JPH08321820A - Transmission method for orthogonal frequency division/ multiplex signal and its transmitter and/receiver - Google Patents
Transmission method for orthogonal frequency division/ multiplex signal and its transmitter and/receiverInfo
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- JPH08321820A JPH08321820A JP7325996A JP32599695A JPH08321820A JP H08321820 A JPH08321820 A JP H08321820A JP 7325996 A JP7325996 A JP 7325996A JP 32599695 A JP32599695 A JP 32599695A JP H08321820 A JPH08321820 A JP H08321820A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖ
ｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；以下、ＯＦＤ
Ｍと称す）伝送方法に関し、より特定的には、有線また
は無線の伝送路を介し、送信側と受信側との間で、所定
長のシンボルと当該シンボル間に配置された所定長のガ
ードタイムとを含む直交周波数分割多重信号を用いてデ
ータを伝送する方法に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to orthogonal frequency division multiplexing (Orthogonal Frequency Division Div).
Ion Multiplexing; OFD
M)), more specifically, through a wired or wireless transmission path, between a transmitting side and a receiving side, a predetermined length symbol and a predetermined length guard time arranged between the symbols. The present invention relates to a method of transmitting data using an orthogonal frequency division multiplexing signal including and.
【０００２】[0002]
【従来の技術】周知のごとく、ＯＦＤＭ伝送方式は、符
号化したデータを分割して、数百以上の搬送波に振り分
け、これを多重して伝送する方式である。近年、移動体
向けディジタル音声放送や、地上ディジタルテレビ放送
等において、ＯＦＤＭ信号を用いた通信が着目されてい
る。なぜならば、ＯＦＤＭ信号は、多量のデータの高速
伝送が可能で、波形等価器なしでも反射波による特性劣
化が少なく、その信号波形がランダム雑音に近い形とな
るので、他のサービスに混信妨害を与えにくい等の特質
を有しているからである。2. Description of the Related Art As is well known, the OFDM transmission system is a system in which coded data is divided into hundreds or more carrier waves, which are multiplexed and transmitted. In recent years, attention has been paid to communication using an OFDM signal in digital audio broadcasting for mobiles, terrestrial digital television broadcasting, and the like. This is because the OFDM signal is capable of high-speed transmission of a large amount of data, has little characteristic deterioration due to reflected waves without a waveform equalizer, and its signal waveform has a shape close to random noise, which causes interference with other services. This is because it has characteristics such as difficulty in giving.
【０００３】このようなＯＦＤＭ信号を用いた伝送方式
は、１９９３年１０月１日付け発行のＮＩＫＫＥＩ Ｅ
ＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ ＢＯＯＫＳ「データ圧縮とディ
ジタル変調」の第２０７〜２２２頁において、郵政省，
通信総合研究所の福地一により書かれた「数百以上の搬
送波を使うＯＦＤＭディジタル放送の移動受信に向く」
に開示されている。A transmission method using such an OFDM signal is the NIKKEI E issued on October 1, 1993.
Lectronics Books, "Data Compression and Digital Modulation," pages 207-222, Ministry of Posts and Telecommunications,
Written by Hajime Fukuchi of the Communications Research Laboratory, "Fit for mobile reception of OFDM digital broadcasting using hundreds of carriers"
Is disclosed in.
【０００４】図１３は上記先行文献に開示された従来の
ＯＦＤＭ信号の送信装置の構成を示すブロック回路図で
あり、図１４は図１３の送信装置から送信されるＯＦＤ
Ｍ信号の構成を示す図である。図１３において、送信装
置５は、直並列変換器５２と、逆フーリエ変換器５３
と、並直列変換器５４と、Ｄ／Ａ変換器５５と、ローパ
スフィルタ５６とを備える。なお、図１４において、
（ａ）はＯＦＤＭ信号の直接波を示し、（ｂ）はＯＦＤ
Ｍ信号の反射波を示し、（ｃ）はＯＦＤＭ信号の合成波
を示し、（ｄ）は時間窓Ｗを示している。FIG. 13 is a block circuit diagram showing a configuration of a conventional OFDM signal transmitter disclosed in the above-mentioned prior art document, and FIG. 14 is an OFD transmitted from the transmitter of FIG.
It is a figure which shows the structure of M signal. In FIG. 13, the transmitter 5 includes a serial-parallel converter 52 and an inverse Fourier transformer 53.
, A parallel-serial converter 54, a D / A converter 55, and a low-pass filter 56. In addition, in FIG.
(A) shows a direct wave of an OFDM signal, (b) shows OFD
The reflected wave of the M signal is shown, (c) shows the composite wave of the OFDM signal, and (d) shows the time window W.
【０００５】送信装置５の直並列変換器５２には、入力
シンボル列が供給されている。入力シンボル列は、ディ
ジタル変調された送信データであり、１伝送シンボル中
には複数のデータ値が含まれている。なお、ディジタル
変調方式としては、ＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ
ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）変調や、１
６ＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ
ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等が採用される。直並列変換
器５２は、入力シンボル列を、１シンボル毎に、直並列
変換して、より低速な複数のシンボル列にする。ここで
の並列度は、逆フーリエ変換回路５３で使用する複数の
搬送波（相互に位相が直交している）の数（数十〜数
千、たとえば５１２）と同じになる。このような操作に
より、直並列変換器５２は、逆フーリエ変換回路５３で
使用する複数の搬送波のそれぞれの振幅および位相を決
定するための搬送波変調信号群を出力する。An input symbol string is supplied to the serial-parallel converter 52 of the transmitter 5. The input symbol string is digitally modulated transmission data, and one transmission symbol includes a plurality of data values. The digital modulation method is QPSK (quadriphase).
phase shift keying) modulation or 1
6QAM (quadrature ampli- tude)
Modulation) is adopted. The serial-parallel converter 52 serial-parallel converts the input symbol string for each symbol to form a plurality of slower symbol strings. The degree of parallelism here is the same as the number (several tens to several thousands, for example 512) of a plurality of carrier waves (phases of which are orthogonal to each other) used in the inverse Fourier transform circuit 53. By such an operation, the serial-parallel converter 52 outputs a carrier modulation signal group for determining the amplitude and phase of each of the plurality of carriers used in the inverse Fourier transform circuit 53.
【０００６】逆フーリエ変換回路５３は、搬送波変調信
号群を、１シンボル毎に、周波数軸上に並ぶ各搬送波に
割り当て（これによって、１シンボル分のデータが周波
数軸上で多重された信号となる）、これらに対して一括
的に逆フーリエ変換を施すことにより、時間軸上の多重
信号（この段階では、並列のディジタル信号である）に
変換する。The inverse Fourier transform circuit 53 assigns the carrier modulation signal group to each carrier lined up on the frequency axis for each symbol (in this way, data for one symbol becomes a signal multiplexed on the frequency axis). ), They are collectively subjected to inverse Fourier transform to be converted into multiplexed signals on the time axis (parallel digital signals at this stage).
【０００７】並直列変換器５４は、時間軸上の多重信号
を並直列変換することにより、離散的なＯＦＤＭ信号を
生成する。Ｄ／Ａ変換回路５５は、離散的なＯＦＤＭ信
号を、アナログのＯＦＤＭベースバンド信号に変換す
る。ローパスフィルタ５６は、エイリアシングによるチ
ャネル間干渉が生じないようにするため、ＯＦＤＭベー
スバンド信号に帯域制限をかける。The parallel-serial converter 54 parallel-serial converts the multiplexed signal on the time axis to generate a discrete OFDM signal. The D / A conversion circuit 55 converts the discrete OFDM signal into an analog OFDM baseband signal. The low-pass filter 56 band-limits the OFDM baseband signal in order to prevent inter-channel interference due to aliasing.
【０００８】上記のような一連の操作の結果、送信装置
５は、伝送路に対し、図１４に示すようなガードタイム
Ｇm とシンボルＳm とを含むＯＦＤＭ信号を出力する。
図示しない復調装置は、伝送路を介して受信したＯＦＤ
Ｍ信号に対して変調装置５と逆の信号処理を行い、入力
シンボル列と同じ出力シンボル列を再生する。As a result of the above series of operations, the transmitter 5 outputs the OFDM signal including the guard time Gm and the symbol Sm as shown in FIG. 14 to the transmission path.
A demodulator (not shown) is used for the OFD received via the transmission line.
Signal processing opposite to that of the modulator 5 is performed on the M signal to reproduce the same output symbol sequence as the input symbol sequence.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】ところで、伝送路上で
は、いわゆるマルチパスが発生する。このため、受信装
置側では、送信装置から送信されてきたＯＦＤＭ信号の
直接波と、直接波から時間遅延した反射波とを重なって
受信する。シンボルＳm を例にとると、直接波（図１４
（ａ）参照）にマルチパスによる反射波（図１４（ｂ）
参照）が重なった場合、合成波（図１４（ｃ）参照）の
シンボルＳm の前端部に反射波のガードタイムＧm との
干渉部αm が生じ、ガードタイムＧm の前端部に反射波
のシンボルＳm-1 との干渉部βm が生じる。このとき、
干渉部βm は、時間窓Ｗからはずれているため、シンボ
ルＳm のフーリエ変換には影響を及ぼさない。しかしな
がら、干渉部αm は、時間窓Ｗ内に生じ、かつガードタ
イムＧm のデータ成分が「０」であるため、フーリエ変
換後の各シンボルＳm の周波数軸上のデータ成分に波形
歪みを生じるという第１の問題点があった。By the way, so-called multipath occurs on the transmission line. Therefore, the receiving device side receives the direct wave of the OFDM signal transmitted from the transmitting device and the reflected wave that is time-delayed from the direct wave in an overlapping manner. Taking the symbol Sm as an example, the direct wave (Fig.
(See FIG. 14A)
(See FIG. 14), an interference portion αm with the guard time Gm of the reflected wave occurs at the front end of the symbol Sm of the composite wave (see FIG. 14C), and the reflected wave symbol Sm at the front end of the guard time Gm. An interference part β m with -1 occurs. At this time,
Since the interference part βm deviates from the time window W, it does not affect the Fourier transform of the symbol Sm. However, since the interference part αm occurs within the time window W and the data component of the guard time Gm is “0”, waveform distortion occurs in the data component on the frequency axis of each symbol Sm after Fourier transform. There was one problem.
【００１０】また、伝送路の遅延特性や、送信側のＤ／
Ａ変換器および受信側のＡ／Ｄ変換器のクロックが一致
していないことに起因してサンプリングのタイミングに
ずれが生じる等の理由から、送信装置から受信装置に到
達するまでの間に、ＯＦＤＭ信号に時間遅延が発生す
る。このため、受信装置では、時間窓Ｗを時間軸上で調
整する必要があるという第２の問題点もあった。Also, the delay characteristics of the transmission line and the D /
Due to the fact that the sampling timing is shifted due to the clocks of the A converter and the A / D converter on the receiving side not being coincident with each other, the OFDM signal is transmitted between the transmitting device and the receiving device. There is a time delay in the signal. Therefore, the receiving device has a second problem that the time window W needs to be adjusted on the time axis.
【００１１】また、直並列変換器５２から出力される搬
送波変調信号群は、その位相が相互に異なっているだけ
でなく、その位相がすべて同一の場合もありうる。例え
ば、ディジタル音声放送では無音状態を１シンボル期間
を超えて送信する場合に、地上ディジタルテレビ放送で
は一色の映像を１シンボル期間を超えて送信する場合
に、搬送波変調信号群の位相がすべて同一になる。ま
た、有音状態を送信する場合や、多色の映像を送信する
場合においても、ＱＰＳＫ変調や、１６ＱＡＭ等のよう
なディジタル変調方式では、位相の異なる信号点の配点
数が限られるため、搬送波変調信号群の位相がすべて同
一になりやすい。Further, the carrier modulation signal groups output from the serial-parallel converter 52 may not only have mutually different phases, but may have the same phases. For example, when transmitting a silent state for more than one symbol period in digital audio broadcasting and transmitting one color video for more than one symbol period in terrestrial digital television broadcasting, the carrier modulation signal groups all have the same phase. Become. Further, even when transmitting a voiced state or transmitting a multicolor image, the number of signal points having different phases is limited in a digital modulation method such as QPSK modulation or 16QAM, so that the carrier wave is limited. The phases of the modulation signal groups are likely to be the same.
【００１２】このように、搬送波変調信号群の位相がす
べて同一になった場合、この搬送波変調信号群を逆フー
リエ変換すると、時間軸上で各搬送波の節が一致し、加
算増加箇所が時間軸上で一箇所に集中するため、時間軸
上のＯＦＤＭ信号の信号波形がインパルス状になり、電
力集中が生じる。この様子を図１５に示す。In this way, when all the phases of the carrier modulation signal group are the same, when the carrier modulation signal group is subjected to the inverse Fourier transform, the nodes of the respective carrier waves coincide with each other on the time axis, and the addition / increased points are on the time axis. Since the signal is concentrated at one location above, the signal waveform of the OFDM signal on the time axis becomes impulse-shaped, and power concentration occurs. This state is shown in FIG.
【００１３】図１５（ａ）は、相互に直交するｎ本の搬
送波をそれぞれ変調するｎ個の搬送波変調信号群の複素
平面上での位相がすべて同一の場合を示している。図１
５（ｂ）は、図１５（ａ）のｎ個の搬送波変調信号群で
変調されたｎ本の搬送波を時間軸上で多重した状態を示
している。このように搬送波変調信号群の位相がすべて
同一の場合には、ＯＦＤＭ信号は、インパルス状の波形
信号になる。なお、図１５（ｃ）は、相互に直交するｎ
本の搬送波をそれぞれ変調するｎ個の搬送波変調信号群
の複素平面上での位相がランダムな場合を示している。
また、図１５（ｄ）は、図１５（ｃ）のｎ個の搬送波変
調信号群で変調されたｎ本の搬送波を時間軸上で多重し
た状態を示している。このように、搬送波変調信号群の
位相がすべて異なる場合には、ＯＦＤＭ信号は、時間軸
上に平均的に拡散され、ランダム状の波形信号になる。FIG. 15 (a) shows a case where the n carrier modulation signal groups for modulating n mutually orthogonal carrier waves all have the same phase on the complex plane. FIG.
FIG. 5B shows a state in which n carriers modulated by the n carrier modulation signal group of FIG. 15A are multiplexed on the time axis. In this way, when all the carrier modulation signal groups have the same phase, the OFDM signal becomes an impulse-shaped waveform signal. It should be noted that FIG.
It shows a case where the phases of the n carrier modulation signal groups that modulate the respective carrier waves are random on the complex plane.
Further, FIG. 15D shows a state in which n carriers modulated by the n carrier modulation signal group of FIG. 15C are multiplexed on the time axis. In this way, when the phases of the carrier modulation signal groups are all different, the OFDM signal is spread evenly on the time axis and becomes a random waveform signal.
【００１４】上記のように、搬送波変調信号群の位相が
すべて同一になった場合、ＯＦＤＭ信号がインパルス状
になり、最大電力が極端に大きくなるため、ＯＦＤＭ信
号は、送受信装置や伝送路に含まれる中継増幅器（衛星
やＣＡＴＶなど）等の非線形性の影響を受けやすくなる
という第３の問題点もあった。この場合、ＯＦＤＭ信号
がインパルス状になっても、非線形性の影響を与えない
ように、送受信装置や中継増幅器等のダイナミックレン
ジを大きくすることも考えられるが、送受信装置や中継
増幅器等が高価になるという別の問題が発生する。As described above, when the carrier modulation signal groups all have the same phase, the OFDM signal becomes impulse-shaped and the maximum power becomes extremely large. Therefore, the OFDM signal is included in the transmitter / receiver and the transmission path. There is also a third problem that the relay amplifiers (satellite, CATV, etc.) are easily affected by non-linearity. In this case, it is possible to increase the dynamic range of the transmitter / receiver, the relay amplifier, etc. so that the nonlinearity is not affected even if the OFDM signal becomes impulse-shaped, but the transmitter / receiver, the relay amplifier, etc. become expensive. Another problem occurs.
【００１５】それ故に、本発明の目的は、マルチパスに
より反射波が直接波に重なった場合でも、フーリエ変換
後の各シンボルの周波数軸上のデータ成分に波形歪みを
生じないＯＦＤＭ信号の伝送方法ならびにその送信装置
および受信装置を提供することである。本発明の他の目
的は、送信側から受信側に到達するまでの間に、ＯＦＤ
Ｍ信号に時間遅延が発生しても、時間窓の時間軸上での
調整が容易なＯＦＤＭ信号の伝送方法ならびにその送信
装置および受信装置を提供することである。本発明のさ
らに他の目的は、安価な構成で、ＯＦＤＭ信号に対する
非線形性の影響を軽減したＯＦＤＭ信号の伝送方法なら
びにその送信装置および受信装置を提供することであ
る。Therefore, an object of the present invention is to provide a method of transmitting an OFDM signal in which waveform distortion does not occur in the data component on the frequency axis of each symbol after Fourier transform even when the reflected wave directly overlaps the direct wave due to multipath. And its transmitter and receiver. Another object of the present invention is to provide OFD during the time from the transmission side to the reception side.
An object of the present invention is to provide a method for transmitting an OFDM signal, which is easy to adjust on the time axis of the time window even if a time delay occurs in the M signal, and a transmitter and a receiver thereof. It is still another object of the present invention to provide an OFDM signal transmission method, a transmitter and a receiver thereof, which have an inexpensive structure and reduce the influence of nonlinearity on the OFDM signal.
【００１６】[0016]
【課題を解決するための手段および発明の効果】本発明
の第１の局面は、有線または無線の伝送路を介し、送信
側から受信側に対して、所定長のシンボル毎に直交周波
数分割多重信号を伝送する方法に向けられており、周波
数軸上で互いに直交する複数のキャリアの位相と振幅と
を決定する搬送波変調信号群をシンボル毎に逆フーリエ
変換することにより、時間軸上の直交周波数分割多重信
号に変換する第１のステップと、直交周波数分割多重信
号の各シンボルに対し、その前部にその後端部と同じデ
ータを含む前部ガードタイムを付加するとともに、その
後部にその前端部と同じデータを含む後部ガードタイム
を付加して、受信側に送信する第２のステップとを備え
ている。According to a first aspect of the present invention, orthogonal frequency division multiplexing is performed for each symbol of a predetermined length from a transmission side to a reception side via a wired or wireless transmission path. It is directed to a method of transmitting a signal, and by performing an inverse Fourier transform on each symbol of a carrier modulation signal group that determines the phase and amplitude of a plurality of carriers that are orthogonal to each other on the frequency axis, an orthogonal frequency on the time axis is obtained. The first step of converting into a division multiplex signal, and for each symbol of the orthogonal frequency division multiplex signal, a front guard time including the same data as the rear end is added to its front part, and its front end part is added to the rear part. And a second step of adding a rear guard time including the same data to and transmitting the same to the receiving side.
【００１７】上記のように、第１の局面では、ＯＦＤＭ
信号の各シンボルを送信する際に、各シンボルの前部お
よび後部に、そのシンボルの一部と同じデータを含む前
部ガードタイムおよび後部ガードタイムを付加するよう
にしているので、受信側では、フーリエ変換時における
時間窓が受信信号のシンボル区間から多少ずれても、時
間軸上に並ぶ１シンボル区間内のすべてのデータ成分を
再生することができる。従って、送信側から受信側に到
達するまでの間に、ＯＦＤＭ信号に時間遅延が発生して
も、時間窓をシンボル区間に正確に一致させる必要がな
くなり、時間窓の時間軸上での調整が容易になる。ま
た、マルチパスにより直接波のシンボル区間と反射波の
ガードタイムとが重なっても、受信側でフーリエ変換後
の周波数軸上に現れる各データ成分の振幅位相歪みは、
各シンボル間ですべて一様なものとなる。したがって、
簡単な演算処理（乗算、加算等）によって、受信側での
１シンボル区間の周波数軸上のデータ成分から、容易に
それらの波形歪みを除去することが可能となる。As described above, in the first aspect, OFDM
When transmitting each symbol of the signal, the front side and the rear side of each symbol are added with the front guard time and the rear guard time including the same data as a part of the symbol, so that on the receiving side, Even if the time window at the time of Fourier transform is slightly deviated from the symbol section of the received signal, all data components in one symbol section arranged on the time axis can be reproduced. Therefore, even if a time delay occurs in the OFDM signal from the transmission side to the reception side, it is not necessary to exactly match the time window with the symbol period, and the time window can be adjusted on the time axis. It will be easier. Further, even if the symbol section of the direct wave and the guard time of the reflected wave overlap due to multipath, the amplitude phase distortion of each data component appearing on the frequency axis after Fourier transform on the receiving side is:
All are uniform between symbols. Therefore,
By simple arithmetic processing (multiplication, addition, etc.), it becomes possible to easily remove those waveform distortions from the data component on the frequency axis of the one symbol section on the receiving side.
【００１８】上記第１の局面において、好ましい実施形
態では、搬送波変調信号群と基準複素数信号群とを周波
数軸上で複素乗算し、この複素乗算結果をＯＦＤＭ信号
に変換して、受信側に伝送するようにしている。また、
受信側では、送信側から送信されてきたＯＦＤＭ信号を
受信搬送波変調信号群に変換し、この受信搬送波変調信
号群を、基準複素数信号群により、周波数軸上で複素除
算するようにしている。これによって、送信側と受信側
との間でＯＦＤＭ信号に時間遅延が発生しても、受信側
で時間遅延の影響のない復調データを得ることができ
る。In the first aspect, in a preferred embodiment, the carrier modulation signal group and the reference complex number signal group are complex-multiplied on the frequency axis, the complex multiplication result is converted into an OFDM signal, and the OFDM signal is transmitted to the receiving side. I am trying to do it. Also,
On the receiving side, the OFDM signal transmitted from the transmitting side is converted into a reception carrier modulation signal group, and this reception carrier modulation signal group is subjected to complex division on the frequency axis by the reference complex number signal group. As a result, even if a time delay occurs in the OFDM signal between the transmission side and the reception side, demodulation data that is not affected by the time delay can be obtained at the reception side.
【００１９】なお、搬送波変調信号群に複素乗算される
基準複素数信号群としては、搬送波変調信号群の各シン
ボルについて、その一定シンボル前に複素乗算した結果
を用いても良い。As the reference complex number signal group to be complex-multiplied by the carrier modulation signal group, the result of complex multiplication of each symbol of the carrier modulation signal group before the fixed symbol may be used.
【００２０】また、予め定められた特定パターンを有
し、かつ各信号の位相がランダムに変化している複素数
信号群を、基準複素数信号群として用いても良い。ただ
し、この場合、常時は第３のステップで得られた複素乗
算結果がＯＦＤＭ信号に変換され、定期的に基準複素数
信号群がＯＦＤＭ信号に変換される。これによって、搬
送波変調信号群の各信号の絶対基準位相がランダムな値
になり、逆フーリエ変換によって得られたＯＦＤＭ信号
に電力の時間集中がおこるのを抑制できる。従って、送
信装置、受信装置および伝送路のダイナミックレンジを
大きくする必要がなく、安価な構成で、送受信器や中継
増幅器等の非線形性がＯＦＤＭ信号に与える影響を軽減
することができる。A complex number signal group having a predetermined specific pattern and in which the phase of each signal changes randomly may be used as the reference complex number signal group. However, in this case, the complex multiplication result obtained in the third step is always converted into an OFDM signal, and the reference complex number signal group is converted into an OFDM signal at regular intervals. As a result, the absolute reference phase of each signal of the carrier modulation signal group becomes a random value, and it is possible to suppress the time concentration of power from occurring in the OFDM signal obtained by the inverse Fourier transform. Therefore, it is not necessary to increase the dynamic range of the transmitting device, the receiving device, and the transmission path, and it is possible to reduce the influence of the nonlinearity of the transmitter / receiver, the relay amplifier, or the like on the OFDM signal with an inexpensive configuration.
【００２１】本発明の第２の局面は、有線または無線の
伝送路を介し、受信側に、所定長のシンボル毎に直交周
波数分割多重信号を送信する装置に向けられており、基
準複素数信号群を記憶するメモリ手段と、周波数軸上で
互いに直交する複数のキャリアの位相と振幅とを決定す
る搬送波変調信号群と、メモリ手段に記憶された基準複
素数信号群とを周波数軸上で複素乗算し、送信搬送波変
調信号群を出力する複素乗算手段と、複素乗算手段から
出力される送信搬送波変調信号群に対して、各シンボル
毎に逆フーリエ演算を施すことにより、当該送信搬送波
変調信号群を、時間軸上の直交周波数分割多重信号に変
換する逆フーリエ変換手段と、逆フーリエ変換手段から
出力される直交周波数分割多重信号の各シンボルに対
し、その前部にその後端部と同じデータを含む前部ガー
ドタイムを付加するとともに、その後部にその前端部と
同じデータを含む後部ガードタイムを付加するガードタ
イム付加手段と、前部ガードタイムおよび後部ガードタ
イムの付加された直交周波数分割多重信号を、各シンボ
ル毎に受信側に送信する送信手段とを備えている。A second aspect of the present invention is directed to an apparatus for transmitting an orthogonal frequency division multiplexed signal for each symbol of a predetermined length to a receiving side via a wired or wireless transmission path, and a reference complex number signal group. Complex multiplication on the frequency axis with a memory means for storing a carrier modulation signal group for determining the phases and amplitudes of a plurality of carriers orthogonal to each other on the frequency axis and a reference complex number signal group stored in the memory means. , A complex multiplication unit that outputs a transmission carrier modulation signal group, and a transmission carrier modulation signal group that is output from the complex multiplication unit, by performing an inverse Fourier operation for each symbol, Inverse Fourier transform means for converting into an orthogonal frequency division multiplex signal on the time axis, and for each symbol of the orthogonal frequency division multiplex signal output from the inverse Fourier transform means, in front of that A guard time adding unit that adds a front guard time including the same data as the end part and a rear guard time that includes the same data as the front end part at the rear part, and a front guard time and a rear guard time are added. And a transmission means for transmitting the orthogonal frequency division multiplexed signal to the reception side for each symbol.
【００２２】上記第２の局面において、好ましい実施形
態では、メモリ手段は、複素乗算手段の一定シンボル前
の複素乗算結果を、基準複素数信号群として記憶してい
る。In the second aspect, in a preferred embodiment, the memory means stores the complex multiplication result before the fixed symbol of the complex multiplication means as a reference complex number signal group.
【００２３】上記第２の局面において、他の好ましい実
施形態では、メモリ手段は、予め定められた複素数信号
群を、基準複素数信号群として記憶する。また、複素乗
算手段は、搬送波変調信号群と、メモリ手段に記憶され
た基準複素数信号群とを周波数軸上で複素乗算して出力
する。さらに、逆フーリエ変換手段は、常時はシンボル
毎に複素乗算手段から出力された複素乗算結果を直交周
波数分割多重信号に変換し、定期的にメモリ手段から出
力された基準複素数信号群を直交周波数分割多重信号に
変換する。In the second aspect, in another preferred embodiment, the memory means stores the predetermined complex number signal group as the reference complex number signal group. Further, the complex multiplication means performs a complex multiplication on the frequency axis between the carrier modulation signal group and the reference complex number signal group stored in the memory means, and outputs the result. Further, the inverse Fourier transforming means always converts the complex multiplication result output from the complex multiplying means into an orthogonal frequency division multiplexed signal for each symbol, and the reference complex number signal group output from the memory means is orthogonally frequency divided. Convert to multiple signals.
【００２４】上記第２の局面において、メモリ手段は、
基準複素数信号群として、疑似雑音信号を発生する疑似
雑音信号発生手段の出力を保持しても良いし、周波数掃
引信号を発生する周波数掃引信号発生手段の出力を保持
しても良い。In the second aspect, the memory means is
As the reference complex number signal group, the output of the pseudo noise signal generating means for generating the pseudo noise signal may be held, or the output of the frequency sweep signal generating means for generating the frequency sweep signal may be held.
【００２５】本発明の第３の局面は、有線または無線の
伝送路を介し、送信側から所定長のシンボル毎に送信さ
れてくる直交周波数分割多重信号を受信する装置に向け
られており、時間軸上の直交周波数分割多重信号に対し
て、シンボル毎にフーリエ変換演算を施すことにより、
当該直交周波数分割多重信号を、周波数軸上の受信搬送
波変調信号群に変換するフーリエ変換手段と、フーリエ
変換手段から一定シンボル毎に出力された受信搬送波変
調信号群を、受信基準複素数信号群として記憶するメモ
リ手段と、フーリエ変換手段から出力された受信搬送波
変調信号群を、メモリ手段に記憶された受信基準複素数
信号群により、周波数軸上で複素除算する複素除算手段
とを備えている。A third aspect of the present invention is directed to an apparatus for receiving an orthogonal frequency division multiplex signal transmitted from a transmitting side for each symbol of a predetermined length via a wired or wireless transmission path, By performing a Fourier transform operation for each symbol on the orthogonal frequency division multiplexed signal on the axis,
Fourier transform means for converting the orthogonal frequency division multiplexed signal into a reception carrier modulation signal group on the frequency axis, and a reception carrier modulation signal group output from the Fourier transform means for each constant symbol is stored as a reception reference complex number signal group. And a complex division means for performing a complex division on the frequency axis of the reception carrier modulation signal group output from the Fourier transforming means by the reception reference complex number signal group stored in the memory means.
【００２６】本発明の第４の局面は、有線または無線の
伝送路を介し、送信側から受信側に対して、所定長のシ
ンボル毎に直交周波数分割多重信号を伝送する方法に向
けられており、周波数軸上で互いに直交する複数のキャ
リアの位相と振幅とを決定するための搬送波変調信号群
をシンボル毎に生成する第１のステップと、予め定めら
れた特定パターンを有し、かつ各信号の位相がランダム
に変化している複素数信号群を発生する第２のステップ
と、搬送波変調信号群と複素数信号群とをシンボル毎に
周波数軸上で複素乗算することにより、当該搬送波変調
信号群の各信号の位相をランダム化する第３のステップ
と、常時は第３のステップで各信号の位相がランダム化
された搬送波変調信号群をシンボル毎に逆フーリエ変換
して時間軸上の直交周波数分割多重信号に変換し、定期
的に複素数信号群を逆フーリエ変換して直交周波数分割
多重信号に変換し、それぞれを受信側に送信する第４の
ステップとを備えている。A fourth aspect of the present invention is directed to a method of transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal for each symbol of a predetermined length from a transmitting side to a receiving side via a wired or wireless transmission path. A first step of generating, for each symbol, a carrier modulation signal group for determining the phases and amplitudes of a plurality of carriers that are orthogonal to each other on the frequency axis, and each signal having a predetermined specific pattern The second step of generating a complex number signal group in which the phase of R changes at random, and the carrier modulation signal group and the complex number signal group are subjected to complex multiplication on the frequency axis for each symbol, thereby A third step of randomizing the phase of each signal, and a carrier modulation signal group in which the phase of each signal is randomized in the third step is normally subjected to inverse Fourier transform for each symbol to obtain a direct signal on the time axis. Into a frequency division multiplexed signal, and a fourth step of periodically converting the complex signal group to the inverse Fourier transform to the orthogonal frequency division multiplexed signal, and transmits each to the receiving side.
【００２７】[0027]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態に係るＯ
ＦＤＭ信号の伝送方法ならびその送信装置および受信装
置について、図面を参照しながら説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION The O according to the embodiment of the present invention will be described below.
A method of transmitting an FDM signal and a transmitter and a receiver thereof will be described with reference to the drawings.
【００２８】図１は本発明の第１の実施形態の送信装置
を示すブロック図であり、図２は本発明の第１の実施形
態の受信装置の構成を示すブロック図であり、図３は本
発明で用いるＯＦＤＭ信号の構成の一例を示す図であ
る。なお、図３において、（ａ）はＯＦＤＭ信号の直接
波を示し、（ｂ）はＯＦＤＭ信号の反射波を示し、
（ｃ）は時間遅延が生じた場合のＯＦＤＭ信号の直接波
を示し、（ｄ）は時間遅延が生じた場合のＯＦＤＭ信号
の反射波を示し、（ｅ）は時間窓Ｗを示している。FIG. 1 is a block diagram showing a transmitting device according to a first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a receiving device according to the first embodiment of the present invention, and FIG. It is a figure which shows an example of a structure of the OFDM signal used by this invention. In FIG. 3, (a) shows a direct wave of the OFDM signal, (b) shows a reflected wave of the OFDM signal,
(C) shows a direct wave of the OFDM signal when a time delay occurs, (d) shows a reflected wave of the OFDM signal when a time delay occurs, and (e) shows a time window W.
【００２９】図１の送信装置１と、図２の受信装置２と
は、同軸ケーブルや、光ファイバケーブル等の伝送路
（図示せず）で接続されている。このような送信装置１
および受信装置２は、たとえばディジタルＣＡＴＶシス
テムにおいて用いられる。送信装置１は、ＯＦＤＭ信号
を用い、受信装置２に対して、たとえばテレビの多チャ
ンネル分の映像データを伝送するように構成されてい
る。The transmitter 1 of FIG. 1 and the receiver 2 of FIG. 2 are connected by a transmission line (not shown) such as a coaxial cable or an optical fiber cable. Such a transmitting device 1
The receiving device 2 is used, for example, in a digital CATV system. The transmitting device 1 is configured to use the OFDM signal to transmit video data for multiple channels of a television, for example, to the receiving device 2.
【００３０】図１において、送信装置１は、搬送波変調
信号発生器１２と、複素乗算器１３と、メモリ１４と、
逆フーリエ変換器１５と、ガードタイム挿入部１６と、
同期信号多重部１７と、Ｄ／Ａ変換器１８と、ローパス
フィルタ１９とを備えている。In FIG. 1, the transmitter 1 includes a carrier modulation signal generator 12, a complex multiplier 13, a memory 14, and
An inverse Fourier transformer 15, a guard time insertion unit 16,
The synchronization signal multiplexing unit 17, the D / A converter 18, and the low pass filter 19 are provided.
【００３１】送信装置１の搬送波変調信号発生器１２に
は、受信装置２に送信すべき送信ディジタルデータ（ビ
ットストリーム信号）が入力されている。搬送波変調信
号発生器１２は、入力された送信ディジタルデータを、
ディジタル変調すると共に、１シンボル区間毎に直並列
変換し、相互に直交するｎ本（ｎ＝数十〜数千、たとえ
ば５１２）の搬送波を変調するためのｎ個の搬送波変調
信号を含む搬送波変調信号群に変換する。なお、ディジ
タル変調方式としては、ＱＰＳＫ変調や、１６ＱＡＭ等
が採用される。この段階での搬送波変調信号群は、従来
の直並列変換器５２（図１３参照）から出力される搬送
波変調信号群と同様である。搬送波変調信号発生器１２
から出力される搬送波変調信号群は、複素乗算器１３に
与えられる。メモリ１４は、複素乗算器１３から出力さ
れる搬送波変調信号群Ｄ’m を１シンボル分記憶するこ
とができる。また、メモリ１４は、複素乗算器１３に搬
送波変調信号群Ｄm が入力されたときに、内部に記憶し
ている１シンボル前の搬送波変調信号群Ｄ’m-1 を、所
定の基準複素数信号群として、複素乗算器１３に出力す
る。複素乗算器１３は、入力された送信信号群Ｄm と、
１シンボル前の基準複素数信号群Ｄ’m-1 とを、周波数
軸上で、複素乗算することにより、搬送波変調信号群 Ｄ’m （Ｄ’m ＝Ｄm ×Ｄ’m-1 ） を作成する。Transmitted digital data (bit stream signal) to be transmitted to the receiver 2 is input to the carrier wave modulated signal generator 12 of the transmitter 1. The carrier modulation signal generator 12 converts the input transmission digital data into
Carrier modulation including n carrier modulation signals for performing digital modulation, serial-parallel conversion for each symbol section, and modulating n (n = several tens to several thousands, for example 512) carriers orthogonal to each other Convert to signal group. As the digital modulation method, QPSK modulation, 16QAM, or the like is adopted. The carrier modulation signal group at this stage is similar to the carrier modulation signal group output from the conventional serial-parallel converter 52 (see FIG. 13). Carrier modulation signal generator 12
The carrier modulation signal group output from is supplied to the complex multiplier 13. The memory 14 can store the carrier modulation signal group D'm output from the complex multiplier 13 for one symbol. Further, when the carrier modulation signal group Dm is input to the complex multiplier 13, the memory 14 stores the carrier modulation signal group D'm-1 one symbol before stored therein into a predetermined reference complex number signal group. To the complex multiplier 13. The complex multiplier 13 receives the input transmission signal group Dm and
A carrier modulation signal group D'm (D'm = Dm × D'm-1) is created by performing complex multiplication on the frequency axis with the reference complex signal group D'm-1 one symbol before. .
【００３２】より具体的に説明すると、複素乗算器１３
に入力された搬送波変調信号群（ｎ個の搬送波変調信号
を含む）のうち、ｋ（ｋ＝１，２，…，ｎ）番目の搬送
波変調信号の実数部をＤm ［ｋ］ｒｅａｌとし、その虚
数部をＤm ［ｋ］ｉｍａｇとし、メモリ１４に記憶した
ｋ番目の搬送波変調信号の実数部をＤ’m-1 ［ｋ］ｒｅ
ａｌとし、その虚数部をＤ’m-1 ［ｋ］ｉｍａｇとした
場合、複素乗算器１３は、各搬送波変調信号の実数部お
よび虚数部それぞれについて、乗算処理を行い、 Ｄ’m ［ｋ］ｒｅａｌ＝Ｄm ［ｋ］ｒｅａｌ×Ｄ’m-1
［ｋ］ｒｅａｌ Ｄ’m ［ｋ］ｉｍａｇ＝Ｄm ［ｋ］ｉｍａｇ×Ｄ’m-1
［ｋ］ｉｍａｇ を出力する。メモリ１４は、複素乗算器１３から出力さ
れた実数および虚数の搬送波変調信号Ｄ’m （Ｄ’m
［ｋ］ｒｅａｌおよびＤ’m ［ｋ］ｉｍａｇを含む）を
記憶保持する。図４に示すように、メモリ１４および複
素乗算器１３は、上記のような動作を繰り返し実行す
る。More specifically, the complex multiplier 13
Of the carrier modulation signal group (including n carrier modulation signals) input to, the real part of the k (k = 1, 2, ..., N) th carrier modulation signal is set to Dm [k] real, and Let the imaginary part be Dm [k] image, and let the real part of the k-th carrier modulation signal stored in the memory 14 be D'm-1 [k] re.
If al and its imaginary part is D'm-1 [k] imag, the complex multiplier 13 performs multiplication processing on each of the real part and the imaginary part of each carrier modulation signal, and D'm [k] real = Dm [k] real × D'm-1
[K] real D'm [k] imag = Dm [k] imag * D'm-1
Output [k] image. The memory 14 outputs the real and imaginary carrier modulated signals D′ m (D′ m) output from the complex multiplier 13.
[K] real and D'm [k] image are stored). As shown in FIG. 4, the memory 14 and the complex multiplier 13 repeatedly execute the above operation.
【００３３】逆フーリエ変換器１５は、複素乗算器１３
から出力される搬送波変調信号群Ｄ’m 中のそれぞれの
搬送波変調信号を、シンボル区間毎に、順次周波数軸上
に並ぶ各搬送波に割り当て、これらに対して一括的に逆
フーリエ変換を施し、さらに並直列変換を行うことによ
り、周波数軸上で各データ成分が多重された搬送波変調
信号群を、時間軸上で各データ成分が多重されたＯＦＤ
Ｍ信号Ｄ’mtに変換する。The inverse Fourier transformer 15 is a complex multiplier 13
The carrier modulation signals in the carrier modulation signal group D'm output from are assigned to each carrier arranged in sequence on the frequency axis for each symbol section, and inverse Fourier transform is collectively applied to them. By performing parallel-serial conversion, a carrier modulation signal group in which each data component is multiplexed on the frequency axis is converted into an OFD in which each data component is multiplexed on the time axis.
Convert to M signal D'mt.
【００３４】ガードタイム挿入部１６は、逆フーリエ変
換器１５から出力されるディジタルのＯＦＤＭ信号Ｄ’
mtを、各シンボル区間毎に、一旦、内部のバッファに蓄
える。次に、ガードタイム挿入回路１６は、各シンボル
Ｓm に対して、その前部に前部ガードタイムＧhmを、そ
の後部に後部ガードタイムＧemを、それぞれ付加する
（図３参照）。なお、前部ガードタイムＧhmの時間長ｔ
ｇ１および後部ガードタイムＧemの時間長ｔｇ２は、そ
れぞれ伝送路で発生するマルチパスによる直接波と間接
波との時間差および送信装置１のＤ／Ａ変換器１８と受
信装置２のＡ／Ｄ変換器２２との間のサンプリングのず
れによる時間遅延を考慮して定められる。また、前部ガ
ードタイムＧhmには、対応するシンボルＳm の後端部Ｓ
emと同じデータＤ’emt が含められ、後部ガードタイム
Ｇemには、対応するシンボルＳm の前端部Ｓhmと同じデ
ータＤ’hmt が含められる。これにより、実質的なシン
ボル長が、ｔｇ１＋ｔｓ＋ｔｇ２に延長されることにな
る。ガードタイム挿入部１６は、前部ガードタイムＧh
m、シンボルＳm 、後部ガードタイムＧemを使用して、
データＤ’emt 、Ｄ’m 、Ｄ’hmt を順次出力する。The guard time insertion unit 16 outputs the digital OFDM signal D'output from the inverse Fourier transformer 15.
mt is temporarily stored in an internal buffer for each symbol section. Next, the guard time insertion circuit 16 adds the front guard time Ghm to the front part and the rear guard time Gem to the rear part of each symbol Sm (see FIG. 3). In addition, the time length t of the front guard time Ghm
g1 and the time length tg2 of the rear guard time Gem are the time difference between the direct wave and the indirect wave due to multipath generated in the transmission path, and the D / A converter 18 of the transmitter 1 and the A / D converter of the receiver 2. 22 is determined in consideration of the time delay due to the sampling deviation between the two. Further, the front guard time Ghm includes the rear end S of the corresponding symbol Sm.
The same data D'emt as em is included, and the rear guard time Gem includes the same data D'hmt as the front end Shm of the corresponding symbol Sm. As a result, the substantial symbol length is extended to tg1 + ts + tg2. The guard time insertion unit 16 uses the front guard time Gh.
m, symbol Sm, rear guard time Gem,
The data D'emt, D'm and D'hmt are sequentially output.
【００３５】同期信号多重部１７は、シンボルの区切り
を示すため、シンボル毎に、同期信号を、ガードタイム
の付加されたＯＦＤＭ信号に時間軸上で多重し、Ｄ／Ａ
変換器１８に出力する。同期信号は、たとえば、図５
（ａ）に示すようにＯＦＤＭ信号に対し、周期的に既知
の無変調搬送波と抑圧信号等とから構成する。The synchronization signal multiplexing unit 17 multiplexes the synchronization signal on the time axis with the OFDM signal to which the guard time is added for each symbol to indicate the delimiter of the symbol, and the D / A
Output to the converter 18. The synchronization signal is, for example, as shown in FIG.
As shown in (a), the OFDM signal is composed of a known non-modulated carrier wave and a suppression signal which are periodically known.
【００３６】Ｄ／Ａ変換器１８は、同期信号多重部１７
から出力される、ガードタイムおよび同期信号が付加さ
れたディジタルデータのＯＦＤＭ信号を、アナログのＯ
ＦＤＭベースバンド信号に変換する。ローパスフィルタ
１９は、エイリアシングによるチャネル間干渉が生じな
いようにするため、ＯＦＤＭベースバンド信号に帯域制
限をかける。The D / A converter 18 includes a sync signal multiplexer 17
The OFDM signal of digital data to which the guard time and the synchronization signal are added is output from
Convert to FDM baseband signal. The low-pass filter 19 band-limits the OFDM baseband signal in order to prevent inter-channel interference due to aliasing.
【００３７】上記のような一連の操作の結果、送信装置
１は、伝送路に対して、ガードタイムおよび同期信号を
含むＯＦＤＭ信号を出力する。As a result of the series of operations described above, the transmitter 1 outputs the OFDM signal including the guard time and the synchronization signal to the transmission path.
【００３８】図２において、受信装置２は、ローパスフ
ィルタ２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、エンベロープ検波
器２３と、同期再生部２４と、フーリエ変換器２５と、
メモリ２６と、複素除算器２７と、送信データ再生器２
８とを備えている。In FIG. 2, the receiving device 2 includes a low-pass filter 21, an A / D converter 22, an envelope detector 23, a synchronous reproducing section 24, a Fourier transformer 25, and
Memory 26, complex divider 27, transmission data regenerator 2
8 and.
【００３９】ローパスフィルタ２１は、伝送路を介して
受信したＯＦＤＭ信号から、不要な高周波域のスペクト
ル成分を除去する。The low-pass filter 21 removes unnecessary high-frequency spectrum components from the OFDM signal received through the transmission path.
【００４０】ここで、マルチパスや伝送路の遅延特性等
による時間遅延Δｔを考慮し、受信装置２において受信
したＯＦＤＭ信号をＺＤ’mtとする。なお、Ｚは、 Ｚ＝ｅｘｐｊ２πｆｃΔｔ であり、信号の遅延分を表している。Here, the OFDM signal received by the receiving apparatus 2 is set to ZD'mt in consideration of the time delay Δt due to the multipath and the delay characteristic of the transmission path. It should be noted that Z is Z = expj2πfcΔt, and represents the delay amount of the signal.
【００４１】Ａ／Ｄ変換器２２は、アナログのＯＦＤＭ
信号の前部ガードタイムＧhm、シンボルＳm 、後部ガー
ドタイムＧemにそれぞれ含まれるデータＺＤ’emt 、Ｚ
Ｄ’mt、ＺＤ’hmt を、ディジタルのＯＦＤＭ信号に変
換する。The A / D converter 22 is an analog OFDM
Data ZD'emt and Z included in the front guard time Ghm, the symbol Sm and the rear guard time Gem of the signal, respectively.
D'mt and ZD'hmt are converted into digital OFDM signals.
【００４２】エンベロープ検波器２３は、ＯＦＤＭ信号
をエンベロープ検波することにより、図５（ｂ）に示す
エンベロープ検波信号を、シンボル毎に出力する。同期
再生部２４は、エンベロープ検波器２３から出力された
エンベロープ検波信号に基づいて、図５（ｃ）に示す基
準タイミング信号を、シンボル毎に出力する。この基準
タイミング信号は、フーリエ変換器２５およびメモリ２
６に入力される。The envelope detector 23 outputs the envelope detection signal shown in FIG. 5B for each symbol by performing the envelope detection of the OFDM signal. The sync reproducing unit 24 outputs the reference timing signal shown in FIG. 5C for each symbol based on the envelope detection signal output from the envelope detector 23. This reference timing signal is transmitted to the Fourier transformer 25 and the memory 2
6 is input.
【００４３】フーリエ変換器２５は、基準タイミング信
号に同期して、Ａ／Ｄ変換器２２から出力されるＯＦＤ
Ｍ信号を、シンボル長ｔｓと同じ長さの時間窓Ｗ（図３
（ｅ）参照）を介して覗くことにより、各シンボルの必
要なデータ部分だけを抽出する。また、フーリエ変換器
２５は、この抽出されたデータ部分に対して、フーリエ
変換演算を施すことにより、時間軸上のＯＦＤＭ信号
を、周波数軸上の受信搬送波変調信号群に変換する。The Fourier transformer 25 synchronizes with the reference timing signal and outputs the OFD output from the A / D converter 22.
For the M signal, a time window W having the same length as the symbol length ts (see FIG.
Only the necessary data portion of each symbol is extracted by looking through (see (e)). Further, the Fourier transformer 25 transforms the OFDM signal on the time axis into a reception carrier modulation signal group on the frequency axis by performing a Fourier transform operation on the extracted data portion.
【００４４】メモリ２６は、フーリエ変換器２５から出
力される受信搬送波変調信号群を、１シンボル分記憶す
る。ここで、送信装置１からデータＤ’m が送られてき
た場合、メモリ２６には、それに対応するデータとし
て、データＺＤ’m が格納されることになる。データＺ
Ｄ’m は、データＤ’m にマルチパスや伝送路等によっ
て生じた時間遅延分Ｚを加えたものである。すなわち、 ＺＤ’m ＝Ｄ’m ×ｅｘｐｊ２πｆｃΔｔ となる。メモリ２６は、基準タイミング信号に同期し
て、データＺＤ’m を複素除算器２７に出力する。複素
除算器２７は、同期を確立した上で、フーリエ変換器２
５から出力されるシンボルＳm+1 のデータＺＤ’m+1
を、メモリ２６に保持されているデータＺＤ’m によっ
て複素除算する。すなわち、複素除算器２７は、 ＺＤ’m+1 ／ＺＤ’m ＝Ｄ’m+1 ／Ｄ’m ＝Ｄm+1 の演算を行う。図６に示すように、フーリエ変換器２
５、メモリ２６および複素除算器２７は、上記のような
動作を繰り返し実行する。The memory 26 stores the received carrier modulation signal group output from the Fourier transformer 25 for one symbol. Here, when the data D'm is sent from the transmitting device 1, the data ZD'm is stored in the memory 26 as the corresponding data. Data Z
D'm is the data D'm added with a time delay amount Z caused by a multipath, a transmission path, or the like. That is, ZD'm = D'm x expj2πfcΔt. The memory 26 outputs the data ZD'm to the complex divider 27 in synchronization with the reference timing signal. The complex divider 27 establishes synchronization and then the Fourier transformer 2
Data ZD'm + 1 of symbol Sm + 1 output from 5
Is complexly divided by the data ZD'm held in the memory 26. That is, the complex divider 27 performs the operation of ZD'm + 1 / ZD'm = D'm + 1 / D'm = Dm + 1. As shown in FIG. 6, the Fourier transformer 2
5, the memory 26 and the complex divider 27 repeatedly execute the above operations.
【００４５】前述したように、マルチパスに起因して、
図３（ａ）に示す直接波と図３（ｂ）に示す反射波との
間に、相対的な時間遅延が生じる。また、送信装置１の
Ｄ／Ａ変換器１８と受信装置２のＡ／Ｄ変換器２２とに
おけるサンプリングタイミングが異なることに起因し
て、直接波および反射波にそれぞれ固有の時間遅延が発
生する（図３（ｃ）および図３（ｄ）参照）。フーリエ
変換器２５において、基準タイミング信号は、これらの
時間遅延を考慮していないため、図３（ｅ）に示すよう
に、時間軸上における受信側の時間窓Ｗの位置は、受信
信号のシンボル区間からずれている。As described above, due to the multipath,
A relative time delay occurs between the direct wave shown in FIG. 3 (a) and the reflected wave shown in FIG. 3 (b). Further, due to the difference in sampling timing between the D / A converter 18 of the transmitting device 1 and the A / D converter 22 of the receiving device 2, a time delay unique to each of the direct wave and the reflected wave occurs ( See FIG. 3 (c) and FIG. 3 (d)). In the Fourier transformer 25, since the reference timing signal does not consider these time delays, as shown in FIG. 3E, the position of the time window W on the receiving side on the time axis is the symbol of the received signal. It deviates from the section.
【００４６】しかしながら、受信側のフーリエ変換器２
５で、時間窓Ｗが正確なシンボル区間からずれていて
も、前部ガードタイムＧhmおよび後部ガードタイムＧem
には、それぞれデータＺＤ’emt およびＺＤ’hmt が含
まれているため、時間窓Ｗを介して覗いたデータには、
１シンボル区間に本来含まれるべき時間軸上のすべての
データＺＤ’mtが含まれていることになる。このため、
この時間遅延および反射波の重なりは、周波数軸上にお
いて各データ成分毎に一様な振幅位相歪みとなって現れ
る。また、時間遅延および反射波の特性が一様であれ
ば、各シンボル区間毎に振幅位相歪みの大きさは等しく
なる。本実施形態では、複素除算器２７は、フーリエ変
換器２５から出力されたシンボルＳm+1 のデータＺＤ’
m+1 を、メモリ２６に保持されているデータＺＤ’m で
複素除算することにより、データの遅延分Ｚをキャンセ
ルし、遅延の無い元の搬送波変調信号群Ｄm+1 を得てい
る。すなわち、複素除算器２７が、 ＺＤ’m+1 ／ＺＤ’m ＝Ｄ’m+1 ／Ｄ’m ＝Ｄm+1 の演算を行うことにより、振幅位相歪みは打ち消される
こととなり、各シンボルについて、位相・振幅歪みのな
いデータＤm が得られる。However, the Fourier transformer 2 on the receiving side
5, even if the time window W deviates from the accurate symbol section, the front guard time Ghm and the rear guard time Gem
Contains the data ZD'emt and ZD'hmt, respectively, so the data seen through the time window W is
This means that all the data ZD'mt on the time axis that should originally be included in one symbol section is included. For this reason,
The time delay and the overlap of the reflected waves appear as uniform amplitude / phase distortion for each data component on the frequency axis. Further, if the characteristics of the time delay and the reflected wave are uniform, the magnitude of the amplitude phase distortion becomes the same for each symbol section. In this embodiment, the complex divider 27 outputs the data ZD ′ of the symbol Sm + 1 output from the Fourier transformer 25.
By complexly dividing m + 1 by the data ZD'm held in the memory 26, the delay Z of the data is canceled and the original carrier modulation signal group Dm + 1 without delay is obtained. That is, the complex divider 27 performs the operation of ZD'm + 1 / ZD'm = D'm + 1 / D'm = Dm + 1, so that the amplitude phase distortion is canceled and each symbol is , Data Dm having no phase / amplitude distortion can be obtained.
【００４７】以上のように、上記実施形態では、各シン
ボルの前後にそのシンボルの後端部および前端部と同じ
データを含むガードタイムを付加して送信するようにし
ているので、受信側では、時間窓Ｗ内に直接波および反
射波の両方について、時間軸上に並ぶ１シンボル区間内
のすべてのデータ成分を再生することができる。このた
め、マルチパスにより反射波が直接波に重なり、直接波
のシンボル区間と反射波のガードタイムとが重なって
も、フーリエ変換後に周波数軸上に現れる各データ成分
の振幅位相歪みは、すべて一様なものとなる。したがっ
て、送信側および受信側で適当な演算処理（乗算、除
算）を実行することで、１シンボル区間の周波数軸上の
受信搬送波変調信号群から、容易に波形歪みを除去する
ことができる。As described above, in the above embodiment, the guard time including the same data as the rear end portion and the front end portion of each symbol is added before and after each symbol, so that the receiving side With respect to both the direct wave and the reflected wave within the time window W, all the data components in one symbol section arranged on the time axis can be reproduced. Therefore, even if the reflected wave overlaps with the direct wave due to multipath and the symbol period of the direct wave and the guard time of the reflected wave overlap, the amplitude and phase distortion of each data component appearing on the frequency axis after Fourier transformation are all uniform. It will be something like. Therefore, by performing appropriate arithmetic processing (multiplication, division) on the transmission side and the reception side, it is possible to easily remove the waveform distortion from the reception carrier modulation signal group on the frequency axis of one symbol section.
【００４８】また、上記実施形態では、送信側と受信側
との間で、ＯＦＤＭ信号に時間遅延が発生しても、周波
数軸上で受信搬送波変調信号群を所定の基準複素数信号
群で複素乗算、複素除算することにより、時間遅延のな
い復調データを得ることができる。その結果、時間窓を
シンボル区間に正確に一致させる必要がなくなる。Further, in the above embodiment, even if a time delay occurs in the OFDM signal between the transmitting side and the receiving side, the received carrier modulation signal group is complex-multiplied by a predetermined reference complex number signal group on the frequency axis. , By performing complex division, demodulated data without time delay can be obtained. As a result, it is not necessary to exactly match the time window with the symbol section.
【００４９】送信データ再生器２８は、複素除算器２７
から出力された受信搬送波変調信号群Ｄm の信号点を複
素平面上にマッピングし、信号点を判定することによ
り、送信装置１の送信ディジタル信号群と同値の受信デ
ィジタル信号群を得る。前述したように、受信搬送波変
調信号群Ｄm からは、位相歪みや振幅歪みが除去されて
いる。したがって、送信データ再生器２８は、複素平面
上へのマッピング位置から、正確かつ容易に元のデータ
を判定することができる。The transmission data regenerator 28 is a complex divider 27.
By mapping the signal points of the received carrier modulated signal group Dm output from the device on the complex plane and determining the signal points, a received digital signal group having the same value as the transmitted digital signal group of the transmitter 1 is obtained. As described above, the phase distortion and the amplitude distortion are removed from the reception carrier modulation signal group Dm. Therefore, the transmission data regenerator 28 can accurately and easily determine the original data from the mapping position on the complex plane.
【００５０】なお、本願発明者は、計算機を使用して、
マルチパスによる遅延波の影響と、時間軸遅延の影響と
について、従来のシステムと本実施形態のシステムとを
比較するシミュレーションを行った。なお、このシミュ
レーションは、キャリア数が５１２本、２５６番目のキ
ャリアのデータだけが振幅「１」，位相「０」、他のキ
ャリアのデータはすべて「０」を条件として実施され
た。The inventor of the present application uses a computer to
With respect to the influence of the delayed wave due to the multipath and the influence of the time base delay, a simulation was performed to compare the conventional system and the system of this embodiment. Note that this simulation was performed under the conditions that the number of carriers was 512, only the data of the 256th carrier had an amplitude of "1", the phase of "0", and the data of other carriers were all "0".
【００５１】図７は、マルチパスによる遅延波の影響に
ついて、従来のシステムと本実施形態のシステムとを比
較したシミュレーション結果を示す図である。なお、図
７において、（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、それ
ぞれ、従来のシステムにおける直接波，間接波，合成
波，合成波をフーリエ演算することにより周波数軸上の
信号に変換した場合のデータ歪みを示している。また、
図７において、（ｅ），（ｆ），（ｇ），（ｈ）は、そ
れぞれ、本実施形態のシステムにおける直接波，間接
波，合成波，合成波をフーリエ演算することにより周波
数軸上の信号に変換した場合のデータ歪みを示してい
る。FIG. 7 is a diagram showing the result of simulation comparing the conventional system and the system of the present embodiment with respect to the influence of delayed waves due to multipath. In FIG. 7, (a), (b), (c), and (d) are on the frequency axis, respectively, by performing a Fourier operation on the direct wave, the indirect wave, the composite wave, and the composite wave in the conventional system. The data distortion at the time of converting into a signal is shown. Also,
In FIG. 7, (e), (f), (g), and (h) are respectively on the frequency axis by performing a Fourier calculation of the direct wave, the indirect wave, the synthetic wave, and the synthetic wave in the system of the present embodiment. The data distortion at the time of converting into a signal is shown.
【００５２】従来のシステムでは、ガードタイムにいか
なるデータも挿入されていないため（図７（ｂ）のα１
参照）、合成波の時間窓Ｗ中に干渉部α２が発生してい
る（図７（ｃ）参照）。したがって、合成波を時間窓Ｗ
でフーリエ演算することにより周波数軸上の信号に変換
すると、図７（ｄ）に示すように、２５６番目のキャリ
アのデータのスペクトルが拡がるとともに、他のキャリ
アの本来「０」であったはずのデータに歪みが生じる。
したがって、送信データ再生器２８で誤判定が起き易く
なる。さらに、他のキャリアについても、送信データ再
生器２８で誤判定が起き易くなる。一方、本実施形態の
システムでは、ガードタイムにデータが挿入されている
ので、他のキャリアのデータに影響を及ぼさない。In the conventional system, no data is inserted in the guard time (α1 in FIG. 7B).
(See FIG. 7), the interference part α2 occurs in the time window W of the composite wave (see FIG. 7C). Therefore, the composite wave is represented by the time window W
When the signal is converted to a signal on the frequency axis by performing a Fourier calculation with, the spectrum of the data of the 256th carrier spreads as shown in FIG. 7 (d), and it should have been "0" of other carriers originally. Data is distorted.
Therefore, an erroneous determination is likely to occur in the transmission data regenerator 28. Further, with respect to other carriers, the transmission data regenerator 28 is likely to make an erroneous determination. On the other hand, in the system of the present embodiment, since data is inserted in the guard time, it does not affect the data of other carriers.
【００５３】図８は、伝送路等による時間遅延の影響に
ついて、従来のシステムと本実施形態のシステムとを比
較したシミュレーション結果を示す図である。図８にお
いて、（ａ）は２５６番目のキャリアのデータだけが振
幅「１」，位相「０」の場合のスペクトルを示し、
（ｂ）は（ａ）のデータを逆フーリエ演算することによ
り時間軸上の信号に変換した場合の信号波形を示してい
る。また、図８において、（ｃ），（ｄ）は、それぞ
れ、従来のシステムにおける時間遅延を生じた合成波，
合成波をフーリエ演算することにより周波数軸上の信号
に変換した場合のデータ歪みを示している。また、図８
において、（ｅ），（ｆ）は、それぞれ、本実施形態の
システムにおける時間遅延を生じた合成波，合成波をフ
ーリエ演算することにより周波数軸上の信号に変換した
場合のデータ歪みを示している。FIG. 8 is a diagram showing a simulation result comparing the conventional system and the system of the present embodiment with respect to the influence of the time delay due to the transmission path and the like. In FIG. 8, (a) shows the spectrum when only the data of the 256th carrier has the amplitude “1” and the phase “0”,
(B) shows a signal waveform when the data of (a) is converted into a signal on the time axis by performing an inverse Fourier calculation. Further, in FIG. 8, (c) and (d) are synthetic waves with time delay in the conventional system,
The data distortion in the case of converting the composite wave into a signal on the frequency axis by performing a Fourier operation is shown. Also, FIG.
In (e) and (f), respectively, the data distortion when the time-delayed composite wave in the system of the present embodiment and the composite wave are converted into a signal on the frequency axis by Fourier calculation are shown. There is.
【００５４】従来のシステムでは、ガードタイムにいか
なるデータも挿入されていないため（図８（ｃ）のα１
参照）、図７（ｃ）の場合と同様に、合成波の時間窓Ｗ
中に干渉部α２が発生する。したがって、図８（ｄ）に
示すように、合成波を時間窓Ｗでフーリエ演算すること
により周波数軸上の信号に変換すると、２５６番目のキ
ャリアのデータのスペクトルが拡がるとともに、他のキ
ャリアの本来「０」であったはずのデータに歪みが生じ
る。したがって、他のキャリアについても、送信データ
再生器２８で誤判定が起こり易くなる。一方、本実施形
態では、ガードタイムにデータが挿入されているので、
他のキャリアのデータに影響を及ぼさない。In the conventional system, no data is inserted in the guard time (α1 in FIG. 8C).
7), as in the case of FIG. 7C, the time window W of the composite wave
An interference part α2 occurs inside. Therefore, as shown in FIG. 8D, when the composite wave is transformed into a signal on the frequency axis by performing a Fourier operation on the time window W, the spectrum of the data of the 256th carrier is expanded and the other carriers are originally The data that should have been "0" is distorted. Therefore, erroneous determination is likely to occur in the transmission data regenerator 28 for other carriers as well. On the other hand, in this embodiment, since data is inserted in the guard time,
Does not affect the data of other carriers.
【００５５】図９は、本発明の第２の実施形態の送信装
置の構成を示すブロック図である。なお、図９の送信装
置３において、図１の送信装置１の構成と対応する部分
には、同一の参照番号を付し、その説明を省略する。図
９の実施形態で注目すべき点は、メモリ１４が、特定パ
ターン発生器３１の出力、すなわち、予め定められた特
定パターンを有し、かつ各信号の位相が相互にランダム
に変化している複素数信号群Ｄ0 を保持していることで
ある。このような複素数信号群Ｄ0 は、たとえば０〜１
の間のレベルの疑似ランダム信号を発生するＰＮ系列疑
似ランダム信号発生器と、この疑似ランダム信号と２π
とを乗算する乗算器とを備え、位相が０から２π間でラ
ンダムな値を持ち、かつ振幅が１の単位ベクトル信号を
生成する疑似雑音信号発生器により形成することができ
る。また、このような複素数信号群は、位相が０から２
πまでのランダムな値を持った既知の周波数掃引信号を
発生する、周波数掃引信号発生器により形成することも
できる。FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the transmitting apparatus according to the second embodiment of the present invention. In the transmitting device 3 of FIG. 9, the same reference numerals are given to the portions corresponding to the configuration of the transmitting device 1 of FIG. 1, and the description thereof will be omitted. The point to be noted in the embodiment of FIG. 9 is that the memory 14 has an output of the specific pattern generator 31, that is, a predetermined specific pattern, and the phase of each signal changes randomly with respect to each other. That is, the complex signal group D0 is held. Such a complex signal group D0 is, for example, 0 to 1
A PN sequence pseudo-random signal generator for generating a pseudo-random signal of a level between
It can be formed by a pseudo noise signal generator which has a multiplier for multiplying by and has a random value between 0 and 2π in phase and which generates a unit vector signal with an amplitude of 1. In addition, such a complex signal group has a phase of 0 to 2
It can also be formed by a frequency sweep signal generator that generates a known frequency sweep signal with a random value up to π.
【００５６】複素乗算器１３は、各シンボル区間のデー
タＤm が入力される毎に、データＤm とデータＤ0 とを
周波数軸上で複素乗算して、データＤ’m （Ｄ’m ＝Ｄ
m ×Ｄ0 ）を作成し、搬送波変調信号群中の各搬送波変
調信号の相互の位相を特定パターンにランダム化する。The complex multiplier 13 performs a complex multiplication of the data Dm and the data D0 on the frequency axis every time the data Dm of each symbol section is input to obtain the data D'm (D'm = D
m × D0) is created and the mutual phase of each carrier modulation signal in the carrier modulation signal group is randomized to a specific pattern.
【００５７】図１０は、複素乗算器１３における複素乗
算の動作を示す図である。特に、図１０（ａ）は変調方
式に１６値ＱＡＭを用いた場合の搬送波変調信号の取り
得る信号点配置を示し、図１０（ｂ）は位相がランダム
に変化する単位ベクトルｉを示し、図１０（ｃ）は位相
を特定パターンにランダム化された搬送波変調信号を示
している。FIG. 10 is a diagram showing the operation of complex multiplication in the complex multiplier 13. In particular, FIG. 10A shows a signal point arrangement that a carrier modulation signal can take when 16-value QAM is used as a modulation method, and FIG. 10B shows a unit vector i whose phase randomly changes. 10 (c) shows a carrier modulation signal whose phase is randomized to a specific pattern.
【００５８】図１０（ａ）において、今、一つの搬送波
に割り当てられる搬送波変調信号群中の一つの搬送波変
調信号が、複素平面上の信号点Ａに配点されたと仮定す
る。信号点Ａは、その実数部が３、その虚数部が１の大
きさを持つ。また、単位ベクトルｉは、この時、位相角
３π／４を持ったと仮定する。複素乗算の結果、図１０
（ｃ）に示す搬送波変調信号Ａ’が得られる。搬送波変
調信号Ａ’は、実数部が−２．８、虚数部が１．４とな
り、１６値ＱＡＭの配置にはない信号点をとることにな
る。このように、単位ベクトルｉの位相がランダムに変
化するため、搬送波変調信号発生器１２から出力された
搬送波変調信号群中の各搬送波変調信号の位相が、たと
え同一であっても、複素乗算器１３は、位相が相互にラ
ンダム化された搬送波変調信号群を、逆フーリエ変換器
１５に出力する。In FIG. 10A, it is now assumed that one carrier modulation signal in the carrier modulation signal group assigned to one carrier is assigned to the signal point A on the complex plane. The signal point A has a real part of 3 and an imaginary part of 1. Further, it is assumed that the unit vector i has a phase angle of 3π / 4 at this time. The result of complex multiplication, FIG.
The carrier modulated signal A ′ shown in (c) is obtained. The carrier modulated signal A ′ has a real part of −2.8 and an imaginary part of 1.4, and has signal points that are not in the 16-ary QAM constellation. Thus, since the phase of the unit vector i changes randomly, even if the phase of each carrier modulation signal in the carrier modulation signal group output from the carrier modulation signal generator 12 is the same, the complex multiplier 13 outputs the carrier modulation signal group whose phases are mutually randomized to the inverse Fourier transformer 15.
【００５９】複素乗算器１３は、このような動作を所定
の期間繰り返す。また、複素乗算器１３は、定期的にデ
ータＤ0 だけを出力する。この時の一連の動作を、図１
１に示す。すなわち、データＤ0 が挿入されるシンボル
をＳ0 とすると、送信装置３は、図１２に示すように、
定期的にシンボルＳ0 のデータＤ0 を、その他の場合は
シンボルＳm のデータＤ’m を出力することになる。逆
フーリエ変換器１５は、搬送波変調信号群Ｄ’m を、シ
ンボル毎に、周波数軸上に並ぶ各搬送波に割り当て、こ
れらに対して一括的に逆フーリエ変換および並直列変換
を施すことにより、ディジタルのＯＦＤＭ信号に変換す
る。この結果、搬送波変調信号群の絶対基準位相が、０
から２πまでのランダムな値になり、逆フーリエ変換器
１５から出力されたＯＦＤＭ信号に電力集中が起こるの
を抑制できる。したがって、送信装置、受信装置のダイ
ナミックレンジを大きくする必要がなく、安価な構成
で、ＯＦＤＭ信号への送受信器や中継増幅器等の非線形
性からの影響を軽減することができる。送信装置３にお
ける他の回路ブロック、すなわちガードタイム挿入部１
６〜ローパスフィルタ１９は、送信装置１の場合と同様
に動作する。The complex multiplier 13 repeats such an operation for a predetermined period. Further, the complex multiplier 13 periodically outputs only the data D0. A series of operations at this time is shown in FIG.
It is shown in FIG. That is, assuming that the symbol in which the data D0 is inserted is S0, the transmitting device 3 is as shown in FIG.
The data D0 of the symbol S0 is output periodically, and in other cases, the data D'm of the symbol Sm is output. The inverse Fourier transformer 15 assigns the carrier modulation signal group D'm to each carrier arranged on the frequency axis for each symbol, and collectively performs inverse Fourier transform and parallel-serial conversion on these carriers, thereby performing digital conversion. Of OFDM signal. As a result, the absolute reference phase of the carrier modulation signal group is 0
To 2π are random values, and power concentration can be suppressed from occurring in the OFDM signal output from the inverse Fourier transformer 15. Therefore, it is not necessary to increase the dynamic range of the transmitting device and the receiving device, and it is possible to reduce the influence of the nonlinearity of the transmitter / receiver, the relay amplifier, etc. on the OFDM signal with an inexpensive configuration. Another circuit block in the transmitter 3, that is, the guard time insertion unit 1
The 6 to low-pass filters 19 operate similarly to the case of the transmission device 1.
【００６０】なお、ガードタイム挿入部１６は、シンボ
ルＳm の場合と同様に、シンボルＳ0 の後端部と同じデ
ータ成分Ｄ0 を対応する前部ガードタイムに挿入すると
ともに、シンボルＳ0 の前端部と同じデータ成分を対応
する後部ガードタイムに挿入している。As in the case of the symbol Sm, the guard time inserting unit 16 inserts the same data component D0 as the rear end of the symbol S0 into the corresponding front guard time, and the same as the front end of the symbol S0. The data component is inserted in the corresponding rear guard time.
【００６１】図９に示す送信装置３を用いた場合、基本
的には、図２に示す受信装置２と同じ構成の受信装置を
用いることができる。ただし、受信装置のメモリ２６に
は、送信装置３のメモリ１４に記憶される基準複素数信
号群Ｄ0 の受信データＺＤ0を記憶させることになる。When the transmitting device 3 shown in FIG. 9 is used, basically a receiving device having the same configuration as the receiving device 2 shown in FIG. 2 can be used. However, the memory 26 of the receiver stores the received data ZD0 of the reference complex signal group D0 stored in the memory 14 of the transmitter 3.
【００６２】上記した図９の実施形態においても、前述
した第１の実施形態と同様の効果が得られる。すなわ
ち、マルチパスにより反射波が直接波に重なり、直接波
のシンボル区間と反射波のガードタイムとが重なって
も、フーリエ変換後に周波数軸上に現れる受信搬送波変
調信号群の振幅位相歪みがすべて一様なものとなり、そ
の除去を簡単な演算処理（乗算、除算）で行える。ま
た、送信側と受信側との間でＯＦＤＭ信号に時間遅延が
発生しても、時間遅延の影響のない復調データを得るこ
とができ、時間窓の時間軸上の調整が容易になる。Also in the embodiment of FIG. 9 described above, the same effect as that of the first embodiment described above can be obtained. That is, even if the reflected wave is overlapped with the direct wave by the multipath and the symbol section of the direct wave and the guard time of the reflected wave are overlapped, the amplitude phase distortion of the received carrier modulation signal group appearing on the frequency axis after Fourier transform is all equal. Such a thing can be removed by simple arithmetic processing (multiplication, division). Further, even if a time delay occurs in the OFDM signal between the transmitting side and the receiving side, demodulated data that is not affected by the time delay can be obtained, and adjustment of the time window on the time axis becomes easy.
【００６３】なお、上述の各実施形態は、有線の伝送路
を介してデータを伝送するようにしているが、本発明は
これに限定されることなく、無線の伝送路を介してデー
タを伝送するようにしてもよい。また、上述の各実施形
態では、多チャンネル分のテレビの映像データを各搬送
波に乗せるようにしたが、１チャンネル分の映像データ
を時間分割して並列に並び替え、各搬送波に割り当てる
ようにしてもよい。さらに、映像データに替えて、音声
データ、テキストデータ等を各搬送波にのせるようにし
てもよい。さらに、ＣＡＴＶに替えて、ＬＡＮ、ＷＡＮ
等の他のシステムにおいて本発明を実施してもよい。In each of the above embodiments, the data is transmitted via the wired transmission line, but the present invention is not limited to this, and the data is transmitted via the wireless transmission line. You may do it. Further, in each of the above-described embodiments, the television image data for multiple channels is placed on each carrier, but the image data for one channel is time-divided, rearranged in parallel, and assigned to each carrier. Good. Further, instead of video data, audio data, text data, etc. may be placed on each carrier. Furthermore, instead of CATV, LAN, WAN
The present invention may be implemented in other systems such as.
【００６４】さらに、図９の送信装置３では、メモリ１
４から出力された基準複素数信号群を、定期的に、複素
乗算器１３を介して逆フーリエ変換器１５に入力するよ
うにしたが、基準複素数信号群を、逆フーリエ変換器１
５に直接入力してもよい。Furthermore, in the transmitter 3 of FIG.
The reference complex number signal group output from No. 4 is periodically input to the inverse Fourier transformer 15 via the complex multiplier 13, but the reference complex number signal group is input to the inverse Fourier transformer 1.
You may input directly into 5.
【００６５】さらに、図９の送信装置３では、搬送波変
調信号群に含める基準複素数信号群として、予め定めら
れた特定パターンを有し、かつその位相が相互にランダ
ムに変化している複素数信号群Ｄ0 を使用したが、ＯＦ
ＤＭ信号に生じる電力集中が生じないような状況下で
は、搬送波変調信号群に含める基準複素数信号群とし
て、予め定められた特定パターンを有し、かつ各信号の
位相が相互に同一の複素数信号群を使用しても良い。こ
の場合でも、第１の実施形態と同様、簡単な演算処理
（乗算、除算）を行うことで、振幅位相歪みを除去でき
る。Further, in the transmitter 3 of FIG. 9, a complex number signal group having a predetermined specific pattern as the reference complex number signal group to be included in the carrier wave modulation signal group, and the phases of which change randomly with respect to each other. I used D0, but OF
In a situation where the power concentration that occurs in the DM signal does not occur, a complex number signal group that has a predetermined specific pattern and has the same phase as each other as the reference complex number signal group included in the carrier modulation signal group. May be used. Even in this case, similar to the first embodiment, the amplitude / phase distortion can be removed by performing a simple arithmetic process (multiplication, division).
【図１】本発明の第１の実施形態の送信装置の構成を示
すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmission device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第１の実施形態の受信装置の構成を示
すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a receiving device according to the first embodiment of the present invention.
【図３】図１の送信装置１から送信されるＯＦＤＭ信号
の構成を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a configuration of an OFDM signal transmitted from the transmission device 1 of FIG.
【図４】図１のメモリ１４と、複素乗算器１３との動作
を示す図である。4 is a diagram showing operations of the memory 14 and the complex multiplier 13 of FIG. 1. FIG.
【図５】図１の送信装置１から出力されたＯＦＤＭ信号
に対する受信装置２のエンベロープ検波器２３と同期再
生部２４との動作を示す図である。5 is a diagram showing operations of an envelope detector 23 and a synchronization reproducing unit 24 of the receiver 2 with respect to the OFDM signal output from the transmitter 1 of FIG.
【図６】図２のメモリ２６と、複素除算器２７との動作
を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing operations of a memory 26 and a complex divider 27 of FIG.
【図７】マルチパスによる遅延波の影響について、従来
のシステムと第１の実施形態のシステムとを比較したシ
ミュレーション結果を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a simulation result comparing the conventional system and the system of the first embodiment with respect to the influence of a delayed wave due to multipath.
【図８】伝送路等による時間遅延の影響について、従来
のシステムと第１の実施形態のシステムとを比較したシ
ミュレーション結果を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a simulation result in which the conventional system and the system of the first embodiment are compared with respect to the influence of a time delay due to a transmission path or the like.
【図９】本発明の第２の実施形態の送信装置の構成を示
すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a transmission device according to a second embodiment of the present invention.
【図１０】図９の複素乗算器１３における搬送波変調信
号群と複素数信号群との複素乗算の様子を示す図であ
る。10 is a diagram showing a state of complex multiplication of a carrier modulation signal group and a complex number signal group in the complex multiplier 13 of FIG.
【図１１】図９のメモリ１４と複素乗算器１３との動作
を示す図である。11 is a diagram showing operations of the memory 14 and the complex multiplier 13 of FIG.
【図１２】図９のＯＦＤＭ信号の送信装置から送信され
るＯＦＤＭ信号の構成を示す信号構成図である。12 is a signal configuration diagram showing a configuration of an OFDM signal transmitted from the OFDM signal transmitting apparatus of FIG.
【図１３】従来のＯＦＤＭ信号の送信装置の構成を示す
ブロック図である。FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a conventional OFDM signal transmitter.
【図１４】図１３の送信装置５から送信されるＯＦＤＭ
信号の構成を示す図である。FIG. 14 is an OFDM transmitted from the transmitter 5 of FIG.
It is a figure which shows the structure of a signal.
【図１５】相互に直交する搬送波に割り当てられた搬送
波変調信号群の位相状態とＯＦＤＭ信号との関係を示す
信号波形図である。FIG. 15 is a signal waveform diagram showing a relationship between a phase state of a carrier modulation signal group assigned to mutually orthogonal carrier waves and an OFDM signal.
１，３…送信装置 １２…搬送波変調信号発生器 １３…複素乗算器 １４…メモリ １５…逆フーリエ変換器 １６…ガードタイム挿入部 １７…同期信号多重部 １８…Ｄ／Ａ変換器 １９…ローパスフィルタ ３１…特定パターン発生器 ２…受信装置 ２１…ローパスフィルタ ２２…Ａ／Ｄ変換器 ２３…エンベロープ検波器 ２４…同期再生部 ２５…フーリエ変換器 ２６…メモリ ２７…複素除算器 ２８…送信データ再生器 1, 3 ... Transmitting device 12 ... Carrier modulation signal generator 13 ... Complex multiplier 14 ... Memory 15 ... Inverse Fourier transformer 16 ... Guard time insertion unit 17 ... Synchronization signal multiplexing unit 18 ... D / A converter 19 ... Low-pass filter 31 ... Specific pattern generator 2 ... Receiving device 21 ... Low-pass filter 22 ... A / D converter 23 ... Envelope detector 24 ... Synchronous reproducing unit 25 ... Fourier transformer 26 ... Memory 27 ... Complex divider 28 ... Transmission data reproducing device
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 木村 知弘 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 大植 裕司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued Front Page (72) Inventor Tomohiro Kimura 1006 Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. (72) Yuji Oue, 1006 Kadoma, Kadoma City, Osaka Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Claims (12)
から受信側に対して、所定長のシンボル毎に直交周波数
分割多重信号を伝送する方法であって、 周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアの位相と振
幅とを決定する搬送波変調信号群をシンボル毎に逆フー
リエ変換することにより、時間軸上の前記直交周波数分
割多重信号に変換する第１のステップと、 前記直交周波数分割多重信号の各シンボルに対し、その
前部にその後端部と同じデータを含む前部ガードタイム
を付加するとともに、その後部にその前端部と同じデー
タを含む後部ガードタイムを付加して、前記受信側に送
信する第２のステップとを備える、直交周波数分割多重
信号の伝送方法。1. A method for transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal for each symbol of a predetermined length from a transmission side to a reception side via a wired or wireless transmission path, wherein a plurality of signals orthogonal to each other on a frequency axis are provided. A first step of converting the carrier modulation signal group that determines the phase and amplitude of the carrier of the above into the orthogonal frequency division multiplexed signal on the time axis by performing an inverse Fourier transform for each symbol, and the orthogonal frequency division multiplexed signal For each symbol of, the front part guard time including the same data as the rear end part is added to the front part, and the rear part guard time including the same data as the front end part is added to the rear part thereof to the receiving side. A second step of transmitting, a method of transmitting an orthogonal frequency division multiplexed signal.
号群とを周波数軸上で複素乗算する第３のステップをさ
らに備え、 前記第１のステップは、前記第３のステップで得られた
複素乗算結果を、前記直交周波数分割多重信号に変換す
る、請求項１に記載の直交周波数分割多重信号の伝送方
法。2. A third step of complex-multiplying the carrier modulation signal group and a reference complex number signal group on a frequency axis, wherein the first step comprises the complex obtained in the third step. The method of transmitting an orthogonal frequency division multiplexed signal according to claim 1, wherein the multiplication result is converted into the orthogonal frequency division multiplexed signal.
信号群の各シンボルについて、その一定シンボル前に複
素乗算した結果を、前記基準複素数信号群として各前記
搬送波変調信号群に複素乗算する、請求項２に記載の直
交周波数分割多重信号の伝送方法。3. In the third step, for each symbol of the carrier modulation signal group, the result of complex multiplication before the fixed symbol is complex-multiplied to each carrier modulation signal group as the reference complex number signal group. The method for transmitting an orthogonal frequency division multiplexed signal according to claim 2.
つ各信号の位相がランダムに変化している複素数信号群
をシンボル毎に発生する第４のステップをさらに備え、 前記第３のステップは、前記搬送波変調信号群の各シン
ボルについて、前記第４のステップで得られた複素数信
号群を、前記基準複素数信号群として使用し、 前記第１のステップは、常時は前記第３のステップで得
られた複素乗算結果を前記直交周波数分割多重信号に変
換し、定期的に前記基準複素数信号群を前記直交周波数
分割多重信号に変換する、請求項２に記載の直交周波数
分割多重信号の伝送方法。4. A fourth step of generating, for each symbol, a complex number signal group having a predetermined specific pattern and in which the phase of each signal changes at random, further comprising the third step. For each symbol of the carrier modulation signal group, the complex number signal group obtained in the fourth step is used as the reference complex number signal group, and the first step is always obtained in the third step. The method of transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal according to claim 2, wherein the complex multiplication result is converted into the orthogonal frequency division multiplex signal, and the reference complex number signal group is periodically converted into the orthogonal frequency division multiplex signal.
信されてきた前記直交周波数分割多重信号を、前記搬送
波変調信号群に対応する受信搬送波変調信号群に変換す
る第５のステップと、 前記第５のステップで得られた受信信号群を、所定の基
準複素数信号群により、周波数軸上で複素除算する第６
のステップとを備える、請求項２に記載の直交周波数分
割多重信号の伝送方法。5. A fifth step of converting the orthogonal frequency division multiplexed signal transmitted from the transmission side for each symbol of a predetermined length into a received carrier modulation signal group corresponding to the carrier modulation signal group, A sixth division of the received signal group obtained in the fifth step by complex division on the frequency axis by a predetermined reference complex number signal group;
The method for transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal according to claim 2, further comprising:
に、所定長のシンボル毎に直交周波数分割多重信号を送
信する装置であって、 基準複素数信号群を記憶するメモリ手段と、 周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアの位相と振
幅とを決定する搬送波変調信号群と、前記メモリ手段に
記憶された前記基準複素数信号群とを周波数軸上で複素
乗算し、送信搬送波変調信号群を出力する複素乗算手段
と、 前記複素乗算手段から出力される送信搬送波変調信号群
に対して、各シンボル毎に逆フーリエ演算を施すことに
より、当該送信搬送波変調信号群を、時間軸上の前記直
交周波数分割多重信号に変換する逆フーリエ変換手段
と、 前記逆フーリエ変換手段から出力される前記直交周波数
分割多重信号の各シンボルに対し、その前部にその後端
部と同じデータを含む前部ガードタイムを付加するとと
もに、その後部にその前端部と同じデータを含む後部ガ
ードタイムを付加するガードタイム付加手段と、 前記前部ガードタイムおよび前記後部ガードタイムの付
加された前記直交周波数分割多重信号を、各シンボル毎
に前記受信側に送信する送信手段とを備える、直交周波
数分割多重信号の送信装置。6. A device for transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal for each symbol of a predetermined length to a receiving side via a wired or wireless transmission path, a memory means for storing a reference complex number signal group, and a frequency axis. A carrier modulation signal group for determining the phases and amplitudes of a plurality of carriers which are orthogonal to each other above, and the reference complex number signal group stored in the memory means are subjected to complex multiplication on the frequency axis to obtain a transmission carrier modulation signal group. An inverse Fourier operation is performed for each symbol on the complex multiplication means for outputting and the transmission carrier modulation signal group output from the complex multiplication means, so that the transmission carrier modulation signal group is orthogonalized on the time axis. An inverse Fourier transform means for converting into a frequency division multiplex signal, and for each symbol of the orthogonal frequency division multiplex signal output from the inverse Fourier transform means, before and after that A guard time adding means for adding a front guard time including the same data as that of the first part and a rear guard time including the same data as the front end for the rear part, and adding the front guard time and the rear guard time An orthogonal frequency division multiplexed signal transmitting apparatus, comprising: transmitting means for transmitting the generated orthogonal frequency division multiplexed signal to the reception side for each symbol.
一定シンボル前の複素乗算結果を、前記基準複素数信号
群として記憶する、請求項６に記載の直交周波数分割多
重信号の送信装置。7. The transmission apparatus for orthogonal frequency division multiplexed signals according to claim 6, wherein said memory means stores the complex multiplication result before the fixed symbol of said complex multiplication means as said reference complex number signal group.
数信号群を、前記基準複素数信号群として記憶し、 前記複素乗算手段は、前記搬送波変調信号群と、前記メ
モリ手段に記憶された前記基準複素数信号群とを周波数
軸上で複素乗算して出力し、 前記逆フーリエ変換手段は、常時はシンボル毎に前記複
素乗算手段から出力された複素乗算結果を前記直交周波
数分割多重信号に変換し、定期的に前記メモリ手段から
出力された前記基準複素数信号群を前記直交周波数分割
多重信号に変換する、請求項６に記載の直交周波数分割
多重信号の送信装置。8. The memory means stores a predetermined complex number signal group as the reference complex number signal group, and the complex multiplying means stores the carrier modulation signal group and the reference number stored in the memory means. A complex number signal group and a complex multiplication on the frequency axis and output, the inverse Fourier transforming means, normally converts the complex multiplication result output from the complex multiplying means for each symbol to the orthogonal frequency division multiplexed signal, 7. The orthogonal frequency division multiplex signal transmission device according to claim 6, wherein the reference complex number signal group output from the memory means is periodically converted into the orthogonal frequency division multiplex signal.
群として疑似雑音信号を発生する疑似雑音信号発生手段
の出力を保持していることを特徴とする、請求項８に記
載の直交周波数分割多重信号の送信装置。9. The orthogonal frequency division multiplexing according to claim 8, wherein said memory means holds an output of a pseudo noise signal generating means for generating a pseudo noise signal as said reference complex number signal group. Signal transmitter.
号群として周波数掃引信号を発生する周波数掃引信号発
生手段の出力を保持していることを特徴とする、請求項
８に記載の直交周波数分割多重信号の送信装置。10. The orthogonal frequency division multiplexing according to claim 8, wherein the memory means holds an output of a frequency sweep signal generating means for generating a frequency sweep signal as the reference complex number signal group. Signal transmitter.
側から所定長のシンボル毎に送信されてくる直交周波数
分割多重信号を受信する装置であって、 時間軸上の前記直交周波数分割多重信号に対して、シン
ボル毎にフーリエ変換演算を施すことにより、当該直交
周波数分割多重信号を、周波数軸上の受信搬送波変調信
号群に変換するフーリエ変換手段と、 前記フーリエ変換手段から一定シンボル毎に出力された
受信搬送波変調信号群を、受信基準複素数信号群として
記憶するメモリ手段と、 前記フーリエ変換手段から出力された受信搬送波変調信
号群を、前記メモリ手段に記憶された受信基準複素数信
号群により、周波数軸上で複素除算する複素除算手段と
を備える、直交周波数分割多重信号の受信装置。11. A device for receiving an orthogonal frequency division multiplex signal transmitted from a transmitting side for each symbol of a predetermined length via a wired or wireless transmission path, the orthogonal frequency division multiplex signal on a time axis. A Fourier transform operation for each symbol to transform the orthogonal frequency division multiplexed signal into a group of received carrier modulation signals on the frequency axis, and the Fourier transform means outputs the signal at constant symbols. The received carrier modulated signal group, the memory means for storing as a received reference complex number signal group, the received carrier modulated signal group output from the Fourier transform means, by the received reference complex number signal group stored in the memory means, An orthogonal frequency division multiplex signal reception device, comprising: complex division means for performing complex division on the frequency axis.
側から受信側に対して、所定長のシンボル毎に直交周波
数分割多重信号を伝送する方法であって、 周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアの位相と振
幅とを決定するための搬送波変調信号群をシンボル毎に
生成する第１のステップと、 予め定められた特定パターンを有し、かつ各信号の位相
がランダムに変化している複素数信号群を発生する第２
のステップと、 前記搬送波変調信号群と前記複素数信号群とをシンボル
毎に周波数軸上で複素乗算することにより、当該搬送波
変調信号群の各信号の位相をランダム化する第３のステ
ップと、 常時は前記第３のステップで各信号の位相がランダム化
された搬送波変調信号群をシンボル毎に逆フーリエ変換
して時間軸上の前記直交周波数分割多重信号に変換し、
定期的に前記複素数信号群を逆フーリエ変換して前記直
交周波数分割多重信号に変換し、それぞれを前記受信側
に送信する第４のステップとを備える、直交周波数分割
多重信号の伝送方法。12. A method of transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal for each symbol of a predetermined length from a transmission side to a reception side via a wired or wireless transmission path, wherein a plurality of signals orthogonal to each other on a frequency axis are provided. The first step of generating a carrier modulation signal group for determining the phase and amplitude of the carrier of each symbol, and having a predetermined specific pattern, and the phase of each signal randomly changing Second to generate complex signal group
And a third step of randomizing the phase of each signal of the carrier modulation signal group by performing complex multiplication on the frequency axis for each symbol of the carrier modulation signal group and the complex number signal group, and Is an inverse Fourier transform for each symbol of the carrier modulation signal group in which the phase of each signal is randomized in the third step, and is converted into the orthogonal frequency division multiplexed signal on the time axis,
A fourth step of periodically inverse Fourier transforming the complex number signal group to convert it to the orthogonal frequency division multiplexed signal, and transmitting each to the receiving side, the orthogonal frequency division multiplexed signal transmission method.
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