JP2023076843A - 可変バンドパスフィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスが負荷インピーダンスと整合する中心周波数の範囲を広げる。【解決手段】可変バンドパスフィルタは、直列共振器３１と結合回路３２を有する。結合回路３２は、複数の直列共振器３１をカスケードに接続する。結合回路３２は、負性インダクタンス－Ｍを有するシャントインダクタと正のインダクタンス＋Ｍを有する２個の信号線路インダクタとを備える誘導性ジャイレータ結合回路と、正のキャパシタンス＋Ｃｋを有するシャントコンデンサと負性キャパシタンス－Ｃｋを有する２個の信号線路コンデンサとを備える容量性ジャイレータ結合回路と、を備える。シャントインダクタ及び２個の信号線路インダクタは、正のインダクタンスＭ’を有する２個のトランスインダクタが逆相で磁界結合される。【選択図】図７

Description

本開示は、複同調器を備える可変バンドパスフィルタに関する。

可変バンドパスフィルタとして、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備えるもの（例えば、特許文献１等を参照。）と、複数のＬＣ並列共振器を有する複同調器を備えるもの（例えば、特許文献２等を参照。）と、が従来から存在する。

ここで、複数のＬＣ並列共振器を有する複同調器では、動作Ｑ値は可変バンドパスフィルタの中心周波数に反比例するため、可変バンドパスフィルタの帯域幅一定条件を満たさない。一方で、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器では、動作Ｑ値は可変バンドパスフィルタの中心周波数に比例するため、可変バンドパスフィルタの帯域幅一定条件を満たす。この観点から、本開示では、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器に着目する。

再表２０１３－００５２６４号公報 特開２００４－２４８１２１号公報

可変バンドパスフィルタの使用用途として、例えば、トンネル内のラジオの再放送における、複数キャリアの送信出力のフィルタ合成が考えられる。

ここで、複数のＬＣ並列共振器を有する複同調器では、出力インピーダンスは使用帯域外においてほぼ０となるため、複数キャリアの送信出力のフィルタ合成を行なえない。一方で、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器では、出力インピーダンスは使用帯域外において無限大となるため、複数キャリアの送信出力のフィルタ合成を行なえる。この観点でも、本開示では、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器に着目する。

複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器として、特許文献１に開示されたもの以外にも、図１及び図２に示すもの並びに図３及び図４に示すものが挙げられる。

第１の従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を図１に示す。第１の従来技術の可変バンドパスフィルタ１は、直列共振器１１、１１及び結合回路１２を備える。直列共振器１１、１１は、固定インダクタンスＬ_ｒを有する共振インダクタと、可変キャパシタンスＣ_ｒを有する共振コンデンサと、を直列にそれぞれ備える。結合回路１２は、直列共振器１１、１１を互いに結合する容量性ジャイレータ結合回路であり、正のキャパシタンス＋Ｃ_ｋを有するシャントコンデンサと、負性キャパシタンス－Ｃ_ｋ、－Ｃ_ｋを有する信号線路コンデンサ（共振コンデンサのＣ_ｒ、Ｃ_ｒに吸収される。）と、を備える。

第１の従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を図２に示す。可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ_０＝１／（２π√（Ｌ_ｒＣ_ｒ））に対して、結合回路１２のインピーダンスＺ_ｊ１は、１／（２πＣ_ｋｆ_０）のように変化する。よって、可変バンドパスフィルタ１の低い中心周波数ｆ_０の近傍でのみ、結合回路１２のインピーダンスＺ_ｊ１は、負荷インピーダンスＺ_ｌ（例えば、５０Ω。）と整合する。つまり、可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ_０は、当該低い周波数の近傍でのみ可変である。

第２の従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を図３に示す。第２の従来技術の可変バンドパスフィルタ２は、直列共振器２１、２１及び結合回路２２を備える。直列共振器２１、２１は、固定インダクタンスＬ_ｒを有する共振インダクタと、可変キャパシタンスＣ_ｒを有する共振コンデンサと、を直列にそれぞれ備える。結合回路２２は、直列共振器２１、２１を互いに結合する誘導性ジャイレータ結合回路であり、正のインダクタンス＋Ｌ_ｋを有するシャントインダクタと、負性インダクタンス－Ｌ_ｋ、－Ｌ_ｋを有する信号線路インダクタ（共振インダクタのＬ_ｒ、Ｌ_ｒが磁界結合される。）と、を備える。

第２の従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を図４に示す。可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０＝１／（２π√（Ｌ_ｒＣ_ｒ））に対して、結合回路２２のインピーダンスＺ_ｊ２は、２πＬ_ｋｆ_０のように変化する。よって、可変バンドパスフィルタ２の高い中心周波数ｆ_０の近傍でのみ、結合回路２２のインピーダンスＺ_ｊ２は、負荷インピーダンスＺ_ｌ（例えば、５０Ω。）と整合する。つまり、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０は、当該高い周波数の近傍でのみ可変である。

そこで、前記課題を解決するために、本開示は、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスが負荷インピーダンスと整合する中心周波数の範囲を広げることを目的とする。

前記課題を解決するために、複数のＬＣ直列共振器の結合回路は、誘導性ジャイレータ結合回路と容量性ジャイレータ結合回路とが、２端子対回路での並列合成をされることにより構成される。つまり、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスは、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスと容量性ジャイレータ結合回路のインピーダンスとの和インピーダンスとなる。よって、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスが負荷インピーダンスと整合する中心周波数の範囲を広げることができる。

ここで、誘導性ジャイレータ結合回路のシャントインダクタが「負性」インダクタンスを有し、容量性ジャイレータ結合回路のシャントコンデンサが「正の」キャパシタンスを有するときには、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のシャント方向に「虚数」直列共振が生じる。よって、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスは、当該直列共振周波数でも０とならないため、上述のように負荷インピーダンスと整合する。

そして、誘導性ジャイレータ結合回路のシャントインダクタは、正のインダクタンスを有する上述の「共振」インダクタが「逆相」で磁界結合されることにより構成されず、正のインダクタンスを有する別個の「トランス」インダクタが「逆相」で磁界結合されることにより構成される。よって、複数のＬＣ直列共振器の結合係数を小さくすべきところ、別個のトランスインダクタの結合係数を大きくしてもよく、可変バンドパスフィルタを高精度かつ簡便に製造することができる。そして、２個のＬＣ直列共振器を磁界結合するのみならず、３個以上のＬＣ直列共振器をカスケード接続することができ、可変バンドパスフィルタの減衰特性と挿入損失との間のトレードオフを最適化することができる。

このように、本開示は、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスが負荷インピーダンスと整合する中心周波数の範囲を広げることができる。

第１の従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第１の従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を示す図である。 第２の従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第２の従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を示す図である。 本開示の可変バンドパスフィルタの回路構成を概念的に示す図である。 本開示の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を示す図である。 第１の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第２の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第３の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第１～３の実施形態のトランスインダクタのコア巻回方法を示す図である。 第１～３の実施形態の直列共振器のカスケード接続方法を示す図である。

添付の図面を参照して本開示の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本開示の実施の例であり、本開示は以下の実施形態に制限されるものではない。

（本開示の可変バンドパスフィルタの概念説明）
本開示の可変バンドパスフィルタの回路構成を概念的に図５に示す。本開示の可変バンドパスフィルタ３は、直列共振器３１、３１及び結合回路３２を備える。直列共振器３１、３１は、固定インダクタンスＬ_ｒを有する共振インダクタと、可変キャパシタンスＣ_ｒを有する共振コンデンサと、を直列にそれぞれ備える。結合回路３２は、直列共振器３１、３１を互いに結合するジャイレータ結合回路であり、誘導性ジャイレータ結合回路と容量性ジャイレータ結合回路との２端子対回路での並列合成回路である。

誘導性ジャイレータ結合回路は、負性インダクタンス－Ｍを有するシャントインダクタと、正のインダクタンス＋Ｍ、＋Ｍを有する信号線路インダクタと、を備える。容量性ジャイレータ結合回路は、正のキャパシタンス＋Ｃ_ｋを有するシャントコンデンサと、負性キャパシタンス－Ｃ_ｋ、－Ｃ_ｋを有する信号線路コンデンサと、を備える。

本開示の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を図６に示す。可変バンドパスフィルタ３の中心周波数ｆ_０＝１／（２π√（Ｌ_ｒＣ_ｒ））に対して、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊ０は、２端子対回路での並列合成を考慮すれば、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺ_ｊ２と容量性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺ_ｊ１との和インピーダンスとして、２πＭｆ_０＋１／（２πＣ_ｋｆ_０）のように変化する。

すると、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊ０は、以下の中心周波数ｆ_０の範囲に渡り、負荷インピーダンスＺ_ｌ（例えば、５０Ω。）と整合する：容量性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺ_ｊ１と負荷インピーダンスＺ_ｌとがマッチングする低い中心周波数ｆ_０の近傍から、シャントインダクタ－Ｍとシャントコンデンサ＋Ｃ_ｋとの虚数直列共振周波数ｉ／（２π√（ＭＣ_ｋ））の絶対値１／（２π√（ＭＣ_ｋ））に等しい中心周波数ｆ_０を経て、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺ_ｊ２と負荷インピーダンスＺ_ｌとがマッチングする高い中心周波数ｆ_０の近傍まで。つまり、可変バンドパスフィルタ３の中心周波数ｆ_０は、当該低い周波数の近傍から当該高い周波数の近傍まで可変である。

ここで、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊ０は、低周波数側の中心周波数ｆ_０では、容量性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺ_ｊ１の寄与を多く含む。そこで、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊ０がかなり低い中心周波数ｆ_０でも負荷インピーダンスＺ_ｌと整合するためには、容量性ジャイレータ結合回路でのＣ_ｋが大きいことが望ましい。

一方で、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊ０は、高周波数側の中心周波数ｆ_０では、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺ_ｊ２の寄与を多く含む。そこで、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊ０がかなり高い中心周波数ｆ_０でも負荷インピーダンスＺ_ｌと整合するためには、誘導性ジャイレータ結合回路でのＭが小さいことが望ましい。

ただし、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊ０が、中間の中心周波数ｆ_０を含めて低周波数側の中心周波数ｆ_０から高周波数側の中心周波数ｆ_０まで、負荷インピーダンスＺ_ｌと整合することが望ましい。そこで、容量性ジャイレータ結合回路でのＣ_ｋ及び誘導性ジャイレータ結合回路でのＭが、両方とも最適化されることが望ましい。

具体的には、可変バンドパスフィルタ３のインピーダンス整合特性を最適化するためには、容量性ジャイレータ結合回路でのＣ_ｋを１０^４ｐＦのオーダーにすることが望ましく、直列共振器３１、３１の結合係数ｋを１０^－２のオーダーにすることが望ましい。そして、可変バンドパスフィルタ３の減衰特性と挿入損失との間のトレードオフを最適化するためにも、直列共振器３１、３１の結合係数ｋを１０^－２のオーダーにすることが望ましい。

（第１～３実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成）
第１の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図７に示す。第１の実施形態では、上述の共振インダクタを磁界結合せず、別個のトランスインダクタを磁界結合して、直列共振器３１、３１の結合係数ｋ～１０^－２を安定して再現性良く実装する。

図７の上段に示した実装回路において、シャントインダクタ及び２個の信号線路インダクタは、正のインダクタンスＭ’を有する２個のトランスインダクタが逆相で磁界結合（結合係数Ｋ～１）されることにより構成される。そして、可変バンドパスフィルタ３の「両端」に配置される２個の直列共振器３１、３１がそれぞれ備える共振インダクタは、固定インダクタンスＬ_ｒからトランスインダクタが有する正のインダクタンスＭ’を１個分だけ減算したインダクタンスＬ_ｒ－Ｍ’を有する。さらに、可変バンドパスフィルタ３の「両端」に配置される２個の直列共振器３１、３１がそれぞれ備える共振コンデンサは、可変キャパシタンスＣ_ｒと信号線路コンデンサが有する負性キャパシタンス－Ｃ_ｋの１個分とを直列合成したキャパシタンスＣ_ｒ’＝１／（１／Ｃ_ｒ＋１／（－Ｃ_ｋ））を有する。

図７の中段に示した等価回路において、インダクタンスＭ’を有する２個のトランスインダクタの逆相での磁界結合（結合係数Ｋ～１）は、負性インダクタンス－Ｍ（＝－ＫＭ’～－ Ｍ’）を有するシャントインダクタと、インダクタンスＭ’＋Ｍ、Ｍ’＋Ｍを有する２個の信号線路インダクタと、と等価である。そして、キャパシタンスＣ_ｒ’を有する共振コンデンサは、キャパシタンスＣ_ｒを有する本来の共振コンデンサと、負性キャパシタンス－Ｃ_ｋを有する信号線路コンデンサと、の直列接続と等価である。

図７の下段に示した等価回路において、インダクタンスＬ_ｒ－Ｍ’を有する共振インダクタと、インダクタンスＭ’＋Ｍを有する信号線路インダクタと、の直列接続は、インダクタンスＬ_ｒを有する本来の共振インダクタと、インダクタンスＭを有する本来の信号線路インダクタと、の直列接続と等価である。そして、図５に示した等価回路が得られる。

このように、第１の実施形態では、直列共振器３１、３１の結合係数ｋ～１０^－２を小さくすべきところ、別個のトランスインダクタの結合係数Ｋ～１を大きくしてもよく、可変バンドパスフィルタ３を高精度かつ簡便に製造することができる。

第２の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図８に示す。第２の実施形態では、第１の実施形態と異なり、３個の直列共振器３１～３１をカスケード接続する。以下では、第２の実施形態が第１の実施形態と異なる点について、主に説明する。

図８の上段に示した実装回路において、可変バンドパスフィルタ３の「両端以外」に配置される１個の直列共振器３１が備える共振インダクタは、固定インダクタンスＬ_ｒからトランスインダクタが有する正のインダクタンスＭ’を２個分だけ減算したインダクタンスＬ_ｒ－２Ｍ’を有する。そして、可変バンドパスフィルタ３の「両端以外」に配置される１個の直列共振器３１が備える共振コンデンサは、可変キャパシタンスＣ_ｒと信号線路コンデンサが有する負性キャパシタンス－Ｃ_ｋの２個分とを直列合成したキャパシタンスＣ_ｒ”＝１／（１／Ｃ_ｒ＋１／（－Ｃ_ｋ）＋１／（－Ｃ_ｋ））を有する。

図８の中段に示した等価回路において、インダクタンスＭ’を有する２個のトランスインダクタの逆相での磁界結合（結合係数Ｋ～１）は、負性インダクタンス－Ｍ（＝－ＫＭ’～－ Ｍ’）を有するシャントインダクタと、インダクタンスＭ’＋Ｍ、Ｍ’＋Ｍを有する２個の信号線路インダクタと、と等価である。そして、キャパシタンスＣ_ｒ”を有する共振コンデンサは、キャパシタンスＣ_ｒを有する本来の共振コンデンサと、負性キャパシタンス－Ｃ_ｋ、－Ｃ_ｋを有する２個の信号線路コンデンサと、の直列接続と等価である。

図８の下段に示した等価回路において、インダクタンスＬ_ｒ－２Ｍ’を有する共振インダクタと、インダクタンスＭ’＋Ｍ、Ｍ’＋Ｍを有する２個の信号線路インダクタと、の直列接続は、インダクタンスＬ_ｒを有する本来の共振インダクタと、インダクタンスＭ、Ｍを有する２個の本来の信号線路インダクタと、の直列接続と等価である。そして、図５に示した等価回路とほぼ同様に、３個の直列共振器３１～３１がカスケード接続される。

このように、第２の実施形態では、２個の直列共振器３１、３１を磁界結合するのみならず、３個以上の直列共振器３１～３１をカスケード接続することができ、可変バンドパスフィルタ３の減衰特性と挿入損失との間のトレードオフを最適化することができる。

第３の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図９に示す。第３の実施形態では、第２の実施形態と異なり、３個の可変容量の共振コンデンサを共通部品化する。以下では、第３の実施形態が第２の実施形態と異なる点について、主に説明する。

図９の上段に示した実装回路において、可変バンドパスフィルタ３の「両端」に配置される２個の直列共振器３１、３１がそれぞれ備える共振コンデンサは、以下の２個のコンデンサに分離される：（１）可変バンドパスフィルタ３の「両端以外」に配置される１個の直列共振器３１が備える共振コンデンサが有するキャパシタンスＣ_ｒ”と同一のキャパシタンスＣ_ｒ”を有する可変容量コンデンサ、（２）シャントコンデンサが有する正のキャパシタンスＣ_ｋと同一のキャパシタンスＣ_ｋを有する固定容量コンデンサ。

図９の中段に示した等価回路において、キャパシタンスＣ_ｒ”を有する可変容量コンデンサと、キャパシタンスＣ_ｋを有する固定容量コンデンサと、の直列接続は、キャパシタンスＣ_ｒを有する本来の共振コンデンサと、負性キャパシタンス－Ｃ_ｋを有する信号線路コンデンサと、の直列接続と等価である。図９の下段に示した等価回路において、図５に示した等価回路とほぼ同様に、３個の直列共振器３１～３１がカスケード接続される。

このように、第３の実施形態では、３個以上の直列共振器３１～３１の可変容量コンデンサを共通部品化し、可変バンドパスフィルタ３を簡便に製造することができる。

第１～３の実施形態のトランスインダクタのコア巻回方法を図１０に示す。図１０では、インダクタンスＭ’を有する２個のトランスインダクタの逆相での磁界結合（結合係数Ｋ～１）として、トロイダルコア３３、棒状コア３４又はメガネコア３５を用いる。

図１０の左欄では、第１の導線と第２の導線との撚り線を、鉄心等のトロイダルコア３３に巻回する。そして、撚り線の一端において、第１の導線を信号線路に接続し、第２の導線をシャントコンデンサ（キャパシタンスＣ_ｋ）に接続する。一方で、撚り線の他端において、第１の導線をシャントコンデンサ（キャパシタンスＣ_ｋ）に接続し、第２の導線を信号線路に接続する。ここで、撚り線をトロイダルコア３３の一部に寄せて（全体に均等に）巻回すれば、トランスインダクタのインダクタンスＭ’を大きく（小さく）することができる。そして、撚り線をトロイダルコア３３に巻き数を多く（少なく）巻回すれば、トランスインダクタのインダクタンスＭ’を大きく（小さく）することができる。なお、第１の導線と第２の導線との撚り線に代えて、インピーダンスが１０Ω程度に低い同軸線（セミリジッドケーブル又はビニールケーブル等）を用いてもよい。

図１０の右上欄では、第１の導線と第２の導線との撚り線を、鉄心等の棒状コア３４に巻回する。そして、撚り線の一端において、第１の導線を信号線路に接続し、第２の導線をシャントコンデンサ（キャパシタンスＣ_ｋ）に接続する。一方で、撚り線の他端において、第１の導線をシャントコンデンサ（キャパシタンスＣ_ｋ）に接続し、第２の導線を信号線路に接続する。ここで、撚り線を棒状コア３４の一部に寄せて（全体に均等に）巻回すれば、トランスインダクタのインダクタンスＭ’を大きく（小さく）することができる。そして、撚り線を棒状コア３４に巻き数を多く（少なく）巻回すれば、トランスインダクタのインダクタンスＭ’を大きく（小さく）することができる。ただし、磁束の漏れに留意する。なお、第１の導線と第２の導線との撚り線に代えて、インピーダンスが１０Ω程度に低い同軸線（セミリジッドケーブル又はビニールケーブル等）を用いてもよい。

図１０の右下欄では、第１の導線と第２の導線との撚り線を、鉄心等のメガネコア３５に巻回する。そして、撚り線の一端において、第１の導線を信号線路に接続し、第２の導線をシャントコンデンサ（キャパシタンスＣ_ｋ）に接続する。一方で、撚り線の他端において、第１の導線をシャントコンデンサ（キャパシタンスＣ_ｋ）に接続し、第２の導線を信号線路に接続する。ここで、撚り線をメガネコア３５に巻き数を多く（少なく）巻回すれば、トランスインダクタのインダクタンスＭ’を大きく（小さく）することができる。なお、第１の導線と第２の導線との撚り線に代えて、インピーダンスが１０Ω程度に低い同軸線（セミリジッドケーブル又はビニールケーブル等）を用いてもよい。

第１～３の実施形態の直列共振器のカスケード接続方法を図１１に示す。図１１の第１段では、２個の直列共振器３１、３１を結合係数ｋ～１０^－２で磁界結合する。図１１の第２段では、３個の直列共振器３１、３１、３１を結合係数ｋ～１０^－２、ｋ～１０^－２でカスケード接続する。図１１の第３段では、４個の直列共振器３１、３１、３１、３１を結合係数ｋ_１～１０^－２、ｋ_２～１０^－２、ｋ_１～１０^－２（ｋ_１≠ｋ_２）でカスケード接続する。図１１の第４段では、５個の直列共振器３１、３１、３１、３１、３１を結合係数ｋ_１～１０^－２、ｋ_２～１０^－２、ｋ_２～１０^－２、ｋ_１～１０^－２（ｋ_１≠ｋ_２）でカスケード接続する。

このように、可変バンドパスフィルタ３の減衰特性と挿入損失との間のトレードオフを最適化するために、磁界結合毎に結合係数ｋを異ならせてもよく、直列共振器３１毎に共振インダクタのインダクタンスＬ_ｒひいては中心周波数ｆ_０を異ならせてもよい。

本開示の可変バンドパスフィルタは、送受信のフロントエンド等に適用することができる。そして、送信のフロントエンド等に適用する具体例として、トンネル内のラジオの再放送等における、複数キャリアの送信出力のフィルタ合成等に適用することができる。

１、２、３：可変バンドパスフィルタ、１１、２１、３１：直列共振器、１２、２２、３２：結合回路、３３：トロイダルコア、３４：棒状コア、３５：メガネコア

Claims (3)

1. 固定インダクタンスを有する共振インダクタと可変キャパシタンスを有する共振コンデンサとを直列にそれぞれ備える複数の直列共振器と、複数の前記直列共振器をカスケードに接続する結合回路と、を備える可変バンドパスフィルタであって、
   前記結合回路は、負性インダクタンスを有するシャントインダクタと正のインダクタンスを有する２個の信号線路インダクタとを備える誘導性ジャイレータ結合回路と、正のキャパシタンスを有するシャントコンデンサと負性キャパシタンスを有する２個の信号線路コンデンサとを備える容量性ジャイレータ結合回路と、を備え、
   前記シャントインダクタ及び２個の前記信号線路インダクタは、正のインダクタンスを有する２個のトランスインダクタが逆相で磁界結合されることにより構成され、
   前記可変バンドパスフィルタの両端に配置される２個の前記直列共振器がそれぞれ備える前記共振インダクタは、前記固定インダクタンスから前記トランスインダクタが有する正のインダクタンスを１個分だけ減算したインダクタンスを有し、
   前記可変バンドパスフィルタの両端に配置される２個の前記直列共振器がそれぞれ備える前記共振コンデンサは、前記可変キャパシタンスと前記信号線路コンデンサが有する負性キャパシタンスの１個分とを直列合成したキャパシタンスを有する
   ことを特徴とする可変バンドパスフィルタ。
2. 前記可変バンドパスフィルタの両端以外に配置される単数又は複数の前記直列共振器がそれぞれ備える前記共振インダクタは、前記固定インダクタンスから前記トランスインダクタが有する正のインダクタンスを２個分だけ減算したインダクタンスを有し、
   前記可変バンドパスフィルタの両端以外に配置される単数又は複数の前記直列共振器がそれぞれ備える前記共振コンデンサは、前記可変キャパシタンスと前記信号線路コンデンサが有する負性キャパシタンスの２個分とを直列合成したキャパシタンスを有する
   ことを特徴とする、請求項１に記載の可変バンドパスフィルタ。
3. 前記可変バンドパスフィルタの両端に配置される２個の前記直列共振器がそれぞれ備える前記共振コンデンサは、前記可変バンドパスフィルタの両端以外に配置される単数又は複数の前記直列共振器がそれぞれ備える前記共振コンデンサが有するキャパシタンスと同一のキャパシタンスを有する可変容量コンデンサと、前記シャントコンデンサが有する正のキャパシタンスと同一のキャパシタンスを有する固定容量コンデンサと、に分離される
   ことを特徴とする、請求項２に記載の可変バンドパスフィルタ。

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