JP2010527223A

JP2010527223A - 高い力率のｌｅｄベースの照明装置及び方法

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Publication number: JP2010527223A
Application number: JP2010507530A
Authority: JP
Inventors: アイホエイリイス; イゴアシク
Original assignee: Koninklijke Philips NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2007-05-07
Filing date: 2008-04-30
Publication date: 2010-08-05
Also published as: RU2009145107A; EP2458940A1; EP2592904A1; US20080278092A1; EP2163134A2; WO2008137460A2; WO2008137460A3; RU2479955C2

Abstract

スイッチング電源が負荷に関連した如何なるフィードバック情報も必要とすることなく、単一のスイッチの制御を介して負荷に力率補正及び出力電圧を供給する電力制御方法及び装置に関する。単一のスイッチは、負荷の間の出力電圧又は負荷に流れる電流の何れも監視せず、及び／又は負荷の間の出力電圧又は負荷に流れる電流を何れもレギュレートすることなく制御される。スイッチング電源に対する交流入力電圧のＲＭＳ値は、出力電圧を制御するために、従来の交流調光器（例えば、電圧振幅又はデューティサイクル制御技術を使用して）を介して変化する。スイッチング電源は、フライバック・コンバータ構成、バックコンバータ構成又はブーストコンバータ構成を有し、負荷はＬＥＤベースの光源を有する。

Description

背景
ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＤＣ入力電圧を受けて、ＤＣ出力電圧を供給する良く知られた電気デバイスである。多くのアプリケーションに対して、ＤＣ−ＤＣコンバータは、レギュレートされていないＤＣ入力電圧に基づいてレギュレートされたＤＣ出力電圧を負荷へ供給するように構成され、通常、ＤＣ−ＤＣコンバータは、様々なＤＣ電源のいずれかによって供給されるレギュレートされていない電圧を、所与の負荷を駆動するためにより適当なレギュレートされた電圧に変換するために使用される。多くの一般の電源実施態様において、レギュレートされていないＤＣ入力電圧は、ＡＣ電源（ブリッジ整流器／フィルタ回路装置によって整流されフィルタリングされる１２０Ｖｒｍｓ／６０ＨｚのＡＣライン電圧のような）から得られる。この場合、更に以下で詳述されるように、潜在的に危険な電圧が伴うとすると、保護絶縁部品が、安全な動作を保証するためにＤＣ−ＤＣコンバータで一般に使用される。

図１は、より高いレギュレートされていないＤＣ入力電圧３０（Ｖｉｎ）に基づいて、レギュレートされたＤＣ出力電圧３２（Ｖｏｕｔ）を負荷４０へ供給するように構成される従来のステップダウンＤＣ−ＤＣコンバータ５０の回路図を例示する。図１のステップダウンコンバータは、また一般に「バック」コンバータと呼ばれる。機能的な観点から、図１のバックコンバータは、一般に他のタイプのＤＣ−ＤＣコンバータを代表するものであり、これらの幾つかの例はこれ以降順に説明される。

図１のバックコンバータのようなＤＣ―ＤＣコンバータは、選択的にエネルギーがエネルギー・ストレージ・デバイスに保存できるようにする飽和スイッチとして動作するように構成されるトランジスタ又は等価なデバイス（例えば、図１のトランジスタスイッチ２０及びインダクタンスコイル２２を指す）を使用する。図１はバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）として斯様なトランジスタスイッチを例示するが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）もまた、さまざまなＤＣ−ＤＣコンバータ実施におけるスイッチとして使用されてもよい。斯様なトランジスタスイッチを使用することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータはまた、これらの一般的な機能のため一般に「スイッチング・レギュレータ」と呼ばれる。

特に、図１の回路のトランジスタスイッチ２０は、比較的短時間の間隔でインダクタンスコイル２２（Ｌ）間にレギュレートされていないＤＣ入力電圧３０（Ｖｉｎ）を周期的に印加するように動作され、図１及びこれ以降の図において特に明記しない限り、単一のインダクタは、所望のインダクタンスを供給するために直列／並列構成のいずれかの態様で配される、一つ以上の実際のインダクタを図式的に表すように描かれている。トランジスタスイッチが「オンである」すなわち閉である（すなわち、インダクタに入力電圧Ｖｉｎをかける）間隔の間、電流は印加電圧に基づいてインダクタに流れ、インダクタはエネルギーをその磁場に蓄える。スイッチが「ターンオフである」、すなわち開いている（すなわち、ＤＣ入力電圧がインダクタから外れている）とき、インダクタに蓄積されるエネルギーは、比較的滑らかなＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを負荷４０に供給するように機能するフィルタキャパシタ３４へ移される（すなわち、キャパシタは、インダクタエネルギー蓄積サイクルの間に負荷に事実上連続エネルギーを供給する）。

より詳しくは、図１において、トランジスタスイッチ２０がオンのとき、電圧Ｖ_Ｌ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎが、インダクタ２２間に印加される。この印加電圧は、Ｖ_Ｌ＝Ｌ*ｄＩ_Ｌ／ｄｔという関係に基づいて、線形に増大する電流Ｉ_Ｌをインダクタ（並びに負荷及びキャパシタ）に流させる。トランジスタスイッチ２０がターンオフされるとき、インダクタを流れる電流Ｉ_Ｌは同じ方向に流れ続け、ダイオード２４（Ｄ１）が、回路を完成するため導通している。電流がダイオードを流れている限り、インダクタ間の電圧Ｖ_ＬはＶｏｕｔ−Ｖｄｉｏｄｅに固定され、エネルギーがインダクタの磁場からキャパシタ及び負荷へ供給されるにつれて、インダクタ電流Ｉ_Ｌが、線形に減少する。図２は、直前に説明したスイッチング動作の間、図１の回路のさまざまな信号波形を例示している線図である。

従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、一般に「連続」モード及び「不連続な」モードと呼ばれる異なるモードで動作するように構成されている。連続モード動作において、インダクタ電流Ｉ_Ｌはトランジスタスイッチの連続したスイッチングサイクルの間、約ゼロのままであるが、不連続モードでは、インダクタ電流は所与のスイッチングサイクルの初めはゼロで始まり、スイッチングサイクルの終わりの前にゼロに戻る。図１の回路のいくらか簡略化されたが、有益な分析を提供するために、下記の考察は、連続モード動作を考え、スイッチがオンの（すなわち、導通する）とき、電圧低下がトランジスタスイッチ間でなく、ダイオードが電流を流す間ダイオードＤ１間に無視できる電圧効果がある時点を仮定する。前述のことを頭に入れて、連続したスイッチングサイクルにわたるインダクタ電流の変化は、図３を用いて調べられる。

図３は、トランジスタスイッチ２０の動作に基づいて図１（再び、ダイオードＤ１間の何れの電圧低下も無視する）に示されるポイントＶ_Ｘの電圧と、２つの連続的なスイッチングサイクルの間のインダクタＩ_Ｌを通る電流とが重畳されるグラフである。図３では、水平軸が時間ｔを表わし、全スイッチングサイクルは時間Ｔによって表され、トランジスタスイッチ「オン」時間は、ｔｏｎとして示され、スイッチ「オフ」時間はｔｏｆｆとして示される（すなわち、Ｔ＝ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）。

定常状態動作のために、スイッチサイクルの初め及び終わりでのインダクタ電流Ｉ_Ｌは、指標ＩＯによって図３で観察されるように、本質的に同じである。従って、関係Ｖ_Ｌ＝Ｌ＊ｄＩ_Ｌ／ｄｔから、１つのスイッチングサイクルにわたる電流の変化ｄＩ_Ｌはゼロであり、以下の式によって与えられる。

これは、以下に簡略する。
（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）ｔｏｎ−（Ｖｏｕｔ）（Ｔ−ｔｏｎ）＝０
又は
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝ｔｏｎ／Ｔ＝Ｄ
ここで、Ｄはトランジスタスイッチの「デューティサイクル」、すなわちスイッチがオンでエネルギーをインダクタに蓄積できるスイッチングサイクル当たりの時間の比率として規定される。上記のことから、出力電圧と入力電圧との比がＤに比例している、すなわち、図１の回路のスイッチのデューティサイクルＤを変化させることによって、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎに関して変化するが、最大デューティサイクルＤが１であるので入力電圧を上回ることができないことが分かる。

したがって、前述したように、図１の従来のバックコンバータは、特に、入力電圧Ｖｉｎより低いレギュレートされた出力電圧Ｖｏｕｔを負荷４０に供給するように構成される。出力電圧Ｖｏｕｔの安定性を保証するため、図１に示すように、バックコンバータは、トランジスタスイッチ２０の動作を制御するために、フィードバック制御ループ４６を使用する。概して、接続４７によって図１に示されるように、フィードバック制御ループ４６の各種部品のための電力は、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎ又は代替的に他の独立した電源から得られる。

依然図１を参照して、フィードバック制御ループ４６において、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔのスケールサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅは、フィードバック制御ループ４６（例えば、抵抗Ｒ２及びＲ３を介して）への入力として供給され、エラー増幅器２８によって基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。基準電圧Ｖｒｅｆは、所望のレギュレートされた出力電圧Ｖｏｕｔの安定したスケール表現である。エラー増幅器２８はＶｓａｍｐｌｅとＶｒｅｆとの比較に基づいて誤差信号３８（この例では、いくつかの予め定められた範囲を超える正の電圧信号）を生成し、この誤差信号の大きさは最終的にトランジスタスイッチ２０の動作を制御し、順にスイッチのデューティサイクルの調整を介して出力電圧Ｖｏｕｔを調整する。このように、フィードバック制御ループは、安定なレギュレートされた出力電圧Ｖｏｕｔを維持する。

より詳しくは、誤差信号３８は、発振器２６によって供給される周波数ｆ＝１／Ｔを持つパルス・ストリーム４２を受信するパルス幅変調器３６に対する制御電圧として役立つ。従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、パルスストリーム４２に対する例示的な周波数ｆは、これに限定されるわけではないが、ほぼ５０ｋＨｚから１００ｋＨｚまでの範囲を含む。パルス幅変調器３６は、トランジスタスイッチ２０のデューティサイクルを制御するオン／オフ制御信号４４を供給するため、パルス・ストリーム４２及び誤差信号３８両方を使用するように構成される。本質的には、パルス・ストリーム４２のパルスは、パルス幅変調器がトランジスタスイッチ２０をオンさせる「トリガー」として働き、誤差信号３８は、トランジスタスイッチがどのくらいの間ｏｎのままであるか（すなわち、時間ｔｏｎの長さ、よってデューティサイクルＤ）を決定する。

例えば、サンプル出力電圧ＶｓａｍｐｌｅがＶｒｅｆより高いことを誤差信号３８が示す（すなわち、誤差信号３８は、比較的低めの値を持つ）場合、パルス幅変調器３６は、比較的短い期間「ｏｎ」パルス、すなわち低めのデューティサイクルを持つ制御信号４４を供給するように構成され、これによって、トランジスタスイッチ２０がオンである間、インダクタに比較的少ないエネルギーを供給する。対照的に、ＶｓａｍｐｌｅがＶｒｅｆより低いことを誤差信号３８が示す（すなわち、前記誤差信号は、比較的高めの値を持つ）場合、パルス幅変調器３６は、比較的長い期間「ｏｎ」パルス、すなわち高めのデューティサイクルを持つ制御信号を供給するように構成され、これによって、トランジスタスイッチ２０がオンである間、インダクタに比較的多いエネルギーを供給する。従って、誤差信号３８を介した制御信号４４の「ｏｎ」パルスの期間を変調することによって、出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｒｅｆによって表される所望の出力電圧に近づけるために、フィードバック制御ループ４６によってレギュレートされる。

図１に関連する上述のバックコンバータに加えて他のタイプの従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、入力電圧より高くレギュレートされたＤＣ出力電圧を供給するステップアップ、すなわち「ブースト」コンバータと、入力電圧より低いか高いかの何れかであり、入力電圧の極性とは反対の極性を持つレギュレートされたＤＣ出力電圧を供給するように構成されるインバーティング、すなわち「バックブースト」コンバータと、容量性結合されるエネルギー転送原理に基づく「ＣＵＫ」コンバータとを含む。バックコンバータの様に、これらの他のタイプのコンバータの各々において、トランジスタスイッチのデューティサイクルＤは、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの比を決定する。

図４は従来のブーストコンバータ５２を例示し、図５は従来のバックブーストコンバータ、すなわちインバーティングレギュレータ５４を例示する。これらのコンバータ両方とも、デューティサイクルＤがどのように比率Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎに影響を及ぼすかについて決定するために、図１のバックコンバータと同様に分析される。図６は、主に誘導結合よりもむしろ容量結合を使用する「ＣＵＫ」コンバータ５６の例を示す。図６の回路は、図５のバックブーストコンバータに基づく二重性の原理から得られる（すなわち、ＣＵＫコンバータの比率Ｖｏｕｔ／ＶｉｎとデューティサイクルＤとの間の関係は、バックブーストコンバータのものと同一である）。ＣＵＫコンバータの１つの注目すべき特性は、図６に示される入出力インダクタＬ１及びＬ２がコンバータの入力部及び出力部で実質的に円滑な電流を作る一方で、バック、ブースト及びバックブーストコンバータはパルス化された入力電流（例えば、図２の上から２番目の線図を参照）又はパルス化された出力電流を持つことである。

図４―６に示されるコンバータの全てに対して、電圧レギュレートフィードバック制御ループの詳細は、説明を簡単にするため省略された。しかしながら、図１に関連して上記のように、図１に示されるバックコンバータの様に、図４―６に示されるコンバータの各々が出力電圧レギュレートを供給するためにフィードバック制御ループを含むことが理解されるべきである。

いくつかの従来のＤＣ−ＤＣコンバータ構成において、入力電流検知及び制限技術もまた、特に連続モードで、コンバータの改良された動作を容易にするために使用されてもよい。斯様なコンバータは、「電流モード」レギュレータと一般に呼ばれる。電流モード・レギュレータによって言及される問題のうちの１つは、連続したスイッチングサイクルの間、インダクタの潜在的に予測不可能なエネルギー増強の問題である。

例えば、再び図３を参照すると、インダクタ電流Ｉ_Ｌが連続モードでゼロを上回ったままなので、所定時間にインダクタの磁場に蓄積されるエネルギーは、直近のスイッチングサイクルの間に蓄積されたエネルギーだけでなく、一つ以上過去のスイッチングサイクルの間に蓄積された残余のエネルギーにも依存する。この状況は、一般に、何れかの所与のスイッチングサイクルでのインダクタ（又は、他のエネルギー変換素子）を介して変換される何らかの予測不可能なエネルギー量に結果としてなる。しかしながら、時間とともに平均されて、フィードバック制御ループによって供給される電圧レギュレート機能と共に、上述した回路の出力キャパシタ３４の平滑化機能が、レギュレートされた出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、負荷への実質的に制御された電力供給を容易にする。

しかしながら、上述した回路のフィードバック制御ループは、概して限られた応答時間を持ち、フィードバック制御ループの安定性と妥協できる、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力状況（例えば、Ｖｉｎ）及び／又は出力電力要件についての幾つかの変更がある。前述を鑑みて、電流モード・レギュレータは、概して、トランジスタスイッチがオンであるとき、インダクタを通るピーク電流Ｉｐを制限するように構成される（例えば、図３を参照）。この入力電流制限特徴は、また、フィードバックループの安定性に悪影響を与える及び／又は潜在的に回路にダメージを与えるインダクタ電流に結果としてなるデューティサイクルを（電圧レギュレートフィードバック制御ループを介して）求め、入力状況の重大な変更及び／又は負荷要件の重大な変更の事象において、過度のインダクタ電流を防止することを助ける。

図７は、図５に示されるバックブーストコンバータ構成に基づく電流モード・レギュレータ５８の例を例示している回路図である。図７の回路図において、電圧レギュレートフィードバック制御ループの詳細が、入力電流制限の説明を容易にするために示されている。図７の回路の入力電流検出及び制限特徴に関連して以下で説明される概念は、ここで説明される他のタイプの従来のＤＣ−ＤＣコンバータに同じように適用されることが理解されるべきである。

図７の電流モード回路のトランジスタスイッチ２０の動作を制御するフィードバック制御ループは、図７の回路が、入力電流検出装置６０（すなわち、抵抗Ｒｓｅｎｓｅ）及びコンパレータ６２を追加して含むという点で、図１に示される回路と異なる。また、図７の例のフィードバック制御ループで使用するパルス幅変調器３６は、セット及びリセット制御を持つＤ型フリップフロップである。図７に示されるように、フリップフロップ・パルス幅変調器は、その「Ｄ」及び「ＣＩｋ」入力が接地されるように配され、発振器２６は、パルス・ストリーム４２をフリップフロップの「Ｓｅｔ」入力へ供給し（ロウアクティブである

）、コンパレータ６２は、信号６４をフリップフロップの「Ｒｅｓｅｔ」入力へ供給し（ロウアクティブ

）、フリップフロップの「Ｑ」出力はパルス幅変調制御信号４４を供給する。

この構成では、トランジスタスイッチ２０がオフ、すなわち開いているとき、抵抗Ｒｓｅｎｓｅには電流が流れず、よって、コンパレータ６２の反転入力の電圧は、ゼロである。この例で誤差信号３８が、サンプル出力電圧とＶｒｅｆとの差を示すいくつかの予め定められた範囲の上の正電圧であることを、図１からまた思い出すべきである。したがって、トランジスタスイッチ２０が開くとき、コンパレータにより出力された信号６４は、論理ハイ信号である（すなわち、フリップフロップのリセット入力

は起動しない）。

この状態のフリップフロップで、パルス・ストリーム４２の次のロウ状況パルスは、フリップフロップのセット入力

を起動させ、これにより論理ハイ状態で出力されるフリップフロップのＱ出力を駆動し、トランジスタスイッチ２０をオンにする。上記のように、これによってインダクタ電流Ｉ_Ｌを増大させ、スイッチが閉じ、このインダクタ電流は抵抗Ｒｓｅｎｓｅ（Ｉ_Ｌ（ｏｎ））を流れ、これによって、この抵抗間に電圧Ｖｓｅｎｓｅを生ずる。電圧Ｖｓｅｎｓｅが誤差信号３８を超えるとき、コンパレータ６２によって出力される信号６４は、論理ロウ状態へ切り替わり、これによって、フリップフロップのリセット入力

を起動させ、Ｑ出力をロウにする（トランジスタスイッチ２０をオフにする）。前記トランジスタがオフにされるとき、電圧Ｖｓｅｎｓｅはゼロに戻り、信号６４は論理ハイの状態に戻り、これによって、フリップフロップのリセット入力を不活性化させる。このポイントで、パルス・ストリーム４２のロウパルスの次の発生は、再びサイクルを始めるために、フリップフロップのセット入力

を起動させる。

従って、図７の回路で、Ｖｓｅｎｓｅと誤差信号３８との関係は、トランジスタスイッチ２０のデューティサイクルＤを決定し、具体的には、電圧Ｖｓｅｎｓｅが誤差信号３８を超える場合、前記スイッチは開く。前述に基づいて、インダクタを流れるピーク電流Ｉｐ（図３を参照）は、誤差信号３８の予想される範囲を与えると、抵抗Ｒｓｅｎｓｅのための適当な値を選択することによってあらかじめ決められる。コンパレータ６２の動作は、負荷要件の変更によりＶｓａｍｐｌｅがＶｒｅｆより大幅に低くなる状況でさえ（比較的高めの大きさの誤差信号及び潜在的に大きめのデューティサイクルに結果としてなる）、インダクタ電流を流れる電流は、インダクタ電流が予め定められたピーク電流を上回らないように、最終的にデューティサイクルを制限することを確実にする。また、このタイプの「電流モード」動作は、概して、フィードバック制御ループの安定性を強化して、ＤＣ―ＤＣコンバータ回路の潜在的な損傷状況を低減する。

多くの電子機器アプリケーションのために、電源は、入力ＡＣライン電圧（例えば、１２０Ｖｒｍｓ、６０Ｈｚ）からレギュレートされたＤＣ出力電圧を供給するように構成される。例えば、従来の「線形」電源は、概して、ほぼ１２０Ｖｒｍｓの入力ＡＣライン電圧をいくらか低い（より危険でない）２次的ＡＣ電圧に低減するために、相当な（比較的大きい及び重い）６０Ｈｚパワー変成器を使用する。この低めの２次的ＡＣ電圧は、この時整流され（例えば、ダイオードブリッジ整流器によって）、レギュレートされていない直流電圧を供給するためにフィルタリングされる。しばしば、線形レギュレータは、レギュレートされていない直流電圧に基づいて、予め定められたレギュレートされた直流電圧出力を供給するために使用される。

ＤＣ−ＤＣコンバータの固有のスイッチング動作を利用することによって、線形電源特有の入力段で相当な６０Ｈｚパワー変成器を必要としない電源を設計することは可能であり、このことにより多くの場合、サイズ及び重量を著しく減らして、電源の効率を増大する。例えば、線形レギュレータに基づく電源は、概して、ほぼ５０％又はそれ以下のオーダーのパワー変換効率を持つのに対し、スイッチング・レギュレータに基づく電源は、ほぼ８０％又はそれ以上のオーダーの効率を持つ。

スイッチング・レギュレータに基づくいくつかの電源において、レギュレートされていない直流電圧が入力として、整流されフィルタリングされたＡＣライン電圧からＤＣ−ＤＣコンバータへ直接供給される。斯様な装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータへのＤＣ入力電圧とＡＣライン電圧との間に保護絶縁がないことを意味する。また、コンバータへのレギュレートされていないＤＣ入力電圧は、ほぼ１６０Ｖ（整流された１２０Ｖｒｍｓのライン電圧に基づく）又はそれ以上のＤＣであり（力率補正が使用される場合、最大ほぼ４００Ｖ）、これは潜在的に全く危険である。前述に鑑みて、斯様な電源装置用のＤＣ−ＤＣコンバータは、典型的には、適当な安全基準と概して適合するため、これらの問題に対処する絶縁機能を持って構成される。

図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ又はスイッチング・レギュレータを組み込んでいる斯様な電源６６の例を例示している回路図である。上述のように、電源６６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部６９に入力Ｖｉｎとしてレギュレートされていない直流電圧を供給するために、ブリッジ整流器６８によって整流され、キャパシタ３５（Ｃｆｉｌｔｅｒ）によってフィルタリングされたＡＣライン電圧６７を入力として受ける。ＤＣ−ＤＣコンバータ部６９は、図５に示されるインバーティングレギュレータ（バックブースト）装置に基づくが、図８では、エネルギ蓄積インダクタは、レギュレートされていない高いＤＣ入力電圧ＶｉｎとＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔとの間に絶縁を供給するために、高周波トランス７２に置き換えられた。インダクタよりもむしろトランスを組み込んでいる斯様なＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、一般に「フライバック」コンバータと呼ばれる。

図８の回路において、コンバータ部６９の「２次側」（すなわち、ダイオードＤ１及びキャパシタＣ）は、コンバータが絶縁されたＤＣ出力電圧を供給するように配される。ＤＣ−ＤＣコンバータ部６９は、また、エラー増幅器２８からの誤差信号をモジュレータ３６とリンクさせるため、電圧レギュレートフィードバック制御ループに絶縁要素７０（例えば、２次の高周波トランス又は光アイソレータ）を含む（絶縁要素７０へ入力される誤差信号及び絶縁要素７０から出力される誤差信号は、参照符号３８Ａ及び３８Ｂによって示される）。

図８の回路のさまざまな絶縁機能からみて、明確に図に示されていないが、発振器／変調回路のための電力は、通常、１次側のレギュレートされていない高めのＤＣ入力電圧Ｖｉｎから得られる一方、フィードバック制御ループ（例えば、基準電圧Ｖｒｅｆ、エラー増幅器２８）の他の要素のための電力は２次側のレギュレートされたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔから得られることは理解されるべきである。あるいは、上述したように、フィードバックループの部品のための電力は、ある場合には、独立の電源によって供給されてもよい。

図９は、入力−出力絶縁を供給する異なるタイプのＤＣ−ＤＣコンバータを組み込んでいる電源７４のさらにもう一つの例を例示している回路図である。図９に示される電源７４のＤＣ−ＤＣコンバータ部分７５は、一般に「フォワード」コンバータと呼ばれ、図１に関連して説明されたステップダウンコンバータ、すなわち「バック」コンバータに基づく。特に、コンバータ部７５は、再び、図８の回路のようなトランス７２を含むが、また、図８に示されるフライバック・コンバータに存在しない２次側のインダクタ７６及び追加ダイオード７７（Ｄ２）も含む（ダイオードＤ２、インダクタ７６及びキャパシタ３４が図１に図示されるバックコンバータ構成に似ている点に注意されたい）。フォワードコンバータにおいて、ダイオードＤ１は、トランス電圧がゼロか又は負のときＤ２がインダクタ７６の電流のための循環経路を供給する一方、正のトランス２次側電圧だけが出力回路に印加されることを確実にする。

他の良く知られた修正が、２次側の回路の「全波」導通を促進するため図９に示されるフォワードコンバータになされてもよい。また、図において明確に示されないが、図８、９に示される例示的な電源両方とも、図７に関連して上述されたような電流モード機能を組み込むために変更されてもよい（すなわち、トランス７２の一次巻線の電流を制限する）。

ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング性質のため、これらの装置は、一般にパルス化された態様で電源から電流を引き出す。この状況は、ＤＣ−ＤＣコンバータがＡＣ電源（例えば、図８、９の電源装置のような）から電力を引き出すとき、いくつかの概して望ましくない効果を持つ。

特に、ＡＣ電源からの最大出力効率のために、ＡＣのライン電圧から最終的に引き出される入力電流は、理想的に正弦波形状を持ち、ＡＣライン電圧と同期していなければならない。この状況は、一般に「高力率」と呼ばれ、通常純粋に抵抗性負荷となる。ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング性質及び結果として生じるパルス化された電流の形（すなわち、ＡＣ電源からの対応する著しく正弦波ではない電流の形）によって、これらの装置は、低い高力率を持ち、よって最適電力効率より劣る。加えて、再び図８、９を参照すると、ブリッジ整流器６８とＤＣ−ＤＣコンバータ６９との間の大きなフィルタキャパシタ３５（Ｃｆｉｌｔｅｒ）の存在は、更に、ブリッジ整流器への全体の負荷を少ない抵抗性にすることに寄与し、高力率よりかなり劣る結果にする。

より詳しくは、純粋に抵抗性負荷でない負荷によりＡＣ電源から引き出される「見かけの電力」は、負荷に流れるＲＭＳ電流と負荷に印加されるＲＭＳ電圧とを乗算することによって与えられる。この見かけの電力は、デバイスが電源からどれくらいの電力を引き出しているように見えるかを反映する。しかしながら、負荷によって引き出される実際の電力は、見かけの電力より少なく、実際と見かけとの電力の比率は、負荷の「力率」と呼ばれる。例えば、１００Ｖアンペアの見かけの電力を引き出し、０．５の力率を持つデバイスは、１００ワットではなく、５０ワットの電力を実際に消費する、別の言い方をすれば、この例では、０．５の力率を持つデバイスは、実際に消費する電力より、電源から２倍の電力を必要とするように見える。

上述したように、従来のＤＣ―ＤＣコンバータは、これらのスイッチング性質及びパルス化された電流の形のため、特徴的に一の力率より著しく小さい力率を持つ。加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータが整流を介在させフィルタリングしただけのＡＣライン電圧から電流を引き出す場合、ＤＣ−ＤＣコンバータによって引き出されるパルス化された非正弦波電流は、不必要なストレスを配し、望ましくないノイズ及びＡＣライン電圧上の高調波を導くだろう（これは、他のデバイスの動作に悪影響を及ぼす）。

前述を鑑みて、いくつかの従来のスイッチング電源は、上記問題に対処するように構成されＡＣ電源から電力のより効率的な供給を備える力率補正装置を備えるか、又は力率補正装置と結合して用いられる。特に、斯様な力率補正装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータによって引き出されるパルス化された電流を「平滑化する」ように概して動作し、これによって、そのＲＭＳ値を低下させて、望ましくない高調波を低減し、力率を改善し、ピーク電流によるＡＣメイン回路ブレーカ妨害の機会を低減する。

いくつかの従来の装置において、力率補正装置は、上述のさまざまなＤＣ−ＤＣコンバータの構造と同様で、例えばＤＣ−ＤＣコンバータが後続するＡＣブリッジ整流器とフィルタリングキャパシタとの間に配される、それ自身が一種のスイッチング電力コンバータ・デバイスである。この種の力率補正装置は、その入力電圧（すなわち、整流されたＡＣライン電圧）の波形及び位相に実質的に整合するために、瞬間ベースでその入力電流を正確に制御するために働く。特に、力率補正装置は、整流されたＡＣライン電圧を監視し、整流されたライン電圧と同相に近くなるように入力電流波形の振幅を変化させるためにスイッチングサイクルを利用するように構成される。

図９Ａは、斯様な従来の力率補正装置５２０を概して例示している回路図である。上述のように、力率補正装置は、ブリッジ整流器６８から全波整流されたＡＣライン電圧Ｖ_ＡＣを入力６５として受信し、電源のＤＣ―ＤＣコンバータ部分に印加される電圧Ｖｉｎを出力として供給するように構成される（例えば、図８、９を参照して、装置５２０の出力間にフィルタキャパシタ３５を含む力率補正装置５２０は、ブリッジ整流器６８とＤＣ−ＤＣコンバータ部６９、７５との間にそれぞれ配される）。図９Ａで分かるように、力率補正装置５２０の一般的例は、インダクタＬ_ＰＦＣ、スイッチＳＷ_ＰＦＣ、ダイオードＤ_ＰＦＣ及びフィルタキャパシタ３５を含むブーストコンバータ・トポロジ（ＤＣ―ＤＣコンバータブースト構成の例のため図４を参照）に基づき、フィルタキャパシタ３５間で電圧Ｖｉｎが生成される。

図９Ａの力率補正装置５２０は、また、整流された電圧Ｖ_ＡＣ、ＤＣ−ＤＣコンバータ部への出力として供給される生成電圧Ｖｉｎ、及び装置５２０によって引き出される電流ＩＡＣを表わす信号７１（Ｉｓａｍｐ）を監視する力率補正（ＰＦＣ）コントローラ５２２を含む。図９Ａに例示されるように、信号Ｉｓａｍｐは、前記装置によって引き出される電流Ｉ_ＡＣの経路内の電流検出素子５２６（例えば、抵抗間の電圧）から得られる。これらの監視された信号に基づいて、ＰＦＣコントローラ５２２は、電流Ｉ_ＡＣが整流電圧Ｖ_ＡＣと実質的に整合し、同相である波形を持つように、スイッチ７５（ＳＷ_ＰＦＣ）を制御するために制御信号７３を出力するように構成される。

図９Ｂは、ＰＦＣコントローラ５２２の機能を概念的に例示する線図である。一般的に言って、力率補正装置５２０の機能が全体として、それ自体を基本的にＡＣ電源に対する抵抗のように見えさせることを思い出すべきであり、この態様で、力率補正装置の「シミュレーションされた抵抗」によって、電源から引き出される電流及び電源により供給される電圧は、基本的に同じ波形及び同相を持ち、実質的に１の力率に結果としてなる。従って、量Ｒ_ＰＦＣは、力率補正装置の概念的にシミュレーションされた抵抗を表すとみなされ、オームの法則によると、
Ｖ_ＡＣ＝Ｉ_ＡＣ*Ｒ_ＰＦＣ
又は
Ｇ_ＰＦＣ＊Ｖ_ＡＣ＝Ｉ_ＡＣ
であり、ここで、Ｇ_ＰＦＣ＝１／Ｒ_ＰＦＣであって、力率補正装置５２０の実効コンダクタンスを表す。

前述を鑑みて、図９Ｂに示されるＰＦＣコントローラ５２２は、２つのフィードバックループ、すなわち、電圧フィードバックループ及び電流フィードバックループに基づく制御戦略を実行する。これらのフィードバックループは、力率補正装置のための誘導実効コンダクタンスＧＰＦＣに基づいて力率補正装置によって引き出される瞬間的な電流ＩＡＣを操作するために連携する。この目的のため、電圧フィードバック・ループ５２４は、電圧Ｖｉｎ（フィルタキャパシタ３５間の出力として供給される）を、電圧Ｖｉｎに対する所望のレギュレートされた値を表す基準電圧ＶｒｅｆＰＦＣと比較することによって実行される。これらの値の比較は、ほぼ１０―２０Ｈｚのカットオフ周波数を持つ積分器／ローパスフィルタに印加される誤差電圧信号Ｖｅを生成する。この積分器／ローパスフィルタは、全体の力率制御ループに対する比較的遅い応答時間を課し、これはより高めの力率を促進する、すなわち、誤差電圧信号Ｖｅがライン周波数（５０又は６０Ｈｚである）と比較してゆっくり変化するので、電圧Ｖｉｎの変化（例えば、突然の及び／又は重要な負荷要求によって生じる）によるＩ_ＡＣの調整は、何れかの所与のサイクルの間で急にというよりはむしろライン電圧の複数のサイクルにわたって発生する。

図９Ｂに示されるコントローラにおいて、積分器／ローパスフィルタのゆっくり変化する出力のＤＣ成分は、力率補正装置の実効コンダクタンスＧＰＦＣを基本的に表し、よって、電圧フィードバックループ５２４の出力は、実効コンダクタンスＧＰＦＣを表す信号を供給する。従って、上記で与えられる関係に基づいて、ＰＦＣコントローラ５２２は、装置５２０のシミュレーションされた抵抗性負荷に基づいて、ライン電圧から引き出されるべき所望の電流を表わす基準電流信号Ｉ^＊ _ＡＣを生成するために、監視された整流ライン電圧Ｖ_ＡＣとこの実効コンダクタンスとを乗算するように構成される。よって、この信号Ｉ^＊ _ＡＣは、基準、すなわち「設定されたポイント」入力を電流制御ループ５２８に供給する。

特に、図９Ｂに示すように、電流制御ループ５２８において、信号Ｉ^＊ _ＡＣは、装置５２０により引き出される実際の電流Ｉ_ＡＣを表す信号Ｉｓａｍｐと比較される。これらの値の比較は、パルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチコントローラ（例えば、図７に関連して上述されたものと同様）のための制御信号として役立つ電流誤差信号Ｉｅを生成する。ＰＷＭスイッチコントローラは、次に、（再び図９Ａを参照して）引き出される実際の電流Ｉ_ＡＣを操作するために、スイッチＳＷ_ＰＦＣを制御するように、信号７３を出力する。ＰＷＭスイッチコントローラによって出力される制御信号７３のために（したがって、スイッチＳＷ_ＰＦＣのために）一般的に用いられる例示的な周波数は、ほぼ１００ｋＨｚのオーダーである。前述を鑑みて、これは全波整流された正弦波形（ライン電圧の周波数の２倍の周波数を持つ）に似ている急速に変化するＩ_ＡＣの結果的平均値であり、ほぼ１００ｋＨｚのリップルがスイッチング動作から生じることが理解されるべきである。従って、電流フィードバックループ及びスイッチ制御要素は、全波整流された波形を追従するのに十分な帯域幅を持たなければならない（よって、２、３ｋＨｚの帯域幅は、一般に充分以上である）。

したがって、図９Ａ、９Ｂに関連して概説される従来の力率補正スキームにおいて、力率補正装置５２０は、キャパシタ３５間のレギュレートされた電圧Ｖｉｎを出力として供給し、電圧Ｖｉｎから電流は、Ｖｉｎに結合される負荷によって必要とされるように流れる（例えば、電源の後続のＤＣ−ＤＣコンバータ部分によって）。負荷電力要件の突然の及び／又は過度の変化のために、電圧Ｖｉｎの瞬間値は、劇的に変化し、例えば、突然の高い負荷電力要件の瞬時で、キャパシタのエネルギー蓄えは流され、Ｖｉｎは突然、基準ＶｒｅｆＰＦＣより下がる。結果として、電圧フィードバックループ５２４は、比較的遅い応答時間を持って、力率補正装置にライン電圧からより多くの電流を引き出させることによってＶｉｎを調整することを試みる。しかしながら、比較的遅い応答時間のため、Ｖｉｎの調整がなされる頃までに特に負荷からの突然の／過剰な要求がもはや存在しない場合、この動きはＶｉｎに対して過電圧状況を生じさせる。前記装置は、この時、再び電圧フィードバックループ５２４の遅い応答時間によって、過電圧状況を補償しようとし、ある程度の潜在的不安定性に至る。Ｖｉｎに対する同様の急な変化（不足電圧又は過電圧状況）は、ライン電圧６７上の突然の／過剰な混乱から生じ、これに対して装置５２０は、上記の態様で対応することを試みる。

上記のことから、一方では力率補正を容易にする遅い応答時間が、同時に、より劣る最適入出力過渡反応能力に結果としてなることが理解されるべきである。従って、従来の力率補正装置の電圧フィードバックループ応答時間／帯域幅は、概して、合理的な（しかし、最適より劣る）力率補正と合理的な（しかし、最適より劣る）過渡反応との実際的なバランスを供給するように選択される。

要するに、図９Ａ、９Ｂに関連した前述の説明は、力率補正機能の一般的な理解を提供するための事実上主要な概念であると理解されるべきである。実際には、集積回路力率補正コントローラは、現在さまざまなソース（例えば、フェアチャイルドＭＬ４８２１ＰＦＣコントローラ、ＳＴマイクロエレクトロニクスＬ６５６１及びＬ６５６２）から入手可能である。特に、ＳＴマイクロエレクトロニクスＬ６５６１及びＬ６５６２コントローラは、ブーストコンバータ・トポロジに基づいて力率補正を容易にするように構成される（ＤＣ―ＤＣコンバータブースト構成の例の図４を参照）。Ｌ６５６１及びＬ６５６２コントローラは、比較的低い電力アプリケーションの力率補正のために共通に使用される「遷移モード」（ＴＭ）技術（すなわち、連続モードと不連続モードとの間の境界周辺で動作する）を利用する。Ｌ６５６１コントローラ及び遷移モード技術の詳細は、クラウディオ・アドラグナによる２００３年３月のＳＴマイクロエレクトロニクスアプリケーションノートＡＮ９６６、「Ｌ６５６１ＥｎｈａｎｃｅｄＴｒａｎｓｉｔｉｏｎＭｏｄｅＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｏｒ」で述べられ、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓｔ．ｃｏｍで利用できて、参照によりここに組み込まれる。Ｌ６５６１コントローラとＬ６５６２コントローラとの違いは、ルーカ・サラチによる２００４年４月のＳＴマイクロエレクトロニクスアプリケーションノートＡＮ１７５７、「Ｌ６５６１からＬ６５６２へのスイッチング」で述べられ、また、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓｔ．ｃｏｍで利用できて、参照によりここに組み込まれる。本開示のために、これらの２つのコントローラは、同様の機能を持つものとして概して説明される。

力率補正を容易にすることに加えて、ＳＴマイクロエレクトロニクスＬ６５６１及びＬ６５６２コントローラは、あるいは、フライバックＤＣ−ＤＣコンバータ実施のコントローラとして、「標準ではない」構成で使用されてもよい。特に、再び図８を参照すると、Ｌ６５６１は、トランジスタスイッチ２０を制御するＰＷＭコントローラ３６の一般的な機能を達成するために用いられる。この詳細及びＬ６５６１コントローラの関係のある他のアプリケーションは、シーアドラグナ及びジーガラバリックによる２００３年１月のＳＴマイクロエレクトロニクスアプリケーションノートＡＮ１０６０、「Ｌ６５６１ＰＦＣコントローラを持つフライバックコンバータ」、クラウディオアドラグナによる２００３年９月のＳＴマイクロエレクトロニクスアプリケーションノートＡＮ１０５９、「Ｌ６５６１に基づく高力率フライバックコンバータのデザイン式」、及びクラウディオアドラグナによる２００３年１０月のＳＴマイクロエレクトロニクスアプリケーションノートＡＮ１００７、「シルバーボックスのＬ６５６１ベースのＳｗｉｔｃｈｅｒＲｅｐｌａｃｅｓＭａｇＡｍｐｓ」で述べられ、各々は、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓｔ．ｃｏｍで利用でき、参照によりここに組み込まれる。

具体的には、アプリケーションノートＡＮ１０５９及びＡＮ１０６０は、遷移モードで動作し、力率補正を実行するためＬ６５６１コントローラの適性を利用するＬ６５６１ベースのフライバック・コンバータ（高いＰＦのフライバック構成）の１つの典型的な構成を説明し、これにより、比較的低い負荷電力要件（例えば、ほぼ３０ワットまで）のための高力率シングルスイッチング段ＤＣ―ＤＣコンバータを提供する。図１０は、この構成を例示する（アプリケーションノートＡＮ１０５９の図１Ｃから転載される）。上述したアプリケーションノートで述べられるように、図１０のフライバック・コンバータ構成が有効であるアプリケーションのいくつかの一般の例は、低い電力スイッチング電源、モバイル又はオフィス器材用のＡＣ―ＤＣアダプタ及びオフラインの充電器を含み、これら全ては電力を概して予測可能及び比較的安定な（固定の）負荷へ供給するように構成される。

図７―９に関連して上述されたものと同様の態様において、図１０のＳＴＬ６５６１ベースのフライバック・コンバータ構成は、ＤＣ出力電圧３２（Ｖｏｕｔ）のサンプルを入力として受信し、Ｌ６５６１コントローラ３６ＡのＩＮＶ入力に印加される誤差信号３８Ｂをフィードバックとして供給する、電圧レギュレータフィードバック制御ループ８０を含む。誤差信号３８Ｂは、この信号がトランスの２次側から光学的に絶縁され、それにもかかわらずＤＣ出力電圧３２の電気的表現を供給することを示すために図１０の点線で例示される。高力率シングルスイッチング段ＤＣ−ＤＣコンバータ用のＳＴＬ６５６１又はＳＴＬ６５６２スイッチコントローラを含む従来の実施態様において、これらのコントローラ（コントローラの内部エラー増幅器の反転入力）のＩＮＶ入力（ピン１）は、概して、ＤＣ出力電圧３２の正電位を表す信号に（例えば、図１０で示される光アイソレータ及びＴＬ４３１ツエナーダイオード構成を介して）結合される。次に、コントローラ３６Ａの内蔵エラー増幅器は、基本的に一定の（すなわち、レギュレートされた）出力電圧３２を維持するように、誤差信号３８Ｂを内部基準と比較する。

ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓｔ．ｃｏｍで利用でき、参照によりここに組み込まれるクラウディオアンドラグナによる２００３年１１月のＳＴマイクロエレクトロニクスアプリケーションノートＡＮ１７９２「Ｌ６５６２を持つＦｉｘｅｄ―Ｏｆｆ―Ｔｉｍｅ―ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＰＦＣプリレギュレータのデザイン」は、遷移モード方法及び固定の周波数連続導通モード方法に代わるものとして、力率修正プリレギュレータを制御するための他の手法を開示する。具体的には、「固定のオフタイム」（ＦＯＴ）制御方法が、例えばＬ６５６２コントローラで使用され、この方法において、パルス幅変調された信号のオンタイムだけが変調され、オフタイムは一定のままである（スイッチング周波数の変調に至る）。図１１は、ＦＯＴ制御されたＰＦＣレギュレータのブロック図を例示する（アプリケーションノートＡＮ１７９２の図３から作られる）。遷移モード手法の様に、Ｌ６５６２コントローラを使用して考察される固定のオフタイム制御方法が、コントローラ３６Ａの内部のエラー増幅器ＶＡに、出力電圧３２（抵抗分圧回路を介して）を表す誤差信号３８Ｂを供給する電圧レギュレータフィードバック制御ループ８０を同様に必要とすることは、図１１から観察される。次に、コントローラ３６Ａは、フィードバックされた誤差信号３８Ｂに少なくとも部分的に基づいて、ＦＯＴ制御を実行するようにスイッチ２０（図１１でＭとされる）を制御する。図１１の実施形態において、例示されるコンバータ構成がトランスを使用しないので、誤差信号３８Ｂの光学的絶縁は必要とされない。

出願人は、比較的低い電力照明装置（例えば、ほぼ１０―３００ワット）のための電源のシングルスイッチング段高力率ＤＣ−ＤＣコンバータ（図１０、１１に示されるものと同様の）を使用することが、有意の数の斯様な装置を使用する照明システム、及び／又は従来のライン電圧調光器を使用する一つ以上の照明装置の光出力（輝度）を制御することが望ましいアプリケーションにおいて、注目すべき効果を提供することを認識し理解した。

特に、照明装置が電力（例えば、アメリカ又はヨーロッパの従来のライン電圧での１５―２０アンペア交流回路）を引き出す全体的な回路の電流取扱い機能に関して、それ自体、所与の低電力照明装置の力率が重要でないにもかかわらず、斯様なデバイスの力率は、いくつかの斯様な装置が同じ交流回路上に配されるとき、なお一層問題となる。具体的には、個々の低電力照明装置の力率がより高くなるほど、同じ電力回路上に安全で合理的に配される斯様な装置の数がより大きくなる。従って、より複合的な照明システム施設は、非常に多くの高力率で比較的低い電力の照明装置で実行される。加えて、スイッチングＤＣ―ＤＣコンバータ・デザインを使用する高力率照明装置は、基本的にライン電圧には抵抗性負荷として見え、したがって、斯様な装置は、例えば白熱源のような従来の光源の光出力を調整するために使用される従来の減光デバイスでの用途（例えば、電圧振幅又はデューティサイクル制御）に、特に適切である。

前述を鑑みて、図１０の高力率フライバック・コンバータ装置は、比較的低い電力照明装置のための電源用に潜在的に魅力的な候補を提供する。とりわけ斯様な電源の魅力的な属性は、シングルスイッチング段だけが高力率を供給するために必要とされる（すなわち、別個の力率補正装置がＤＣ−ＤＣコンバータ段に加えて必要とされない）という点で、比較的小さいサイズ及び少ないパーツ数にある。

しかしながら、出願人は、他の改善が、図１０、１１の一般的な構造に基づいた回路（すなわち、シングルスイッチング段高力率ＤＣ−ＤＣコンバータ）になされることを認識して理解した。特に、基本的に固定の／安定した負荷電力要件を含んだ実施のために、絶縁された又は絶縁されていない誤差信号３８Ｂを供給する電圧レギュレータフィードバック制御ループ８０は、スイッチング電源のＤＣ出力電圧に結合される少なくともいくつかのタイプの負荷の効率的な動作を達成するために必要ではない。加えて、バックコンバータ又はブーストコンバータのようなフライバック・コンバータ以外のＤＣ―ＤＣ構成は、フィードバック制御ループ８０なしでまた、適当な電力を固定／安定負荷へ供給するために使用される。具体的には、光放射ダイオード（ＬＥＤ）を含む負荷に対して、出願人は、ＬＥＤ自体が基本的に電圧レギュレータデバイスであり、単一のＬＥＤ又はさまざまな直列、並列若しくは直列／並列構成で相互接続する複数のＬＥＤにより構成される負荷（「ＬＥＤベースの光源」）が、負荷間に特定の電圧を指図すると認識して理解した。したがって、図１０、１１の構造に概して基づくスイッチング電源は、フィードバック制御ループを必要とすることなく、適切に安定な動作電力を負荷へ供給するように確実に構成される。

前述を鑑みて、本発明の一つの実施例は、負荷と関連した如何なるフィードバック情報も必要とすることなく、単一のスイッチの制御を介して力率補正及び出力電圧を負荷へ供給するように構成されるスイッチング電源を有することを含む装置に向けられている。一つの態様では、前記単一のスイッチは、負荷間の出力電圧又は負荷に流れる電流を監視せずに制御される。別の態様においては、前記単一のスイッチは、負荷間の出力電圧又は負荷に流れる電流をレギュレートすることなく制御される。さらに他の態様では、前記出力電圧は、電源に印加される交流入力電圧と独立して変化しない。さらに他の態様では、前記入力電圧は、出力電圧を制御するため（例えば、電圧振幅又はデューティサイクル制御技術を使用して）、従来の交流調光器を介して変化する（例えば、交流入力電圧のＲＭＳ値が変化する）。他の実施態様として、スイッチング電源は、フライバック・コンバータ構成、バックコンバータ構成又はブーストコンバータ構成を有する。

本発明の他の実施例は、負荷と関連した如何なるフィードバック情報も必要とすることなく、単一のスイッチの制御を介して力率補正及び出力電圧を負荷に供給するステップを含む方法に向けられている。一つの態様では、単一のスイッチは、負荷間の出力電圧又は負荷に流れる電流を監視せずに制御される。別の態様においては、単一のスイッチは、負荷間の出力電圧又は負荷に流れる電流をレギュレートせずに制御される。さらに他の態様では、前記出力電圧は、電源に印加される交流入力電圧と独立して変化しない。さらに他の態様では、前記入力電圧は、出力電圧を制御するため（例えば、電圧振幅又はデューティサイクル制御技術を使用して）、従来の交流調光器を介して変化する（例えば、交流入力電圧のＲＭＳ値が変化する）。

本発明の他の実施例は、少なくとも一つのＬＥＤベースの光源と、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源と関連する如何なるフィードバック情報も必要とすることなく、単一スイッチの制御を介して力率補正及び出力（供給）電圧を前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源に供給するように構成されたスイッチング電源とを含む照明装置に向けられている。一つの態様では、前記単一スイッチは、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源により流れる電流又は前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源間の出力電圧の何れも監視することなく制御される。他の態様では、前記単一スイッチは、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源により流れる電流又は前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源間の出力電圧の何れもレギュレートすることなく制御される。さらに他の態様では、出力電圧は、電源に印加される交流入力電圧と独立して変化しない。さらに他の態様では、前記交流入力電圧は、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源により生成される光の輝度を制御するため（例えば、電圧振幅又はデューティサイクル制御技術を使用して）、従来の交流調光器を介して変化する（例えば、交流入力電圧のＲＭＳ値が変化する）。他の態様において、スイッチング電源は、フライバック・コンバータ構成、バックコンバータ構成又はブーストコンバータ構成を有する。

本発明のさらに別の実施例は、少なくとも一つのＬＥＤベースの光源と関連する如何なるフィードバック情報も必要とすることなく、単一のスイッチの制御を介して力率補正及び出力電圧を少なくとも一つのＬＥＤベースの光源へ供給するために、少なくとも一つのＬＥＤベースの光源及びスイッチング電源を含む照明装置に向けられている。前記スイッチング電源は、単一のスイッチと、当該単一のスイッチに結合される遷移モード力率修正コントローラとを含み、前記コントローラは、一定オフ時間（ＦＯＴ）制御技術を使用して前記単一のスイッチを制御するように構成される。一つの態様では、前記コントローラは、照明装置の通常作動の間、少なくとも一つのＬＥＤベースの光源間の出力電圧又は少なくとも一つのＬＥＤベースの光源によって引き出される電流に関する信号を受信する如何なる入力も持たない。

本発明のさらに別の実施例は、少なくとも一つのＬＥＤベースの光源と、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源と関連する如何なるフィードバック情報も必要とすることなく、単一スイッチの制御を介して力率補正及び出力（供給）電圧を前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源に供給するためのスイッチング電源とを有する照明装置に向けられている。前記照明装置は、電源に印加される交流入力電圧を変化させるための交流調光器を更に含む。一つの態様では、前記単一のスイッチは、ＬＥＤベースの光源間の出力電圧又はＬＥＤベースの光源に流れる電流を監視せずに制御される。別の態様においては、前記単一のスイッチは、ＬＥＤベースの光源間の電圧又はＬＥＤベースの光源に流れる電流をレギュレートせずに制御される。さらに他の態様では、出力電圧は、電源に印加される交流入力電圧と独立して変化しない。さらに他の態様では、前記交流調光器は、入力電圧を変化させ（例えば、交流入力電圧のＲＭＳ値が変化する）、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源により生成される光の輝度を制御するため、電圧振幅又はデューティサイクル制御技術を使用する。他の実施態様として、スイッチング電源は、フライバック・コンバータ構成、バックコンバータ構成又はブーストコンバータ構成を有する。

前述の概念及び以下に更に詳細に述べられる付加的な概念のすべての組合せが（斯様な概念は、相互に矛盾していないとして）、本願明細書において開示される発明の対象物の部分として考察されることが理解されるべきである。特に、この開示の終わりに現れる請求項のすべての組合せは、本願明細書において開示される発明の部分として考察される。参照によって組み込まれる何れかの開示において見える明確に本願明細書において使用される用語が、本願明細書において開示される特定の概念と有意に最も一貫して一致することは理解されるべきである。

図において、類似の参照符号は、異なる図を通じて同じ部品を概して指す。また、図は寸法どおりである必要はなく、代わりに本発明の原理を例示する際に概して強調して置かれる。

図１は、従来のステップダウン、すなわち「バック」タイプのＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図２は、図１のＤＣ−ＤＣコンバータに関連する種々の動作信号を例示する図である。図３は、図１のコンバータにおける２つの連続するスイッチング動作の間のインダクタ電流対印加電圧を特に例示した図である。図４は、従来のセットアップ、すなわち「ブースト」タイプのＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図５は、従来のインバーティング、すなわち「バックブースト」タイプのＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図６は、従来の「ＣＵＫ」タイプのＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図７は、電流モード動作で構成された、図５に示された回路図と類似のバックブーストコンバータの回路図である。図８は、従来の「フライバック」タイプのＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図９は、従来の「フォワード」タイプのＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図９Ａは、ブーストコンバータトポロジに基づいた従来の力率補正装置の回路図である。図９Ｂは、図９Ａの力率補正装置の力率補正コントローラの機能を概念的に例示する図である。図１０は、標準ではない構成におけるＳＴマイクロエレクトロニクスＬ６５６１力率コントローラを使用するフライバックタイプのＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図１１は、「一定オフ時間」制御方法を使用して、標準ではない構成におけるＳＴマイクロエレクトロニクスＬ６５６２力率コントローラを使用するＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。図１２は、本発明の一つの実施例による照明装置の概略図である。図１２Ａは、本発明の一つの実施例による照明システムのブロック図である。図１３は、本発明の一つの実施例による照明装置の概略図である。図１４は、本発明の一つの実施例による照明装置の概略図である。図１５は、本発明の一つの実施例による照明装置の概略図である。図１６は、本発明の一つの実施例による照明装置の概略図である。

上記のように、本発明の各種実施形態は、電力がスイッチング電源を介して負荷に供給される一方、電力が負荷と関連する如何なるフィードバック情報も必要とすることなく負荷に供給される方法、装置、及びシステムに向けられている。比較的低い電力アプリケーション（例えば、ほぼ１０―３００ワットまで）のための高力率シングルスイッチング段ＤＣ―ＤＣコンバータは、いくつかの実施例において特に興味がある。本発明のいくつかの実施例において特に興味がある負荷の一つのタイプは、「ＬＥＤベースの光源」を構成する、一つ以上の発光ダイオード（ＬＥＤ）光源を含む。従って、本発明による１つの例示的な装置は、ＬＥＤベースの光源と関連する如何なるフィードバック情報も必要とすることなく、負荷が高力率シングルスイッチング段ＤＣ―ＤＣコンバータから動作電力を受けるＬＥＤベースの光源を含む照明装置に向けられている。

本開示のために、フレーズ「負荷と関連するフィードバック情報」とは、負荷の通常動作の間（すなわち、負荷が、その意図された機能を実行する間）に得られる負荷に関する情報（例えば、負荷電圧及び／又は負荷電流）を指し、この情報は電源の安定な動作を容易にするように電力を負荷に供給する（例えば、レギュレートされた出力電圧の供給）電源にフィードバックされる。したがって、フレーズ「負荷と関連する如何なるフィードバック情報も必要とすることなく」は、電力を負荷に供給する電源が、負荷及び電源自体の通常動作を維持するため（すなわち、負荷がその意図された機能を実行している）、如何なるフィードバック情報も必要としないことを指す。

図１２は、本発明の一つの実施例による高力率シングルスイッチング段電源２００を組み込む照明装置５００の例を例示する概略的回路図である。図１２を参照すると、照明装置５００の電源２００のための１つの例示的な構成は、図１０、１１に関連した上述のＳＴ６５６１又はＳＴ６５６２スイッチコントローラによって実行されるスイッチコントローラ３６０を使用するフライバック・コンバータ装置に基づく。交流入力電圧６７は、概略図の左端に示される端子Ｊｌ及びＪ２（又は、Ｊ３及びＪ４）で電源２００に印加され、ＤＣ出力電圧３２（すなわち、供給電圧）は、負荷１００の間に印加され、図１２の例では、概略図の右端に示されるように、５つの直列接続ＬＥＤを持つＬＥＤベースの光源を含む。一つの態様では、出力電圧３２は、電源２００に印加される交流入力電圧６７と独立して変化しない、別の言い方をすれば、所与の交流入力電圧６７に対して、負荷１００の間に印加される出力電圧３２は、実質的に安定して固定されたままである。特定の負荷１００が主に説明のために提供されるが、本開示がこの点に制限されないことが理解されるべきであり、例えば、本発明の他の実施例では、負荷１００として役立つＬＥＤベースの光源は、直列、並列又は直列／並列装置のいずれの態様で相互接続される同じ又は異なる数のＬＥＤをも含んでよい。また、下記の表１に示すように、照明装置５００は、さまざまな回路部品（抵抗値はオームで表わされる）の適切な選択に基づいて、様々な異なる入力電圧に対して構成される。
表１

図１２に図示される実施例の一態様において、コントローラ３６０は、スイッチ２０（Ｑ１）を制御するため一定オフ時間（ＦＯＴ）制御技術を使用するように構成される。前記ＦＯＴ制御技術は、フライバック構成に対して比較的小さめのトランス７２の使用を可能にする。これによって、トランスが、より一定の周波数で動作可能となり、次に所与のコアサイズの負荷１００に、より高めの電力を供給する。

別の態様においては、Ｌ６５６１又はＬ６５６２スイッチコントローラ（図１０及び１１に関連して説明したように）を使用する従来のスイッチング電源構成とは異なり、図１２のスイッチング電源２００は、スイッチ２０（Ｑ１）の制御を容易にするため負荷１００に関連する如何なるフィードバック情報も必要としない。再びここで図１０、１１を参照すると、ＳＴＬ６５６１又はＳＴＬ６５６２スイッチコントローラを含む従来の実施において、これらのコントローラのＩＮＶ入力（ピン１）（コントローラの内蔵エラー増幅器の反転入力）は、概して、負荷１００に関連するフィードバックを前記スイッチコントローラに供給するため、出力電圧の正電位を表わす信号に（例えば、外部抵抗分圧回路及び／又は光アイソレータ回路を介して）結合される。前記コントローラの内蔵エラー増幅器は、基本的に一定（すなわち、レギュレートされた）出力電圧を維持するために、内部基準と一部のフィードバックされた出力電圧とを比較する。

これらの従来の装置とは対照的に、図１２の回路では、スイッチコントローラ３６０のＩＮＶ入力は、抵抗Ｒ１１を介してアース電位に結合され、負荷１００からのフィードバックをいかなる形であれ得ていない（例えば、負荷１００に印加されるとき、コントローラ３６０と出力電圧３２の正電位との間に電気的接続がない）。さらに一般的にいえば、本願明細書において開示されるさまざまな発明の実施例において、負荷が出力電圧３２に電気的に接続するとき、スイッチ２０（Ｑ１）は、負荷１００間の出力電圧３２又は負荷１００に流れる電流を監視せずに制御される。同様に、スイッチＱ１は、負荷１００間の出力電圧３２又は負荷に流れる電流をレギュレートすることなく制御される。また、これは、出力電圧３２（負荷１００のＬＥＤのＤ５のアノードに印加される）の正電位が、トランス７２の１次側上の何れの部品へも電気的に接続されない、すなわち「フィードバック」がないという点について、図１２の概略図で容易に観察できる。

フィードバックの要件を排除することによって、スイッチング電源を使用する本発明による種々の照明装置は、低減したサイズ／コストで、より少しの部品を持って実施される。また、図１２に示される回路装置により供給される高力率補正のため、照明装置５００は、印加された入力電圧６７に対する基本的に抵抗性要素として見える。

いくつかの例示的な実施において、例えば図１２Ａに示されるように、照明システム１０００は、交流調光器２５０に結合される図１２の照明装置５００（すなわち、電源２００及び負荷１００）を含み、電源２００に印加される交流電圧２７５は、交流調光器の出力から得られる（前記交流調光器は入力として次に交流ライン電圧６７を受ける）。種々の態様において、交流調光器２５０によって供給される電圧２７５は、例えば、電圧振幅制御される、又は、デューティサイクル（位相）制御される交流電圧である。１つの例示的な実施において、交流調光器２５０を介して電源２００に印加される交流電圧２７５のＲＭＳ値を変化させることによって、負荷に対する出力電圧３２が、同じように変化する。負荷１００がＬＥＤベースの光源である実施において、例えば、交流調光器２５０は、ＬＥＤによって生成される光の輝度を変化させるために、このように使用される。

図１３は、高力率シングルスイッチング段電源２００Ａを含む本発明の他の実施例による照明装置５００Ａの例を例示している概略的な回路図である。図１３を参照すると、電源２００Ａは、図１２に示されるものと幾つかの点で同様であるが、しかしながら、フライバック・コンバータ構成のトランスを使用するのではなくむしろ、図１３の電源はバックコンバータ・トポロジを使用する。これは、出力電圧が入力電圧の一部分であるように電源が構成されるとき、損失の大幅な低減を可能にする。図１２において使用されるフライバック・デザインのような図１３の回路は、高力率を達成する。１つの例示的な実施において、電源２００Ａは、１２０ＶＡＣの入力電圧６７を受け入れるように構成され、ほぼ３０〜７０のＶＤＣの範囲の出力電圧３２を供給する。出力電圧のこの範囲は、より高い出力電圧でのライン電流歪み（高調波での増大、すなわち力率の減少として測定される）だけでなく、低い出力電圧で増大する損失（低い効率に結果としてなる）を緩和する。

図１３の回路は、入力電圧６７が変化するので、かなり一定の入力抵抗を示す装置に結果としてなる同じ設計原理を利用する。しかしながら、一定の入力抵抗の条件は、１）交流入力電圧が出力電圧より小さい場合、又は２）バックコンバータが動作の連続モードで動作しない場合の何れかの場合、妥協されてもよい。高調波歪みは、１）によって生じ、不可避である。その効果は、負荷によって許容される出力電圧を変化させることによってのみ低減できる。これは、出力電圧上の実際的な上限を設定する。最大に許容される高調波成分に応じて、この電圧は、予想されるピークの入力電圧の約４０％を許容するようである。高調波歪みは２）によっても生じるが、（トランスＴ１の）インダクタは、１）により課せられる電圧近くに、連続／不連続モードの間の遷移を置くために大きさを設定できるので、その効果はあまり重要でない。

別の態様においては、図１３の回路は、バックコンバータ構成の高速シリコンカーバイドショットキーダイオード（ダイオードＤ９）を使用する。ダイオードＤ９によって、バックコンバータ構成で使用されるべき固定のオフ時間方法が可能となる。この特徴も、電源の低めの電圧パフォーマンスを制限する。出力電圧が低減されるので、より大きい効率損失がダイオードＤ９によって課される。フライバック・トポロジによって、より多くの時間と出力ダイオードでの低めの逆電圧とが逆回復を達成でき、電圧が低減されるシリコン・ショットキーダイオードと同様に、より高い速度の使用であるが低めの電圧ダイオードを許容するので、かなり低い出力電圧に対しては、図１２において使用されるフライバック・トポロジは、いくつかの事例において好ましい。それにもかかわらず、図１３の回路の高速シリコンカーバイドショットキーダイオードの使用法は、比較的低い出力電力レベルで、十分に高い効率を維持しながら、ＦＯＴ制御を可能にする。

図１４は、本開示の他の実施例による照明装置５００Ｂの例を例示する、高力率シングルスイッチング段電源２００Ｂを含む概略的な回路図である。図１４の回路において、ブーストコンバータ・トポロジは、電源２００Ｂのために使用される。このデザインは、また、一定オフ時間（ＦＯＴ）制御方法を利用し、十分に高い効率を達成するためにシリコンカーバイドショットキーダイオードを使用する。

まだ図１４を参照すると、出力電圧３２に対する範囲は、予想される交流入力電圧のピークより僅かに上からこの電圧のほぼ３倍までである。図１４に例示される特定の回路の部品値が、ほぼ３００ＶＤＣのオーダーの出力電圧３２を供給する。ＬＥＤベースの光源に含まれる負荷及び電源２００Ｂを使用する照明装置５００Ｂのいくつかの実施において、電源は、出力電圧が公称上ピークの交流入力電圧の１．４倍から２倍の間にあるように構成される。下限（１．４倍）は、主に信頼性の問題であり、そのコストのため入力電圧過渡状態保護回路を回避することは価値があるので、電流が負荷を流れることを強制される前に、かなりの量の電圧マージンが好まれる。上限（２倍）では、スイッチング損失及び導電損失両方は出力電圧の二乗で増大するので、最大出力電圧を制限することは、いくつかの事例において好ましい。したがって、この出力電圧がいくつかの適度のレベルで入力電圧より上に選択される場合、より高い効率が得られる。

図１５は、図１４に関連して説明されたブーストコンバータ・トポロジに基づく電源２００Ｃを含む、本発明の他の実施例による照明装置５００Ｃの概略図である。ブーストコンバータ・トポロジによって供給される潜在的に高い出力電圧のため、図１５の実施例において、過電圧保護回路１６０は、出力電圧３２が予め定められた値を超える場合、電源２００Ｃが動作を中止することを確実にするために使用される。１つの例示的な実施において、過電圧保護回路は、出力電圧３２がほぼ３５０Ｖを超える場合、電流を流す３つの直列接続のツエナダイオードＤ１５、Ｄ１６及びＤ１７を含む。

さらに一般的にいえば、過電圧保護回路１６０は、負荷１００が、電源２００Ｃから電流を流すのを中止する状況、すなわち、負荷１００が接続されないか、又は故障して通常の動作を中止する場合にのみ、動作するように構成される。過電圧保護回路１６０は、過電圧状況が存在する場合、コントローラ３６０（したがって、電源２００Ｃ）の動作をシャットダウンするために、コントローラ３６０のＩＮＶ入力に最終的に結合される。これらの点において、過電圧保護回路１６０は、装置の通常の動作の間、出力電圧３２のレギュレートを容易にするために、負荷１００と関連したフィードバックをコントローラ３６０に供給せず、むしろ、負荷が存在せず、切れて、又はさもなければ電源から電流を流すのに失敗した場合（すなわち、完全に装置の通常作動を中止する）、過電圧保護回路１６０は、電源２００Ｃの動作をシャットダウン／禁止するためにだけ機能することが理解されるべきである。

下記の表２に示されるように、図１５の照明装置５００Ｃは、さまざまな回路部品の適切な選択に基づいて、様々な異なる入力電圧に対して構成される。
表２

図１６は、図１３に関連して上述されたバックコンバータ・トポロジに基づいた電源２００Ｄを含むが、電源により放射される電磁放射を低減し、過電圧保護に関するさらにいくつかの特徴を持つ、本発明の他の実施例による照明装置５００Ｄの概略図である。これらの発光は、周囲への放射、交流入力電圧６７を伝えるワイヤへの伝導両方により起こる。

いくつかの例示的な実施において、電源２００Ｄは、連邦通信委員会によって米国において設定された電磁放射のためのクラスＢ基準を満たし、及び／又はＥＮ５５０１５：２００１、Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｉｎｇ修正条項Ｎｏ．１、２及びＣｏｒｒｉｇｅｎｄｕｍＮｏ．１「ＬｉｍｉｔｓａｎｄＭｅｔｈｏｄｓｏｆＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｏｆＲａｄｉｏＤｉｓｔｕｒｂａｎｃｅＣｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＬｉｇｈｔｉｎｇａｎｄＳｉｍｉｌａｒＥｑｕｉｐｍｅｎｔ」という題名の英国の標準文書のように、照明器具から電磁気の放射のための欧州共同体で設定された標準を満たすように構成され、これら全体の内容は参照により本願明細書に組み込まれる。例えば、１つの実施態様で、電源２００Ｄは、ブリッジ整流器６８に結合される各種部品を持つ電磁発光（「ＥＭＩ」）フィルタ回路９０を含む。一つの態様では、ＥＭＩフィルタ回路は、費用効果的な態様の非常に限られた空間の中に適合するように構成され、これは従来の交流調光器と互換性を持つので、全体の静電容量は、ＬＥＤベースの光源１００によって生成される光のフリッカを回避するのに十分低いレベルにある。１つの例示的な実施形態のＥＭＩフィルタ回路９０の部品の値は、下表において与えられる。

図１６に更に例示されるように（電源接続「Ｈ３」から局所的グランド「Ｆ」で示されるように）、別の態様においては、電源２００Ｄは、また、電源の周波数ノイズを減らすシールド接続を含む。特に、出力電圧３２の正及び負の電位とＬＥＤベースの光源１００との間の２つの電気的接続に加えて、第３の接続が、電源とＬＥＤベースの光源１００との間に供給される。例えば、１つの実施形態において、ＬＥＤベースの光源１００は、一つ以上のＬＥＤが配されるプリント回路基板（「ＬＥＤのＰＣＢ」）を含む。次に、斯様なＬＥＤのＰＣＢは、互いから電気的に絶縁されるいくつかの導電層を含む。ＬＥＤ光源を含む、これらの層のうちの１つは、一番上の層であり、カソード接続（出力電圧の負電位）を受ける。これらの層の他の層は、ＬＥＤ層の下にあって、アノード接続（出力電圧の正電位）を受ける。第３の「シールド」層は、前記アノード層の下にあって、シールド・コネクタに接続されている。照明装置の動作の間、前記シールド層は、ＬＥＤ層との容量結合を低減／排除する機能があり、このことにより周波数ノイズを抑制する。図１６に示される照明装置の更に他の態様において、Ｃ５２との接地接続の回路図で示されるように、ＥＭＩフィルタ回路９０が安全接地への接続を持ち、（ネジによって接続されるワイヤよりはむしろ）装置５００Ｄのハウジングに対する導電性フィンガ・クリップを介して供給され、従来のワイヤ接地接続よりよりコンパクトで、構成を組み立てることを容易にする。

図１６に示される装置５００Ｄの更に他の態様において、電源２００Ｄは、出力電圧３２に対する過電圧状況から保護するために、さまざまな回路を含む。特に、１つの例示的な実施形態において、出力キャパシタＣ２及びＣ１０は、ほぼ５０Ｖ以下の出力電圧の予想される範囲に基づいて、ほぼ６０Ｖ（例えば、６３Ｖ）の最大電圧レートに対して特定される。図１５に関連して上述されたように、電源上に何れの負荷がないか又は負荷の故障で電源から電流が流れなくなる場合、出力電圧３２は、上昇して出力キャパシタの電圧レートを超えてしまい、破壊の可能性に至る。この状況を緩和するために、電源２００Ｄは、起動するとき、局所的グランド「Ｆ」とコントローラ３６０のＺＣＤ（ゼロ電流検出）入力ピン（すなわち、Ｕｌのピン５）と結合される出力を持つ光アイソレータＩＳＯ１を含む、過電圧保護回路１６０Ａを含む。過電圧保護回路１６０Ａのさまざまな部品値は、出力電圧３２が約５０Ｖに到達するときＺＣＤ入力にあるグランドがコントローラ３６０の動作を終了させるように選択される。また、図１５に関連して上述されたように、過電圧保護回路１６０Ａが、通常の動作の間、出力電圧３２のレギュレートを容易にするため、負荷１００と関連したフィードバックをコントローラ３６０に供給しないことが、また理解されるべきであり、むしろ、過電圧保護回路１６０Ａは、負荷がない、切断されている、さもなければ電源から電流を流すのに失敗した（すなわち、装置の通常作動を完全に中止する）場合、電源２００Ｄの動作をシャットダウン／禁止するだけの機能がある。

図１６は、また、負荷１００への電流経路が、テストポイントＴＰＯＩＮＴ１及びＴＰＯＩＮＴ２に結合される、電流検出抵抗器Ｒ２２及びＲ２３を含むことを示す。これらのテストポイントは、何らかのフィードバックをコントローラ３６０又は装置５００Ｄの何れか他の部品に供給するために用いられない。むしろ、テストポイントＴＰＯＩＮＴ１及びＴＰＯＩＮＴ２が、製造及び組立プロセスの間、負荷電流を測定し、負荷電圧の測定で、負荷電力が装置のため定められた製造業者の仕様内に入るか否か決定するために、試験技術者のためのアクセスポイントを提供する。

下記の表３に示されるように、図１６の照明装置５００Ｄは、種々の回路部品の適当な選択に基づき、種々異なる入力電圧に対して構成される。
表３

いくつかの発明の実施例が本願明細書において図と共に説明されると共に、当業者は機能を実行し、並びに／又は結果及び／若しくは本願明細書において記載されている効果の一つ以上を得るための様々な他の手段及び／若しくは構造を容易に構想するが、斯様なバリエーション及び／又は変更態様の各々は本願明細書において記載されている発明の実施例の範囲内であると考えられる。さらに一般的にいえば、当業者は、本願明細書において記載されているすべてのパラメータ、寸法、物質及び構成が例示的なものであり、実際のパラメータ、寸法、物質及び／又は構成は、本発明の教示が使用される特定のアプリケーション又はアプリケーションに依存することは、容易に理解されるだろう。当業者は、本願明細書において記載されている特定の発明の実施例に対して多くの等価物を、ルーチン試験だけを使用して理解され、確認できるだろう。したがって、前述の実施例が単なる例示により表わされていて、添付の請求の範囲及びその等価物の範囲内で、発明の実施例が、特に説明されたりクレームされたもの以外でも実践されるということは理解されるべきである。本開示の発明の実施例は、本願明細書において説明された個々の特徴、システム、物品、材料、キット及び／又は方法に向いている。加えて、斯様な特徴、システム、物品、材料、キット及び／又は方法が相互に矛盾していない場合、斯様な２つ以上の特徴、システム、物品、材料、キット及び／又は方法の何れの組合せも本開示の発明の範囲の中に含まれる。

定められて、本願明細書において定められ、使用されるすべての定義は、辞書定義、参照した文献での定義及び／又は定義された用語の通常の意味にわたってコントロールするように理解されるべきである。

本願明細書及び請求項において使用された不定冠詞「ａ」及び「ａｎ」は、明らかに反対が示されない限り、「少なくとも１つ」を意味すると理解されるべきである。

本願明細書及び請求項において使用されたフレーズ「及び／又は」は、連接された要素、すなわち、ある場合には共同して存在し、他の場合には分離的に存在する要素の「一方又は両方」を意味すると理解されるべきである。「及び／又は」でリストされた複数の要素は、同じ様式、すなわち、連接された要素の「一つ以上」と解釈されるべきである。他の要素は、特に特定されたそれらの要素と関係するにせよ又は無関係であるにせよ、「及び／又は」フレーズによって特に特定された要素以外にオプションであってもよい。したがって、非限定的な例として、「Ａ及び／又はＢ」という参照は、「を有する」ような制限のない用語と共に用いられるとき、ある実施例においては、Ａだけ（オプションで、Ｂ以外の要素を含む）を呼ぶことができ、他の実施例においては、Ｂだけ（オプションで、Ａ以外の要素を含む）を呼ぶことができ、更に他の実施例においては、Ａ及びＢ（オプションで、他の要素を含む）を呼ぶことができる等である。

本願明細書及び請求項において使用されるように、「又は」は、上記「及び／又は」と同じ意味を持つと理解されるべきである。例えば、リストの項目を分けるとき、「又は」又は「及び／又は」は、含んでいるとして解釈されるべきであり、すなわち、少なくとも１つを含むが、多くの要素の数若しくは要素のリスト１つより多くも含み、オプションで、リストに載ってない追加の項目も含むものとして解釈されるべきである。対照的に、「一つだけ」、「正確に一つ」又は請求項で使用されるときは「から成る」のような明らかに指示した用語だけは、多くの要素又は要素のリストの正確に１つの要素を含むことを参照する。概して、本願明細書で用いられる用語「又は」は、「何れか」「の一つ」「も一つだけ」又は「の正確に一つ」のような排他性の用語が先に来るとき、排他的な択一物（すなわち「一方又は他方であって両方ではない」）を示すものとして解釈されるだけである。請求項において使用されるとき、「基本的に」「から成る」ことは、特許法の分野において用いられるような通常の意味を有する。

明細書及び請求項で使用されているように、一つ以上の要素のリストに関して「少なくとも一つの」フレーズは、要素のリストのうちの何れの一つ以上の要素から選択された少なくとも一つの要素を意味し、要素のリストの範囲内で特にリストされた各要素の少なくとも一つを必ずしも含む必要もなく、要素のリスト内の何れの要素の組み合わせも除外するわけでもないことは理解されるべきである。この定義はまた、「少なくとも一つの」フレーズが参照する要素のリストの範囲内で特に特定される要素以外に、特に特定された要素に関係があるかないかにかかわらず、要素がオプション的にあることを許容する。したがって、非限定的な例として、「Ａ及びＢの少なくとも一つ」（又は、同等に、「Ａ又はＢの少なくとも一つ」、又は、同等に「Ａ及び／又はＢの少なくとも一つ」）は、一方の実施例において、Ｂがない（Ｂ以外の要素をオプションで含んで）少なくとも一つのＡ、オプションで一つより多くのＡを参照し、他方の実施例において、Ａがない（Ａ以外の要素をオプションで含んで）少なくとも一つのＢ、オプションで一つより多くのＢを参照し、更に他の実施例において、少なくとも一つのＡ、オプションで一つより多くのＡ、少なくとも一つのＢ、オプションで一つより多くのＢ（オプションで他の要素を含んで）を参照する等である。

明らかに反対の示されない限り、複数のステップ又は行為を含むとここにクレームされた何れの方法においても、当該方法のステップ又は行為の順番は、当該方法のステップ又は行為が列挙される順番に必ずしも限られているわけではないことも理解されるべきである。

明細書だけでなく、請求項において、「を有する」、「含む」、「坦持する」、「持つ」、「含有する」、「かかわる」、「保持する」、「構成される」などのような全ての移行型フレーズは、制限がない、すなわち、含まれるがこれに限定されるものではないことを意味することが理解されるべきである。移行フレーズ「からなる」及び「基本的にからなる」だけが、それぞれ限定であるか半限定移行フレーズである。

Claims

少なくとも一つのＬＥＤベースの光源と、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源と関連する如何なるフィードバック情報も必要とすることなく、単一スイッチの制御を介して力率補正及び出力電圧を前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源に供給するためのスイッチング電源とを有する、照明装置。
前記単一スイッチは、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源により流れる電流又は前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源間の出力電圧の何れも監視することなく制御される、請求項１に記載の照明装置。
前記単一スイッチは、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源により流れる電流又は前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源間の出力電圧を何れもレギュレートすることなく制御される、請求項１に記載の照明装置。
前記スイッチング電源は、入力として交流入力電圧を入力し、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源へ供給される出力電圧及び／又は電力は、前記スイッチング電源へ付与される前記交流入力電圧に独立しては変動しない、請求項１に記載の照明装置。
前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源へ供給される出力電圧及び／又は電力は、前記交流入力電圧のＲＭＳ値の変動にのみ依存して本質的に変動する、請求項４に記載の照明装置。
前記スイッチング電源へ付与される交流入力電圧のＲＭＳ値を変化させるための交流ディマーを更に有する、請求項１に記載の照明装置。
前記スイッチング電源は、フライバックコンバータ構成、バックコンバータ構成、又はブーストコンバータ構成を有する、請求項１に記載の照明装置。
前記スイッチング電源は、前記出力電圧があらかじめ決められた値を超えたならば、前記スイッチング電源をシャットダウンするための過度電圧防止回路を含むブーストコンバータ構成を有する、請求項１に記載の照明装置。
前記スイッチング電源は、前記単一スイッチに結合される少なくとも一つのコントローラを含み、前記少なくとも一つのコントローラは一定オフ時間（ＦＯＴ）制御技術を使用して前記単一スイッチを制御する、請求項１に記載の照明装置。
少なくとも一つのＬＥＤベースの光源と関連する如何なるフィードバック情報も必要とすることなく、単一スイッチの制御を介して力率補正及び出力電圧を前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源に供給するステップＡ）を有する、照明方法。
前記ステップＡ）は、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源により流れる電流又は前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源間の出力電圧の何れも監視することなく前記単一スイッチを制御するステップを有する、請求項１０に記載の照明方法。
前記ステップＡ）は、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源により流れる電流又は前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源間の出力電圧を何れもレギュレートすることなく前記単一スイッチを制御するステップを有する、請求項１０に記載の照明方法。
前記ステップＡ）は、一定オフ時間（ＦＯＴ）制御技術を使用して前記単一スイッチを制御するステップを有する、請求項１０に記載の照明方法。
前記スイッチング電源へ付与される交流入力電圧のＲＭＳ値の変化に応じてのみ、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源間の出力電圧を変化させるステップを更に有する、請求項１０に記載の照明方法。
前記出力電圧があらかじめ決められた値を超えたならば、前記ステップＡ）を中止するステップを有する、請求項１０に記載の照明方法。
少なくとも一つのＬＥＤベースの光源と、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源と関連する如何なるフィードバック情報も必要とすることなく、単一スイッチの制御を介して力率補正及び出力電圧を前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源に供給するためのスイッチング電源とを有し、前記スイッチング電源は、前記単一スイッチと、前記単一スイッチに結合される遷移モード力率補正コントローラとを有し、前記コントローラは、一定オフ時間（ＦＯＴ）制御技術を使用して前記単一スイッチを制御し、前記コントローラは、照明装置の通常動作の間、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源により流れる電流又は前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源間の出力電圧に関係する信号を入力する何れの入力部も持たない、照明装置。
前記スイッチング電源へ付与される交流入力電圧のＲＭＳ値を変化させるための交流ディマーを更に有する、請求項１６に記載の照明装置。
前記スイッチング電源は、前記出力電圧があらかじめ決められた値を超えたならば、前記スイッチング電源をシャットダウンするための過度電圧防止回路を含むブーストコンバータ構成を有する、請求項１６に記載の照明装置。
少なくとも一つのＬＥＤベースの光源と、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源と関連する如何なるフィードバック情報も必要とすることなく、単一スイッチの制御を介して力率補正及び出力電圧を前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源に供給するためのスイッチング電源と、前記スイッチング電源へ付与される交流入力電圧のＲＭＳ値を変化させるための交流ディマーとを有し、前記少なくとも一つのＬＥＤベースの光源への前記出力電圧が、前記交流入力電圧の前記ＲＭＳ値に少なくとも一部基づいて変化する、照明システム。
前記交流ディマーが、振幅変調交流入力電圧として前記スイッチング電源へ付与される前記交流入力電圧を供給する、請求項１９に記載の照明システム。
前記交流ディマーが、デューティサイクル変調交流入力電圧として前記スイッチング電源へ付与される前記交流入力電圧を供給する、請求項１９に記載の照明システム。