【００８４】
（第１実施例）
図４を参照して、本発明の第１実施例に係る位相補正器１１について述べる。本実施例では、サブキャリアＳＣが絶対位相変調されているＯＦＤＭ信号の復調に特に適している。絶対位相変調されているサブキャリアＳＣの位相を補正する位相補正器１１Ａは、サブキャリアＳＣの絶対位相誤差を求めるデータキャリア位相誤差推定器７Ａとデータキャリア位相補正器９から構成される。さらに、データキャリア位相誤差推定器７Ａは、パイロットキャリア位置検出器８ａ、パイロットキャリア抽出器８ｂ、パイロットキャリアメモリ８ｃ、位相差演算器８ｄ、位相変化量演算器８ｅ、および位相補正量演算器８ｆより成る。パイロットキャリア位置検出器８ａには、送信側で何番のサブキャリアがパイロットキャリアに割り当てられているかの情報が保存されている。パイロットキャリアメモリ８ｃには、送信側で既知の複素数を割り当てた送信パイロットキャリアＰＣの情報ＳＰＣが予め保持されている。
【００８５】
ＦＦＴ回路５で周波数領域の信号Ｓｆに変換された受信データＳｃ’には、図２に示したように同一時間上に各サブキャリアＳＣが分離されて、その周波数順に配列されている。このように分離配列されたの複数個のサブキャリアを示す複素数データが得られる。これら複数の分離されたサブキャリアＳＣのそれぞれはパラレルにデータキャリア位相誤差推定器７Ａのパイロットキャリア位置検出器８ａおよびパイロットキャリア抽出器８ｂの双方に入力される。
【００８６】
パイロットキャリア位置検出器８ａは、送信側で割り当てられた順番に基づいて、サブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣの位置を検出してパイロットキャリア位置信号Ｌｐｃを生成してパイロットキャリア抽出器８ｂおよびパイロットキャリアメモリ８ｃに出力する。しかしながら、この送信側でサブキャリアに割り当てられた順番に基づいてパイロットキャリアの位置を検出する方法は、ＯＦＤＭ信号の周波数オフセットがキャリア間隔以上になるとＦＦＴ回路５の出力であるサブキャリアＳＣ中のデータキャリアの位置がずれるため、パイロットキャリアＰＣの位置を正しく検出することができない。このような場合には、送信側でパイロットキャリアＰＣとデータキャリアＤＣとを異なるパワーレベルで変調しておき、その変調パワーレベルに基づいてパイロットキャリアＰＣの位置を検出するようにしても良い。
【００８７】
パイロットキャリア抽出器８ｂは、入力されたサブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣを抽出する。すなわち、パイロットキャリア抽出器８ｂは、パイロットキャリア位置信号Ｌｐｃに基づき、パイロットキャリア位置検出器８ａで検出されたパイロットキャリアＰＣの位置に相当するサブキャリアＳＣを抽出して、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃを生成すると共に、位相差演算器８ｇに出力する。
【００８８】
パイロットキャリアメモリ８ｃは、パイロットキャリア位置信号Ｌｐｃに基づいて、検出されたパイロットキャリアＰＣの位置に対応するパイロットキャリアＰＣの情報ＳＰＣ（すなわちパイロットキャリアＰＣに割り当てられた既知複素数）を自身から読み出して、送信パイロットキャリア信号Ｓｐｃとして位相差演算器８ｄに出力する。
【００８９】
位相差演算器８ｄは、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃと送信パイロットキャリア信号Ｓｐｃに基づいて、パイロットキャリア抽出回路８ｂで抽出された受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)と、パイロットキャリアメモリ８ｃに保持されている送信パイロットキャリアＰＣ(Ｓ)を比較し、その位相差ＰＤを求める。位相差ＰＤは、受信パイロットキャリアに割り当てられた複素数Ａと、送信パイロットキャリアに割り当てられた複素数Ｂを入力とし、複素数Ａと複素数Ｂの共役複素数とを乗算し、得られた複素数Ｃ＝（ｉ，ｑ）から逆正接arctan(q/i) を演算して求めることができる。
【００９０】
位相差ＰＤは、また、複素数Ａと複素数Ｂの位相を、それぞれ逆正接arctan演算で求め、それらを引き算することで求めることもできる。このようにして求められた位相差ＰＤは、各キャリアが送信時の位相から受信側の周波数ずれおよび時間ずれによってどれだけ位相回転したかを表わす。位相差演算器８ｄは更に、位相差ＰＤを示す送受信間位相差信号Ｓｐｄを生成して、位相変化量演算器８ｅおよび位相補正量演算器８ｆの双方に出力する。
【００９１】
位相変化量演算器８ｅは、送受信間位相差信号Ｓｐｄに基づいて、各パイロットキャリアの送受信間位相差ＰＤとキャリア周波数から、キャリア周波数に対する送受信間の位相差変化量ＡＰＤを求める。位相変化量ＡＰＤは、各パイロットキャリア間の位相変化を補間することで求めることができる。なお、キャリア周波数は各パイロットキャリアの周波数であるので、各パイロットキャリアの位置を知ることにより求めることができる。
【００９２】
例えば、各パイロットキャリアの送受信間位相差ＰＤを縦軸に、キャリア周波数を横軸にとり、直線近似することでこの直線の傾きを求め、この傾きから位相変化量を求めることができる。また、任意のパイロットキャリア間の送受信間位相差の差をそのパイロットキャリアＰＣ間のキャリア周波数差で割ることで、２つのパイロットキャリア間の位相変化量を求めることもできる。さらにそれをシンボル内の各パイロットキャリアＰＣで順に計算し、その平均値を求めることでより高精度に位相変化量を求めることができる。つまり、任意の二つのパイロットキャリアＰＣをＰＣａとＰＣｂとし、パイロットキャリアＰＣａの送受信間位相差φａとパイロットキャリアＰＣｂの送受信間位相差φｂとの差φａ−φｂをＰＣａとＰＣｂの周波数差Ｆａ−Ｆｂで割ると、パイロットキャリアＰＣａとＰＣｂの間における、キャリア周波数に対する位相変化量△φが求まる。すなわち、次式により位相変化量Δφが求まる。
△φ＝（φａ−φｂ）／（Ｆａ−Ｆｂ）
【００９３】
更に詳述すれば、各サブキャリアの位相誤差φ(ｋ)を全て元に戻す必要があるので、各サブキャリアの補正量φ’(ｋ)は、先頭のキャリアの位相誤差φ(ｋ)に△φを累積していけば良い。それ故、補正量は、φ’(ｋ)＝−（ｋ△φ＋φ(０)）で表すことができる。
【００９４】
図５を参照して、以下に、周波数ずれΦｆおよび時間ずれΦｔによる位相回転について説明する。同図において、Θ(ＰＣｎ)はｎ番目のパイロットキャリアＰＣの送受信間位相差ＰＤを、ΔΦはキャリア間の位相誤差を、ｋはデータキャリアＤＣの番号を表す。ｎとｋは正の整数である。各データキャリアＤＣは、Θ(ＰＣn )を基準にΔΦが累算された分だけ位相回転を起こしている。よって、各データキャリアの位相補正量ＳＨＣはパイロットキャリアＰＣの送受信間位相差Θ(ＰＣn )を基準に、位相変化量演算器８ｅで求めた位相誤差ΔΦに相当する位相変化量ＡＰＤを累算することで求められる。これにより、各データキャリアＤＣが周波数ずれΦｆおよび時間ずれΦｔにより送信時の位相から回転した位相回転量を求めることができる。
【００９５】
位相変化量演算器８ｅは、このようにして求めた位相変化量ＡＰＤを示す送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄを生成して位相補正量演算器８ｆに出力する。
【００９６】
位相補正量演算器８ｆは、送受信間位相差信号Ｓｐｄおよび送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄに基づいて、各パイロットキャリアの送受信間位相差ＰＤとキャリア周波数に対する位相変化量ＡＰＤとから、各データキャリア毎の位相補正量ＳＨＣを求めて位相誤差補正信号Ｓｈｃを生成する。各データキャリア毎の位相補正量ＳＨＣを求めるには、連続する二つのパイロットキャリアＰＣ１およびＰＣ２が入力された時点で、その二つのパイロットキャリアＰＣ１およびＰＣ２間のデータキャリアＤＣの補正量を算出する方法と、１シンボル内のすべてのパイロットキャリアＰＣが入力された時点で１シンボル内のすべてのデータキャリアＤＣを一括してデータキャリアＤＣの補正量を求める方法との二通りの方法がある。
【００９７】
データキャリア位相補正器９は、位相誤差補正信号Ｓｈｃに基づいて、各データキャリア毎の位相補正量ＳＨＣに基づき、各データキャリアの位相を位相補正量分だけ戻すことで位相補正を行う。上述のように、位相補正量演算器８ｆが複数のパイロットキャリアＰＣに基づいて位相補正量ＳＨＣを演算し終わる迄の間、少なくともその複数のパイロットキャリアＰＣ間に位置するデータキャリアＤＣの位相補正はできないので、その間それらのデータキャリアＤＣを保持しておく必要がある。このデータキャリアＤＣの保持のためには、適当な容量のバッファをデータキャリア位相補正器９に設けるか、或いは高速フーリエ変換器５中に設けられているフーリエ演算時に必要とされるバッファを読み出しタイミングを適切に制御することで共用できる。位相補正された各データキャリアＳｃｒは、データ復調器１３で復調されて、送信データＳｄ’が再生される。
【００９８】
第１実施例においては、データキャリアＤＣの変調にはどのような方式を用いても良く、例えばＱＰＳＫや１６ＱＡＭ、またＤＱＰＳＫや１６ＤＡＰＳＫなどの差動変調方式を用いてもよい。これらの演算は例えばＤＳＰなどを用いることで実現することができる。さらにＦＦＴ以降の処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実行することで処理することもできる。
【００９９】
（第２実施例）
図６を参照して、本発明の第２実施例に係る位相補正器１１について述べる。本実施例に於ける位相補正器１１Ｂは、第１実施例に係る位相補正器１１Ａと異なり、ＯＦＤＭ変調装置の上記第２の実施形態によって得られるＯＦＤＭ信号のようにサブキャリアＳＣが差動変調されているＯＦＤＭ信号の復調に特に適している。データキャリアＤＣを周波数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調している場合、周波数ずれによる一定の位相回転は差動復調によりキャンセルされるが、隣接キャリアの位相差に時間ずれによる位相誤差が加えられ、正しく差動復調することができない。
【０１００】
図７に、差動変調によるＯＦＤＭ信号の様子を示す。ｋはサブキャリアＳＣの番号を表す。送信側ではサブキャリアｋとサブキャリアｋ＋１の位相差Θに送信データを割り当てる。時間ずれが生じた場合、各サブキャリア周波数に比例して位相誤差が生じる。そのため、サブキャリアｋ＋１はサブキャリアｋに対し、本来の位相差から更に位相誤差ΔΦだけ回転した(ｋ＋１)’となる。
【０１０１】
サブキャリア(ｋ＋１)’とサブキャリアｋの位相差はΘ＋ΔΦとなり、この隣接サブキャリアで差動復調を行っても、正しく送信データを再生することができなくなる。そこで、本実施例は、隣接サブキャリア間の位相誤差のみを求め、位相補正を行うために、以下に述べるように構成される。本実施例に係るＯＦＤＭ復調器は、位相補正器１１Ａが位相補正器１１Ｂに変わると共に、データ復調器１３が差動復調器１５と交換された構造を有している。
【０１０２】
位相補正器１１Ｂは位相補正器１１Ａのデータキャリア位相誤差推定器７Ａがデータキャリア位相誤差推定器７Ｂに交換された構成を有している。データキャリア位相誤差推定器７Ｂは、データキャリア位相誤差推定器７Ａのパイロットキャリア位置検出器８ａおよびパイロットキャリアメモリ８ｃが取り除かれ、位相差演算器８ｄが位相演算器８ｇに交換されると共に、位相補正量演算器８ｆに対する位相差演算器８ｄの出力を取りやめた構成を有している。
【０１０３】
ＦＦＴ回路５で周波数領域に変換し各サブキャリアに分離した受信データＳｃ’は、データキャリア位相誤差推定器７Ｂのパイロットキャリア抽出器８ｂに入力される。
【０１０４】
パイロットキャリア抽出器８ｂは、サブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣを抽出して、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃ’を生成すると共に、位相演算器８ｇに出力する。
【０１０５】
位相演算器８ｇは、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃ’に基づいて、パイロットキャリア抽出器８ｂで抽出された受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)の位相を求める。位相演算は、入力される受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)に割り当てられた複素数（ｉ，ｑ）から逆正接arctan(q/i) を演算することで受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)の位相ＰＨを求めることができる。また、複素数（ｉ，ｑ）からｑ／ｉを演算することにより受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)の位相の近似値を求めるようにしてもよい。
【０１０６】
本実施例においては、ＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリアは周波数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調されているため、サブキャリア間の位相誤差がどれだけあるかを求めれば良く、各サブキャリアが送信時の位相からどれだけ回転したかは考慮しなくて良い。また、このように差動変調されていることに加えて、送信パイロットキャリアのそれぞれの位相は同一であるため、第１実施例のデータキャリア位相誤差推定器７Ａ（位相差演算器８ｄ）のように、受信パイロットキャリアと送信パイロットキャリアとの間で位相を比較して送受信間位相差を求める必要はない。このようにして、受信パイロットキャリアの位相ＰＨを検出した後に、位相演算器８ｇは受信パイロットキャリア位相信号Ｓｐｈを生成して位相変化量演算器８ｅに出力する。
【０１０７】
位相変化量演算器８ｅは、受信パイロットキャリア位相信号Ｓｐｈに基づいて、位相演算器８ｇで求めた受信パイロットキャリアＰＣ（Ｒ）の位相ＰＨとキャリア周波数から、第１実施例と同様に直線近似等の方法を用いてキャリア周波数に対する送受信間の位相変化量ＡＰＤ’を求める。そして、求めた位相変化量ＡＰＤ’を示す送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄ’を位相補正量演算器８ｆに出力する。
【０１０８】
位相補正量演算器８ｆは、送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄ’に基づいて、キャリア間の位相補正量ＨＣを求める。本実施例においては、データキャリアＤＣは隣接キャリア間で差動変調されているため、隣接キャリア間での時間ずれによる位相回転量だけを補正すればよい。この場合、位相補正量演算器８ｆは、比較するキャリア間のキャリア周波数に対する位相誤差を補正する位相補正量を演算する。例えば、隣接キャリア間で比較する場合、１キャリア周波数間隔分の位相誤差を求めるので、位相変化量演算器８ｅで求めたキャリア周波数に対する位相変化量ＡＰＤ’が位相誤差ΔΦに相当する。２キャリア周波数間隔分離れたキャリアを比較して、２ΔΦを演算することで位相補正量が求まる。
【０１０９】
更に詳述すると、差動変調ではサブキャリアＳＣ間の位相差に情報を乗せているので、データに割り当てられた位相差はθk+1−θk＝θｄ（ θkはｋ番目のサブキャリアの位相）で表される。ＯＦＤＭ信号が受信側で受信された後に、サブキャリアＳＣに同じ位相誤差が発生しても、位相差は変わらない。ところが、サブキャリア周波数(ｋ)に比例する位相誤差ｋ△φがあると、θk'+1−θk'＝θｄ＋△φとなる。よって、補正量として△φを求めれば良い。
【０１１０】
データキャリア位相補正器９は、位相補正量演算器８ｆで求めた位相補正量ＨＣに基づき、高速フーリエ変換器５が出力する各データキャリアＳｃ’の位相を補正する。位相補正は、差動復調を行う２つのデータキャリアに対して、そのデータキャリア間に対する位相補正量分だけ位相を戻すことで行う。
【０１１１】
差動復調器１５は、データキャリア位相補正器９から出力された位相補正サブキャリア信号Ｓｃｒを差動復調して送信データＳｄ’を再生する。
【０１１２】
本実施例において、データキャリアの変調には、隣接キャリア間での差動変調方式を用い、例えばＤＱＰＳＫなどの多値差動位相変調や１６ＤＡＰＳＫなどの多値差動振幅位相変調方式を用いることができる。このように、隣接データキャリアを差動変調しておくことで、受信側における位相補正量の演算は簡単になり、第１実施例に比べ構成を簡単にできる。本実施例においては、サブキャリア自体の位相補正、つまり時間ずれの位相誤差を補正する。そして、補正されたサブキャリア間の位相差を求めることによって、周波数ずれの位相誤差をキャンセルすると共に求められた位相差をデマッピングしてデータを復調する。
【０１１３】
これらの演算は第１実施例同様、ＤＳＰなどを用いて実現することができる。さらにＦＦＴ以降の処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実行することで処理することもできる。
【０１１４】
（第３実施例)
図８を参照して、本発明の第３実施例に係る位相補正器１１について述べる。本実施例に於ける位相補正器１１Ｃは、第２実施例に係る位相補正器１１Ｂと同様に、サブキャリアＳＣに対し周波数方向に隣接するサブキャリア間での差動変調が行われているＯＦＤＭ信号の復調に特に適している。位相補正器１１Ｃは、第２実施例に係る位相補正器１１Ｂのデータキャリア位相補正器９と高速フーリエ変換器５との間にキャリア間位相差演算器６を挿入すると共に、差動復調器１５をデータ復調器１３に戻した構成である。よって、データキャリア位相誤差推定器７Ｂの構成および動作については説明済みであるので、キャリア間位相差演算器６に関してのみ説明する。
【０１１５】
キャリア間位相差演算器６は、高速フーリエ変換器５からの出力であるサブキャリアＳｃ’から、送信データに相当する隣接サブキャリア間の位相差を演算し、演算結果を位相差信号Ｓｃ”として、データキャリア位相補正器９に出力する。位相差信号Ｓｃ”において、周波数ずれによる位相誤差は既にキャンセルされているが時間ずれによる位相誤差は含まれたままである。
【０１１６】
データキャリア位相補正器９は、位相誤差補正信号Ｓｈｃに基づいて、位相差信号Ｓｃ”の位相補正を行った後、位相補正サブキャリア信号Ｓｃｒをデータ復調器１３に出力する。
【０１１７】
本実施例においても、第２実施例と同様にデータキャリアの変調方式は周波数方向の隣接キャリア間での差動変調を用い、例えばＤＱＰＳＫなどの多値差動位相変調や１６ＤＡＰＳＫなどの多値差動振幅位相変調などを用いることができる。さらに、これらの演算は第１実施例同様ＤＳＰなどを用いて実現することができる。さらにＦＦＴ以降の処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実行することで処理することもできる。このように、本実施例においては、キャリア間位相差演算によってサブキャリア間の位相差を求めるときに、周波数ずれの位相誤差がキャンセルされる。その後に、求められたサブキャリア間の位相差を補正することによって時間ずれの位相誤差を補正する。そして、補正された位相差をデマッピングしてデータを復調する。
【０１１８】
以上に述べたように、本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰは、ＯＦＤＭシンボル内に埋め込まれた既知の位相を有するパイロットキャリアＰＣに基づいて位相補正を行うために、図１３に示すＯＦＤＭ信号のように同期シンボルＲＳがフレームに挿入されていなくても、正確な復調が可能である。
【０１１９】
（第２の実施形態）
図９を参照して本発明の第２実施例に係るＯＦＤＭ復調装置について以下に説明する。本実施形態にかかるＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰ’は、同期シンボルＲＳとフレームで構成されて送信される従来のＯＦＤＭ信号の復調に適している。本実施形態で用いられるＯＦＤＭ信号は、図１３に示すフレームを構成する各シンボル内に、図２および図３に示したパイロットキャリアＰＣを埋め込んだ構造を有する。ＯＦＤＭ信号をこのように構成することによって、同期基準シンボルＲＳに基づいて、図１４に示した各同期確立器によってある程度同期をとり、同期確立器で追い込めないずれに関しては、図１に示す位相補正器１１によって位相補償をして、さらに復調の精度を上げるようにしたものである。
【０１２０】
つまり、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰ’は、図１に示すＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰに、図１４に示したクロック同期確立器１０２、周波数同期確立器１０４、およびシンボル同期確立器１０６が追加された構造を有する。その結果、上述のように、高速フーリエ変換器５は、シンボル時間窓信号Ｓｓｔに基づいて、ベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂに高速フーリエ変換処理を施す。そして、ベースバンド帯域の信号Ｓｂを個々のＯＦＤＭシンボルＯＳ毎に、時間領域の信号を周波数領域の各サブキャリアＳＣに分離してシンボル同期の確立したサブキャリア信号Ｓｃを生成して位相補正器１１に出力する。このサブキャリア信号Ｓｃは、シンボル窓の同期確立に併せて、サンプリングクロック同期およびキャリア信号の周波数同期が確立されている。
【０１２１】
以降、この同期が確立されたサブキャリア信号Ｓｃに対して、第１実施形態に関して説明した種々の位相補正器１１、１１Ａ、１１Ｂ、および１１Ｃのいずれかによって位相補正を施して、より精度の高い復調を可能にするものである。
【０１２２】
なお、本実施形態において、アナログのＯＦＤＭ信号Ｓｏ’に対してＡ／Ｄ変換を行う際、受信側サンプリングクロックと送信側のサンプリングクロックとの間にずれがある場合について説明する。ＯＦＤＭ復調は一つのＯＦＤＭシンボル期間毎にＦＦＴ演算を施すことにより、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換して、各サブキャリアに分離する。ＦＦＴ回路には、ＦＦＴに用いるポイント数だけのデータ（信号値）を１つのＯＦＤＭシンボルから取り出して入力する。これを有効シンボル期間という。ＦＦＴに用いるポイント数は、例えば１０２４または５１２などである。送受信間でサンプリングクロックずれが生じた場合、同じポイント数（例えば１０２４）だけデータを取り込んだとしても、時間ずれが生じる。
【０１２３】
図１０に、このような送受信間での時間ずれを生じた様子を示す。ＯＳｒは、受信したＯＦＤＭシンボルの一つを示す。受信ＯＦＤＭシンボルからガードインターバルを取り除き、ＦＦＴに用いる１０２４ポイント分のデータ、すなわち有効シンボル期間を取り出す。ＯＳｅｓは、送信側でこのシンボルを発生した時の有効シンボル期間を示している。送受信間でサンプリングクロックにずれが生じた場合、受信側で取り込む有効シンボル期間はＯＳｅｒに示すようになり、本来の有効シンボル期間と時間ずれが生じる。
【０１２４】
このようにして取り込んだ有効シンボル期間に対しＦＦＴ演算を施すと、有効シンボル期間の時間ずれにより各サブキャリアに位相回転が生じる。この様子を図５に示す。有効シンボル期間の時間ずれによる位相回転量はサブキャリア周波数に比例する。また、送受信間で周波数ずれがある場合に直交検波を行うと、各サブキャリアはサブキャリア周波数に依らず一定値だけ位相回転を起こす。
【０１２５】
よって、各受信サブキャリアは周波数ずれによる一定の位相回転とキャリア周波数に比例する位相回転を起こす。ＯＦＤＭ信号のサブキャリアは一定周波数間隔で配置されるため、隣接サブキャリア間の位相回転量は一定値となる。図１１はこれを示している。ｋはサブキャリア番号を表す。
【０１２６】
時間ずれによる位相回転量は周波数に比例するため、この直線の傾きから隣接キャリア間の位相変化量が求まり、これが隣接キャリア間の位相誤差ΔΦに相当する。よって、受信側で周波数ずれによる一定の位相回転と時間ずれによるキャリア周波数に比例する位相回転を求め、データキャリアの位相を補正することで正しくデータを復調できる。そこで本実施形態においては、ＯＦＤＭ復調し各サブキャリアに分離した受信信号を、上述の如く位相補正を行った後にデータ復調を行う。
【０１２７】
以上詳述したように本発明によれば、送信側と受信側との間に周波数ずれおよび時間ずれがある場合でも、データを正しく復調することができる。またバースト状に送信されるＯＦＤＭ信号には、安定したクロック同期が非常に困難であるが、本発明では、ＯＦＤＭシンボル毎に周波数ずれ、時間ずれによる位相誤差の補正が可能なので、そのようなバースト状のＯＦＤＭ信号であってもデータを正しく復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図。
【図２】本発明に係るＯＦＤＭ信号およびその変調と復調の基本概念についての説明図。
【図３】図２に示したＯＦＤＭ周波数軸信号に於けるサブキャリアの詳細な構成についての説明図。
【図４】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の第１実施例を示すブロック図。
【図５】周波数ずれ、および時間ずれによる位相回転についての説明図。
【図６】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の第２実施例を示すブロック図。
【図７】差動変調によるＯＦＤＭ信号の様子を示す説明図。
【図８】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の第３実施例を示すブロック図。
【図９】本発明の第２実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図。
【図１０】送受信間での時間ずれを生じたＯＦＤＭ信号の様子を示す説明図。
【図１１】ＯＦＤＭ信号に於ける時間ずれによる隣接キャリア間の位相回転の説明図。
【図１２】従来例のＯＦＤＭ伝送フレームの説明図。
【図１３】従来のＯＦＤＭ信号の周波数領域および時間領域での状態の説明図。
【図１４】従来のＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図。
【図１５】ＯＦＤＭ信号を用いた伝送システムを示す図。
【図１６】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図。
【図１７】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の第２の実施形態の構成を示すブロック図。
【図１８】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の第２の実施形態における差動変調を説明するための図。
【符号の説明】
ＤＭＰ、ＤＭＰ’…ＯＦＤＭ復調装置
１ …Ａ／Ｄ変換器
３ …直交検波器
５ …ＦＦＴ回路
６ …キャリア間位相差演算器
７ …データキャリア位相誤差推定器
８ａ …パイロットキャリア位置検出器
８ｂ …パイロットキャリア抽出器
８ｃ …パイロットキャリアメモリ
８ｄ …位相差演算器
８ｅ …位相変化量演算器
８ｆ …位相補正量演算器
８ｇ …位相演算器
９ …データキャリア位相補正器
１０ …サブキャリア分離部
１１ …位相補正器
１３ …データ復調器
１５ …差動復調器
１２０…送信装置
１２１…ＯＦＤＭ変調装置
１３０…伝送路
１４０…受信装置
１４１…ＯＦＤＭ復調装置
２００…ＯＦＤＭ信号生成部
２０１…データ変調部
２３１…差動変調部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a modulation device and a demodulation device used for orthogonal frequency division multiplexing (hereinafter referred to as “OFDM”) transmission, and more particularly to a phase correction technique.
[0002]
[Prior art]
In recent years, transmission schemes using OFDM technology have attracted attention in digital audio broadcasting for mobiles and terrestrial digital television broadcasting. This OFDM technology is a type of multi-carrier modulation, in which data to be transmitted (transmission data) is assigned to a number of subcarriers that are orthogonal to each other between adjacent neighbors, and further converted to a time-domain digital modulation signal by inverse Fourier transform. To generate an OFDM signal. In OFDM transmission, an OFDM signal generated by performing the above-described processing on transmission data on the transmission side is transmitted to the reception side. On the receiving side, the transmitted data is reproduced by performing a process opposite to the process performed on the transmitting side on the transmitted OFDM signal. The OFDM signal has a characteristic that it is difficult to be affected by delay waves such as multipath because the period of each data divided into subcarriers becomes long.
[0003]
  OFDM demodulation is quadrature detectionvesselIs performed by subjecting the OFDM signal down-converted to the baseband band by a Fourier transform process using a fast Fourier transform (hereinafter referred to as “FFT”) circuit. At this time, quadrature detectionvesselIn the FFT, it is necessary to establish accurate frequency synchronization between transmission and reception. In the FFT, one symbol period is accurately captured from the received OFDM signal with a prescribed clock, and Fourier transform is performed to obtain the phase and amplitude information of each subcarrier. Need to get.
[0004]
When there is a frequency shift and a time shift that cannot accurately capture one symbol period with respect to the OFDM signal in each transmission / reception, each subcarrier causes phase rotation and transmission data cannot be reproduced. As described above, accurate frequency synchronization, symbol synchronization, and clock synchronization are required for OFDM demodulation, and in the conventional OFDM demodulator, it is necessary to establish each of frequency synchronization, symbol synchronization, and clock synchronization using a synchronization symbol. There is. For this reason, as shown in FIG. 11, the OFDM signal So is composed of a plurality of OFDM symbols OS each composed of a plurality of (..., k, k + 1, k + 2,...) Subcarriers SC. A synchronization symbol is inserted for each frame and transmitted. In the figure, the vertical axis represents the phase φ, and the horizontal axis represents the subcarrier frequency F. Δφ indicates a phase error between adjacent subcarriers.
[0005]
Furthermore, as shown in FIG. 12, one transmission frame Fr is configured by inserting a null symbol as a synchronization symbol RS at the head of n (n is an integer of 1 or more) OFDM symbols OS. Synchronization is established by detecting symbols continuously. Note that the null symbol does not have to be OFDM-modulated, and a signal from which synchronization information can be easily obtained can be used. That is, since the OFDM signal So has a random noise waveform, it is difficult to obtain the synchronization information directly from the time axis waveform. Therefore, a sinusoidal waveform signal can be used for frequency synchronization, and a waveform signal modulated by an amplitude shift keying (ASK) system that can easily extract a clock component can be used for clock synchronization.
[0006]
With reference to FIG. 13, the concept of the OFDM signal configured as described above will be described. The state SF in the frequency domain of the OFDM signal is schematically shown in the left half of the figure, and the state ST in the time domain is schematically shown in the right half of the figure. The frequency axis signal SF is configured by arranging each of the OFDM symbols OS1 to OSn so that a large number of subcarriers SC are orthogonally crossed on the frequency axis F. The time axis signal ST is generated by subjecting the frequency axis signal SF to inverse Fourier transform and OFDM modulation. Each subcarrier SC is arranged with a subcarrier at an interval P = 1 / PS (Hz) subjected to primary modulation on the transmission side, and is converted into a signal ST on the time axis T in the symbol period PS (sec) by inverse Fourier transform. The
[0007]
In the case of transmission from the transmission side, the OFDM symbol OS and the synchronization reference symbol RS constitute an OFDM signal transmission frame for transmission. The synchronization reference symbol RS does not need to be an OFDM modulated symbol, and may be a signal having a waveform that is easy to use for synchronization processing.
[0008]
On the receiving side, only the synchronization reference symbol RS is extracted from the input signal ST on the time axis, and synchronization control is performed. The OFDM symbol OS is cut out every symbol period PS, and further subjected to Fourier transform to be converted into a signal SF on the frequency axis, whereby the OFDM symbol OS is separated into subcarriers SC. Thereafter, primary demodulation (data demodulation) is performed on each separated subcarrier SC, whereby reception data is obtained, that is, transmission data is reproduced. In order to maintain accurate synchronization in such demodulation processing of the OFDM signal, it is necessary to periodically transmit a synchronization reference symbol.
[0009]
The OFDM demodulator disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 8-102769 will be described below as an example of such a conventional OFDM demodulator with reference to FIG. The OFDM demodulator DMC includes an A / D converter 101, a clock synchronization establisher 102, an orthogonal detector 103, a frequency synchronization establisher 104, a fast Fourier transformer (FFT) 105, a symbol synchronization establisher 106, and a primary demodulator 107. Have The OFDM signal So 'transmitted from the transmission side is supplied to each of the A / D converter 101, the clock synchronization establisher 102, the frequency synchronization establisher 104, and the symbol synchronization establisher 106.
[0010]
Based on the synchronization symbol RS in the OFDM signal So ′, the clock synchronization establisher 102 detects a sampling clock synchronization shift between transmission and reception of the OFDM signal. The clock synchronizer 102 further generates a sampling clock signal Ssc that is corrected by correcting the detected synchronization deviation and outputs the sampling clock signal Ssc to the A / D converter 101. Based on the sampling clock signal Ssc, the A / D converter 101 converts the analog OFDM signal So ′ into a digital OFDM signal So in which the synchronization of the sampling clock component is established, and outputs the digital OFDM signal So to the quadrature detector 103. .
[0011]
Based on the synchronization symbol RS in the OFDM signal So ′, the frequency synchronization establisher 104 detects a frequency synchronization shift of the carrier signal between transmission and reception, generates a synchronized frequency signal Scf, and performs quadrature detection. Output to the device 103. Based on the frequency signal Scf, the quadrature detector 103 performs quadrature detection of the OFDM symbol OS (subcarrier SC) of the digital OFDM signal So in which the sampling clock component is synchronized, so that the intermediate frequency band to the baseband band are detected. The signal is converted into an OFDM signal Sb and output to the fast Fourier transformer 105. Needless to say, the OFDM signal Sb in the baseband band is synchronized with the sampling clock component together with the synchronization with the frequency component of the carrier signal.
[0012]
Based on the synchronization symbol RS in the OFDM signal So ′, the symbol synchronization establisher 106 detects a symbol time window synchronization shift between transmission and reception, generates a symbol time window signal Sst in which synchronization is established, and generates the same signal Sst. Is output to the fast Fourier transformer 105. The fast Fourier transformer 105 performs a fast Fourier transform process on the baseband band OFDM signal Sb based on the symbol time window signal Sst. Then, for each OFDM symbol OS, the fast Fourier transformer 105 separates the time domain signal into each frequency domain subcarrier SC to generate a subcarrier signal Sc in which symbol synchronization is established, and the same signal. Sc is output to primary demodulator 107. In the subcarrier signal Sc, sampling clock synchronization and carrier signal frequency synchronization are established along with establishment of symbol window synchronization.
[0013]
The primary demodulator 107 demodulates the subcarrier signal Sc output from the fast Fourier transformer 105 for each subcarrier to reproduce the transmission data Sd.
[0014]
  The conventional OFDM demodulator DMC uses quadrature detection.vesselThe fast Fourier transform (FFT) unit 105 is used to perform a Fourier transform operation on the OFDM signal Sb down-converted to the baseband band by 103. At this time, quadrature detectionvesselIn 103, it is necessary to establish accurate frequency synchronization between transmission and reception. In FFT, one symbol period is accurately captured from a received OFDM signal with a prescribed clock, and Fourier transform is performed to obtain phase and amplitude information of each subcarrier. obtain.
[0015]
[Problems to be solved by the invention]
On the OFDM demodulator side, regarding the sampling clock, carrier frequency, and FFT symbol window time, it is necessary to accurately reproduce the same conditions as those on the transmission side to perform data processing. That is, at the time of OFDM demodulation, synchronization of the sampling clock, carrier frequency, and symbol time window must be established. On the other hand, a conventional OFDM demodulator detects symbol for synchronization inserted intermittently at a predetermined interval to establish symbol synchronization and clock synchronization. In this case, it is necessary to detect synchronization symbols for several frames before synchronization is established, and the OFDM symbols during that period cannot be accurately demodulated. However, a synchronization shift between transmission and reception is easily caused by a change in transmission environment, for example, and causes a clock shift, a frequency shift, and a time window shift. When these deviations occur, each carrier of the symbol subjected to OFDM modulation undergoes phase rotation by an amount corresponding to these deviations from the phase at the time of transmission. Since information (transmission data) is assigned to the phase of each subcarrier, the transmission data is erroneously reproduced.
[0016]
For these deviations, the information is detected from the reference symbol for synchronization, and the sampling clock deviation, carrier frequency deviation, and symbol time window deviation are fed back as respective error signals and adjusted (established) one by one. Synchronized. Therefore, a phase rotation error occurs in the subcarrier of the OFDM symbol demodulated at the time when these deviations occur, and transmission data is erroneously reproduced. Furthermore, if synchronization symbols cannot be detected continuously at a predetermined interval, stable synchronization cannot be established, and it is very difficult to accurately demodulate OFDM symbols transmitted in bursts.
[0017]
Therefore, the present invention has been made to solve the above problem, and corrects the phase error of each subcarrier and demodulates the OFDM symbol even when there is a frequency shift or time shift between transmission and reception. It is an object of the present invention to provide a modulation device and a demodulation device for OFDM transmission.
[0018]
[Means for Solving the Problems and Effects of the Invention]
In order to achieve the above object, the present invention has the following features.
[0019]
  The first invention provides a plurality of subcarriers including a plurality of data carriers and a plurality of pilot carriers.Composed ofMultiple OFDM symbolsGenerated fromAn OFDM demodulator for receiving an OFDM signal,
  Subcarrier separation means for separating the received OFDM signal into the plurality of subcarriers by Fourier transform for each OFDM symbol, and obtaining the phase and amplitude of each subcarrier;
  Pilot carrier position detecting means for detecting positions of the plurality of pilot carriers from the plurality of subcarriers;
  Each of the plurality of pilot carriers is assigned a known phase and amplitude, and a phase difference between transmission and reception for each pilot carrier is determined by the phase obtained from the received OFDM signal in each pilot carrier and the known phase. By finding the differencePhase difference detection means for detecting;
  Based on the phase difference of the pilot carrier, the amount of change in the phase difference of the transmission / reception that occurs between adjacent subcarriers due to the phase rotation that occurs due to the time lag between transmission and receptionA phase change amount calculating means for calculating;
  A phase correction amount calculating means for calculating a phase correction amount for each of the plurality of data carriers based on the change amount;
  The phasecorrectionBased on quantityObtained from the received OFDM signal for each data carrierPhase correction means for correcting the phase.
[0020]
  According to the first invention as described above,Because the phase difference between the transmission and reception of the pilot carrier is detected, the amount of change in the phase rotation amount between transmission and reception with respect to the carrier frequency is calculated based on this phase difference, and the amount of phase correction for each subcarrier is calculated based on this amount of change This phase correction amount corresponds to the absolute phase error (phase error between transmission and reception) of each subcarrier. Therefore, even for an OFDM signal in which absolute phase modulation such as QPSK or QAM modulation is performed on the subcarrier, the phase error of each subcarrier can be corrected and demodulated correctly.
[0021]
  According to a second invention, in the first invention,
  The phase change amount calculation means calculates the difference between the phase difference in the first pilot carrier and the phase difference in the second pilot carrier that is continuous with the first pilot carrier, and calculates the difference between the first pilot carrier and the second pilot. The amount of change is calculated by dividing by the difference in carrier frequency.
[0022]
  According to a third invention, in the second invention,
  The phase change amount calculation means calculates the difference between the phase difference in the first pilot carrier and the phase difference in the second pilot carrier that is continuous with the first pilot carrier, and calculates the difference between the first pilot carrier and the second pilot. The amount of change is calculated by dividing by the difference in carrier frequency.
[0023]
  According to a fourth invention, in the first invention,
  The phase change amount calculating means includes a phase difference and a frequency of a first pilot carrier arranged on a two-dimensional plane having a phase difference on the vertical axis and a frequency on the horizontal axis, and a second phase that is continuous with the first pilot carrier. The phase difference and frequency of the pilot carrier are linearly approximated, and the amount of change is calculated from the slope of the straight line.
[0024]
  According to a fifth invention, in the first invention,
  The phase change amount calculation means performs an operation for dividing a phase difference difference between a set of pilot carriers by a frequency difference between the set of pilot carriers for a plurality of sets of pilot carriers, and calculates the result of the calculation. The amount of change is calculated by averaging.
  First6In the first invention,
  The OFDM demodulator comprises:
  Data demodulation means for demodulating the phase-corrected data carrier is further provided.
[0025]
  First7In the first invention,
  The OFDM signal is input in bursts.
[0026]
  First8The invention of
  An OFDM demodulation method for receiving and demodulating an OFDM signal generated from a plurality of OFDM symbols composed of a plurality of subcarriers including a plurality of data carriers and a plurality of pilot carriers,
  Separating the received OFDM signal into the plurality of subcarriers by Fourier transform for each OFDM symbol, and determining the phase and amplitude of each subcarrier;
  Detecting positions of the plurality of pilot carriers from the plurality of subcarriers;
  Each of the plurality of pilot carriers is assigned a known phase and amplitude, and the phase difference between transmission and reception for each pilot carrier is determined by the difference between the phase obtained from the received OFDM signal in each pilot carrier and the known phase. Detecting by determining
  Calculating a change amount of a transmission / reception phase difference between adjacent subcarriers based on a phase difference caused by a time lag between transmission and reception and caused by phase rotation proportional to the frequency, based on the phase difference of the pilot carrier;
  For the plurality of data carriers, calculating a phase correction amount for each data carrier based on the amount of change;
  Correcting the phase obtained from the received OFDM signal for each data carrier based on the phase correction amount.
[0027]
  First9The invention of
  An OFDM transmission system for transmitting and receiving an OFDM signal generated from a plurality of OFDM symbols composed of a plurality of subcarriers including a plurality of data carriers and a plurality of pilot carriers,
  An OFDM transmitter and an OFDM receiver,
  The OFDM transmitter
    Modulating means for assigning a known phase and amplitude to each of the plurality of pilot carriers, and assigning a phase and amplitude corresponding to transmission data to each of the plurality of data carriers;
    OFDM signal generating means for generating the OFDM signal by inverse Fourier transforming the plurality of subcarriers for each OFDM symbol,
  The OFDM receiver
    Subcarrier separation means for separating the received OFDM signal into the plurality of subcarriers by Fourier transform for each OFDM symbol, and obtaining the phase and amplitude of each subcarrier;
    Pilot carrier position detecting means for detecting positions of the plurality of pilot carriers from the plurality of subcarriers;
    Each of the plurality of pilot carriers is assigned a known phase and amplitude, and the phase difference between transmission and reception for each pilot carrier is determined by the difference between the phase obtained from the received OFDM signal in each pilot carrier and the known phase. Phase difference detection means for detecting by obtaining
    Phase change amount calculating means for calculating a change amount of a transmission / reception phase difference between adjacent subcarriers based on a phase difference of the pilot carrier due to a phase rotation that is caused by a time lag between transmission and reception and is proportional to the frequency; ,
    A phase correction amount calculating means for calculating a phase correction amount for each of the plurality of data carriers based on the change amount;
    Phase correction means for correcting the phase obtained from the received OFDM signal for each data carrier based on the phase correction amount.
[0028]
  First10The invention of
  Assigned the same phase and amplitudeMultiple pilot carriers,Differentially modulated along the frequency axisMultiple subcarriers including multiple data carriersComposed ofMultiple OFDM symbolsGenerated fromAn OFDM demodulator for receiving an OFDM signal,
  Subcarrier separation means for separating the received OFDM signal into the plurality of subcarriers by Fourier transform for each OFDM symbol, and obtaining the phase and amplitude of each subcarrier;
  Based on the phase between the plurality of pilot carriers, the amount of change in the phase difference of transmission / reception that occurs between adjacent subcarriers due to the phase rotation that is caused by the time lag between transmission and reception and that is proportional to the frequency.A phase change amount calculating means for calculating;
  Adjacent phase difference calculation for calculating the adjacent phase difference, which is the difference between the phase of each data carrier and the phase of adjacent subcarriers serving as a reference when differentially demodulating each data carrier, for the plurality of data carriers Means,
  in frontMultiple data carriersThe adjacent phase differenceTheBased on the amount of changePhase correcting means for correcting.
[0029]
  According to the ninth invention as described above, the phase correction amount between the subcarriers is obtained based on the phase of the received pilot carrier, and the phase difference between the transmission and reception of the pilot carrier is not obtained. Therefore, an OFDM signal in which subcarriers are subjected to differential modulation in the frequency direction can be correctly demodulated with a simple configuration by correcting an error in the phase difference between the subcarriers.
[0030]
  First1The invention of the10In the invention of
  The phase change amount calculating means calculates the difference between the phase of the first pilot carrier and the phase of the second pilot carrier that is continuous with the first pilot carrier, between the first pilot carrier and the second pilot carrier. The amount of change is calculated by dividing by the difference in frequency.
[0031]
  First2In the tenth aspect of the present invention,
  The phase correction unit corrects the adjacent phase difference by subtracting the change amount from the adjacent phase difference.
[0032]
  First3The invention of the10In the invention of
  The phase change amount calculating means includes a phase and frequency of a first pilot carrier arranged on a two-dimensional plane having a phase on the vertical axis and a frequency on the horizontal axis, and a second pilot carrier that is continuous with the first pilot carrier. Are linearly approximated, and the amount of change is calculated from the slope of the straight line.
[0033]
  In a fourteenth aspect based on the tenth aspect,
  The phase change amount calculating means performs an operation for dividing a phase difference between one set of pilot carriers by a frequency difference between the one set of pilot carriers for a plurality of sets of pilot carriers, and averages the result of the calculation. To calculate the amount of change.
  First5The invention of the10In the invention of
  The OFDM demodulator comprises:
  Data demodulation means for demodulating the phase-corrected data carrier is further provided.
[0034]
  First6The invention of the10In the invention of
  The OFDM signal is input in bursts.
[0035]
  First7The invention of
  An OFDM signal generated from a plurality of OFDM symbols composed of a plurality of subcarriers including a plurality of pilot carriers assigned the same phase and amplitude and a plurality of data carriers differentially modulated in the frequency axis direction. An OFDM demodulation method for receiving and demodulating,
  Separating the received OFDM signal into the plurality of subcarriers by Fourier transform for each OFDM symbol, and determining the phase and amplitude of each subcarrier;
  Calculating a change amount of a transmission / reception phase difference between adjacent subcarriers based on a phase between the plurality of pilot carriers by a phase rotation that occurs due to a time lag between transmission and reception and is proportional to a frequency; and
  Calculating an adjacent phase difference that is a difference between a phase of each data carrier and a phase of an adjacent subcarrier serving as a reference when differentially demodulating each data carrier for the plurality of data carriers;
  Correcting the adjacent phase differences of the plurality of data carriers based on the amount of change.
[0036]
  The eighteenth invention
  Assigned the same phase and amplitudeWith multiple pilot carriersA plurality of data carriers differentially modulated in the frequency axis directionAn OFDM transmission system for transmitting and receiving an OFDM signal generated from a plurality of OFDM symbols composed of a plurality of subcarriers,
  An OFDM transmitter and an OFDM receiver,
  The OFDM transmitter
    Modulating means for assigning the same phase and amplitude to each of the plurality of pilot carriers, and assigning a phase and amplitude having a difference between the phase and amplitude of adjacent subcarriers corresponding to transmission data to the plurality of data carriers, respectively
    OFDM signal generating means for generating the OFDM signal by performing an inverse Fourier transform on the plurality of subcarriers for each OFDM symbol.,
  The OFDM receiver
    Subcarrier separation means for separating the received OFDM signal into the plurality of subcarriers by Fourier transform for each OFDM symbol, and obtaining the phase and amplitude of each subcarrier;,
    The amount of change in the phase difference of transmission / reception that occurs between adjacent subcarriers due to phase rotation that occurs due to a time lag between transmission and reception and that is proportional to the frequencypluralPilot carrierAmongPlaceIn phaseA phase change amount calculating means for calculating based on;
    For the plurality of data carriersfor,eachData carryAphaseAdjacent phase difference that calculates the adjacent phase difference that is the difference between the phase of the adjacent subcarrier that is the reference when differentially demodulating each data carrierA calculation means;
    SaidBased on the amount of change, the adjacent phase difference of a plurality of data carriersPhase correcting means for correcting.
[0064]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
With reference to FIG. 2, the basic concept of the OFDM signal and its modulation and demodulation according to the present invention will be described first. A state Sf in the frequency domain of the OFDM signal is schematically shown in the left half of the figure, and a state St in the time domain is schematically shown in the right half of the figure. The frequency axis signal Sf is configured by embedding a subcarrier having a known phase called a pilot carrier PC between a large number of subcarriers SC arranged orthogonally on the frequency axis F. In other words, among the plurality of subcarriers SC constituting each OFDM symbol OS, a known phase is given to each of the subcarriers SC with a predetermined interval, and the subcarrier SC having this known phase is defined as a pilot carrier PC. As shown in FIG. 2, the OFDM signal So according to the present invention has a configuration that does not require the synchronization symbol RS.
[0065]
As shown in FIG. 15, in the data transmission system using the OFDM signal, on the transmission side, the OFDM modulation device 121 included in the transmission device 120 generates the OFDM signal as follows. That is, first, data to be transmitted (transmission data) is allocated to a plurality of subcarriers, and a pilot carrier PC is inserted between the subcarriers to generate a subcarrier SC used for transmission. Next, a time domain signal St is generated by performing inverse Fourier transform for each symbol period on the subcarrier SC in which the pilot carrier is embedded. The time domain signal St is modulated and then transmitted as an OFDM signal So ′ from the transmission device 120 to the reception device 140 via the transmission path 130. On the receiving side, the OFDM signal So ′ is received, and the OFDM demodulator 141 included in the receiving device 140 obtains received data from the OFDM signal So ′ as follows. That is, first, the OFDM signal So 'is demodulated to obtain a time domain signal St which is a baseband signal. Next, this time-domain signal St is cut out for each symbol period PS, and the extracted time-domain signal St is subjected to Fourier transform and separated into subcarriers SC on the frequency axis F. After separation, the phase rotation error in the OFDM symbol is estimated from the phase of pilot carrier PC, and the phase error of each subcarrier SC is compensated. Received data is obtained by obtaining the phase and amplitude of each subcarrier compensated for this phase error.
[0066]
As described above, in the present invention, the phase error due to the synchronization error is corrected, so that when a plurality of OFDM symbols OS are transmitted in bursts, each OFDM symbol OS can be correctly demodulated.
[0067]
Furthermore, since the phase error due to the synchronization shift can be compensated based on the pilot carrier PC embedded in the OFDM symbol OS itself, the detection accuracy of the synchronization detection unit is inferior or even without the synchronization detection unit, the accuracy is high. Data can be demodulated.
[0068]
Further, the present invention can also be applied to a case where transmission is performed in a frame configuration like the conventional OFDM signal shown in FIGS. That is, by embedding the pilot carrier PC in each symbol constituting the frame, it is possible to correct the synchronization shift in symbol units, and therefore correct synchronization correction can be performed even when OFDM symbols are continuously input.
[0069]
As will be described in detail later, after achieving synchronization to some extent based on the synchronization reference symbol RS, phase compensation can be applied to any of the problems that cannot be driven by the synchronization establisher, thereby further improving the accuracy of demodulation. The fact that the present invention can be applied to a conventional OFDM signal including a synchronization symbol RS will be described in detail later with reference to FIG.
[0070]
The details of the subcarrier SC in the OFDM frequency axis signal Sf shown in FIG. 2 will be further described with reference to FIG. Among a number of subcarriers SC arranged on the frequency axis F, a predetermined complex number serving as a reference phase is assigned to a predetermined subcarrier, and this is defined as a pilot carrier PC (indicated by a dotted arrow). For example, (1, 0) is used as the complex number assigned to the pilot carrier PC. However, a complex number composed of a real part i and an imaginary part q is expressed as “(i, q)”. The pilot carrier PC is assigned to subcarriers SC having a constant frequency interval, for example. Alternatively, the number of subcarriers SC (that is, the subcarrier interval) that fall between the pilot carriers PC is piloted by subcarriers SC having frequency intervals that increase by a constant increment such as 1, 3, 5,. You may allocate to carrier PC. Furthermore, pilot carrier PC can also be assigned to subcarriers having a frequency interval defined by a predetermined PN sequence. As described above, in the present invention, the OFDM signal in which the pilot carrier PC is allocated to the subcarriers having a constant frequency interval, the OFDM signal in which the pilot carrier PC is allocated to the subcarriers in the frequency interval that is increased by a predetermined increment, the pilot carrier PC, Any OFDM signal assigned to subcarriers having a frequency interval defined by a predetermined PN sequence can be demodulated correctly.
[0071]
Transmission data is assigned to subcarriers SC other than pilot carrier PC, and this is called data carrier DC. Various modulation schemes can be used to allocate transmission data to the data carrier DC, such as QPSK and 16QAM. Further, differential modulation may be performed between adjacent data carriers DC, and for example, DQPSK or DAPSK can be used. Thus, multi-level differential phase modulation or multi-level differential amplitude phase modulation can be used for differential modulation.
[0072]
On the transmission side, a guard interval is added to the OFDM signal obtained by performing inverse Fourier transform on the thus configured subcarrier SC, performing OFDM modulation, and converting the subcarrier SC into a time domain signal ST. The OFDM signal to which the guard interval is added is continuously transmitted or transmitted in bursts for each OFDM symbol.
[0073]
<OFDM modulator>
Hereinafter, embodiments of the OFDM modulation apparatus of the present invention will be described.
FIG. 16 is a block diagram showing the configuration of the first embodiment of the OFDM modulation apparatus of the present invention. The OFDM modulation apparatus according to the first embodiment includes a data modulation unit 201, a serial-parallel conversion unit 203, and an OFDM signal generation unit 200. The OFDM signal generation unit 200 includes an inverse Fourier transform unit 205, guard insertion, and the like. A unit 207, a quadrature modulation unit 209, an oscillator 211, a D / A converter 213, and a low-pass filter 215. Transmission data SD is input to data modulation section 201 in this OFDM modulation apparatus. The data modulation unit 201 divides the transmission data SD into predetermined blocks, converts the data of each block into one complex number (or vector) corresponding to the phase and amplitude of each subcarrier, and converts the complex number to each subcarrier. Assign to carriers (in this way, subcarriers to which complex numbers corresponding to the data of each block are assigned are referred to as “data carriers”). In addition to receiving the transmission data SD, the data modulation unit 201 also receives a pilot carrier PC to which a known complex number corresponding to the phase and amplitude is assigned, and a timing signal Sit corresponding to the insertion of the pilot carrier. Based on the signal Sit, a pilot carrier PC is inserted into the data carrier. In this way, the pilot carrier PC is embedded in the data carrier, whereby a subcarrier used for transmission is obtained as a transmission subcarrier SC on the frequency axis. The data corresponding to the phase and amplitude of the transmission subcarrier SC on the frequency axis is converted into parallel data by the serial-parallel conversion unit 203 in units of transmission subcarriers corresponding to one symbol period, and then the inverse Fourier transform unit. 205 is input. The inverse Fourier transform unit 205 transforms the parallel data into a time domain signal St by performing inverse Fourier transform. The time domain signal St is added with a guard interval by the guard insertion unit 207 and then quadrature modulated by the quadrature modulator 209 using the signal generated by the oscillator 211. The signal after the quadrature modulation is converted into an analog signal by the D / A converter 213, passes through the low-pass filter 215, and is output from the OFDM modulator as the OFDM signal So ′.
[0074]
FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the second embodiment of the OFDM modulation apparatus of the present invention. The OFDM modulation apparatus according to the second embodiment includes a differential modulation unit 231, a serial-parallel conversion unit 203, and an OFDM signal generation unit 200, and the OFDM signal generation unit 200 includes an inverse Fourier transform unit 205, a guard An insertion unit 207, a quadrature modulation unit 209, an oscillator 211, a D / A converter 213, and a low-pass filter 215 are included. Of the components in the second embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
[0075]
The transmission data SD is input to the differential modulation unit 231 in the OFDM modulation apparatus. The differential modulation unit 231 divides the transmission data SD into predetermined blocks, and performs the following differential modulation using the data of each block. That is, as shown in FIG. 18, the differential modulation unit 231 performs differential modulation between subcarriers adjacent in the frequency direction with reference to a pilot carrier described later. Assuming that a differential phase modulation method is used as the differential modulation method, the differential modulation unit 231 associates the data of each block constituting the transmission data SD with the phase difference between subcarriers adjacent in the frequency direction. (Subcarriers to which data of each block is assigned in this way are also referred to as “data carriers” in this embodiment). In addition to receiving transmission data, the differential modulation unit 231 receives a pilot carrier PC to which a known complex number corresponding to the phase and amplitude is allocated and a timing signal Sit corresponding to the insertion of the pilot carrier, and the timing thereof. Based on the signal Sit, a pilot carrier PC is inserted into the data carrier. When differential modulation is used as in this embodiment, a known complex number is assigned so that the phases of the inserted pilot carriers PC are the same. In this way, the pilot carrier PC is embedded in the data carrier, whereby a subcarrier used for transmission is obtained as a transmission subcarrier SC on the frequency axis. The data corresponding to the phase and amplitude of each transmission subcarrier SC on the frequency axis is converted into parallel data by the serial-parallel conversion unit 203 in units of transmission subcarriers corresponding to one symbol period, and then an inverse Fourier transform unit 205 is input. Thereafter, similarly to the first embodiment, the inverse Fourier transform unit 205, the guard insertion unit 207, the quadrature modulation unit 209, the oscillator 211, the D / A converter 213, and the low-pass filter 215 generate an OFDM signal So ′. Generated.
[0076]
According to the second embodiment, since differential modulation is performed between adjacent subcarriers in the frequency direction, unlike in the case where differential modulation is performed between adjacent symbols as in the prior art, a lump is performed. Modulation and demodulation can be performed efficiently even when a burst-like OFDM signal configured such that the generated data appears intermittently is transmitted, and the transmission efficiency when the OFDM signal is burst-like improves.
[0077]
<OFDM demodulator>
Hereinafter, embodiments of the OFDM demodulator of the present invention will be described.
[0078]
(First embodiment)
With reference to FIG. 1, an OFDM demodulator according to a first embodiment of the present invention will be described. The OFDM demodulator DMP according to this embodiment includes a subcarrier separator 10, a phase corrector 11, and a data demodulator 13. The subcarrier separation unit 10 includes an A / D converter 1, a quadrature detector 3, and a fast Fourier transformer 5, and a phase corrector 11 includes a data carrier phase error estimator 7 and a data carrier phase corrector 9. Have.
[0079]
The A / D converter 1, the quadrature detector 3, and the fast Fourier transformer 5 are the A / D converter 101, the quadrature detector 103, and the fast Fourier transformer 105 in the conventional OFDM demodulator DMC shown in FIG. The configuration is basically the same as each of the above. The A / D converter 1 performs analog / digital conversion on the input OFDM signal So ′ to generate an OFDM signal So ″, and the quadrature detector 3 performs quadrature detection on the OFDM signal So ″ to generate a baseband OFDM signal Sb. Then, the fast Fourier transformer 5 performs a fast Fourier transform process on the baseband band OFDM signal Sb ′ to generate a subcarrier signal Sc ′.
[0080]
However, the OFDM demodulator DMP of this embodiment is not provided with means corresponding to the clock synchronization establisher 102, the frequency synchronization establisher 104, and the symbol synchronization establisher 106 in the conventional OFDM demodulator DMC. As a result, these generated signals So ″, Sb ′, and Sc ′ are not synchronized with respect to the sampling clock, the frequency of the subcarrier signal, and the symbol window.
[0081]
The non-synchronized subcarrier signal Sc ′ is output to the data carrier phase error estimator 7 and the data carrier phase corrector 9. The data carrier phase error estimator 7 estimates the phase error of the data carrier DC in the received OFDM signal So ′ based on the pilot carrier PC in the OFDM-demodulated subcarrier Sc ′, and the correction amount of the estimated phase error A phase error correction signal Shc representing SHC is generated and output to the data carrier phase corrector 9.
[0082]
The data carrier phase corrector 9 directly corrects the data carrier DC in the subcarrier signal Sc ′ based on the phase error correction signal Shc, thereby causing a clock shift, a frequency shift, and a symbol shift (FFT time window shift). The influence (phase rotation) is corrected and output to the data demodulator 13 as a phase correction subcarrier signal Scr. The data carrier phase error estimator 7 and the data carrier phase corrector 9 constitute a phase corrector 11 that corrects the phase of the OFDM signal.
[0083]
The method for obtaining the phase error correction amount by the data carrier phase error estimator 7 differs depending on the phase modulation method of the subcarrier SC. For example, when subcarriers are subjected to absolute phase modulation like QPSK or QAM modulation, the absolute phase error (phase error between transmission and reception) of each subcarrier is obtained. Further, when differential modulation is performed between subcarriers as in DQPSK or DAPSK modulation, a relative phase error between subcarriers is obtained. However, even when the subcarriers are differentially modulated, the phase error correction amount can be obtained by obtaining the absolute phase error. A specific configuration of the phase corrector 11 will be described in detail below with reference to FIGS. 4, 6, and 8.
[0084]
(First embodiment)
The phase corrector 11 according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The present embodiment is particularly suitable for demodulation of an OFDM signal in which the subcarrier SC is subjected to absolute phase modulation. The phase corrector 11A that corrects the phase of the subcarrier SC subjected to absolute phase modulation includes a data carrier phase error estimator 7A and a data carrier phase corrector 9 for obtaining the absolute phase error of the subcarrier SC. Further, the data carrier phase error estimator 7A includes a pilot carrier position detector 8a, a pilot carrier extractor 8b, a pilot carrier memory 8c, a phase difference calculator 8d, a phase change calculator 8e, and a phase correction calculator 8f. Become. The pilot carrier position detector 8a stores information on how many subcarriers are allocated to the pilot carrier on the transmission side. In the pilot carrier memory 8c, information SPC of a transmission pilot carrier PC to which a known complex number is assigned on the transmission side is held in advance.
[0085]
In the reception data Sc 'converted into the frequency domain signal Sf by the FFT circuit 5, the subcarriers SC are separated at the same time as shown in FIG. Complex number data indicating a plurality of subcarriers separated and arranged in this manner is obtained. Each of the plurality of separated subcarriers SC is input in parallel to both the pilot carrier position detector 8a and the pilot carrier extractor 8b of the data carrier phase error estimator 7A.
[0086]
  The pilot carrier position detector 8a detects the position of the pilot carrier PC in the subcarrier Sc ′ based on the order assigned on the transmission side, generates a pilot carrier position signal Lpc, and the pilot carrier extractor 8b and the pilot carrier Output to the carrier memory 8c. However, the method of detecting the position of the pilot carrier based on the order assigned to the subcarriers on the transmitting side is FFT when the frequency offset of the OFDM signal becomes greater than the carrier interval.circuitTherefore, the position of the pilot carrier PC cannot be detected correctly. In such a case, the pilot carrier PC and the data carrier DC may be modulated at different power levels on the transmission side, and the position of the pilot carrier PC may be detected based on the modulation power level.
[0087]
The pilot carrier extractor 8b extracts the pilot carrier PC in the input subcarrier Sc '. That is, the pilot carrier extractor 8b extracts a subcarrier SC corresponding to the position of the pilot carrier PC detected by the pilot carrier position detector 8a based on the pilot carrier position signal Lpc, and generates a received pilot carrier signal Rpc. And output to the phase difference calculator 8g.
[0088]
Based on the pilot carrier position signal Lpc, the pilot carrier memory 8c reads information SPC of the pilot carrier PC corresponding to the detected position of the pilot carrier PC (that is, a known complex number assigned to the pilot carrier PC) from itself, The transmission pilot carrier signal Spc is output to the phase difference calculator 8d.
[0089]
  The phase difference calculator 8d receives the reception pilot carrier PC (R) extracted by the pilot carrier extraction circuit 8b based on the reception pilot carrier signal Rpc and the transmission pilot carrier signal Spc, and the pilot carrier memory.8cThe transmission pilot carriers PC (S) held in are compared, and the phase difference PD is obtained. The phase difference PD is obtained by multiplying the complex number A assigned to the reception pilot carrier by the complex number B assigned to the transmission pilot carrier and multiplying the complex number A by the conjugate complex number of the complex number B = (i , Q) to calculate arc tangent arctan (q / i).
[0090]
The phase difference PD can also be obtained by obtaining the phases of the complex number A and the complex number B by arctangent arctan calculation and subtracting them. The phase difference PD thus obtained represents how much the phase of each carrier has been rotated from the phase at the time of transmission by the frequency shift and time shift on the receiving side. The phase difference calculator 8d further generates a transmission / reception phase difference signal Spd indicating the phase difference PD and outputs it to both the phase change amount calculator 8e and the phase correction amount calculator 8f.
[0091]
The phase change amount calculator 8e obtains a phase difference change amount APD between transmission and reception with respect to the carrier frequency from the phase difference PD between transmission and reception of each pilot carrier and the carrier frequency based on the phase difference signal Spd between transmission and reception. The phase change amount APD can be obtained by interpolating the phase change between the pilot carriers. Since the carrier frequency is the frequency of each pilot carrier, it can be obtained by knowing the position of each pilot carrier.
[0092]
For example, the transmission / reception phase difference PD of each pilot carrier is taken on the vertical axis, the carrier frequency is taken on the horizontal axis, and the slope of this straight line is found by linear approximation, and the phase change amount can be found from this slope. Moreover, the phase change amount between two pilot carriers can be obtained by dividing the difference in phase difference between transmission and reception between arbitrary pilot carriers by the carrier frequency difference between the pilot carriers PC. Furthermore, it is possible to obtain the phase change amount with higher accuracy by calculating it in order for each pilot carrier PC in the symbol and obtaining the average value. That is, arbitrary two pilot carriers PC are PCa and PCb, and the difference φa−φb between the phase difference φa between the transmission and reception of the pilot carrier PCa and the phase difference φb between the transmission and reception of the pilot carrier PCb is the frequency difference Fa−Fb between PCa and PCb. When divided by, the phase change amount Δφ with respect to the carrier frequency between the pilot carriers PCa and PCb is obtained. That is, the phase change amount Δφ is obtained by the following equation.
Δφ = (φa−φb) / (Fa−Fb)
[0093]
More specifically, since it is necessary to restore all the phase errors φ (k) of each subcarrier, the correction amount φ ′ (k) of each subcarrier is equal to the phase error φ (k) of the leading carrier. △ φ should be accumulated. Therefore, the correction amount can be expressed by φ ′ (k) = − (kΔφ + φ (0)).
[0094]
With reference to FIG. 5, the phase rotation due to the frequency shift Φf and the time shift Φt will be described below. In the figure, Θ (PCn) represents the phase difference PD between transmission and reception of the nth pilot carrier PC, ΔΦ represents the phase error between carriers, and k represents the number of the data carrier DC. n and k are positive integers. Each data carrier DC causes phase rotation by the amount of accumulation of ΔΦ with reference to Θ (PCn). Therefore, the phase correction amount SHC of each data carrier accumulates the phase change amount APD corresponding to the phase error ΔΦ obtained by the phase change amount calculator 8e with reference to the phase difference Θ (PCn) between transmission and reception of the pilot carrier PC. It is required by that. Thereby, the amount of phase rotation that each data carrier DC has rotated from the phase at the time of transmission due to the frequency shift Φf and time shift Φt can be obtained.
[0095]
The phase change amount calculator 8e generates a transmission / reception phase difference change amount signal Sapd indicating the phase change amount APD thus obtained, and outputs it to the phase correction amount calculator 8f.
[0096]
Based on the inter-transmission / reception phase difference signal Spd and the inter-transmission / reception phase difference change amount signal Sapd, the phase correction amount calculator 8f calculates each data carrier from the inter-transmission / reception phase difference PD of each pilot carrier and the phase change amount APD with respect to the carrier frequency. A phase error correction signal Shc is generated by obtaining the phase correction amount SHC for each. In order to obtain the phase correction amount SHC for each data carrier, a method of calculating the correction amount of the data carrier DC between the two pilot carriers PC1 and PC2 when two consecutive pilot carriers PC1 and PC2 are input. There are two methods, that is, a method of obtaining a correction amount of the data carrier DC collectively for all the data carriers DC in one symbol when all the pilot carriers PC in one symbol are input.
[0097]
The data carrier phase corrector 9 performs phase correction by returning the phase of each data carrier by the phase correction amount based on the phase correction amount SHC for each data carrier based on the phase error correction signal Shc. As described above, until the phase correction amount calculator 8f finishes calculating the phase correction amount SHC based on the plurality of pilot carriers PC, the phase correction of at least the data carrier DC positioned between the plurality of pilot carriers PC is performed. In the meantime, it is necessary to hold those data carriers DC during that time. In order to hold the data carrier DC, a buffer having an appropriate capacity is provided in the data carrier phase corrector 9, or the buffer required in the Fourier calculation provided in the fast Fourier transformer 5 is read timing. Can be shared by appropriately controlling Each phase-corrected data carrier Scr is demodulated by the data demodulator 13 to reproduce the transmission data Sd '.
[0098]
In the first embodiment, any method may be used for modulating the data carrier DC, and for example, a differential modulation method such as QPSK or 16QAM, or DQPSK or 16DAPSK may be used. These operations can be realized by using, for example, a DSP. Furthermore, the processing steps after FFT can be processed by being recorded on a recording medium as a program and executed.
[0099]
(Second embodiment)
The phase corrector 11 according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Unlike the phase corrector 11A according to the first example, the phase corrector 11B according to the present example is configured such that the subcarrier SC is differentially modulated like the OFDM signal obtained by the second embodiment of the OFDM modulator. It is particularly suitable for demodulating OFDM signals. When the data carrier DC is differentially modulated between subcarriers adjacent in the frequency direction, a constant phase rotation due to frequency shift is canceled by differential demodulation, but a phase error due to time shift is present in the phase difference between adjacent carriers. In addition, the differential demodulation cannot be performed correctly.
[0100]
FIG. 7 shows the state of an OFDM signal by differential modulation. k represents the number of the subcarrier SC. On the transmission side, transmission data is assigned to the phase difference Θ between subcarrier k and subcarrier k + 1. When a time shift occurs, a phase error occurs in proportion to each subcarrier frequency. Therefore, the subcarrier k + 1 becomes (k + 1) ′ which is further rotated by the phase error ΔΦ from the original phase difference with respect to the subcarrier k.
[0101]
The phase difference between subcarrier (k + 1) ′ and subcarrier k is Θ + ΔΦ, and transmission data cannot be correctly reproduced even if differential demodulation is performed on this adjacent subcarrier. Therefore, this embodiment is configured as described below in order to obtain only the phase error between adjacent subcarriers and perform phase correction. The OFDM demodulator according to the present embodiment has a structure in which the phase corrector 11A is changed to the phase corrector 11B and the data demodulator 13 is replaced with the differential demodulator 15.
[0102]
The phase corrector 11B has a configuration in which the data carrier phase error estimator 7A of the phase corrector 11A is replaced with a data carrier phase error estimator 7B. In the data carrier phase error estimator 7B, the pilot carrier position detector 8a and the pilot carrier memory 8c of the data carrier phase error estimator 7A are removed, the phase difference calculator 8d is replaced with the phase calculator 8g, and phase correction is performed. The output of the phase difference calculator 8d with respect to the quantity calculator 8f is canceled.
[0103]
Received data Sc 'converted into the frequency domain by the FFT circuit 5 and separated into subcarriers is input to the pilot carrier extractor 8b of the data carrier phase error estimator 7B.
[0104]
The pilot carrier extractor 8b extracts the pilot carrier PC in the subcarrier Sc ', generates a received pilot carrier signal Rpc', and outputs it to the phase calculator 8g.
[0105]
The phase calculator 8g obtains the phase of the reception pilot carrier PC (R) extracted by the pilot carrier extractor 8b based on the reception pilot carrier signal Rpc '. In the phase calculation, the phase PH of the reception pilot carrier PC (R) is obtained by calculating the arctangent arctan (q / i) from the complex number (i, q) assigned to the input reception pilot carrier PC (R). be able to. Alternatively, an approximate value of the phase of the received pilot carrier PC (R) may be obtained by calculating q / i from the complex number (i, q).
[0106]
In this embodiment, since the subcarriers included in the OFDM signal are differentially modulated between subcarriers adjacent in the frequency direction, it is only necessary to determine how much phase error exists between the subcarriers. There is no need to consider how much has been rotated from the phase at the time of transmission. Further, in addition to being differentially modulated in this way, the phases of the transmission pilot carriers are the same, so that the data carrier phase error estimator 7A (phase difference calculator 8d) of the first embodiment is used. In addition, it is not necessary to compare the phase between the reception pilot carrier and the transmission pilot carrier to obtain the phase difference between transmission and reception. After detecting the phase PH of the received pilot carrier in this way, the phase calculator 8g generates the received pilot carrier phase signal Sph and outputs it to the phase change amount calculator 8e.
[0107]
Based on the received pilot carrier phase signal Sph, the phase change amount calculator 8e calculates a linear approximation or the like from the phase PH and carrier frequency of the received pilot carrier PC (R) obtained by the phase calculator 8g, as in the first embodiment. Using this method, the phase change amount APD ′ between transmission and reception with respect to the carrier frequency is obtained. Then, a transmission / reception phase difference change amount signal Sapd 'indicating the obtained phase change amount APD' is output to the phase correction amount calculator 8f.
[0108]
The phase correction amount calculator 8f obtains the inter-carrier phase correction amount HC based on the transmission / reception phase difference change amount signal Sapd '. In this embodiment, since the data carrier DC is differentially modulated between adjacent carriers, only the amount of phase rotation due to the time lag between adjacent carriers needs to be corrected. In this case, the phase correction amount calculator 8f calculates a phase correction amount for correcting the phase error with respect to the carrier frequency between the carriers to be compared. For example, when comparing between adjacent carriers, the phase error for one carrier frequency interval is obtained, and therefore the phase change amount APD 'with respect to the carrier frequency obtained by the phase change amount calculator 8e corresponds to the phase error ΔΦ. The phase correction amount can be obtained by calculating 2ΔΦ by comparing the carriers separated by two carrier frequency intervals.
[0109]
More specifically, since differential modulation places information on the phase difference between subcarriers SC, the phase difference assigned to the data is θk + 1−θk= Θd (θkIs represented by the phase of the kth subcarrier. Even if the same phase error occurs in the subcarrier SC after the OFDM signal is received on the receiving side, the phase difference does not change. However, if there is a phase error kΔφ proportional to the subcarrier frequency (k), θk '+ 1−θk '= Θd + Δφ. Therefore, Δφ may be obtained as the correction amount.
[0110]
The data carrier phase corrector 9 corrects the phase of each data carrier Sc ′ output from the fast Fourier transformer 5 based on the phase correction amount HC obtained by the phase correction amount calculator 8f. The phase correction is performed by returning the phases of two data carriers to be differential demodulated by the amount of phase correction for the data carriers.
[0111]
The differential demodulator 15 differentially demodulates the phase correction subcarrier signal Scr output from the data carrier phase corrector 9 to reproduce the transmission data Sd ′.
[0112]
In this embodiment, the data carrier is modulated using a differential modulation method between adjacent carriers, for example, a multi-value differential phase modulation method such as DQPSK or a multi-value differential amplitude phase modulation method such as 16 DAPSK. it can. Thus, by differentially modulating adjacent data carriers, the calculation of the phase correction amount on the receiving side is simplified, and the configuration can be simplified compared to the first embodiment. In this embodiment, the phase correction of the subcarrier itself, that is, the phase error due to the time shift is corrected. Then, by obtaining the phase difference between the corrected subcarriers, the phase error due to the frequency shift is canceled and the obtained phase difference is demapped to demodulate the data.
[0113]
These operations can be realized by using a DSP or the like as in the first embodiment. Furthermore, the processing steps after FFT can be processed by being recorded on a recording medium as a program and executed.
[0114]
(Third embodiment)
The phase corrector 11 according to the third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The phase corrector 11C in the present embodiment, as with the phase corrector 11B in the second embodiment, is an OFDM in which differential modulation is performed between subcarriers adjacent to the subcarrier SC in the frequency direction. It is particularly suitable for signal demodulation. The phase corrector 11C includes an inter-carrier phase difference calculator 6 between the data carrier phase corrector 9 and the fast Fourier transformer 5 of the phase corrector 11B according to the second embodiment, and a differential demodulator 15 Is returned to the data demodulator 13. Therefore, since the configuration and operation of the data carrier phase error estimator 7B have been described, only the intercarrier phase difference calculator 6 will be described.
[0115]
The inter-carrier phase difference calculator 6 calculates a phase difference between adjacent subcarriers corresponding to transmission data from the subcarrier Sc ′ which is an output from the fast Fourier transformer 5, and sets the calculation result as a phase difference signal Sc ″. Are output to the data carrier phase corrector 9. In the phase difference signal Sc ″, the phase error due to the frequency shift has already been canceled, but the phase error due to the time shift remains included.
[0116]
The data carrier phase corrector 9 corrects the phase of the phase difference signal Sc ″ based on the phase error correction signal Shc, and then outputs the phase corrected subcarrier signal Scr to the data demodulator 13.
[0117]
Also in the present embodiment, as in the second embodiment, the data carrier modulation method uses differential modulation between adjacent carriers in the frequency direction. For example, multilevel differential phase modulation such as DQPSK or multilevel difference such as 16 DAPSK is used. Dynamic amplitude phase modulation or the like can be used. Further, these operations can be realized using a DSP or the like as in the first embodiment. Furthermore, the processing steps after FFT can be processed by being recorded on a recording medium as a program and executed. Thus, in the present embodiment, the phase error due to the frequency shift is canceled when the phase difference between the subcarriers is obtained by the intercarrier phase difference calculation. After that, the phase error of the time shift is corrected by correcting the obtained phase difference between the subcarriers. Then, the data is demodulated by demapping the corrected phase difference.
[0118]
As described above, the OFDM demodulator DMP according to the first embodiment of the present invention performs the phase correction based on the pilot carrier PC having a known phase embedded in the OFDM symbol. Even if the synchronization symbol RS is not inserted into the frame as in the OFDM signal shown, accurate demodulation is possible.
[0119]
(Second Embodiment)
The OFDM demodulator according to the second embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. The OFDM demodulator DMP ′ according to the present embodiment is suitable for demodulating a conventional OFDM signal that is composed of a synchronization symbol RS and a frame and is transmitted. The OFDM signal used in this embodiment has a structure in which the pilot carrier PC shown in FIGS. 2 and 3 is embedded in each symbol constituting the frame shown in FIG. By constructing the OFDM signal in this way, the synchronization is established to some extent by each synchronization estimator shown in FIG. 14 based on the synchronization reference symbol RS, and the phase correction shown in FIG. The phase compensation is performed by the device 11 to further improve the accuracy of demodulation.
[0120]
That is, the OFDM demodulator DMP ′ according to the present embodiment includes the clock demodulator 102, the frequency synchronizer 104, and the symbol synchronizer 106 shown in FIG. 14 added to the OFDM demodulator DMP shown in FIG. Has a structure. As a result, as described above, the fast Fourier transformer 5 performs the fast Fourier transform process on the baseband band OFDM signal Sb based on the symbol time window signal Sst. Then, the baseband signal Sb is separated for each OFDM symbol OS, and the time domain signal is separated into frequency domain subcarriers SC to generate a subcarrier signal Sc in which symbol synchronization is established, thereby generating a phase corrector 11. Output to. In the subcarrier signal Sc, sampling clock synchronization and carrier signal frequency synchronization are established along with establishment of symbol window synchronization.
[0121]
Thereafter, the subcarrier signal Sc for which this synchronization is established is subjected to phase correction by any of the various phase correctors 11, 11A, 11B, and 11C described with respect to the first embodiment, thereby achieving higher accuracy. Demodulation is possible.
[0122]
In the present embodiment, a case will be described in which there is a difference between the reception-side sampling clock and the transmission-side sampling clock when A / D conversion is performed on the analog OFDM signal So ′. In OFDM demodulation, a time domain signal is converted into a frequency domain signal by performing an FFT operation for each OFDM symbol period, and is separated into subcarriers. Into the FFT circuit, data (signal values) corresponding to the number of points used for the FFT are extracted from one OFDM symbol and inputted. This is called an effective symbol period. The number of points used for FFT is, for example, 1024 or 512. When a sampling clock shift occurs between transmission and reception, a time shift occurs even if data is fetched by the same number of points (eg, 1024).
[0123]
FIG. 10 shows a state in which such a time lag between transmission and reception occurs. OSr indicates one of the received OFDM symbols. The guard interval is removed from the received OFDM symbol, and data for 1024 points used for FFT, that is, an effective symbol period is extracted. OSes indicates an effective symbol period when this symbol is generated on the transmission side. When the sampling clock is shifted between transmission and reception, the effective symbol period captured on the receiving side is indicated by OSer, and a time lag occurs from the original effective symbol period.
[0124]
When the FFT operation is performed on the effective symbol period captured in this way, phase rotation occurs in each subcarrier due to the time lag of the effective symbol period. This is shown in FIG. The amount of phase rotation due to the time lag of the effective symbol period is proportional to the subcarrier frequency. If quadrature detection is performed when there is a frequency shift between transmission and reception, each subcarrier causes phase rotation by a constant value regardless of the subcarrier frequency.
[0125]
Therefore, each reception subcarrier causes a constant phase rotation due to a frequency shift and a phase rotation proportional to the carrier frequency. Since the subcarriers of the OFDM signal are arranged at constant frequency intervals, the amount of phase rotation between adjacent subcarriers has a constant value. FIG. 11 shows this. k represents a subcarrier number.
[0126]
Since the amount of phase rotation due to time lag is proportional to the frequency, the amount of phase change between adjacent carriers is obtained from the slope of this straight line, which corresponds to the phase error ΔΦ between adjacent carriers. Therefore, it is possible to correctly demodulate data by obtaining a constant phase rotation due to a frequency shift on the receiving side and a phase rotation proportional to the carrier frequency due to a time shift and correcting the phase of the data carrier. Therefore, in the present embodiment, data demodulation is performed after performing phase correction on the received signal that has been OFDM demodulated and separated into subcarriers as described above.
[0127]
As described above in detail, according to the present invention, data can be correctly demodulated even when there is a frequency shift and a time shift between the transmission side and the reception side. In addition, although stable clock synchronization is very difficult for OFDM signals transmitted in bursts, the present invention can correct phase errors due to frequency shifts and time shifts for each OFDM symbol. Even if it is an OFDM signal, data can be demodulated correctly.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an OFDM demodulator according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of an OFDM signal according to the present invention and a basic concept of modulation and demodulation thereof.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a detailed configuration of subcarriers in the OFDM frequency axis signal shown in FIG. 2;
FIG. 4 is a block diagram showing a first example of the OFDM demodulator according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an explanatory diagram of phase rotation due to frequency shift and time shift.
FIG. 6 is a block diagram showing a second example of the OFDM demodulator according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an explanatory diagram showing a state of an OFDM signal by differential modulation.
FIG. 8 is a block diagram showing a third example of the OFDM demodulator according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing an OFDM demodulator according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an explanatory diagram showing a state of an OFDM signal in which a time lag between transmission and reception occurs.
FIG. 11 is an explanatory diagram of phase rotation between adjacent carriers due to a time shift in an OFDM signal.
FIG. 12 is an explanatory diagram of a conventional OFDM transmission frame.
FIG. 13 is an explanatory diagram of a state in a frequency domain and a time domain of a conventional OFDM signal.
FIG. 14 is a block diagram showing a conventional OFDM demodulator.
FIG. 15 is a diagram showing a transmission system using an OFDM signal.
FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of an OFDM modulation apparatus according to the present invention.
FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a second exemplary embodiment of an OFDM modulation apparatus according to the present invention.
FIG. 18 is a diagram for explaining differential modulation in the second embodiment of the OFDM modulation apparatus according to the present invention.
[Explanation of symbols]
DMP, DMP '... OFDM demodulator
1 A / D converter
3 ... Quadrature detector
5 ... FFT circuit
6 ... Inter-carrier phase difference calculator
7: Data carrier phase error estimator
8a ... Pilot carrier position detector
8b ... Pilot carrier extractor
8c ... Pilot carrier memory
8d: Phase difference calculator
8e ... Phase change amount calculator
8f ... Phase correction amount calculator
8g ... Phase calculator
9 ... Data carrier phase corrector
10: Subcarrier separation unit
11: Phase corrector
13 Data demodulator
15 ... Differential demodulator
120: Transmitter
121. OFDM modulation apparatus
130: Transmission path
140. Receiving device
141. OFDM demodulator
200: OFDM signal generator
201: Data modulation section
231 ... Differential modulation section

Claims (18)

複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するパイロットキャリア位置検出手段と、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を、各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出する位相差検出手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出する位相補正量算出手段と、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正する位相補正手段とを備えた、ＯＦＤＭ復調装置。An OFDM demodulator for receiving an OFDM signal generated from a plurality of OFDM symbols composed of a plurality of subcarriers including a plurality of data carriers and a plurality of pilot carriers,
Subcarrier separation means for separating the received OFDM signal into the plurality of subcarriers by Fourier transform for each OFDM symbol, and obtaining the phase and amplitude of each subcarrier;
Pilot carrier position detecting means for detecting positions of the plurality of pilot carriers from the plurality of subcarriers;
Each of the plurality of pilot carriers is assigned a known phase and amplitude, and a phase difference between transmission and reception for each pilot carrier is determined by the phase obtained from the received OFDM signal in each pilot carrier and the known phase. phase difference detection means for detecting by determining a difference,
Phase change amount calculating means for calculating a change amount of a transmission / reception phase difference between adjacent subcarriers based on a phase difference of the pilot carrier caused by a phase rotation that is caused by a time lag between transmission and reception and that is proportional to a frequency ; ,
A phase correction amount calculating means for calculating a phase correction amount for each of the plurality of data carriers based on the change amount;
And a phase correction means for correcting the phase obtained from the OFDM signal thus received for each of the data carrier based on the phase correction amount, OFDM demodulator. 前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相差と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相差の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出することを特徴とする、請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。The phase change amount calculation means calculates the difference between the phase difference in the first pilot carrier and the phase difference in the second pilot carrier that is continuous with the first pilot carrier, and calculates the difference between the first pilot carrier and the second pilot. 2. The OFDM demodulator according to claim 1, wherein the amount of change is calculated by dividing by a difference in carrier frequency. 前記位相補正量算出手段は、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの間にある所定のデータキャリアに対する前記位相補正量を、前記第１のパイロットキャリアにおける前記位相差に前記変化量を前記所定のデータキャリアと前記第１のパイロットキャリアとの周波数の差に応じた回数だけ加算することにより算出する、ことを特徴とする、請求項２記載のＯＦＤＭ復調装置。The phase correction amount calculation means converts the phase correction amount for a predetermined data carrier between the first pilot carrier and the second pilot carrier into the phase difference in the first pilot carrier. The OFDM demodulator according to claim 2, characterized in that is calculated by adding a number of times corresponding to a frequency difference between the predetermined data carrier and the first pilot carrier. 前記位相変化量算出手段は、縦軸を位相差、横軸を周波数とした２次元平面上に配置した第１のパイロットキャリアの位相差及び周波数と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアの位相差及び周波数とを直線近似し、前記直線の傾きから前記変化量を算出することを特徴とする、請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。The phase change amount calculating means includes a phase difference and a frequency of a first pilot carrier arranged on a two-dimensional plane having a phase difference on the vertical axis and a frequency on the horizontal axis, and a second phase that is continuous with the first pilot carrier. 2. The OFDM demodulator according to claim 1, wherein the phase difference and frequency of a pilot carrier are linearly approximated, and the amount of change is calculated from the slope of the straight line. 前記位相変化量算出手段は、１組のパイロットキャリア間の位相差の差を前記１組のパイロットキャリア間の周波数の差で割る演算を、複数のパイロットキャリアの組について行い、前記演算の結果を平均することにより前記変化量を算出することを特徴とする、請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。The phase change amount calculation means performs an operation for dividing a phase difference difference between a set of pilot carriers by a frequency difference between the set of pilot carriers for a plurality of sets of pilot carriers, and calculates the result of the calculation. 2. The OFDM demodulator according to claim 1, wherein the change amount is calculated by averaging. 前記ＯＦＤＭ復調装置は、
前記位相補正後のデータキャリアを復調するデータ復調手段をさらに備えた請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。The OFDM demodulator comprises:
2. The OFDM demodulator according to claim 1, further comprising data demodulating means for demodulating the data carrier after the phase correction. 前記ＯＦＤＭ信号は、バースト状に入力される請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。  The OFDM demodulator according to claim 1, wherein the OFDM signal is input in a burst form. 複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信して復調するＯＦＤＭ復調方法であって、An OFDM demodulation method for receiving and demodulating an OFDM signal generated from a plurality of OFDM symbols composed of a plurality of subcarriers including a plurality of data carriers and a plurality of pilot carriers,
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるステップと、Separating the received OFDM signal into the plurality of subcarriers by Fourier transform for each OFDM symbol, and determining the phase and amplitude of each subcarrier;
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するステップと、  Detecting positions of the plurality of pilot carriers from the plurality of subcarriers;
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出するステップと、Each of the plurality of pilot carriers is assigned a known phase and amplitude, and the phase difference between transmission and reception for each pilot carrier is determined by the difference between the phase obtained from the received OFDM signal in each pilot carrier and the known phase. Detecting by determining
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出するステップと、Calculating the amount of change in transmission / reception phase difference between adjacent subcarriers based on the phase difference of the pilot carrier due to phase rotation that occurs due to a time lag between transmission and reception and that is proportional to the frequency;
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出するステップと、For the plurality of data carriers, calculating a phase correction amount for each data carrier based on the change amount;
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正するステップとを含む、ＯＦＤＭ復調方法。Correcting the phase obtained from the received OFDM signal for each data carrier based on the phase correction amount. 複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を送受信するＯＦＤＭ伝送システムであって、An OFDM transmission system for transmitting and receiving an OFDM signal generated from a plurality of OFDM symbols composed of a plurality of subcarriers including a plurality of data carriers and a plurality of pilot carriers,
ＯＦＤＭ送信装置とＯＦＤＭ受信装置とを備え、An OFDM transmitter and an OFDM receiver,
前記ＯＦＤＭ送信装置は、The OFDM transmitter
前記複数のパイロットキャリアにそれぞれ既知の位相と振幅を割り当て、前記複数のデータキャリアにそれぞれ送信データに応じた位相と振幅を割り当てる変調手段と、Modulation means for assigning a known phase and amplitude to each of the plurality of pilot carriers, and assigning a phase and amplitude according to transmission data to the plurality of data carriers,
前記ＯＦＤＭシンボル毎に前記複数のサブキャリアを逆フーリエ変換することにより前記ＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段とを備え、OFDM signal generating means for generating the OFDM signal by inverse Fourier transforming the plurality of subcarriers for each OFDM symbol,
前記ＯＦＤＭ受信装置は、The OFDM receiver
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、Subcarrier separation means for separating the received OFDM signal into the plurality of subcarriers by Fourier transform for each OFDM symbol, and obtaining the phase and amplitude of each subcarrier;
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するパイロットキャリア位置検出手段と、Pilot carrier position detecting means for detecting positions of the plurality of pilot carriers from the plurality of subcarriers;
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出する位相差検出手段と、Each of the plurality of pilot carriers is assigned a known phase and amplitude, and the phase difference between transmission and reception for each pilot carrier is determined by the difference between the phase obtained from the received OFDM signal in each pilot carrier and the known phase. Phase difference detection means for detecting by obtaining
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出する位相変化量算出手段と、Phase change amount calculating means for calculating a change amount of a transmission / reception phase difference between adjacent subcarriers based on a phase difference of the pilot carrier caused by a phase rotation that is caused by a time lag between transmission and reception and that is proportional to a frequency; ,
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出する位相補正量算出手段と、A phase correction amount calculating means for calculating a phase correction amount for each data carrier based on the change amount for the plurality of data carriers;
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正する位相補正手段とを備えた、ＯＦＤＭ伝送システム。An OFDM transmission system comprising phase correction means for correcting a phase obtained from the received OFDM signal for each data carrier based on the phase correction amount. 同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出する隣接位相差算出手段と、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正する位相補正手段とを備えた、ＯＦＤＭ復調装置。 An OFDM signal generated from a plurality of OFDM symbols composed of a plurality of subcarriers including a plurality of pilot carriers assigned the same phase and amplitude and a plurality of data carriers differentially modulated in the frequency axis direction. An OFDM demodulator for receiving,
Subcarrier separation means for separating the received OFDM signal into the plurality of subcarriers by Fourier transform for each OFDM symbol, and obtaining the phase and amplitude of each subcarrier;
Phase change calculation that calculates the amount of change in transmission / reception phase difference between adjacent subcarriers based on the phase between the plurality of pilot carriers due to phase rotation that occurs due to time lag between transmission and reception and that is proportional to the frequency Means,
Adjacent phase difference calculation for calculating the adjacent phase difference, which is the difference between the phase of each data carrier and the phase of adjacent subcarriers serving as a reference when differentially demodulating each data carrier, for the plurality of data carriers Means,
The adjacent phase difference before Symbol plurality of data carriers and a phase correction means for correcting, based on the amount of change, OFDM demodulator. 前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出することを特徴とする請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。The phase change amount calculating means calculates the difference between the phase of the first pilot carrier and the phase of the second pilot carrier that is continuous with the first pilot carrier, between the first pilot carrier and the second pilot carrier. 11. The OFDM demodulator according to claim 10, wherein the change amount is calculated by dividing by a frequency difference. 前記位相補正手段は、前記隣接位相差から前記変化量を引くことにより前記隣接位相差を補正することを特徴とする、請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。11. The OFDM demodulator according to claim 10, wherein the phase correction unit corrects the adjacent phase difference by subtracting the change amount from the adjacent phase difference. 前記位相変化量算出手段は、縦軸を位相、横軸を周波数とした２次元平面上に配置した第１のパイロットキャリアの位相及び周波数と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアの位相及び周波数とを直線近似し、前記直線の傾きから前記変化量を算出することを特徴とする、請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。The phase change amount calculating means includes a phase and a frequency of a first pilot carrier arranged on a two-dimensional plane having a phase on the vertical axis and a frequency on the horizontal axis, and a second pilot carrier continuous with the first pilot carrier. The OFDM demodulator according to claim 10, wherein the phase and the frequency are linearly approximated, and the amount of change is calculated from the slope of the line. 前記位相変化量算出手段は、１組のパイロットキャリア間の位相の差を前記１組のパイロットキャリア間の周波数の差で割る演算を、複数のパイロットキャリアの組について行い、前記演算の結果を平均することにより前記変化量を算出することを特徴とする、請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。The phase change amount calculating means performs an operation for dividing a phase difference between one set of pilot carriers by a frequency difference between the one set of pilot carriers for a plurality of sets of pilot carriers, and averages the result of the calculation. The OFDM demodulator according to claim 10, wherein the change amount is calculated as a result of the calculation. 前記ＯＦＤＭ復調装置は、
前記位相補正後の前記隣接位相差に基づいて前記データキャリアを差動復調するデータ復調手段をさらに備えた請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。The OFDM demodulator comprises:
11. The OFDM demodulator according to claim 10 , further comprising data demodulating means for differentially demodulating the data carrier based on the adjacent phase difference after the phase correction. 前記ＯＦＤＭ信号は、バースト状に入力される請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。The OFDM demodulator according to claim 10 , wherein the OFDM signal is input in a burst form. 同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信して復調するＯＦＤＭ復調方法であって、An OFDM signal generated from a plurality of OFDM symbols composed of a plurality of subcarriers including a plurality of pilot carriers assigned the same phase and amplitude and a plurality of data carriers differentially modulated in the frequency axis direction. An OFDM demodulation method for receiving and demodulating,
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるステップと、Separating the received OFDM signal into the plurality of subcarriers by Fourier transform for each OFDM symbol, and determining the phase and amplitude of each subcarrier;
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出するステップと、Calculating a change amount of a transmission / reception phase difference between adjacent subcarriers based on a phase between the plurality of pilot carriers by a phase rotation that occurs due to a time lag between transmission and reception and is proportional to a frequency; and
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出するステップと、Calculating an adjacent phase difference that is a difference between a phase of each data carrier and a phase of an adjacent subcarrier serving as a reference when differentially demodulating each data carrier for the plurality of data carriers;
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正するステップとを備えた、ＯＦＤＭ復調装置。And correcting the adjacent phase difference of the plurality of data carriers based on the change amount. 同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を送受信するＯＦＤＭ伝送システムであって、
ＯＦＤＭ送信装置とＯＦＤＭ受信装置を備え、
前記ＯＦＤＭ送信装置は、
前記複数のパイロットキャリアにそれぞれ同一の位相及び振幅を割り当て、前記複数のデータキャリアにそれぞれ送信データに応じた隣接するサブキャリアの位相と振幅の差を有する位相と振幅を割り当てる変調手段と、
前記ＯＦＤＭシンボル毎に前記複数のサブキャリアを逆フーリエ変換することにより前記ＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段とを備え、
前記ＯＦＤＭ受信装置は、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出する隣接位相差算出手段と、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正する位相補正手段とを備えた、ＯＦＤＭ伝送システム。An OFDM signal generated from a plurality of OFDM symbols composed of a plurality of subcarriers including a plurality of pilot carriers assigned the same phase and amplitude and a plurality of data carriers differentially modulated in the frequency axis direction. An OFDM transmission system for transmitting and receiving,
An OFDM transmitter and an OFDM receiver,
The OFDM transmitter
Modulating means for assigning the same phase and amplitude to each of the plurality of pilot carriers, and assigning a phase and amplitude having a difference between the phase and amplitude of adjacent subcarriers corresponding to transmission data to each of the plurality of data carriers ;
OFDM signal generating means for generating the OFDM signal by inverse Fourier transforming the plurality of subcarriers for each OFDM symbol ,
The OFDM receiver
Subcarrier separation means for separating the received OFDM signal into the plurality of subcarriers by Fourier transform for each OFDM symbol, and obtaining the phase and amplitude of each subcarrier ;
The phase rotation that is proportional to and the frequency generated by the time difference between transmission and reception, the variation of the phase difference of transmission and reception occurring between adjacent subcarriers, a phase change amount is calculated based on the position phase between said plurality of pilot carriers A calculation means;
For the plurality of data carriers, the adjacent phase difference to calculate the adjacent phase difference which is a difference between the phase of adjacent subcarriers each of said data carrier and the data carrier A phase as a reference for differential demodulation A calculation means;
An OFDM transmission system comprising: phase correction means for correcting the adjacent phase differences of the plurality of data carriers based on the amount of change .
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