JP3003006B2 - 直交変調信号の信号復調およびダイバーシティ合成の方法および装置 - Google Patents
直交変調信号の信号復調およびダイバーシティ合成の方法および装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
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- H04B7/0865—Independent weighting, i.e. weights based on own antenna reception parameters
-
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、直交変調を用いた、通信システムにおける
信号復調およびダイバーシティ合成に関するものであ
る。
信号復調およびダイバーシティ合成に関するものであ
る。
産業上の利用可能性 本発明は、一般的には、このような通信システムに適
用できるが、特に、直接拡散符号分割多元接続（DS−CD
MA）セルラ通信システムの逆監視通信路（リバース・チ
ャネル）、または（移動局から基地局への）アップ・リ
ンク用の信号復調およびダイバーシティ合成に適用可能
であり、それに関して、以下に例示する。このセルラ通
信システムは、TIA/EIA（米国電気通信工業会／米国電
子工業会）のIS−95−Ａ暫定標準「デュアル・モード広
帯域スペクトル拡散セルラ・システム用の移動局−基地
局適合性標準」と互換性がある。以下の説明では、便宜
上、これを単にIS−95システムという。このIS−95シス
テムの逆監視通信路には、64−ary直交変調を使用して
いる、ということは公知である。
用できるが、特に、直接拡散符号分割多元接続（DS−CD
MA）セルラ通信システムの逆監視通信路（リバース・チ
ャネル）、または（移動局から基地局への）アップ・リ
ンク用の信号復調およびダイバーシティ合成に適用可能
であり、それに関して、以下に例示する。このセルラ通
信システムは、TIA/EIA（米国電気通信工業会／米国電
子工業会）のIS−95−Ａ暫定標準「デュアル・モード広
帯域スペクトル拡散セルラ・システム用の移動局−基地
局適合性標準」と互換性がある。以下の説明では、便宜
上、これを単にIS−95システムという。このIS−95シス
テムの逆監視通信路には、64−ary直交変調を使用して
いる、ということは公知である。
背景技術 DS−CDMA移動セルラ通信システムにおける、２つの重
大なチャネル障害として、他のユーザからの同一チャネ
ル干渉と、移動局が移動しているときのドップラー周波
数偏移を含む信号フェージングとがある。このシステム
で使用されている変調および符号体系によって、ユーザ
または移動局の数といった、そのシステムの容量に対応
する所定のSIR（信号対干渉比）に対して、望ましい程
の低エラー確率が得られる。SIRを最適化し、それによ
って、最適なシステム容量を提供するには、干渉（コヒ
ーレント）検波技術の方が、非干渉（ノンコヒーレン
ト）の技術よりも好ましい、ということが良く知られて
いる。これは、干渉検波技術によって、異なるダイバー
シティ信号を互に同相モードで合成することが可能にな
るためである。
大なチャネル障害として、他のユーザからの同一チャネ
ル干渉と、移動局が移動しているときのドップラー周波
数偏移を含む信号フェージングとがある。このシステム
で使用されている変調および符号体系によって、ユーザ
または移動局の数といった、そのシステムの容量に対応
する所定のSIR（信号対干渉比）に対して、望ましい程
の低エラー確率が得られる。SIRを最適化し、それによ
って、最適なシステム容量を提供するには、干渉（コヒ
ーレント）検波技術の方が、非干渉（ノンコヒーレン
ト）の技術よりも好ましい、ということが良く知られて
いる。これは、干渉検波技術によって、異なるダイバー
シティ信号を互に同相モードで合成することが可能にな
るためである。
PLL（位相ロック・ループ）技術を用いて、ダイバー
シティ信号を同相に揃えた後、これらダイバーシティ信
号を合成することによって干渉検波を実行する通信シス
テムを提供できることが知られている。しかしながら、
セルラ通信システムのような、フェージングが発生する
環境では、サイクル・スキッピング・レートの増加に起
因して、PLL技術が適切に機能しない場合がある。
シティ信号を同相に揃えた後、これらダイバーシティ信
号を合成することによって干渉検波を実行する通信シス
テムを提供できることが知られている。しかしながら、
セルラ通信システムのような、フェージングが発生する
環境では、サイクル・スキッピング・レートの増加に起
因して、PLL技術が適切に機能しない場合がある。
また、例えば、IS−95システムにおいて、順方向通信
路（フォワード・チャネル）、または（基地局から移動
局への）ダウン・リンクにパイロット信号を与えて、移
動局の受信機での干渉検波を容易にすることも知られて
いる。しかしながら、このような一般的なパイロット信
号の使用は、逆監視通信路、またはアップ・リンクには
適していない。
路（フォワード・チャネル）、または（基地局から移動
局への）ダウン・リンクにパイロット信号を与えて、移
動局の受信機での干渉検波を容易にすることも知られて
いる。しかしながら、このような一般的なパイロット信
号の使用は、逆監視通信路、またはアップ・リンクには
適していない。
F.リング（Ling）による「直接拡散CDMAアップ・リン
ク通信に対する参照シンボルに基づくチャネル予測を用
いた干渉検波」と題する論文（IEEE車両技術会議、VTC'
93、第400頁〜403頁、1993年５月）は、逆監視通信路
に、６シンボル毎に１つのシンボルという、比較的高速
で参照（パイロット）シンボルを挿入して、干渉検波を
容易にする旨を提案している。しかしながら、この技術
は、IS−95システムと互換性がない。
ク通信に対する参照シンボルに基づくチャネル予測を用
いた干渉検波」と題する論文（IEEE車両技術会議、VTC'
93、第400頁〜403頁、1993年５月）は、逆監視通信路
に、６シンボル毎に１つのシンボルという、比較的高速
で参照（パイロット）シンボルを挿入して、干渉検波を
容易にする旨を提案している。しかしながら、この技術
は、IS−95システムと互換性がない。
従って、非干渉検波技術のみが、IS−95システムの逆
監視通信路に対して実用化できると考えられてきた。
監視通信路に対して実用化できると考えられてきた。
干渉復調の性能に近い性能を有する、PSK（位相偏移
変調）された変調信号の非干渉復調に対する研究が、H.
リーブ（Leib）他による「ガウス・ノイズにより影響さ
れるベクトル位相および微分干渉受信機」と題する論文
（IEEE情報処理紀要、第34巻、No.6、第1491頁〜第1501
頁、1988年11月）に記載されている。この研究は、H.リ
ーブによる「DPSKについてのデータ支援された非干渉復
調」と題する論文（IEEE通信紀要、第43巻、No.2/3/4、
第722頁〜第725頁、1995年２月/3月/4月、1995年４月24
日頃に発行）に概括的に論じられている。しかしなが
ら、これらの研究は、直交変調信号に関連するものでは
ない。
変調）された変調信号の非干渉復調に対する研究が、H.
リーブ（Leib）他による「ガウス・ノイズにより影響さ
れるベクトル位相および微分干渉受信機」と題する論文
（IEEE情報処理紀要、第34巻、No.6、第1491頁〜第1501
頁、1988年11月）に記載されている。この研究は、H.リ
ーブによる「DPSKについてのデータ支援された非干渉復
調」と題する論文（IEEE通信紀要、第43巻、No.2/3/4、
第722頁〜第725頁、1995年２月/3月/4月、1995年４月24
日頃に発行）に概括的に論じられている。しかしなが
ら、これらの研究は、直交変調信号に関連するものでは
ない。
「レイクの原理を採用した直接拡散スペクトル直交符
号化信号用の受信機」と題する、1995年１月５日公開の
国際特許出願WO−Ａ−95/01018は、二重最大メトリック
生成（dual−maxima metric generation）として知られ
る方法、並びに、IS−95システムなどの逆監視通信路に
対する、非干渉受信システムにおける直交符号化データ
信号の復号化装置を開示している。
号化信号用の受信機」と題する、1995年１月５日公開の
国際特許出願WO−Ａ−95/01018は、二重最大メトリック
生成（dual−maxima metric generation）として知られ
る方法、並びに、IS−95システムなどの逆監視通信路に
対する、非干渉受信システムにおける直交符号化データ
信号の復号化装置を開示している。
本発明の目的は、直交変調を用いた通信システムにお
いて、特に、IS−95システムの逆監視通信路に対する、
信号復調およびダイバーシティ合成の方法、および、そ
の方法を実行する装置を提供することである。
いて、特に、IS−95システムの逆監視通信路に対する、
信号復調およびダイバーシティ合成の方法、および、そ
の方法を実行する装置を提供することである。
発明の概要 本発明の一態様によれば、直交変調を使用して、通信
システム内で変調信号を処理する方法において、複数の
直交変調関数それぞれに従って上記変調信号を復調し
て、複数の復調信号を生成する工程と、上記復調信号の
最適な信号を選択する工程と、上記選択された復調信号
の位相回転を予測する工程と、上記予測された位相回転
に依存して、上記変調信号の位相を反転する工程とを備
える方法が提供される。
システム内で変調信号を処理する方法において、複数の
直交変調関数それぞれに従って上記変調信号を復調し
て、複数の復調信号を生成する工程と、上記復調信号の
最適な信号を選択する工程と、上記選択された復調信号
の位相回転を予測する工程と、上記予測された位相回転
に依存して、上記変調信号の位相を反転する工程とを備
える方法が提供される。
本発明の関連する態様によれば、直交変調を使用し
て、通信システム内で変調信号を処理する装置におい
て、上記変調信号と、この変調信号の位相予測とに応じ
て、この位相予測に依存して上記変調信号の位相を反転
し、位相の反転した変調信号を生成する位相反転器と、
複数の直交変調関数各々に従って上記位相の反転した変
調信号を復調し、複数の復調信号を生成するよう構成さ
れた復調器と、上記復調信号の最適な信号を選択するよ
う構成された選択器と、上記選択された復調信号に応じ
て上記位相予測を生成する位相予測器とを備える装置が
提供される。
て、通信システム内で変調信号を処理する装置におい
て、上記変調信号と、この変調信号の位相予測とに応じ
て、この位相予測に依存して上記変調信号の位相を反転
し、位相の反転した変調信号を生成する位相反転器と、
複数の直交変調関数各々に従って上記位相の反転した変
調信号を復調し、複数の復調信号を生成するよう構成さ
れた復調器と、上記復調信号の最適な信号を選択するよ
う構成された選択器と、上記選択された復調信号に応じ
て上記位相予測を生成する位相予測器とを備える装置が
提供される。
本発明の他の態様によれば、シンボルからなるダイバ
ーシティ・パス信号を合成する方法であって、各シンボ
ルは、複数の直交関数の１つに従って変調される、当該
方法において、各ダイバーシティ・パスの変調信号に対
して、上記直交関数の選択された１つに従って復調され
た上記変調信号に応じて復調信号を生成し、この復調信
号より上記変調信号の位相回転を予測し、そして、その
予測された位相回転に依存して上記変調信号の位相を反
転する工程と、上記ダイバーシティ・パスの位相反転変
調信号を合成して、ダイバーシティ合成された変調信号
を生成する工程と、上記直交関数それぞれに従って、上
記ダイバーシティ合成された変調信号を復調して、複数
のダイバーシティ合成された復調信号を生成する工程
と、上記ダイバーシティ合成された復調信号の最大信号
を決定し、それによって、上記直交関数の上記選択され
た１つを決定する工程とを備える方法が提供される。
ーシティ・パス信号を合成する方法であって、各シンボ
ルは、複数の直交関数の１つに従って変調される、当該
方法において、各ダイバーシティ・パスの変調信号に対
して、上記直交関数の選択された１つに従って復調され
た上記変調信号に応じて復調信号を生成し、この復調信
号より上記変調信号の位相回転を予測し、そして、その
予測された位相回転に依存して上記変調信号の位相を反
転する工程と、上記ダイバーシティ・パスの位相反転変
調信号を合成して、ダイバーシティ合成された変調信号
を生成する工程と、上記直交関数それぞれに従って、上
記ダイバーシティ合成された変調信号を復調して、複数
のダイバーシティ合成された復調信号を生成する工程
と、上記ダイバーシティ合成された復調信号の最大信号
を決定し、それによって、上記直交関数の上記選択され
た１つを決定する工程とを備える方法が提供される。
本発明は、好適にはさらに、上記ダイバーシティ・パ
ス変調信号各々に対して、上記変調信号の振幅を予測
し、この予測した振幅に依存して、上記合成する工程に
先立って、上記ダイバーシティ・パス変調信号に重み付
けする工程を備える。
ス変調信号各々に対して、上記変調信号の振幅を予測
し、この予測した振幅に依存して、上記合成する工程に
先立って、上記ダイバーシティ・パス変調信号に重み付
けする工程を備える。
好適には、上記合成を行う工程は、位相が反転された
変調信号を表わす複素信号の実部のみを加算する工程を
備える。
変調信号を表わす複素信号の実部のみを加算する工程を
備える。
上記位相回転の予測を行う工程は、便宜上、各ダイバ
ーシティ・パスの変調信号に対して、複数のシンボルに
対する上記復調信号の平均を算出する工程を備える。
ーシティ・パスの変調信号に対して、複数のシンボルに
対する上記復調信号の平均を算出する工程を備える。
本発明はまた、各々が複数の直交関数の１つに従って
変調されたシンボルからなる複数のダイバーシティ・パ
ス信号各々に対して、上記直交関数の選択された１つに
従って各変調信号シンボルを復調して復調信号を生成す
るよう構成された復調器と、この復調信号より上記ダイ
バーシティ・パスの変調信号の位相回転を予測するよう
に構成された位相予測器と、上記予測された位相回転に
依存して上記ダイバーシティ・パスの変調信号の位相を
反転し、位相反転変調信号を生成するよう構成された位
相反転器と、上記ダイバーシティ・パスの位相反転変調
信号を合成するよう構成された信号コンバイナと、上記
複数の直交関数に従って、上記信号コンバイナにより生
成された合成信号を復調して、複数のダイバーシティ合
成された復調信号を生成するよう構成される復調器と、
各シンボルに対して、ダイバーシティ合成された復調信
号の最適な信号を決定し、それによって、上記シンボル
に対して、上記直交関数の選択された１つを決定する手
段とを備えるダイバーシティ・パス信号コンバイナを提
供する。
変調されたシンボルからなる複数のダイバーシティ・パ
ス信号各々に対して、上記直交関数の選択された１つに
従って各変調信号シンボルを復調して復調信号を生成す
るよう構成された復調器と、この復調信号より上記ダイ
バーシティ・パスの変調信号の位相回転を予測するよう
に構成された位相予測器と、上記予測された位相回転に
依存して上記ダイバーシティ・パスの変調信号の位相を
反転し、位相反転変調信号を生成するよう構成された位
相反転器と、上記ダイバーシティ・パスの位相反転変調
信号を合成するよう構成された信号コンバイナと、上記
複数の直交関数に従って、上記信号コンバイナにより生
成された合成信号を復調して、複数のダイバーシティ合
成された復調信号を生成するよう構成される復調器と、
各シンボルに対して、ダイバーシティ合成された復調信
号の最適な信号を決定し、それによって、上記シンボル
に対して、上記直交関数の選択された１つを決定する手
段とを備えるダイバーシティ・パス信号コンバイナを提
供する。
図面の簡単な説明 本発明は、添付図面を参照した以下の説明によって、
さらに理解できる。
さらに理解できる。
図１は、IS−95セルラ通信システムの逆監視通信路受
信機におけるダイバーシティ・パス用の直交ウォルシュ
・チップ復調器のブロック図を概略的に示す。
信機におけるダイバーシティ・パス用の直交ウォルシュ
・チップ復調器のブロック図を概略的に示す。
図２は、本発明の実施の形態に係る、システム用のダ
イバーシティ・パス・コンバイナおよび信号変調器の一
部を概略的に示す。
イバーシティ・パス・コンバイナおよび信号変調器の一
部を概略的に示す。
図３は、本発明の実施の形態に係る信号復調器の一般
的なブロック図である。
的なブロック図である。
発明の実施の形態 周知のように、IS−95システムでは、逆監視通信路上
を伝送するデータ（移動局から基地局へ、毎秒9.6キロ
ビット（kbps）のビット速度を有する）に、符号化率1/
3の畳み込み符号化器で畳み込み符号化を行って、毎秒2
8.8コード・キロシンボル（ksps）の速度のコード・シ
ンボルを生成する。ブロック・インタリービングの後、
この28.8kspsの速度のコード・シンボルは、64−ary直
交変調を使用して変調され、ウォルシュ（Walsh）関数
を用いて発生させた26＝64の相互に直交する波形の１つ
が、６つのコード・シンボルの各グループに対して生成
されて、4.8変調kspsの速度の変調シンボルを生成す
る。各変調シンボルは、ウォルシュ・シンボルと呼ば
れ、64個のウォルシュ・チップで構成される。ウォルシ
ュ・チップとは、ウォルシュ関数の最も短い識別可能な
成分であり、オーダがＮのウォルシュ関数には、2N個の
ウォルシュ・チップが存在する。このように、ウォルシ
ュ・シンボルは、毎秒307.2キロチップ（kcps）のウォ
ルシュ・チップ速度を有する。
を伝送するデータ（移動局から基地局へ、毎秒9.6キロ
ビット（kbps）のビット速度を有する）に、符号化率1/
3の畳み込み符号化器で畳み込み符号化を行って、毎秒2
8.8コード・キロシンボル（ksps）の速度のコード・シ
ンボルを生成する。ブロック・インタリービングの後、
この28.8kspsの速度のコード・シンボルは、64−ary直
交変調を使用して変調され、ウォルシュ（Walsh）関数
を用いて発生させた26＝64の相互に直交する波形の１つ
が、６つのコード・シンボルの各グループに対して生成
されて、4.8変調kspsの速度の変調シンボルを生成す
る。各変調シンボルは、ウォルシュ・シンボルと呼ば
れ、64個のウォルシュ・チップで構成される。ウォルシ
ュ・チップとは、ウォルシュ関数の最も短い識別可能な
成分であり、オーダがＮのウォルシュ関数には、2N個の
ウォルシュ・チップが存在する。このように、ウォルシ
ュ・シンボルは、毎秒307.2キロチップ（kcps）のウォ
ルシュ・チップ速度を有する。
307.2kcpsの速度のウォルシュ・チップには、いわゆ
る長符号を用いた、各ウォルシュ・チップへのモジュロ
２加算による直接拡散がなされ、1228.8kcpsのチップ速
度を有するようになる。結果として得られたチップに
は、ＩおよびＱ（同相および直角位相）のPN（擬似雑
音）シーケンスを用いた直交拡散が施され、その後、ベ
ースバンドのフィルタ処理と伝送が行われる。
る長符号を用いた、各ウォルシュ・チップへのモジュロ
２加算による直接拡散がなされ、1228.8kcpsのチップ速
度を有するようになる。結果として得られたチップに
は、ＩおよびＱ（同相および直角位相）のPN（擬似雑
音）シーケンスを用いた直交拡散が施され、その後、ベ
ースバンドのフィルタ処理と伝送が行われる。
基地局の受信機は、これらの動作の補完を行うことが
必要である。受信を容易にするため、この受信機には、
フィンガと呼ばれる４つのダイバーシティ・パスが設け
られ、各フィンガには、複数のソース（例えば、セルの
３つのセクタ各々にある２つのアンテナからなる６つの
ソース）から入力を与えることができる。システム容量
を最大にするためには、ダイバーシティ・パスまたはフ
ィンガの信号を、最適な方法で合成することが望まれ
る。
必要である。受信を容易にするため、この受信機には、
フィンガと呼ばれる４つのダイバーシティ・パスが設け
られ、各フィンガには、複数のソース（例えば、セルの
３つのセクタ各々にある２つのアンテナからなる６つの
ソース）から入力を与えることができる。システム容量
を最大にするためには、ダイバーシティ・パスまたはフ
ィンガの信号を、最適な方法で合成することが望まれ
る。
本発明の「背景技術」の項で説明したように、干渉検
波は、互いに同相のフィンガからの信号を合成するの
で、望ましいものではあるが、適しているとは言えな
い。従来の技術では、信号は、非干渉方法で合成されて
いた。具体的には、これらの信号の実数および虚数成分
の大きさは、二乗および加算され、位相情報は使用しな
い。
波は、互いに同相のフィンガからの信号を合成するの
で、望ましいものではあるが、適しているとは言えな
い。従来の技術では、信号は、非干渉方法で合成されて
いた。具体的には、これらの信号の実数および虚数成分
の大きさは、二乗および加算され、位相情報は使用しな
い。
図を参照すると、図１は、直交ウォルシュ・チップ復
調器の公知の概念を示しており、この復調器は、その出
力端にウォルシュ・チップを生成する。同図は、本発明
の内容を十分に理解するためのものである。このような
復調器が、各フィンガに１つ、与えられている。図２
は、複数のユニット10からなるダイバーシティ・パスあ
るいはフィンガ・コンバイナを示す。各フィンガには、
１つのコンバイナが含まれ、図２では、破線内に、ユニ
ット10を１つだけ示す。さらに、フィンガに共通の要素
については、後述する。図１の直交ウォルシュ・チップ
復調器の出力は、図２の個々のユニット10への入力を構
成している。
調器の公知の概念を示しており、この復調器は、その出
力端にウォルシュ・チップを生成する。同図は、本発明
の内容を十分に理解するためのものである。このような
復調器が、各フィンガに１つ、与えられている。図２
は、複数のユニット10からなるダイバーシティ・パスあ
るいはフィンガ・コンバイナを示す。各フィンガには、
１つのコンバイナが含まれ、図２では、破線内に、ユニ
ット10を１つだけ示す。さらに、フィンガに共通の要素
については、後述する。図１の直交ウォルシュ・チップ
復調器の出力は、図２の個々のユニット10への入力を構
成している。
図１において、直交ウォルシュ・チップ復調器では、
位相が直交する（cosおよびsin）信号と、ライン14上の
受信信号とが、２つの混合器12に供給される。これら混
合器の出力信号は、フィルタ16（例えば、それぞれが低
域通過フィルタとマッチド・フィルタからなる）でフィ
ルタ処理がなされ、サンプラ18によって、1228.8kcpsの
チップ速度でサンプリングを行い、それぞれのサンプラ
が、位相直交信号サンプルxI（ｍ）,xQ（ｍ）を生成す
る。ただし、ｍは、各サンプルの整数インデックスであ
り、I,Qは、それぞれ同相成分、直交位相成分を表わ
す。これらのサンプルは、乗算器20で、シーケンスa
I（ｍ）およびaQ（ｍ）と乗算される。なお、これらの
シーケンスは、I,Q PNシーケンス各々と合成された長
符号によって構成されている。そして、これらユニット
20の個々の位相直交出力は、加算ユニット22で加算さ
れ、直交逆拡散チップが与えられる。これらの加算ユニ
ット22から出力される４つの連続したチップの組は、さ
らに、加算ユニット24で加算される。そして、整数イン
デックスｐで識別される、ウォルシュ・チップの同相お
よび直交位相（すなわち、実部および虚部）成分v
I（ｐ）,vQ（ｐ）それぞれが、307.2kcpsのウォルシュ
・チップ速度で生成される。
位相が直交する（cosおよびsin）信号と、ライン14上の
受信信号とが、２つの混合器12に供給される。これら混
合器の出力信号は、フィルタ16（例えば、それぞれが低
域通過フィルタとマッチド・フィルタからなる）でフィ
ルタ処理がなされ、サンプラ18によって、1228.8kcpsの
チップ速度でサンプリングを行い、それぞれのサンプラ
が、位相直交信号サンプルxI（ｍ）,xQ（ｍ）を生成す
る。ただし、ｍは、各サンプルの整数インデックスであ
り、I,Qは、それぞれ同相成分、直交位相成分を表わ
す。これらのサンプルは、乗算器20で、シーケンスa
I（ｍ）およびaQ（ｍ）と乗算される。なお、これらの
シーケンスは、I,Q PNシーケンス各々と合成された長
符号によって構成されている。そして、これらユニット
20の個々の位相直交出力は、加算ユニット22で加算さ
れ、直交逆拡散チップが与えられる。これらの加算ユニ
ット22から出力される４つの連続したチップの組は、さ
らに、加算ユニット24で加算される。そして、整数イン
デックスｐで識別される、ウォルシュ・チップの同相お
よび直交位相（すなわち、実部および虚部）成分v
I（ｐ）,vQ（ｐ）それぞれが、307.2kcpsのウォルシュ
・チップ速度で生成される。
そこで、図２を参照すると、（IS−95システム内の）
４つのフィンガそれぞれに対して、例えば、図１を参照
して上述したように、復調器により生成されたウォルシ
ュ・チップが、４つのユニット10それぞれに供給され
る。これらのユニットには、後述するインデックスＫも
与えられる。図２に示すように、４つのユニット10の出
力は、加算ユニット30に供給され、加算される。この加
算ユニット30は、フィンガまたはダイバーシティ・パス
・コンバイナを構成する。加算ユニット30の出力は、変
換ユニット32に供給され、この変換ユニットは、64チッ
プの直列−並列（Ｓ−Ｐ）変換、および64−aryアダマ
ール変換（H64）を行う。それによって、ダイバーシテ
ィ合成信号に対するウォルシュ・シンボル復調器が構成
される。従って、変換ユニット32は、64個の並列出力を
有し、それぞれが、64のウォルシュ関数各々に従う、現
在のダイバーシティ合成されたウォルシュ・シンボルを
復調したものを表わす。これらの出力の内、最大のもの
は、最大（MAX）ユニット34によって決定され、このユ
ニット34は、その出力端に、この最大出力を識別するイ
ンデックスＫを生成する。
４つのフィンガそれぞれに対して、例えば、図１を参照
して上述したように、復調器により生成されたウォルシ
ュ・チップが、４つのユニット10それぞれに供給され
る。これらのユニットには、後述するインデックスＫも
与えられる。図２に示すように、４つのユニット10の出
力は、加算ユニット30に供給され、加算される。この加
算ユニット30は、フィンガまたはダイバーシティ・パス
・コンバイナを構成する。加算ユニット30の出力は、変
換ユニット32に供給され、この変換ユニットは、64チッ
プの直列−並列（Ｓ−Ｐ）変換、および64−aryアダマ
ール変換（H64）を行う。それによって、ダイバーシテ
ィ合成信号に対するウォルシュ・シンボル復調器が構成
される。従って、変換ユニット32は、64個の並列出力を
有し、それぞれが、64のウォルシュ関数各々に従う、現
在のダイバーシティ合成されたウォルシュ・シンボルを
復調したものを表わす。これらの出力の内、最大のもの
は、最大（MAX）ユニット34によって決定され、このユ
ニット34は、その出力端に、この最大出力を識別するイ
ンデックスＫを生成する。
図２に示すように、インデックスＫは、各ユニット10
に供給されるだけでなく、制御入力として、１−64選択
ユニット36へ供給され、変換ユニット32の出力も、この
選択ユニット36へ供給される。よって、選択ユニット36
は、変換ユニット32からの、決定された最大出力（これ
は、復調ウォルシュ・シンボルからなる）を出力ライン
38へ供給する。出力ライン38は、ブロック逆インタリー
バと、それに続く、畳み込み復号化器（不図示）に至
り、これらは、周知の方法で、上述したブロック・イン
タリービング、および畳み込み符号化の逆処理を行う。
これに代えて、変換ユニット32の出力からの全変換ベク
トルを、ブロック逆インタリーバを介して、畳み込み復
号化器に供給して、ウォルシュ−アダマール復調および
畳み込み復号化の最適な組み合わせを与えるようにもで
きる。
に供給されるだけでなく、制御入力として、１−64選択
ユニット36へ供給され、変換ユニット32の出力も、この
選択ユニット36へ供給される。よって、選択ユニット36
は、変換ユニット32からの、決定された最大出力（これ
は、復調ウォルシュ・シンボルからなる）を出力ライン
38へ供給する。出力ライン38は、ブロック逆インタリー
バと、それに続く、畳み込み復号化器（不図示）に至
り、これらは、周知の方法で、上述したブロック・イン
タリービング、および畳み込み符号化の逆処理を行う。
これに代えて、変換ユニット32の出力からの全変換ベク
トルを、ブロック逆インタリーバを介して、畳み込み復
号化器に供給して、ウォルシュ−アダマール復調および
畳み込み復号化の最適な組み合わせを与えるようにもで
きる。
図２は、フィンガの１つに対するユニット10を詳細に
示す図である。他のフィンガに対するユニット10も、こ
れと同じである。各ユニット10は、２つの変換ユニット
40,42を備え、これら各々が、上述した変換ユニット32
と同じく、入力の直列−並列（Ｓ−Ｐ）変換、および64
−aryアダマール変換（H64）を備える。そして、これら
には、ユニット10の入力端において、ウォルシュ・チッ
プの実部および虚部vI（ｐ）,vQ（ｐ）が供給される。
ユニット10は、さらに、２つの１−64選択ユニット44,4
6を備え、これらの選択ユニット各々は、最大ユニット3
4よりユニット10へ供給されるインデックスＫにより制
御され、各ユニット40,42の64個の出力を個別に選択す
る。選択ユニット44,46の出力は、共に、複素信号の復
調ウォルシュ・シンボルの実数および虚数成分からな
り、それは、利得および位相予測ユニット48に供給され
る。なお、このユニットは、破線内に示されており、以
下に詳細に説明する。予測ユニット48は、ライン50上
の、その出力端に、複素信号の実数および虚数成分を生
成する。この複素信号は、選択ユニット44,46から予測
ユニットへ供給された上記複素信号を予測したものの複
素共役である。すなわち、選択ユニット44,46より供給
された複素信号を予測したものを、Aeｊθで表すと（こ
こで、Ａは予測振幅、θは予測位相である）、ライン50
上の予測出力は、Ae−ｊθで表される。
示す図である。他のフィンガに対するユニット10も、こ
れと同じである。各ユニット10は、２つの変換ユニット
40,42を備え、これら各々が、上述した変換ユニット32
と同じく、入力の直列−並列（Ｓ−Ｐ）変換、および64
−aryアダマール変換（H64）を備える。そして、これら
には、ユニット10の入力端において、ウォルシュ・チッ
プの実部および虚部vI（ｐ）,vQ（ｐ）が供給される。
ユニット10は、さらに、２つの１−64選択ユニット44,4
6を備え、これらの選択ユニット各々は、最大ユニット3
4よりユニット10へ供給されるインデックスＫにより制
御され、各ユニット40,42の64個の出力を個別に選択す
る。選択ユニット44,46の出力は、共に、複素信号の復
調ウォルシュ・シンボルの実数および虚数成分からな
り、それは、利得および位相予測ユニット48に供給され
る。なお、このユニットは、破線内に示されており、以
下に詳細に説明する。予測ユニット48は、ライン50上
の、その出力端に、複素信号の実数および虚数成分を生
成する。この複素信号は、選択ユニット44,46から予測
ユニットへ供給された上記複素信号を予測したものの複
素共役である。すなわち、選択ユニット44,46より供給
された複素信号を予測したものを、Aeｊθで表すと（こ
こで、Ａは予測振幅、θは予測位相である）、ライン50
上の予測出力は、Ae−ｊθで表される。
ユニット10は、さらに、複素信号乗算器52と実関数ユ
ニット（REAL）54を備え、複素信号乗算器52は、入力さ
れるウォルシュ・チップ複素信号に、ライン50上の複素
信号を乗ずるよう構成されており、この複素信号乗算器
52の積は、実関数ユニット54へ供給される。また、ユニ
ット54は、個々のフィンガからの配分として、この複素
信号の積の実数成分を加算ユニット30に与え、加算ユニ
ット30は、上述したように、４つのフィンガからの配分
を合成する。
ニット（REAL）54を備え、複素信号乗算器52は、入力さ
れるウォルシュ・チップ複素信号に、ライン50上の複素
信号を乗ずるよう構成されており、この複素信号乗算器
52の積は、実関数ユニット54へ供給される。また、ユニ
ット54は、個々のフィンガからの配分として、この複素
信号の積の実数成分を加算ユニット30に与え、加算ユニ
ット30は、上述したように、４つのフィンガからの配分
を合成する。
図２に示す予測ユニット48の形態では、このユニット
が、複数の遅延素子56で構成されており、それぞれが、
1/4.8ksps＝208.3μｓのウォルシュ・シンボル時間に等
しい遅延Twを与える。これらの遅延素子56は、各選択ユ
ニット44,46の出力に対する、タップ付き遅延ラインを
形成し、これらのタップからは、平均算出および複素共
役ユニット58に入力が与えられる。ユニット58は、遅延
ラインのタップにおいて実数および虚数信号成分で表さ
れる、上述した複素信号Aeｊθからなる複素信号の平均
を算出し、この平均の複素共役Ae−ｊθを、実数および
虚数信号成分の形でライン50上に生成する。
が、複数の遅延素子56で構成されており、それぞれが、
1/4.8ksps＝208.3μｓのウォルシュ・シンボル時間に等
しい遅延Twを与える。これらの遅延素子56は、各選択ユ
ニット44,46の出力に対する、タップ付き遅延ラインを
形成し、これらのタップからは、平均算出および複素共
役ユニット58に入力が与えられる。ユニット58は、遅延
ラインのタップにおいて実数および虚数信号成分で表さ
れる、上述した複素信号Aeｊθからなる複素信号の平均
を算出し、この平均の複素共役Ae−ｊθを、実数および
虚数信号成分の形でライン50上に生成する。
すなわち、選択ユニット44,46の出力が、それぞれ、
実数および虚数信号成分zI（ｎ−１）,zQ（ｎ−１）
（ｎは、現時点でユニット10へ入力されるウォルシュ・
チップからなる最新のウォルシュ・シンボルの整数イン
デックス）であれば、これらが結合して、複素信号z
I（ｎ−１）＋jzQ（n1）を表わすことになる。各遅延ラ
インが、遅延素子56の整数Ｌを有している場合、複素信
号Aeｊθは、式 で定義され、ライン50上の信号成分は、複素共役Ae
−ｊθの実部および虚部となる。例えば、Ｌは、便宜
上、約10〜12の範囲、すなわち、８または16など、２の
べき乗とすることができる。
実数および虚数信号成分zI（ｎ−１）,zQ（ｎ−１）
（ｎは、現時点でユニット10へ入力されるウォルシュ・
チップからなる最新のウォルシュ・シンボルの整数イン
デックス）であれば、これらが結合して、複素信号z
I（ｎ−１）＋jzQ（n1）を表わすことになる。各遅延ラ
インが、遅延素子56の整数Ｌを有している場合、複素信
号Aeｊθは、式 で定義され、ライン50上の信号成分は、複素共役Ae
−ｊθの実部および虚部となる。例えば、Ｌは、便宜
上、約10〜12の範囲、すなわち、８または16など、２の
べき乗とすることができる。
実際の動作では、変換ユニット40,42,および選択ユニ
ット44,46は、再帰的に決定されるインデックスＫに従
って、入力される複素信号ウォルシュ・シンボル各々の
復調を行い、復調された複素信号を、利得および位相予
測ユニット48に与える。このユニット48は、ライン50上
に、振幅Ａの複素出力信号Ae−ｊθを提供する。その振
幅は、前のＬ＋１復調ウォルシュ・シンボルの振幅を予
測または平均したものであり、従って、各フィンガに対
する受信信号の振幅を表している。そして、この出力信
号は、位相−θを有しており、それは、搬送波位相推移
を逆転したもの、すなわち、複素信号ウォルシュ・チッ
プの位相面表示における実軸から、入力されるウォルシ
ュ・チップの位相をθ回転したものである。平均の算出
によって、部分的にノイズの影響が低減され、それに従
って、Ｌの値が選択される。
ット44,46は、再帰的に決定されるインデックスＫに従
って、入力される複素信号ウォルシュ・シンボル各々の
復調を行い、復調された複素信号を、利得および位相予
測ユニット48に与える。このユニット48は、ライン50上
に、振幅Ａの複素出力信号Ae−ｊθを提供する。その振
幅は、前のＬ＋１復調ウォルシュ・シンボルの振幅を予
測または平均したものであり、従って、各フィンガに対
する受信信号の振幅を表している。そして、この出力信
号は、位相−θを有しており、それは、搬送波位相推移
を逆転したもの、すなわち、複素信号ウォルシュ・チッ
プの位相面表示における実軸から、入力されるウォルシ
ュ・チップの位相をθ回転したものである。平均の算出
によって、部分的にノイズの影響が低減され、それに従
って、Ｌの値が選択される。
乗算ユニット52において、入力される各複素信号ウォ
ルシュ・チップは、ライン50上の複素信号Ae−ｊθと乗
算される。この乗算によって、各ウォルシュ・チップの
位相回転θが、実軸から−θだけ、位相が反転する。こ
れによって、各ウォルシュ・チップは、実軸と同相な位
置にくる。同時に、この乗算により、フィンガに対する
平均信号振幅に従って、各ウォルシュ・チップの振幅に
重み付けがなされる。ユニット10において、同様の工程
が、全フィンガに対して行われるため、結果として、異
なるユニット10内の乗算ユニット52の出力端における複
素信号は、全て、実質的に同相な位置となり、また、各
フィンガの平均信号振幅に従って、振幅の重み付けが行
われる。よって、これらの信号を加算することで合成が
でき、実質的に、異なるフィンガからのウォルシュ・チ
ップをコヒーレントに合成したものと等価な結果が得ら
れる。
ルシュ・チップは、ライン50上の複素信号Ae−ｊθと乗
算される。この乗算によって、各ウォルシュ・チップの
位相回転θが、実軸から−θだけ、位相が反転する。こ
れによって、各ウォルシュ・チップは、実軸と同相な位
置にくる。同時に、この乗算により、フィンガに対する
平均信号振幅に従って、各ウォルシュ・チップの振幅に
重み付けがなされる。ユニット10において、同様の工程
が、全フィンガに対して行われるため、結果として、異
なるユニット10内の乗算ユニット52の出力端における複
素信号は、全て、実質的に同相な位置となり、また、各
フィンガの平均信号振幅に従って、振幅の重み付けが行
われる。よって、これらの信号を加算することで合成が
でき、実質的に、異なるフィンガからのウォルシュ・チ
ップをコヒーレントに合成したものと等価な結果が得ら
れる。
乗算ユニット52の出力は、ノイズや干渉成分だけでな
く、実軸と実質的に位置が合う所望の信号を含む複素信
号であるため、実関数ユニット54は、この複素信号の実
部のみを、ユニット10の出力端に渡すようになってい
る。これによって、大部分がノイズと干渉である複素信
号の虚数成分を抑圧することで、信号対雑音比を増大で
きる。そして、実関数ユニット54の出力は、ユニット10
の出力を構成し、上述したように、加算ユニット30に供
給される実信号となる。加算ユニット30では、その信号
が、これら実信号の単純加算によって、他のフィンガか
らの重み付けされたウォルシュ・チップ信号と合成され
る。
く、実軸と実質的に位置が合う所望の信号を含む複素信
号であるため、実関数ユニット54は、この複素信号の実
部のみを、ユニット10の出力端に渡すようになってい
る。これによって、大部分がノイズと干渉である複素信
号の虚数成分を抑圧することで、信号対雑音比を増大で
きる。そして、実関数ユニット54の出力は、ユニット10
の出力を構成し、上述したように、加算ユニット30に供
給される実信号となる。加算ユニット30では、その信号
が、これら実信号の単純加算によって、他のフィンガか
らの重み付けされたウォルシュ・チップ信号と合成され
る。
乗算ユニット52において、信号の位相合わせと振幅の
重み付けが行われるため、加算ユニット30の出力は、実
軸と位相の合った、ウォルシュ・チップについての最適
なダイバーシティ合成シーケンスによって構成される。
上述したように、このシーケンスからなるウォルシュ・
シンボルは、全てのウォルシュ関数に従い、変換ユニッ
ト32によって変調され、また、ユニット34により決定さ
れた最大値によって、インデックスＫが決定される。
重み付けが行われるため、加算ユニット30の出力は、実
軸と位相の合った、ウォルシュ・チップについての最適
なダイバーシティ合成シーケンスによって構成される。
上述したように、このシーケンスからなるウォルシュ・
シンボルは、全てのウォルシュ関数に従い、変換ユニッ
ト32によって変調され、また、ユニット34により決定さ
れた最大値によって、インデックスＫが決定される。
この構成の利点は、畳み込み符号化利得が比較的低い
ときに、送信を行っている移動局が停止したり、あるい
は、ゆっくりと移動している状況に対して、特に良好な
利得を与えることである。逆に、畳み込み符号化利得が
高くて、移動局の動きが速い場合には、振幅および位相
予測の精度が低いことが起因して、この構成の利得が小
さくなる。よって、この構成と畳み込み符号化とが相俟
って、相補的、かつ特に利点の多い合成が提供される。
ときに、送信を行っている移動局が停止したり、あるい
は、ゆっくりと移動している状況に対して、特に良好な
利得を与えることである。逆に、畳み込み符号化利得が
高くて、移動局の動きが速い場合には、振幅および位相
予測の精度が低いことが起因して、この構成の利得が小
さくなる。よって、この構成と畳み込み符号化とが相俟
って、相補的、かつ特に利点の多い合成が提供される。
図２のダイバーシティ合成に係る構成の機能は、１つ
以上のディジタル信号プロセッサ集積回路において、お
そらくは通信システムの他の機能とともに、全て都合よ
く実行できる。
以上のディジタル信号プロセッサ集積回路において、お
そらくは通信システムの他の機能とともに、全て都合よ
く実行できる。
ユニット48と関連させて上述したものとは異なる形態
の利得および位相予測を使用できることが分かる。例え
ば、上述した単純な平均算出の代わりに、この構成で
は、再帰的な平均算出、カルマン・フィルタによる処
理、すなわち、他の便利な平均算出、あるいはフィルタ
処理を使用して、所望の振幅および位相予測を得ること
ができる、ということが分かる。さらに、上述したユニ
ット48は、単一の工程で、振幅および位相についての予
測を与えるが、これらの予測は、個別に与えることも可
能である。例えば、振幅は、ユニット44,46の出力端、
あるいはユニット40,42の出力端における復調信号につ
いて、その振幅を２乗したものを加算することによって
予測でき、位相については、この予測した振幅、および
ユニット46の出力端における振幅より別々に予測可能で
ある。
の利得および位相予測を使用できることが分かる。例え
ば、上述した単純な平均算出の代わりに、この構成で
は、再帰的な平均算出、カルマン・フィルタによる処
理、すなわち、他の便利な平均算出、あるいはフィルタ
処理を使用して、所望の振幅および位相予測を得ること
ができる、ということが分かる。さらに、上述したユニ
ット48は、単一の工程で、振幅および位相についての予
測を与えるが、これらの予測は、個別に与えることも可
能である。例えば、振幅は、ユニット44,46の出力端、
あるいはユニット40,42の出力端における復調信号につ
いて、その振幅を２乗したものを加算することによって
予測でき、位相については、この予測した振幅、および
ユニット46の出力端における振幅より別々に予測可能で
ある。
さらに、上述したように、各フィンガのウォルシュ・
チップは、乗算ユニット52において、この予測した振幅
と乗算することにより、予測した振幅に依存した形で、
直接、重み付けがなされる。しかし、その代わりに、重
み付けについての、その他の所望の形態、例えば、予測
した振幅を２乗するような非線形関数に依存した重み付
けを使用したり、あるいは、重み付けを全く行わない
（これは、好ましくないが）こともできる。さらに、上
述したように、乗算ユニット52で合成される、位相の反
転と重み付けの機能は、必要に応じて、互に個別に実行
することができる。また、上述したように、これらの信
号の実部のみを使用する代わりに、実関数ユニット54を
削除したり、複素信号のウォルシュ・チップを合成し、
復調することもできる、ということが分かる。しかし、
これもまた、上述したような、この構成のノイズ・キャ
ンセルの利点や、相対的な単純さがあるため、好ましい
ものではない。
チップは、乗算ユニット52において、この予測した振幅
と乗算することにより、予測した振幅に依存した形で、
直接、重み付けがなされる。しかし、その代わりに、重
み付けについての、その他の所望の形態、例えば、予測
した振幅を２乗するような非線形関数に依存した重み付
けを使用したり、あるいは、重み付けを全く行わない
（これは、好ましくないが）こともできる。さらに、上
述したように、乗算ユニット52で合成される、位相の反
転と重み付けの機能は、必要に応じて、互に個別に実行
することができる。また、上述したように、これらの信
号の実部のみを使用する代わりに、実関数ユニット54を
削除したり、複素信号のウォルシュ・チップを合成し、
復調することもできる、ということが分かる。しかし、
これもまた、上述したような、この構成のノイズ・キャ
ンセルの利点や、相対的な単純さがあるため、好ましい
ものではない。
また、上述したように、変換ユニット32による、ダイ
バーシティ合成したウォルシュ・シンボルの変調と同期
して、変換ユニット40,42によって、全ての直交ウォル
シュ関数に従って、各ウォルシュ・シンボルのウォルシ
ュ・チップが復調され、続いて、選択ユニット44,46に
よって、各シンボルに対して決定されたインデックスＫ
に従った選択が行われるが、これに限るというわけでも
ないことが分かる。その代わり、例えば、１ウォルシュ
・シンボル時間の遅延Twを、入力されるウォルシュ・チ
ップと変換ユニット40,42との間に配し、これらのユニ
ットがインデックスＫに応じて（個々の選択ユニット4
4,46は不要である）、このインデックスＫで決定され
る、選択されたウォルシュ関数のみに従って、このウォ
ルシュ・シンボルを復調するようにしてもよい。この代
替的な方法は、各ユニット10に要求される演算を削減す
るが、利得および位相の予測に遅延Twが生じてしまう。
しかし、この利得および位相が、比較的ゆっくり変化す
るならば、この遅延は重大なものにはならない。
バーシティ合成したウォルシュ・シンボルの変調と同期
して、変換ユニット40,42によって、全ての直交ウォル
シュ関数に従って、各ウォルシュ・シンボルのウォルシ
ュ・チップが復調され、続いて、選択ユニット44,46に
よって、各シンボルに対して決定されたインデックスＫ
に従った選択が行われるが、これに限るというわけでも
ないことが分かる。その代わり、例えば、１ウォルシュ
・シンボル時間の遅延Twを、入力されるウォルシュ・チ
ップと変換ユニット40,42との間に配し、これらのユニ
ットがインデックスＫに応じて（個々の選択ユニット4
4,46は不要である）、このインデックスＫで決定され
る、選択されたウォルシュ関数のみに従って、このウォ
ルシュ・シンボルを復調するようにしてもよい。この代
替的な方法は、各ユニット10に要求される演算を削減す
るが、利得および位相の予測に遅延Twが生じてしまう。
しかし、この利得および位相が、比較的ゆっくり変化す
るならば、この遅延は重大なものにはならない。
さらに、上記の説明は、特にIS−95システムに関連し
ているが、本発明はまた、ダイバーシティ・パス信号が
合成される直交変調を用いた、他の通信システムにも適
用できる、ということが分かる。ここでは、入力信号の
位相を予測したものに依存して、位相の反転を行うこと
によって、各ダイバーシティ・パス信号の位相を合わせ
ている。また、この入力信号の振幅を予測したものに依
存して、重み付けを行うことも望ましいが、これは任意
的なものである。
ているが、本発明はまた、ダイバーシティ・パス信号が
合成される直交変調を用いた、他の通信システムにも適
用できる、ということが分かる。ここでは、入力信号の
位相を予測したものに依存して、位相の反転を行うこと
によって、各ダイバーシティ・パス信号の位相を合わせ
ている。また、この入力信号の振幅を予測したものに依
存して、重み付けを行うことも望ましいが、これは任意
的なものである。
ダイバーシティ合成が必ずしも必要ではない通信シス
テム、例えば、上述した実関数ユニット54の使用によっ
てノイズを低減するため、復調に先だって、単に、入力
する直交変調信号の位相を整えることが望まれる通信シ
ステムにも、本発明が適用可能であることが分かる。こ
の構成では、１つの信号に対して１つのユニット10だけ
が必要となり、上述した重み付けと加算ユニット30とが
不要になる。そこで、この構成は、必要ならば、ユニッ
ト32,36を省き、その代わり、最大ユニット34の入力へ
ユニット40の出力から供給が行われるようにし、さら
に、ユニット40,42へは、入力信号ではなく位相反転ユ
ニット（乗算ユニット52）の出力が供給されるようにし
て、構成を再帰的なものにすることで、単純化できる。
このような構成を、図３に、通常のブロック図の形で示
す。
テム、例えば、上述した実関数ユニット54の使用によっ
てノイズを低減するため、復調に先だって、単に、入力
する直交変調信号の位相を整えることが望まれる通信シ
ステムにも、本発明が適用可能であることが分かる。こ
の構成では、１つの信号に対して１つのユニット10だけ
が必要となり、上述した重み付けと加算ユニット30とが
不要になる。そこで、この構成は、必要ならば、ユニッ
ト32,36を省き、その代わり、最大ユニット34の入力へ
ユニット40の出力から供給が行われるようにし、さら
に、ユニット40,42へは、入力信号ではなく位相反転ユ
ニット（乗算ユニット52）の出力が供給されるようにし
て、構成を再帰的なものにすることで、単純化できる。
このような構成を、図３に、通常のブロック図の形で示
す。
図３では、単純化のために、単一の直線が複素信号の
伝搬を示しており、入力する直交変調シンボルは、位相
反転器60を介して、復調器62へ供給される。この復調器
は、それぞれの直交変調関数に従って各シンボルを復調
し、複数の復調出力を生成する。その復調出力の内、最
適なもの（例えば、最大値）は、ユニット64によって決
定される。そして、このユニットは、選択器66を制御し
て、この最適な復調信号を出力として選択する。この出
力信号の位相回転は、位相予測器68によって決定され、
その出力を使用して、位相反転器60を制御し、逆の位相
反転を発生させる。
伝搬を示しており、入力する直交変調シンボルは、位相
反転器60を介して、復調器62へ供給される。この復調器
は、それぞれの直交変調関数に従って各シンボルを復調
し、複数の復調出力を生成する。その復調出力の内、最
適なもの（例えば、最大値）は、ユニット64によって決
定される。そして、このユニットは、選択器66を制御し
て、この最適な復調信号を出力として選択する。この出
力信号の位相回転は、位相予測器68によって決定され、
その出力を使用して、位相反転器60を制御し、逆の位相
反転を発生させる。
このように、本発明について特定の実施の形態を詳細
に説明したが、これら、および数多くの他の改良、変
形、および改作が、請求項の範囲内で可能であることが
分かる。
に説明したが、これら、および数多くの他の改良、変
形、および改作が、請求項の範囲内で可能であることが
分かる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−46031（ＪＰ，Ａ) 国際公開95／1018（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00
Claims (17)
- 【請求項１】直交変調を使用して、通信システム内で変
調信号を処理する方法において、 複数の直交変調関数それぞれに従って前記変調信号を復
調して、複数の復調信号を生成する工程と、 前記複数の復調信号の最大信号を選択する工程と、 前記選択された復調信号の位相回転を予測する工程と、 前記予測された位相回転に依存して、前記変調信号の位
相を反転する工程とを備えることを特徴とする方法。 - 【請求項２】前記変調信号の位相を反転する工程は、こ
の変調信号を復調する前記工程に先立って、この変調信
号に対して行われることを特徴とする請求項１記載の方
法。 - 【請求項３】前記変調信号はウォルシュ・シンボルから
なり、前記変調信号の復調を行う工程は、アダマール変
換を行う工程からなることを特徴とする請求項１または
２記載の方法。 - 【請求項４】シンボルからなるダイバーシティ・パス信
号を合成する方法であって、各シンボルは、複数の直交
関数の１つに従って変調される、当該方法において、 各ダイバーシティ・パスの変調信号に対して、前記直交
関数の選択された１つに従って復調された前記変調信号
に応じて復調信号を生成し、この復調信号より前記変調
信号の位相回転を予測し、そして、その予測された位相
回転に依存して前記変調信号の位相を反転する工程と、 前記ダイバーシティ・パスの位相反転変調信号を合成し
て、ダイバーシティ合成された変調信号を生成する工程
と、 前記直交関数それぞれに従って、前記ダイバーシティ合
成された変調信号を復調して、複数のダイバーシティ合
成された復調信号を生成する工程と、 前記複数のダイバーシティ合成された復調信号の最大信
号を決定し、それによって、前記直交関数の前記選択さ
れた１つを決定する工程とを備えることを特徴とする方
法。 - 【請求項５】さらに、前記ダイバーシティ・パス変調信
号各々に対して、前記変調信号の振幅を予測し、この予
測した振幅に依存して、前記合成する工程に先立って、
前記ダイバーシティ・パス変調信号に重み付けする工程
を備えることを特徴とする請求項４記載の方法。 - 【請求項６】前記位相を反転する工程と前記変調信号の
振幅に重み付けする工程は、各ダイバーシティ・パス変
調信号に対して、前記変調信号に、前記復調信号より予
測したものの複素共役を乗算する工程を備えることを特
徴とする請求項５記載の方法。 - 【請求項７】前記合成を行う工程は、位相が反転された
変調信号を表わす複素信号の実部のみを加算する工程を
備えることを特徴とする請求項４乃至６のいずれかに記
載の方法。 - 【請求項８】前記復調信号を生成する工程は、各ダイバ
ーシティ・パスの変調信号に対して、前記直交関数各々
に従って前記変調信号を復調して、複数の復調信号を生
成する工程と、前記複数の復調信号の１つを前記復調信
号として選択する工程とを備えることを特徴とする請求
項４乃至７のいずれかに記載の方法。 - 【請求項９】前記位相回転の予測を行う工程は、各ダイ
バーシティ・パスの変調信号に対して、複数のシンボル
に対する前記復調信号の平均を算出する工程を備えるこ
とを特徴とする請求項４乃至８のいずれかに記載の方
法。 - 【請求項１０】前記変調信号はウォルシュ・シンボルか
らなり、前記変調信号の復調を行う工程は、アダマール
変換を行う工程からなることを特徴とする請求項４乃至
９のいずれかに記載の方法。 - 【請求項１１】直交変調を使用して、通信システム内で
変調信号を処理する装置において、 前記変調信号と、この変調信号の位相予測とに応じて、
この位相予測に依存して前記変調信号の位相を反転し、
位相の反転した変調信号を生成する位相反転器と、 複数の直交変調関数各々に従って前記位相の反転した変
調信号を復調し、複数の復調信号を生成するよう構成さ
れた復調器と、 前記複数の復調信号の最大信号を選択するよう構成され
た選択器と、 前記選択された復調信号に応じて前記位相予測を生成す
る位相予測器とを備えることを特徴とする装置。 - 【請求項１２】前記位相反転器は、複素信号乗算器を備
えることを特徴とする請求項11記載の装置。 - 【請求項１３】前記位相予測器は、平均算出器を備える
ことを特徴とする請求項11または12記載の装置。 - 【請求項１４】各々が複数の直交関数の１つに従って変
調されたシンボルからなる複数のダイバーシティ・パス
信号各々に対して、前記直交関数の選択された１つに従
って各変調信号シンボルを復調して復調信号を生成する
よう構成された復調器と、この復調信号より前記ダイバ
ーシティ・パスの変調信号の位相回転を予測するように
構成された位相予測器と、前記予測された位相回転に依
存して前記ダイバーシティ・パスの変調信号の位相を反
転し、位相反転変調信号を生成するよう構成された位相
反転器と、 前記ダイバーシティ・パスの位相反転変調信号を合成す
るよう構成された信号コンバイナと、 前記複数の直交関数に従って、前記信号コンバイナによ
り生成された合成信号を復調して、複数のダイバーシテ
ィ合成された復調信号を生成するよう構成される復調器
と、 各シンボルに対して、前記複数のダイバーシティ合成さ
れた復調信号の最適な信号を決定し、それによって、前
記シンボルに対して、前記直交関数の選択された１つを
決定する手段とを備えることを特徴とするダイバーシテ
ィ・パス信号コンバイナ。 - 【請求項１５】前記ダイバーシティ・パス信号各々に対
して、個々のダイバーシティ・パス信号の振幅の予測に
依存して位相反転変調信号に重み付けする手段を含むこ
とを特徴とする請求項14記載のダイバーシティ・パス信
号コンバイナ。 - 【請求項１６】前記位相反転器と前記重み付けする手段
は、前記ダイバーシティ・パス信号に対する複素信号乗
算器によって構成されることを特徴とする請求項15記載
のダイバーシティ・パス信号コンバイナ。 - 【請求項１７】信号コンバイナは、前記位相反転変調信
号を表わす複素信号の実部のみを加算するよう構成され
た加算ユニットを備えることを特徴とする請求項14乃至
16のいずれかに記載のダイバーシティ・パス信号コンバ
イナ。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US606,240 | 1996-02-23 | ||
| US08/606,240 | 1996-02-23 | ||
| US08/606,240 US5930305A (en) | 1996-02-23 | 1996-02-23 | Signal demodulation and diversity combining in a communications system using orthogonal modulation |
| PCT/CA1997/000020 WO1997031432A1 (en) | 1996-02-23 | 1997-01-15 | Method and apparatus for signal demodulation and diversity combining of orthogonally modulated signals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11504190A JPH11504190A (ja) | 1999-04-06 |
| JP3003006B2 true JP3003006B2 (ja) | 2000-01-24 |
Family
ID=24427156
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9529673A Expired - Lifetime JP3003006B2 (ja) | 1996-02-23 | 1997-01-15 | 直交変調信号の信号復調およびダイバーシティ合成の方法および装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5930305A (ja) |
| EP (1) | EP0882333B1 (ja) |
| JP (1) | JP3003006B2 (ja) |
| CN (1) | CN1124702C (ja) |
| CA (1) | CA2195176C (ja) |
| DE (1) | DE69700625T2 (ja) |
| WO (1) | WO1997031432A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6167243A (en) * | 1998-07-01 | 2000-12-26 | Nortel Networks Limited | Diversity combining in a communications system |
| JP3543632B2 (ja) * | 1998-09-09 | 2004-07-14 | 日本電気株式会社 | ダイバーシチ無線装置及びダイバーシチ無線方法 |
| US6690714B1 (en) | 1998-09-30 | 2004-02-10 | Fujitsu Limited | Method and apparatus for achieving demodulation in radio communications system using M-sequence orthogonal modulation |
| US6259893B1 (en) * | 1998-11-03 | 2001-07-10 | Ibiquity Digital Corporation | Method and apparatus for reduction of FM interference for FM in-band on-channel digital audio broadcasting system |
| US6621850B1 (en) | 1998-12-21 | 2003-09-16 | Nortel Networks Limited | Block detection receiver |
| US6668011B1 (en) * | 1998-12-21 | 2003-12-23 | Nortel Networks Limited | Block detection receiver |
| GB9828216D0 (en) * | 1998-12-21 | 1999-02-17 | Northern Telecom Ltd | A downlink beamforming approach for frequency division duplex cellular systems |
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| US6498821B2 (en) * | 2000-01-26 | 2002-12-24 | Vyyo, Ltd. | Space diversity method and system for broadband wireless access |
| WO2001063779A2 (en) * | 2000-02-24 | 2001-08-30 | Tantivy Communications, Inc. | Method and system for economical beam forming in a radio communication system |
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| ES2248330T3 (es) * | 2000-05-25 | 2006-03-16 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Aparato y metodo para la diversidad de transmision que utilizan mas de dos antenas. |
| FR2818836A1 (fr) * | 2000-12-26 | 2002-06-28 | Koninkl Philips Electronics Nv | Appareil comportant un dispositif de reception travaillant en diversite d'espace et procede de traitement pour des signaux recus selon plusieurs voies |
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| KR100617674B1 (ko) * | 2002-05-07 | 2006-08-28 | 삼성전자주식회사 | 칩 합성기를 이용한 다중 왈시코드 복조장치 및 방법 |
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-
1996
- 1996-02-23 US US08/606,240 patent/US5930305A/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-01-15 CA CA002195176A patent/CA2195176C/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-01-15 JP JP9529673A patent/JP3003006B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1997-01-15 CN CN97192464A patent/CN1124702C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1997-01-15 WO PCT/CA1997/000020 patent/WO1997031432A1/en active IP Right Grant
- 1997-01-15 DE DE69700625T patent/DE69700625T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1997-01-15 EP EP97900170A patent/EP0882333B1/en not_active Expired - Lifetime
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