JP3406634B2 - Power amplifier - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、非線型の入出力特性を
有し、かつ電力効率が高い増幅回路にその入出力特性を
線型補償する回路を付加して構成された電力増幅器に関
する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル移動通信システムでは、無線
周波数の有効利用をはかるために振幅位相変調方式が採
用される。また、このようなシステムの携帯移動局装置
では、装置の小型・軽量化と並行して駆動電力を低く抑
えることが要求され、電力効率が高い非線型の増幅回路
に線型補償を施して電力増幅器を構成することにより消
費電力の低減と送信スプリアスの抑圧とが同時にはから
れる。
【０００３】図４は、従来の電力増幅器の構成例を示す
図である。図において、電力増幅器４１の第一の入力に
は波形生成回路４２を介して伝送情報から得られたベー
スバンド信号により搬送波信号を変調する変調器４３の
出力が接続され、電力増幅器４１の出力には送信波信号
が得られる。電力増幅器４１の第二の入力には送信電力
制御信号が与えられ、電力増幅器４１の第三の入力には
波形生成回路４２の出力が接続される。
【０００４】電力増幅器４１では、変調器４３の出力が
可変減衰器４４、４５1 および緩衝増幅器４６1 を介し
て飽和増幅回路４７の入力に接続され、その出力は結合
器４８の入力および後段に上述した送信波信号を与え
る。結合器４８の出力は、可変減衰器４５2 、緩衝増幅
器４６2 、ダイオード４９1 、緩衝増幅器４６3 および
抵抗器５０1 を介して差動増幅器５１の反転入力に接続
される。波形生成回路４２の出力は包絡線生成回路５２
の入力に接続され、その出力はダイオード４９2、緩衝
増幅器４６4 および抵抗器５０2 を介して差動増幅器５
１の非反転入力、抵抗器５０3 の一方の端子およびコン
デンサ５３の一方の端子に接続される。差動増幅器５１
の出力は、可変減衰器４４の制御入力と抵抗器５０3 お
よびコンデンサ５３の他方の端子とに接続される。可変
減衰器４５1 、４５2 の制御入力には、送信電力制御信
号が与えられる。
【０００５】このような構成の電力増幅器では、変調器
４３は、波形生成回路４２が直交した２つのベースバン
ド信号に変換した伝送情報により搬送波信号を振幅位相
変調する。飽和増幅回路４７は、このような変調処理に
より得られた被変調波信号を可変減衰器４４、４５1 お
よび緩衝増幅器４６1 を介して取り込み、その信号の電
力レベルを増幅して上述した送信波信号を得る。このよ
うな送信波信号の電力レベルは、可変減衰器４５1 の減
衰量が送信電力制御信号によって示される電力レベルに
反比例した値に自動的に設定されるので、その信号に応
じて切り替えられる。
【０００６】ダイオード４９1 は、結合器４８、可変減
衰器４５2 および緩衝増幅器４６2を介して上述した送
信波信号の一部を取り込んで包絡線検波し、検波出力信
号ｄを得る。
【０００７】一方、包絡線生成回路５２は、上述したベ
ースバンド信号の瞬時値Ｉ、Ｑに基づいて、
【０００８】
【数１】
【０００９】の式で示される算術演算を行い、伝送情報
により変調された送信波信号の包絡線がとるべき瞬時値
ｅを求める。ダイオード４９2 は、ダイオード４９1 と
同じ非線型特性を有し、その特性に応じた非線型係数を
上述した瞬時値ｅに乗算することによりその瞬時値にダ
イオード４９1 の非線型誤差分の補償処理を施す。
【００１０】緩衝増幅器４６3 、４６4 、抵抗器５
０1 、５０2 、５０3 、差動増幅器５１およびコンデン
サ５３は、ダイオード４９2 を介して得られる瞬時値と
上述した検波信号ｄの瞬時値との差分を求め、その差分
に応じて可変減衰器４４の減衰度を増減する。すなわ
ち、差動増幅器５１は、包絡線生成回路５２によって算
出された包絡線の理論値に基づいて、飽和増幅回路４７
の非線型性に起因して送信波信号に含まれる歪み成分を
検出し、その歪み成分を可変減衰器４４、４５1 および
緩衝増幅器４６1 を介して飽和増幅回路４７に負帰還す
る。したがって、飽和増幅回路４７の出力には、変調器
４３によって振幅位相変調された搬送波信号が所望の電
力レベルに増幅され、低歪みの送信波信号として得られ
る。
【００１１】また、可変減衰器４５2 の減衰量は送信電
力制御信号によって示される電力レベルに比例した値に
設定されるので、ダイオード４９1 に与えられる送信波
信号の電力レベルは飽和増幅回路４７から出力される送
信波信号の電力レベルが変化しても一定に保たれる。す
なわち、送信電力制御信号に応じて送信波信号の電力レ
ベルが数十dBの範囲で切り替えられてもダイオード４９
1 の動作点は一定に保たれるので、そのダイオードが動
作点に対して一様の直線性を有しないことに起因して生
じる歪みの発生が回避される。
【００１２】したがって、上述したように可変減衰器４
４を介して行われる飽和増幅回路４７への負帰還の精度
が高く保持されて電力増幅器４１の入出力特性の直線性
が保証され、振幅位相変調方式を用いたディジタル移動
通信システムに要求される伝送品質が確保される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来の電力増幅器では、結合器４８の結合量を可能な限
り小さな値に抑えて送信電力制御信号により可変すべき
送信波信号の電力レベルの範囲を確保するために、可変
減衰器４５2 の最大減衰量は大きな値となるが、ダイオ
ード４９1 の動作点はその減衰量の可変範囲で一定に保
たれなければならない。緩衝増幅器４６2 は、このよう
な減衰量の可変範囲とダイオード４９1 の特性に基づい
て決定される動作点との整合をはかるために用いられる
が、要求される線型の入出力特性を満足するために、入
力信号の如何にかかわらず増幅素子の動作点が活性領域
に設定された回路を用いて構成され、電力増幅器の消費
電流と回路規模とを増大させる要因となっていた。
【００１４】また、可変減衰器４５2 は、減衰素子とし
てピンダイオードを用いたり、ＦＥＴスイッチによって
切り替えられる減衰回路をＩＣ化して構成され、かつ所
定の精度で可変減衰器４５1 と逆特性を得るには多くの
調整工数を所要するために、高価なものであった。
【００１５】本発明は、特性を保持しつつ低廉・小型化
および消費電力の低減をはかることができる電力増幅器
を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の原理ブ
ロック図である。本発明は、非線型の入出力特性を有
し、入力信号の電力を外部から指定された出力電力レベ
ルに増幅して出力信号を得る増幅手段１１と、入力信号
の振幅成分を出力電力レベルに比例したレベルで抽出す
る振幅成分抽出手段１３と、出力信号を包絡線検波して
その信号の振幅成分を検出する振幅成分検出手段１５
と、振幅成分検出手段１５の検波特性の下で、出力電力
レベルに応じて生じるその振幅成分検出手段１５の動作
点の変動分を得る変動分取得手段１７と、振幅成分抽出
手段１３によって抽出された振幅成分と振幅成分検出手
段１５によって検出された振幅成分との差分と、変動分
取得手段１７によって得られた動作点の変動分との差を
増幅手段１１に帰還し、入出力特性を線形補償する線形
補償手段１９とを備えたことを特徴とする。
【００１７】
【作用】本発明では、線型補償手段１９は、振幅成分抽
出手段１３によって抽出された入力信号の振幅成分と振
幅成分検出手段１５によって検出された出力信号の振幅
成分との差分に、変動分取得手段１７が外部から指定さ
れた出力電力レベルに基づいて取得した振幅成分検出手
段１５の動作点の変動分を補正する処理を施し、その処
理の結果を増幅手段１１に負帰還する。
【００１８】このような負帰還は、振幅成分検出手段１
５に与えられる出力信号の電力レベルを一定に制御して
いた従来例に比べて規模が小さく、かつ消費電力の小さ
な回路を用いて同等の精度で行われ、増幅手段１１の入
出力特性は上述した従来例と同様に出力電力レベルの可
変範囲で精度よく線型補償される。
【００１９】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例につい
て詳細に説明する。図２は、本発明の一実施例を示す図
である。
【００２０】図において、図４に示すものと機能および
構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して示
し、ここではその説明を省略する。本発明と図４に示す
従来例との相違点は、本実施例では、結合器４８の出力
を可変減衰器４５2 および緩衝増幅器４６2 を介さずに
ダイオード４９1 に直結し、送信電力制御信号に応じて
直流電圧を出力するＤ／Ａ変換器２１を備え、その直流
電圧をダイオード４９1 の両端に与える抵抗器２２1 、
２２2 を備え、包絡線生成回路５２に代えて包絡線生成
回路２３を備え、その制御入力に送信電力制御信号を与
えた点にある。
【００２１】なお、本実施例と図１に示すブロック図と
の対応関係については、可変減衰器４４、４５1 、緩衝
増幅器４６および飽和増幅回路４７は増幅手段１１に対
応し、波形生成回路４２、変調器４３、包絡線生成回路
２３、ダイオード４９2 および緩衝増幅器４６4 は振幅
成分抽出手段１３に対応し、ダイオード４９1 および緩
衝増幅器４６3 は振幅成分検出手段１５に対応し、Ｄ／
Ａ変換器２１および抵抗器２２1 、２２2 は変動分取得
手段１７に対応し、抵抗器５０1 〜５０3 、差動増幅器
５１およびコンデンサ５３は線型補償手段１９に対応す
る。
【００２２】図３は、本実施例の動作を説明する図であ
る。以下、図２および図３を参照して本実施例の動作を
説明する。本実施例では、変調器４３から出力される被
変調波信号の電力レベルが飽和増幅回路４７によって増
幅されて送信波信号として得られ、かつその増幅回路の
非直線性を補償する基本的な動作については、従来例と
同様であるから、ここではその説明を省略する。したが
って、以下では、送信電力制御信号によって示される電
力レベルの各値において、上述した非直線性の補償を行
うために飽和増幅回路４７に負帰還される帰還量が従来
例と同等の精度で得られる過程について説明する。
【００２３】Ｄ／Ａ変換器２１は、送信電力制御信号を
Ｄ／Ａ変換することによりその信号によって示される電
力レベルに反比例した直流電圧を生成し（図３）、抵
抗器２２1 、２２2 を介してその直流電圧をダイオード
４９1 の両端に与える。
【００２４】すなわち、結合器４８を介して与えられる
送信波信号の電力レベルに応じたダイオード４９1 の動
作点の変動分（図３）は、上述したようにＤ／Ａ変換
器２１によって与えられる直流電圧によって相殺される
（図３）。したがって、ダイオード４９1 の動作点
は、送信電力制御信号によって示される電力レベルの如
何にかかわらず、従来例と同様に一定に保たれる。
【００２５】また、ダイオード４９1 が包絡線検波によ
り得る検波出力信号の交流分の振幅（瞬時値）は、その
ダイオードに与えられる送信波信号の電力レベルが送信
電力制御信号に応じて可変するために、従来例と異なり
その電力レベルに比例して増減する（図３）。
【００２６】一方、包絡線生成回路２３は、波形生成回
路４２によって生成された２つのベースバンド信号の瞬
時値Ｉ、Ｑと、送信電力制御信号によって示される電力
レベルに比例した係数ｋとに応じて
【００２７】
【数２】
【００２８】の式で示される算術演算を行って送信波信
号の包絡線がとるべき値の瞬時値（図３）ｅ′を求め
る。また、Ｄ／Ａ変換器２１は従来例においてこれに相
当する可変減衰器４５2 および緩衝増幅器４６2 に比べ
てほぼその増幅器に相当する分小さな回路規模で実現さ
れ、包絡線生成回路２３は従来例においてこれに相当す
る包絡線生成回路５２にほぼ同じ回路規模で実現され
る。
【００２９】さらに、本実施例では、従来例に比べて緩
衝増幅器４６2 が送信波信号のレベルの如何にかかわら
ず定常的に消費していた電力が削減される。したがっ
て、本実施例を採用した移動通信システムの移動局装置
では、例えば、送信波信号の電力レベルが 0.8Ｗの場合
には、連続送信モードおよび間欠送信モードの何れの場
合にも全消費電力が約２パーセント削減される。
【００３０】このように本実施例によれば、回路規模が
小さく、かつ消費電力の小さな回路を用いて飽和増幅回
路４７に負帰還される帰還量が従来例とほぼ同等の精度
で求められ、送信波信号のスプリアス特性が保持され
る。
【００３１】なお、本実施例では、Ｄ／Ａ変換器２１は
ダイオード４９1 の動作点を可変することにより送信波
信号の電力レベルに応じた直流分の変動を吸収している
が、本発明では、このような方法に限定されず、例え
ば、このような動作点の可変に必要な直流電圧を差動増
幅器５１に直接与えることにより同様に直流分の変動を
吸収してもよい。
【００３２】また、本実施例では、飽和増幅回路４７の
非直線性を補正する負帰還を可変減衰器４４を介して行
っているが、本発明では、このような負帰還の方法に限
定されず、例えば、その可変減衰器に代えて可変利得増
幅器を用いたり、飽和増幅回路４７の入力端や出力端に
直接回路方式や増幅素子の特性に適応した負帰還を直接
行ったり、ベースバンド領域で等価な負帰還を行っても
よい。
【００３３】さらに、本実施例では、波形生成回路４２
から出力される２つの直交したベースバンド信号の瞬時
値に基づいて飽和増幅回路４７の出力に得られるべき送
信波信号の振幅成分を算出しているが、本発明では、こ
のような方法に限定されず、例えば、変調器４３から出
力される被変調波信号の振幅成分を測定し、その測定の
結果に送信電力制御信号の内容に応じた重み付けの処理
を施す方法を用いることもできる。
【００３４】また、本実施例では、ダイオード４９1 を
介して包絡線検波を行うことにより送信波信号に含まれ
る振幅成分を検出しているが、本発明は、このような方
法に限定されず、例えば、検波素子として所定の動作点
に設定されたトランジスタその他の半導体を用いてもよ
い。
【００３５】さらに、本実施例では、飽和増幅回路４７
の増幅素子としてＧaＡs ＦＥＴ を用いたが、本発明で
は、このような構成の飽和増幅回路に限定されず、所望
の電力レベルで送信波信号が得られ、かつ外部から所定
の精度で入出力特性を線型補償可能であれば、どのよう
な回路方式および増幅素子を用いてもよい。
【００３６】また、本実施例では、飽和増幅回路４７が
増幅する信号は変調器４３が行う振幅位相変調の被変調
波信号であるが、本発明では、このような直交変調方式
により得られた入力信号に限定されず、例えば、多値の
ＡＳＫ変調方式のように伝送情報に応じて搬送波の振幅
が変調された信号を増幅する電力増幅器であれば適用可
能である。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、入力信
号の振幅成分とその入力信号を増幅して得られた出力信
号の振幅成分との差分に、その出力信号の振幅成分を求
める振幅成分検出手段の動作点の上述した出力信号の電
力レベルに応じた変動分を補正し、上述した増幅を行う
増幅手段に対する負帰還量を生成する。
【００３８】すなわち、増幅手段に対する負帰還は、振
幅成分検出手段に入力される出力信号の電力レベルを一
定に制御していた従来例に比べて小規模であって消費電
力が小さな回路を介して一様に行われるので、増幅手段
の入出力特性は出力電力レベルの可変範囲で精度よく線
型補償される。
【００３９】したがって、送信時の消費電力に制限があ
る携帯型の無線機器では、本発明を適用することによ
り、送信波信号の電力増幅に高い精度の直線性が要求さ
れる振幅位相変調方式に対応しつつ小型化と消費電力の
低減とがはかられて性能が高められる。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an amplifier circuit having nonlinear input / output characteristics and high power efficiency and a circuit for linearly compensating the input / output characteristics. And a power amplifier configured as such. 2. Description of the Related Art In a digital mobile communication system, an amplitude and phase modulation system is adopted in order to effectively use a radio frequency. In addition, in the portable mobile station device of such a system, it is required that the driving power be suppressed in parallel with the reduction in size and weight of the device, and a power amplifier is provided by performing linear compensation on a nonlinear amplifier circuit having high power efficiency. , The power consumption can be reduced and the transmission spurious can be suppressed at the same time. FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of a conventional power amplifier. In the figure, a first input of a power amplifier 41 is connected to an output of a modulator 43 that modulates a carrier signal with a baseband signal obtained from transmission information via a waveform generation circuit 42, and is connected to an output of the power amplifier 41. Is a transmission wave signal. A transmission power control signal is supplied to a second input of the power amplifier 41, and an output of the waveform generation circuit 42 is connected to a third input of the power amplifier 41. [0004] In the power amplifier 41, the output of the modulator 43 is connected to the input of the variable attenuator 44, 45 1 and the buffer amplifier 46 1 saturated amplifier circuit 47 via its output to the input and subsequent combiner 48 The transmission wave signal described above is provided. The output of the combiner 48, the variable attenuator 45 2, the buffer amplifier 46 2, diode 49 1 is connected to the inverting input of the differential amplifier 51 through a buffer amplifier 46 3 and resistors 50 1. The output of the waveform generation circuit 42 is
Is connected to the input, the differential amplifier 5 whose output is connected via a diode 49 2, a buffer amplifier 46 4 and the resistor 50 2
1 of the non-inverting input is connected to one of the one terminal of the terminal and the capacitor 53 of the resistor 50 3. Differential amplifier 51
The output is connected to the control input of the variable attenuator 44 and the other terminal of resistor 50 3, and a capacitor 53. The control input of the variable attenuator 45 1, 45 2, are given transmission power control signal. In the power amplifier having such a configuration, the modulator 43 modulates the amplitude and phase of the carrier signal using the transmission information converted by the waveform generation circuit 42 into two orthogonal baseband signals. The saturation amplification circuit 47 takes in the modulated wave signal obtained by such a modulation process through the variable attenuators 44 and 45 1 and the buffer amplifier 46 1 , amplifies the power level of the signal, and amplifies the transmission wave signal. Get the signal. Power level of such transmission wave signal, since the attenuation of the variable attenuator 45 1 is automatically set to a value inversely proportional to the power level indicated by the transmission power control signal is switched in response to the signal. [0006] Diode 49 1, coupler 48 takes in a part of the transmission wave signal described above via a variable attenuator 45 2 and the buffer amplifier 46 2 envelope detection to obtain a detected output signal d. On the other hand, the envelope generating circuit 52 calculates the following equation based on the instantaneous values I and Q of the baseband signal. The instantaneous value e to be taken by the envelope of the transmission wave signal modulated by the transmission information is obtained by performing the arithmetic operation represented by the following equation. The diode 49 2 has the same nonlinear characteristic as the diode 49 1, and multiplies the instantaneous value e by a nonlinear coefficient corresponding to the characteristic, thereby compensating the instantaneous value for the nonlinear error of the diode 49 1. Perform processing. The buffer amplifiers 46 3 and 46 4 , the resistor 5
0 1 , 50 2 , 50 3 , the differential amplifier 51 and the capacitor 53 determine the difference between the instantaneous value obtained via the diode 49 2 and the above-described instantaneous value of the detection signal d, and vary according to the difference. The attenuation of the vessel 44 is increased or decreased. That is, the differential amplifier 51 uses the saturation amplification circuit 47 based on the theoretical value of the envelope calculated by the envelope generation circuit 52.
Due to the non-linearity to detect the distortion components included in the transmitted wave signal of negative feedback the distortion component in the saturated amplifier circuit 47 via a variable attenuator 44, 45 1 and the buffer amplifier 46 1. Therefore, at the output of the saturation amplifier circuit 47, the carrier signal that has been amplitude-phase modulated by the modulator 43 is amplified to a desired power level, and is obtained as a low distortion transmission wave signal. Further, since the attenuation of the variable attenuator 45 2 is set to a value proportional to the power level indicated by the transmission power control signal, the power level of the transmission wave signal applied to the diode 49 1 is saturated amplifier circuit 47 It is kept constant even if the power level of the transmission wave signal output from the FPC changes. That is, even if the power level of the transmission wave signal is switched in the range of several tens of dB in accordance with the transmission power control signal, the diode 49
Since the one operating point is kept constant, the occurrence of distortions caused by the diode not having a uniform linearity with the operating point is avoided. Therefore, as described above, the variable attenuator 4
4, the accuracy of the negative feedback to the saturation amplifier circuit 47 via the amplifier 4 is maintained high, the linearity of the input / output characteristics of the power amplifier 41 is ensured, and this is required for a digital mobile communication system using the amplitude and phase modulation method. Transmission quality is ensured. In such a conventional power amplifier, the amount of transmission wave signal to be varied by the transmission power control signal while suppressing the coupling amount of the coupler 48 to a value as small as possible is considered. to ensure a range of power levels, maximum attenuation of the variable attenuator 45 2 is a large value, the diode 49 1 of the operating point must be kept constant at a variable range of the attenuation. Buffer amplifier 46 2 is used to achieve consistency between the operating point determined based on the variable range and the diode 49 1 of properties of such attenuation, satisfying the input and output characteristics of the required linear Therefore, regardless of the input signal, the operating point of the amplifying element is configured using a circuit set in the active region, which is a factor that increases the current consumption and the circuit scale of the power amplifier. Further, the variable attenuator 45 2, or using a pin diode as a damping element is constituted by an IC attenuation circuit which is switched by the FET switch, and to obtain an inverse characteristic variable attenuator 45 1 with predetermined accuracy Requires a lot of adjustment man-hours and is expensive. An object of the present invention is to provide a power amplifier capable of reducing the size and cost and reducing the power consumption while maintaining the characteristics. FIG. 1 is a block diagram showing the principle of the present invention. The present invention has an amplifying means 11 having non-linear input / output characteristics, amplifying an input signal power to an externally specified output power level to obtain an output signal, and converting an amplitude component of the input signal to an output power level. Amplitude component extraction means 13 for extracting at a proportional level, and amplitude component detection means 15 for detecting the amplitude component of the output signal by envelope detection.
And the output power under the detection characteristics of the amplitude component detecting means 15
A variation obtaining means 17 for obtaining a variation of the operating point of the amplitude component detecting means 15 generated according to the level, an amplitude component extracted by the amplitude component extracting means 13 and an amplitude component detected by the amplitude component detecting means 15. And the variation
A linear compensator 19 is provided which feeds back the difference from the variation of the operating point obtained by the acquiring unit 17 to the amplifying unit 11 and linearly compensates the input / output characteristics. In the present invention, the linear compensator 19 calculates the difference between the amplitude component of the input signal extracted by the amplitude component extractor 13 and the amplitude component of the output signal detected by the amplitude component detector 15. The fluctuation obtaining means 17 performs processing for correcting the fluctuation of the operating point of the amplitude component detecting means 15 obtained based on the output power level specified from the outside, and the result of the processing is negatively fed back to the amplifying means 11. Such a negative feedback is caused by the amplitude component detecting means 1
5 is performed with the same precision using a circuit that is smaller in scale and consumes less power than the conventional example in which the power level of the output signal given to the amplifier 5 is controlled to be constant. In the same manner as in the conventional example described above, linear compensation is accurately performed in the variable range of the output power level. Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. FIG. 2 is a diagram showing one embodiment of the present invention. In the figure, components having the same functions and configurations as those shown in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted here. Differs from the conventional example shown in the present invention and FIG. 4, in this embodiment, the output of the combiner 48 is directly connected to the diode 49 1 without passing through the variable attenuator 45 2 and buffer amplifiers 46 2, transmission power control a D / a converter 21 for outputting a DC voltage in response to the signal, the resistor 22 1 providing the DC voltage across the diode 49 1,
Includes a 22 2, comprising an envelope generator circuit 23 in place of the envelope generating circuit 52, lies in giving the transmission power control signal to its control input. It should be noted that as to the correspondence between the present embodiment and the block diagram shown in FIG. 1, the variable attenuators 44 and 45 1 , the buffer amplifier 46 and the saturation amplifier 47 correspond to the amplifier 11, and the waveform generator 42 , modulator 43, an envelope generator circuit 23, the diode 49 2 and the buffer amplifier 46 4 corresponds to the amplitude component extraction unit 13, the diode 49 1 and the buffer amplifier 46 3 corresponds to the amplitude component detector 15, D /
A converter 21 and a resistor 22 1, 22 2 corresponds to variation acquiring <br/> unit 17, the resistor 50 1-50 3, the differential amplifier 51 and the capacitor 53 corresponds to the linear compensation unit 19. FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of this embodiment. Hereinafter, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. In the present embodiment, the basic operation of amplifying the power level of the modulated wave signal output from the modulator 43 by the saturation amplifier circuit 47 to obtain a transmission wave signal and compensating for the nonlinearity of the amplifier circuit Is the same as the conventional example, and the description thereof is omitted here. Therefore, in the following, for each value of the power level indicated by the transmission power control signal, the amount of feedback that is negatively fed back to the saturation amplifier circuit 47 to perform the above-described nonlinearity compensation is obtained with the same accuracy as that of the conventional example. The process performed is described. The D / A converter 21 D / A converts the transmission power control signal to generate a DC voltage inversely proportional to the power level indicated by the signal (FIG. 3), and the resistors 22 1 and 22 2. , The DC voltage is applied to both ends of the diode 49 1 . That is, the variation (FIG. 3) of the operating point of the diode 49 1 according to the power level of the transmission wave signal supplied via the coupler 48 is provided by the D / A converter 21 as described above. It is canceled by the DC voltage (FIG. 3). Therefore, the operating point of diode 49 1 is kept constant as in the conventional example, regardless of the power level indicated by the transmission power control signal. Also, the amplitude (instantaneous value) of the AC component of the detection output signal obtained by the envelope detection by the diode 49 1 is because the power level of the transmission wave signal applied to the diode varies according to the transmission power control signal. However, unlike the conventional example, it increases and decreases in proportion to the power level (FIG. 3). On the other hand, the envelope generation circuit 23 responds to the instantaneous values I and Q of the two baseband signals generated by the waveform generation circuit 42 and a coefficient k proportional to the power level indicated by the transmission power control signal. ## EQU2 ## The instantaneous value (FIG. 3) e 'of the envelope of the transmission wave signal is obtained by performing the arithmetic operation represented by the following equation. Further, D / A converter 21 are implemented in minutes a small circuit scale corresponding to approximately the amplifier as compared with the variable attenuator 45 2 and buffer amplifier 46 2 corresponding to the conventional example, the envelope generator circuit 23 is conventional In the example, the envelope generation circuit 52 corresponding to this is realized with substantially the same circuit scale. Furthermore, in this embodiment, the power buffer amplifier 46 2 had been constantly consumed regardless of the level of the transmission wave signal compared with the conventional example is reduced. Therefore, in the mobile station device of the mobile communication system employing the present embodiment, for example, when the power level of the transmission wave signal is 0.8 W, the total power consumption is reduced in both the continuous transmission mode and the intermittent transmission mode. About 2% reduction. As described above, according to this embodiment, the amount of feedback that is negatively fed back to the saturation amplifier circuit 47 using a circuit with a small circuit size and small power consumption can be obtained with almost the same accuracy as in the conventional example. The spurious characteristics of the transmission wave signal are maintained. [0031] In this embodiment, although D / A converter 21 is to absorb the fluctuation of the DC component corresponding to the power level of the transmission wave signal by varying the operating point of the diode 49 1, the present invention However, the present invention is not limited to such a method. For example, a direct current voltage necessary for changing such an operating point may be directly applied to the differential amplifier 51 to absorb the fluctuation of the direct current component. In this embodiment, the negative feedback for correcting the nonlinearity of the saturation amplifier circuit 47 is performed via the variable attenuator 44. However, the present invention is limited to such a negative feedback method. For example, for example, a variable gain amplifier may be used in place of the variable attenuator, a negative feedback adapted directly to the input terminal or the output terminal of the saturation amplifier circuit 47 according to the circuit method or the characteristics of the amplifier element may be directly performed, , An equivalent negative feedback may be performed. Further, in this embodiment, the waveform generation circuit 42
The amplitude component of the transmission wave signal to be obtained at the output of the saturation amplifier circuit 47 is calculated based on the instantaneous values of the two orthogonal baseband signals output from the base station. However, the present invention is limited to such a method. Instead, for example, a method may be used in which the amplitude component of the modulated wave signal output from the modulator 43 is measured, and the result of the measurement is subjected to a weighting process according to the content of the transmission power control signal. Further, in this embodiment, and detects the amplitude component included in the transmission wave signal by performing envelope detection through the diode 49 1, the present invention is not limited to this method For example, a transistor or another semiconductor set at a predetermined operating point may be used as the detection element. Further, in this embodiment, the saturation amplification circuit 47
Although a GaAs FET is used as the amplifying element of the present invention, the present invention is not limited to the saturation amplifier circuit having such a configuration, and a transmission wave signal can be obtained at a desired power level and the input / output characteristics can be externally determined with a predetermined accuracy. Any circuit system and amplification element may be used as long as can be linearly compensated. In this embodiment, the signal amplified by the saturation amplifier circuit 47 is a modulated wave signal of the amplitude and phase modulation performed by the modulator 43. In the present invention, the signal is obtained by such a quadrature modulation method. The present invention is not limited to the input signal, and is applicable to any power amplifier that amplifies a signal in which the amplitude of a carrier wave is modulated according to transmission information, such as a multilevel ASK modulation method. As described above, according to the present invention, the difference between the amplitude component of the input signal and the amplitude component of the output signal obtained by amplifying the input signal is calculated by subtracting the amplitude component of the output signal. The variation of the operating point of the amplitude component detection means to be determined according to the power level of the output signal is corrected, and the amount of negative feedback to the amplification means for performing the amplification is generated. That is, the negative feedback to the amplifying means is performed via a circuit which is smaller and consumes less power than the conventional example in which the power level of the output signal input to the amplitude component detecting means is controlled to be constant. Since it is performed uniformly, the input / output characteristics of the amplifying means are linearly compensated with high accuracy in the variable range of the output power level. Therefore, in a portable wireless device having a limitation in power consumption at the time of transmission, by applying the present invention, it is possible to use an amplitude and phase modulation system in which high precision linearity is required for power amplification of a transmission wave signal. In addition, miniaturization and reduction of power consumption are achieved while improving performance.
【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の原理ブロック図である。 【図２】本発明の一実施例を示す図である。 【図３】本実施例の動作を説明する図である。 【図４】従来の電力増幅器の構成例を示す図である。 【符号の説明】 １１ 増幅手段 １３ 振幅成分抽出手段 １５ 振幅成分検出手段 １７ 動作点算出手段 １９ 線型補償手段 ２１ Ｄ／Ａ変換器 ２２，５０ 抵抗器 ２３ 包絡線生成回路 ４１ 電力増幅器 ４２ 波形生成回路 ４３ 変調器 ４４，４５ 可変減衰器 ４６ 緩衝増幅器 ４７ 飽和増幅回路 ４８ 結合器 ４９ ダイオード ５１ 差動増幅器 ５２ 包絡線生成回路 ５３ コンデンサ[Brief description of the drawings] FIG. 1 is a principle block diagram of the present invention. FIG. 2 is a diagram showing one embodiment of the present invention. FIG. 3 is a diagram illustrating the operation of the present embodiment. FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of a conventional power amplifier. [Explanation of symbols] 11 Amplification means 13 Amplitude component extraction means 15 Amplitude component detection means 17 Operating point calculation means 19 Linear compensation means 21 D / A converter 22,50 resistor 23 Envelope generation circuit 41 Power Amplifier 42 Waveform generation circuit 43 modulator 44,45 Variable attenuator 46 buffer amplifier 47 Saturation amplifier circuit 48 coupler 49 Diode 51 Differential amplifier 52 Envelope generation circuit 53 capacitor
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−48346（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−276912（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−99009（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−252209（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−149925（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 1/32 H04B 1/04 Continuation of front page (56) References JP-A-5-48346 (JP, A) JP-A-3-276912 (JP, A) JP-A-58-99009 (JP, A) JP-A-3-252209 (JP) , A) JP-A-3-149925 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H03F 1/32 H04B 1/04
Claims (1)
電力を外部から指定された出力電力レベルに増幅して出
力信号を得る増幅手段（１１）と、 前記入力信号の振幅成分を前記出力電力レベルに比例し
たレベルで抽出する振幅成分抽出手段（１３）と、 前記出力信号を包絡線検波してその信号の振幅成分を検
出する振幅成分検出手段（１５）と、 前記振幅成分検出手段（１５）の検波特性の下で、前記
出力電力レベルに応じて生じるその振幅成分検出手段
（１５）の動作点の変動分を得る変動分取得手段（１
７）と、 前記振幅成分抽出手段（１３）によって抽出された振幅
成分と前記振幅成分検出手段（１５）によって検出され
た振幅成分との差分と、前記変動分取得手段（１７）に
よって得られた動作点の変動分との差を前記増幅手段
（１１）に帰還し、前記入出力特性を線形補償する線形
補償手段（１９）とを備えたことを特徴とする電力増幅
器。(1) An amplifying means (11) having nonlinear input / output characteristics and amplifying an input signal power to an externally designated output power level to obtain an output signal; An amplitude component extracting means (13) for extracting an amplitude component of the input signal at a level proportional to the output power level; and an amplitude component detecting means (envelope detection for detecting the amplitude component of the output signal by envelope detection). 15), and under the detection characteristics of the amplitude component detecting means (15),
Means for detecting the amplitude component generated according to the output power level
Fluctuation acquisition means (1 ) for obtaining the fluctuation of the operating point of (15)
7), the difference between the amplitude component extraction means (13) detected amplitude component by the the extracted amplitude component amplitude component detection means (15) by, obtained by the variation obtaining means (17) A power amplifier comprising: a linear compensator (19) for linearly compensating the input / output characteristics by feeding back a difference from a variation in an operating point to the amplifier (11).
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