JP3186464B2 - OFDM modulator and OFDM demodulator - Google Patents
OFDM modulator and OFDM demodulatorInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は複数の直交キャリアを複
素データでディジタル変調するＯＦＤＭ変調方式におけ
る、ＯＦＤＭ変調器及びＯＦＤＭ復調器に関するもので
ある。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an OFDM modulator and an OFDM demodulator in an OFDM modulation system for digitally modulating a plurality of orthogonal carriers with complex data.
【０００２】[0002]
【従来の技術】送信すべきデータを複数の系列に分割
し、分割された個々のデータ系列により複数の直交キャ
リアをそれぞれディジタル変調する直交周波数分割多重
方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄ
ｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以下、
「ＯＦＤＭ」という。）が知られている。この変調方式
は、矩形の周波数スペクトルであるから周波数利用効率
が良く、また、１シンボル時間が長いからマルチパス妨
害に強い。このような特長を有するため、ディジタル地
上波放送やディジタル移動体通信への利用が検討されて
いる。2. Description of the Related Art Orthogonal frequency division multiplexing (orthogonal frequency division multiplexing) in which data to be transmitted is divided into a plurality of streams, and a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated by the respective divided data series.
Ivision Multiplexing, below
It is called “OFDM”. )It has been known. This modulation method has a good frequency utilization efficiency because it has a rectangular frequency spectrum, and is resistant to multipath interference because one symbol time is long. Because of these features, application to digital terrestrial broadcasting and digital mobile communication is being studied.
【０００３】図７は、従来のＯＦＤＭ変調器を説明する
説明図である。図中、８０はマッピング部、８１は直並
列変換部、８２はＩＦＦＴ部、８３は並直列変換部、８
４，８５はＤ／Ａ変換部、８６，８７はＬＰＦ部、８
８，８９は乗算部、９０は発振部、９１は移相部、９２
は加算部である。個々の直交キャリアを変調するための
ディジタル変調方式としては、任意のものでよいが、こ
の従来例は、一般に採用されているＱＰＳＫや１６ＱＡ
Ｍ等の直交変調方式を用いる例を示す。原理的には、デ
ィジタル変調方式に代えてアナログ変調方式を用いるこ
ともできる。FIG. 7 is an explanatory diagram for explaining a conventional OFDM modulator. In the figure, 80 is a mapping unit, 81 is a serial-parallel conversion unit, 82 is an IFFT unit, 83 is a parallel-serial conversion unit, 8
4, 85 are D / A converters, 86, 87 are LPFs, 8
8, 89 are a multiplier, 90 is an oscillator, 91 is a phase shifter, 92
Is an adder. A digital modulation method for modulating each orthogonal carrier may be any one. However, in this conventional example, generally used QPSK or 16QA
An example using a quadrature modulation scheme such as M will be described. In principle, an analog modulation method can be used instead of the digital modulation method.
【０００４】送信データはマッピング部８０に入力さ
れ、ディジタル変調のための直交キャリアに対する振幅
と相対位相とを規定する同相軸（ｉ）データと直交軸
（ｑ）データとからなる複素データが形成される。この
複素データは、直並列変換部８１において、ＯＦＤＭを
構成する直交キャリアの数に等しい数の複素データの集
合（以下、「ＯＦＤＭシンボル」という。）に変換され
る。ＯＦＤＭシンボルを構成する各複素データは、複数
の直交キャリアに個別に割り当てられる。このＯＦＤＭ
シンボルは、逆高速フーリエ変換部であるＩＦＦＴ部８
２に入力される。ＩＦＦＴ部８２は、個々の直交キャリ
アの振幅および位相が対応する複素データによりディジ
タル変調されて得られる波形信号を出力する。その際、
この波形信号を時間軸上の複素データの形式で出力す
る。この時間軸上の複素データとは、ディジタル変調さ
れて得られる波形データの同相成分の波形（以下、「Ｉ
信号」という。）と直交成分の波形（以下、「Ｑ信号」
という。）を表わすものである。ＩＦＦＴ部８２から出
力される時間軸上の複素データは、時間軸上の複数時点
ごとのデータとして並列に出力されるが、並直列変換部
８３により変換されて、直列形式の時間軸上の複素デー
タ、Ｉ信号，Ｑ信号となる。[0004] The transmission data is input to a mapping unit 80, where complex data composed of in-phase axis (i) data and quadrature axis (q) data defining amplitude and relative phase with respect to a quadrature carrier for digital modulation is formed. You. The complex data is converted by the serial / parallel conversion unit 81 into a set of complex data having a number equal to the number of orthogonal carriers constituting OFDM (hereinafter, referred to as “OFDM symbols”). Each complex data constituting an OFDM symbol is individually allocated to a plurality of orthogonal carriers. This OFDM
The symbol is an IFFT unit 8 which is an inverse fast Fourier transform unit.
2 is input. IFFT section 82 outputs a waveform signal obtained by digitally modulating the amplitude and phase of each orthogonal carrier with the corresponding complex data. that time,
This waveform signal is output in the form of complex data on the time axis. The complex data on the time axis is the waveform of the in-phase component of the waveform data obtained by digital modulation (hereinafter referred to as “I
Signal. ) And the waveform of the quadrature component (hereinafter referred to as “Q signal”)
That. ). The complex data on the time axis output from the IFFT unit 82 is output in parallel as data for a plurality of time points on the time axis, but is converted by the parallel / serial conversion unit 83 and converted into complex data on the serial time axis. Data, I signal and Q signal.
【０００５】Ｉ信号，Ｑ信号は、それぞれ、Ｄ／Ａ変換
部８４，８５により、アナログ信号に変換され、ローパ
スフィルタであるＬＰＦ部８６，８７を介して、乗算部
８８，８９に入力される。Ｉ信号の系列は、乗算部８８
において発振部９０の出力と乗算され、Ｑ信号の系列
は、乗算部８９において移相部９１により発振部９０の
出力が−９０度移相されたものと乗算される。各乗算さ
れた出力は、加算部９２において加算され、ＯＦＤＭに
よる送信信号が出力される。なお、発振部９０は、無線
周波数帯、または、中間周波数帯の周波数ｆ１のキャリ
アを発生するものである。The I signal and the Q signal are converted into analog signals by D / A converters 84 and 85, respectively, and input to multiplication units 88 and 89 via LPF units 86 and 87 which are low-pass filters. . The series of I signals is
Are multiplied by the output of the oscillating unit 90, and the sequence of the Q signal is multiplied by the phase shifting unit 91 in the multiplying unit 89 by the output of the oscillating unit 90 that has been shifted by −90 degrees. The multiplied outputs are added in an adder 92, and a transmission signal by OFDM is output. The oscillating unit 90 generates a carrier having a frequency f1 in a radio frequency band or an intermediate frequency band.
【０００６】図７に示されるＯＦＤＭ変調器の動作の一
例を、ＱＰＳＫを用いて直交キャリアをディジタル変調
する場合について説明する。An example of the operation of the OFDM modulator shown in FIG. 7 will be described for the case where quadrature carriers are digitally modulated using QPSK.
【０００７】図８は、ＱＰＳＫ変調方式のシンボルマッ
ピングを説明する説明図である。図中、４３はシンボル
の第１の座標点、４４は、シンボルの第２の座標点、４
５はシンボルの第３の座標点、４６はシンボルの第４の
座標点である。横軸はキャリアの位相と同相の同相軸、
縦軸はキャリアの位相と直交する位相の直交軸を表わ
す。ＱＰＳＫを用いた場合の複素データを、以下、ＱＰ
ＳＫシンボルＱk という。マッピング部８０において
は、送信データＳk に対応して、半径１の単位円上の４
つのシンボルの座標を表わすＱＰＳＫシンボルＱk が出
力される。例えば、直列形式の送信データは、２ビット
づつ（Ｓk ，Ｓk+1 ）に区切られ、Ｓk がＱＰＳＫシン
ボルＱk の同相軸（ｉ）の座標に対応し、Ｓk+1 がＱＰ
ＳＫシンボルＱk の直交軸（ｑ）の座標に対応する。そ
の結果、送信データ（０，０）、（０，１）、（１，
０）、（１，１）に対応して、それぞれ、シンボルの第
１の座標点４３、第２の座標点４４、第３の座標点４
５、第４の座標点４６を表わすＱＰＳＫシンボルＱk が
出力される。ＱＰＳＫシンボルＱk は、次式で表わされ
る。 Ｑk ＝（１／√２）［（１−２Ｓk ）＋（１−２
Ｓk+1 ）］ そして、２００のシリアルなＱＰＳＫシンボルＱk ＝
（Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ199 ）は、直並列変換
部８１によって２００の並列なＱＰＳＫシンボル、
Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ199 に変換され、１つの
ＯＦＤＭシンボルとなる。FIG. 8 is an explanatory diagram for explaining symbol mapping of the QPSK modulation method. In the figure, 43 is the first coordinate point of the symbol, 44 is the second coordinate point of the symbol, 4
Reference numeral 5 denotes a third coordinate point of the symbol, and reference numeral 46 denotes a fourth coordinate point of the symbol. The horizontal axis is the in-phase axis that is in phase with the carrier phase,
The vertical axis represents a quadrature axis having a phase orthogonal to the phase of the carrier. The complex data when QPSK is used is hereinafter referred to as QP
That SK symbol Q k. In the mapping section 80, 4 corresponding to the transmission data S k
QPSK symbols Q k representing the coordinates of One symbol is output. For example, serial transmission data is divided into two bits (S k , S k + 1 ), where S k corresponds to the coordinates of the in-phase axis (i) of the QPSK symbol Q k , and S k + 1 is the QP
Corresponding to the coordinates of the orthogonal axes of SK symbol Q k (q). As a result, the transmission data (0,0), (0,1), (1,
0), (1, 1), respectively, the first coordinate point 43, the second coordinate point 44, and the third coordinate point 4 of the symbol.
5, QPSK symbol Q k representing a fourth coordinate point 46 is output. The QPSK symbol Q k is represented by the following equation. Q k = (1 / √2) [(1-2S k ) + (1-2)
S k + 1 )] and 200 serial QPSK symbols Q k =
(Q 0 , Q 1 , Q 2 ,..., Q 199 ) are 200 parallel QPSK symbols by the serial / parallel conversion unit 81,
It is converted into Q 0 , Q 1 , Q 2 ,..., Q 199 to form one OFDM symbol.
【０００８】ＩＦＦＴ部８２のブロックは、逆ＤＦＴ、
すなわち、逆ディジタルフーリエ変換をするものであれ
ばよいが、通常、ＩＦＦＴ、すなわち、逆高速フーリエ
変換が使用される。直交キャリア信号の数を２００とす
るとき、この値以上で２のべき乗となる２５６の値をポ
イント数とする逆高速フーリエ変換を実行する。この説
明例では、２５６ポイント中２００ポイントにＱＰＳＫ
シンボルＱｋを割り当て、残りの５６ポイントに対応す
るＱＰＳＫシンボルは０とし、これに対応する直交キャ
リアを送信しない。なお、一般的には、同期用のＱＰＳ
Ｋシンボル等も加えられる。The block of the IFFT unit 82 is an inverse DFT,
That is, any method may be used as long as it performs inverse digital Fourier transform, but usually IFFT, that is, inverse fast Fourier transform is used. Assuming that the number of orthogonal carrier signals is 200, an inverse fast Fourier transform is performed using a value of 256 that is a power of 2 above this value as the number of points. In this example, QPSK is added to 200 points out of 256 points.
The symbol Qk is assigned, the QPSK symbol corresponding to the remaining 56 points is set to 0, and the corresponding orthogonal carrier is not transmitted. In general, a QPS for synchronization
A K symbol and the like are also added.
【０００９】図９は、従来の直交キャリアの周波数軸上
の配置を説明する説明図である。図中、１０４は複数の
直交キャリア信号、１０５は中心周波数、１０６は周波
数間隔、１０７は各キャリア信号に対応するＱＰＳＫシ
ンボルＱk である。図面の横軸は周波数、縦軸は振幅レ
ベルを表す。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信間隔、す
なわちＯＦＤＭシンボル周期である。直交キャリア信号
１０４は、中心周波数１０５を中心としてその左右に等
間隔１／Ｔｓの周波数間隔１０６で−１００／Ｔｓから
１００／Ｔｓまで配置されている。この例では、直交キ
ャリア信号１０４の数が２００であり、各直交キャリア
信号１０４に対応して複素データであるＱＰＳＫシンボ
ルＱk １０７は、Ｑ０からＱ１９９までが割り当てられ
ている。各直交キャリアがＱＰＳＫシンボルＱk １０７
によりディジタル変調されたときの周波数スペクトル
は、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型のカーブとなり、隣接直交
キャリアの周波数点において０となり、各直交キャリア
１０４の変調信号は、互いに干渉を受けずに復調され
る。FIG. 9 is an explanatory diagram for explaining a conventional arrangement of orthogonal carriers on a frequency axis. In the figure, 104 is a plurality of orthogonal carrier signals, 105 is the center frequency, the frequency interval is 106, the 107 is a QPSK symbol Q k for each carrier signal. The horizontal axis of the drawing represents the frequency, and the vertical axis represents the amplitude level. Ts is an OFDM symbol transmission interval, that is, an OFDM symbol period. The orthogonal carrier signal 104 is arranged from -100 / Ts to 100 / Ts on the left and right of the center frequency 105 at a frequency interval 106 of 1 / Ts. In this example, the number of orthogonal carrier signals 104 is 200, and QPSK symbols Q k 107, which are complex data, are assigned Q0 to Q199 corresponding to each orthogonal carrier signal 104. Each orthogonal carrier is a QPSK symbol Q k 107
The frequency spectrum when digitally modulated by the above becomes a so-called sinx / x type curve, becomes 0 at the frequency points of adjacent orthogonal carriers, and the modulated signals of the respective orthogonal carriers 104 are demodulated without receiving interference with each other.
【００１０】図１０は、従来のガードインターバルを説
明する説明図である。図中、１０８は、１つのＯＦＤＭ
シンボルＱｋに対応する送信波形、１０９は有効シンボ
ル期間、１１０は有効シンボル期間の後部、１１１はガ
ードインターバルである。１つのＯＦＤＭシンボルＱk
に対応する送信波形の有効シンボル期間１０９の後部の
約２０％の部分１１０と同じものが、ダミー信号として
有効シンボル期間１０９に先行するガードインターバル
１１１に挿入されるように時分割多重される。なお、こ
の時分割多重は、ＩＦＦＴ部８２での処理後の並直列変
換部８３で行なわれる。伝送路におけるマルチパス妨害
により、受信時に遅れて到来する信号がこのガードイン
ターバル１１１の期間に到来するようにガードインター
バル１１１を設定し、復調は、後述するように、このガ
ードインターバル１１１を除く有効シンボル期間１０９
について実行する。FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining a conventional guard interval. In the figure, 108 is one OFDM
A transmission waveform corresponding to the symbol Qk, 109 is an effective symbol period, 110 is a rear part of the effective symbol period, and 111 is a guard interval. One OFDM symbol Qk
Are transmitted in a time division multiplexed manner so as to be inserted into the guard interval 111 preceding the effective symbol period 109 as a dummy signal. The time division multiplexing is performed by the parallel / serial conversion unit 83 after the processing by the IFFT unit 82. The multipath interference in the transmission path, signal arriving late at the time of reception is the guard in
Set the guard interval 111 to arrive during the interval 111, demodulation, as described below, the moth
Effective symbol period 109 excluding the code interval 111
Execute for
【００１１】図１１は、従来のＯＦＤＭ復調器を説明す
る説明図である。図中、１２０は乗算部、１２１は乗算
部、１２２は発振部、１２３は移相部、１２４はＬＰＦ
部、１２５はＡ／Ｄ変換部、１２６は直並列変換部、１
２７はＬＰＦ部、１２８はＡ／Ｄ変換部、１２９はＦＦ
Ｔ部、１３０は並直列変換部、１３１は逆マッピング部
である。ＯＦＤＭの受信信号は、乗算部１２０および乗
算部１２１に入力され、乗算部１２０において発振部１
２２の出力と乗算され、乗算部１２１において移相部１
２３により発振部１２２の出力が−９０度移相されたも
のと乗算される。乗算部１２０の出力は、ローパスフィ
ルタであるＬＰＦ部１２４とＡ／Ｄ変換部１２５を介
し、Ｉ信号として直並列変換部１２６に入力される。乗
算部１２１の出力は、ＬＰＦ部１２７とＡ／Ｄ変換部１
２８を介し、Ｑ信号として直並列変換部１２６に入力さ
れる。直並列変換部１２６の出力は、ＦＦＴ部１２９に
入力され、高速フーリエ変換を施されて直並列変換部１
３０に入力され、直列信号となって逆マッピング部１３
１に入力され受信データが得られる。ＦＦＴ部１２９の
ブロックは、ＤＦＴ、すなわち、ディジタルフーリエ変
換をするものであればよいが、通常、ＦＦＴ、すなわ
ち、高速フーリエ変換が使用される。FIG. 11 is an explanatory diagram for explaining a conventional OFDM demodulator. In the figure, 120 is a multiplier, 121 is a multiplier, 122 is an oscillator, 123 is a phase shifter, and 124 is an LPF.
, 125 an A / D converter, 126 a serial-parallel converter, 1
27 is an LPF unit, 128 is an A / D converter, and 129 is FF
The T section, 130 is a parallel-to-serial conversion section, and 131 is an inverse mapping section. The OFDM received signal is input to multiplication section 120 and multiplication section 121, and
The output of the multiplication unit 121 is multiplied by the output of the phase shift unit 1
23 multiplies the output of the oscillator 122 by -90 degrees. The output of the multiplication unit 120 is input to the serial-parallel conversion unit 126 as an I signal via an LPF unit 124, which is a low-pass filter, and an A / D conversion unit 125. The output of the multiplication unit 121 is output from the LPF unit 127 and the A / D conversion unit 1
The signal is input to the serial-to-parallel converter 126 as a Q signal via. The output of the serial-parallel conversion unit 126 is input to the FFT unit 129, subjected to fast Fourier transform, and
30 and is converted into a serial signal to form a reverse mapping unit 13
1 and received data is obtained. The block of the FFT unit 129 may be a DFT, that is, a block that performs a digital Fourier transform, but usually an FFT, that is, a fast Fourier transform is used.
【００１２】図１１に示される従来のＯＦＤＭ復調器の
動作の一例を、直交キャリアをＱＰＳＫでディジタル変
調する場合について説明する。復調は、ほぼ変調時の逆
工程となる。受信信号は乗算部１２０、１２１におい
て、周波数ｆ１にて直交復調され直列形式の時間軸上の
複素信号に分離される。これらはＬＰＦ部１２４、１２
７およびＡ／Ｄ変換部１２５、１２８を介し、時間軸上
の複素データ、Ｉ信号とＱ信号になる。このＩ信号とＱ
信号とは、直並列変換部１２６において並列化され、Ｆ
ＦＴ処理部１２９において、２５６ポイントのＦＦＴ処
理が施され周波数軸上の複素データへ変換され、ＯＦＤ
Ｍシンボルとなる。このＯＦＤＭシンボルは、同相軸
（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとからなる複素デー
タであるＱＰＳＫシンボルＱk の集合となる。その際、
ＯＦＤＭシンボル内のガードインターバル１１１の部分
を無視して、残りの２５６ポイントをＦＦＴ処理する。
ＯＦＤＭシンボルを構成する複素データＱ0 ，Ｑ1 ，・
・・，Ｑ199 は、並直列変換部１３０において直列形式
の複素データに変換され、逆マッピング部１３１におい
て元の送信データと同じ受信データが得られる。An example of the operation of the conventional OFDM demodulator shown in FIG. 11 will be described for the case where quadrature carriers are digitally modulated by QPSK. Demodulation is almost the reverse of modulation. The received signals are subjected to quadrature demodulation at the frequency f1 in the multipliers 120 and 121, and separated into serial signals on the time axis in a serial format. These are the LPF units 124 and 12
7 through the A / D converters 125 and 128 to become complex data, I signal and Q signal on the time axis. This I signal and Q
The signal is parallelized by the serial / parallel conversion unit 126, and F
In the FT processing unit 129, 256-point FFT processing is performed to convert the data into complex data on the frequency axis.
It becomes M symbols. The OFDM symbol is a set of QPSK symbols Q k is a complex data consisting of phase axis and (i) data orthogonal axis and (q) data. that time,
FFT processing is performed on the remaining 256 points, ignoring the guard interval 111 portion in the OFDM symbol.
Complex data Q 0 , Q 1 ,.
., Q 199 are converted to serial format complex data by the parallel / serial conversion unit 130, and the same reception data as the original transmission data is obtained by the inverse mapping unit 131.
【００１３】しかし、ガードインタバル１１１が挿入さ
れる結果、有効なＯＦＤＭシンボル期間１０９が時間軸
圧縮されることになるから、周波数軸上の直交キャリア
間隔が広がり、周波数の利用効率が低下する。また、周
波数軸上における各キャリアの直交性が崩れることにな
るから、ディジタル変調された直交キャリアが互いに干
渉を受けることになる。However, as a result of the insertion of the guard interval 111, the effective OFDM symbol period 109 is compressed on the time axis, so that the orthogonal carrier interval on the frequency axis is widened and the efficiency of frequency utilization is reduced. In addition, since orthogonality of each carrier on the frequency axis is broken, orthogonally modulated digital carriers receive interference with each other.
【００１４】[0014]
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した事
情に鑑みてなされたもので、複数の直交キャリアが複素
データ系列にてディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式
において、ガードインターバルを有効シンボル期間の間
に挿入せずに、マルチパス妨害を低減できる変調器及び
復調器を提供することを目的とするものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above circumstances, and in an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated with a complex data sequence, a guard interval is set to be equal to an effective symbol period. It is an object of the present invention to provide a modulator and a demodulator that can reduce multipath interference without being inserted between them.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、複数の直交キャリアが複素データ
系列にてディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけ
るＯＦＤＭ変調器において、複素データ系列を２系列に
分配し、該各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目
の直交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、該直並
列変換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てら
れた系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当て
られた系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間
軸上の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆Ｄ
ＦＴ処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、
前記それぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力にて直交変調する
２つの直交変調器を有することを特徴とするものであ
る。According to the present invention, there is provided an OFDM modulator in an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated by a complex data sequence. Serial-parallel conversion means for distributing the signals into two sequences and assigning each sequence to the even-numbered orthogonal carriers and odd-numbered orthogonal carriers; a sequence assigned to the even-numbered orthogonal carriers by the serial-parallel conversion means; Inverse DFT processing is performed on the sequences assigned to the orthogonal carriers, and a complex data waveform on the time axis is output.
An FT processing unit and an inverse DFT processing unit for odd-numbered carriers;
It is characterized by having two orthogonal modulators for performing orthogonal modulation with the output of each of the inverse DFT processing units.
【００１６】請求項２に記載の発明においては、複数の
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調され
たＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ復調器において、
偶数番キャリアの直交復調信号と奇数番キャリアの直交
復調信号とをそれぞれ直交復調するための２つの直交復
調器と、該直交復調器の一方によって得られるディジタ
ル変調された偶数番キャリアの時間軸上の複素データを
ＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排除し後半の
波形と同じ波形を前半に補間する偶数番キャリア用波形
処理部と、該偶数番キャリア用波形処理部の出力を周波
数軸上の複素データに変換する偶数番キャリア用のＦＦ
Ｔ処理部と、前記直交復調器の他方によって得られるデ
ィジタル変調された奇数番キャリアの時間軸上の複素デ
ータをＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排除し
後半の波形と同じ波形をその極性を反転して前半に補間
する奇数番キャリア用波形処理部と、該奇数番キャリア
用波形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換す
る奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記２つのＦＦ
Ｔ処理部より得られる２つの並列な周波数軸上の複素デ
ータ系列を直列形式の周波数軸上の複素データ系列へ変
換する並直列変換手段を有することを特徴とするもので
ある。According to a second aspect of the present invention, in an OFDM demodulator in an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated with a complex data sequence,
Two quadrature demodulators for quadrature demodulating the quadrature demodulation signal of the even-numbered carrier and the quadrature demodulation signal of the odd-numbered carrier, respectively, and the time axis of the digitally modulated even-numbered carrier obtained by one of the quadrature demodulators The waveform data for the even-numbered carrier which removes the first half of the waveform of the complex data from the center of the OFDM symbol and interpolates the same waveform as the second half in the first half, and outputs the output of the even-numbered carrier waveform processing section on the frequency axis. FF for even carrier to convert to complex data
T processing unit and digitally modulated odd-numbered carrier on the time axis obtained by the other of the quadrature demodulators removes the waveform in the first half from the center of the OFDM symbol and changes the polarity of the same waveform as the waveform in the second half. An odd-numbered carrier waveform processing unit for inverting and interpolating in the first half; an odd-numbered carrier FFT processing unit for converting an output of the odd-numbered carrier waveform processing unit into complex data on a frequency axis;
It has parallel-to-serial conversion means for converting two parallel complex data series on the frequency axis obtained from the T processing unit into a complex complex data series on the serial frequency axis.
【００１７】請求項３に記載の発明においては、複数の
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調され
たＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ変調器において、
複素データ系列を２系列に分配し、該各系列を偶数番目
の直交キャリアと奇数番目の直交キャリアに割り当てる
直並列変換手段と、該直並列変換手段により偶数番目の
直交キャリアに割り当てられた系列、および、奇数番目
の直交キャリアに割り当てられた系列に対し、それぞれ
逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上の複素データ波形を出力
する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部および奇数番キャ
リア用逆ＤＦＴ処理部と、前記それぞれの逆ＤＦＴ処理
部の出力にて第１の周波数のキャリアを直交変調する２
つの第１直交変調器と、該２つの第１直交変調器の各出
力にて第２の周波数のキャリアを直交変調する第２直交
変調器を備えたことを特徴とするものである。According to a third aspect of the present invention, in the OFDM modulator of the OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated with a complex data sequence,
Serial-parallel conversion means for distributing the complex data sequence into two sequences, and allocating the respective sequences to even-numbered orthogonal carriers and odd-numbered orthogonal carriers; and sequences assigned to the even-numbered orthogonal carriers by the serial-parallel conversion means. And an inverse DFT processing unit for even-numbered carriers and an inverse DFT processing unit for odd-numbered carriers that perform inverse DFT processing on the sequences assigned to odd-numbered orthogonal carriers and output a complex data waveform on the time axis, respectively. The carrier of the first frequency is orthogonally modulated by the output of each of the inverse DFT processing units.
A first quadrature modulator and a second quadrature modulator that quadrature-modulates a carrier of a second frequency at each output of the two first quadrature modulators.
【００１８】請求項４に記載の発明においては、複数の
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調され
たＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ復調器において、
受信信号を第２の周波数のキャリアにて直交復調するた
めの第２の直交復調器と、該第２の直交復調器によって
得られる偶数番キャリアの直交復調信号と奇数番キャリ
アの直交復調信号とをそれぞれ第１の周波数のキャリア
にて直交復調する２つの第１の直交復調器と、該第１の
直交復調器の一方によって得られるディジタル変調され
た偶数番キャリアの時間軸上の複素データをＯＦＤＭシ
ンボルの中心より前半の波形を排除し後半の波形と同じ
波形を前半に補間する偶数番キャリア用波形処理部と、
該偶数番キャリア用波形処理部の出力を周波数軸上の複
素データに変換する偶数番キャリア用のＦＦＴ処理部
と、前記第２の直交復調器の他方によって得られるディ
ジタル変調された奇数番キャリアの時間軸上の複素デー
タをＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排除し後
半の波形と同じ波形をその極性を反転して前半に補間す
る奇数番キャリア用波形処理部と、該奇数番キャリア用
波形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換する
奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記２つのＦＦＴ
処理部より得られる２つの並列な周波数軸上の複素デー
タ系列を直列形式の周波数軸上の複素データ系列へ変換
する並直列変換手段を有することを特徴とするものであ
る。According to a fourth aspect of the present invention, in an OFDM demodulator in an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated with a complex data sequence,
A second quadrature demodulator for quadrature demodulating the received signal with a carrier of a second frequency; a quadrature demodulation signal of an even carrier and a quadrature demodulation signal of an odd carrier obtained by the second quadrature demodulator; Are respectively orthogonally demodulated on the carrier of the first frequency, and the complex data on the time axis of the even-numbered digitally modulated carrier obtained by one of the first orthogonal demodulators is A waveform processing unit for an even-numbered carrier that eliminates a waveform in the first half from the center of the OFDM symbol and interpolates in the first half the same waveform as the waveform in the second half;
An even-numbered carrier FFT processing unit for converting the output of the even-numbered carrier waveform processing unit into complex data on the frequency axis, and a digitally modulated odd-numbered carrier obtained by the other of the second quadrature demodulators An odd-numbered carrier waveform processing unit for removing the waveform in the first half from the center of the OFDM symbol for the complex data on the time axis and inverting the polarity of the same waveform as the latter half waveform and interpolating in the first half; An odd-numbered carrier FFT processing unit for converting the output of the processing unit into complex data on the frequency axis;
It has parallel-serial conversion means for converting a complex data sequence on two parallel frequency axes obtained by the processing unit into a complex data sequence on a frequency axis in a serial format.
【００１９】[0019]
【作用】ＯＦＤＭ変調器においては、変調された偶数番
目の直交キャリアと変調された奇数番目の直交キャリア
を独立して送信する。ＯＦＤＭ復調器においては、マル
チパス妨害により先行する有効シンボル期間から遅延し
て到達する波が含まれるＯＦＤＭシンボルの先頭より５
０％の期間を復調に用いない。変調された偶数番目の直
交キャリアと変調された奇数番目の直交キャリアとは、
１シンボル内においてそれぞれ固有の対称性を有するこ
とから、変調された偶数番目の直交キャリアについて
は、後半の５０％と同じものを前半に補間して復調す
る。変調された奇数番目のキャリアについては、後半の
５０％と同じものを極性を反転させて前半に補間して復
調する。マルチパス妨害を受けている前半の期間を復調
に用いないから、マルチパス妨害を低減できるととも
に、送信側においてガードインタバルが挿入されないか
ら、周波数利用効率を高めることができるとともに、各
キャリアは完全な直交関係となるから、各変調された直
交キャリア相互の干渉が少なくなる。In the OFDM modulator, the modulated even-numbered orthogonal carriers and the modulated odd-numbered orthogonal carriers are transmitted independently. In the OFDM demodulator, 5 bits from the head of the OFDM symbol including a wave that arrives delayed from the effective symbol period preceding due to multipath interference is included.
The 0% period is not used for demodulation. The modulated even-numbered orthogonal carriers and the modulated odd-numbered orthogonal carriers are:
Since each symbol has a unique symmetry, for the modulated even-numbered orthogonal carriers, the same 50% in the latter half is interpolated in the first half and demodulated. As for the odd-numbered modulated carrier, the same 50% in the latter half is inverted in polarity, interpolated in the first half, and demodulated. Since the first half period of the multipath interference is not used for the demodulation, the multipath interference can be reduced, and since the guard interval is not inserted on the transmission side, the frequency use efficiency can be improved, and each carrier is completely Due to the orthogonal relationship, interference between the modulated orthogonal carriers is reduced.
【００２０】[0020]
【実施例】図１は、本発明のＯＦＤＭ変調器の一実施例
を説明する説明図である。図中、１はマッピング部、２
は直並列変換部、３は偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部、４
は奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部、５，６は並直列変換
部、７，８はＤ／Ａ変換部、９，１０はＬＰＦ部、１
１，１２は乗算部、１３は第１の発振部、１４は第１の
移相部、１５は加算部、１６，１７はＤ／Ａ変換部、１
８，１９はＬＰＦ部、２０，２１は乗算部、２２は加算
部、２３，２４は乗算部、２５は第２の発振部、２６は
第２の移相部、２７は加算部である。個々の直交キャリ
アを変調するためのディジタル変調方式としては、任意
のものでよいが、この実施例は、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ
等の直交変調方式を用いる例を示す。原理的には、ディ
ジタル変調方式に代えてアナログ変調方式を用いること
もできる。FIG. 1 is an explanatory diagram for explaining an embodiment of an OFDM modulator according to the present invention. In the figure, 1 is a mapping unit, 2
Is a serial-parallel converter, 3 is an IFFT unit for even-numbered carriers,
Is an odd-numbered carrier IFFT section, 5 and 6 are parallel-serial conversion sections, 7 and 8 are D / A conversion sections, 9 and 10 are LPF sections, 1
Reference numerals 1 and 12 denote multipliers, 13 denotes a first oscillator, 14 denotes a first phase shifter, 15 denotes an adder, 16 and 17 denote D / A converters,
8 and 19 are LPF units, 20 and 21 are multiplication units, 22 is an addition unit, 23 and 24 are multiplication units, 25 is a second oscillation unit, 26 is a second phase shift unit, and 27 is an addition unit. The digital modulation scheme for modulating each orthogonal carrier may be any digital modulation scheme. In this embodiment, QPSK or 16QAM
An example using a quadrature modulation scheme such as In principle, an analog modulation method can be used instead of the digital modulation method.
【００２１】送信データは、マッピング部１に入力さ
れ、マッピングされて、複素データが形成される。この
複素データは、直並列変換部２において、ＯＦＤＭシン
ボルに変換される。しかし、従来技術とは異なり、複素
データは、ＯＦＤＭ偶数シンボル、ＯＦＤＭ奇数シンボ
ルの２つに分割されて分配される。ＯＦＤＭ偶数シンボ
ルは、偶数番直交キャリアの各々に割り当てられ、ＯＦ
ＤＭ奇数シンボルは、奇数番直交キャリアの各々に割り
当てられる。一般に、ＯＦＤＭシンボルを構成する複素
データの総数よりも直交キャリアの総数の方を多くする
から、複素データが割り当てられない残りの直交キャリ
アに対しては、複素数０が割り当てられる。ＯＦＤＭ偶
数シンボルは、偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部３に入力さ
れ、ＯＦＤＭ奇数シンボルは、奇数番キャリア用ＩＦＦ
Ｔ部４に入力され、各キャリアに割り当てられた複素数
は、それぞれＯＦＤＭシンボル単位で逆高速フーリエ変
換され、時間軸上の複素データに変換される。偶数番キ
ャリア用ＩＦＦＴ部３の出力は、並直列変換部５に入力
され、直列形式の時間軸上の複素データであるＩ信号、
Ｑ信号となる。同様に、奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部４
の出力は、並直列変換部６に入力され、直列形式の時間
軸上の複数データであるＩ信号、Ｑ信号となる。並直列
変換部５の出力であるＩ信号とＱ信号とは、それぞれＤ
／Ａ変換部７，８によりアナログ波形に変換され、ロー
パスフィルタであるＬＰＦ部９，１０を介して、乗算部
１１，１２に入力される。Ｉ信号の系列は、乗算部１１
において、周波数ｆ１の第１の発振部１３の出力と乗算
され、Ｑ信号の系列は、乗算部１２において、第１の移
相部１４により第１の発振部１３の出力が−９０度移相
されたものと乗算される。各乗算された出力は、加算部
１５において加算され、Ｉ’信号となる。The transmission data is input to the mapping unit 1 and mapped to form complex data. The complex data is converted into an OFDM symbol in the serial-parallel conversion unit 2. However, different from the related art, the complex data is divided and distributed into two OFDM even symbols and OFDM odd symbols. OFDM even symbols are assigned to each of the even orthogonal carriers and
DM odd symbols are assigned to each of the odd orthogonal carriers. In general, since the total number of orthogonal carriers is larger than the total number of complex data forming an OFDM symbol, a complex number 0 is assigned to the remaining orthogonal carriers to which no complex data is assigned. The OFDM even-numbered symbol is input to the even-numbered carrier IFFT unit 3, and the OFDM odd-numbered symbol is input to the odd-numbered carrier IFFT.
The complex number input to the T unit 4 and assigned to each carrier is subjected to inverse fast Fourier transform for each OFDM symbol, and is converted to complex data on the time axis. The output of the even-number carrier IFFT unit 3 is input to the parallel-to-serial conversion unit 5 and is an I signal that is complex data on a time axis in a serial format.
It becomes a Q signal. Similarly, the odd-numbered carrier IFFT unit 4
Are input to the parallel-to-serial conversion unit 6 and become an I signal and a Q signal which are a plurality of data on a time axis in a serial format. The I signal and the Q signal output from the parallel-to-serial
The analog waveforms are converted into analog waveforms by the / A converters 7 and 8, and are input to the multipliers 11 and 12 via LPFs 9 and 10, which are low-pass filters. The sequence of the I signal is calculated by the multiplication unit 11
In the multiplication section 12, the output of the first oscillation section 13 is shifted by -90 degrees by the first phase shift section 14 in the multiplication section 12. Is multiplied by Each multiplied output is added in the adder 15 to become an I ′ signal.
【００２２】同様に、並直列変換部６の出力であるＩ信
号とＱ信号とは、それぞれＤ／Ａ変換部１６，１７によ
りアナログ波形に変換され、ローパスフィルタＬＰＦ１
８，１９を介して、乗算部２０，２１に入力される。Ｉ
信号の系列は、乗算部２０において、周波数ｆ１の第１
の発振部１３の出力と乗算され、Ｑ信号の系列は、乗算
部２１において、第１の移相部１４により第１の発振部
１３の出力が−９０度移相されたものと乗算される。各
乗算された出力は、加算部２２において加算され、Ｑ’
信号となる。Ｉ’信号は、乗算部２３に入力され、周波
数ｆ２の第２の発振部２５の出力と乗算され、Ｑ’信号
は、乗算部２４に入力され、第２の移相部２６により周
波数ｆ２の第２の発振部２５の出力が−９０度移相され
たものと乗算される。乗算部２３の出力と乗算部２４の
出力とは、加算部２７において加算され送信信号とな
る。なお、本発明のＯＦＤＭ変調器においては、ガード
インターバルは挿入されない。Similarly, the I signal and the Q signal output from the parallel / serial conversion unit 6 are converted into analog waveforms by D / A conversion units 16 and 17, respectively.
The signals are input to the multiplication units 20 and 21 via 8 and 19. I
The series of signals is multiplied by the multiplier 20 to the first frequency f1.
Is multiplied by the output of the oscillating unit 13, and the sequence of the Q signal is multiplied by the first phase shift unit 14 by the output of the first oscillating unit 13 by −90 degrees in the multiplier 21. . Each multiplied output is added in the adder 22, and Q ′ is added.
Signal. The I ′ signal is input to the multiplication unit 23 and multiplied by the output of the second oscillation unit 25 at the frequency f2. The Q ′ signal is input to the multiplication unit 24, and the second phase shift unit 26 outputs the signal at the frequency f2. The output of the second oscillating unit 25 is multiplied by the output of -90 degrees. The output of the multiplier 23 and the output of the multiplier 24 are added in the adder 27 to form a transmission signal. In the OFDM modulator of the present invention, no guard interval is inserted.
【００２３】図１に示されるＯＦＤＭ変調器の動作の一
例を、ＱＰＳＫを用いて直交キャリアをディジタル変調
する場合について説明する。シンボルマッピングについ
ては、図８で説明した従来技術の場合と同様である。送
信データが、マッピング部１に入力され、２００のシリ
アルなＱＰＳＫシンボルＱk ＝（Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・
・・，Ｑ199 ）に変換され、直並列変換部２によって２
００の並列なＱＰＳＫシンボル、Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ２ ，
・・・，Ｑ199 からなる１つのＯＦＤＭシンボルに変換
される。この際、１つのＯＦＤＭシンボルは２つの集合
に分割される。ここでは、偶数番目のＱＰＳＫシンボル
ＱkE＝（Ｑ0 ，Ｑ2 ，Ｑ4 ，・・・，Ｑ198 ）からなる
ＯＦＤＭ偶数シンボル、奇数番目のＱＰＳＫシンボルＱ
kO＝（Ｑ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 ，・・・，Ｑ199 ）からなるＯ
ＦＤＭ奇数シンボルの２つにグループ分けられる。さら
にＯＦＤＭ偶数シンボルは、送信する２００のキャリア
の偶数番目のキャリア（ＤＣを除く最低周波数１／Ｔｓ
の偶数倍のキャリア）に割り当てられ、ＯＦＤＭ奇数シ
ンボルを、奇数番目のキャリア（ＤＣを除く最低周波数
１／Ｔｓの奇数倍のキャリア）に割り当てられる。An example of the operation of the OFDM modulator shown in FIG. 1 will be described for the case where quadrature carriers are digitally modulated using QPSK. The symbol mapping is the same as in the case of the conventional technique described with reference to FIG. Transmission data is input to the mapping unit 1 and 200 serial QPSK symbols Q k = (Q 0 , Q 1 , Q 2 ,.
···, Q 199 ), and the serial-parallel conversion unit 2 converts
00 parallel QPSK symbols, Q 0 , Q 1 , Q 2,
.., Q 199 are converted to one OFDM symbol. At this time, one OFDM symbol is divided into two sets. Here, an even-numbered QPSK symbol Q kE = (Q 0 , Q 2 , Q 4 ,..., Q 198 ) OFDM even-numbered symbol and an odd-numbered QPSK symbol Q
kO = O composed of (Q 1 , Q 3 , Q 5 ,..., Q 199 )
The FDM odd symbols are grouped into two groups. Further, the OFDM even symbol is an even carrier of the 200 carriers to be transmitted (the lowest frequency 1 / Ts excluding DC).
OFDM odd symbols are assigned to odd-numbered carriers (carriers of odd multiples of the lowest frequency 1 / Ts excluding DC).
【００２４】図２は、ＯＦＤＭ偶数シンボルが割り当て
られる直交キャリアの配置を説明する説明図である。図
中、３０は複数のキャリア信号、３１は中心周波数、３
２は周波数間隔、３３は各キャリア信号に対応するＱＰ
ＳＫシンボルＱk である。図面の横軸は周波数、縦軸は
振幅レベルを表わす。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信
間隔、すなわちＯＦＤＭシンボル周期である。直交キャ
リア信号３０は、中心周波数３１を中心としてその左右
に等間隔２／Ｔｓの周波数間隔３２で−１００／Ｔｓか
ら１００／Ｔｓまで配置されている。この例では、直交
キャリア信号３０の数が１００であり、各キャリア信号
３０に対応してＱＰＳＫシンボルＱk ３３は、Ｑ０から
Ｑ１９８までが割り当てられる。各直交キャリアは、従
来技術と同様にＱＰＳＫシンボルＱk によりディジタル
変調されており、各直交キャリアがディジタル変調され
たときの周波数スペクトルは、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型
のカーブとなり、隣接キャリアの周波数点との中間点、
および、隣接キャリアの周波数点において０となる。FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining the arrangement of orthogonal carriers to which OFDM even symbols are assigned. In the figure, 30 is a plurality of carrier signals, 31 is a center frequency, 3
2 is a frequency interval, and 33 is a QP corresponding to each carrier signal.
It is a SK symbol Q k. The horizontal axis of the drawing represents the frequency, and the vertical axis represents the amplitude level. Ts is an OFDM symbol transmission interval, that is, an OFDM symbol period. The orthogonal carrier signals 30 are arranged from -100 / Ts to 100 / Ts on the left and right of the center frequency 31 at frequency intervals 32 of 2 / Ts at equal intervals. In this example, the number of orthogonal carrier signals 30 is 100, and QPSK symbols Q k 33 are assigned Q0 to Q198 corresponding to each carrier signal 30. Each orthogonal carrier is digitally modulated by the prior art as well as QPSK symbol Q k, the frequency spectrum of each orthogonal carrier is digitally modulated becomes a curve called sinx / x type, the frequency points adjacent carriers The midpoint of,
And it becomes 0 at the frequency point of the adjacent carrier.
【００２５】図３は、ＯＦＤＭ奇数シンボルが割り当て
られる直交キャリアの配置を説明する説明図である。図
中、３４は複数のキャリア信号、３５は中心周波数、３
６は周波数間隔、３７は各キャリア信号に対応するＱＰ
ＳＫシンボルＱkである。図面の横軸は周波数軸、縦軸
は振幅レベルを表す。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信
間隔、すなわちＯＦＤＭシンボル周期である。キャリア
信号３４は、中心周波数３５を中心としてその左右に±
１／Ｔｓから間隔２／Ｔｓの周波数間隔３６で−９９／
Ｔｓから９９／Ｔｓまで配置されている。この例では、
キャリア信号３４の数が１００であり、各キャリア信号
３４に対応してＱＰＳＫシンボルＱk３７は、Ｑ１から
Ｑ１９９までが割り当てられている。各直交キャリア
は、従来技術と同様に複素データによりディジタル変調
されており、各直交キャリアがディジタル変調されたと
きの周波数スペクトルは、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型のカ
ーブとなり、隣接キャリアの周波数点との中間点、およ
び、隣接キャリアの周波数点において０となる。FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining the arrangement of orthogonal carriers to which OFDM odd symbols are assigned. In the figure, 34 is a plurality of carrier signals, 35 is a center frequency, 3
6 is a frequency interval, 37 is a QP corresponding to each carrier signal.
It is a SK symbol Q k. The horizontal axis of the drawing represents the frequency axis, and the vertical axis represents the amplitude level. Ts is an OFDM symbol transmission interval, that is, an OFDM symbol period. The carrier signal 34 has ±
From 1 / Ts to -99 / at a frequency interval 36 of interval 2 / Ts
They are arranged from Ts to 99 / Ts. In this example,
The number of the carrier signals 34 is 100, and Q1 to Q199 are assigned to the QPSK symbols Q k 37 corresponding to the respective carrier signals 34. Each orthogonal carrier is digitally modulated by complex data in the same manner as in the related art. When each orthogonal carrier is digitally modulated, the frequency spectrum becomes a so-called sinx / x type curve, which is intermediate between the frequency points of adjacent carriers. It becomes 0 at the point and the frequency point of the adjacent carrier.
【００２６】偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部３のブロック
は、逆ＤＦＴ、すなわち、逆ディジタルフーリエ変換を
するものであればよいが、この一実施例では、ＩＦＦ
Ｔ、すなわち、逆高速フーリエ変換が使用される。直交
キャリア信号の総数を２００とするとき、この値以上で
２のべき乗となる２５６の値をポイント数とする逆高速
フーリエ変換が実行される。この一実施例では、２５６
ポイント中１００ポイントにＯＦＤＭ偶数シンボルを割
り当て、残りのポイントに対応するＱＰＳＫシンボルは
０とし、これに対応する直交キャリアを送信しない。な
お、同期用の偶数番目のＱＰＳＫシンボル等を加え、こ
れにより対応する直交キャリアをＱＰＳＫ変調してもよ
い。The block of the IFFT unit 3 for the even-numbered carrier may be an inverse DFT, that is, an inverse digital Fourier transform.
T, the inverse fast Fourier transform, is used. Assuming that the total number of orthogonal carrier signals is 200, an inverse fast Fourier transform is performed using a value of 256, which is a power of 2 above this value, as the number of points. In one embodiment, 256
OFDM even symbols are assigned to 100 of the points, the QPSK symbols corresponding to the remaining points are set to 0, and the corresponding orthogonal carriers are not transmitted. Note that an even-numbered QPSK symbol or the like for synchronization may be added, and the corresponding orthogonal carrier may be QPSK-modulated.
【００２７】ＯＦＤＭ偶数シンボルは、偶数番キャリア
用ＩＦＦＴ３において２５６ポイントで逆高速フーリエ
変換処理され、時間軸における２５６ポイントの複素デ
ータに変換され、並直列変換部５によって時間軸上に並
べられて、直列形式で出力される。すなわち、ＯＦＤＭ
偶数シンボルによってＱＰＳＫ変調された偶数番直交キ
ャリアの時間軸上での和（以下、「ＯＦＤＭ複素偶数デ
ータ」という。）を、実数部のＩ信号、虚数部のＱ信号
別に出力される。例えば、ＯＦＤＭ偶数シンボルを構成
するＱＰＳＫシンボルＱkE＝（Ｑ0 ，Ｑ2 ，Ｑ4 ，・・
・，Ｑ198 ）の時間軸上の波形ｘ（ｔ）は、次式で表わ
される。 ｘE （ｔ）＝Σk=-100 100 Ｑk+100 ・ｅｘｐ（ｊ２
πｋｔ／Ｔｓ） ただし、ｋは、−１００，−９８，−４，−２，２，
４，・・・，９８，１００である。The OFDM even-numbered symbols are subjected to inverse fast Fourier transform processing at 256 points in the IFFT 3 for even-numbered carriers, converted into 256-point complex data on the time axis, and arranged on the time axis by the parallel / serial conversion unit 5. Output in serial format. That is, OFDM
A sum (hereinafter, referred to as “OFDM complex even data”) of the even-numbered orthogonal carriers QPSK-modulated by the even-numbered symbols on the time axis is output for each of the I signal of the real part and the Q signal of the imaginary part. For example, QPSK symbols Q kE = (Q 0 , Q 2 , Q 4 ,...) Constituting OFDM even symbols
, Q 198 ) on the time axis is represented by the following equation. x E (t) = Σ k = −100 100 Q k + 100 · exp (j2
πkt / Ts) where k is −100, −98, −4, −2, 2,
4, ..., 98, 100.
【００２８】ＯＦＤＭ複素偶数データのＩ信号，Ｑ信号
の各系列は、乗算部１１，１２、加算部１５からなる変
調器において、周波数ｆ１のキャリアにより直交変調さ
れる。Each sequence of the I signal and the Q signal of the OFDM complex even number data is quadrature-modulated by the carrier having the frequency f1 in the modulator including the multipliers 11 and 12 and the adder 15.
【００２９】奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部４のブロック
についても同様に、逆ＤＦＴをするものであればよい
が、この一実施例では、ＩＦＦＴが使用され、２５６ポ
イントの逆高速フーリエ変換が実行される。この一実施
例では、２５６ポイント中１００ポイントにＯＦＤＭ奇
数シンボルを割り当て、残りのポイントに対応するＱＰ
ＳＫシンボルは０とし、これに対応する直交キャリアを
送信しない。なお、同期用の奇数番目のＱＰＳＫシンボ
ル等を加え、これにより対応する直交キャリアをＱＰＳ
Ｋ変調してもよい。Similarly, the block of the odd-numbered carrier IFFT unit 4 may be any block that performs inverse DFT. In this embodiment, IFFT is used and 256 bits are used.
An inverse fast Fourier transform of Int is performed. In this embodiment, the OFDM odd number is changed to 100 points out of 256 points.
Assigned Numbers symbols, corresponding to the remaining points QP
The SK symbol is set to 0, and the corresponding orthogonal carrier is not transmitted. It should be noted that odd-numbered QPSK symbols for synchronization and the like are added so that the corresponding orthogonal carriers can be QPSK symbols.
K modulation may be performed.
【００３０】ＯＦＤＭ奇数シンボルは、奇数番キャリア
用ＩＦＦＴ４において２５６ポイントで逆高速フーリエ
変換処理され、時間軸における２５６ポイントの複素デ
ータに変換され、並直列変換部６によって時間軸上に並
べられて、直列形式で出力される。すなわち、ＯＦＤＭ
奇数シンボルによってＱＰＳＫ変調された奇数番直交キ
ャリアの時間軸上での和（以下、「ＯＦＤＭ複素奇数デ
ータ」という。）を、実数部のＩ信号、虚数部のＱ信号
別に発生している。例えば、ＯＦＤＭ奇数シンボルを構
成するＱＰＳＫシンボルＱkO＝（Ｑ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 ，・
・・，Ｑ199 ）の時間軸上の波形ｘ（ｔ）は、次式で表
される。 ｘO （ｔ）＝Σk=-99 99 Ｑk+100 ・ｅｘｐ（ｊ２π
ｋｔ／Ｔｓ） ただし、ｋは、−９９，−９７，・・，−３，−１，
１，３，・・，９７，９９である。The OFDM odd-numbered symbols are subjected to inverse fast Fourier transform processing at 256 points in the odd-numbered carrier IFFT 4, converted into 256-point complex data on the time axis, and arranged on the time axis by the parallel / serial conversion unit 6. Output in serial format. That is, OFDM
A sum (hereinafter referred to as “OFDM complex odd data”) of odd-numbered orthogonal carriers QPSK-modulated by odd-numbered symbols is generated for each of the I signal of the real part and the Q signal of the imaginary part. For example, QPSK symbols Q kO = (Q 1 , Q 3 , Q 5 ,.
., Q 199 ) on the time axis is represented by the following equation. x O (t) = Σ k = −99 99 Q k + 100 · exp (j2π
kt / Ts) where k is −99, −97,.
1,3, .., 97,99.
【００３１】ＯＦＤＭ複素奇数データのＩ信号，Ｑ信号
の各系列は、乗算部２０，２１、加算部２２からなる変
調器において、周波数ｆ１のキャリアにより直交変調さ
れる。Ｉ’信号，Ｑ’信号は、さらに、乗算部２３，２
４、加算部２７からなる変調器において、周波数ｆ２の
キャリアにて直交変調される。Each sequence of the I signal and the Q signal of the OFDM complex odd number data is quadrature-modulated by the carrier having the frequency f1 in the modulator including the multipliers 20 and 21 and the adder 22. The I ′ signal and Q ′ signal are further multiplied by the multipliers 23 and 2
4. In the modulator composed of the adder 27, quadrature modulation is performed on the carrier of the frequency f2.
【００３２】以上の一実施例においては、Ｉ’信号，
Ｑ’信号は、乗算部２３，２４、加算部２７からなる変
調器において、２段階目の直交変調が施される。しか
し、Ｉ’信号とＱ’信号とを独立して送信すれば、受信
側において、後述するような復調が可能となるものであ
るから、この２段階目の直交変調は独立して送信するた
めの一具体例にすぎない。２つの信号を独立して送信す
る方法は、多重伝送方式として種々の方式があるから、
任意の多重伝送方式を採用して、Ｉ’信号とＱ’信号と
を独立して送信することができる。ガードインターバル
は、挿入されていないので各キャリアは完全な直交関係
となっている。In the above embodiment, the I 'signal,
The Q ′ signal is subjected to a second-stage quadrature modulation in a modulator including the multipliers 23 and 24 and the adder 27. However, if the I 'signal and the Q' signal are transmitted independently, demodulation as described later can be performed on the receiving side. Therefore, the quadrature modulation in the second stage is transmitted independently. This is just one specific example. Since there are various multiplex transmission methods for transmitting two signals independently,
The I ′ signal and the Q ′ signal can be transmitted independently by using an arbitrary multiplex transmission method. Since the guard interval is not inserted, each carrier has a perfect orthogonal relationship.
【００３３】なお、各変調器は、アナログ回路を採用し
たが、ディジタル信号処理によって実現されるものでも
よい。例えば、すべての変調器をディジタル信号処理に
よって実現する場合には、Ｄ／Ａ変換部７，８，１６，
１７が省略され、ディジタル信号処理の最後にＤ／Ａ変
換されて送信信号が出力される。Although each modulator employs an analog circuit, it may be realized by digital signal processing. For example, when all the modulators are realized by digital signal processing, the D / A converters 7, 8, 16,
17 is omitted, and D / A conversion is performed at the end of digital signal processing to output a transmission signal.
【００３４】図４は、本発明のＯＦＤＭ復調器の一実施
例を説明する説明図である。図中、４０，４１は乗算
部、４２は第２の発振部、４３は第２の移相部、４４，
４５は乗算部、４６は第１の発振部、４７は第１の移相
部、４８はＬＰＦ部、４９はＡ／Ｄ変換部、５０は直並
列変換部、５１はＬＰＦ部、５２はＡ／Ｄ変換部、５
３，５４は乗算部、５５はＬＰＦ部、５６はＡ／Ｄ変換
部、５７は直並列変換部、５８はＬＰＦ部、５９はＡ／
Ｄ変換部、６０は偶数番キャリア用波形処理部、６１は
偶数番キャリア用ＦＦＴ部、６２は並直列変換部、６３
は奇数番キャリア用波形処理部、６４は奇数番キャリア
用ＦＦＴ部、６５は逆マッピング部である。FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining an embodiment of the OFDM demodulator according to the present invention. In the figure, 40 and 41 are multipliers, 42 is a second oscillator, 43 is a second phase shifter, 44 and
45 is a multiplier, 46 is a first oscillator, 47 is a first phase shifter, 48 is an LPF, 49 is an A / D converter, 50 is a serial-parallel converter, 51 is an LPF, and 52 is A / D converter, 5
3, 54 are multipliers, 55 is an LPF, 56 is an A / D converter, 57 is a serial-parallel converter, 58 is an LPF, and 59 is an A / D converter.
D conversion unit, 60 is a waveform processing unit for even-numbered carriers, 61 is an FFT unit for even-numbered carriers, 62 is a parallel-serial conversion unit, 63
Is a waveform processing unit for odd-numbered carriers, 64 is an FFT unit for odd-numbered carriers, and 65 is a reverse mapping unit.
【００３５】受信信号は、乗算部４０および乗算部４１
に入力され、乗算部４０において、周波数ｆ２の第２の
発振部４２の出力と乗算されＩ’信号となり、乗算部４
１において、第２の移相部４３により第２の発振部４２
の出力が−９０度移相されたものと乗算され、Ｑ’信号
となる。このＩ’信号およびＱ’信号は、図１で説明し
たＯＦＤＭ変調器におけるＩ’信号およびＱ’信号に対
応するものである。Ｉ’信号は、乗算部４４および乗算
部４５に入力され、乗算部４４において、周波数ｆ１の
第１の発振部４６の出力と乗算され、乗算部４５におい
て、第１の移相部４７により第１の発振部４６の出力が
−９０度移相されたものと乗算される。乗算部４４の出
力は、ローパスフィルタであるＬＰＦ部４８、Ａ／Ｄ変
換部４９を介してディジタル信号であるＩ信号となり、
直並列変換部５０に入力される。乗算部４５の出力は、
ローパスフィルタであるＬＰＦ部５１、Ａ／Ｄ変換部５
２を介してディジタル信号であるＱ信号となり、直並列
変換部５０に入力される。このＩ信号およびＱ信号は、
図１で説明したＯＦＤＭ複素偶数データの実数部および
虚数部に対応し、直並列変換部５０において、２５６ポ
イントの時間軸における並列形式の複素データに変換さ
れる。The received signal is supplied to a multiplier 40 and a multiplier 41.
Is multiplied by the output of the second oscillating unit 42 at the frequency f2 in the multiplier 40 to become an I ′ signal.
1, the second phase shifter 43 causes the second oscillator 42
Is multiplied by the signal whose phase has been shifted by -90 degrees to obtain a Q 'signal. The I ′ signal and the Q ′ signal correspond to the I ′ signal and the Q ′ signal in the OFDM modulator described with reference to FIG. The I ′ signal is input to the multiplication unit 44 and the multiplication unit 45, where the I ′ signal is multiplied by the output of the first oscillation unit 46 at the frequency f 1, and is multiplied by the first phase shift unit 47 in the multiplication unit 45. The output of one oscillator 46 is multiplied by the output of -90 degrees. The output of the multiplication unit 44 becomes an I signal which is a digital signal via an LPF unit 48 which is a low-pass filter and an A / D conversion unit 49.
It is input to the serial-parallel conversion unit 50. The output of the multiplication unit 45 is
LPF section 51 as a low-pass filter, A / D conversion section 5
The signal Q is a digital signal via the signal 2 and is input to the serial / parallel converter 50. The I and Q signals are
Corresponding to the real part and the imaginary part of the OFDM complex even data described in FIG. 1, the serial / parallel converter 50 converts the data into parallel complex data on a 256-point time axis.
【００３６】一方、乗算部４１の出力であるＱ’信号
は、乗算部５３，５４に入力され、乗算部５３におい
て、周波数ｆ１の第１の発振部４６の出力と乗算され、
乗算部５４において、第１の移相部４７により第１の発
振部４６の出力が−９０度移相されたものと乗算され
る。乗算部５３の出力は、ローパスフィルタであるＬＰ
Ｆ部５５、Ａ／Ｄ変換部５６を介してアナログ信号であ
るＩ信号となり、直並列変換部５７に入力される。乗算
部５４の出力は、ローパスフィルタであるＬＰＦ部５
８、Ａ／Ｄ変換部５９を介してアナログ信号であるＱ信
号となり、直並列変換部５７に入力される。このＩ信号
およびＱ信号は、図１で説明したＯＦＤＭ複素奇数デー
タの実数部および虚数部に対応する。直並列変換部５７
において、２５６ポイントの時間軸における並列形式の
複素データに変換される。On the other hand, the Q ′ signal output from the multiplying unit 41 is input to the multiplying units 53 and 54, where the signal is multiplied by the output of the first oscillating unit 46 having the frequency f1.
The multiplier 54 multiplies the output of the first oscillator 46 by -90 degrees by the first phase shifter 47. The output of the multiplication unit 53 is a low-pass filter LP
An I signal, which is an analog signal, is input to the serial / parallel converter 57 through the F unit 55 and the A / D converter 56. The output of the multiplication unit 54 is an LPF unit 5 which is a low-pass filter.
8. A Q signal which is an analog signal via the A / D converter 59 is input to the serial / parallel converter 57. The I signal and the Q signal correspond to the real part and the imaginary part of the OFDM complex odd data described in FIG. Serial-parallel converter 57
Is converted into parallel-type complex data on the 256-point time axis.
【００３７】直並列変換部５０の出力である、２５６ポ
イントの時間軸における並列形式の複素データは、偶数
番キャリア用波形処理部６０に入力され、後述する波形
処理がなされれた後、偶数番キャリア用ＦＦＴ処理部６
０において、２５６ポイントのＦＦＴ処理が施され周波
数軸上の複素データへ変換され、同相軸（ｉ）データと
直交軸（ｑ）データとからなる複素データの集合である
ＯＦＤＭ偶数シンボルとなる。周波数軸上に変換された
複素データＱ0 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ198 は、並直列変換
部６２に入力される。一方、直並列変換部５７の出力で
ある、２５６ポイントの時間軸における並列形式の複素
データは、奇数番キャリア用波形処理部６３に入力さ
れ、後述する波形処理がなされた後、奇数番キャリア用
ＦＦＴ処理部６４において、２５６ポイントのＦＦＴ処
理が施され周波数軸上の複素データへ変換され、同相軸
（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとからなる複素デー
タの集合であるＯＦＤＭ奇数シンボルとなる。周波数軸
上に変換された複素データＱ1 ，Ｑ3 ，・・・，Ｑ199
は、並直列変換部６２に入力される。The parallel complex data on the 256-point time axis, which is the output of the serial-parallel conversion unit 50, is input to the even-numbered carrier waveform processing unit 60, and after the waveform processing described later is performed, the even-numbered complex data is processed. Carrier FFT processing unit 6
At 0, a 256-point FFT process is performed and the data is converted into complex data on the frequency axis, and becomes an OFDM even symbol which is a set of complex data including in-phase axis (i) data and quadrature axis (q) data. The complex data Q 0 , Q 2 ,..., Q 198 converted on the frequency axis are input to the parallel / serial conversion unit 62. On the other hand, the parallel complex data on the time axis of 256 points, which is the output of the serial-parallel conversion unit 57, is input to the odd-numbered carrier waveform processing unit 63, and after the waveform processing described later is performed, the odd-numbered carrier In the FFT processing unit 64, an OFDM odd symbol which is a set of complex data composed of in-phase axis (i) data and quadrature axis (q) data is converted into complex data on the frequency axis by performing FFT processing of 256 points and Become. Complex data Q 1 , Q 3 ,..., Q 199 converted on the frequency axis
Is input to the parallel / serial conversion unit 62.
【００３８】並直列変換部６２においてＯＦＤＭ偶数シ
ンボルとＯＦＤＭ奇数シンボルとが一体化されＯＦＤＭ
シンボルを構成する直列形式の複素データＱkに変換さ
れ、逆マッピング部６５において元の送信データと同じ
受信データが得られる。In the parallel / serial conversion section 62, the OFDM even symbols and the OFDM odd symbols are integrated into an OFDM symbol.
The data is converted into serial form complex data Q k constituting a symbol, and the same reception data as the original transmission data is obtained in the inverse mapping unit 65 .
【００３９】図４に示される本発明のＯＦＤＭ復調器の
動作の一例を、直交キャリアがＱＰＳＫでディジタル変
調された場合について説明する。An example of the operation of the OFDM demodulator of the present invention shown in FIG. 4 will be described for a case where quadrature carriers are digitally modulated by QPSK.
【００４０】図５は、ＯＦＤＭ偶数番直交キャリアの波
形を説明する説明図である。図中、７０はＯＦＤＭシン
ボルＱ９８，Ｑ１００の直交キャリアを表わす波形、７
１はＱＰＳＫシンボルＱ９６，Ｑ１０２の直交キャリア
を表わす波形、７２はＱＰＳＫシンボルＱ９４，Ｑ１０
４の直交キャリアを表わす波形、７３はＱＰＳＫシンボ
ルＱ０，Ｑ１９８の直交キャリアを表わす波形である。
横軸は、時間であり１タイムスロット時間Ｔｓは、ＯＦ
ＤＭシンボル期間を表わし、縦軸は振幅レベルである。FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining the waveform of the OFDM even-number orthogonal carrier. In the figure, reference numeral 70 denotes a waveform representing orthogonal carriers of OFDM symbols Q98 and Q100;
1 is a waveform representing orthogonal carriers of QPSK symbols Q96 and Q102, and 72 is a QPSK symbol Q94 and Q10.
4 is a waveform representing orthogonal carriers, and 73 is a waveform representing orthogonal carriers of QPSK symbols Q0 and Q198.
The horizontal axis is time, and one time slot time Ts is OF
The vertical axis represents the amplitude level, which represents the DM symbol period.
【００４１】ＱＰＳＫシンボルＱ９８，Ｑ１００の直交
キャリアを表わす波形７０は、１タイムスロットのＯＦ
ＤＭシンボル期間において２周期の波形であり、１タイ
ムスロットの中心時点に対して前半と後半とで波形が同
じである。同期間において、ＱＰＳＫシンボルＱ９６，
Ｑ１０２の直交キャリアを表わす波形７１は、４周期の
波形であり、ＯＦＤＭシンボルＱ９４，Ｑ１０４の直交
キャリアを表わす波形７２は、６周期の波形であり、Ｑ
ＰＳＫシンボルＱ０，Ｑ１９８の直交キャリア７３を表
わす波形１１２は、１００周期の波形であり、いずれ
も、前半と後半で波形が同じである。The waveform 70 representing the quadrature carrier of the QPSK symbols Q98 and Q100 has an OFS of one time slot.
The waveform has two cycles in the DM symbol period, and the waveform is the same in the first half and the second half with respect to the center point of one time slot. In the same period, QPSK symbol Q96,
The waveform 71 representing the quadrature carrier of Q102 is a four-period waveform, and the waveform 72 representing the quadrature carrier of the OFDM symbols Q94 and Q104 is a six-period waveform.
The waveform 112 representing the orthogonal carrier 73 of the PSK symbols Q0 and Q198 is a waveform of 100 periods, and the waveform is the same in the first half and the second half.
【００４２】個々の偶数番直交キャリアがＱＰＳＫ変調
された波形は、１つのＯＦＤＭシンボル期間において、
偶数番直交キャリアに対して所定の相対位相関係をほぼ
維持するから、偶数番直交キャリアと同様に前半と後半
とで波形が同じになる。そして、偶数番直交キャリアの
時間軸上の複素データであるＩ信号とＱ信号とは、複数
の偶数番直交キャリアが個々にＱＰＳＫ変調された時間
軸波形の和であるＯＦＤＭ複素偶数データの実数部と虚
数部である。したがって、Ｉ信号とＱ信号も、同様に、
１つのＯＦＤＭシンボル期間において、前半と後半とで
波形が同じになる。A waveform in which each even-numbered orthogonal carrier is QPSK-modulated is obtained in one OFDM symbol period.
Since a predetermined relative phase relationship is substantially maintained with respect to the even-numbered orthogonal carrier, the waveform is the same in the first half and the second half as in the case of the even-numbered orthogonal carrier. The I signal and the Q signal, which are complex data on the time axis of the even-numbered orthogonal carrier, are the real part of OFDM complex even-numbered data, which is the sum of the time-axis waveforms of a plurality of even-numbered orthogonal carriers individually QPSK-modulated. And the imaginary part. Thus, the I and Q signals are
In one OFDM symbol period, the waveform is the same in the first half and the second half.
【００４３】図６は、ＯＦＤＭ奇数番直交キャリアの波
形を説明する説明図である。図中、７４はＱＰＳＫシン
ボルＱ９９、Ｑ１０１の直交キャリアを表わす波形、７
５はＱＰＳＫシンボルＱ９７、Ｑ１０３の直交キャリア
を表わす波形、７６はＱＰＳＫシンボルＱ９５、Ｑ１０
５の直交キャリアを表わす波形、７７はＱＰＳＫシンボ
ルＱ１、Ｑ１９９の直交キャリアを表わす波形である。
横軸は、時間であり１タイムスロット時間ＴｓであるＯ
ＦＤＭシンボル期間を表わし、縦軸は振幅レベルであ
る。FIG. 6 is an explanatory diagram for explaining the waveform of the OFDM odd-numbered orthogonal carrier . In the figure, reference numeral 74 denotes a waveform representing orthogonal carriers of QPSK symbols Q99 and Q101 , and 7
5 is a waveform representing orthogonal carriers of QPSK symbols Q97 and Q103, and 76 is a QPSK symbol Q95, Q10
5 is a waveform representing orthogonal carriers, and 77 is a waveform representing orthogonal carriers of QPSK symbols Q1 and Q199.
The horizontal axis is time, and O is a time slot time Ts.
It represents the FDM symbol period, and the vertical axis is the amplitude level.
【００４４】ＱＰＳＫシンボルＱ９９，Ｑ１０１の直交
キャリアを表わす波形７４は、１タイムスロットのＯＦ
ＤＭシンボル期間において１周期の波形であり、１タイ
ムスロットの中心時点に対して前半と後半とで波形の位
相が反転する。同期間において、ＱＰＳＫシンボルＱ９
７，Ｑ１０３の直交キャリアを表わす波形７５は、３周
期の波形であり、ＱＰＳＫシンボルＱ９５，Ｑ１０５の
直交キャリアを表わす波形７６は、５周期の波形であ
り、ＱＰＳＫシンボルＱ１，Ｑ１９９の直交キャリアを
表わす波形７７は、１０９周期の波形であり、いずれ
も、１タイムスロットの中心時点に対して前半と後半で
波形の位相が反転する。The waveform 74 representing the quadrature carrier of the QPSK symbols Q99 and Q101 has an OFS of one time slot.
The waveform has one cycle in the DM symbol period, and the phase of the waveform is inverted between the first half and the second half with respect to the center of one time slot. In the same period, QPSK symbol Q9
The waveform 75 representing the orthogonal carrier of 7, Q103 is a three-period waveform, and the waveform 76 representing the orthogonal carrier of QPSK symbols Q95, Q105 is a five-period waveform, representing the orthogonal carrier of QPSK symbols Q1, Q199. The waveform 77 is a waveform having 109 periods, and in each case, the phase of the waveform is inverted between the first half and the second half with respect to the center point of one time slot.
【００４５】個々の奇数番直交キャリアがＱＰＳＫ変調
された波形についても同様に、１つのＯＦＤＭシンボル
期間において、奇数番直交キャリアに対して所定の相対
位相関係をほぼ維持するから、奇数番直交キャリアと同
様に前半と後半とで波形の位相が反転している。そし
て、奇数番直交キャリアの時間軸上の複素データである
Ｉ信号とＱ信号とは、複数の奇数番直交キャリアが個々
にＱＰＳＫ変調された時間軸上の波形の和であるＯＦＤ
Ｍ複素奇数データの実数部と虚数部である。したがっ
て、Ｉ信号とＱ信号も、同様に、１つのＯＦＤＭシンボ
ル期間において、前半と後半とで波形の位相が反転して
いる。Similarly, for a waveform in which each odd-numbered orthogonal carrier is QPSK-modulated, a predetermined relative phase relationship with the odd-numbered orthogonal carrier is substantially maintained in one OFDM symbol period. Similarly, the phase of the waveform is inverted between the first half and the second half. Then, the I signal and the Q signal, which are complex data on the time axis of the odd-numbered orthogonal carriers, are OFD, which is the sum of the waveforms on the time axis obtained by individually QPSK-modulating a plurality of odd-numbered orthogonal carriers.
The real part and the imaginary part of the M complex odd data. Therefore, the waveforms of the I signal and the Q signal are similarly inverted in the first half and the second half in one OFDM symbol period.
【００４６】直並列変換部５０の出力は、偶数番直交キ
ャリア用波形処理部６０に入力され、ＯＦＤＭシンボル
におけるＱＰＳＫ変調された偶数番直交キャリアの時間
軸上の複素データＩとＱの中心より前半の波形を排除し
後半の波形と同じ波形を前半に補間した波形にされる。
一方、直並列変換部５７の出力は、奇数番直交キャリア
用波形処理部６３に入力され、ＯＦＤＭシンボルにおけ
るＱＰＳＫ変調された奇数番直交キャリアの時間軸上の
複素データＩとＱの中心より前半の波形を排除し後半の
波形と同じ波形をその極性を反転して前半に補間した波
形にされる。The output of the serial / parallel conversion unit 50 is input to the even-number orthogonal carrier waveform processing unit 60, and the first half of the center of the complex data I and Q on the time axis of the QPSK-modulated even-number orthogonal carrier in the OFDM symbol. Is eliminated and the same waveform as the latter half is interpolated in the first half.
On the other hand, the output of the serial-parallel conversion unit 57 is input to the odd-number orthogonal carrier waveform processing unit 63, and the first half of the center of the complex data I and Q on the time axis of the QPSK-modulated odd-number orthogonal carrier in the OFDM symbol. The waveform is eliminated, and the same waveform as the latter half waveform is inverted in polarity and interpolated in the first half.
【００４７】偶数番直交キャリア用波形処理部６０、奇
数番直交キャリア用波形処理部６３の出力は、それぞれ
偶数番直交キャリア用ＦＦＴ部６１、奇数番直交キャリ
ア用ＦＦＴ部６４に入力され、従来技術と同様に周波数
軸上の同相軸（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとから
なる複素データの集合であるＯＦＤＭ偶数シンボルおよ
びＯＦＤＭ奇数シンボルとなる。そして、これらは、並
直列変換部６２に入力され、送信時と同じ順序の直列形
式のＱＰＳＫ複素データ列Ｑk となり、逆マッピング部
６５において、元の送信データが復元される。The outputs of the even-numbered orthogonal carrier waveform processing unit 60 and the odd-numbered orthogonal carrier waveform processing unit 63 are input to an even-numbered orthogonal carrier FFT unit 61 and an odd-numbered orthogonal carrier FFT unit 64, respectively. Similarly to the above, OFDM even symbols and OFDM odd symbols are sets of complex data including in-phase axis (i) data and quadrature axis (q) data on the frequency axis. Then, they are input to the parallel-serial conversion unit 62, QPSK complex data sequence Q k next serial form in the same order as the time of transmission, the inverse mapping unit 65, the original transmission data is restored.
【００４８】なお、偶数番直交キャリア用波形処理部６
０、奇数番直交キャリア用波形処理部６４の機能をそれ
ぞれＦＦＴ部において実行してもよい。すなわち、複素
データＩとＱの前半の波形を排除し、後半の波形を繰り
返して前半にコピーしてから周波数軸上の複素データに
変換する偶数番直交キャリア用のＦＦＴ処理部、複素デ
ータＩとＱの前半の波形を排除し、後半の波形をその極
性を反転させてコピーしてから周波数軸上の複素データ
に変換する奇数番直交キャリア用のＦＦＴ処理部として
もよい。The even-number orthogonal carrier waveform processing unit 6
The functions of the 0th and odd-numbered orthogonal carrier waveform processing sections 64 may be executed in the FFT section. That is, the first half waveforms of the complex data I and Q are eliminated, the second half waveform is repeatedly copied to the first half, and then converted into complex data on the frequency axis. The waveform of the first half of Q may be eliminated, and the waveform of the latter half may be inverted in polarity and copied, and then converted to complex data on the frequency axis to be an FFT processing unit for odd-numbered orthogonal carriers.
【００４９】このようにして、マルチパス妨害により１
シンボル先行する有効シンボル期間から遅延して到達す
る波が含まれる期間である、１つのＯＦＤＭシンボル期
間の先頭より５０％の期間を除く残りの期間のみから復
調することが可能になる。In this manner, 1
It is possible to demodulate only from the remaining period excluding the period of 50% from the beginning of one OFDM symbol period, which is the period including the wave that arrives delayed from the effective symbol period preceding the symbol.
【００５０】[0050]
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のＯＦＤＭ変調器およびＯＦＤＭ復調器によれば、マル
チパス妨害を低減できるとともに、送信側においてガー
ドインタバルが挿入されないから、周波数利用効率を高
めることができるとともに、各直交キャリアは完全な直
交関係となるから、各変調された直交キャリア相互の干
渉が少なくなるという効果を得ることができる。As is apparent from the above description, according to the OFDM modulator and OFDM demodulator of the present invention, multipath interference can be reduced, and since a guard interval is not inserted on the transmission side, the frequency utilization efficiency can be reduced. In addition, since the orthogonal carriers have a perfect orthogonal relationship, it is possible to obtain an effect that interference between the modulated orthogonal carriers is reduced.
【図１】本発明のＯＦＤＭ変調器の一実施例を説明する
説明図である。FIG. 1 is an explanatory diagram illustrating an embodiment of an OFDM modulator according to the present invention.
【図２】ＯＦＤＭ偶数シンボルが割り当てられる直交キ
ャリアの配置を説明する説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating an arrangement of orthogonal carriers to which OFDM even symbols are assigned.
【図３】ＯＦＤＭ奇数シンボルが割り当てられる直交キ
ャリアの周波数軸上の配置を説明する説明図であるFIG. 3 is an explanatory diagram illustrating an arrangement on a frequency axis of orthogonal carriers to which OFDM odd symbols are assigned.
【図４】本発明のＯＦＤＭ復調器の一実施例を説明する
説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating an OFDM demodulator according to an embodiment of the present invention.
【図５】ＯＦＤＭ偶数番直交キャリアの波形を説明する
説明図であるFIG. 5 is an explanatory diagram illustrating a waveform of an OFDM even-number orthogonal carrier.
【図６】ＯＦＤＭ奇数番直交キャリアの波形を説明する
説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating waveforms of OFDM odd-number orthogonal carriers.
【図７】従来のＯＦＤＭ変調器を説明する説明図であ
る。FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating a conventional OFDM modulator.
【図８】ＱＰＳＫ変調方式のシンボルマッピングを説明
する説明図である。FIG. 8 is an explanatory diagram illustrating symbol mapping of the QPSK modulation scheme.
【図９】従来の直交キャリアの周波数軸上の配置を説明
する説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating a conventional arrangement of orthogonal carriers on a frequency axis.
【図１０】従来のガードインターバルを説明する説明図
である。FIG. 10 is an explanatory diagram illustrating a conventional guard interval.
【図１１】従来のＯＦＤＭ復調器を説明する説明図であ
る。FIG. 11 is an explanatory diagram illustrating a conventional OFDM demodulator.
１…マッピング部、２…直並列変換部、３…偶数番キャ
リア用ＩＦＦＴ部、４…奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部、
５，６…並直列変換部、１３…第１の発振部、１４…第
１の移相部、２５…第２の発振部、２６…第２の移相
部、４２…第２の発振部、４３…第２の移相部、４６…
第１の発振部、４７…第１の移相部、５０，５７…直並
列変換部、６１…偶数番キャリア用ＦＦＴ部、６２…並
直列変換部、６３…奇数番キャリア用波形処理部、６４
…奇数番キャリア用ＦＦＴ部、６５…逆マッピング部。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Mapping part, 2 ... Serial-parallel conversion part, 3 ... IFFT part for even-numbered carriers, 4 ... IFFT part for odd-numbered carriers,
5, 6 parallel-serial converter, 13 first oscillator, 14 first phase shifter, 25 second oscillator, 26 second phase shifter, 42 second oscillator , 43... Second phase shifter, 46.
A first oscillator, 47 a first phase shifter, 50, 57 a serial-parallel converter, 61 an FFT unit for even-numbered carriers, 62 a parallel-serial converter, 63 a waveform processor for odd-numbered carriers, 64
... FFT unit for odd-numbered carriers, 65 ... Reverse mapping unit.
Claims (4)
てディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦ
ＤＭ変調器において、複素データ系列を２系列に分配
し、該各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目の直
交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、該直並列変
換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てられた
系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当てられ
た系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上
の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ
処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、前記
それぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力にて直交変調する２つ
の直交変調器を有することを特徴とするＯＦＤＭ変調
器。An OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated with a complex data sequence.
In the DM modulator, the complex data sequence is divided into two sequences, and each sequence is assigned to an even-numbered orthogonal carrier and an odd-numbered orthogonal carrier. Inverse DFT for even-numbered carriers that performs inverse DFT processing on the assigned sequence and the sequence assigned to odd-numbered orthogonal carriers, respectively, and outputs a complex data waveform on the time axis.
An OFDM modulator comprising: a processing unit; an inverse DFT processing unit for odd-numbered carriers; and two quadrature modulators that perform quadrature modulation with outputs of the respective inverse DFT processing units.
てディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦ
ＤＭ復調器において、偶数番キャリアの直交復調信号と
奇数番キャリアの直交復調信号とをそれぞれ直交復調す
るための２つの直交復調器と、該直交復調器の一方によ
って得られるディジタル変調された偶数番キャリアの時
間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボルの中心より前半
の波形を排除し後半の波形と同じ波形を前半に補間する
偶数番キャリア用波形処理部と、該偶数番キャリア用波
形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換する偶
数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記直交復調器の他
方によって得られるディジタル変調された奇数番キャリ
アの時間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボルの中心よ
り前半の波形を排除し後半の波形と同じ波形をその極性
を反転して前半に補間する奇数番キャリア用波形処理部
と、該奇数番キャリア用波形処理部の出力を周波数軸上
の複素データに変換する奇数番キャリア用のＦＦＴ処理
部と、前記２つのＦＦＴ処理部より得られる２つの並列
な周波数軸上の複素データ系列を直列形式の周波数軸上
の複素データ系列へ変換する並直列変換手段を有するこ
とを特徴とするＯＦＤＭ復調器。2. An OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated with a complex data sequence.
In the DM demodulator, two quadrature demodulators for quadrature demodulating the quadrature demodulation signal of the even-numbered carrier and the quadrature demodulation signal of the odd-numbered carrier, respectively, and the digitally modulated even-numbered demodulator obtained by one of the quadrature demodulators. A waveform processing unit for an even-numbered carrier that removes the waveform in the first half from the center of the OFDM symbol and interpolates the same waveform as the second half in the first half of the complex data on the time axis of the carrier, and the output of the waveform processing unit for the even-numbered carrier And an FFT processing unit for even-numbered carriers for converting the complex data on the frequency axis into complex data on the frequency axis, and the complex data on the time axis of the odd-numbered digitally-modulated carrier obtained by the other of the quadrature demodulators. A waveform processing unit for odd-numbered carriers for inverting the polarity of the same waveform as the latter half of the waveform and interpolating it in the first half of the waveform, and the odd-numbered carrier. A FFT processing unit for odd-numbered carriers for converting the output of the waveform processing unit for frequency into complex data on the frequency axis, and two parallel complex data sequences on the frequency axis obtained from the two FFT processing units. An OFDM demodulator comprising parallel-to-serial conversion means for converting the data into a complex data sequence on the frequency axis.
てディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦ
ＤＭ変調器において、複素データ系列を２系列に分配
し、該各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目の直
交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、該直並列変
換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てられた
系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当てられ
た系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上
の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ
処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、前記
それぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力にて第１の周波数のキ
ャリアを直交変調する２つの第１直交変調器と、該２つ
の第１直交変調器の各出力にて第２の周波数のキャリア
を直交変調する第２直交変調器を備えたことを特徴とす
るＯＦＤＭ変調器。3. An OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated with a complex data sequence.
In the DM modulator, the complex data sequence is divided into two sequences, and each sequence is assigned to an even-numbered orthogonal carrier and an odd-numbered orthogonal carrier. Inverse DFT for even-numbered carriers that performs inverse DFT processing on the assigned sequence and the sequence assigned to odd-numbered orthogonal carriers, respectively, and outputs a complex data waveform on the time axis.
A processing unit, an inverse DFT processing unit for odd-numbered carriers, two first quadrature modulators for orthogonally modulating a carrier of a first frequency with outputs of the respective inverse DFT processing units, and the two first quadrature modulation units An OFDM modulator comprising a second quadrature modulator for quadrature modulating a carrier of a second frequency at each output of the modulator.
てディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦ
ＤＭ復調器において、受信信号を第２の周波数のキャリ
アにて直交復調するための第２の直交復調器と、該第２
の直交復調器によって得られる偶数番キャリアの直交復
調信号と奇数番キャリアの直交復調信号とをそれぞれ第
１の周波数のキャリアにて直交復調する２つの第１の直
交復調器と、該第１の直交復調器の一方によって得られ
るディジタル変調された偶数番キャリアの時間軸上の複
素データをＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排
除し後半の波形と同じ波形を前半に補間する偶数番キャ
リア用波形処理部と、該偶数番キャリア用波形処理部の
出力を周波数軸上の複素データに変換する偶数番キャリ
ア用のＦＦＴ処理部と、前記第２の直交復調器の他方に
よって得られるディジタル変調された奇数番キャリアの
時間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボルの中心より前
半の波形を排除し後半の波形と同じ波形をその極性を反
転して前半に補間する奇数番キャリア用波形処理部と、
該奇数番キャリア用波形処理部の出力を周波数軸上の複
素データに変換する奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部
と、前記２つのＦＦＴ処理部より得られる２つの並列な
周波数軸上の複素データ系列を直列形式の周波数軸上の
複素データ系列へ変換する並直列変換手段を有すること
を特徴とするＯＦＤＭ復調器。4. An OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated with a complex data sequence.
A second orthogonal demodulator for orthogonally demodulating a received signal with a carrier of a second frequency in the DM demodulator;
Two first quadrature demodulators for quadrature demodulating the even-number carrier quadrature demodulation signal and the odd-number carrier quadrature demodulation signal respectively obtained by the quadrature demodulator by A waveform for the even-numbered carrier obtained by removing the waveform in the first half from the center of the OFDM symbol and interpolating the same waveform as the latter half in the first half of the digitally modulated complex data on the time axis of the even-numbered carrier obtained by one of the quadrature demodulators. A processing unit; an FFT processing unit for the even-numbered carrier for converting the output of the waveform processing unit for the even-numbered carrier into complex data on the frequency axis; and a digitally modulated signal obtained by the other of the second quadrature demodulator. For complex data on the time axis of odd-numbered carriers, the waveform in the first half from the center of the OFDM symbol is eliminated, and the same waveform as the second half is inverted in polarity and interpolated in the first half And the odd-numbered carrier waveform processing unit that,
An odd-numbered carrier FFT processing unit for converting the output of the odd-numbered carrier waveform processing unit into complex data on the frequency axis, and two parallel frequency axis complex data sequences obtained from the two FFT processing units An OFDM demodulator comprising parallel-to-serial conversion means for converting the data into a complex data sequence on a frequency axis in a serial format.
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1994
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