JP3926688B2 - Reproduction signal quality evaluation method and information reproduction apparatus - Google Patents

Description

【０００９】
【数２】

【００１０】
ここで、σは正規分布と仮定したジッタの分布の標準偏差であり、Ｔｗはウィンドウ幅である。
【００１１】
図２に示すグラフから、ジッタの標準偏差の増加にしたがって誤り率（ビットエラーレートＢＥＲ）が増加することがわかる。再生信号のジッタは、ＴＩＡ(タイム・インターバル・アナライザ)を用いて実際に測定することができる。このため、現実的に誤りが発生しない場合であっても、信号の品質をジッタの標準偏差σ／Ｔｗで評価することができ、これにより誤りの発生しやすさを予想することができる。このようにしてジッタの標準偏差を測定すれば、例えばドライブの性能、記録媒体の性能、光学ヘッドなどの性能を確認および検査することができる。また、ジッタの標準偏差が低下するように等化器のパラメータなどを調節することで、より安定した再生動作を行なうことが可能である。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
一方、上述のようにコンパレータ４から出力される２値化信号から直接的にディジタル情報を再生する方法とは異なり、最尤復号方式によってディジタル情報を再生する方法が知られている。この最尤復号方式としては、例えばＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式が知られている。ＰＲＭＬ方式では、記録密度が高い場合において符号間干渉が起こることを考慮した上でデータの記録および再生が行なわれている。より具体的には、記録媒体から再生された信号は、波形等化器やデジタルフィルタなどを用いて所定の周波数特性を持つようにパーシャルレスポンス等化された後、ビタビ復号などを用いて最尤な（最も確からしい）２値化データに復号される。ＰＲＭＬ方式では、Ｓ／Ｎ（信号対雑音）の低い再生信号や、符号間干渉の影響が比較的大きい再生信号からであっても、誤り率の低いデータを復号することが可能である。
【００１３】
このような最尤復号方式では、再生信号に基づいて、最も確からしい状態遷移列を選択することによって復号が行なわれる。一般に、時刻ｋまでの、状態Sn(nは状態数)に至る状態遷移の確からしさを表す量は式(3)で定義される。
【００１４】
【数３】

【００１５】
ここでy_iは時刻ｉにおける再生信号（デジタルサンプルデータ）の値、level_vは期待される理想的な再生信号の値である。
【００１６】
最尤復号回路では、上記の式（３）で求められる確からしさを表す量が最小となるような状態遷移列が選択される。最尤復号方式を用いる場合、上述の時刻ｋごとに検出パルスがウィンドウ幅に入っているか否かで"１"と"０"とを判別する方法とは異なり、時刻kごとに再生クロックでサンプリングされたデータy_kを用いてユークリッド距離(y_k-level_v)²を求めており、このユークリッド距離に基づいて復号が行なわれる。このため、最尤復号方式での復号結果は、過去のサンプリングされた再生信号のサンプル値y_kにも影響されることになる。
【００１７】
このような最尤復号方式を用いる場合、ジッタの標準偏差σが同じ値の再生信号であっても、誤りが発生する場合と発生しない場合とがある。このため、再生信号のジッタの標準偏差σを用いて、最尤復号によって得られる２値化結果の誤り率を予想することは困難である。従って、最尤復号方式により適した誤り率の予測方法（信号品質評価方法）を用いる必要がある。
【００１８】
最尤復号方式で再生された信号の品質を評価する方法は、例えば特開平１０−２１６５１号公報に記載されている。この公報に記載の装置では、ユークリッド距離が最小となる２つのパス（状態遷移列）の尤度の差を求め、この差を統計処理することによって信号品質を評価している。
【００１９】
より具体的には、時刻ｋにおいて同一の状態を取る２つのパスの尤度の差を求めるために、時刻ｋ−１において異なる２つの状態（各パスにおける時刻ｋ−１での状態）のそれぞれにおける既に最尤と判断されたパス（生き残りパス）のブランチメトリックの累積値が用いられている。しかしながら、時刻ｋ−１でのブランチメトリックの累積値を用いる場合、時刻ｋ−１以前のパスとして、実際に尤度を調べたいパスとは異なるパスを誤って選択している場合などにおいて、所望でないブランチメトリックの累積値を用いてしまう可能性があった。上記公報には、ユークリッド距離が最小となる２つのパスを選択して、これらの尤度の差を求めることは記載されているものの、その２つのパスについての実際に求めたい尤度の計算をより確実に行なうための方法については特に記載されていない。
【００２０】
本発明は、上記課題を鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、最尤復号による２値化結果の誤り率との相関のある指標を用いた再生信号品質の評価方法および評価装置を提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明の再生信号品質評価方法は、時刻ｋ−ｊ（ｋは３以上の整数、ｊは２以上の整数）における第１状態Ｓ_k-jから時刻ｋにおける第２状態Ｓ_kへと遷移するｎ（ｎは２以上の整数）通りの状態遷移列のうちから最も確からしい状態遷移列を選択する最尤復号方式によって再生信号の復号を行なう場合における、前記復号された信号の品質評価方法であって、前記時刻ｋ−ｊから時刻ｋまでの所定の期間ｊにおける前記ｎ通りの状態遷移列を規定する前記第１状態Ｓ_k-jと前記第２状態Ｓ_kとの所定の組み合わせを検出する工程と、前記検出された前記所定の組み合わせによって規定される前記ｎ通りの状態遷移列のうちの最も確からしい第１の状態遷移列の前記所定の期間ｊにおける状態遷移の確からしさを表す指標をＰａとし、２番目に確からしい第２の状態遷移列の前記所定の期間ｊにおける状態遷移の確からしさを示す指標をＰｂとするとき、｜Ｐａ−Ｐｂ｜を用いて前記時刻ｋ−ｊから時刻ｋまでの復号結果の信頼性を判断する工程とを包含する。
【００２２】
ある好ましい実施形態において、前記Ｐａは、前記所定の期間ｊにおける前記第１の状態遷移列が示す期待値と実際のサンプル値との差に基づいて規定され、前記Ｐｂは、前記所定の期間ｊにおける前記第２の状態遷移列が示す期待値と前記実際のサンプル値との差に基づいて規定される。
【００２３】
ある好ましい実施形態において、前記Ｐａは、前記所定の期間ｊにおける、前記第１の状態遷移列が示す時刻ｋ−ｊ＋１から時刻ｋまでの期待値ｌ_k-j+1 ，・・・，ｌ_k-1，ｌ_kと前記実際のサンプル値ｙ_k-j+1 ，・・・，ｙ_k-1，ｙ_kとの差の２乗の累積値に対応し、前記Ｐｂは、前記第２の状態遷移列が示す時刻ｋ−ｊ＋１から時刻ｋまでの期待値ｍ_k-j+1 ，・・・，ｍ_k-1，ｍ_kと前記実際のサンプル値ｙ_k-j+1 ，・・・，ｙ_k-1，ｙ_kとの差の２乗の累積値に対応する。
【００２４】
ある好ましい実施形態において、ｎ＝２である。
【００２５】
ある好ましい実施形態において、前記第１の状態遷移列と前記第２の状態遷移列とのユークリッド距離は最小値を有する。
【００２６】
ある好ましい実施形態において、前記｜Ｐａ−Ｐｂ｜を複数回測定することによって、前記復号結果の信頼性のバラツキを判断する工程をさらに包含する。
【００２７】
ある好ましい実施形態において、前記信頼性のバラツキは、前記｜Ｐａ−Ｐｂ｜の分布の標準偏差を用いて示される。
【００２８】
ある好ましい実施形態において、前記信頼性のバラツキは、前記｜Ｐａ−Ｐｂ｜の標準偏差と前記｜Ｐａ−Ｐｂ｜の分布の平均値とを用いて示される。
【００２９】
ある好ましい実施形態において、前記｜Ｐａ−Ｐｂ｜が所定の値を超える頻度を検出することによって前記復号結果の信頼性のバラツキを判断する。
【００３０】
ある好ましい実施形態において、記録符号の最小極性反転間隔が２であり、かつ、ＰＲ（Ｃ０，Ｃ１，Ｃ０）等化された再生信号を復号することを特徴とする。
【００３１】
ある好ましい実施形態において、記録符号の最小極性反転間隔が２であり、かつ、ＰＲ（Ｃ０，Ｃ１，Ｃ１，Ｃ０）等化された再生信号を復号することを特徴とする。
【００３２】
ある好ましい実施形態において、記録符号の最小極性反転間隔が２であり、かつ、ＰＲ（Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１，Ｃ０）等化された再生信号を復号することを特徴とする。
【００３３】
ある好ましい実施形態において、前記｜Ｐａ−Ｐｂ｜を計算するとき、前記実際のサンプル値の２乗の計算を行なわないことを特徴とする。
【００３４】
本発明による情報再生装置は、再生信号の振幅値を調整するゲインコントローラと、所定の等化特性となるように前記再生信号を波形整形する波形等化器と、前記再生信号と同期がとられた再生クロックを生成する再生クロック生成回路と、前記再生信号を前記再生クロックでサンプリングを行なうことによってサンプリングデータを生成し、前記サンプリングデータを出力するＡ／Ｄ変換器と、前記サンプリングデータから最も確からしいディジタル情報を復号する最尤検出器と、前記最尤検出器において最も確からしいと判断された第１の状態遷移列の所定の期間における状態遷移の確からしさを表す指標をＰａとし、２番目に確からしい第２の状態遷移列の前記所定の期間における状態遷移の確からしさを示す指標をＰｂとするとき、｜Ｐａ−Ｐｂ｜を算出する差分メトリック演算器とを備える。
【００３５】
ある好ましい実施形態において、前記波形等化器とは異なる所定の等化特性となるように波形整形を行なう追加の波形等化器を更に備え、前記再生クロックは、前記追加の波形等化器によって波形整形された再生信号から生成される。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による再生信号品質評価方法および情報再生装置の実施の形態を説明する。
【００３７】
以下、本発明の実施形態にかかる再生信号品質の評価方法について説明する。以下に説明する形態において、記録符号としては、（１，７）ＲＬＬ変調方式などに従って規定された最小極性反転間隔が２の符号が用いられる。すなわち、記録符号は０または１が必ず２以上連続する。また、記録系の周波数特性と再生系の周波数特性とが、全体としてＰＲ（１，２，２，１）等化特性を示すように設定されているＰＲＭＬ方式を利用して復号を行う。以下、より具体的な復号手順について説明する。
【００３８】
記録符号（０または１のいずれか）を以下のように表記する。
【００３９】
現在の記録符号 ：ｂ_k
１時刻前の記録符号：ｂ_k-1
２時刻前の記録符号：ｂ_k-2
３時刻前の記録符号：ｂ_k-3
【００４０】
ＰＲ（１，２，２，１）等化されている場合の再生信号の理想的な値をＬｅｖｅｌ_vとすると、Ｌｅｖｅｌ_vは以下の式(4)で表される。
【００４１】
Ｌｅｖｅｌ_v＝ｂ_k-3＋２ｂ_k-2＋２ｂ_k-1＋ｂ_k …(4)
【００４２】
ここでｋは時刻を表す整数、ｖは０〜６までの整数である。ＰＲ（１，２，２，１）等化の場合、記録符号の組み合わせに応じて、理想的なサンプル値（期待値）が０〜６までの７通りの値（Ｌｅｖｅｌ_v）を取り得る。
【００４３】
次に、記録符号の状態の遷移について説明する。時刻kでの状態をS(b_k-2,b_k-1,b_k)とし、時刻k−１での状態をS(b _k-3,b _k-2,b _k-1)とする。時刻ｋ−１での状態と時刻ｋでの状態との組み合わせを考えると、以下の表１に示すような状態遷移表が得られる。上述のように、０と１との最小反転間隔が２である変調方式が採用されているため、記録符号が取り得る状態遷移は以下の１０通りに限定される。
【００４４】
【表１】

【００４５】
簡単のために、時刻kでの状態S(0,0,0)_kをS0_k、状態S(0,0,1)_kをS1_k、状態S(0,1,1)_kをS2_k、状態S(1,1,1)_kをS3_k、状態S(1,1,0)_kをS4_k、状態S(1,0,0)_kをS5_kというように表記する。時刻ｋ−１から時刻ｋまでの期間（再生クロックの１周期Ｔに対応する時間）に生じ得る状態遷移は図３に示す状態遷移図で表され、また、これを時間軸に関して展開すると図４に示すトレリス図が得られる。
【００４６】
ここで、時刻ｋでの状態S0_kと時刻k-5での状態S0_k-5とに注目する。図５は、状態S0_kと状態S0_k-5との間で取り得る２つの状態遷移列を示している。取り得る状態遷移列の一方をパスＡとすると、パスＡは状態S0_k-5、S0_k-4、S0_k-3、S0_k-2、S0_k-1、S0_kを遷移し、他方の状態遷移列をパスＢとするとパスＢは状態S0_k-5、S1_k-4、S2_k-3、S4_k-2、S5_k-1、S0_kを遷移する。なお、図４および図５では、状態遷移ごとに（記録符号／Ｌｅｖｅｌｖ）が示されているが、Ｌｅｖｅｌｖは−３〜３までの７つの値を取るものとして示しており、−３〜３のそれぞれが上記のＬｅｖｅｌｖの０〜６のそれぞれに対応している。
【００４７】
このように、時刻ｋ−５での状態がS0_k-5であり、かつ、時刻ｋでの状態がS0_kであるような場合には、上述のパスＡまたはパスＢのいずれかを遷移するものと推定される。すなわち、時刻ｋ−７から時刻ｋまでの復号データ(C_k-7, C_k-6, C_k-5, C_k-4, C_k-3, C_k-2, C_k-1, C_k)=(0,0,0,x,x,0,0,0)となる復号結果(xは0または１の値)が得られた場合には、パスＡまたはパスＢの状態遷移が最も確からしいと推定されたこととなる。
【００４８】
このようにして時刻ｋでの状態S0_kと時刻k-5での状態S0_k-5とが検出された場合（すなわち、(0,0,0,x,x,0,0,0)となる復号結果が得られた場合）、パスＡとパスＢとのいずれがより確からしいかが判断される。この判断は、パスＡが示す理想的なサンプル値（期待値）と実際のサンプル値とのずれの大きさと、パスＢが示す理想的なサンプル値（期待値）と実際のサンプル値とのずれの大きさとを比較することによって行なうことができる。より具体的には、パスＡとパスＢのそれぞれが示す時刻ｋ−４から時刻ｋまでの期待値（Ｌｅｖｅｌ_v）のそれぞれと、再生信号y_k-4からy_kまでの実際の値のそれぞれとの差の２乗の累積結果に基づいて、パスＡまたはパスＢのいずれの状態遷移列がより確からしいかを判断することができる。
【００４９】
ここで、パスＡが示す時刻ｋ−４から時刻ｋまでの期待値ｌ_k-4，ｌ_k-3，ｌ_k-2，ｌ_k-1，ｌ_k（すなわち、０，０，０，０，０）のそれぞれと再生信号ｙ_k-4からｙ_kまでの値との差の２乗の累積値をＰａとし、パスＢの時刻ｋ−４から時刻ｋまでの期待値ｍ_k-4，ｍ_k-3，ｍ_k-2，ｍ_k-1，ｍ_k（すなわち、１，３，４，３，１）と再生信号ｙ_k-4からｙ_kまでの値との差の２乗の累積値をＰｂとすると、累積値Ｐａは以下の式（５）で表され、累積値Ｐｂは以下の式(6)で表される。
【００５０】
Pa=(y_k-4-0)²+(y_k-3-0)²+(y_k-2-0)²+(y_k-1-0)²+(y_k-0)² …(5)
【００５１】
Pb=(y_k-4-1)²+(y_k-3-3)²+(y_k-2-4)²+(y_k-1-3)²+(y_k-1)² …(6)
【００５２】
このようにして求められる累積値Paは、時刻ｋ−５から時刻ｋまでの所定の期間におけるパスＡの遷移の確からしさを示す指標であり、Paの値が小さいほどパスＡが確からしいことになる。また、累積値Pｂは、時刻ｋ−５から時刻ｋまでの所定の期間における、パスＢの遷移の確からしさを示す指標であり、Pｂの値が小さいほどパスＢが確からしいことになる。ＰａまたはＰｂの値が０である場合にはパスＡまたはパスＢの確からしさが最大となる。
【００５３】
次に、ＰａとＰｂとの差Ｐａ−Ｐｂの意味について説明する。最尤復号回路はＰａ＜＜Ｐｂであれば、パスＡを自信を持って選択し、Ｐａ＞＞ＰｂであればパスＢを自信を持って選択することになる。ただし、Ｐａ＝ＰｂであればパスＡ、パスＢのいずれを選択してもおかしくなく、復号結果が正しいかどうかは５分５分であるといえる。従って、Ｐａ−Ｐｂの値は、復号結果の信頼性を判断するために用いられ得る。すなわち、Ｐａ−Ｐｂの絶対値が大きいほど復号結果の信頼性は高く、Ｐａ−Ｐｂの絶対値が０に近いほど復号結果の信頼性は低いことになる。
【００５４】
この復号結果の信頼性を示す指標Ｐａ−Ｐｂは再生信号の品質を評価するために用いられる。このために、例えば、復号結果に基づいて所定の時間あるいは所定の回数Ｐａ−Ｐｂを求めることによりＰａ−Ｐｂの分布を得る。Ｐａ−Ｐｂの分布の模式図を図６に示す。図６（ａ）は再生信号にノイズが重畳された場合のＰａ−Ｐｂの分布を示している。この分布には２つのピークがあり、１つはＰａ＝０となるときに頻度が極大となり、もう１つはＰｂ＝０となるときに頻度が極大となる。Ｐａ＝０となるときのＰａ−Ｐｂの値を−Ｐｓｔｄ、Ｐｂ＝０となるときのＰａ−Ｐｂの値をＰｓｔｄと表すことにする。Ｐａ−Ｐｂの絶対値をとり、｜Ｐａ−Ｐｂ｜−Ｐｓｔｄを求めると図６（ｂ）に示すような分布が得られる。
【００５５】
この分布を正規分布であると仮定して、分布の標準偏差σと平均値Ｐａｖｅを求める。この分布の標準偏差σと平均値Ｐａｖｅとは、ビット誤り率を予測するために用いられ得る。例えば、｜Ｐａ−Ｐｂ｜の分布を示すものとして推定される分布曲線がなだらかであり、この分布曲線が、｜Ｐａ−Ｐｂ｜の値が０以下を取り得るような関数によって規定されるとき（すなわち、｜Ｐａ−Ｐｂ｜が０を取る頻度が０ではないとき）に、｜Ｐａ−Ｐｂ｜の値が０以下となる確率に応じた頻度で復号の誤りが発生するとみなした場合、標準偏差σと平均値Ｐａｖｅとを用いて、誤り確率Ｐ（σ，Ｐａｖｅ）は以下の式(7)によって規定することができる。
【００５６】
P(σ,Pave)=erfc(Pstd+Pave /σ) …(7)
【００５７】
このように、Ｐａ−Ｐｂの分布から求めた平均値Ｐａｖｅと標準偏差σとを用いれば、最尤復号方式による２値化結果の誤り率を予想することができる。つまり平均値Ｐａｖｅと標準偏差σとを再生信号品質の指標として用いることが可能である。なお、上記の例では｜Ｐａ−Ｐｂ｜の分布が正規分布であることを仮定しているが、｜Ｐａ−Ｐｂ｜の分布が正規分布であると見なすことが困難である場合には、上述のような平均値Ｐａｖｅと標準偏差σとを求める代わりに、｜Ｐａ−Ｐｂ｜の値が所定の基準値以下になる回数をカウントするようにしてもよい。こうして得られたカウント数は、｜Ｐａ−Ｐｂ｜のバラツキの程度を示す指標となり得る。
【００５８】
以上に説明したように、本実施形態によれば、所定の期間において所定の第１の状態（例えばＳ０）から所定の第２の状態（例えばＳ０）へと状態遷移が生じる場合に、取り得る２つのパスについての上記所定の期間における確からしさの差の絶対値｜Ｐａ−Ｐｂ｜を計算することによって復号の信頼性を判断することができる。さらに、｜Ｐａ−Ｐｂ｜を複数回測定して復号の信頼性｜Ｐａ−Ｐｂ｜のバラツキ程度（分布）を得ることによって、再生信号の品質の評価（ビット誤り率の予測）を行なうことができる。
【００５９】
なお、このような方法によって信号品質の評価を行なう場合、最も誤りが生じやすい２つのパス（すなわち、２つのパス間のユークリッド距離が最小となるもの）を取り得る状態遷移の組み合わせを選択し、このような２つのパスの確からしさの差の絶対値｜Ｐａ−Ｐｂ｜を用いて信号品質を評価すればよい。以下、この点について詳細に説明する。
【００６０】
上述のように最小極性反転間隔が２であるとともに、ＰＲ（１，２，２，１）等化を用いた状態遷移則に従う再生信号を復号する場合、２つのパスを取り得る状態遷移は、時刻ｋ−５から時刻ｋの範囲では、上述のＳ０_k-5からＳ０_kへの遷移の他に１５通りある。下記の表２に、その状態遷移（時刻ｋ−５での状態と時刻ｋでの状態との組み合わせ）と、それぞれの状態遷移においてＰａ−Ｐｂが取り得る値（Ｐｓｔｄ）とを示す。
【００６１】
【表２】

【００６２】
上記の１６通りの復号結果の信頼性Ｐａ−Ｐｂは下記の式(8)で表すことができる。
【００６３】

【００６４】
なお、A_k=(y_k-0)²,B_k=(y_k-1)²,C_k=(y_k-2)²,D_k=(y_k-3)²,E_k=(y_k-4)²,F_k=(y_k-5)²,G_k=(y_k-6)²である。
【００６５】
また、上記式(8)を、Ｐｓｔｄが１０の場合と３６の場合とに分けて示すと、Ｐｓｔｄ＝１０となる場合は式(9)で表され、Ｐｔｓｄ＝３６となる場合は式(10)で表される。
【００６６】

【００６７】

【００６８】
ここで、それぞれの場合について誤り率の指標を得ることについて考える。Ｐｓｔｄが１０であるような状態遷移では、最尤復号結果ｃ_kから式(9)を満たすＰａ−Ｐｂを求め、その分布から標準偏差σ₁₀と平均値Ｐａｖｅ₁₀を求める。他方、Ｐｓｔｄが３６であるような状態遷移では、最尤復号結果ｃ_kから式(10)を満たすＰａ−Ｐｂを求め、その分布から標準偏差σ₃₆と平均値Ｐａｖｅ₃₆を求める。それぞれの分布が正規分布であると仮定すると、誤りを起こす確率Ｐ₁₀，Ｐ₃₆は、それぞれ下記の式(11)および(12)で表される。すなわち、最尤復号結果のパターンごとに誤り率を推定することができ、標準偏差σ₁₀および平均値Ｐａｖｅ₁₀、または、標準偏差σ₃₆および平均値Ｐａｖｅ₃₆を再生信号の品質の指標として用いることができる。
【００６９】
【数４】

【００７０】
【数５】

【００７１】
また、状態遷移のパターンを検出する範囲を１時刻増やし、時刻ｋ−６から時刻ｋの範囲で２つの状態遷移列を取り得る状態遷移の組み合わせパターンを検出する場合には、以下の表３に示される８パターンがさらに検出され得る。
【００７２】
【表３】

【００７３】
上記式(11)、(12)と同様に、表３のパターンにおける誤りを起こす確率P₁₂は、式(13)で示される。
【００７４】
【数６】

【００７５】
ここで重要なのは、信頼性｜Ｐａ−Ｐｂ｜を再生信号品質の指標として好適に利用するためには、誤る可能性（誤り率）が大きい状態遷移のパターンのみを検出すればよいということである。すなわち、すべての状態遷移のパターンを検出しなくても、誤り率と相関のある指標を得ることができる。
【００７６】
ここで、誤る可能性が大きい状態遷移パターンとは、信頼性｜Ｐａ−Ｐｂ｜の最大値が小さくなるような状態遷移パターン（すなわち、パスＡとパスＢとの絶対距離であるユークリッド距離が最小となるパターン）である。ここでは、表２に示した、ＰａまたはＰｂのいずれか一方が０の場合においてＰａ−Ｐｂ＝±１０をとる８つのパターンがこれに該当する。
【００７７】
再生信号に含まれる雑音のうちホワイトノイズが支配的であるとすると、Ｐ₁₀＞Ｐ₁₂＞＞Ｐ₃₆となることが予想される。Ｐ₁₀のみ１ビットシフトエラーを示し、他のパターンは２ビット以上のシフトエラーを意味する。ＰＲＭＬ処理後のエラーパターンを分析すると、ほとんどが、１ビットシフトエラーであるため、Ｐ₁₀を用いる式(11)により再生信号の誤り率を適切に推定できる。このように、所定の期間に所定の状態遷移を取るパターンを検出し、この検出された状態遷移における｜Ｐａ−Ｐｂ｜−Ｐｓｔｄの分布の標準偏差σ₁₀、平均値Ｐａｖｅ₁₀を指標として用いて、再生信号の品質を評価することが可能である。
【００７８】
上述のように誤り率は標準偏差σ₁₀を用いて予測され得るが、例えば、以下の式(14)で定義されるＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡ（Maximum Likelihood Sequence Amplitude）を信号品質（誤り率）を示す指標として用いてもよい。
【００７９】
【数７】

【００８０】
ここで、ｄ² _minは、取り得る２つのパスのユークリッド距離の最小値の２乗であり、本実施形態の変調符号とＰＲＭＬ方式との組み合わせでは１０となる。なお、上記の指標ＭＬＳＡは、式(11)における平均値Ｐａｖｅ₁₀が０となるとの仮定のもとに規定されている。これは、平均値Ｐａｖｅ₁₀は典型的には０に近い値をとるものと考えることができ、平均値Ｐａｖｅ₁₀を考慮しない場合にも、指標として誤り率との相関性を持つものが得られるからである。
【００８１】
式(14)で定義した指標ＭＬＳＡと式(11)より算出できる誤り率ＢＥＲ（ＢｉｔＥｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）との関係を図１６に示す。図２で示した、ジッタと誤り率の関係と同様に、指標ＭＬＳＡの増加にしたがって誤り率が増加していることがわかる。すなわち、指標ＭＬＳＡを用いて、ＰＲＭＬ処理後の誤り率を予想することができることがわかる。
【００８２】
なお、これまで、一般的なＰＲ（Ｃ０，Ｃ１，Ｃ１，Ｃ０）等化（Ｃ０，Ｃ１は任意の正の数）の一例として、ＰＲ（１，２，２，１）等化が適用される場合について具体的に説明したが、これ以外のＰＲ（Ｃ０，Ｃ１，Ｃ１，Ｃ０）等化（Ｃ０，Ｃ１は任意の正の数）が適用される場合についても上記と同様の手順によって誤り率と相関を持つ指標を得ることができる。
【００８３】
以下、上記の形態とは異なる形態として、最小極性反転間隔が２である記録符号が用いられるとともにＰＲ（Ｃ０，Ｃ１，Ｃ０）等化（例えば、ＰＲ（１，２，１）等化）が適用される形態について説明する。なお、Ｃ０、Ｃ１は任意の正の数である。
【００８４】
記録符号（０または１のいずれか）を以下のように表記する。
【００８５】
現時刻の記録符号 ：ｂ_k
１時刻前の記録符号：ｂ_k-1
２時刻前の記録符号：ｂ_k-2
【００８６】
ＰＲ（C0，C1，C0）等化されている場合の再生信号の理想的な値をＬｅｖｅｌｖとすると、Ｌｅｖｅｌｖは以下の式(15)で表される。
【００８７】
Ｌｅｖｅｌｖ＝C0×ｂ_k-2＋C1×ｂ_k-1＋C0×ｂ_k …(15)
【００８８】
ここでｋは時刻を表す整数、ｖは０〜３までの整数である。また、時刻ｋでの状態をＳ(b_k-1,b_k)とすると以下の表４に示すような状態遷移表が得られる。
【００８９】
【表４】

【００９０】
簡単のために時刻ｋでの状態Ｓ（0,0））） _kをＳ０_k、状態Ｓ（0,1））） _kをＳ１_k、状態Ｓ（1,1））） _kをＳ２_k、状態Ｓ（1,0））） _kをＳ３_kというように表記する。この場合の状態遷移は図１７に示す状態遷移図で示され、また、これを時間軸に関して展開すると図１８に示すトレリス図が得られる。
【００９１】
ここで、記録符号の最小極性反転間隔が２であり、ＰＲ（C0，C1，C0）等化が用いられているという条件の下では、ある時刻の所定の状態から別の時刻の所定の状態へ遷移するときに２つの状態遷移（パスＡおよびパスＢ）を取り得るような状態遷移パターン（状態の組み合わせ）は表５に示すように６通り存在する。
【００９２】
【表５】

【００９３】
ここで、パスＡとパスＢとのいずれがより確からしいかが判断される。この判断は、パスＡが示す理想的なサンプル値（期待値）と実際のサンプル値とのずれの大きさと、パスＢが示す理想的なサンプル値（期待値）と実際のサンプル値とのずれの大きさとを比較することによって行なうことができる。
【００９４】
例えば、状態遷移S0_k-3 → S2_kが推定されたとすると、パスＡ（S0_k-3、S0_k-2, S1_k-1, S2_k）、パスＢ(S0_k-3、S1_k-2, S2_k-1, S2_k)のいずれを遷移した場合であっても時刻ｋ−３では状態Ｓ0_k-3 をとり、時刻ｋではS2_kをとる。この場合、時刻ｋ−２から時刻ｋまでの期待値と再生信号の値ｙ_k-2、ｙ_k-1、ｙ_kとの差の２乗の累積値によってパスＡかパスＢのどちらの状態遷移がより確からしいかが判断される。ここで、パスＡが示す時刻ｋ−２から時刻ｋまでの期待値のそれぞれと再生信号ｙ_k-2からｙ_kまでの値との差の２乗の累積値をＰａとし、パスＢの時刻ｋ−２から時刻ｋまでの期待値と再生信号ｙ_k-2からｙ_kまでの値との差の２乗の累積値をＰｂとすると、累積値Ｐａは以下の式（16）で表され、累積値Ｐｂは以下の式(17)で表される。
【００９５】
Pa= (y_k-2−0)²＋(y_k-1−C0)²＋(y_k−(C1+C2))² …(16)
【００９６】
Pb= (y_k-2−C0)²＋(y_k-1−(C0+C1))²＋(y_k−(2×C0+C1))² …(17)
【００９７】
ここで、Pa＜＜PbであればパスAの可能性が高いと推定され、Pa＞＞PbであればパスBの可能性が高いと推定される。すなわち、最小極性反転間隔が２である記録符号とＰＲ（C0，C1，C0）等化を用いた場合においても、｜Ｐａ−Ｐｂ｜を用いて復号結果の信頼性を判断することができる。また、｜Ｐａ−Ｐｂ｜の分布に基づいて再生信号の品質の評価（誤り率の推定）を行なうことができる。
【００９８】
また、白色のノイズが伝送路に重畳された場合を考えると、誤りをもっとも起こしうる状態遷移はパスAとパスBとのユークリッド距離が最小となるものと考えられる。このようにユークリッド距離が最小となる２つのパスを取るものとしては、以下の表６に示す２通りの状態遷移のパターンが挙げられる。
【００９９】
【表６】

【０１００】
ここで、復号結果をｃ_kとし（ｋは整数）、表６に示す状態遷移における信頼性Ｐａ−Ｐｂをまとめると式（18）が得られる。
【０１０１】

【０１０２】
ここで、AA_k、BB_k、CC_k、DD_kは以下の式で表される。
【０１０３】
AA_k＝（ｙ_k−０）²、 BB_k＝（ｙ_k−C0）²、
CC_k＝（ｙ_k−(C0+C1)）²、 DD_k＝（ｙ_k−(2×C0+C1)）²、
【０１０４】
復号結果ｃ_kから式（18）を満たす｜Ｐａ−Ｐｂ｜−（２×C0²＋C1²）を求め、その分布から標準偏差σと平均値Ｐａｖｅを求める。分布が正規分布であると仮定すると、誤りを起こす確率は式（19）で表される。したがって標準偏差σと平均値Paveより再生信号の誤り率を推定でき、信号品質の指標とすることができる。
【０１０５】
【数８】

【０１０６】
このようにして、最小極性反転間隔が２である記録符号が用いられるとともにＰＲ（Ｃ０，Ｃ１，Ｃ０）等化が適用されている場合にも、所定の状態遷移をとるパスの所定の期間における確からしさの差｜Ｐａ−Ｐｂ｜に基づいて、再生信号の品質を評価することができる。
【０１０７】
以下、上記の形態とは異なる形態として、最小極性反転間隔が２である符号とＰＲ（C0，C1，C2，C1，C0）等化が適用される形態について説明する。なお、Ｃ０、Ｃ１、Ｃ２は任意の正の数である。
【０１０８】
記録符号を以下のように表記する。
【０１０９】
現時刻の記録符号 ：ｂ_k
１時刻前の記録符号：ｂ_k-1
２時刻前の記録符号：ｂ_k-2
３時刻前の記録符号：ｂ_k-3
４時刻前の記録符号：ｂ_k-4
【０１１０】
ＰＲ（C0，C1，C2，C1，C0）等化されている場合の再生信号の理想的な値をＬｅｖｅｌｖとすると、Ｌｅｖｅｌｖは以下の式(20)で表される。
【０１１１】
Ｌｅｖｅｌｖ＝C0×ｂ_k-4＋C1×ｂ_k-3＋C2×ｂ_k-2＋C1×ｂ_k-1＋C0×ｂ_k …(20)
【０１１２】
ここでｋは時刻を表す整数、ｖは０〜８までの整数である。また、時刻ｋでの状態をＳ(b_k-3,b_k-2,b_k-1,b_k)とすると、以下の表７に示すような状態遷移表が得られる。
【０１１３】
【表７】

【０１１４】
簡単のために時刻ｋでの状態Ｓ（0,0,0,0)_kをＳ０_k、状態Ｓ（0,0,0,1)_kをＳ１_k、状態Ｓ（0,0,1,1)_kをＳ２_k、状態Ｓ（0,1,1,1)_kをＳ３_k、状態Ｓ（1,1,1,1)_kをＳ４_k、状態Ｓ（1,1,1,0)_kをＳ５_k、状態Ｓ（1,1,0,0)_kをＳ６_k、状態Ｓ（1,0,0,0)_kをＳ７_k、状態Ｓ（1,0,0,1)_kをＳ８_k、状態Ｓ（0,1,1,0)_kをＳ９_kというように表記する。この場合の状態遷移は図１９に示す状態遷移図で示され、また、これを時間軸に関して展開すると図２０に示すトレリス図が得られる。
【０１１５】
ここで、記録符号の最小極性反転間隔が２であり、ＰＲ（C0，C1，C2，C1，C0）等化が用いられているという条件の下では、ある時刻の所定の状態から別の時刻の所定の状態へ遷移するときに２つの状態遷移（パスＡおよびパスＢ）を取り得るような状態遷移パターン（状態の組み合わせ）は表８〜１０に示すように９０通り存在する。
【０１１６】
【表８】

【０１１７】
【表９】

【０１１８】
【表１０】

【０１１９】
なお、表８〜１０は便宜上３つの表に分けられているが、１つの表にまとめられても良い。
【０１２０】
ここで、パスＡとパスＢとのいずれがより確からしいかが判断される。この判断は、パスＡが示す理想的なサンプル値（期待値）と実際のサンプル値とのずれの大きさと、パスＢが示す理想的なサンプル値（期待値）と実際のサンプル値とのずれの大きさとを比較することによって行なうことができる。
【０１２１】
例えば、状態遷移S0_k-5 → S6_kが推定されたとすると、パスＡ、パスＢの何れを遷移した場合であっても時刻ｋ−５では状態Ｓ0_k-5 をとり、時刻ｋではS6_kをとることから、時刻ｋ−４から時刻ｋまでの再生信号の値、ｙ_k-4、ｙ_k-3、ｙ_k-2、ｙ_k-1、ｙ_kと期待値との差の2乗の累積値によってパスＡかパスＢのどちらの状態遷移がより確からしいかが判断される。パスＡにおける期待値と実際の値との差の２乗の累積値をＰａとし、パスＢにおける期待値と実際の値との差の２乗の累積値をＰｂとすると、累積値Ｐａは以下の式（21）で表され、累積値Ｐｂは以下の式(22)で表される。
【０１２２】

【０１２３】

【０１２４】
ここでPa＜＜Pbであれば、パスAの可能性が高いと推定され、Pa＞＞Pbであれば、パスBの可能性が高いと推定される。すなわち、最小極性反転間隔が２である符号とＰＲ（C0，C1，C2，C1，C0）等化を用いた場合においても｜Ｐａ−Ｐｂ｜を用いて復号結果の信頼性を判断することができる。また、｜Ｐａ−Ｐｂ｜の分布に基づいて再生信号の品質の評価（誤り率の推定）を行なうことができる。
【０１２５】
白色のノイズが伝送路に重畳された場合を考えると、誤りをもっとも起こしうる状態遷移はパスAとパスBのユークリッド距離が最小となるものとなるのであり、以下の表１１に示す１８通りの状態遷移が挙げられる。
【０１２６】
【表１１】

【０１２７】
上記１８通りの状態遷移のときの復号結果をｃ_kとし（ｋは整数）、表１１に示す状態遷移における信頼性Ｐａ−Ｐｂをまとめると式（23）が得られる。
【０１２８】

【０１２９】
ここで、AA_k、BB_k、CC_k、DD_k、EE_k、FF_k、GG_k、HH_k、II_k、JJ_kは以下の式で表される。
【０１３０】
AA_k＝（ｙ_k−０）²、 BB_k＝（ｙ_k−C0）²、
CC_k＝（ｙ_k−(C0+C1)）²、 DD_k＝（ｙ_k−(C1+C2)）²、
EE_k＝（ｙ_k−(C0+C1+C2)）²、 FF_k＝（ｙ_k−(2×C1+C2)）²、
GG_k＝（ｙ_k−(C0+2×C1+C2)）²、HH_k＝（ｙ_k−2×C0)）²、
II_k＝（ｙ_k−(2×C0+C1)）²、 JJ_k＝（ｙ_k−(2×C0+2×C1+C2)）²
【０１３１】
復号結果ｃ_kから式（23）をみたす｜Ｐａ−Ｐｂ｜−（２×C0²＋２×C1²＋C2²）を求め、その分布から標準偏差σと平均値Ｐａｖｅを求める。この分布が正規分布であると仮定すると、誤りを起こす確率は式（24）で表される。したがって標準偏差σと平均値Paveより再生信号の誤り率を推定でき、信号品質を評価することができる。
【０１３２】
【数９】

【０１３３】
このようにして、最小極性反転間隔が２である記録符号が用いられるとともにＰＲ（Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１，Ｃ０）等化が適用されている場合にも、所定の状態遷移をとるパスの所定の期間における確からしさの差｜Ｐａ−Ｐｂ｜に基づいて、再生信号の品質を評価することができる。
【０１３４】
（実施形態２）
以下、上記に示したＰＲ（１，２，２，１）等化を用いるＰＲＭＬ方式によって復号を行なう場合における各状態の確からしさ、および復号の信頼性Ｐａ−Ｐｂを計算する方法の具体例について詳細に説明する。
【０１３５】
前述のように、ＰＲ（１，２，２，１）等化を用いる場合、図４に示すようなトレリス線図が得られる。ここで、各状態Ｓ０〜Ｓ５の時刻ｋでの確からしさL_k ^S0〜L_k ^S5は、以下に示すように時刻ｋ−１での所定の状態の確からしさL_k-1 ^S0〜L_k-1 ^S5と、時刻kでの実際のサンプル値y_kとを用いて以下の式(25)で表される。なお、以下の式における演算子min[xxx,zzz]は、xxxとzzzとのうちのいずれか小さい方を選択するものとする。
【０１３６】

【０１３７】
本実施形態では、時刻ｋ−１での確からしさＬ_k-1に加算されるブランチメトリック（例えば（ｙ_k＋３）²）は常に１／２されるとともにｙ_k ²／２が減算されるものとする。なおＰＲＭＬ方式では、上述のL_k ^S0〜L_k ^S5を互いに比較して値が小さくなるものを選択できれば良いことから、上記のような計算規則をL_k ^S0〜L_k ^S5を求める全ての式について適用した場合には復号結果に影響が及ぶことはない。その結果、各状態Ｓ０〜Ｓ５の時刻ｋでの確からしさL_k ^S0〜L_k ^S5は以下の式(26)で表される。
【０１３８】

【０１３９】
この式(26)を展開すると、下記の式(27)が得られる。
【０１４０】

【０１４１】
ここで、Ａ_k、Ｂ_k、Ｃ_k、Ｅ_k、Ｆ_k、Ｇ_kを以下のように定義する。
【０１４２】
Ａ_k＝3y_k+9/2=(y_k-th4)+(y_k-th5)+(y_k-th6)
Ｂ_k＝2y_k+2=(y_k-th4)+(y_k-th5)
Ｃ_k＝y_k+1/2=(y_k-th4)
Ｅ_k＝-y_k+1/2=(th3-y_k)
Ｆ_k＝-2y_k+2=(th3-y_k)+(th2-y_k)
Ｇ_k＝-3y_k+9/2=(th3-y_k)+(th2-y_k)+(th1-y_k)
【０１４３】
なお、th1=5/2、th2=3/2、th3=1/2、th4=-1/2、th5=-3/2、th6=-5/2を満たすものとする。
【０１４４】
このようにしてL_k ^S0〜L_k ^S5を上記(27)式に従って求めるようにしておけば、時刻ｋでサンプル値ｙ_kが検出された場合に、理想値とサンプル値との差の２乗の計算を行なわずとも、Ａ_k〜Ｇ_kに示されるような単純な乗算および加算によって確からしさL_k ^S0〜L_k ^S5を求めることが可能である。従って、回路構成を複雑にせずに済むという利点が得られる。
【０１４５】
さらに実施形態１で説明したように、２つの取り得る状態遷移列（パスＡおよびパスＢ）の確からしさの差｜Ｐａ−Ｐｂ｜を求めることで信号品質を評価することが可能であるが、このＰａ−Ｐｂを求める計算も２乗の計算を含まない比較的簡単なものとすることができる。以下、Ｐａ−Ｐｂの求め方を具体的に説明する。
【０１４６】
例えば、実施形態１で説明したように、ＰＲ（１，２，２，１）等化が適用されている場合、ユークリッド距離が最小となるパスＡおよびパスＢについてＰａ−Ｐｂを求めることが望ましい。すなわち、表２に示した状態遷移のうち、Ｐａ＝０またはＰｂ＝０のときにＰａ−Ｐｂが±１０をとる８通りの状態遷移が生じている場合にＰａ−Ｐｂを求めることが望ましい。
【０１４７】
例えば、上記８通りの状態遷移のうちS0_k-4 → S4_kの遷移についてＰａ−Ｐｂを求める場合について説明する。この場合、パスＡは、Ｓ０→Ｓ０→Ｓ１→Ｓ２→S４を遷移し、パスＢは、Ｓ０→Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→S４を遷移する。このときパスＡの確からしさＰａは（ｙ_k-3＋３）²／２＋（ｙ_k-2＋２）²／２＋（ｙ_k-1＋０）²／２＋（ｙ_k−１）²／２で表される。また、パスＢの確からしさＰｂは（ｙ_k-3＋２）²／２＋（ｙ_k-2＋０）²／２＋（ｙ_k-1−２）²／２＋（ｙ_k−２）²／２で表される。
【０１４８】
このとき、Ｐａ−Ｐｂは上述のＡ_k〜Ｇ_kを用いて表すことが可能である。具体的には、Ｐａ−Ｐｂ＝（Ａ_k-3−Ｂ_k-3）＋Ｂ_k-2−Ｆ_k-1＋（Ｅ_k−Ｆ_k）で表される。このように本実施形態によれば、Ｐａ−Ｐｂは、サンプル値ｙ_kと設定値th1〜th6との単純な加減算で求められるＡ_k〜Ｇ_kを用いて表されるため、２乗の演算などを行なう必要がなく、比較的容易に求めることができる。従って、回路構成を複雑にしないですむという利点が得られる。
【０１４９】
なお、上記には遷移S0_k-4 → S4_kについてのＰａ−Ｐｂの求め方を説明したが、他の遷移についてのＰａ−Ｐｂも同様に、上記のＡ_k〜Ｇ_kを用いて表すことが可能である。以下にこれらの例を示す。
【０１５０】
状態遷移Ｓ０_k-4→Ｓ３_kの場合、
Ｐａ−Ｐｂ＝（Ａ_k-3−Ｂ_k-3）＋Ｂ_k-2−Ｆ_k-1＋（Ｆ_k−Ｇ_k）
状態遷移Ｓ２_k-4→Ｓ０_kの場合、
Ｐａ−Ｐｂ＝（Ｅ_k-3−Ｆ_k-3）−Ｆ_k-2＋Ｂ_k-1＋（Ａ_k−Ｂ_k）
状態遷移Ｓ２_k-4→Ｓ１_kの場合、
Ｐａ−Ｐｂ＝（Ｅ_k-3−Ｆ_k-3）−Ｆ_k-2＋Ｂ_k-1＋（Ｂ_k−Ｃ_k）
状態遷移Ｓ５_k-4→Ｓ４_kの場合、
Ｐａ−Ｐｂ＝（Ｂ_k-3−Ｃ_k-3）＋Ｂ_k-2−Ｆ_k-1＋（Ｅ_k−Ｆ_k）
状態遷移Ｓ５_k-4→Ｓ３_kの場合、
Ｐａ−Ｐｂ＝（Ｂ_k-3−Ｃ_k-3）＋Ｂ_k-2−Ｆ_k-1＋（Ｆ_k−Ｇ_k）
状態遷移Ｓ３_k-4→Ｓ０_kの場合、
Ｐａ−Ｐｂ＝（Ｆ_k-3−Ｇ_k-3）−Ｆ_k-2＋Ｂ_k-1＋（Ａ_k−Ｂ_k）
状態遷移Ｓ３_k-4→Ｓ１_kの場合、
Ｐａ−Ｐｂ＝（Ｆ_k-3−Ｇ_k-3）−Ｆ_k-2＋Ｂ_k-1＋（Ｂ_k−Ｃ_k）
【０１５１】
（実施形態３）
以下、図７を参照しながら、ＰＲＭＬ方式で再生信号の復号を行なう光ディスク装置１００を説明する。
【０１５２】
光ディスク装置１００において、光ディスク８から光ヘッド５０によって読み出された再生信号はプリアンプ９によって増幅され、ＡＣカップリングされたのちＡＧＣ(automatic gain controller)１０に入力される。ＡＧＣ１０では後段の波形等化器１１の出力が所定の振幅となるようゲインが調整される。ＡＧＣ１０から出力された再生信号は、波形等化器１１によって波形整形される。波形整形された再生信号は、ＰＬＬ回路１２とＡ／Ｄ変換器１３とに出力される。
【０１５３】
ＰＬＬ回路１２は再生信号に同期する再生クロックを生成する。なお、このＰＬＬ回路１２は、図１に示した従来のＰＬＬ回路（位相比較器５、ＬＰＦ６およびＶＣＯ７で構成される回路）と同様の構成を有していて良い。また、Ａ／Ｄ変換器１３は、ＰＬＬ回路１２から出力された再生クロックと同期して再生信号のサンプリングを行なう。このようにして得られたサンプリングデータはＡ／Ｄ変換器１３からデジタルフィルタ１４に出力される。
【０１５４】
デジタルフィルタ１４は、記録再生系の周波数特性がビタビ回路１５の想定する特性(本実施形態ではＰＲ(1,2,2,1)等化特性)となるように設定された周波数特性をもつ。このデジタルフィルタ１４から出力されたデータは、最尤復号を行なうビタビ回路１５に入力される。ビタビ回路１５は、ＰＲ(1,2,2,1)等化された信号を最尤復号方式で復号することによって２値化データを出力する。
【０１５５】
また、ビタビ回路１５からは、復号された２値化データとともに、時刻ごとのユークリッド距離の計算結果(ブランチメトリック)が、差分メトリック解析器１６へと出力される。差分メトリック解析器１６は、ビタビ回路１５から得られた２値化データから状態遷移を判別し、この判別結果とブランチメトリックとによって復号結果の信頼性を示すＰａ−Ｐｂを求める。これによって復号結果の誤り率を推定することができる。
【０１５６】
以下、図８を参照しながら、ビタビ回路１５および差分メトリック解析器１６について詳細に説明する。図８は、ビタビ回路１５および差分メトリック解析器１６の構成を示す。デジタルフィルタ１４から出力されたサンプル値ｙ_kは、ビタビ回路１５のブランチメトリック演算回路１７に入力される。ブランチメトリック演算回路１７では、サンプル値ｙ_kと期待値levelvとの距離に相当するブランチメトリックが計算される。ＰＲ(1,2,2,1)等化が用いられているため、期待値levelvは０〜６までの７つの値を持つ。時刻ｋにおける、それぞれの期待値とサンプル値ｙ_kとの距離を表すブランチメトリックＡ_k、Ｂ_k、Ｃ_k、Ｄ_k、Ｅ_k、Ｆ_k、Ｇ_kのそれぞれは下記の式(28)で規定される。
【０１５７】

【０１５８】
このようにして計算されたブランチメトリックは、加算／比較／選択回路１８に入力される。入力された時刻ｋでのブランチメトリックと時刻ｋ−１での各状態の確からしさ（メトリック値）とから、時刻ｋでの各状態Ｓ０〜Ｓ５（図４参照）の確からしさが求まる。各状態の確からしさは式(29)で表される。なお、min[xxx,zzz]は、xxxまたはzzzのうちの小さい方の値を選択する関数である。
【０１５９】

【０１６０】
時刻ｋでのメトリック値Ｌ_k ^S0〜Ｌ_k ^S5はレジスタ１９に格納され、つぎの時刻ｋ+１での各状態のメトリック値の演算に用いられる。また、回路１８は、式(29)に従ってメトリック値が最小となる状態遷移を選択するとともに、下記の式 (30)に示すように選択結果に基づいて制御信号Sel0〜Sel3を、図９に示す回路構成を有するパスメモリ２０に出力する。
【０１６１】

【０１６２】
パスメモリ２０は、入力された制御信号に基づいて状態遷移則に従う最も確からしい状態遷移列を推定することができ、この推定された状態遷移列に対応する２値化データc_kを出力する。
【０１６３】
一方、再生信号の品質の評価を行なうために、ブランチメトリック演算回路１７から出力されたブランチメトリックは遅延回路２１に入力され、加算／比較／選択回路１８およびパスメモリ２０における信号処理時間分だけ遅延された後に差分メトリック演算器２２に出力される。また、パスメモリ２０から出力された２値化データc_kは状態遷移検出器２３に入力され、ここにおいて２値化データの所定のパターンの検出が行なわれる。具体的には、上述の式(9)に示される８通りの状態遷移に対応するデータパターンの検出が行なわれる。差分メトリック演算器２２は、状態遷移検出器２３が所定の状態遷移を検出したときに、上述の式(9)に従って、その検出された状態遷移についてのＰａ−Ｐｂを計算する。
【０１６４】
なお、Ｐａ−Ｐｂは、実施形態２で説明したような２乗の演算を含まないような計算方法で求めることも可能である。実施形態２の方法によれば、Ｐａ−Ｐｂは、ブランチメトリック演算回路１７で計算されるブランチメトリックを用いることなく求められ得る。従って、このような場合には、ディジタルフィルタ１４から出力されたサンプル値ｙ_kを遅延回路２１のみを介して直接的に差分メトリック演算器２２に入力するような回路構成を採用すればよい。差分メトリック演算器２２では、実施形態２で説明したような方法に従って、サンプル値ｙ_kからＰａ−Ｐｂが求められ得る。
【０１６５】
このようにして計算された、検出された所定の状態遷移についてのＰａ−Ｐｂの値は、平均値／標準偏差演算器２４に入力される。平均値／標準偏差演算器２４は入力されたＰａ−Ｐｂの分布の平均値と標準偏差を求め、これらの２つの値（すなわち、平均値Ｐａｖｅ₁₀および標準偏差σ₁₀）を出力する。なお、ここで出力される平均値Ｐａｖｅ₁₀および標準偏差σ₁₀は、２つのパスのユークリッド距離が最小値をとる（すなわち、パスを誤る可能性が高い）所定の状態遷移についての値である。式(11)に基づいて、平均値Ｐａｖｅ₁₀および標準偏差σ₁₀から再生信号の誤り率を推定することができる。すなわち、平均値／標準偏差演算器２４から得られた標準偏差、平均値は、誤り率と相関のある再生信号品質を示す指標として用いられる。なお、上述したように、平均値がゼロに近い値を取ると予想されるため、Ｐａｖｅ₁₀をゼロと見なして誤り率を求めるようにしてもよい。
【０１６６】
以上、図７に示す構成を有する光ディスク装置１００について説明したが、光ディスク装置は、図１０に示すようにＰＬＬ回路におけるクロック再生のために適切な等化特性を有する波形等化器Ｂ２８をさらに備えるような構成を有していても良い。この場合にも、図７に示した光ディスク装置１００と同様に標準偏差、平均値を求めることができ、これにより再生信号の品質を評価することができる。また、このようにクロック再生に適した波形整形を行なう波形等化器と、ＰＲＭＬ復号方式に適した波形整形を行なう波形等化器とを別個に設けることで、好ましい再生クロック信号を生成できるとともに、ＰＲＭＬ方式での復号の正確性を向上させることが可能である。なお、このような２以上の波形等化器を用いる光ディスク装置は、本願出願人と同一の出願人によって出願された米国特許出願番号第０９／９９６，８４３号に記載されている。本明細書においてこの米国特許出願番号第０９／９９６，８４３号を援用する。
【０１６７】
また、図１１に示すように、Ａ／Ｄ変換器１３の出力（デジタル信号）から再生クロックを生成するようにしてもよい。この場合にも、図７に示した光ディスク装置１００と同様に標準偏差、平均値を求めることができ、これにより再生信号の品質を評価することができる。
【０１６８】
また、上述のように差分メトリック解析器１６から出力されるＰａ−Ｐｂの分布の標準偏差σ、平均値Ｐａｖｅを指標として用いて再生信号の品質を評価することができるが、この指標（標準偏差σおよび平均値Ｐａｖｅ）に基づいて再生信号品質を改善する制御を行なうことも可能である。例えば、図１２に示すように、周波数特性制御手段２９を用いて、差分メトリック解析器１６から出力される平均値が０となるように、あるいは、標準偏差が最小となるように波形等化器１１の周波数特性を変化することで再生信号品質を改善することができる。また、情報を記録することが可能な光ディスク装置においては、差分メトリック解析器１６から出力される平均値が０となるように、あるいは標準偏差が最小となるように、記録パワーや記録補償量を制御することによって記録パラメータの最適化を行うことができる。
【０１６９】
（実施形態４）
次に、図１３を参照しながら本発明の実施形態４にかかる光ディスク装置を説明する。
【０１７０】
本実施形態では、差分メトリック解析器１６０は、上述の式(14)によって規定されるＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡ（Ｍ＝σ／２・ｄ_min ²）を出力するように構成されている。なお、ＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡは、最も確からしい状態遷移列と再生信号との標準偏差（平均二乗誤差）σを、当該状態遷移列と２番目に確からしい状態遷移列とのユークリッド距離で除算することによって求められる。ＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡは、ＰＲＭＬを用いた場合の再生信号品質を好適に評価することができる指標である。
【０１７１】
差分メトリック解析器１６０から出力される誤差指標ＭＬＳＡは、周波数特性制御手段２９０に供給される。周波数特性制御手段２９０は、この誤差指標ＭＬＳＡが最小になるように、波形等化器の特性（例えば、ブースト量やブースト中心周波数）を最適化する。例えば、ブースト量を微少量変化させ、変化前後のポイントにおけるＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡを比較して、よりＭＬＳＡが小さくなるほうのブースト量を選択する。このような動作を繰り返すことにより波形等化器の特性が最適化され、ＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡを最小値に収束させることができる。
【０１７２】
また、図１４に示すように、差分メトリック解析器１６０によって生成されたＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡを、フォーカスオフセット探査手段２９１に供給するようにしてもよい。信号再生時、光ヘッド５０が出射するビームスポットが常に光ディスク８の情報記録面付近を走査し得るようにフォーカスサーボ制御が行なわれる。このフォーカスサーボ制御は、サーボアンプ９１によって検出されたフォーカス誤差信号が、引算器９２を介して所定目標値Ｘ０になるように光ヘッド５０のフォーカスアクチュエータ（不図示）をフィードバック制御することで実行される。ここで、フォーカスオフセット探査手段２９１が、所定目標値Ｘ０としてＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡを最小とするような目標値Ｘ０を引算器９２に対して出力するようにすれば、ＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡが最小となるような（すなわち、誤り率が最小となるような）フォーカスサーボ制御を行うことができる。なお、このような目標値Ｘ０の探査を行なうためには、例えば、上記目標値Ｘ０を微少変化させたときのＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡの変化を検出および比較すればよい。
【０１７３】
なお、本実施の形態では、ＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡ を用いてフォーカス目標値を最適化しているが、本発明は他のサーボ目標値の最適化にも応用することができる。上記のＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡ を用いて、例えば、トラッキングサーボ、ディスクチルト制御、レンズ球面収差補正制御等を行うことが可能である。
【０１７４】
さらに、図１５に示すように、信号再生用光ヘッド５０および信号記録用光ヘッド５１の２種類の光ヘッドを備える光ディスク装置において、差分メトリック解析器１６０から出力されるＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡを用いて、記録パワーを制御するようにしてもよい。光ディスクに記録するべき信号は、記録信号生成手段１０３によって変調器１０２を介して信号記録用光ヘッド５１に供給される。変調器１０２は、適当な記録パワーＰと上記記録信号とを掛け合わせて光ヘッド５１に供給する。このとき、差分メトリック解析器１６０によって生成されたＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡを記録パワー制御手段２９２に供給することで、記録パワー制御手段２９２は、ＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡが最小になるように上記記録パワーＰを決定することができる。
【０１７５】
なお、図１５に示す光ディスク装置は、記録動作および再生動作のそれぞれを別々のヘッドを用いて行っているが、１つのヘッドの機能を記録と再生との間で切り替え、上記の各動作を実行するようにしてもよい。また、上記には、記録パワーを制御する例を示したが、ＰＲＭＬ誤差指標ＭＬＳＡに基づいて記録パルスの幅や位相を制御するような構成としてもよい。
【０１７６】
【発明の効果】
本発明の再生信号品質評価方法によれば、ｎ通りの状態遷移列のうちから最も確からしい状態遷移列を推定する最尤復号方式において、時刻ｋ−ｊでの状態から時刻ｋでの状態に至るまでの所定期間における状態遷移の確からしさ（例えば、所定期間におけるユークリッド距離の累積値）をＰａとし、２番目に確からしい状態遷移列の時刻ｋ−ｊでの状態から時刻ｋの状態に至るまでの所定期間における状態遷移の確からしさ（例えば、所定期間におけるユークリッド距離の累積値）をＰｂとするとき、時刻ｋ−ｊから時刻ｋまでの復号結果の信頼性を｜Ｐａ−Ｐｂ｜によって判断する。また、この複数回測定された｜Ｐａ−Ｐｂ｜のばらつきを求めることによって、最尤復号の２値化結果の誤り率と相関のある信号品質を示す指標が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の光ディスクドライブの構成図
【図２】ジッタとビット誤り率の関係を示す図
【図３】本発明の実施例で用いる最小極性反転間隔が２であることとＰＲ（１，２，２，１）等化の制約から定まる状態遷移図
【図４】本発明の実施例で用いる最小極性反転間隔が２であることとＰＲ（１，２，２，１）等化の制約から定まるトレリス図
【図５】本発明の実施例で用いるトレリス図において状態S0_kと状態S0_k-5間でとりうる２つの状態遷移列を示す図
【図６】復号結果の信頼性を示すPa-Pbの分布の模式図
【図７】本発明の実施形態３にかかる再生信号品質評価装置の構成図
【図８】本発明の実施形態３にかかる再生信号品質評価装置のビタビ回路、差分メトリック解析器の詳細構成図
【図９】本発明の実施形態３にかかる再生信号品質評価装置のパスメモリの構成図
【図１０】本発明の実施形態３にかかる別の再生信号品質評価装置の構成図
【図１１】本発明の実施形態３にかかるさらに別の再生信号品質評価装置の構成図
【図１２】本発明の実施形態３にかかるさらに別の再生信号品質評価装置の構成図
【図１３】本発明の実施形態４にかかる光ディスク装置の構成図
【図１４】本発明の実施形態４にかかる別の光ディスク装置の構成図
【図１５】本発明の実施形態４にかかるさらに別のの光ディスク装置の構成図
【図１６】指標ＭＬＳＡと誤り率BER(Bit Error Rate)との関係を示すグラフ
【図１７】本発明の実施例で用いる最小極性反転間隔が２であることとＰＲ（C0，C1，C0）等化の制約から定まる状態遷移図
【図１８】本発明の実施例で用いる最小極性反転間隔が２であることとＰＲ（C0，C1，C0）等化の制約から定まるトレリス図
【図１９】本発明の実施例で用いる最小極性反転間隔が２であることとＰＲ（C0，C1，C2，C1，C0）等化の制約から定まる状態遷移図
【図２０】本発明の実施例で用いる最小極性反転間隔が２であることとＰＲ（C0，C1，C2，C1，C0）等化の制約から定まるトレリス図
【符号の説明】
１、８ 光ディスク
２ 光学ヘッド
３、１１ 波形等化器
４ コンパレータ
５、位相比較器
６ ＬＰＦ
７ ＶＣＯ
９ プリアンプ
１０、２８ ＡＧＣ
１２ ＰＬＬ回路
１３ Ａ／Ｄ変換器
１４ デジタルフィルタ
１５ ビタビ回路
１６ 差分メトリック解析器
１７ ブランチメトリック演算回路
１８ 加算／比較／選択回路
１９ レジスタ
２０ パスメモリ
２１ 遅延回路
２２ 差分メトリック演算器
２３ 状態遷移検出器
２４ セレクタＡ
２５ セレクタＢ
２６、２７ 平均値／標準偏差演算器
２８ 波形等化器Ｂ
２９ 周波数特性制御手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method for evaluating the quality of a decoded signal when decoding digital information recorded on a recording medium by a maximum likelihood decoding method, and an information reproducing apparatus capable of performing such evaluation.
[0002]
[Prior art]
In recent years, devices capable of reproducing digital information recorded on a recording medium, such as an HDD (Hard Disk Drive), an optical disk drive, or a magneto-optical disk drive, have been widely used in AV equipment and personal computers.
[0003]
FIG. 1 shows a partial configuration of a conventional optical disc drive 900. The reflected light from the optical disk 1 is converted into a reproduction signal by the optical head 2. The reproduced signal is shaped by the waveform equalizer 3 and then binarized by the comparator 4. The threshold value of the comparator 4 is normally feedback controlled so that the integration result of the binarized signal output from the comparator 4 becomes zero.
[0004]
In the optical disc drive 900, a clock signal (reproduced clock signal) that is synchronized with a reproduced signal is generated by a PLL (phase looked loop) circuit. In order to generate the reproduction clock signal, the phase comparator 5 detects a phase error between the binarized signal output from the comparator 4 and the clock signal output from the VCO (voltage controlled oscillator) 7. The detected phase error is averaged by an LPF (low-pass filter) 6, and the control voltage of the VCO 7 is set based on the output from the LPF 6. In this way, the control voltage of the VCO 7 (the oscillation frequency of the VCO 7) can be feedback controlled so that the phase error output from the phase comparator 5 is always zero. Thereby, it is possible to output a clock signal synchronized with the reproduction signal by the VCO 7. By using such a PLL circuit, for example, even when the disk has eccentricity, a clock signal that is stably synchronized with the reproduction signal can be extracted.
[0005]
The recovered clock signal is used to determine whether the recording code (digital information) is 1 or 0. More specifically, the detection pulse of the comparator 4 (that is, the signal portion exceeding the threshold value in the binarized signal output from the comparator 4) exists within the window width (window width) defined by the reproduction clock signal. The digital information can be reproduced by detecting whether or not to do so.
[0006]
However, the detection pulse output from the comparator 4 deviates from the window width of the reproduction clock due to intersymbol interference of the reproduction signal, distortion of the recording mark, circuit noise, control residual of the PLL circuit, etc., thereby causing an error. There is a case. Such a time lag between the detection pulse of the comparator 4 and the reproduction clock is called “jitter”.
[0007]
When digital information is reproduced as described above, the reproduction signal quality (error rate) can be detected by obtaining the jitter distribution. This jitter distribution can be assumed to be a normal distribution with an average value of 0. In this case, the error rate Pj (σ / Tw) is expressed by the following equation (1) using the standard deviation σ of the jitter distribution: ) And (2).
[0008]
[Expression 1]

[0009]
[Expression 2]

[0010]
Here, σ is the standard deviation of the jitter distribution assumed to be a normal distribution, and Tw is the window width.
[0011]
From the graph shown in FIG. 2, it can be seen that the error rate (bit error rate BER) increases as the standard deviation of jitter increases. The jitter of the reproduced signal can be actually measured using a TIA (Time Interval Analyzer). For this reason, even if no error actually occurs, the signal quality can be evaluated by the standard deviation σ / Tw of the jitter, and thereby the likelihood of occurrence of the error can be predicted. By measuring the standard deviation of jitter in this way, for example, the performance of the drive, the performance of the recording medium, the performance of the optical head, etc. can be confirmed and tested. Further, it is possible to perform a more stable reproduction operation by adjusting equalizer parameters or the like so that the standard deviation of jitter is reduced.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
On the other hand, unlike the method of reproducing digital information directly from the binary signal output from the comparator 4 as described above, a method of reproducing digital information by a maximum likelihood decoding method is known. As this maximum likelihood decoding method, for example, a PRML (Partial Response Maximum Likelihood) method is known. In the PRML method, data is recorded and reproduced in consideration of the occurrence of intersymbol interference when the recording density is high. More specifically, the signal reproduced from the recording medium is subjected to partial response equalization so as to have a predetermined frequency characteristic using a waveform equalizer, a digital filter, etc., and then subjected to maximum likelihood using Viterbi decoding or the like. It is decoded into binary data (most likely). In the PRML system, it is possible to decode data with a low error rate even from a reproduced signal having a low S / N (signal to noise) or a reproduced signal having a relatively large influence of intersymbol interference.
[0013]
In such a maximum likelihood decoding method, decoding is performed by selecting the most probable state transition sequence based on the reproduced signal. In general, an amount representing the probability of the state transition to the state Sn (n is the number of states) up to the time k is defined by Expression (3).
[0014]
[Equation 3]

[0015]
Where y_iIs the value of the playback signal (digital sample data) at time i, level_vIs an expected value of an ideal reproduction signal.
[0016]
In the maximum likelihood decoding circuit, a state transition sequence that minimizes the amount representing the probability obtained by the above equation (3) is selected. In the case of using the maximum likelihood decoding method, sampling is performed with a reproduction clock at each time k, unlike the method of determining “1” and “0” depending on whether or not the detection pulse falls within the window width at each time k. Data y_kEuclidean distance (y_k-level_v)²And the decoding is performed based on the Euclidean distance. Therefore, the decoding result in the maximum likelihood decoding method is the sample value y of the past sampled reproduction signal._kWill also be affected.
[0017]
When such a maximum likelihood decoding method is used, an error may or may not occur even if a reproduced signal has the same jitter standard deviation σ. For this reason, it is difficult to predict the error rate of the binarization result obtained by the maximum likelihood decoding using the standard deviation σ of the jitter of the reproduction signal. Therefore, it is necessary to use an error rate prediction method (signal quality evaluation method) more suitable for the maximum likelihood decoding method.
[0018]
A method for evaluating the quality of a signal reproduced by the maximum likelihood decoding method is described in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 10-21651. In the apparatus described in this publication, the signal quality is evaluated by obtaining a difference in likelihood between two paths (state transition sequences) having a minimum Euclidean distance and statistically processing the difference.
[0019]
More specifically, in order to obtain the difference in likelihood between two paths that take the same state at time k, each of two different states (states at time k-1 in each path) at time k−1. The cumulative value of the branch metric of the path (surviving path) that has already been determined to be the maximum likelihood is used. However, when the cumulative value of the branch metric at time k−1 is used, it is desirable if, for example, a path different from the path whose actual likelihood is to be checked is erroneously selected as the path before time k−1. There was a possibility of using the cumulative value of non-branch metrics. Although the above publication describes that two paths that minimize the Euclidean distance are selected and the difference between these likelihoods is calculated, the likelihood that is actually desired for the two paths is calculated. There is no particular description of a method for performing it more reliably.
[0020]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a method and an evaluation method for reproducing signal quality using an index correlated with an error rate of a binarization result by maximum likelihood decoding. To provide an apparatus.
[0021]
[Means for Solving the Problems]
The reproduction signal quality evaluation method of the present invention is the first state S at time k−j (k is an integer of 3 or more, j is an integer of 2 or more)_kjTo the second state S at time k_kOf the decoded signal in the case of decoding the reproduction signal by the maximum likelihood decoding method that selects the most probable state transition sequence from n (n is an integer of 2 or more) state transition sequences In the quality evaluation method, the first state S that defines the n state transition sequences in a predetermined period j from the time k−j to the time k._kjAnd the second state S_kAnd a state of the first state transition sequence most probable of the n state transition sequences defined by the detected predetermined combination in the predetermined period j. When the index indicating the probability of transition is Pa and the index indicating the probability of state transition in the predetermined period j of the second most likely state transition sequence is Pb, | Pa−Pb | is used. And determining the reliability of the decoding result from time k-j to time k.
[0022]
In a preferred embodiment, Pa is defined based on a difference between an expected value indicated by the first state transition sequence in the predetermined period j and an actual sample value, and Pb is defined as the predetermined period j. Is defined based on the difference between the expected value indicated by the second state transition sequence and the actual sample value.
[0023]
  In a preferred embodiment, Pa is a time k−j indicated by the first state transition sequence in the predetermined period j.+1Expected value from time to time k_{kj +1} , ..., l_k-1, L_kAnd the actual sample value y_{kj +1} , ..., y_k-1, Y_kAnd Pb is the time k−j indicated by the second state transition sequence.+1Expected value m from time to time k_{kj +1} , ..., m_k-1, M_kAnd the actual sample value y_{kj +1} , ..., y_k-1, Y_kCorresponds to the cumulative value of the square of the difference.
[0024]
In certain preferred embodiments, n = 2.
[0025]
In a preferred embodiment, the Euclidean distance between the first state transition sequence and the second state transition sequence has a minimum value.
[0026]
In a preferred embodiment, the method further includes a step of determining a variation in reliability of the decoding result by measuring the | Pa-Pb |
[0027]
In a preferred embodiment, the reliability variation is indicated by using a standard deviation of the distribution of | Pa-Pb |.
[0028]
In a preferred embodiment, the reliability variation is indicated by using a standard deviation of the | Pa−Pb | and an average value of the distribution of the | Pa−Pb |.
[0029]
In a preferred embodiment, a variation in reliability of the decoding result is determined by detecting a frequency that | Pa−Pb | exceeds a predetermined value.
[0030]
In a preferred embodiment, the recorded signal has a minimum polarity inversion interval of 2 and a reproduction signal equalized by PR (C0, C1, C0) is decoded.
[0031]
In a preferred embodiment, the recorded signal has a minimum polarity inversion interval of 2 and a reproduction signal equalized by PR (C0, C1, C1, C0) is decoded.
[0032]
In a preferred embodiment, the recorded signal has a minimum polarity inversion interval of 2 and PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalized reproduction signals are decoded.
[0033]
In a preferred embodiment, when calculating | Pa−Pb |, the square of the actual sample value is not calculated.
[0034]
An information reproducing apparatus according to the present invention is synchronized with a gain controller that adjusts an amplitude value of a reproduced signal, a waveform equalizer that shapes the reproduced signal to have a predetermined equalization characteristic, and the reproduced signal. A reproduction clock generation circuit for generating a reproduction clock, an A / D converter for generating sampling data by sampling the reproduction signal with the reproduction clock, and outputting the sampling data; A maximum likelihood detector that decodes probable digital information, and Pa as an index representing the probability of state transition in a predetermined period of the first state transition sequence determined to be most probable in the maximum likelihood detector. When an index indicating the probability of state transition in the predetermined period of the second state transition sequence that is likely to be And a difference metric calculator for calculating a | Pa-Pb.
[0035]
In a preferred embodiment, an additional waveform equalizer that performs waveform shaping to have a predetermined equalization characteristic different from that of the waveform equalizer is further provided, and the recovered clock is generated by the additional waveform equalizer. It is generated from a waveform-shaped reproduction signal.
[0036]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of a reproduction signal quality evaluation method and an information reproduction apparatus according to the present invention will be described below.
[0037]
Hereinafter, a reproduction signal quality evaluation method according to an embodiment of the present invention will be described. In the form described below, a code having a minimum polarity inversion interval of 2 defined according to the (1,7) RLL modulation method or the like is used as the recording code. That is, the recording code always has two or more 0s or 1s. Also, decoding is performed using a PRML system in which the frequency characteristics of the recording system and the frequency characteristics of the reproduction system are set so as to exhibit PR (1, 2, 2, 1) equalization characteristics as a whole. Hereinafter, a more specific decoding procedure will be described.
[0038]
The recording code (either 0 or 1) is expressed as follows.
[0039]
Current recording code: b_k
Recording code one hour before: b_k-1
Recording code two hours ago: b_k-2
Recording code 3 hours before: b_k-3
[0040]
The ideal value of the reproduction signal when PR (1, 2, 2, 1) equalization is set to Level._vThen, Level_vIs represented by the following equation (4).
[0041]
Level_v= B_k-3+ 2b_k-2+ 2b_k-1+ B_k      …(Four)
[0042]
Here, k is an integer representing time, and v is an integer from 0 to 6. In the case of PR (1, 2, 2, 1) equalization, seven kinds of values (Level) where the ideal sample value (expected value) is 0 to 6 depending on the combination of recording codes._v) Can be taken.
[0043]
Next, the transition of the recording code state will be described. The state at time k is S (b_k-2, b_k-1, b_k) And the state at time k−1 is S (b_k-3, b_k-2, b_k-1). Considering the combination of the state at time k-1 and the state at time k, a state transition table as shown in Table 1 below is obtained. As described above, since the modulation scheme in which the minimum inversion interval between 0 and 1 is 2 is adopted, the state transitions that can be taken by the recording code are limited to the following 10 types.
[0044]
[Table 1]

[0045]
For simplicity, state S (0,0,0) at time k_kS0_k, State S (0,0,1)_kS1_k, State S (0,1,1)_kS2_k, State S (1,1,1)_kS3_k, State S (1,1,0)_kS4_k, State S (1,0,0)_kS5_kIt describes as follows. State transitions that can occur in the period from time k-1 to time k (time corresponding to one period T of the recovered clock) are represented by the state transition diagram shown in FIG. 3, and when this is expanded with respect to the time axis, FIG. The trellis diagram shown in Fig. 1 is obtained.
[0046]
Here, state S0 at time k_kAnd state S0 at time k-5_k-5Pay attention to. FIG. 5 shows the state S0_kAnd state S0_k-5Two state transition sequences that can be taken between and are shown. If one of the possible state transition sequences is path A, path A is in state S0._k-5, S0_k-4, S0_k-3, S0_k-2, S0_k-1, S0_k, And the other state transition sequence is path B, path B is in state S0_k-5, S1_k-4, S2_k-3, S4_k-2, S5_k-1, S0_kTransition. 4 and 5, (record code / Levelv) is shown for each state transition, but Level is shown as having seven values from −3 to 3, and −3 to 3 Each corresponds to 0 to 6 of the above Level.
[0047]
Thus, the state at time k-5 is S0._k-5And the state at time k is S0_kIn such a case, it is presumed that the path A or the path B is transited. That is, the decrypted data from time k-7 to time k (C_k-7, C_k-6, C_k-5, C_k-4, C_k-3, C_k-2, C_k-1, C_k) = (0,0,0, x, x, 0,0,0) When a decoding result (x is a value of 0 or 1) is obtained, the state transition of path A or path B is the most. It is estimated that it is certain.
[0048]
In this way, the state S0 at time k_kAnd state S0 at time k-5_k-5Is detected (that is, when a decoding result of (0,0,0, x, x, 0,0,0) is obtained), which is more likely to be path A or path B? Is judged. This determination is based on the magnitude of the deviation between the ideal sample value (expected value) indicated by the path A and the actual sample value, and the deviation between the ideal sample value (expected value) indicated by the path B and the actual sample value. This can be done by comparing the size of. More specifically, an expected value (Level) from time k-4 to time k indicated by each of path A and path B._v) And playback signal y_k-4To y_kIt is possible to determine which state transition sequence of path A or path B is more likely based on the cumulative result of the square of the difference from each of the actual values up to.
[0049]
Here, expected value l from time k-4 to time k indicated by path A_k-4, L_k-3, L_k-2, L_k-1, L_k(That is, each of 0, 0, 0, 0, 0) and the reproduction signal y_k-4To y_kThe cumulative value of the square of the difference from the previous value is Pa, and the expected value m from time k-4 to time k of path B_k-4, M_k-3, M_k-2, M_k-1, M_k(Ie, 1, 3, 4, 3, 1) and the reproduction signal y_k-4To y_kIf the cumulative value of the square of the difference from the previous value is Pb, the accumulated value Pa is represented by the following equation (5), and the accumulated value Pb is represented by the following equation (6).
[0050]
Pa = (y_k-4-0)²+ (y_k-3-0)²+ (y_k-2-0)²+ (y_k-1-0)²+ (y_k-0)²    …(Five)
[0051]
Pb = (y_k-4-1)²+ (y_k-3-3)²+ (y_k-2-Four)²+ (y_k-1-3)²+ (y_k-1)²    … (6)
[0052]
The accumulated value Pa obtained in this way is an index indicating the probability of the transition of the path A in a predetermined period from the time k-5 to the time k. The smaller the value of Pa, the more likely the path A is. Become. The accumulated value Pb is an index indicating the probability of the transition of the path B in a predetermined period from the time k-5 to the time k. The smaller the value of Pb, the more likely the path B is. When the value of Pa or Pb is 0, the probability of path A or path B is maximized.
[0053]
Next, the meaning of the difference Pa−Pb between Pa and Pb will be described. The maximum likelihood decoding circuit selects the path A with confidence if Pa << Pb, and selects the path B with confidence if Pa >> Pb. However, if Pa = Pb, it does not matter which path A or path B is selected, and it can be said that whether the decoding result is correct is 5 minutes 5 minutes. Therefore, the value of Pa-Pb can be used to determine the reliability of the decoding result. That is, the greater the absolute value of Pa-Pb, the higher the reliability of the decoding result, and the closer the absolute value of Pa-Pb is to 0, the lower the reliability of the decoding result.
[0054]
The index Pa-Pb indicating the reliability of the decoding result is used for evaluating the quality of the reproduction signal. For this purpose, for example, a Pa-Pb distribution is obtained by obtaining Pa-Pb for a predetermined time or a predetermined number of times based on the decoding result. A schematic diagram of the distribution of Pa-Pb is shown in FIG. FIG. 6A shows the distribution of Pa-Pb when noise is superimposed on the reproduction signal. This distribution has two peaks, one having a maximum when Pa = 0, and the other having a maximum when Pb = 0. The value of Pa-Pb when Pa = 0 is expressed as -Pstd, and the value of Pa-Pb when Pb = 0 is expressed as Pstd. When the absolute value of Pa-Pb is taken and | Pa-Pb | -Pstd is obtained, a distribution as shown in FIG. 6B is obtained.
[0055]
Assuming that this distribution is a normal distribution, a standard deviation σ and an average value Pave of the distribution are obtained. The standard deviation σ and the average value Pave of this distribution can be used to predict the bit error rate. For example, when the distribution curve estimated as indicating the distribution of | Pa−Pb | is gentle and this distribution curve is defined by a function that can take a value of | Pa−Pb | That is, when it is considered that a decoding error occurs at a frequency according to the probability that the value of | Pa-Pb | is 0 or less when the frequency at which | Pa-Pb | Using σ and the average value Pave, the error probability P (σ, Pave) can be defined by the following equation (7).
[0056]
P (σ, Pave) = erfc (Pstd + Pave / σ)… (7)
[0057]
Thus, using the average value Pave and the standard deviation σ obtained from the Pa-Pb distribution, the error rate of the binarization result by the maximum likelihood decoding method can be predicted. That is, the average value Pave and the standard deviation σ can be used as an index of the reproduction signal quality. In the above example, it is assumed that the distribution of | Pa−Pb | is a normal distribution. However, when it is difficult to consider the distribution of | Pa−Pb | Instead of obtaining the average value Pave and the standard deviation σ as described above, the number of times that the value of | Pa−Pb | is equal to or smaller than a predetermined reference value may be counted. The count number thus obtained can serve as an index indicating the degree of variation of | Pa−Pb |.
[0058]
As described above, according to the present embodiment, it can be taken when a state transition occurs from a predetermined first state (for example, S0) to a predetermined second state (for example, S0) in a predetermined period. The reliability of decoding can be determined by calculating the absolute value | Pa−Pb | of the difference in certainty in the predetermined period for the two paths. Further, by measuring | Pa−Pb | multiple times to obtain a degree of variation (distribution) in decoding reliability | Pa−Pb |, the quality of the reproduced signal can be evaluated (prediction of bit error rate). it can.
[0059]
When signal quality is evaluated by such a method, a combination of state transitions that can take two paths that are most likely to cause an error (that is, a path that minimizes the Euclidean distance between the two paths) is selected. The signal quality may be evaluated using the absolute value | Pa−Pb | of the difference between the probabilities of the two paths. Hereinafter, this point will be described in detail.
[0060]
As described above, when decoding a reproduction signal that has a minimum polarity reversal interval of 2 and follows a state transition rule using PR (1, 2, 2, 1) equalization, state transitions that can take two paths are: In the range from time k-5 to time k, the above-described S0 is set._k-5To S0_kThere are 15 ways to transition to. Table 2 below shows the state transition (a combination of the state at time k-5 and the state at time k) and the value (Pstd) that Pa-Pb can take in each state transition.
[0061]
[Table 2]

[0062]
The reliability Pa-Pb of the above 16 decoding results can be expressed by the following equation (8).
[0063]

[0064]
A_k= (y_k-0)², B_k= (y_k-1)², C_k= (y_k-2)², D_k= (y_k-3)², E_k= (y_k-Four)², F_k= (y_k-Five)², G_k= (y_k-6)²It is.
[0065]
Further, when the above equation (8) is divided into a case where Pstd is 10 and a case where it is 36, it is represented by equation (9) when Pstd = 10, and when Ptsd = 36, equation (10) ).
[0066]

[0067]

[0068]
Here, it is considered to obtain an index of error rate in each case. In a state transition where Pstd is 10, the maximum likelihood decoding result c_kPa-Pb satisfying equation (9) is obtained from the standard deviation σ from the distribution._TenAnd average value Pave_TenAsk for. On the other hand, in the state transition where Pstd is 36, the maximum likelihood decoding result c_kPa-Pb satisfying equation (10) is obtained from the standard deviation σ from the distribution.₃₆And average value Pave₃₆Ask for. Assuming that each distribution is a normal distribution, the error probability P_Ten, P₃₆Are represented by the following formulas (11) and (12), respectively. That is, the error rate can be estimated for each pattern of the maximum likelihood decoding result, and the standard deviation σ_TenAnd average value Pave_TenOr standard deviation σ₃₆And average value Pave₃₆Can be used as an index of the quality of the reproduction signal.
[0069]
[Expression 4]

[0070]
[Equation 5]

[0071]
In addition, in the case where a state transition pattern detection range is increased by one time and a combination pattern of state transitions that can take two state transition sequences in the range from time k-6 to time k is detected, the following table 3 is used. The 8 patterns shown can be further detected.
[0072]
[Table 3]

[0073]
Like the equations (11) and (12) above, the probability P of causing an error in the pattern of Table 3₁₂Is represented by equation (13).
[0074]
[Formula 6]

[0075]
What is important here is that in order to use reliability | Pa−Pb | as an index of reproduction signal quality, it is only necessary to detect a pattern of a state transition that has a high possibility of error (error rate). . That is, an index correlated with the error rate can be obtained without detecting all the state transition patterns.
[0076]
Here, a state transition pattern with a high possibility of error is a state transition pattern in which the maximum value of reliability | Pa−Pb | is small (that is, the Euclidean distance that is the absolute distance between the path A and the path B is minimum). Pattern). Here, this corresponds to the eight patterns shown in Table 2 in which Pa-Pb = ± 10 when either Pa or Pb is 0.
[0077]
Assuming that white noise is dominant among noises included in the reproduction signal, P_Ten> P₁₂>> P₃₆It is expected that P_TenOnly 1 bit shift error is shown, and other patterns mean shift errors of 2 bits or more. When the error pattern after PRML processing is analyzed, most of them are 1-bit shift errors._TenThe error rate of the reproduced signal can be appropriately estimated by the equation (11) using Thus, a pattern that takes a predetermined state transition in a predetermined period is detected, and the standard deviation σ of the distribution of | Pa−Pb | −Pstd in the detected state transition is detected._Ten, Average value Pave_TenCan be used as an index to evaluate the quality of the reproduced signal.
[0078]
  As mentioned above, the error rate is the standard deviation σ_TenFor example, the PRML error index MLSA (Maximum Likelihood Sequence) defined by the following equation (14) is used. Amplitude) may be used as an index indicating signal quality (error rate).
[0079]
[Expression 7]

[0080]
Where d² _minIs the square of the minimum value of the Euclidean distance of two possible paths, and is 10 in the combination of the modulation code and the PRML system of this embodiment. The index MLSA is the average value Pave in the equation (11)._TenIs defined on the assumption that 0 is zero. This is the average value Pave_TenCan typically be considered as taking a value close to 0, and the average value Pave_TenThis is because an index having a correlation with the error rate can be obtained even when the above is not considered.
[0081]
FIG. 16 shows the relationship between the index MLSA defined by Equation (14) and the error rate BER (BitError Rate) that can be calculated from Equation (11). Similar to the relationship between jitter and error rate shown in FIG. 2, it can be seen that the error rate increases as the index MLSA increases. That is, it can be seen that the error rate after PRML processing can be predicted using the index MLSA.
[0082]
  In addition,Until now,generalPRAs an example of (C0, C1, C1, C0) equalization (C0, C1 is an arbitrary positive number), the case where PR (1, 2, 2, 1) equalization is applied has been specifically described. , Other than thisPREven when (C0, C1, C1, C0) equalization (C0, C1 is an arbitrary positive number) is applied, an index having a correlation with the error rate can be obtained by the same procedure as described above.
[0083]
Hereinafter, as a form different from the above form, a recording code having a minimum polarity inversion interval of 2 is used and PR (C0, C1, C0) equalization (for example, PR (1, 2, 1) equalization) is used. A form to be applied will be described. C0 and C1 are arbitrary positive numbers.
[0084]
The recording code (either 0 or 1) is expressed as follows.
[0085]
Current time recording code: b_k
Recording code one hour before: b_k-1
Recording code two hours ago: b_k-2
[0086]
When the ideal value of the reproduction signal when PR (C0, C1, C0) is equalized is Level, Level is expressed by the following equation (15).
[0087]
Level = C0 × b_k-2+ C1 × b_k-1+ C0 × b_k      … (15)
[0088]
Here, k is an integer representing time, and v is an integer from 0 to 3. Also, the state at time k is S (b_k-1, b_k), A state transition table as shown in Table 4 below is obtained.
[0089]
[Table 4]

[0090]
  State S (0,0) at time k for simplicity)) _kS0_k, State S (0,1))) _kS1_k, State S (1,1))) _kS2_k, State S (1,0))) _kS3_kIt describes as follows. The state transition in this case is shown in the state transition diagram shown in FIG. 17, and when this is developed with respect to the time axis, the trellis diagram shown in FIG. 18 is obtained.
[0091]
Here, under the condition that the minimum polarity reversal interval of the recording code is 2 and PR (C0, C1, C0) equalization is used, a predetermined state at one time from a predetermined state at another time As shown in Table 5, there are six types of state transition patterns (combination of states) that can take two state transitions (path A and path B) when transitioning to.
[0092]
[Table 5]

[0093]
Here, it is determined which path A or path B is more likely. This determination is based on the magnitude of the deviation between the ideal sample value (expected value) indicated by the path A and the actual sample value, and the deviation between the ideal sample value (expected value) indicated by the path B and the actual sample value. This can be done by comparing the size of.
[0094]
For example, state transition S0_k-3 → S2_kIs estimated, the path A (S0_k-3, S0_k-2, S1_k-1, S2_k), Path B (S0_k-3, S1_k-2, S2_k-1, S2_k), The state S0 at time k-3_k-3And take S2 at time k_kTake. In this case, the expected value from time k-2 to time k and the value y of the reproduction signal_k-2, Y_k-1, Y_kWhether or not the state transition of the path A or the path B is more likely is determined by the cumulative value of the square of the difference between the path A and the path B. Here, each of the expected values from time k-2 to time k indicated by path A and the reproduction signal y_k-2To y_kThe accumulated value of the square of the difference from the values up to is Pa, and the expected value from time k-2 to time k of path B and the reproduction signal y_k-2To y_kIf the cumulative value of the square of the difference from the previous value is Pb, the accumulated value Pa is represented by the following equation (16), and the accumulated value Pb is represented by the following equation (17).
[0095]
Pa = (y_k-2−0)²+ (Y_k-1-C0)²+ (Y_k− (C1 + C2))²      … (16)
[0096]
Pb = (y_k-2-C0)²+ (Y_k-1− (C0 + C1))²+ (Y_k− (2 × C0 + C1))²    … (17)
[0097]
Here, if Pa << Pb, the possibility of the path A is estimated to be high, and if Pa >> Pb, the possibility of the path B is estimated to be high. That is, even when a recording code having a minimum polarity inversion interval of 2 and PR (C0, C1, C0) equalization are used, the reliability of the decoding result can be determined using | Pa-Pb |. Further, the quality of the reproduced signal can be evaluated (error rate estimation) based on the distribution of | Pa−Pb |.
[0098]
Considering the case where white noise is superimposed on the transmission line, it is considered that the state transition that can cause the most error is that the Euclidean distance between the path A and the path B is the minimum. Examples of the two paths that minimize the Euclidean distance include the two state transition patterns shown in Table 6 below.
[0099]
[Table 6]

[0100]
Here, the decryption result is c_k(K is an integer), and the reliability Pa-Pb in the state transitions shown in Table 6 is summarized to obtain Expression (18).
[0101]

[0102]
Where AA_k, BB_k, CC_k, DD_kIs represented by the following equation.
[0103]
AA_k= (Y_k−0)², BB_k= (Y_k-C0)²,
CC_k= (Y_k− (C0 + C1))², DD_k= (Y_k− (2 × C0 + C1))²,
[0104]
Decryption result c_kTo satisfy Equation (18) | Pa-Pb |-(2 × C0²+ C1²) And a standard deviation σ and an average value Pave are obtained from the distribution. Assuming that the distribution is a normal distribution, the probability of making an error is expressed by Equation (19). Therefore, the error rate of the reproduced signal can be estimated from the standard deviation σ and the average value Pave, and can be used as an indicator of signal quality.
[0105]
[Equation 8]

[0106]
In this way, even when a recording code having a minimum polarity reversal interval of 2 is used and PR (C0, C1, C0) equalization is applied, a path that takes a predetermined state transition in a predetermined period The quality of the reproduction signal can be evaluated based on the difference in probability | Pa−Pb |.
[0107]
Hereinafter, as an embodiment different from the above-described embodiment, an embodiment in which a code having a minimum polarity inversion interval of 2 and PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalization is applied will be described. Note that C0, C1, and C2 are arbitrary positive numbers.
[0108]
The recording code is expressed as follows.
[0109]
Current time recording code: b_k
Recording code one hour before: b_k-1
Recording code two hours ago: b_k-2
Recording code 3 hours before: b_k-3
Recording code 4 hours before: b_k-4
[0110]
When the ideal value of the reproduction signal when PR (C0, C1, C2, C1, C0) is equalized is Level, Level is expressed by the following equation (20).
[0111]
Level = C0 × b_k-4+ C1 × b_k-3+ C2 × b_k-2+ C1 × b_k-1+ C0 × b_k… (20)
[0112]
Here, k is an integer representing time, and v is an integer from 0 to 8. Also, the state at time k is S (b_k-3, b_k-2, b_k-1, b_k), A state transition table as shown in Table 7 below is obtained.
[0113]
[Table 7]

[0114]
State S (0,0,0,0) at time k for simplicity_kS0_k, State S (0,0,0,1)_kS1_k, State S (0,0,1,1)_kS2_k, State S (0,1,1,1)_kS3_k, State S (1,1,1,1)_kS4_k, State S (1,1,1,0)_kS5_k, State S (1,1,0,0)_kS6_k, State S (1,0,0,0)_kS7_k, State S (1,0,0,1)_kS8_k, State S (0,1,1,0)_kS9_kIt describes as follows. The state transition in this case is shown in the state transition diagram shown in FIG. 19, and when this is developed with respect to the time axis, the trellis diagram shown in FIG. 20 is obtained.
[0115]
Here, under the condition that the minimum polarity reversal interval of the recording code is 2 and PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalization is used, a predetermined time from a certain time to another time As shown in Tables 8 to 10, there are 90 state transition patterns (state combinations) that can take two state transitions (path A and path B) when transitioning to a predetermined state.
[0116]
[Table 8]

[0117]
[Table 9]

[0118]
[Table 10]

[0119]
Although Tables 8 to 10 are divided into three tables for convenience, they may be combined into one table.
[0120]
Here, it is determined which path A or path B is more likely. This determination is based on the magnitude of the deviation between the ideal sample value (expected value) indicated by the path A and the actual sample value, and the deviation between the ideal sample value (expected value) indicated by the path B and the actual sample value. This can be done by comparing the size of.
[0121]
For example, state transition S0_k-5 → S6_kIs estimated, the state S0 is obtained at time k-5 regardless of whether the path A or the path B is transited._k-5Take S6 at time k_kFrom the time k-4 to the time k, y_k-4, Y_k-3, Y_k-2, Y_k-1, Y_kWhether the state transition of path A or path B is more likely is determined based on the cumulative value of the square of the difference between the expected value and the expected value. If the cumulative value of the square of the difference between the expected value and the actual value in the path A is Pa, and the cumulative value of the square of the difference between the expected value and the actual value in the path B is Pb, the cumulative value Pa is The accumulated value Pb is expressed by the following formula (22).
[0122]

[0123]

[0124]
Here, if Pa << Pb, the possibility of the path A is estimated to be high, and if Pa >> Pb, the possibility of the path B is estimated to be high. That is, even when a code having a minimum polarity inversion interval of 2 and PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalization is used, the reliability of the decoding result can be determined using | Pa-Pb |. it can. Further, the quality of the reproduced signal can be evaluated (error rate estimation) based on the distribution of | Pa−Pb |.
[0125]
  Considering the case where white noise is superimposed on the transmission line, the state transition that can cause the most error is that the Euclidean distance between the path A and the path B becomes the minimum, and is shown in Table 11 below.18There are street state transitions.
[0126]
[Table 11]

[0127]
  the above18The decoding result at the time of the state transition is c_k(K is an integer), and the reliability Pa-Pb in the state transitions shown in Table 11 is summarized to obtain Expression (23).
[0128]

[0129]
Where AA_k, BB_k, CC_k, DD_k, EE_k, FF_k, GG_k, HH_k, II_k, JJ_kIs represented by the following equation.
[0130]
AA_k= (Y_k−0)², BB_k= (Y_k-C0)²,
CC_k= (Y_k− (C0 + C1))², DD_k= (Y_k− (C1 + C2))²,
EE_k= (Y_k− (C0 + C1 + C2))², FF_k= (Y_k− (2 × C1 + C2))²,
GG_k= (Y_k− (C0 + 2 × C1 + C2))², HH_k= (Y_k−2 × C0))²,
II_k= (Y_k− (2 × C0 + C1))², JJ_k= (Y_k− (2 × C0 + 2 × C1 + C2))²
[0131]
Decryption result c_kEquation (23) from | Pa−Pb | − (2 × C0²+2 x C1²+ C2²) And a standard deviation σ and an average value Pave are obtained from the distribution. Assuming that this distribution is a normal distribution, the probability of making an error is expressed by equation (24). Therefore, the error rate of the reproduced signal can be estimated from the standard deviation σ and the average value Pave, and the signal quality can be evaluated.
[0132]
[Equation 9]

[0133]
In this way, even when a recording code having a minimum polarity inversion interval of 2 is used and PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalization is applied, a path that takes a predetermined state transition is used. The quality of the reproduction signal can be evaluated on the basis of the difference | Pa−Pb |
[0134]
(Embodiment 2)
Hereinafter, a specific example of a method for calculating the reliability of each state and the decoding reliability Pa-Pb when decoding is performed by the PRML method using the PR (1, 2, 2, 1) equalization described above. This will be described in detail.
[0135]
As described above, when PR (1, 2, 2, 1) equalization is used, a trellis diagram as shown in FIG. 4 is obtained. Here, the probability L of each state S0 to S5 at time k_k ^S0~ L_k ^S5Is the certainty L of the predetermined state at time k−1 as shown below._k-1 ^S0~ L_k-1 ^S5And the actual sample value y at time k_kAnd is expressed by the following equation (25). Note that the operator min [xxx, zzz] in the following expression selects the smaller one of xxx and zzz.
[0136]

[0137]
In this embodiment, the probability L at time k−1._k-1Branch metric (e.g. (y_k+3)²) Is always halved and y_k ²Assume that / 2 is subtracted. In the PRML system, the above-mentioned L_k ^S0~ L_k ^S5Since it is only necessary to select the ones whose values are small by comparing each other,_k ^S0~ L_k ^S5When applied to all the equations for obtaining, the decoding result is not affected. As a result, the probability L of each state S0 to S5 at time k_k ^S0~ L_k ^S5Is represented by the following equation (26).
[0138]

[0139]
When this equation (26) is expanded, the following equation (27) is obtained.
[0140]

[0141]
Where A_k, B_k, C_k, E_k, F_k, G_kIs defined as follows.
[0142]
A_k= 3y_k+ 9/2 = (y_k-th4) + (y_k-th5) + (y_k-th6)
B_k= 2y_k+ 2 = (y_k-th4) + (y_k-th5)
C_k= Y_k+ 1/2 = (y_k-th4)
E_k= -Y_k+ 1/2 = (th3-y_k)
F_k= -2y_k+ 2 = (th3-y_k) + (th2-y_k)
G_k= -3y_k+ 9/2 = (th3-y_k) + (th2-y_k) + (th1-y_k)
[0143]
It is assumed that th1 = 5/2, th2 = 3/2, th3 = 1/2, th4 = -1 / 2, th5 = -3 / 2, and th6 = -5 / 2.
[0144]
In this way L_k ^S0~ L_k ^S5Is obtained according to the above equation (27), the sample value y at time k_kIs detected without calculating the square of the difference between the ideal value and the sample value._k~ G_kThe probability L by simple multiplication and addition as shown in_k ^S0~ L_k ^S5Can be obtained. Therefore, there is an advantage that the circuit configuration is not complicated.
[0145]
Further, as described in the first embodiment, it is possible to evaluate the signal quality by obtaining the difference | Pa−Pb | between the two possible state transition sequences (path A and path B). The calculation for obtaining Pa-Pb can also be made relatively simple without including a square calculation. Hereinafter, how to determine Pa-Pb will be described in detail.
[0146]
For example, as described in the first embodiment, when PR (1, 2, 2, 1) equalization is applied, it is desirable to obtain Pa-Pb for the path A and the path B that minimize the Euclidean distance. . That is, among the state transitions shown in Table 2, it is desirable to obtain Pa-Pb when there are eight state transitions in which Pa-Pb takes ± 10 when Pa = 0 or Pb = 0.
[0147]
For example, of the above eight state transitions, S0_k-4 → S4_kA case where Pa-Pb is obtained for the transition of will be described. In this case, the path A transits from S0 → S0 → S1 → S2 → S4, and the path B transits from S0 → S1 → S2 → S3 → S4. At this time, the probability Pa of path A is (y_k-3+3)²/ 2 + (y_k-2+2)²/ 2 + (y_k-1+0)²/ 2 + (y_k-1)²/ 2. The probability Pb of path B is (y_k-3+2)²/ 2 + (y_k-2+0)²/ 2 + (y_k-1-2)²/ 2 + (y_k-2)²/ 2.
[0148]
At this time, Pa-Pb is the above-mentioned A._k~ G_kIt is possible to express using Specifically, Pa−Pb = (A_k-3-B_k-3) + B_k-2-F_k-1+ (E_k-F_k). Thus, according to this embodiment, Pa-Pb is the sample value y._kA obtained by simple addition and subtraction between the values and set values th1 to th6_k~ G_kTherefore, it is not necessary to perform a square operation or the like and can be obtained relatively easily. Therefore, there is an advantage that the circuit configuration is not complicated.
[0149]
In the above, transition S0_k-4 → S4_kAlthough the method for obtaining Pa-Pb for the other transitions has been described, the Pa-Pb for the other transitions is similarly described in the above A_k~ G_kIt is possible to express using Examples of these are given below.
[0150]
State transition S0_k-4→ S3_kin the case of,
Pa-Pb = (A_k-3-B_k-3) + B_k-2-F_k-1+ (F_k-G_k)
State transition S2_k-4→ S0_kin the case of,
Pa-Pb = (E_k-3-F_k-3-F_k-2+ B_k-1+ (A_k-B_k)
State transition S2_k-4→ S1_kin the case of,
Pa-Pb = (E_k-3-F_k-3-F_k-2+ B_k-1+ (B_k-C_k)
State transition S5_k-4→ S4_kin the case of,
Pa-Pb = (B_k-3-C_k-3) + B_k-2-F_k-1+ (E_k-F_k)
State transition S5_k-4→ S3_kin the case of,
Pa-Pb = (B_k-3-C_k-3) + B_k-2-F_k-1+ (F_k-G_k)
State transition S3_k-4→ S0_kin the case of,
Pa-Pb = (F_k-3-G_k-3-F_k-2+ B_k-1+ (A_k-B_k)
State transition S3_k-4→ S1_kin the case of,
Pa-Pb = (F_k-3-G_k-3-F_k-2+ B_k-1+ (B_k-C_k)
[0151]
(Embodiment 3)
Hereinafter, an optical disc apparatus 100 that decodes a reproduction signal by the PRML method will be described with reference to FIG.
[0152]
In the optical disc apparatus 100, the reproduction signal read from the optical disc 8 by the optical head 50 is amplified by the preamplifier 9, AC-coupled, and then input to an AGC (automatic gain controller) 10. In the AGC 10, the gain is adjusted so that the output of the subsequent waveform equalizer 11 has a predetermined amplitude. The reproduction signal output from the AGC 10 is waveform-shaped by the waveform equalizer 11. The waveform-shaped reproduction signal is output to the PLL circuit 12 and the A / D converter 13.
[0153]
The PLL circuit 12 generates a reproduction clock synchronized with the reproduction signal. The PLL circuit 12 may have the same configuration as the conventional PLL circuit shown in FIG. 1 (a circuit constituted by the phase comparator 5, LPF 6 and VCO 7). The A / D converter 13 samples the reproduction signal in synchronization with the reproduction clock output from the PLL circuit 12. The sampling data obtained in this way is output from the A / D converter 13 to the digital filter 14.
[0154]
The digital filter 14 has a frequency characteristic set so that the frequency characteristic of the recording / reproducing system becomes a characteristic assumed by the Viterbi circuit 15 (PR (1,2,2,1) equalization characteristic in this embodiment). The data output from the digital filter 14 is input to a Viterbi circuit 15 that performs maximum likelihood decoding. The Viterbi circuit 15 outputs binarized data by decoding the PR (1, 2, 2, 1) equalized signal by the maximum likelihood decoding method.
[0155]
Further, the Viterbi circuit 15 outputs the calculation result (branch metric) of the Euclidean distance for each time together with the decoded binarized data to the differential metric analyzer 16. The differential metric analyzer 16 discriminates the state transition from the binarized data obtained from the Viterbi circuit 15 and obtains Pa-Pb indicating the reliability of the decoding result based on the discrimination result and the branch metric. As a result, the error rate of the decoding result can be estimated.
[0156]
Hereinafter, the Viterbi circuit 15 and the differential metric analyzer 16 will be described in detail with reference to FIG. FIG. 8 shows the configuration of the Viterbi circuit 15 and the differential metric analyzer 16. Sample value y output from the digital filter 14_kIs input to the branch metric calculation circuit 17 of the Viterbi circuit 15. In the branch metric calculation circuit 17, the sample value y_kAnd a branch metric corresponding to the distance between the expected value levelv and the expected value levelv. Since PR (1,2,2,1) equalization is used, the expected value levelv has seven values from 0 to 6. Expected value and sample value y at time k_kBranch metric A representing the distance to_k, B_k, C_k, D_k, E_k, F_k, G_kEach is defined by the following equation (28).
[0157]

[0158]
The branch metric calculated in this way is input to the addition / comparison / selection circuit 18. The probability of each state S0 to S5 (see FIG. 4) at time k is obtained from the branch metric at time k and the probability (metric value) of each state at time k-1. The probability of each state is expressed by equation (29). Note that min [xxx, zzz] is a function that selects the smaller value of xxx or zzz.
[0159]

[0160]
Metric value L at time k_k ^S0~ L_k ^S5Is stored in the register 19 and used to calculate the metric value of each state at the next time k + 1. In addition, the circuit 18 selects a state transition that minimizes the metric value according to the equation (29), and the control signals Sel0 to Sel3 based on the selection result as shown in the following equation (30) are shown in FIG. The data is output to the path memory 20 having a circuit configuration.
[0161]

[0162]
The path memory 20 can estimate the most probable state transition sequence following the state transition rule based on the input control signal, and binarized data c corresponding to the estimated state transition sequence._kIs output.
[0163]
On the other hand, in order to evaluate the quality of the reproduction signal, the branch metric output from the branch metric calculation circuit 17 is input to the delay circuit 21 and delayed by the signal processing time in the addition / comparison / selection circuit 18 and the path memory 20. Is output to the differential metric calculator 22. Also, the binarized data c output from the path memory 20_kIs input to the state transition detector 23, where a predetermined pattern of the binarized data is detected. Specifically, detection of a data pattern corresponding to the eight state transitions shown in the above equation (9) is performed. When the state transition detector 23 detects a predetermined state transition, the difference metric calculator 22 calculates Pa-Pb for the detected state transition according to the above equation (9).
[0164]
Note that Pa-Pb can also be obtained by a calculation method that does not include a square operation as described in the second embodiment. According to the method of the second embodiment, Pa-Pb can be obtained without using the branch metric calculated by the branch metric calculation circuit 17. Therefore, in such a case, the sample value y output from the digital filter 14 is_kThe circuit configuration may be adopted such that the difference metric calculator 22 is directly input via the delay circuit 21 only. In the differential metric calculator 22, the sample value y is performed according to the method described in the second embodiment._kFrom this, Pa-Pb can be obtained.
[0165]
The Pa-Pb value for the detected predetermined state transition calculated in this way is input to the average value / standard deviation calculator 24. The average value / standard deviation calculator 24 calculates the average value and standard deviation of the input Pa-Pb distribution, and calculates these two values (that is, the average value Pave)._TenAnd standard deviation σ_Ten) Is output. The average value Pave output here_TenAnd standard deviation σ_TenIs a value for a predetermined state transition in which the Euclidean distance between the two paths has a minimum value (that is, there is a high possibility of erroneous paths). Based on Equation (11), the average value Pave_TenAnd standard deviation σ_TenThus, the error rate of the reproduced signal can be estimated. That is, the standard deviation and the average value obtained from the average value / standard deviation calculator 24 are used as an index indicating the reproduction signal quality correlated with the error rate. As described above, since the average value is expected to be close to zero, Pave_TenThe error rate may be obtained by regarding as zero.
[0166]
The optical disk device 100 having the configuration shown in FIG. 7 has been described above, but the optical disk device further includes a waveform equalizer B28 having appropriate equalization characteristics for clock reproduction in the PLL circuit as shown in FIG. You may have such a structure. Also in this case, the standard deviation and the average value can be obtained in the same manner as in the optical disc apparatus 100 shown in FIG. 7, and thereby the quality of the reproduction signal can be evaluated. In addition, by separately providing a waveform equalizer that performs waveform shaping suitable for clock reproduction and a waveform equalizer that performs waveform shaping suitable for the PRML decoding method, a preferable reproduction clock signal can be generated. Therefore, it is possible to improve the accuracy of decoding by the PRML method. An optical disk apparatus using two or more waveform equalizers is described in US patent application Ser. No. 09 / 996,843 filed by the same applicant as the present applicant. No. 09 / 996,843 is incorporated herein by reference.
[0167]
Further, as shown in FIG. 11, a reproduction clock may be generated from the output (digital signal) of the A / D converter 13. Also in this case, the standard deviation and the average value can be obtained in the same manner as in the optical disc apparatus 100 shown in FIG. 7, and thereby the quality of the reproduction signal can be evaluated.
[0168]
Further, as described above, the quality of the reproduction signal can be evaluated using the standard deviation σ and the average value Pave of the distribution of Pa-Pb output from the differential metric analyzer 16 as an index. It is also possible to perform control for improving the reproduction signal quality based on σ and average value Pave). For example, as shown in FIG. 12, by using the frequency characteristic control means 29, a waveform equalizer so that the average value output from the differential metric analyzer 16 becomes 0 or the standard deviation becomes minimum. The reproduction signal quality can be improved by changing the frequency characteristics of the eleventh. Further, in an optical disc apparatus capable of recording information, the recording power and the recording compensation amount are set so that the average value output from the differential metric analyzer 16 is 0 or the standard deviation is minimized. By controlling, the recording parameter can be optimized.
[0169]
(Embodiment 4)
Next, an optical disc apparatus according to Embodiment 4 of the present invention will be described with reference to FIG.
[0170]
In the present embodiment, the differential metric analyzer 160 is configured so that the PRML error index MLSA (M = σ / 2 · d) defined by the above equation (14)._min ²) Is output. The PRML error index MLSA is obtained by dividing the standard deviation (mean square error) σ between the most probable state transition sequence and the reproduced signal by the Euclidean distance between the state transition sequence and the second most probable state transition sequence. Sought by. The PRML error index MLSA is an index that can favorably evaluate the reproduction signal quality when PRML is used.
[0171]
The error index MLSA output from the differential metric analyzer 160 is supplied to the frequency characteristic control means 290. The frequency characteristic control unit 290 optimizes the characteristics of the waveform equalizer (for example, the boost amount and the boost center frequency) so that the error index MLSA is minimized. For example, the boost amount is changed by a small amount, and the PRML error index MLSA at the points before and after the change is compared, and the boost amount with a smaller MLSA is selected. By repeating such an operation, the characteristics of the waveform equalizer are optimized, and the PRML error index MLSA can be converged to the minimum value.
[0172]
In addition, as shown in FIG. 14, the PRML error index MLSA generated by the differential metric analyzer 160 may be supplied to the focus offset search unit 291. During signal reproduction, focus servo control is performed so that the beam spot emitted from the optical head 50 can always scan the vicinity of the information recording surface of the optical disc 8. This focus servo control is executed by feedback controlling a focus actuator (not shown) of the optical head 50 so that the focus error signal detected by the servo amplifier 91 becomes a predetermined target value X0 via the subtractor 92. Is done. Here, if the focus offset searching means 291 outputs the target value X0 that minimizes the PRML error index MLSA as the predetermined target value X0, the PRML error index MLSA is minimized. Focus servo control can be performed in such a way (that is, the error rate is minimized). In order to search for the target value X0, for example, a change in the PRML error index MLSA when the target value X0 is slightly changed may be detected and compared.
[0173]
In the present embodiment, the focus target value is optimized using the PRML error index MLSA. However, the present invention can also be applied to optimization of other servo target values. For example, tracking servo, disc tilt control, lens spherical aberration correction control, and the like can be performed using the PRML error index MLSA.
[0174]
Further, as shown in FIG. 15, in an optical disc apparatus having two types of optical heads, ie, a signal reproducing optical head 50 and a signal recording optical head 51, the PRML error index MLSA output from the differential metric analyzer 160 is used. The recording power may be controlled. A signal to be recorded on the optical disk is supplied to the signal recording optical head 51 via the modulator 102 by the recording signal generating means 103. The modulator 102 multiplies an appropriate recording power P and the recording signal and supplies the product to the optical head 51. At this time, by supplying the PRML error index MLSA generated by the differential metric analyzer 160 to the recording power control means 292, the recording power control means 292 sets the recording power P so that the PRML error index MLSA is minimized. Can be determined.
[0175]
In the optical disk apparatus shown in FIG. 15, the recording operation and the reproduction operation are performed using separate heads. However, the function of one head is switched between recording and reproduction, and the above operations are executed. You may make it do. Further, although an example in which the recording power is controlled has been described above, the recording pulse width and phase may be controlled based on the PRML error index MLSA.
[0176]
【The invention's effect】
According to the reproduction signal quality evaluation method of the present invention, in the maximum likelihood decoding method for estimating the most probable state transition sequence among n state transition sequences, the state at time kj is changed to the state at time k. The probability of state transition in a predetermined period until reaching (for example, the accumulated value of the Euclidean distance in the predetermined period) is Pa, and the state from the state k at the time kj in the second most probable state transition to the state at time k is reached. When the probability of state transition in a predetermined period until (for example, the accumulated value of the Euclidean distance in the predetermined period) is Pb, the reliability of the decoding result from time kj to time k is determined by | Pa-Pb | To do. Further, by obtaining the variation of | Pa−Pb | measured for a plurality of times, an index indicating the signal quality correlated with the error rate of the binarization result of the maximum likelihood decoding is obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a conventional optical disk drive.
FIG. 2 is a diagram showing the relationship between jitter and bit error rate.
FIG. 3 is a state transition diagram determined from the fact that the minimum polarity inversion interval used in the embodiment of the present invention is 2 and the restriction of PR (1, 2, 2, 1) equalization.
FIG. 4 is a trellis diagram determined from the fact that the minimum polarity inversion interval used in the embodiment of the present invention is 2 and the restriction of PR (1, 2, 2, 1) equalization.
FIG. 5 shows a state S0 in the trellis diagram used in the embodiment of the present invention._kAnd state S0_k-5Diagram showing two possible state transition sequences
FIG. 6 is a schematic diagram of a distribution of Pa-Pb indicating reliability of a decoding result.
FIG. 7 is a configuration diagram of a reproduction signal quality evaluation apparatus according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a detailed configuration diagram of a Viterbi circuit and a differential metric analyzer of the reproduction signal quality evaluation apparatus according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a configuration diagram of a path memory of a reproduction signal quality evaluation apparatus according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a configuration diagram of another reproduction signal quality evaluation apparatus according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a configuration diagram of still another reproduction signal quality evaluation apparatus according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a configuration diagram of still another reproduction signal quality evaluation apparatus according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a configuration diagram of an optical disc device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a configuration diagram of another optical disc apparatus according to Embodiment 4 of the invention.
FIG. 15 is a configuration diagram of still another optical disc device according to Embodiment 4 of the present invention;
FIG. 16 is a graph showing the relationship between the index MLSA and the error rate BER (Bit Error Rate);
FIG. 17 is a state transition diagram determined by the fact that the minimum polarity reversal interval used in the embodiment of the present invention is 2 and the restriction of PR (C0, C1, C0) equalization.
FIG. 18 is a trellis diagram determined from the fact that the minimum polarity inversion interval used in the embodiment of the present invention is 2 and the restrictions of PR (C0, C1, C0) equalization.
FIG. 19 is a state transition diagram determined by the fact that the minimum polarity reversal interval used in the embodiment of the present invention is 2 and the restriction of PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalization.
FIG. 20 is a trellis diagram determined by the fact that the minimum polarity reversal interval used in the embodiment of the present invention is 2 and the restriction of PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalization.
[Explanation of symbols]
1, 8 Optical disc
2 Optical head
3, 11 Waveform equalizer
4 Comparator
5. Phase comparator
6 LPF
7 VCO
9 Preamplifier
10, 28 AGC
12 PLL circuit
13 A / D converter
14 Digital filter
15 Viterbi circuit
16 Differential metric analyzer
17 Branch metric arithmetic circuit
18 Addition / comparison / selection circuit
19 registers
20 pass memory
21 Delay circuit
22 Difference metric calculator
23 State transition detector
24 Selector A
25 Selector B
26, 27 Average / standard deviation calculator
28 Waveform equalizer B
29 Frequency characteristic control means

Claims (17)

N (n is an integer equal to or greater than 2) states that transition from the first state S _{kj at} time k−j (k is an integer equal to or greater than 3 and j is an integer equal to or greater than 2) to the second state S _{k at} time k A method for evaluating the quality of a decoded signal in the case of decoding a reproduction signal by a maximum likelihood decoding method that selects a most probable state transition sequence from among transition sequences,
Detecting a predetermined combination of the first state S _kj and the second state S _k that defines the n state transition sequences in a predetermined period j from the time k−j to the time k;
An index representing the probability of state transition in the predetermined period j of the most probable first state transition sequence among the n number of state transition sequences defined by the detected predetermined combination is Pa, An index indicating the probability of the state transition in the predetermined period j of the second most likely second state transition sequence is Pb, and the value of Pa−Pb when Pa = 0 is −Pstd, Pb = 0. And determining the reliability of the decoding result from the time k-j to the time k using | Pa-Pb | with the Pstd as a reference when the value of Pa-Pb is Pstd. Playback signal quality evaluation method. The reproduction signal quality evaluation method according to claim 1, wherein the step of determining the reliability of the decoding result determines the reliability of the decoding result using | Pa-Pb | -Pstd. The Pa is defined based on a difference between an expected value indicated by the first state transition sequence in the predetermined period j and an actual sample value, and the Pb is the second state in the predetermined period j. The reproduction signal quality evaluation method according to claim 1 or 2 , which is defined based on a difference between an expected value indicated by a transition sequence and the actual sample value. The Pa is an expected value l _{k−j + 1} ,..., L _k−1 , l _k from the time k−j + 1 to the time k indicated by the first state transition sequence in the predetermined period j Corresponding to the cumulative value of the square of the difference between the actual sample values y _{k−j + 1} ,..., Y _k−1 , y _k , Pb is the time indicated by the second state transition sequence the expected value of the k-j + 1 to time _{k m k-j + 1,} ···, m k-1, m k and the actual sample value _{y k-j + 1, ···} , y k-1, The reproduction signal quality evaluation method according to claim 3 , which corresponds to a cumulative value of a square of a difference from y _k . The reproduction signal evaluation method according to claim 1 or 2 , wherein n = 2. The reproduction signal quality evaluation method according to claim 1 or 2 , wherein the Euclidean distance between the first state transition sequence and the second state transition sequence has a minimum value. 3. The reproduction signal quality evaluation method according to claim 1 , further comprising a step of determining variation in reliability of the decoding result by measuring the | Pa−Pb | a plurality of times. The reproduction signal quality evaluation method according to claim 7 , wherein the variation in reliability is indicated using a standard deviation of the distribution of | Pa−Pb |. The reproduction signal quality evaluation method according to claim 7 , wherein the variation in reliability is indicated by using a standard deviation of the | Pa−Pb | and an average value of the distribution of the | Pa−Pb |. The reproduction signal quality evaluation method according to claim 7 , wherein variation in reliability of the decoding result is determined by detecting a frequency at which the | Pa−Pb | exceeds a predetermined value. 3. The reproduction signal evaluation method according to claim 1, wherein a reproduction signal having a minimum polarity inversion interval of a recording code of 2 and PR (C0, C1, C0) equalization is decoded. 3. The reproduction signal evaluation method according to claim 1, wherein a reproduction signal having a minimum polarity inversion interval of a recording code of 2 and PR (C0, C1, C1, C0) equalization is decoded. . The reproduction signal according to claim 1 or 2 , wherein a reproduction signal equal to PR (C0, C1, C2, C1, C0) equal to the minimum polarity inversion interval of the recording code is decoded. Evaluation methods. 5. The reproduction signal evaluation method according to claim 3 , wherein when | Pa−Pb | is calculated, the square of the actual sample value is not calculated. A gain controller for adjusting the amplitude value of the reproduction signal;
A waveform equalizer that shapes the reproduction signal so as to have a predetermined equalization characteristic;
A reproduction clock generation circuit for generating a reproduction clock synchronized with the reproduction signal;
An A / D converter that generates sampling data by sampling the reproduction signal with the reproduction clock and outputs the sampling data;
A maximum likelihood detector for decoding the most probable digital information from the sampled data;
An index indicating the probability of state transition in a predetermined period of the first state transition sequence determined to be most likely in the maximum likelihood detector is Pa, and the predetermined state of the second state transition sequence that is most likely to be second. When the index indicating the probability of state transition in the period is Pb, the value of Pa−Pb when Pa = 0 is −Pstd, and the value of Pa−Pb when Pb = 0 is Pstd , A difference metric analyzer that calculates | Pa−Pb | with respect to Pstd . The information reproducing apparatus according to claim 15, wherein the differential metric analyzer calculates | Pa−Pb | −Pstd. An additional waveform equalizer that performs waveform shaping to have a predetermined equalization characteristic different from that of the waveform equalizer;
The information reproduction apparatus according to claim 15 or 16 , wherein the reproduction clock is generated from a reproduction signal whose waveform has been shaped by the additional waveform equalizer.

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