JP4243473B2 - FIR digital filter - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明はFIRディジタルフィルタに関し、特にFIR(Finite Impulse Response)ディジタルフィルタの回路規模の削減に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、FIRディジタルフィルタにおいては、図4に示すように、遅延素子200〜20m(mは正の整数)と、乗算器210〜21n(nは正の整数、n=m+1)と、加算器220〜220mとから構成されている。
【0003】
上記のFIRディジタルフィルタでは、データ信号入力端子とデータ信号出力端子との間に複数の遅延素子200〜20mを直列に接続し、各接続にタップを形成している。
【0004】
各タップにはタップ係数H0〜Hnを乗算するための複数の乗算器210〜21nが接続され、各乗算器210〜21nの出力端は複数の加算器220〜220mに接続され、乗算結果の総和が算出されて出力されるものである(例えば、特許文献1参照)。
【0005】
【特許文献1】
特開2001−177378号公報(第2,3頁、図5)
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のFIRディジタルフィルタでは、良好な特性を得ようと、FIRディジタルフィルタのタップ数を増大していくと、タップ数と同等の数の乗算器とタップ数より1個少ない数の加算器とが必要となる。
【0007】
例えば、1000タップのディジタルフィルタの場合、乗算器が1000個、加算器が999個必要となる。多タップ数のフィルタを構成すると、上記のように乗算器と加算器とが多数必要となるため、回路規模が膨大となり、集積回路化するのに非常に困難である。
【0008】
そこで、本発明の目的は上記の問題点を解消し、回路規模を小さくすることができるFIRディジタルフィルタを提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】
本発明によるFIRディジタルフィルタは、入力データ信号をサンプリングした入力クロック信号からm倍(mは正の整数)した第1のクロックと前記入力クロック信号に対して位相制御を行った第2のクロックとを発生するクロック発生器と、前記第1のクロックに基づいて前記入力データ信号に対して所定のフィルタ係数の演算処理を行ってタップ出力信号を出力する積和演算器と、前記積和演算器からのタップ出力信号を前記第2のクロックでサンプリングする第1のラッチとを備え、
前記積和演算器は、入力信号を(m−1)段遅延させる遅延素子と、前記遅延素子の出力信号と前記入力データ信号とを切替える第1のセレクタと、予めタップ係数信号を格納するメモリと、前記メモリから出力されるタップ係数信号と前記遅延素子からの出力信号とを乗算する乗算器と、前記乗算器の乗算結果を逐次累算して出力する累算器と、前記遅延素子からの出力信号を前記第2のクロックでサンプリングする第2のラッチとを含み、
前記累算器の出力を前記タップ出力信号として出力するとともに、
前記累算器は、前記乗算器からの出力信号と前記タップ出力信号とを加算する加算器と、前記乗算器からの出力信号と前記加算器からの加算結果とを切替える第2のセレクタと、前記第2のセレクタの出力信号を前記第1のクロックで保持するラッチとを含むことを特徴とする。
【0010】
すなわち、本発明のFIR(Finite Impulse Response)ディジタルフィルタは、入力データ信号をサンプリングした入力クロック信号からm倍(mは正の整数)した第1のクロックと入力クロック信号に対して位相制御を行った第2のクロックとを発生するクロック発生器と、第1のクロックに基づいて入力データ信号に対して所定のフィルタ係数の演算処理を行う積和演算器と、積和演算器の出力信号を第2のクロックでサンプリングするラッチとを備えている。
【0011】
積和演算器は、入力信号を(m−1)段遅延させる遅延素子と、その遅延素子の出力信号と入力データ信号とを切替えるセレクタと、そのセレクタの切替えを行う切替制御部と、タップ係数信号を格納するメモリと、そのメモリの出力制御を行うメモリ制御部と、このメモリから出力されるタップ係数信号と遅延素子からの出力信号とを乗算する1個の乗算器と、タップ係数信号と遅延された出力信号とを乗算させた結果を逐次累算して出力する1個の累算器と、遅延素子からの出力信号を入力クロック周波数でサンプリングするためのラッチとを備えている。
【0012】
累算器は乗算器からの出力信号とラッチから出力されるタップ出力信号とを加算する1個の加算器と、乗算器からの出力信号と加算器からの加算結果とを切替えるセレクタと、そのセレクタの切替えを行う切替制御部と、そのセレクタの出力信号を保持するためのラッチとから構成されている。
【0013】
上記のように構成することで、本発明のFIRディジタルフィルタは、回路規模の大幅な削減が可能となるので、従来よりも小規模の集積回路によって実現可能になるとともに、FIRディジタルフィルタが有する良好な特性を維持することも可能となる。
【0014】
また、本発明のFIRディジタルフィルタは、mタップのフィルタを構成する場合、クロックをm倍にすれば実現可能となる。つまり、本発明のFIRディジタルフィルタは、タップ数を増大させる場合、クロック発生部で入力クロックの倍数mを大きくすることで、多タップ数のフィルタが実現可能となる。この場合にはmがタップ数となり、例えばm=2000とすると、2000タップ数のフィルタが実現可能となる。
【0015】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図1は本発明の実施の形態によるFIR(Finite Impulse Response)ディジタルフィルタの構成を示すブロック図である。図1において、本発明の実施の形態によるFIRディジタルフィルタはデータ信号入力端子12から入力される入力データ信号d1をサンプリングしかつクロック信号入力端子11から入力される入力クロック信号a1からm倍したクロックb1と入力クロック信号a1の位相制御したクロックc1,h1とを発生するクロック発生部21と、フィルタの演算処理を行う積和演算器31と、積和演算器31内から出力されるタップ出力信号g1を入力クロック周波数(クロックc1)でサンプリングするためのラッチ42とを備えている。
【0016】
積和演算器31は入力信号を(m−1)段遅延させる遅延素子61と、その遅延素子61の出力信号e1と入力データ信号d1とを切替えるセレクタ51と、そのセレクタ51の切替えを行う切替制御部101と、タップ係数信号f1を格納するメモリ112と、そのメモリ112の出力制御を行うメモリ制御部111と、このメモリ112から出力されるタップ係数信号f1と遅延素子61からの出力信号e1とを乗算する1個の乗算器71と、タップ係数信号f1と遅延された出力信号e1とを乗算させた結果を逐次累算して出力する1個の累算器91と、遅延素子61の出力信号e1を入力クロック周波数(クロックh1)でサンプリングするためのラッチ41とを備えている。
【0017】
累算器91は乗算器71からの出力信号m1とラッチ43から出力されるタップ出力信号g1とを加算する1個の加算器81と、乗算器71からの出力信号m1と加算器81からの加算結果n1とを切替えるセレクタ52と、そのセレクタ52の切替えを行う切替制御部102と、そのセレクタ52の出力信号q1を保持するためのラッチ43とから構成されている。
【0018】
図2は本発明の実施の形態によるFIRディジタルフィルタの動作を示すタイミングチャートである。図2はm=4の場合を例にしたタイミングを示しており、これら図1と図2とを用いて本発明の実施の形態によるFIRディジタルフィルタの動作について説明する。
【0019】
クロック信号入力端子11から入力クロック信号a1が入力され、この入力クロック信号a1はデータ信号入力端子12からの入力データ信号d1をサンプリングしているクロックである。したがって、データ信号入力端子12から入力されるデータ信号d1は入力クロック信号a1でサンプリングされている。上記の入力クロック信号a1と入力データ信号d1とのタイミング関係は図2に示す通りである。
【0020】
クロック発生部21は入力クロック信号a1をm倍したクロックb1として出力しており、積和演算器31ではこのm倍したクロックb1に基づいてフィルタの演算処理を行っている。例えば、m=4の場合のクロック発生部21から出力される4倍したクロックb1と入力クロック信号a1とのタイミング関係は図2に示す通りである。
【0021】
また、上記のクロック発生部21ではラッチ41にクロックh1を供給し、ラッチ42にクロックc1を供給している。上記の各クロックc1,h1は入力クロック信号a1と同じサンプリング周波数のクロックであるが、上記の各ラッチ41,42に入力されるデータ信号とのタイミングを合わせるために、入力クロック信号a1の位相を制御して生成され、それぞれのラッチ41,42へ出力されている。
【0022】
セレクタ51は入力データ信号d1と(m−1)段遅延される遅延素子61から出力されるデータ信号e1とを選択的に出力し、遅延素子61へ供給している。切替制御部101では、m回に1回、Highパルスを出力する切替制御信号r1をセレクタ51へ供給し、セレクタ51の切替えを行っている。例えば、m=4の場合の上記の遅延素子61と切替制御部101とセレクタ51とのタイミング関係は図2に示す通りである。
【0023】
図2において、切替制御部101の出力である切替制御信号r1は4回に1回、Highパルスとして出力される。セレクタ51では上記の切替制御信号r1がHighパルス時に入力データ信号(A,B,C,D)を選択し、上記の切替制御信号r1がLowパルス時に遅延素子61の出力データ[(X,Y,Z)、(Y,Z,A)、(Z,A,B)、(A,B,C)]を選択して出力する。
【0024】
上記のセレクタ51の出力データk1は遅延素子61に入力され、3段遅延された後、再びセレクタ51へ入力される。このように、セレクタ51と遅延素子61との間でのデータ処理は、巡回的に繰り返し行われ、上記の遅延素子61から出力されるデータ信号e1はラッチ41に供給される。
【0025】
上記のラッチ41に使用されるクロックh1は、図2に示すように、上記の遅延素子61から出力されるデータ信号e1とのタイミングを合わせるため、クロック発生部21で入力クロック信号a1が位相制御されて出力されるものである。したがって、上記のデータ信号e1はラッチ41を介して、入力クロック信号a1と同じ周波数でサンプリングされたデータ信号s1(ここではW,X,Y,Z)としてデータ信号出力端子14へ出力される。
【0026】
メモリ制御部111ではメモリ112からの出力タイミングを制御し、タップ係数信号f1を出力している。上記のタップ係数信号f1は、図4に示す従来例のタップ係数H0〜Hnに対応している。そして、このタップ係数は全てメモリ112に格納されており、メモリ制御部111の制御によってm倍したクロックb1で出力され、乗算器71へと供給されている。
【0027】
また、上記の遅延素子61から出力されるデータ信号e1も乗算器71へと供給されているので、上記の乗算器71は上記の遅延素子61からの出力に対して、タイミングを合わせて出力されたタップ係数信号f1との乗算を行う。上記の乗算器71への入力タイミングは、例えば、m=4の場合、図2に示す通りである。
【0028】
図2において、タップ係数信号f1は上記の遅延素子61から出力されるデータ信号e1を4個毎に[ここでは(X,Y,Z,A)とする]、タイミングを合わせ、4タップ分(ここでは、H3〜H0)を出力し、X*H3、Y*H2、Z*H1、A*H0と順々に乗算されている。この乗算器71による結果m1は、図2に示すように、Mb0〜Mb3として出力される。
【0029】
上記の乗算器71からの出力のうちの一方はセレクタ52へ直接供給される。上記の乗算器71からの出力のうちのもう一方は加算器81へ供給される。上記の加算器81は乗算器71からの出力m1とラッチ43から出力されるタップ出力信号g1との加算を行い、その加算結果をセレクタ52へ供給する。
【0030】
切替制御部102ではm回に1回、Highパルスを出力する切替制御信号p1としてセレクタ52の切替えを行っている。例えば、m=4の場合、上記のラッチ43と加算器81と切替制御部102とセレクタ52とのタイミング関係は図2に示す通りである。
【0031】
図2において、切替制御部102の出力である切替制御信号p1は、4回に1回、Highパルスが出力されている。セレクタ52では上記の切替制御信号p1がHighパルス時に乗算器71の出力データm1(Mb0,Mc0,Md0,Me0)を選択し、上記の切替制御信号p1がLowパルス時に加算器81の出力データn1(Ab1〜Ab3,Ac1〜Ac3,Ad1〜Ad3)を選択して出力している。
【0032】
上記のセレクタ52の出力データq1はラッチ43で1段遅延された後、再び加算器81へ入力される。このように、上記の切替制御部102と加算器81とセレクタ52とラッチ43とによって累算器91を構成しており、この累算器91は乗算された結果を逐次累算して出力している。
【0033】
尚、上記の累算器91はセレクタ52で乗算器71の出力データを選択することで、これまでの累算結果をクリアし、累算の初期値となって再び逐次累算を始める。ここまでの演算処理またはデータ処理は、上記のセレクタ51〜累算器91によって積和演算器31として構成されている。
【0034】
ラッチ42に使用されるクロックc1は、図2に示すように、上記の積和演算器31の累算器91から出力されるタップ出力信号g1とのタイミングを合わせるため、クロック発生部21で入力クロック信号a1が位相制御されて出力されるものである。したがって、タップ出力信号g1はラッチ42を介して、入力クロック信号a1と同じ周波数でサンプリングされたタップ出力信号t1(ここではAz3,Aa3,Ab3,Ac3)として、フィルタ信号出力端子13へ出力される。
【0035】
上述した如く、本発明の実施の形態によるFIRディジタルフィルタは、回路規模を大幅に削減することができる。例えば、従来のFIRディジタルフィルタで1000タップ数の場合,1000個の乗算器と999個の加算器とが必要であるのに対し、本発明の実施の形態によるFIRディジタルフィルタでは、m倍したクロックを1000倍に設定すると、1個の乗算器71と1個の累算器91とで済む。よって、これら回路規模の大幅な削減が可能であり、またFIRディジタルフィルタが有する良好な特性を維持することができる。
【0036】
さらに、本発明の実施の形態によるFIRディジタルフィルタでは、タップ数を増大させる場合、クロック発生部21で入力クロック信号a1の倍数mを大きくすることで、多タップ数のフィルタを実現することができる。つまり、mがタップ数となり、例えば、m=2000とすると、2000タップ数のフィルタが実現可能となる。
【0037】
図3は本発明の一実施例によるFIRディジタルフィルタの構成を示すブロック図である。図3において、本発明の一実施例によるFIRディジタルフィルタは、直列に5段接続した積和演算器31〜35と、各積和演算器31〜35からのタップ出力信号g1〜g5を加算する加算器121と、クロック発生器21と、ラッチ42とから構成されている。尚、クロック発生器21の動作は上述した本発明の実施の形態と同様であるため、その動作についての説明は省略する。
【0038】
データ信号入力端子12から入力される入力データ信号d1は、1段目の積和演算器31へ供給され、上述した積和演算器31の動作によって、積和演算器31からデータ信号s1が出力され、2段目の積和演算器32へと供給される。以下、この動作と同様に、3段目の積和演算器33、4段目の積和演算器34、5段目の積和演算器35で動作が行われる。
【0039】
また、上記の各積和演算器31〜35から出力されるタップ出力信号g1〜g5は、最終的な累算結果を算出するために加算器121へと供給される。上記の加算器121の出力である加算結果u1は、上述した通り、ラッチ42を介して、入力クロック信号a1と同じ周波数でサンプリングされたタップ出力信号t1としてフィルタ信号出力端子13へ出力される。
【0040】
本実施例は、m倍したクロック信号が、ディジタルフィルタ内で周波数制限された場合でも、積和演算器31〜35を直列接続することで、従来のディジタルフィルタよりも回路規模を大幅に削減することができることを示した例である。例えば、従来のFIRディジタルフィルタで1000タップ数の場合、1000個の乗算器と999個の加算器とが必要であるのに対し、本実施例では、積和演算器31〜35内の最大クロック周波数が入力クロックの200倍と制限されていても、積和演算器31〜35内の5個の乗算器及び5個の累算器と1個の加算器121とで済む。したがって、これら回路規模の削減が可能であり、またFIRディジタルフィルタが有する良好な特性を維持することができる。
【0041】
さらに、タップ数を増大させる場合には、積和演算器の数をn段接続することで多タップ数のフィルタが可能となる。つまり、上記のようなディジタルフィルタ内で最大クロック周波数が制限されている場合、m×nがタップ数となり、例えば、m=200、n=10とすると、2000タップ数のフィルタが実現可能となる。
【0042】
このように、本実施例によるFIRディジタルフィルタでは、回路規模の大幅な削減が可能であり、またFIRディジタルフィルタが有する良好な特性を維持することもできる。
【0043】
さらに、本実施例によるFIRディジタルフィルタでは、タップ数を増大させる場合、クロック発生器21における入力クロック信号a1の倍数mを大きくすることで、多タップ数のフィルタを実現することができる。この場合にはmがタップ数となるので、例えば、m=2000とすると、2000タップ数のフィルタが実現可能となる。
【0044】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、入力データ信号をサンプリングした入力クロック信号からm倍(mは正の整数)した第1のクロックと入力クロック信号に対して位相制御を行った第2のクロックとを発生するクロック発生器と、第1のクロックに基づいて入力データ信号に対して所定のフィルタ係数の演算処理を行ってタップ出力信号を出力する積和演算器と、積和演算器からのタップ出力信号を第1のクロックでサンプリングするラッチとを備えることによって、回路規模を小さくすることができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態によるFIRディジタルフィルタの構成を示すブロック図である。
【図2】本発明の実施の形態によるFIRディジタルフィルタの動作を示すタイミングチャートである。
【図3】本発明の一実施例によるFIRディジタルフィルタの構成を示すブロック図である。
【図4】従来のFIRディジタルフィルタの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
11 クロック信号入力端子
12 データ信号入力端子
13 フィルタ信号出力端子
14 データ信号出力端子
21 クロック発生部
31〜35 積和演算器
41〜43 ラッチ
51,52 セレクタ
61 遅延素子
71 乗算器
81 加算器
91 累算器
101,102 切替制御部
111 メモリ制御部
112 メモリ
121 加算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an FIR digital filter, and more particularly to a reduction in the circuit scale of an FIR (Finite Impulse Response) digital filter.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in the FIR digital filter, as shown in FIG. 4,
[0003]
In the above FIR digital filter, a plurality of
[0004]
Each tap is connected to a plurality of
[0005]
[Patent Document 1]
JP 2001-177378 A (2nd and 3rd pages, FIG. 5)
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional FIR digital filter described above, when the number of taps of the FIR digital filter is increased in order to obtain good characteristics, the number of multipliers equal to the number of taps and the number of adders one less than the number of taps are obtained. Is required.
[0007]
For example, in the case of a 1000 tap digital filter, 1000 multipliers and 999 adders are required. When a multi-tap filter is configured, a large number of multipliers and adders are required as described above, so that the circuit scale becomes enormous and it is very difficult to make an integrated circuit.
[0008]
Accordingly, an object of the present invention is to provide an FIR digital filter that can solve the above-described problems and reduce the circuit scale.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
The FIR digital filter according to the present invention includes a first clock that is m times (m is a positive integer) an input clock signal obtained by sampling an input data signal, and a second clock that is phase-controlled with respect to the input clock signal. A clock generator that generates a tap output signal by performing calculation processing of a predetermined filter coefficient on the input data signal based on the first clock, and the product-sum calculator And a first latch that samples the tap output signal from the second clock ,
The product-sum calculator includes a delay element that delays an input signal by (m−1) stages, a first selector that switches between an output signal of the delay element and the input data signal, and a memory that stores a tap coefficient signal in advance. A multiplier that multiplies the tap coefficient signal output from the memory and the output signal from the delay element, an accumulator that sequentially accumulates and outputs the multiplication result of the multiplier, and the delay element. And a second latch that samples the output signal of the second clock with the second clock,
While outputting the output of the accumulator as the tap output signal,
The accumulator includes an adder that adds an output signal from the multiplier and the tap output signal, a second selector that switches an output signal from the multiplier and an addition result from the adder, And a latch for holding the output signal of the second selector at the first clock .
[0010]
That is, the FIR (Finite Impulse Response) digital filter of the present invention performs phase control on the first clock and the input clock signal that are m times (m is a positive integer) from the input clock signal obtained by sampling the input data signal. A clock generator for generating a second clock, a sum-of-products calculator for calculating a predetermined filter coefficient on the input data signal based on the first clock, and an output signal of the sum-of-products calculator And a latch for sampling with the second clock.
[0011]
The product-sum operation unit includes a delay element that delays an input signal by (m−1) stages, a selector that switches an output signal and an input data signal of the delay element, a switching control unit that switches the selector, a tap coefficient A memory for storing the signal, a memory control unit for controlling the output of the memory, a multiplier for multiplying the tap coefficient signal output from the memory by the output signal from the delay element, a tap coefficient signal, One accumulator that sequentially accumulates and outputs the result of multiplying the delayed output signal and a latch for sampling the output signal from the delay element at the input clock frequency are provided.
[0012]
The accumulator includes one adder for adding the output signal from the multiplier and the tap output signal output from the latch, a selector for switching between the output signal from the multiplier and the addition result from the adder, A switching control unit for switching the selector and a latch for holding an output signal of the selector.
[0013]
With the configuration as described above, the FIR digital filter of the present invention can be greatly reduced in circuit scale. Therefore, the FIR digital filter can be realized by an integrated circuit having a smaller scale than the conventional one, and the FIR digital filter has good characteristics. It is also possible to maintain proper characteristics.
[0014]
The FIR digital filter according to the present invention can be realized by multiplying the clock by m times when an m-tap filter is configured. That is, the FIR digital filter of the present invention can realize a multi-tap filter by increasing the multiple m of the input clock in the clock generator when increasing the tap number. In this case, m is the number of taps. For example, if m = 2000, a filter having 2000 taps can be realized.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an FIR (Finite Impulse Response) digital filter according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, the FIR digital filter according to the embodiment of the present invention samples an input data signal d1 inputted from the data
[0016]
The product-
[0017]
The
[0018]
FIG. 2 is a timing chart showing the operation of the FIR digital filter according to the embodiment of the present invention. FIG. 2 shows the timing in the case of m = 4 as an example. The operation of the FIR digital filter according to the embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 1 and FIG.
[0019]
An input clock signal a1 is input from the clock
[0020]
The
[0021]
The
[0022]
The
[0023]
In FIG. 2, the switching control signal r1 that is the output of the switching
[0024]
The output data k1 of the
[0025]
As shown in FIG. 2, the clock h1 used for the
[0026]
The
[0027]
Further, since the data signal e1 output from the
[0028]
In FIG. 2, the tap coefficient signal f1 is the same as the timing of the four data signals e1 output from the delay element 61 [here, (X, Y, Z, A)], and is equivalent to four taps ( Here, H3 to H0) are output and are multiplied in order by X * H3, Y * H2, Z * H1, and A * H0. The result m1 by the
[0029]
One of the outputs from the
[0030]
The switching
[0031]
In FIG. 2, the switching control signal p <b> 1 that is the output of the switching
[0032]
The output data q1 of the
[0033]
The
[0034]
As shown in FIG. 2, the clock c1 used for the
[0035]
As described above, the FIR digital filter according to the embodiment of the present invention can greatly reduce the circuit scale. For example, in the case of a conventional FIR digital filter having 1000 taps, 1000 multipliers and 999 adders are required, whereas in the FIR digital filter according to the embodiment of the present invention, the clock multiplied by m is used. Is set to 1000 times, one
[0036]
Furthermore, in the FIR digital filter according to the embodiment of the present invention, when the number of taps is increased, the multi-tap filter can be realized by increasing the multiple m of the input clock signal a1 in the
[0037]
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the FIR digital filter according to one embodiment of the present invention. In FIG. 3, the FIR digital filter according to one embodiment of the present invention adds product-
[0038]
The input data signal d1 input from the data signal
[0039]
The tap output signals g1 to g5 output from the product-
[0040]
In this embodiment, even when the frequency of the clock signal multiplied by m is limited in the digital filter, the circuit scale can be greatly reduced by connecting the product-
[0041]
Further, when increasing the number of taps, a multi-tap filter can be achieved by connecting n stages of product-sum calculators. That is, when the maximum clock frequency is limited in the digital filter as described above, m × n is the number of taps. For example, if m = 200 and n = 10, a filter with 2000 taps can be realized. .
[0042]
As described above, in the FIR digital filter according to the present embodiment, the circuit scale can be greatly reduced, and good characteristics of the FIR digital filter can be maintained.
[0043]
Further, in the FIR digital filter according to the present embodiment, when the number of taps is increased, a multiple tap filter can be realized by increasing the multiple m of the input clock signal a1 in the
[0044]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the first clock obtained by multiplying the input clock signal obtained by sampling the input data signal (m is a positive integer) and the second clock in which the phase control is performed on the input clock signal, A clock generator that generates a tap, a product-sum calculator that performs a predetermined filter coefficient calculation process on the input data signal based on the first clock and outputs a tap output signal, and a tap from the product-sum calculator By providing the latch that samples the output signal with the first clock, an effect that the circuit scale can be reduced is obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an FIR digital filter according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a timing chart showing the operation of the FIR digital filter according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an FIR digital filter according to an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional FIR digital filter.
[Explanation of symbols]
11 Clock
Claims (6)
前記積和演算器は、入力信号を(m−1)段遅延させる遅延素子と、前記遅延素子の出力信号と前記入力データ信号とを切替える第1のセレクタと、予めタップ係数信号を格納するメモリと、前記メモリから出力されるタップ係数信号と前記遅延素子からの出力信号とを乗算する乗算器と、前記乗算器の乗算結果を逐次累算して出力する累算器と、前記遅延素子からの出力信号を前記第2のクロックでサンプリングする第2のラッチとを含み、
前記累算器の出力を前記タップ出力信号として出力するとともに、
前記累算器は、前記乗算器からの出力信号と前記タップ出力信号とを加算する加算器と、前記乗算器からの出力信号と前記加算器からの加算結果とを切替える第2のセレクタと、前記第2のセレクタの出力信号を前記第1のクロックで保持するラッチとを含むことを特徴とするFIRディジタルフィルタ。A clock generator that generates a first clock that is m times (m is a positive integer) an input clock signal obtained by sampling the input data signal and a second clock that is phase-controlled with respect to the input clock signal; A product-sum calculator that performs a calculation process of a predetermined filter coefficient on the input data signal based on the first clock and outputs a tap output signal; and a tap output signal from the product-sum calculator have a first latch for sampling by 2 clocks,
The product-sum calculator includes a delay element that delays an input signal by (m−1) stages, a first selector that switches between an output signal of the delay element and the input data signal, and a memory that stores a tap coefficient signal in advance. A multiplier that multiplies the tap coefficient signal output from the memory and the output signal from the delay element, an accumulator that sequentially accumulates and outputs the multiplication result of the multiplier, and the delay element. And a second latch that samples the output signal of the second clock with the second clock,
While outputting the output of the accumulator as the tap output signal,
The accumulator includes an adder that adds an output signal from the multiplier and the tap output signal, a second selector that switches an output signal from the multiplier and an addition result from the adder, And a latch for holding the output signal of the second selector at the first clock .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002329042A JP4243473B2 (en) | 2002-11-13 | 2002-11-13 | FIR digital filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2002329042A JP4243473B2 (en) | 2002-11-13 | 2002-11-13 | FIR digital filter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Country | Link |
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JP (1) | JP4243473B2 (en) |
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---|---|---|---|---|
CN101834582B (en) * | 2010-05-28 | 2013-09-11 | 华为技术有限公司 | Method and device for optimizing FIR (Far Infrared Ray) filter |
-
2002
- 2002-11-13 JP JP2002329042A patent/JP4243473B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2004165945A (en) | 2004-06-10 |
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