JP3464450B2 - コード化音声信号のスパースネス低減法 - Google Patents
コード化音声信号のスパースネス低減法Info
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- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
- G10L19/16—Vocoder architecture
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Description
【０００１】この出願は、１９９７年９月２日付けでフ
ァイルされた同時係属仮出願Ｕ．Ｓ．Ｐｒｏｖｉｓｉｏ
ｎａｌ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏ．０６／０５
７，７５２の米国特許法第 １１９条（ｅ）（ｌ）に基
づいて優先権を主張するものであり、１９９８年３月４
日付け出願の同時係属出願Ｕ．Ｓ．Ｓｅｒｉａｌ Ｎ
ｏ．０９／０３４，５９０（ｄｏｃｋｅｔ ３４６４５
−４０５）の一部継続出願である。
ァイルされた同時係属仮出願Ｕ．Ｓ．Ｐｒｏｖｉｓｉｏ
ｎａｌ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏ．０６／０５
７，７５２の米国特許法第 １１９条（ｅ）（ｌ）に基
づいて優先権を主張するものであり、１９９８年３月４
日付け出願の同時係属出願Ｕ．Ｓ．Ｓｅｒｉａｌ Ｎ
ｏ．０９／０３４，５９０（ｄｏｃｋｅｔ ３４６４５
−４０５）の一部継続出願である。
【０００２】（発明の分野）
本発明は一般に音声コーディングに関し、特に、コード
化された音声信号におけるスパースネス（ｓｐａｒｓｅ
ｎｅｓｓ）の問題に関するものである。
化された音声信号におけるスパースネス（ｓｐａｒｓｅ
ｎｅｓｓ）の問題に関するものである。
【０００３】（発明の背景）
音声コーディングは近代のデジタル通信システム、例え
ばデジタルセルラ通信システムなどの無線通信システム
の重要な役割を果たしている。現在から将来にわたって
この種のシステムに必要な大容量を達成するために、音
声信号の効率的圧縮および音声信号の高品質化が必須条
件である。これに関連して、例えば音声コーダのビット
レートを下げて他の通信信号のために通信チャネル容量
を追加する場合、不愉快なアーチファクトを導入せずに
音声品質を緩やかに低下させること（ｇｒａｃｅｆｕｌ
ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎ）が望ましい。
ばデジタルセルラ通信システムなどの無線通信システム
の重要な役割を果たしている。現在から将来にわたって
この種のシステムに必要な大容量を達成するために、音
声信号の効率的圧縮および音声信号の高品質化が必須条
件である。これに関連して、例えば音声コーダのビット
レートを下げて他の通信信号のために通信チャネル容量
を追加する場合、不愉快なアーチファクトを導入せずに
音声品質を緩やかに低下させること（ｇｒａｃｅｆｕｌ
ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎ）が望ましい。
【０００４】セルラ通信用の低レート音声コーダの従来
例については、ＩＳ−６４１（Ｄ−ＡＭＰＳ ＥＦＲ）
およびＩＴＵ規格Ｇ．７２９に記載されている。上記規
格で指定されるコーダは構造的に類似しており、一般に
両者共に比較的疎らな（ｓｐａｒｓｅ）出力を生成する
代数的コードブック（ａｌｇｅｂｒａｉｃ ｃｏｄｅｂ
ｏｏｋ）を含んでいる。一般に、与えられたコードブッ
クエントリのサンプルのわずか数個だけに非ゼロサンプ
ル値が含まれるような状況を、スパースネス（ｓｐａｒ
ｓｅｎｅｓｓ）と呼んでいる。特に、音声の圧縮を実行
しようとして代数的コードブックのビットレートを低減
するとき、このスパースネス状態がよく現れる。まず第
１に非ゼロサンプルが僅かしかコードブックに含まれて
いないということ、そして低ビットレートなのでさらに
少ないコードブックサンプルの使用を要するというこ
と、の結果として生ずるスパースネスは、前述のような
従来の音声コーダによるコード化音声信号においては、
容易に感知し得る劣化となる。
例については、ＩＳ−６４１（Ｄ−ＡＭＰＳ ＥＦＲ）
およびＩＴＵ規格Ｇ．７２９に記載されている。上記規
格で指定されるコーダは構造的に類似しており、一般に
両者共に比較的疎らな（ｓｐａｒｓｅ）出力を生成する
代数的コードブック（ａｌｇｅｂｒａｉｃ ｃｏｄｅｂ
ｏｏｋ）を含んでいる。一般に、与えられたコードブッ
クエントリのサンプルのわずか数個だけに非ゼロサンプ
ル値が含まれるような状況を、スパースネス（ｓｐａｒ
ｓｅｎｅｓｓ）と呼んでいる。特に、音声の圧縮を実行
しようとして代数的コードブックのビットレートを低減
するとき、このスパースネス状態がよく現れる。まず第
１に非ゼロサンプルが僅かしかコードブックに含まれて
いないということ、そして低ビットレートなのでさらに
少ないコードブックサンプルの使用を要するというこ
と、の結果として生ずるスパースネスは、前述のような
従来の音声コーダによるコード化音声信号においては、
容易に感知し得る劣化となる。
【０００５】したがって、音声圧縮のために音声コーダ
のビットレートを下げる場合は、前述のコード化音声信
号の劣化を避けることが望ましい。
のビットレートを下げる場合は、前述のコード化音声信
号の劣化を避けることが望ましい。
【０００６】前述のコード化音声信号劣化を避けるため
に、本発明は、コード化音声信号あるいはデジタル信号
のスパースネスが障害になる場合にスパースネスを低減
するアンチスパースネスオペレータ（ａｎｔｉ−ｓｐａ
ｒｓｅｎｅｓｓ ｏｐｅｒａｔｏｒ）を提供する。
に、本発明は、コード化音声信号あるいはデジタル信号
のスパースネスが障害になる場合にスパースネスを低減
するアンチスパースネスオペレータ（ａｎｔｉ−ｓｐａ
ｒｓｅｎｅｓｓ ｏｐｅｒａｔｏｒ）を提供する。
【０００７】（詳細説明）
図１は本発明によるアンチスパースネスオペレータの例
を示す。図１のアンチスパースネスオペレータＡＳＯ
は、発信源から送信される疎らなデジタル信号を入力Ａ
で受信する。アンチスパースネスオペレータＡＳＯは疎
らな信号Ａを処理して、入力信号Ａより密なデジタル信
号Ｂを出力に供給する。
を示す。図１のアンチスパースネスオペレータＡＳＯ
は、発信源から送信される疎らなデジタル信号を入力Ａ
で受信する。アンチスパースネスオペレータＡＳＯは疎
らな信号Ａを処理して、入力信号Ａより密なデジタル信
号Ｂを出力に供給する。
【０００８】図２は、無線通信システムで使用される送
信機に設けられたＣＥＬＰ（Ｃｏｄｅ Ｅｘｃｉｔｅｄ
Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ）音声エンコー
ダ、または無線通信システムの受信機に設けられたＣＥ
ＬＰ音声デコーダにおいて、図１のアンチスパースネス
オペレータＡＳＯを適用する場合に可能な様々な位置の
例を示す。図２で示されるように、固定（例えば代数
的）コードブック２１の出力と複数位置２０１〜２０６
のいずれか、あるいはその両方にアンチスパースネスオ
ペレータＡＳＯを設けることができる。図２で示される
各位置に設けた場合、図１のアンチスパースネスオペレ
ータＡＳＯはその入力Ａで疎らな信号を受信して、その
出力Ｂから比較的密な信号を出力する。このように、図
２に示されるＣＥＬＰ音声エンコーダ／デコーダ構造に
は、図１の疎らな信号源に関するいくつかの例が含まれ
る。
信機に設けられたＣＥＬＰ（Ｃｏｄｅ Ｅｘｃｉｔｅｄ
Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ）音声エンコー
ダ、または無線通信システムの受信機に設けられたＣＥ
ＬＰ音声デコーダにおいて、図１のアンチスパースネス
オペレータＡＳＯを適用する場合に可能な様々な位置の
例を示す。図２で示されるように、固定（例えば代数
的）コードブック２１の出力と複数位置２０１〜２０６
のいずれか、あるいはその両方にアンチスパースネスオ
ペレータＡＳＯを設けることができる。図２で示される
各位置に設けた場合、図１のアンチスパースネスオペレ
ータＡＳＯはその入力Ａで疎らな信号を受信して、その
出力Ｂから比較的密な信号を出力する。このように、図
２に示されるＣＥＬＰ音声エンコーダ／デコーダ構造に
は、図１の疎らな信号源に関するいくつかの例が含まれ
る。
【０００９】図２の破線はＣＥＬＰ音声エンコーダ／デ
コーダに従来から設けられている適応型コードブックへ
の従来のフィードバック経路を示す。アンチスパースネ
スオペレータＡＳＯが図２に示される位置や、他の位置
２０１〜２０４のいずれかに設けられると、加算回路２
１０の出力でデコーダによって再構成されたコード化励
振信号がアンチスパースネスオペレータから影響を受け
ることがある。アンチスパースネスオペレータが位置２
０５や２０６に設けられた場合には、加算回路２１０か
ら出力されるコード化励振信号に対する影響はない。
コーダに従来から設けられている適応型コードブックへ
の従来のフィードバック経路を示す。アンチスパースネ
スオペレータＡＳＯが図２に示される位置や、他の位置
２０１〜２０４のいずれかに設けられると、加算回路２
１０の出力でデコーダによって再構成されたコード化励
振信号がアンチスパースネスオペレータから影響を受け
ることがある。アンチスパースネスオペレータが位置２
０５や２０６に設けられた場合には、加算回路２１０か
ら出力されるコード化励振信号に対する影響はない。
【００１０】図２Ｂはコードブック２１、２３からの出
力を受信して、フィードバック信号を適応型コードブッ
ク２３に供給する加算回路２５を更に含むＣＥＬＰデコ
ーダを例示する。アンチスパースネスオペレータＡＳＯ
が図２Ｂに示される位置や、位置２２０、２４０に設け
られる場合、適応型コードブック２３へのフィードバッ
ク信号はアンチスパースネスオペレータの影響を受けな
い。
力を受信して、フィードバック信号を適応型コードブッ
ク２３に供給する加算回路２５を更に含むＣＥＬＰデコ
ーダを例示する。アンチスパースネスオペレータＡＳＯ
が図２Ｂに示される位置や、位置２２０、２４０に設け
られる場合、適応型コードブック２３へのフィードバッ
ク信号はアンチスパースネスオペレータの影響を受けな
い。
【００１１】図２Ａは図２（または、図２Ｂ）のＣＥＬ
Ｐデコーダ構造の受信機（ＲＣＶＲ）と、図２のＣＥＬ
Ｐエンコーダ構造の送信機（ＸＭＴＲ）を含むトランシ
ーバーを例示する。図２Ａは、送信機が入力として音響
信号を受信して、出力として再構成情報を通信チャンネ
ルに供給し、その再構成情報から受信機が音響信号を再
構成するところを示している。受信機は通信チャンネル
から入力される再構成情報を受信し、出力として再構成
された音響信号を供給する。図のトランシーバーと通信
チャンネルは例えば、それぞれセルラ電話のトランシー
バーとセルラ電話網のエアインタフェースである。
Ｐデコーダ構造の受信機（ＲＣＶＲ）と、図２のＣＥＬ
Ｐエンコーダ構造の送信機（ＸＭＴＲ）を含むトランシ
ーバーを例示する。図２Ａは、送信機が入力として音響
信号を受信して、出力として再構成情報を通信チャンネ
ルに供給し、その再構成情報から受信機が音響信号を再
構成するところを示している。受信機は通信チャンネル
から入力される再構成情報を受信し、出力として再構成
された音響信号を供給する。図のトランシーバーと通信
チャンネルは例えば、それぞれセルラ電話のトランシー
バーとセルラ電話網のエアインタフェースである。
【００１２】図１のアンチスパースネスオペレータＡＳ
Ｏの一実施例を図３に示す。図３において、Ａで受信さ
れる疎らな信号に雑音性の信号ｍ（ｎ）が付加される。
図４は、どのようにして信号ｍ（ｎ）が生成されるかを
例示する。雑音性の信号ｍ（ｎ）は、ガウス分布Ｎ
（０、１）を持つ雑音信号を適当な高域通過スペクトル
カラーフィルタにかけることによって生成される。
Ｏの一実施例を図３に示す。図３において、Ａで受信さ
れる疎らな信号に雑音性の信号ｍ（ｎ）が付加される。
図４は、どのようにして信号ｍ（ｎ）が生成されるかを
例示する。雑音性の信号ｍ（ｎ）は、ガウス分布Ｎ
（０、１）を持つ雑音信号を適当な高域通過スペクトル
カラーフィルタにかけることによって生成される。
【００１３】図３に示されるように、信号ｍ（ｎ）は乗
算器３３を通して適切な利得係数を持って加算回路３１
に供給することができる。図３の利得係数は固定利得係
数とすることができる。図３の利得係数はまた、適応型
コードブック２３（または、周期性の量に関する同様の
パラメータ）の出力に適用される従来通りの利得の関数
であってもよい。一例をあげると、図３の利得は適応型
コードブック利得が所定の閾値を超えた時に０になり、
適応型コードブック利得が閾値から減少するにしたがっ
て直線的に増加する。図３の利得はまた、図２の固定コ
ードブック２１の出力に適用される従来と同様の利得の
関数とすることができる。また、図３の利得は、従来の
検索方法で使用される目標信号に対する信号ｍ（ｎ）の
パワースペクトルマッチングに基づいたものであって、
利得をコード化した後に受信機に伝送してもよい。
算器３３を通して適切な利得係数を持って加算回路３１
に供給することができる。図３の利得係数は固定利得係
数とすることができる。図３の利得係数はまた、適応型
コードブック２３（または、周期性の量に関する同様の
パラメータ）の出力に適用される従来通りの利得の関数
であってもよい。一例をあげると、図３の利得は適応型
コードブック利得が所定の閾値を超えた時に０になり、
適応型コードブック利得が閾値から減少するにしたがっ
て直線的に増加する。図３の利得はまた、図２の固定コ
ードブック２１の出力に適用される従来と同様の利得の
関数とすることができる。また、図３の利得は、従来の
検索方法で使用される目標信号に対する信号ｍ（ｎ）の
パワースペクトルマッチングに基づいたものであって、
利得をコード化した後に受信機に伝送してもよい。
【００１４】別の例では、高度な周波数領域分析の利点
を活用するために周波数領域でノイズ性の信号を付加す
ることができる。
を活用するために周波数領域でノイズ性の信号を付加す
ることができる。
【００１５】図５は図２に示されるＡＳＯの別の実施例
を示す。図５の構成の特徴は、図１の信号源１１からの
受信デジタル信号のスパースネスを減少させるようにア
ンチスパースネスフィルタが設計されたことである。
を示す。図５の構成の特徴は、図１の信号源１１からの
受信デジタル信号のスパースネスを減少させるようにア
ンチスパースネスフィルタが設計されたことである。
【００１６】図５のアンチスパースネスフィルタの一例
が図６に詳しく示されている。図６のアンチスパースネ
スフィルタは、固定（例えば代数的）コードブック２１
から受信されるコード化信号のたたみ込みを、全域通過
フィルタ（ａｌｌ−ｐａｓｓｆｉｌｔｅｒ）に関連する
インパルス応答（６５での）によって実行するコンボル
バ部６３を有する。図６のアンチスパースネスフィルタ
の動作が図７〜１１に示されている。
が図６に詳しく示されている。図６のアンチスパースネ
スフィルタは、固定（例えば代数的）コードブック２１
から受信されるコード化信号のたたみ込みを、全域通過
フィルタ（ａｌｌ−ｐａｓｓｆｉｌｔｅｒ）に関連する
インパルス応答（６５での）によって実行するコンボル
バ部６３を有する。図６のアンチスパースネスフィルタ
の動作が図７〜１１に示されている。
【００１７】図１０は合計４０個のサンプル中わずか２
個の非ゼロサンプルを含む図２のコードブック２１から
のエントリ例を示す。このスパースネス特性は、非ゼロ
サンプルの数（密度）が増加すれば、減少するであろ
う。非ゼロサンプルの数を増加させる１つの方法は、４
０個のサンプルからなるブロック全体にエネルギを分散
するための適切な特性を備えたフィルタに図１０のコー
ドブックエントリを適用することである。図７および図
８は、図１０のコードブックエントリにおける４０個の
サンプル全体に適切なエネルギ分散を行うための全域通
過フィルタの振幅および位相（ラジアン単位）特性をそ
れぞれ示す。図７および図８のフィルタは２〜４ｋＨｚ
の高周波領域で位相スペクトルを変更するが、２ｋＨｚ
より低い周波数領域での変更は極くわずかだけである。
図７および図８のフィルタによる振幅スペクトルの実質
的な変更は行われない。
個の非ゼロサンプルを含む図２のコードブック２１から
のエントリ例を示す。このスパースネス特性は、非ゼロ
サンプルの数（密度）が増加すれば、減少するであろ
う。非ゼロサンプルの数を増加させる１つの方法は、４
０個のサンプルからなるブロック全体にエネルギを分散
するための適切な特性を備えたフィルタに図１０のコー
ドブックエントリを適用することである。図７および図
８は、図１０のコードブックエントリにおける４０個の
サンプル全体に適切なエネルギ分散を行うための全域通
過フィルタの振幅および位相（ラジアン単位）特性をそ
れぞれ示す。図７および図８のフィルタは２〜４ｋＨｚ
の高周波領域で位相スペクトルを変更するが、２ｋＨｚ
より低い周波数領域での変更は極くわずかだけである。
図７および図８のフィルタによる振幅スペクトルの実質
的な変更は行われない。
【００１８】図９の例は、図７および図８で定義される
全域通過フィルタのインパルス応答のグラフ表示であ
る。図６のアンチスパースネスフィルタは、図１０のサ
ンプルブロックに対する図９のインパルス応答のたたみ
込みを生成する。コードブックエントリはコードブック
から４０個のサンプルからなるブロックとして供給され
るので、たたみ込み動作はブロック単位で実行される。
このたたみ込み動作において、図１０の各サンプルから
４０の中間乗算結果が得られる。例えば図１０に示す位
置７でのサンプルを例にとると、最初の３４の乗算結果
が図１１の結果ブロックの位置７〜４０に割り当てら
れ、残りの６つの乗算結果は巡回たたみ込み（ｃｉｒｃ
ｕｌａｒ ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）動作に従って「包
み込み」（ｗｒａｐｐｅｄ ａｒｏｕｎｄ）され、位置
１〜６に割り当てられる。同様に、図１０の残りの各サ
ンプルから生成される４０の中間乗算結果は、図１１に
示す結果ブロックの位置に割り当てられ、もちろんサン
プル１の包み込みは必要としない。図１１の結果ブロッ
クの各位置に関しては、それに割り当てられる４０の中
間乗算結果（図１０の各サンプルについて１つの乗算結
果）が合算され、その総和がその位置に対するたたみ込
み結果を表す。
全域通過フィルタのインパルス応答のグラフ表示であ
る。図６のアンチスパースネスフィルタは、図１０のサ
ンプルブロックに対する図９のインパルス応答のたたみ
込みを生成する。コードブックエントリはコードブック
から４０個のサンプルからなるブロックとして供給され
るので、たたみ込み動作はブロック単位で実行される。
このたたみ込み動作において、図１０の各サンプルから
４０の中間乗算結果が得られる。例えば図１０に示す位
置７でのサンプルを例にとると、最初の３４の乗算結果
が図１１の結果ブロックの位置７〜４０に割り当てら
れ、残りの６つの乗算結果は巡回たたみ込み（ｃｉｒｃ
ｕｌａｒ ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）動作に従って「包
み込み」（ｗｒａｐｐｅｄ ａｒｏｕｎｄ）され、位置
１〜６に割り当てられる。同様に、図１０の残りの各サ
ンプルから生成される４０の中間乗算結果は、図１１に
示す結果ブロックの位置に割り当てられ、もちろんサン
プル１の包み込みは必要としない。図１１の結果ブロッ
クの各位置に関しては、それに割り当てられる４０の中
間乗算結果（図１０の各サンプルについて１つの乗算結
果）が合算され、その総和がその位置に対するたたみ込
み結果を表す。
【００１９】図１０および図１１の考察から明らかなよ
うに、巡回たたみ込み動作は、エネルギがブロック全体
に分散されるように図１０のブロックのフーリエスペク
トルを変更し、その結果、ブロック内の非ゼロサンプル
の数（または、密度）が劇的に増加し、それに応じてス
パースネス量が減少する。ブロックごとに実行される巡
回たたみ込みの影響は、図２の合成フィルタ２１１によ
って取り除かれる。
うに、巡回たたみ込み動作は、エネルギがブロック全体
に分散されるように図１０のブロックのフーリエスペク
トルを変更し、その結果、ブロック内の非ゼロサンプル
の数（または、密度）が劇的に増加し、それに応じてス
パースネス量が減少する。ブロックごとに実行される巡
回たたみ込みの影響は、図２の合成フィルタ２１１によ
って取り除かれる。
【００２０】図１２〜図１６は、図６で概略が示される
タイプのアンチスパースネスフィルタの一動作例を示
す。図１２および図１３の全域通過フィルタは３ｋＨｚ
より下では実質的に位相スペクトルを変更せず、３〜４
ｋＨｚの位相スペクトルを変更する。フィルタのインパ
ルス応答は図１４で示すとおりである。図１０と同じサ
ンプルブロックが図１５に示されていることと、図１６
の結果ブロックから明らかなように、図１２〜図１６に
示されるアンチスパースネス動作では、図１１で示され
る場合と比較して十分にエネルギが分散されない。した
がって、図１２〜図１６では、フィルタが図７〜図１１
で定義されたアンチスパースネスフィルタと比較してコ
ードブックエントリ修正の少ないアンチスパースネスフ
ィルタを定義する。従って、図７〜図１１と、図１２〜
図１６のフィルタはそれぞれ異なったレベルのアンチス
パースネスフィルタリングを定義する。
タイプのアンチスパースネスフィルタの一動作例を示
す。図１２および図１３の全域通過フィルタは３ｋＨｚ
より下では実質的に位相スペクトルを変更せず、３〜４
ｋＨｚの位相スペクトルを変更する。フィルタのインパ
ルス応答は図１４で示すとおりである。図１０と同じサ
ンプルブロックが図１５に示されていることと、図１６
の結果ブロックから明らかなように、図１２〜図１６に
示されるアンチスパースネス動作では、図１１で示され
る場合と比較して十分にエネルギが分散されない。した
がって、図１２〜図１６では、フィルタが図７〜図１１
で定義されたアンチスパースネスフィルタと比較してコ
ードブックエントリ修正の少ないアンチスパースネスフ
ィルタを定義する。従って、図７〜図１１と、図１２〜
図１６のフィルタはそれぞれ異なったレベルのアンチス
パースネスフィルタリングを定義する。
【００２１】低適応コードブック利得値は、再構成され
た励振信号（加算回路２１０から出力される）の適応コ
ードブック成分が比較的小さいことを示しており、その
結果、固定（例えば代数的）コードブック２１が比較的
大きく寄与する可能性がある。前述の固定コードブック
エントリのスパースネスに起因して、図７〜図１１のフ
ィルタの方が図１２〜図１６のフィルタよりも大きいサ
ンプルブロック変更を伴うので、図１２〜図１６のアン
チスパースネスフィルタよりも、図７〜図１１のアンチ
スパースネスフィルタを選択する方が有利である。適応
コードブック利得の値が大きい場合、固定コードブック
の寄与が比較的少ないので、アンチスパースネス修正の
比較的少ない図１２〜図１６のフィルタを使用すること
ができる。
た励振信号（加算回路２１０から出力される）の適応コ
ードブック成分が比較的小さいことを示しており、その
結果、固定（例えば代数的）コードブック２１が比較的
大きく寄与する可能性がある。前述の固定コードブック
エントリのスパースネスに起因して、図７〜図１１のフ
ィルタの方が図１２〜図１６のフィルタよりも大きいサ
ンプルブロック変更を伴うので、図１２〜図１６のアン
チスパースネスフィルタよりも、図７〜図１１のアンチ
スパースネスフィルタを選択する方が有利である。適応
コードブック利得の値が大きい場合、固定コードブック
の寄与が比較的少ないので、アンチスパースネス修正の
比較的少ない図１２〜図１６のフィルタを使用すること
ができる。
【００２２】上述のように、本発明は与えられた音声セ
グメントの局部特性を利用して、そのセグメントに関連
するスパースネス特性を修正するか否か、あるいは修正
程度を決定する機能を提供する。
グメントの局部特性を利用して、そのセグメントに関連
するスパースネス特性を修正するか否か、あるいは修正
程度を決定する機能を提供する。
【００２３】また、図６のアンチスパースネスフィルタ
で実行されるたたみ込みを線形たたみ込みにすれば、ブ
ロック単位処理の影響を回避できるので、より円滑な動
作が得られる。上記例でブロック単位処理について記述
されたが、ブロック単位処理は例示された従来のＣＥＬ
Ｐ音声エンコーダ／デコーダ構造の特質であり、本発明
の実施に必要なものではない。
で実行されるたたみ込みを線形たたみ込みにすれば、ブ
ロック単位処理の影響を回避できるので、より円滑な動
作が得られる。上記例でブロック単位処理について記述
されたが、ブロック単位処理は例示された従来のＣＥＬ
Ｐ音声エンコーダ／デコーダ構造の特質であり、本発明
の実施に必要なものではない。
【００２４】閉ループ型の方法を使用することが可能で
ある。その場合、コードブック検索の間にエンコーダに
おいてアンチスパースネス修正が考慮される。これには
複雑さの増加が伴うが、それに見合う性能改善が得られ
る。（線形または巡回たたみ込みを使用した）アンチス
パースネスフィルタを定義するマトリクスと、検索フィ
ルタの従来のインパルス応答から構成されたフィルタリ
ングマトリクスとを掛け合わせることによって、（巡回
または線形）たたみ込み動作を実行することができる。
ある。その場合、コードブック検索の間にエンコーダに
おいてアンチスパースネス修正が考慮される。これには
複雑さの増加が伴うが、それに見合う性能改善が得られ
る。（線形または巡回たたみ込みを使用した）アンチス
パースネスフィルタを定義するマトリクスと、検索フィ
ルタの従来のインパルス応答から構成されたフィルタリ
ングマトリクスとを掛け合わせることによって、（巡回
または線形）たたみ込み動作を実行することができる。
【００２５】図１７は図１に示されるアンチスパースネ
スオペレータＡＳＯの別の例を示す。図１７の例では、
図５に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタが
入力信号Ａを受信し、１７０においてアンチスパースネ
スフィルタの出力に利得係数ｇ2が掛けられる。図３お
よび図４からのノイズ性の信号ｍ（ｎ）には、１７２に
おいて利得係数ｇ1が掛けられ、ｇ1乗算器１７０および
ｇ2乗算器の１７２の出力が１７４で加算されて、出力
信号Ｂが生成される。利得係数ｇ1とｇ2は例えば、下記
のように決定される。最初に、図３の利得に関する上述
の方法の１つによって利得ｇ1が決定され、次に、利得
係数ｇ1の関数として利得係数ｇ2が決定される。例え
ば、利得係数ｇ2と利得係数ｇ1は互いに反比例する。あ
るいは、利得係数ｇ2を図３の利得と同じ方法で決定
し、次に、互いに反比例するように利得係数ｇ1を利得
係数ｇ2の関数として決定することも可能である。
スオペレータＡＳＯの別の例を示す。図１７の例では、
図５に示されるタイプのアンチスパースネスフィルタが
入力信号Ａを受信し、１７０においてアンチスパースネ
スフィルタの出力に利得係数ｇ2が掛けられる。図３お
よび図４からのノイズ性の信号ｍ（ｎ）には、１７２に
おいて利得係数ｇ1が掛けられ、ｇ1乗算器１７０および
ｇ2乗算器の１７２の出力が１７４で加算されて、出力
信号Ｂが生成される。利得係数ｇ1とｇ2は例えば、下記
のように決定される。最初に、図３の利得に関する上述
の方法の１つによって利得ｇ1が決定され、次に、利得
係数ｇ1の関数として利得係数ｇ2が決定される。例え
ば、利得係数ｇ2と利得係数ｇ1は互いに反比例する。あ
るいは、利得係数ｇ2を図３の利得と同じ方法で決定
し、次に、互いに反比例するように利得係数ｇ1を利得
係数ｇ2の関数として決定することも可能である。
【００２６】図１７の一構成例において、図１２〜図１
６のアンチスパースネスフィルタが使用される。利得係
数はｇ2＝１とする。エネルギーレベルが固定コードブ
ックエントリに等しくなるように、図４のガウスノイズ
分布Ｎ（０、１）を正規化し、図４のハイパスフィルタ
のカットオフ周波数を２００Ｈｚに設定することによっ
て、ｍ（ｎ）が得られる。利得係数ｇ1は固定コードブ
ック利得の８０％である。
６のアンチスパースネスフィルタが使用される。利得係
数はｇ2＝１とする。エネルギーレベルが固定コードブ
ックエントリに等しくなるように、図４のガウスノイズ
分布Ｎ（０、１）を正規化し、図４のハイパスフィルタ
のカットオフ周波数を２００Ｈｚに設定することによっ
て、ｍ（ｎ）が得られる。利得係数ｇ1は固定コードブ
ック利得の８０％である。
【００２７】図１８は本発明による代表的なアンチスパ
ースネス修正方法を示す。１８１において、コード化音
声信号のスパースネスレベルが推定される。これはオフ
ライン時、あるいは音声処理期間に適応的に実行するこ
とができる。例えば、代数的コードブックやマルチパル
スコードブックでは、サンプルは互いに近接または離
れ、スパースネスに変動が起こり得るが、正規パルスコ
ードブックでは、サンプル間距離が固定されているの
で、スパースネスは一定である。１８３において、アン
チスパースネス修正の適切レベルが決定される。このス
テップもまた、オフライン時、あるいは音声処理期間に
適応的に実行することができる。アンチスパースネスレ
ベルを適応的に決定する別の例として、ブロックごとに
インパルス応答（図６、図９、図１４参照）を変えるこ
とができる。１８５において、選択されたアンチスパー
スネス修正レベルが信号に適用される。
ースネス修正方法を示す。１８１において、コード化音
声信号のスパースネスレベルが推定される。これはオフ
ライン時、あるいは音声処理期間に適応的に実行するこ
とができる。例えば、代数的コードブックやマルチパル
スコードブックでは、サンプルは互いに近接または離
れ、スパースネスに変動が起こり得るが、正規パルスコ
ードブックでは、サンプル間距離が固定されているの
で、スパースネスは一定である。１８３において、アン
チスパースネス修正の適切レベルが決定される。このス
テップもまた、オフライン時、あるいは音声処理期間に
適応的に実行することができる。アンチスパースネスレ
ベルを適応的に決定する別の例として、ブロックごとに
インパルス応答（図６、図９、図１４参照）を変えるこ
とができる。１８５において、選択されたアンチスパー
スネス修正レベルが信号に適用される。
【００２８】当業者には明らかなように、図１〜図１８
と関連する上記実施例は、例えば適切にプログラムされ
たデジタル信号プロセッサや他のデータプロセッサを使
用するか、あるいは、適切にプログラムされたデジタル
信号プロセッサや他のデータプロセッサに接続された付
加的外部回路との組み合わせによって容易に実現するこ
とができる。
と関連する上記実施例は、例えば適切にプログラムされ
たデジタル信号プロセッサや他のデータプロセッサを使
用するか、あるいは、適切にプログラムされたデジタル
信号プロセッサや他のデータプロセッサに接続された付
加的外部回路との組み合わせによって容易に実現するこ
とができる。
【００２９】本発明の代表的実施例上述のとおりである
が、これは発明の範囲を制限するものではなく、さまざ
まな形態で実施することが可能である。 ［図面の簡単な説明］
が、これは発明の範囲を制限するものではなく、さまざ
まな形態で実施することが可能である。 ［図面の簡単な説明］
【図１】本発明のアンチスパースネスオペレータの一例
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図２】ＣＥＬＰ（Ｃｏｄｅ Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎ
ｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ）エンコーダ／デコーダ
において図１のアンチスパースネスオペレータを適用し
得るさまざまな位置を示す。
ｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ）エンコーダ／デコーダ
において図１のアンチスパースネスオペレータを適用し
得るさまざまな位置を示す。
【図２Ａ】図２と図２Ｂのエンコーダ／デコーダ構造が
使用可能な通信トランシーバーを示す図。
使用可能な通信トランシーバーを示す図。
【図２Ｂ】図１のアンチスパースネスオペレータを含む
別の代表的なＣＥＬＰ（ＣｏｄｅＥｘｃｉｔｅｄ Ｌｉ
ｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ）デコーダを示す図。
別の代表的なＣＥＬＰ（ＣｏｄｅＥｘｃｉｔｅｄ Ｌｉ
ｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ）デコーダを示す図。
【図３】図１のアンチスパースネスオペレータの一例を
示す図。
示す図。
【図４】図３の付加信号を生成する方法の一例を示す
図。
図。
【図５】図１のアンチスパースネスオペレータをアンチ
スパースネスフィルタとして具体化する方法を示すブロ
ック図。
スパースネスフィルタとして具体化する方法を示すブロ
ック図。
【図６】図５のアンチスパースネスフィルタの一例を示
す図。
す図。
【図７】図６に示されるタイプのアンチスパースネスフ
ィルタの動作を示すグラフ。
ィルタの動作を示すグラフ。
【図８】図６に示されるタイプのアンチスパースネスフ
ィルタの動作を示すグラフ。
ィルタの動作を示すグラフ。
【図９】図６に示されるタイプのアンチスパースネスフ
ィルタの動作を示すグラフ。
ィルタの動作を示すグラフ。
【図１０】図６に示されるタイプのアンチスパースネス
フィルタの動作を示すグラフ。
フィルタの動作を示すグラフ。
【図１１】図６に示されるタイプのアンチスパースネス
フィルタの動作を示すグラフ。
フィルタの動作を示すグラフ。
【図１２】図６に示されるタイプのアンチスパースネス
フィルタが図７〜図１１の場合より低いアンチスパース
ネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
フィルタが図７〜図１１の場合より低いアンチスパース
ネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
【図１３】図６に示されるタイプのアンチスパースネス
フィルタが図７〜図１１の場合より低いアンチスパース
ネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
フィルタが図７〜図１１の場合より低いアンチスパース
ネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
【図１４】図６に示されるタイプのアンチスパースネス
フィルタが図７〜図１１の場合より低いアンチスパース
ネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
フィルタが図７〜図１１の場合より低いアンチスパース
ネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
【図１５】図６に示されるタイプのアンチスパースネス
フィルタが図７〜図１１の場合より低いアンチスパース
ネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
フィルタが図７〜図１１の場合より低いアンチスパース
ネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
【図１６】図６に示されるタイプのアンチスパースネス
フィルタが図７〜図１１の場合より低いアンチスパース
ネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
フィルタが図７〜図１１の場合より低いアンチスパース
ネス動作レベルで使用されるときの動作を示すグラフ。
【図１７】図１のアンチスパースネスオペレータの一例
を示す図。
を示す図。
【図１８】本発明にしたがってアンチスパースネスを修
正するための代表例を示す図。
正するための代表例を示す図。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(31)優先権主張番号 ０９／１１０，９８９
(32)優先日 平成10年７月７日(1998．7．7)
(33)優先権主張国 米国（ＵＳ）
早期審査対象出願
(72)発明者 エクデン、エリク
スウェーデン国 アケルスベルガ、フヤ
リルスベーゲン 23
(72)発明者 ケレイジン、バスティアン
スウェーデン国 ストックサンド、タラ
スベーゲン 11
(56)参考文献 特開 平５−158497（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−177900（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−44100（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−61499（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−274199（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−54898（ＪＰ，Ａ)
片岡章俊，守谷健弘，ＣＥＬＰ方式に
基づく８ｋｐｉｔ／ｓ低遅延音声符号
化，電子情報通信学会技術研究報告［音
声］，日本，1992年 ２月19日，ＳＰ91
−119，ｐ．９−16
Ｒｏａｒ Ｈａｇｅｎ ｅｔ ａ
ｌ．，Ｒｅｍｏｖａｌ ｏｆ Ｓｐａｒ
ｓｅ−Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ Ａｒｔｉ
ｆａｃｔｓ Ｉｎ ＣＥＬＰ，Ｐｒｏ
ｃ．ＩＣＡＳＳＰ98，1998年 ５月,
ｐ．145−148
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G10L 19/00 - 19/14
H03M 7/30
H04B 14/04
ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
Claims (18)
- 【請求項１】 所定数のサンプル値の第１のシーケンス
からなるサンプルブロックを含む入力デジタル信号のス
パースネス（ｓｐａｒｓｅｎｅｓｓ）を低減する装置で
あって、 前記入力デジタル信号を受信する入力と、 前記入力に接続されたアンチスパースネスオペレータ
（ａｎｔｉ−ｓｐａｒｓｅｎｅｓｓ ｏｐｅｒａｔｏ
ｒ）であって、特性の異なる複数のインパルス応答のう
ち選択されたインパルス応答と前記入力デジタル信号と
の畳み込み処理をサンプルブロック単位で行って当該サ
ンプルブロック全体にエネルギーを分散させることによ
り前記第１のシーケンスよりも非ゼロサンプル値密度が
高い新たなシーケンスを適応的に生成して、当該新たな
シーケンスを含む出力デジタル信号を生成するアンチス
パースネスオペレータと、 前記アンチスパースネスオペレータに接続され、前記ア
ンチスパースネスオペレータからの出力デジタル信号を
提供する出力とを備えることを特徴とする装置。 - 【請求項２】 前記アンチスパースネスオペレータは、
さらに、前記入力デジタル信号のスパースネスレベルを
推定し、その推定に基づいてサンプルブロックごとに前
記インパルス応答を選択することを特徴とする請求項１
に記載の装置。 - 【請求項３】 前記アンチスパースネスオペレータは、
前記畳み込み処理として巡回畳み込み又は線形畳み込み
を使用することを特徴とする請求項１に記載の装置。 - 【請求項４】 前記インパルス応答は、前記入力デジタ
ル信号の位相スペクトルを修正し、振幅スペクトルを実
質的に無修正とするような特性を有し、それぞれの前記
インパルス応答においては位相スペクトルの修正が異な
ることを特徴とする請求項１に記載の装置。 - 【請求項５】 前記アンチスパースネスオペレータは、
さらに、前記新たなシーケンスにノイズ性信号を付加す
ることを特徴とする請求項１に記載の装置。 - 【請求項６】 音響信号情報を処理するための装置であ
って、 前記音響信号情報を受信するための入力と、 前記入力に接続され、前記音響信号情報に応答して、所
定数のサンプル値の第１のシーケンスからなるサンプル
ブロックを含むデジタル信号を生成するコーディング装
置と、 前記コーディング装置に接続され、特性の異なる複数の
インパルス応答のうち選択されたインパルス応答と前記
デジタル信号との畳み込み処理をサンプルブロック単位
で行って当該サンプルブロック全体にエネルギーを分散
させることにより前記第１のシーケンスよりも非ゼロサ
ンプル値密度が高い新たなシーケンスを適応的に生成し
て、当該新たなシーケンスを含む出力デジタル信号を生
成するアンチスパースネスオペレータとを備えることを
特徴とする装置。 - 【請求項７】 前記コーディング装置は、複数のコード
ブックと、加算回路と、合成フィルタとを有し、前記コ
ードブックの各出力は前記加算回路の各入力に接続さ
れ、前記加算回路の出力は前記合成フィルタの入力に接
続されることを特徴とする請求項６に記載の装置。 - 【請求項８】 前記コードブックの出力のうちの１つを
前記アンチスパースネスオペレータの入力に接続するこ
とを特徴とする請求項７に記載の装置。 - 【請求項９】 前記加算回路の出力を前記アンチスパー
スネスオペレータの入力に接続することを特徴とする請
求項７に記載の装置。 - 【請求項１０】 前記合成フィルタの出力を前記アンチ
スパースネスオペレータの入力に接続することを特徴と
する請求項７に記載の装置。 - 【請求項１１】 前記コーディング装置をエンコーディ
ング装置とし、前記音響信号情報に音響信号が含まれる
ことを特徴とする請求項７に記載の装置。 - 【請求項１２】 前記コーディング装置をデコーディン
グ装置とし、音響信号を構成するための情報が前記音響
信号情報に含まれることを特徴とする請求項７に記載の
装置。 - 【請求項１３】 所定数のサンプル値の第１のシーケン
スからなるサンプルブロックを含む入力デジタル信号の
スパースネス（ｓｐａｒｓｅｎｅｓｓ）を低減するため
の方法であって、 前記入力デジタル信号を受信するステップと、 特性の異なる複数のインパルス応答のうち選択されたイ
ンパルス応答と前記入力デジタル信号との畳み込み処理
をサンプルブロック単位で行って当該サンプルブロック
全体にエネルギーを分散させることにより前記第１のシ
ーケンスよりも非ゼロサンプル値密度が高い新たなシー
ケンスを適応的に生成して、当該新たなシーケンスを含
む出力デジタル信号を生成するアンチスパースネスオペ
レータステップと、 前記アンチスパースネスオペレータステップからの出力
デジタル信号を出力するステップとを備えることを特徴
とする方法。 - 【請求項１４】 前記アンチスパースネスオペレータス
テップは、さらに、前記入力デジタル信号のスパースネ
スレベルを推定し、その推定に基づいてサンプルブロッ
クごとに前記インパルス応答を選択することを特徴とす
る請求項１３に記載の方法。 - 【請求項１５】 前記アンチスパースネスオペレータス
テップは、前記畳み込み処理として巡回畳み込み又は線
形畳み込みを使用することを特徴とする請求項１３に記
載の方法。 - 【請求項１６】 前記インパルス応答は、前記入力デジ
タル信号の位相スペクトルを修正し、振幅スペクトルを
実質的に無修正とするような特性を有し、それぞれの前
記インパルス応答においては位相スペクトルの修正が異
なることを特徴とする請求項１３に記載の方法。 - 【請求項１７】 前記アンチスパースネスオペレータス
テップは、さらに、前記新たなシーケンスにノイズ性信
号を付加することを特徴とする請求項１３に記載の方
法。 - 【請求項１８】 音響信号情報を処理するための方法で
あって、 前記音響信号情報を受信するステップと、 前記音響信号情報に応答して、所定数のサンプル値の第
１のシーケンスからなるサンプルブロックを含むデジタ
ル信号を生成するコーディングステップと、 特性の異なる複数のインパルス応答のうち選択されたイ
ンパルス応答と前記デジタル信号との畳み込み処理をサ
ンプルブロック単位で行って当該サンプルブロック全体
にエネルギーを分散させることにより前記第１のシーケ
ンスよりも非ゼロサンプル値密度が高い新たなシーケン
スを適応的に生成して、当該新たなシーケンスを含む出
力デジタル信号を生成するアンチスパースネスオペレー
タステップとを備えることを特徴とする方法。
Applications Claiming Priority (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US5775297P | 1997-09-02 | 1997-09-02 | |
| US60/057,752 | 1997-09-02 | ||
| US09/034,590 | 1998-03-04 | ||
| US09/034,590 US6058359A (en) | 1998-03-04 | 1998-03-04 | Speech coding including soft adaptability feature |
| US09/110,989 US6029125A (en) | 1997-09-02 | 1998-07-07 | Reducing sparseness in coded speech signals |
| US09/110,989 | 1998-07-07 | ||
| PCT/SE1998/001515 WO1999012156A1 (en) | 1997-09-02 | 1998-08-25 | Reducing sparseness in coded speech signals |
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|---|---|
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Family
ID=27364699
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000509080A Expired - Lifetime JP3464450B2 (ja) | 1997-09-02 | 1998-08-25 | コード化音声信号のスパースネス低減法 |
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|---|---|
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|---|---|---|---|---|
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