JP3600142B2

JP3600142B2 - Pattern determining method, pattern determining device, searcher device, and communication terminal

Info

Publication number: JP3600142B2
Application number: JP2000286965A
Authority: JP
Inventors: 忠久神山
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2000-09-21
Filing date: 2000-09-21
Publication date: 2004-12-08
Anticipated expiration: 2020-09-21
Also published as: JP2002101007A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号と関数パターンとの相関値を演算し、前記信号が含む関数パターンを識別するようにしたパターンの判別方法、パターン判別装置、並びに、これを用いたサーチャー装置、及び通信端末に関するものであり、特に、例えばＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散符号分割多元接続）セルラー通信システムに用いることができるパターンの判別方法、パターンの判別装置、サーチャー装置、及び通信端末に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
初期同期確立時に、基地局と同期をとると共に、検出された複数の拡散コードを含むコードグループから、拡散コードを識別（コード番号を検出）するサーチャー装置が知られている。このサーチャー装置は複数種類（例えば８種類）の拡散コードのいずれかを含む受信信号と、生成した複数種類（８種類）の拡散コードとの相関値を演算し、得られた相関値に基づいて受信信号が含む拡散コードを識別するようにしている。
【０００３】
図１０は従来のサーチャー装置に用いられている拡散コード（パターン）の判別部の一例を示すブロック図である。この判別部は、相関器ブロック１０１と、この相関器ブロック１０１の相関結果からコード番号を判定するコード番号判定部１０２とを備え、相関器ブロック１０１には、拡散コードを生成する拡散コード生成器１０３と、この拡散コード生成器１０３で生成された拡散コードと受信信号との相関をとる相関器１０４と、相関器１０４の出力を平均化する平均化処理部１０５とを備えて構成される。
【０００４】
図１１は、上述したコード番号判定部１０２の動作を示す図である。拡散コード生成器１０３は、図示しない基地局から送られてくるＣＰＩＣＨ（ＣｏｍｍｏｎＰｉｌｏｔＣｈａｎｎｅｌ）に対し、例えば１フレーム毎に１種類の拡散コードを生成し、相関演算を行って平均化する。この動作を順次８種類の拡散コードについて繰り返した後、コード番号判定部１０２がその中で最も大きい相関値を得た拡散コードが受信信号に含まれる拡散コードとしてコード番号を判定する。
【０００５】
図１２は、他の従来技術を示すブロック図であり、図１０に示した相関器ブロック１０１を並列に、例えば８個設け、それぞれの相関器ブロックで同時に生成される異なる８種類の拡散コードと一つの受信信号の例えば１フレームと相関演算を行い、コード番号判定部１０２Ａが、その中で最も大きな値を出力した相関器ブロックで生成された拡散コードが受信信号に含まれる拡散コードとしてコード番号を判定する。
【０００６】
ここで、物理チャネルの構成について説明する。図１４は、３ＧＰＰ（３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎＰａｒｔｎｅｒｓｈｉｐＰｒｏｊｅｃｔ）仕様における物理チャネルの構成を示す図である。（１ａ）はＣＰＩＣＨにおけるスクランブルコード（ＳｃｒａｍｂｌｉｎｇＣｏｄｅ）の信号を示し、（１ｂ）はＣＰＩＣＨにおけるチャネル化コード（ＣｈａｎｎｅｌｉｚａｔｉｏｎＣｏｄｅ）の信号を示す。（１ｃ）はＰＣＣＰＣＨ（ＰｒｉｍａｒｙＣｏｍｍｏｎＣｏｎｔｒｏｌＰｈｙｓｉｃａｌＣｈａｎｎｅｌ）におけるスクランブルコードの信号を示し、（１ｄ）はＰＣＣＰＣＨにおけるチャネル化コードの信号を示す。（１ｅ）はＳＣＨ（ＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＣｈａｎｎｅｌ）におけるチャネル化コードの信号を示す。通常のチャネルは、スクランブルコードとチャネル化コードが乗算されているが、ＳＣＨはスクランブルコードがないため、チャネル化コードだけで相関値が得られる。
【０００７】
次に、３ＧＰＰ仕様の送信ダイバーシティにおける物理チャネルを説明する。送信ダイバーシティは、同一基地局（セル）の異なるアンテナから別々の信号を送信する方法である。図１５は送信ダイバーシティの動作を示す図である。携帯端末側では、ＡＮＴ１，ＡＮＴ２からの信号が多重された形で受信されるため、受信信号から各アンテナ毎の信号を分離し、必要な信号のみを抽出する処理を行う。送信ダイバーシティを用いると、携帯端末のアンテナが１本でも、アンテナ・ダイバーシティ効果が得られる。すなわち、携帯端末側の構成が簡単で済むというメリットがある。
【０００８】
図１６は、送信ダイバーシティ時における受信信号（３ＧＰＰ仕様）を示す説明図である。（２ａ）はＡＮＴ１のＣＰＩＣＨを示し、（２ｂ）はＡＮＴ２のＣＰＩＣＨを示し、（２ｃ）はＡＮＴ１のＰＣＣＰＣＨを示し、（２ｄ）はＡＮＴ２のＰＣＣＰＣＨを示し、（２ｅ）はＡＮＴ１のＳＣＨを示し、（２ｆ）はＡＮＴ２のＳＣＨを示す。通常のＰＣＣＰＣＨは、アンテナ毎に異なる符号化を施したパターンを送信する。ＳＣＨは、各スロット毎に送信するアンテナを切替える。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、図１０、図１１に示した相関演算処理では、受信信号に対し、拡散コードを一つ一つ順番に生成して相関演算処理を拡散コード毎に終了していくようにしているため、例えば、図１３に示すように、ある拡散コード（例えばＣ３，Ｃ７）についての相関演算処理中にフェージング等の影響で受信信号レベルが小さくなったような場合は、その拡散コードについての相関値が小さくなって、相関値が真に最大となる拡散コードが判定できないこととなり、信頼性の高い拡散コードの判定ができなくなる。
【００１０】
一方、図１２に示した相関演算処理では、生成された全ての拡散コードが一度に相関演算処理に用いられるため、上述したようなフェージングの影響を受けにくく、また、コード番号の判別処理も迅速に行えることとなるが、相関器ブロックを拡散コードの種類に応じた数だけ設ける必要があり、構成が複雑となって、簡易、小型化が妨げられる。従ってまた、判別しなければならない拡散コードやパターンが増大した場合は対応できなくなる。
【００１１】
このため、受信信号を所定の長さに分割すると共に、それに対応して拡散コードを所定の長さに分割し、分割された区間毎に、受信信号と複数種類の拡散コードとの相関値を順次算出して、該算出結果に基づいて拡散コードを判別するようにすることが考えられるが、図１６に示した送信ダイバーシティでは、送信側で２シンボル単位で特別な符号化（ビットの入れ替え等）が行われ、受信側で、２シンボル単位での復号化処理が必要となり、またアンテナ毎に送信された信号を合成するが、スロット毎に異なるアンテナから送信されるＳＣＨが含まれている第１シンボルは、ＣＰＩＣＨの復調時にはノイズとなる。このとき、各アンテナからの受信状態が異なるような場合、第１シンボルを使ったスクランブルコード検出と、使わないスクランブルコード検出の受信条件が異なることになり、正しいスクランブルコードを検出することが難しくなる。図１７は、送信ダイバーシティ時における受信信号の他の一例を示す説明図である。図１７のようにＡＮＴ２から信号が到来しない場合においては、スロットの第１シンボルだけが他シンボルと比べて受信されるチャネルが異なり、同じ第１シンボルでもスロット毎に異なる。スロットの第１シンボルはＣＰＩＣＨから見るとノイズとなる。
【００１２】
本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、本発明は、簡易小型で、しかもフェージング等の影響を受けにくく、周期的に発生する他の所定の信号が混在する場合でも、高い信頼性で拡散コードを判別することができ、特に基地局が送信ダイバーシティを行う場合に改善効果が高いパターンの判別方法、パターンの判別装置、サーチャー装置及び通信端末を提供することができる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係るパターン判別方法は、ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号と前記関数パターンとの相関値を演算し、前記信号が含む関数パターンを識別するようにしたパターンの判別方法において、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号と、周期的に発生する他の所定の信号とが混在する場合に、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号から前記他の所定の信号が混在する期間を周期的に削除しつつ、前記信号を所定の長さに分割すると共に、それに対応して前記関数パターンを所定の長さに分割し、分割された区間毎に、前記信号と前記ｎ種類の関数パターンとの相関値を順次算出して、該算出結果に基づいて前記関数パターンを判別するようにしたことを特徴とする。
【００１４】
このような構成によれば、複数の関数パターンについて相関値を演算する場合に、それぞれの演算を時間的に分散して行うことができ、一時的に生じる雑音及び周期的に生じる雑音等の影響を緩和でき、従って、並列処理等行うことなく簡易な構成において、時間的に生じる雑音等の影響に対するパターン判別の信頼性を高めることができる。
【００１５】
また、本発明に係るパターン判別装置は、ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号と前記関数パターンとの相関値を演算し、前記信号が含む関数パターンを識別するようにしたパターン判別装置において、前記ｎ種類の関数パターンを生成する関数パターン生成器と、入力された信号と前記関数パターン生成器で生成された関数パターンが入力され、これらの相関値を算出する相関器と、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号に対し、周期的に発生する他の所定の信号が混在する場合に、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号から前記他の所定の信号が混在する期間を周期的に削除しつつ、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号を所定の長さ毎に切替えて前記相関器に入力させると共に、前記関数パターン生成器で生成されるｎ種類の関数パターンを、前記信号の所定長さ毎に切替え、且つ位相を調整して前記相関器に入力させる制御器とを備えたことを特徴とする。
【００１６】
このような構成によれば、複数の関数パターンについて相関値を演算する場合に、それぞれの演算を時間的に分散して行うことができ、一時的に生じる雑音及び周期的に生じる雑音等の影響を緩和でき、従って、並列処理等行うことなく簡易な構成において、時間的に生じる雑音等の影響に対するパターン判別の信頼性を高めることができるパターン判別装置を得ることができる。
【００１７】
また、本発明に係るサーチャー装置は、初期同期確立時に、基地局と同期をとると共に、検出されたｎ種類の拡散コードのいずれかを含むコードグループから、前記拡散コードを識別するサーチャー装置であって、前記ｎ種類の拡散コードのいずれかを含む受信信号と前記ｎ種類の拡散コードとの相関値を演算し、その相関結果に基づいて前記信号が含む拡散コードを識別するようにしたサーチャー装置において、前記ｎ種類の拡散コードを生成する拡散コード生成器と、入力された受信信号と前記拡散コード生成器で生成された拡散コードが入力され、これらの相関値を算出する相関器と、前記ｎ種類の拡散コードのいずれかを含む信号に対し、周期的に発生する他の所定の信号が混在する場合に、前記ｎ種類の拡散コードのいずれかを含む信号から前記他の所定の信号が混在する期間を周期的に削除しつつ、前記ｎ種類の拡散コードのいずれかを含む信号を所定のシンボル数毎に切替えて前記相関器に入力させると共に、前記拡散コード生成器で生成されるｎ種類の拡散コードを、前記受信信号の所定シンボル数毎に切替え、且つ位相を調整して前記相関器に入力させる制御器とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
このような構成によれば、初期同期確立時にフェージングや周期的に送信される他のチャネル信号による雑音等の影響を受けてもコード番号の同定を誤ることが少なく、従って、並列処理等行うことなく簡易な構成において、フェージングに対する信頼性を高めることができるサーチャー装置を得ることができる。
【００１９】
また、本発明に係るサーチャー装置において、前記拡散コード生成器は、フィードバックシフトレジスタにより構成され、前記制御器は、前記フィードバックシフトレジスタの初期値を再設定することで、前記拡散コードを所定のシンボル数毎に切替え、且つ位相を調整することを特徴とするものであり、このような構成によれば、受信信号の区間長毎における拡散コードの切替えを極めて容易に行うことができる。
【００２０】
さらに、本発明に係るサーチャー装置において、前記拡散コード生成器は、フィードバックシフトレジスタにより構成され、前記制御器は、所定のビット数に渡り、前記フィードバックシフトレジスタの初期設定拡散コード番号をずらすことで、拡散コードの切替え、及び位相調整を行うことを特徴とするものであり、このような構成によっても、拡散コードの切替えを極めて容易に行うことができる。
【００２１】
また、本発明に係る通信端末は、ベースバンド部と、ＲＦ部と、アンテナを備えた通信端末であって、前記ベースバンド部は送信部と受信部を備え、
前記受信部に基地局に対して初期同期確立を行い、スクランブルコードを識別するサーチャー部であって、請求項３乃至請求項５のいずれかに記載のサーチャー装置を備えてなることを特徴とする。
【００２２】
このような構成によれば、初期同期確立時にフェージングや周期的に送信される他のチャネル信号等の影響を受けてもコード番号の同定を誤ることが少なく、従って、並列処理等行うことなく簡易な構成において、フェージングに対する信頼性を高めた初期同期確立を行うことができる通信端末を得ることができる。
【００２３】
また、本発明に係る通信端末において、前記通信端末は携帯端末であることを特徴とするものであり、初期同期確立の信頼性に優れ、また、携帯に不可欠な小型簡易性を図ることができる携帯端末を得ることができる。
【００２４】
なお、本発明に係る通信端末において、前記周期的に発生する他の所定の信号は、送信ダイバーシティ時における同期チャネル信号であることを特徴としており、同期チャネル信号による影響を受けることなく、優れた信頼性において初期同期確立を行うことができる、例えばＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散符号分割多元接続）セルラー通信システムに用いられる携帯端末を得ることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、ＤＳ−ＣＤＭＡセルラシステムに用いられる携帯端末を例にとって説明する。図１は携帯端末の全体構成を示すブロック図である。この携帯端末は、送受信アンテナ１と、送受信アンテナ１に接続され、送信ベースバンド信号を搬送波とミキシングして直交変調してアンテナ１より送信し、または受信信号を直交復調して受信ベースバンド信号を得るＲＦ部２と、ＲＦ部２に接続され、ベースバンド信号を拡散変調して送信ベースバンド信号としてＲＦ部２に引き渡し、またはＲＦ部２より引き渡された受信ベースバンド信号を逆拡散復調し、誤り訂正処理等を行って音声符号語を得るベースバンド部３と、ベースバンド部３に接続され各種制御を行う制御部（ＣＰＵ）４と、ベースバンド部３に接続されマイクから入力された音声信号を符号化してベースバンド部３に引き渡し、またはベースバンド部３から引き渡された音声符号語をアナログ音声信号に変換してスピーカに出力する音声コーデック５とから構成されている。
【００２６】
図２は図１に示されたベースバンド部を詳細に示したブロック図である。このベースバンド部３は、変復調（拡散／逆拡散）を行うＣＤＭＡモデム３０と、誤り訂正等を行うチャネルコーデック３１と、これらの間に設けられたＤＰ−ＲＡＭ（ＤｕａｌＰｏｒｔＲＡＭ）３２，３３と、ＣＤＭＡモデム３０からのデジタル信号をアナログ信号に変換してＲＦ部２に出力するＤ／Ａ変換器３４と、ＲＦ部２からのアナログ信号をデジタル信号に変換してＣＤＭＡモデム３０に入力するＡ／Ｄ変換器３５とを備えている。
【００２７】
ＣＤＭＡモデム３０は、チャネルコーデック３１の出力側からＤＰ−ＲＡＭ３２を介してフレーム化された音符号化データが入力され、それを送信ベースバンド信号としてＤ／Ａ変換器３４を介して送信信号として出力する送信部３０１と、受信ベースバンド信号がＡ／Ｄ変換器３５を介して入力され、それを逆拡散してベースバンド信号に復調してＤＰ−ＲＡＭ３３を介してチャネルコーデック３１に出力する受信部３０２と、送信部３０１及び受信部３０２に接続されシーケンス制御を行うシーケンスコントローラ（ＤＳＰ：ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）３０３及びタイミングパルスを形成するタイミング発生器３０４とを備えて構成されている。
【００２８】
更に、図３は図２に示された受信部３０２を詳細に示したブロック図であり、受信部３０２には、一定の利得を得られるよう自動利得制御を行うＡＧＣ３０２１と、基地局からの搬送周波数に基づいて自動周波数制御を行うＡＦＣ３０２２と、各種の受信信号をそれぞれ復調して合成して受信信号を得るためのＲＡＫＥ部３０２３と、初期同期確立のため、セルサーチ処理を行い、スロット同期、フレーム同期を行うと共に、拡散コード（スクランブルコード）のコードグループを検出し、更にコードグループからコード番号を検出（拡散コードを同定）するサーチャー（本発明のサーチャー装置）３０２４と、上述したシーケンスコントローラ３０３及びタイミング発生器３０４とを備えている。
【００２９】
なお、ＲＡＫＥ部３０２３は、各パスに応じて逆拡散を行う複数のフィンガ部３０２３１と、各フィンガ部それぞれにおいて得られたベースバンド信号を合成するＲＡＫＥ合成器３０２３２と、これらＲＡＫＥ合成器出力に基づいてフレーム処理を行う無線フレーム処理回路３０２３３とを備えている。
【００３０】
図４はサーチャーについて詳細に示すブロック図であり、図５はサーチャーにより検出されるチャネル（Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨ，Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨ）を示すタイムチャート、図６は拡散コードを検出するために用いられるＣＰＩＣＨを示すフレームフォーマットを示す図である。図５において（ａ）はＰＣＣＰＣＨを示し、（ｂ）はＰｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨを示し、（ｃ）はＳｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨを示している。（ａ）に示すＰＣＣＰＣＨ（ＢＣＨ）は、１５ｋｓｐｓ（＝３０ｋｂｐｓ）固定レートでＢＣＨ（ＢｒｏａｄｃａｓｔＣｈａｎｎｅｌ）を伝送している。各スロットの先頭１シンボル（２５６ｃｈｉｐｓ）は送信オフであり、その期間だけ、サーチャーで取り扱われる、（ｂ）（ｃ）に示すＰｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨ，Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨが送信される。
【００３１】
（ｂ）に示すＰｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨは、初期同期（スロット同期）用のチャネルであり、２５６ｃｈｉｐ／スロットであり、コードはすべてのセルで共通である。（ｃ）に示すＳｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨは、拡散コード（スクランブルコード）であるスクランブルコード（ＳｃｒａｍｂｌｉｎｇＣｏｄｅ）グループ同定用のチャネルであり、Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨと同様２５６ｃｈｉｐ／スロットであるが、コードは１６種類あり、これをスロット毎に適宜変化させ、その組み合わせとスクランブルコードグループとが対応している。
【００３２】
図６に示すフレームは、１０ｍｓｅｃ固定長であり、１５スロットに分割されている。Ｗ−ＣＤＭＡ方式においては、３．８４Ｍｃｈｉｐ／ｓｅｃの速度で拡散されるため、１フレーム当たり３８４００ｃｈｉｐ（１スロット当たり２５６０ｃｈｉｐ）となる。また、ＣＰＩＣＨは便宜上２５６ｃｈｉｐで１シンボルという単位で表されるため、１スロット当たり１０シンボルが格納されている。
【００３３】
図４に示されるサーチャーは、受信信号が入力されるマッチドフィルタ３０２４１と、このマッチドフィルタに接続されたパスサーチ部３０２４２と、受信信号が入力されるコードグループ検出部３０２４３と、このコードグループ検出部に接続されたコード番号検出部３０２４４とを備えて構成される。パスサーチ部で検出されたパス情報とコード番号検出部で検出されたコード番号は共にシーケンスコントローラ３０３に入力され、初期同期確立後の通信制御に用いられる。
【００３４】
以上の構成において、サーチャーは、初期同期を確立するために、先ず、Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨに示されるスロットタイミングを検出する。このスロットタイミングは、マッチドフィルタにより得られるパルス位置をパスサーチで平均化して検出される。スロットタイミングが検出されると、次にコードグループ検出部がＳｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨにおける各スロット（Ｓ１〜Ｓ１５）の各パターン（１６種類）を同定し、これらのパターンの配列に基づいて、フレーム同期をとる（フレームの先頭を検出する）と共に、コード（スクランブルコード）グループを検出する。一つのコードグループの中には８種類の拡散コードが含まれており、コードグループが検出されると、コード番号検出部がその８種類の拡散コードの中からＣＰＩＣＨに含まれる拡散コードを同定し、コード番号を検出する。
【００３５】
本発明において、コード番号（拡散コード）の同定（判別）は、所定の信号（ＳＣＨ）が混在する期間を周期的に削除しつつ、拡散コードを含む信号を所定の長さに分割すると共に、それに対応して前記拡散コード（関数パターン）を所定の長さに分割し、分割された区間毎に、前記信号と前記８種類の拡散コードとの相関値を順次算出して、該算出結果に基づいて前記拡散コードを判別するようにしている。図７は本実施の形態におけるコード番号検出部の構成を示すブロック図である。本実施の形態において、コード番号は、ＣＰＩＣＨを構成するスロットにおいて２シンボル周期で順次コード番号（拡散コード）を切替えながら、２フレームの期間にわたって平均化処理を行って、その最大値から検出される。ここで、各スロットの第１シンボルを除外して相関演算を行う。また、送信ダイバーシティ時においては、２シンボル単位での復号化処理をするため、第２シンボルも除外する。
【００３６】
図７に示すスクランブルコード番号検出部は、２シンボル毎に異なる拡散コードを生成する拡散コード生成部７１と、受信信号と拡散コードとの相関値を算出する相関器７２と、相関器７２の出力を平均化処理する平均化処理部７４と、２シンボル毎に平均化処理部７４を切替えて相関器７２の出力に接続するスイッチ部７３と、平均化処理部７４の出力から相関レベルを比較し、最も大きな値を出力した平均化処理部７４の出力に基づいてコード番号を特定するコード番号特定部７５と、拡散コード生成部７１のコード切替制御、スイッチ部７３のスイッチ切替制御等を行う制御部７６とを備えて構成されている。
【００３７】
図８は、拡散コード生成部７１に用いられるフィードバックシフトレジスタを示し、図９は、実施の形態におけるコード番号検出部の動作を示す説明図である。シフトレジスタは上下２段構成とされ、上下それぞれのシフトレジスタの所定の段数素子からの値が排他的論理和をとられてフィードバックされ、また所定の段数素子からの値が適宜排他的論理和をとられて、それぞれＩ，Ｑ成分の拡散コード出力とされる。
【００３８】
以下、図９を用いてコード番号検出動作について説明する。先ず、フレーム先頭に合わせてコード番号検出スタート信号が制御部７６に入力されることで処理が開始される。ここで、各スロットの第１シンボルと第２シンボルにおいて相関演算処理は行われない。次に、第３シンボルに合わせて拡散コードＣ１に対応する初期値が拡散コード生成部７１にロードされ、拡散コード生成が開始される。２シンボルの期間、コード番号Ｃ１に対応する拡散コードＳ（１）生成を継続し、生成されたコードと受信信号との相関演算結果が平均化処理部７４の１段目に入力されて加算／蓄積される。２シンボルの期間が経過すると、第５シンボルの先頭で次のコード番号Ｃ２に対応する初期値を拡散コード生成部７１にロードすると共に、スイッチ部７３により平均化処理部７４を２段目に切替えて、相関演算結果を加算／蓄積する。ここで、第５シンボルの先頭でロードする初期値は、コード番号Ｃ２に対応する拡散コードシーケンスがフレーム先頭から４シンボル分（１０２４ｃｈｉｐ）経過した時点のシフトレジスタの状態である。
【００３９】
以下、同様な手順で順次コード番号を切替えながら平均化処理を繰り返す。なお、コード番号の切替周期を２シンボル、トータルの平均化時間を２フレームとしているが、あくまでも一例であることは言うまでもない。このように、短い周期でコード番号を切替えながら処理を行うことにより、検出処理全体として見た場合、図１２に示した並列処理に近い状態で処理を行えてコード番号検出を行うことができる。
【００４０】
ここで、コード番号を切替えるときに、拡散コード生成部７１にロードする初期値は、各コード及び切替えタイミング毎の値を予め計算して記憶しておいても良いが、全ての切替えタイミングでの初期値を計算／記憶するようにすると、計算の手間と記憶回路の規模が無視できなくなる。
【００４１】
このため、本発明の実施の形態では、次のような方法を採用している。Ｗ−ＣＤＭＡ方式で定められている拡散コードの体系では、コード番号ｉ＝０の拡散コード（ＰｒｉｍａｒｙＳｃｒａｍｂｌｉｎｇＣｏｄｅ）生成時には、フレーム先頭（初期値）において拡散コード生成器のシフトレジスタパターンが次のように設定される。
【００４２】
上段：０００００００００００００００００１
下段：１１１１１１１１１１１１１１１１１１
【００４３】
そして、ｉ＝１の場合は、上記の状態から、上段シフトレジスタのみ１６回（１６ｃｈｉｐ分）のシフト動作を行った状態を初期値としている。すなわち、ｉ＝０〜５１１のコード番号に対応する拡散コードはそれぞれ上段シフトレジスタの位相が１６ｃｈｉｐ分づつずれたものと考えることができる。また、あるコードグループに含まれるコード番号は、０〜７，８〜１５，…のように連続した番号になっている。
【００４４】
従って、図９に示したコード切替タイミングでは、上段シフトレジスタについて、１６ｃｈｉｐ分のシフト動作を一度に進める処理を行えば、次のコード番号に対する初期値が自動的に算出できることとなる。また、図９の場合は、第１、第２シンボルの期間、検出処理を停止するため、コード番号Ｃ８からＣ１に戻る時には、第３スロットの第２シンボルの期間の適当なタイミングで、１６×８＝１２８ｃｈｉｐ分だけシフト動作を停止（上段のみ）することのみにより、自動的にＣ１のパターンが生成されることとなる。ここで、上段のシフトレジスタについて、１６ｃｈｉｐシフト後の状態は一意に算出できる。算出方法は以下の通りである。ここで、上段シフトレジスタの各段の値（０または１）を、ａ１７，ａ１６，ａ１５，…ａ０とすると、１６ｃｈｉｐシフト後の値（ｂ１７，ｂ１６，ｂ１５，…ｂ０）は次のような式で表すことができる（＋はｍｏｄｕｌｏ２の加算）。
【００４５】
ｂ１７＝ａ１５＋ａ１１＋ａ４ｂ１６＝ａ１４＋ａ１０＋ａ３
ｂ１５＝ａ１３＋ａ９＋ａ３ｂ１４＝ａ１２＋ａ８＋ａ１
ｂ１３＝ａ１１＋ａ７＋ａ０ｂ１２＝ａ１７＋ａ１０
ｂ１１＝ａ１６＋ａ９ｂ１０＝ａ１５＋ａ８
ｂ９＝ａ１４＋ａ７ｂ８＝ａ１３＋ａ６
ｂ７＝ａ１２＋ａ５ｂ６＝ａ１１＋ａ４
ｂ５＝ａ１０＋ａ３ｂ４＝ａ９＋ａ２
ｂ３＝ａ８＋ａ１ｂ２＝ａ７＋ａ０
ｂ１＝ａ１７ｂ０＝ａ１６
【００４６】
従って、コード番号を切替えた瞬間に上段シフトレジスタの各段の入力を上記の式に従って強制的に変更設定するようにすればよい。ただし、実際に回路を構成する場合は、コード番号切替えタイミング（図９では偶数シンボルの最終チップタイミング）の状態から１回シフト（次のシンボルの先頭チップタイミングへの移行）＋１６回シフトの合計１７回シフト後の状態を算出する方が妥当である。１７回シフト後の状態も同様に以下のように算出できる。
【００４７】
ｂ１７＝ａ１６＋ａ１２＋ａ５ｂ１６＝ａ１５＋ａ１１＋ａ４
ｂ１５＝ａ１４＋ａ１０＋ａ４ｂ１４＝ａ１３＋ａ９＋ａ２
ｂ１３＝ａ１２＋ａ８＋ａ１ｂ１２＝ａ１１＋ａ７＋ａ０
ｂ１１＝ａ１７＋ａ１０ｂ１０＝ａ１６＋ａ９
ｂ９＝ａ１５＋ａ８ｂ８＝ａ１４＋ａ７
ｂ７＝ａ１３＋ａ６ｂ６＝ａ１２＋ａ５
ｂ５＝ａ１１＋ａ４ｂ４＝ａ１０＋ａ３
ｂ３＝ａ９＋ａ２ｂ２＝ａ８＋ａ１
ｂ１＝ａ７＋ａ０ｂ０＝ａ１７
【００４８】
従って、例えば偶数シンボルの最終チップの状態から次のシンボルの先頭タイミングへ移行する瞬間に上段シフトレジスタの各段の入力値を上式に従って切替えるようにすれば良い（各段の入力にセレクタを設ければ良い）。
【００４９】
以上、本発明の実施の形態について、ＣＤＭＡ通信方式の携帯端末を例にとって説明したが、本発明は、他の方式を用いる携帯端末や通信システム等に採用できることは勿論、雑音が時間的に偏って発生するような状態下における一般的なパターン判別においても適用できることは言うまでもない。また、本実施の形態では、第３シンボルに合わせて拡散コードＣ１に対する初期値をロードする場合を説明したが、他の方法でもよい。例えば、フレーム先頭に合わせて拡散コードＣ１の１つ前に対応する（例えば、Ｃ０とする）コードを初期値としてロードし、第１〜第３シンボル期間中は相関演算は行わないが拡散コード生成部のシフト動作は通常と同様に継続することで、第３シンボルの開始時点では本実施の形態に説明したと同様の拡散コードシーケンスが実現できる。
【００５０】
【発明の効果】
以上に詳述したように、本発明は、簡易小型で、しかもフェージング等の影響を受けにくく、周期的に発生する他の所定の信号が混在する場合でも、高い信頼性で拡散コードを判別することができ、特に基地局が送信ダイバーシティを行う場合に改善効果が高いパターンの判別方法、パターンの判別装置、サーチャー装置及び通信端末を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における携帯端末を示すブロック図である。
【図２】携帯端末のベースバンド部を示すブロック図である。
【図３】受信部の構成を示すブロック図である。
【図４】サーチャーを示すブロック図である。
【図５】チャネルを示すタイムチャートである。
【図６】ＣＰＩＣＨのフレームフォーマットを示す図である。
【図７】コード番号検出部の構成を示すブロック図である。
【図８】拡散コード生成部のシフトレジスタを示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態におけるコード番号検出部の動作を示す説明図である。
【図１０】従来の技術におけるコード番号検出部を示すブロック図である。
【図１１】従来の技術におけるコード番号判定部の動作を示す図である。
【図１２】他の従来の技術の例を示すブロック図である。
【図１３】従来の技術におけるフェージングの影響を示す図である。
【図１４】３ＧＰＰ仕様における物理チャネルの構成を示す図である。
【図１５】送信ダイバーシティの動作を示す図である。
【図１６】送信ダイバーシティ時における受信信号（３ＧＰＰ仕様）の一例を示す説明図である。
【図１７】送信ダイバーシティ時における受信信号の他の一例を示す説明図である。
【符号の説明】
１送受信アンテナ、２ＲＦ部、３ベースバンド部、４制御部（ＣＰＵ）、５音声コーデック、３０ＣＤＭＡモデム、７１拡散コード生成部、７２相関器、７３スイッチ部、７４平均化処理部、７５コード番号特定部、３０２受信部、３０２４サーチャー。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention calculates a correlation value between a signal including any one of n types of function patterns and a function pattern, and determines a function pattern included in the signal. More particularly, the present invention relates to a pattern determining method, a pattern determining apparatus, a searcher apparatus, and a pattern that can be used in, for example, a DS-CDMA (Direct Spread Code Division Multiple Access) cellular communication system. It relates to a communication terminal.
[0002]
[Prior art]
A searcher device that synchronizes with a base station when initial synchronization is established and identifies a spread code (detects a code number) from a code group including a plurality of detected spread codes is known. This searcher device calculates a correlation value between a received signal containing any of a plurality of (e.g., eight) spread codes and the generated plurality (eight) of spread codes, and based on the obtained correlation value. The spreading code included in the received signal is identified.
[0003]
FIG. 10 is a block diagram showing an example of a spread code (pattern) discriminating unit used in a conventional searcher device. The discriminator includes a correlator block 101 and a code number determiner 102 for determining a code number from a correlation result of the correlator block 101. The correlator block 101 includes a spreading code generator for generating a spreading code. 103, a correlator 104 for correlating the spread code generated by the spread code generator 103 with the received signal, and an averaging unit 105 for averaging the output of the correlator 104.
[0004]
FIG. 11 is a diagram illustrating the operation of the code number determination unit 102 described above. The spreading code generator 103 generates, for example, one kind of spreading code for each frame with respect to a CPICH (Common Pilot Channel) transmitted from a base station (not shown), performs a correlation operation, and averages them. After this operation is sequentially repeated for eight types of spreading codes, the code number determining unit 102 determines the code number as the spreading code included in the received signal, with the spreading code having the largest correlation value among them.
[0005]
FIG. 12 is a block diagram showing another conventional technique. For example, eight correlator blocks 101 shown in FIG. 10 are provided in parallel, and eight different types of spreading codes generated simultaneously in each correlator block are provided. A correlation operation is performed with, for example, one frame of one received signal, and the code number determining unit 102A determines that the spread code generated by the correlator block that has output the largest value among them is the code number as the spread code included in the received signal. Is determined.
[0006]
Here, the configuration of the physical channel will be described. FIG. 14 is a diagram showing a configuration of a physical channel in the 3GPP (3rd Generation Partnership Project) specification. (1a) shows a signal of a scrambling code (Scrambling Code) in the CPICH, and (1b) shows a signal of a channelization code (Channelization Code) in the CPICH. (1c) shows a signal of a scrambling code in PCPCH (Primary Common Control Physical Channel), and (1d) shows a signal of a channelization code in PCCPCH. (1e) shows the signal of the channelization code in SCH (Synchronization Channel). A normal channel is multiplied by a scrambling code and a channelization code, but since the SCH has no scrambling code, a correlation value can be obtained only by the channelization code.
[0007]
Next, the physical channel in the transmission diversity of the 3GPP specifications will be described. Transmission diversity is a method of transmitting different signals from different antennas of the same base station (cell). FIG. 15 is a diagram illustrating the operation of transmission diversity. On the mobile terminal side, since the signals from ANT1 and ANT2 are received in a multiplexed form, the signal for each antenna is separated from the received signal and only the necessary signals are extracted. When transmission diversity is used, an antenna diversity effect can be obtained even with a single mobile terminal antenna. That is, there is an advantage that the configuration of the portable terminal can be simplified.
[0008]
FIG. 16 is an explanatory diagram showing a received signal (3GPP specification) at the time of transmission diversity. (2a) shows the CPICH of ANT1, (2b) shows the CPICH of ANT2, (2c) shows the PCCPCH of ANT1, (2d) shows the PCCPCH of ANT2, (2e) shows the SCH of ANT1, (2f) shows the SCH of ANT2. The normal PCCPCH transmits a pattern obtained by performing different coding for each antenna. The SCH switches the antenna to be transmitted for each slot.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the correlation calculation processing shown in FIGS. 10 and 11, a spread code is sequentially generated for a received signal, and the correlation calculation processing is completed for each spread code. Therefore, for example, as shown in FIG. 13, when the received signal level becomes small due to fading or the like during a correlation calculation process for a certain spread code (for example, C3, C7), The correlation value becomes small, so that it is impossible to determine the spreading code whose correlation value is truly maximum, and it is not possible to determine a highly reliable spreading code.
[0010]
On the other hand, in the correlation operation processing shown in FIG. 12, since all the generated spread codes are used at once for the correlation operation processing, it is hardly affected by the fading as described above, and the code number determination processing is also quick. However, it is necessary to provide the correlator blocks in a number corresponding to the type of the spreading code, which complicates the configuration and prevents simplification and miniaturization. Therefore, it is impossible to cope with an increase in the number of spreading codes or patterns to be determined.
[0011]
For this reason, the received signal is divided into predetermined lengths, and the spreading code is divided into predetermined lengths correspondingly, and the correlation value between the received signal and a plurality of types of spreading codes is calculated for each of the divided sections. Although it is conceivable to sequentially calculate and determine the spreading code based on the calculation result, in the transmission diversity shown in FIG. 16, special coding (such as bit replacement etc.) is performed in units of two symbols on the transmitting side. ) Is performed, and a decoding process is required in units of two symbols on the receiving side, and a signal transmitted for each antenna is combined, but a SCH transmitted from a different antenna for each slot is included. One symbol becomes noise when CPICH is demodulated. At this time, if the reception status from each antenna is different, the reception conditions for the scramble code detection using the first symbol and the unused scramble code detection are different, and it becomes difficult to detect the correct scramble code. . FIG. 17 is an explanatory diagram showing another example of a received signal at the time of transmission diversity. When a signal does not arrive from ANT2 as shown in FIG. 17, only the first symbol of a slot is received in a different channel than other symbols, and the same first symbol is different for each slot. The first symbol of the slot becomes noise when viewed from the CPICH.
[0012]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and the present invention is simple and compact, and is less susceptible to fading and the like, even when other predetermined signals generated periodically are mixed. It is possible to provide a pattern discrimination method, a pattern discrimination device, a searcher device, and a communication terminal, which can discriminate a spreading code with high reliability, and have a high improvement effect particularly when a base station performs transmission diversity.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problem, a pattern determination method according to the present invention calculates a correlation value between a signal including any one of n types of function patterns and the function pattern, and identifies a function pattern included in the signal. In the pattern discrimination method described above, when a signal including any one of the n types of function patterns and another predetermined signal that occurs periodically coexist, the signal includes any one of the n types of function patterns While periodically removing the period in which the other predetermined signal is mixed from the signal, the signal is divided into predetermined lengths, and the function pattern is divided into predetermined lengths corresponding to the divided lengths. A correlation value between the signal and the n types of function patterns is sequentially calculated for each section, and the function pattern is determined based on the calculation result.
[0014]
According to such a configuration, when calculating a correlation value for a plurality of function patterns, each calculation can be performed in a time-dispersed manner, and the influence of temporarily generated noise and periodically generated noise can be obtained. Therefore, in a simple configuration without performing parallel processing or the like, it is possible to enhance the reliability of pattern discrimination against the influence of noise or the like occurring temporally.
[0015]
Further, the pattern discriminating apparatus according to the present invention is a pattern discriminating apparatus that calculates a correlation value between a signal including any one of n types of function patterns and the function pattern to identify a function pattern included in the signal. A function pattern generator that generates the n types of function patterns, a correlator that receives an input signal and a function pattern generated by the function pattern generator and calculates a correlation value thereof, In the case where another predetermined signal periodically generated is mixed with a signal including any one of the above function patterns, the other predetermined signal is mixed with a signal including any one of the n types of function patterns. While periodically deleting a period, a signal including any one of the n types of function patterns is switched every predetermined length and input to the correlator, and the function pattern is N types of function patterns generated by the generator, switching the predetermined length of the signal, and is characterized in that the phase with an adjustment to the controller to be input to the correlator.
[0016]
According to such a configuration, when calculating a correlation value for a plurality of function patterns, each calculation can be performed in a time-dispersed manner, and the influence of temporarily generated noise and periodically generated noise can be obtained. Therefore, it is possible to obtain a pattern discriminating apparatus that can improve the reliability of pattern discrimination against the influence of temporal noise or the like in a simple configuration without performing parallel processing or the like.
[0017]
Further, the searcher device according to the present invention is a searcher device that synchronizes with the base station when initial synchronization is established and identifies the spread code from a code group including any of the detected n types of spread codes. A searcher device that calculates a correlation value between a received signal including any of the n types of spreading codes and the n types of spreading codes, and identifies a spreading code included in the signal based on the correlation result. A spreading code generator that generates the n types of spreading codes, a correlator that receives an input received signal and a spreading code generated by the spreading code generator, and calculates a correlation value between the received signals and the spreading code; When a signal containing any of the n types of spreading codes is mixed with another predetermined signal that is generated periodically, any of the n types of spreading codes is included. While periodically deleting the period in which the other predetermined signal is mixed from the signal, while switching the signal including any of the n types of spreading codes for each predetermined number of symbols, and inputting the signal to the correlator, A controller for switching the n types of spreading codes generated by the spreading code generator for each predetermined number of symbols of the received signal, adjusting the phase, and inputting the adjusted signals to the correlator.
[0018]
According to such a configuration, even when the initial synchronization is established, erroneous identification of the code number is less likely to occur even under the influence of fading or noise due to other channel signals transmitted periodically. With a simple and simple configuration, it is possible to obtain a searcher device that can increase the reliability against fading.
[0019]
Further, in the searcher device according to the present invention, the spread code generator is configured by a feedback shift register, and the controller resets an initial value of the feedback shift register to convert the spread code into a predetermined symbol. Switching is performed every number and the phase is adjusted. According to such a configuration, switching of the spreading code for each section length of the received signal can be performed very easily.
[0020]
Further, in the searcher device according to the present invention, the spread code generator is constituted by a feedback shift register, and the controller shifts an initial setting spread code number of the feedback shift register over a predetermined number of bits. In addition, the switching of the spreading code and the phase adjustment are performed, and the switching of the spreading code can be performed very easily even with such a configuration.
[0021]
The communication terminal according to the present invention is a communication terminal including a baseband unit, an RF unit, and an antenna, wherein the baseband unit includes a transmission unit and a reception unit,
A searcher unit for establishing initial synchronization with the base station in the receiving unit and identifying a scramble code, comprising the searcher device according to any one of claims 3 to 5. .
[0022]
According to such a configuration, even when the initial synchronization is established, erroneous identification of the code number is less likely to occur even if it is affected by fading or other channel signals transmitted periodically. With such a configuration, it is possible to obtain a communication terminal capable of establishing initial synchronization with improved reliability against fading.
[0023]
Further, in the communication terminal according to the present invention, the communication terminal is a portable terminal, and is excellent in reliability of initial synchronization establishment, and can achieve compactness and simplicity essential for carrying. A mobile terminal can be obtained.
[0024]
In the communication terminal according to the present invention, the other predetermined signal that periodically occurs is characterized in that it is a synchronization channel signal at the time of transmission diversity, and is not affected by the synchronization channel signal. It is possible to obtain a portable terminal capable of establishing initial synchronization in reliability, for example, used in a DS-CDMA (direct spreading code division multiple access) cellular communication system.
[0025]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described using a mobile terminal used in a DS-CDMA cellular system as an example. FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the mobile terminal. This mobile terminal is connected to a transmitting / receiving antenna 1 and a transmitting / receiving antenna 1, and mixes a transmission baseband signal with a carrier wave and performs quadrature modulation to transmit the signal from the antenna 1, or performs quadrature demodulation of a reception signal to convert a reception baseband signal. An RF unit 2 to be obtained and connected to the RF unit 2 to spread-modulate the baseband signal and deliver it to the RF unit 2 as a transmission baseband signal, or despread demodulate the received baseband signal delivered from the RF unit 2; A baseband unit 3 that performs error correction processing and the like to obtain a speech codeword, a control unit (CPU) 4 that is connected to the baseband unit 3 and performs various controls, and a speech that is connected to the baseband unit 3 and input from a microphone The signal is encoded and delivered to the baseband unit 3, or the speech codeword delivered from the baseband unit 3 is converted into an analog speech signal and And a speech codec 5 for output.
[0026]
FIG. 2 is a block diagram illustrating the baseband unit shown in FIG. 1 in detail. The baseband unit 3 includes a CDMA modem 30 for performing modulation / demodulation (spreading / despreading), a channel codec 31 for performing error correction and the like, and DP-RAMs (Dual Port RAMs) 32 and 33 provided therebetween. , A D / A converter 34 that converts a digital signal from the CDMA modem 30 into an analog signal and outputs the analog signal to the RF unit 2, and an A / A converter that converts the analog signal from the RF unit 2 into a digital signal and inputs the digital signal to the CDMA modem 30. / D converter 35.
[0027]
The CDMA modem 30 receives as input the frame-encoded sound encoded data from the output side of the channel codec 31 via the DP-RAM 32 and outputs it as a transmission baseband signal via a D / A converter 34 as a transmission signal. And a receiving unit that receives a received baseband signal via an A / D converter 35, despreads the demodulated baseband signal, demodulates it into a baseband signal, and outputs the demodulated baseband signal to a channel codec 31 via a DP-RAM 33. The transmission unit 301 includes a sequence controller (DSP: Digital Signal Processor) 303 connected to the transmission unit 301 and the reception unit 302 for performing sequence control, and a timing generator 304 for forming a timing pulse.
[0028]
FIG. 3 is a detailed block diagram of the receiving unit 302 shown in FIG. 2. The receiving unit 302 includes an AGC 3021 that performs automatic gain control so as to obtain a constant gain, and a carrier from the base station. AFC3022 for performing automatic frequency control based on frequency, RAKE section 3023 for demodulating and combining various received signals to obtain received signals, cell search processing for establishing initial synchronization, slot synchronization, A searcher (searcher device of the present invention) 3024 that performs frame synchronization, detects a code group of a spreading code (scramble code), and further detects a code number from the code group (identifies a spreading code), and the sequence controller 303 described above. And a timing generator 304.
[0029]
Note that RAKE section 3023 includes a plurality of finger sections 30231 that perform despreading according to each path, a RAKE combiner 30232 that combines baseband signals obtained in each finger section, and a RAKE combiner output based on these RAKE combiners. And a wireless frame processing circuit 30233 for performing frame processing.
[0030]
FIG. 4 is a block diagram showing a searcher in detail, FIG. 5 is a time chart showing channels (Primary-SCH, Secondary-SCH) detected by the searcher, and FIG. 6 shows a CPICH used to detect a spreading code. It is a figure showing the frame format shown. 5A shows the PCCPCH, FIG. 5B shows the Primary-SCH, and FIG. 5C shows the Secondary-SCH. The PCCPCH (BCH) shown in (a) transmits a BCH (Broadcast Channel) at a fixed rate of 15 ksps (= 30 kbps). The transmission of the first symbol (256 chips) of each slot is off, and during that period, the Primary-SCH and Secondary-SCH shown in (b) and (c), which are handled by the searcher, are transmitted.
[0031]
The Primary-SCH shown in (b) is a channel for initial synchronization (slot synchronization), has 256 chips / slot, and has a code common to all cells. The Secondary-SCH shown in (c) is a channel for identifying a scrambling code (Scrambling Code) group, which is a spreading code (scrambling code), and has 256 chips / slot as in the Primary-SCH, but has 16 types of codes. This is changed appropriately for each slot, and the combination corresponds to the scramble code group.
[0032]
The frame shown in FIG. 6 has a fixed length of 10 msec and is divided into 15 slots. In the W-CDMA system, since the signal is spread at a rate of 3.84 Mchip / sec, it is 38,400 chips per frame (2,560 chips per slot). Further, the CPICH is represented in units of one symbol in 256 chips for convenience, so that ten symbols are stored in one slot.
[0033]
The searcher shown in FIG. 4 includes a matched filter 30241 to which a received signal is inputted, a path search section 30242 connected to the matched filter, a code group detecting section 30243 to which the received signal is inputted, and a code group detecting section 30243 to which the received signal is inputted. And a code number detecting section 30244 connected to the control section. Both the path information detected by the path search unit and the code number detected by the code number detection unit are input to the sequence controller 303 and used for communication control after the establishment of the initial synchronization.
[0034]
In the above configuration, the searcher first detects the slot timing indicated on the Primary-SCH in order to establish the initial synchronization. This slot timing is detected by averaging the pulse positions obtained by the matched filter by a path search. When the slot timing is detected, the code group detection unit identifies each pattern (16 types) of each slot (S1 to S15) in the Secondary-SCH, and establishes frame synchronization based on the arrangement of these patterns. A code (scramble code) group is detected together with (detecting the head of a frame). One code group includes eight types of spreading codes. When a code group is detected, the code number detecting unit identifies a spreading code included in the CPICH from the eight types of spreading codes. , To detect the code number.
[0035]
In the present invention, identification (determination) of a code number (spreading code) is performed by periodically dividing a period in which a predetermined signal (SCH) is mixed, dividing a signal including a spreading code into a predetermined length, Correspondingly, the spread code (function pattern) is divided into predetermined lengths, and for each of the divided sections, the correlation value between the signal and the eight types of spread codes is sequentially calculated. The spread code is determined based on the spread code. FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the code number detecting unit according to the present embodiment. In the present embodiment, the code number is detected from the maximum value by performing an averaging process over a period of two frames while sequentially switching the code number (spreading code) every two symbol periods in a slot constituting the CPICH. . Here, the correlation operation is performed excluding the first symbol of each slot. In addition, at the time of transmission diversity, the decoding process is performed in units of two symbols, so that the second symbol is also excluded.
[0036]
The scramble code number detecting section shown in FIG. 7 includes a spreading code generating section 71 for generating a different spreading code for every two symbols, a correlator 72 for calculating a correlation value between the received signal and the spreading code, and an output of the correlator 72. Averaging unit 74 for averaging, switching unit 73 for switching averaging unit 74 for every two symbols and connecting to the output of correlator 72, and comparing the correlation level from the output of averaging unit 74. A code number specifying unit 75 that specifies a code number based on the output of the averaging processing unit 74 that has output the largest value, a code switching control of the spreading code generation unit 71, a control of performing a switch switching control of the switch unit 73, and the like. And a unit 76.
[0037]
FIG. 8 shows a feedback shift register used in the spread code generation unit 71, and FIG. 9 is an explanatory diagram showing the operation of the code number detection unit in the embodiment. The shift register has an upper and lower two-stage configuration. The values from the predetermined number of elements of the upper and lower shift registers are exclusive-ORed and fed back, and the values from the predetermined number of elements are appropriately exclusive-ORed. And output as spreading codes of I and Q components, respectively.
[0038]
Hereinafter, the code number detecting operation will be described with reference to FIG. First, a process is started by inputting a code number detection start signal to the control unit 76 at the beginning of a frame. Here, the correlation calculation processing is not performed on the first symbol and the second symbol of each slot. Next, an initial value corresponding to the spreading code C1 is loaded into the spreading code generation unit 71 in accordance with the third symbol, and generation of the spreading code is started. The generation of the spread code S (1) corresponding to the code number C1 is continued during the period of 2 symbols, and the result of the correlation operation between the generated code and the received signal is input to the first stage of the averaging unit 74 and added / added. Stored. When the period of two symbols has elapsed, the initial value corresponding to the next code number C2 is loaded into the spreading code generation unit 71 at the beginning of the fifth symbol, and the averaging processing unit 74 is switched to the second stage by the switch unit 73. Then, the result of the correlation operation is added / stored. Here, the initial value loaded at the beginning of the fifth symbol is the state of the shift register at the time when the spread code sequence corresponding to the code number C2 has passed for four symbols (1024 chips) from the beginning of the frame.
[0039]
Hereinafter, the averaging process is repeated while sequentially switching the code numbers in the same procedure. Although the code number switching cycle is set to 2 symbols and the total averaging time is set to 2 frames, it is needless to say that this is merely an example. In this way, by performing the process while switching the code number in a short cycle, when the entire detection process is viewed, the process can be performed in a state close to the parallel process illustrated in FIG. 12 and the code number can be detected.
[0040]
Here, when the code number is switched, the initial value to be loaded into the spread code generation unit 71 may be calculated and stored in advance for each code and each switching timing. When the initial value is calculated / stored, the calculation time and the scale of the storage circuit cannot be ignored.
[0041]
For this reason, the embodiment of the present invention employs the following method. In the spreading code system defined by the W-CDMA method, when a spreading code (Primary Scrambling Code) with a code number i = 0 is generated, the shift register pattern of the spreading code generator at the head of the frame (initial value) is as follows. Is set to
[0042]
Upper: 0000000000000000011
Lower: 111111111111111111
[0043]
In the case of i = 1, the state in which only the upper shift register has performed the shift operation 16 times (16 chips) from the above state is set as the initial value. That is, it can be considered that the spreading codes corresponding to the code numbers i = 0 to 511 are shifted from the phase of the upper shift register by 16 chips. The code numbers included in a certain code group are consecutive numbers such as 0 to 7, 8 to 15,.
[0044]
Therefore, at the code switching timing shown in FIG. 9, if a process of advancing the shift operation for 16 chips at once for the upper shift register is performed, an initial value for the next code number can be automatically calculated. In the case of FIG. 9, the detection process is stopped during the first and second symbols, so that when returning from the code number C8 to C1, the 16 × Only by stopping the shift operation by 8 = 128 chips (only the upper stage), the pattern of C1 is automatically generated. Here, the state after the 16-chip shift can be uniquely calculated for the upper-stage shift register. The calculation method is as follows. Here, assuming that the value (0 or 1) of each stage of the upper shift register is a17, a16, a15,... A0, the value (b17, b16, b15,. (+ Is the addition of modulo 2).
[0045]
b17 = a15 + a11 + a4 b16 = a14 + a10 + a3
b15 = a13 + a9 + a3 b14 = a12 + a8 + a1
b13 = a11 + a7 + a0 b12 = a17 + a10
b11 = a16 + a9 b10 = a15 + a8
b9 = a14 + a7 b8 = a13 + a6
b7 = a12 + a5 b6 = a11 + a4
b5 = a10 + a3 b4 = a9 + a2
b3 = a8 + a1 b2 = a7 + a0
b1 = a17 b0 = a16
[0046]
Therefore, the input of each stage of the upper shift register may be forcibly changed and set in accordance with the above equation at the moment when the code number is switched. However, when actually configuring the circuit, a total of 17 shifts from the state of the code number switching timing (the last chip timing of the even symbol in FIG. 9) (shift to the first chip timing of the next symbol) +16 times It is more appropriate to calculate the state after the first shift. The state after the 17th shift can be similarly calculated as follows.
[0047]
b17 = a16 + a12 + a5 b16 = a15 + a11 + a4
b15 = a14 + a10 + a4 b14 = a13 + a9 + a2
b13 = a12 + a8 + a1 b12 = a11 + a7 + a0
b11 = a17 + a10 b10 = a16 + a9
b9 = a15 + a8 b8 = a14 + a7
b7 = a13 + a6 b6 = a12 + a5
b5 = a11 + a4 b4 = a10 + a3
b3 = a9 + a2 b2 = a8 + a1
b1 = a7 + a0 b0 = a17
[0048]
Therefore, for example, the input value of each stage of the upper shift register may be switched in accordance with the above equation at the moment of transition from the state of the last chip of the even symbol to the start timing of the next symbol (a selector is provided for each stage input). Just do it).
[0049]
As described above, the embodiment of the present invention has been described by taking a mobile terminal of the CDMA communication system as an example. However, the present invention can be applied to a mobile terminal or a communication system using another system, and of course, noise is temporally biased. It is needless to say that the present invention can be applied to general pattern discrimination under the condition where the error occurs. Further, in the present embodiment, the case where the initial value for spreading code C1 is loaded in accordance with the third symbol has been described, but another method may be used. For example, a code corresponding to the one before the spreading code C1 (for example, C0) is loaded as an initial value in accordance with the beginning of the frame, and correlation calculation is not performed during the first to third symbol periods, but a spreading code is generated. By continuing the shift operation of the unit in the same manner as usual, a spread code sequence similar to that described in the present embodiment can be realized at the start of the third symbol.
[0050]
【The invention's effect】
As described in detail above, the present invention is simple and small, and is less susceptible to fading or the like. Even if other periodically generated predetermined signals are mixed, the spread code can be determined with high reliability. In particular, it is possible to provide a pattern discriminating method, a pattern discriminating device, a searcher device, and a communication terminal that have a high improvement effect particularly when the base station performs transmission diversity.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a portable terminal according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a baseband unit of the mobile terminal.
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving unit.
FIG. 4 is a block diagram showing a searcher.
FIG. 5 is a time chart showing channels.
FIG. 6 is a diagram showing a frame format of CPICH.
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of a code number detection unit.
FIG. 8 is a block diagram showing a shift register of a spread code generation unit.
FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating an operation of a code number detection unit according to the embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram illustrating a code number detection unit according to the related art.
FIG. 11 is a diagram showing the operation of a code number determination unit in a conventional technique.
FIG. 12 is a block diagram showing an example of another conventional technique.
FIG. 13 is a diagram showing the effect of fading in the conventional technique.
FIG. 14 is a diagram showing a configuration of a physical channel in 3GPP specifications.
FIG. 15 is a diagram illustrating an operation of transmission diversity.
FIG. 16 is an explanatory diagram showing an example of a received signal (3GPP specification) at the time of transmission diversity.
FIG. 17 is an explanatory diagram showing another example of a reception signal at the time of transmission diversity.
[Explanation of symbols]
1 transmitting / receiving antenna, 2 RF section, 3 baseband section, 4 control section (CPU), 5 voice codec, 30 CDMA modem, 71 spreading code generation section, 72 correlator, 73 switch section, 74 averaging section, 75 code Number specifying unit, 302 receiving unit, 3024 searcher.

Claims

A method for calculating a correlation value between a signal including any one of the n types of function patterns and the function pattern and identifying a function pattern included in the signal includes:
When a signal including any of the n types of function patterns and another predetermined signal that is generated periodically are mixed, the signal including any of the n types of function patterns is used as the other predetermined signal. While periodically deleting the period in which is mixed, the signal is divided into predetermined lengths, and the function pattern is divided into predetermined lengths correspondingly, and for each divided section, the signal and A pattern discriminating method, wherein correlation values with the n kinds of function patterns are sequentially calculated, and the function pattern is discriminated based on the calculation result.

In a pattern discriminating apparatus that calculates a correlation value between a signal including any one of n types of function patterns and the function pattern and identifies a function pattern included in the signal.
A function pattern generator that generates the n types of function patterns;
An input signal and a function pattern generated by the function pattern generator are input, and a correlator that calculates a correlation value between these.
When another predetermined signal that periodically occurs is mixed with a signal including any of the n types of function patterns, the signal including the one of the n types of function patterns is converted to the other predetermined signal. While periodically deleting the period in which the signal pattern is mixed, the signal including any one of the n types of function patterns is switched every predetermined length and input to the correlator, and is generated by the function pattern generator. a controller for switching n types of function patterns for each predetermined length of the signal, adjusting a phase, and inputting the phase to the correlator.

A searcher device that synchronizes with a base station when initial synchronization is established and identifies the spreading code from a code group including any of the detected n types of spreading codes. In a searcher device that calculates a correlation value between the received signal including the and the n types of spreading codes and identifies the spreading code included in the signal based on the correlation result,
A spreading code generator for generating the n kinds of spreading codes;
An input received signal and a spreading code generated by the spreading code generator are input, and a correlator that calculates a correlation value between them.
When another predetermined signal periodically generated is mixed with a signal including any of the n types of spreading codes, the other predetermined signal is converted from a signal including any of the n types of spreading codes. While periodically deleting the period in which the signals are mixed, the signals including any of the n types of spreading codes are switched every predetermined number of symbols and input to the correlator, and are generated by the spreading code generator. A searcher device comprising: a controller that switches n types of spreading codes for each predetermined number of symbols of the received signal, adjusts a phase, and inputs the adjusted code to the correlator.

The searcher device according to claim 3,
The spreading code generator includes a feedback shift register.
The searcher device, wherein the controller switches the spread code every predetermined number of symbols and adjusts a phase by resetting an initial value of the feedback shift register.

The searcher device according to claim 3 or claim 4,
The spreading code generator includes a feedback shift register.
The searcher device, wherein the controller performs switching of a spreading code and phase adjustment by shifting an initial setting spreading code number of the feedback shift register over a predetermined number of bits.

A communication terminal including a baseband unit, an RF unit, and an antenna,
The baseband unit includes a transmission unit and a reception unit,
A searcher unit for establishing initial synchronization with the base station in the receiving unit and identifying a scramble code, comprising the searcher device according to any one of claims 3 to 5. Communication terminal.

The communication terminal according to claim 6,
The communication terminal, wherein the communication terminal is a mobile terminal.

In the communication terminal according to claim 6 or 7,
The communication terminal according to claim 1, wherein the other predetermined signal periodically generated is a synchronization channel signal at the time of transmission diversity.