JP2004357174A - Input circuit for electronic tuner - Google Patents

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JP2004357174A JP2003155050A JP2003155050A JP2004357174A JP 2004357174 A JP2004357174 A JP 2004357174A JP 2003155050 A JP2003155050 A JP 2003155050A JP 2003155050 A JP2003155050 A JP 2003155050A JP 2004357174 A JP2004357174 A JP 2004357174A
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frequency
variable capacitance
capacitance diode
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Masakazu Suzuki
正教 鈴木
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an electronic tuner in which an interference exclusion capability is improved. <P>SOLUTION: In an input tuning circuit of the tuner, with respect to a trap frequency caused by a third inductor 105 which is inserted between an input terminal 100 and the ground, and a variable capacity diode 110 which is serially connected to the third inductor 105, the frequency is made higher than a resonant frequency of a tuned filter when turning off a switch 106, and is made lower than the resonant frequency of the tuned filter when turning on the switch 106. Thus, the variable capacity diode 110 comprising the trap is inserted between the third inductor 105 and the ground, so that attenuation characteristics of the input circuit are not made adverse in high frequency bands. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、広帯域な高周波信号を受信する電子チューナの入力回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の電子チューナについて図を用いて説明する。図１５は従来の電子チューナの入力回路の回路図である。図１５において、１は約５０ＭＨｚから約８６０ＭＨｚのテレビ放送の高周波信号が入力される入力端子である。２は、この入力端子１に接続されたインダクタである。３はこのインダクタ２の出力とグランドとの間に接続されたインダクタであり、このインダクタ３と並列に可変容量ダイオード４が接続されている。この可変容量ダイオード４のカソード側の端子４ａに制御端子５が抵抗６を介して接続されている。そしてこれらのインダクタ３と可変容量ダイオード４及び制御端子５とによって同調型フィルタ７を構成している。
【０００３】
そしてインダクタ２の出力は可変容量ダイオード８が直接に接続され、この可変容量ダイオード８の出力は出力端子９へと接続される。つまり、入力端子１と出力端子９との間にはインダクタ２と可変容量ダイオード８との直列接続体１０が挿入され、この直列接続体１０を受信信号が通過する。
【０００４】
また、直列接続体１０と並列に第３の可変容量ダイオード１１とキャパシタ１２との直列接続体１３が接続され、制御端子５へ供給する電圧を可変容量ダイオード４、可変容量ダイオード８及び可変容量ダイオード１１に供給し、それらの容量を変化させることによって受信周波数に応じイメージ妨害となる周波数の信号を抑圧するものであった。
【０００５】
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【０００６】
【特許文献１】
特開平６−２０４８０３号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の電子チューナの入力回路においては、受信周波数に応じたイメージ周波数を減衰させるために、インダクタ２と可変容量ダイオード８との直列接続体１０と並列に可変容量ダイオード１１とキャパシタ１２との直列接続体１３を有するので、この直列接続体１３は周波数が高くなるとインピーダンスが小さくなる。
【０００８】
ここで図１６は従来の電子チューナの入力回路の周波数に対する通過特性を示したものであり、横軸には周波数１５を、縦軸は減衰特性１６を示している。つまり図１５における従来の電子チューナの入力回路では、ＶＨＦハイバンド帯１７の中でも高い周波数１８やＵＨＦ帯１９の周波数の信号の減衰量は小さくなり、それらの信号は通過し易くなる。従ってそのような高い周波数の信号が出力端子９から出力され、この入力回路の下流にある混合器などによって妨害を発生してしまうという問題を有していた。
【０００９】
そこで本発明は、この問題を解決したもので、妨害排除能力の高い電子チューナを提供することを目的としたものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明の電子チューナは、入力端子とグランドとの間に挿入された第３のインダクタとキャパシタとの直列接続体と、この直列接続体の前記入力端子側と前記第１のインダクタの他端との間に挿入されたスイッチとを備え、前記スイッチをオフとした場合には前記同調型フィルタの共振周波数はＶＨＦローバンドの周波数にするとともに、前記直列接続体によって形成されるトラップのトラップ周波数を前記同調型フィルタの共振周波数より高くし、前記スイッチをオンとした場合には前記同調型フィルタの共振周波数はＶＨＦハイバンドの周波数とするとともに前記トラップのトラップ周波数を前記同調型フィルタの共振周波数よりも低い周波数としたものである。
【００１１】
これにより、受信信号が通過する経路にはコンデンサを有さないでトラップを構成しているので、高い周波数域での入力回路の減衰特性が悪くなることはない。なお、コンデンサを有していないので同調型フィルタの同調周波数の高い側の周波数に対しての減衰特性も急峻とすることができる。従って、妨害信号等を充分に減衰することができるので、妨害に強い電子チューナを実現することができる。
【００１２】
また、ＶＨＦハイバンド受信時には受信信号の周波数よりも低い周波数にトラップが入ることとなるので、さらに妨害に強い電子チューナを実現することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、少なくともＶＨＦローバンドとＶＨＦハイバンドの周波数の信号が供給される入力端子と、この入力端子に接続された同調型フィルタと、この同調型フィルタの出力が接続された出力端子とから構成された電子チューナの入力回路であって、前記同調型フィルタは前記入力端子に一端が接続された第１のインダクタと、この第１のインダクタの他端と前記出力端子との間に挿入された第２のインダクタと、この第２のインダクタの前記出力端子側とグランドとの間に挿入された第１の可変容量ダイオードと、この第１の可変容量ダイオードのカソード端子に接続された制御端子と、前記入力端子とグランドとの間に挿入された第３のインダクタとキャパシタとの直列接続体と、この直列接続体の前記入力端子側と前記第１のインダクタの他端との間に挿入されたスイッチとを備え、前記スイッチをオフとした場合には前記同調型フィルタの共振周波数はＶＨＦローバンドの周波数にするとともに、前記直列接続体によって形成されるトラップのトラップ周波数を前記同調型フィルタの共振周波数より高くし、前記スイッチをオンとした場合には前記同調型フィルタの共振周波数はＶＨＦハイバンドの周波数とするとともに前記トラップのトラップ周波数を前記同調型フィルタの共振周波数よりも低い周波数とした電子チューナの入力回路であり、これにより受信信号が通過する経路にはコンデンサを有さないでトラップを構成しているので、高い周波数域での入力回路の減衰特性が悪くなることはない。なお、コンデンサを有していないので同調型フィルタの同調周波数の高い側の周波数に対しての減衰特性も急峻とすることができる。従って、妨害信号等を充分に減衰することができるので、妨害に強い電子チューナを実現することができる。
【００１４】
また、ＶＨＦハイバンド受信時には受信信号の周波数よりも低い周波数にトラップが入ることとなるので、さらに妨害に強い電子チューナを実現することができる。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、直列接続体と入力端子との間に微少インダクタ値を有する第４のインダクタを挿入した請求項１に記載の電子チューナの入力回路であり、第４のインダクタのインダクタンスは小さいので、スイッチオン時に第１のインダクタ側へは信号が流れ難くすることができるので、不要な信号が第１のインダクタ側から通過することは少なくなる。
【００１６】
請求項３に記載の発明におけるキャパシタは第２の可変容量ダイオードとした請求項１に記載の電子チューナの入力回路であり、これによりトラップの周波数を受信する周波数に応じて変化させることができる。
【００１７】
請求項４に記載の発明は、スイッチがオフである場合のトラップのトラップ周波数は、受信信号のイメージ妨害となる周波数と略等しくした請求項３に記載の電子チューナの入力回路であり、これにより特に減衰し難いＶＨＦローバンド帯の信号受信時のイメージ妨害を抑圧することができる。
【００１８】
請求項５に記載の発明における第２の可変容量ダイオードのカソード端子は、制御端子に接続された請求項３に記載の電子チューナの入力回路であり、これにより第１の可変容量ダイオードの容量と連動して第２の可変容量ダイオードの容量を変化させることができる。従って、同調型フィルタの同調周波数に連動してトラップの周波数は変化することとなるので、受信する信号の周波数に応じた周波数を減衰させることができる。
【００１９】
請求項６に記載の発明は、制御端子と第１の可変容量ダイオードとの間には第１の抵抗が挿入されると共に、前記制御端子と第２の可変容量ダイオードとの間には第２の抵抗が挿入された請求項５に記載の電子チューナの入力回路であり、これによりこれらの抵抗の値を適宜設定することによって第１の可変容量ダイオードと第２の可変容量ダイオードとの容量を適宜設定することができる。
【００２０】
請求項７に記載の発明は、少なくともＶＨＦローバンドとＶＨＦハイバンドの周波数の信号が供給される入力端子と、この入力端子にその一端が接続された第１のインダクタと、この第１のインダクタの他端に出力される信号がその一端側に供給される第２のインダクタと、この第２のインダクタの他端に接続された出力端子と、前記第２のインダクタの他端とグランドとの間に挿入された可変容量ダイオードと、この可変容量ダイオードのカソード端子に接続された制御端子と、前記入力端子とグランドとの間に挿入された第３のインダクタと、この第３のインダクタの入力端子側と前記第２のインダクタの一端側との間に挿入されたスイッチとを備え、前記第１のインダクタの他端と前記第２のインダクタの一端との間には第４のインダクタとキャパシタとの並列接続体が挿入されるとともに、この並列接続体と前記第１のインダクタとの直列接続体が前記スイッチと並列に接続され、前記ＶＨＦローバンド受信時には前記スイッチをオフとするとともに前記ＶＨＦハイバンド受信時には前記スイッチをオンとする電子チューナの入力回路であり、これによりスイッチをオフの状態においてトラップが有効となる。一方、スイッチオンの状態では、信号は第１のインダクタ側へ流れ難くなり、並列接続によるトラップは存在しない状態と同じとなるので、ＶＨＦハイバンド受信時に希望信号を抑圧するようなことはなくなる。
【００２１】
請求項８に記載の発明は、並列接続体の共振周波数はＶＨＦローバンドの周波数の略中心の周波数の信号を受信時にイメージ妨害となる周波数とした請求項７に記載の電子チューナの入力回路であり、これによりＶＨＦローバンドを受信時のイメージ妨害を改善することができる。
【００２２】
請求項９に記載の発明は、少なくともＶＨＦローバンドとＶＨＦハイバンドの周波数の信号が供給される入力端子と、この入力端子に接続された同調型フィルタと、この同調型フィルタの出力が接続された出力端子とから構成された電子チューナの入力回路であって、前記同調型フィルタは前記入力端子に一端が接続された第１のインダクタと、この第１のインダクタの他端と前記出力端子との間に挿入された第２のインダクタと、この第２のインダクタの前記出力端子側とグランドとの間に挿入された第１の可変容量ダイオードと、この第１の可変容量ダイオードのカソード端子に接続された制御端子と、前記入力端子とグランドとの間に挿入された第３のインダクタとキャパシタとの直列接続体とを備え、該キャパシタは前記直列接続体の前記入力端子側に挿入されるとともに前記キャパシタと前記第３のインダクタとの接続点と前記第１のインダクタの他端との間に挿入されたスイッチとを有し、該スイッチをオフとした場合には前記同調型フィルタの共振周波数はＶＨＦローバンドの周波数にするとともに、前記直列接続体によって形成されるトラップのトラップ周波数を前記同調型フィルタの共振周波数より高くし、前記スイッチをオンとした場合には前記同調型フィルタの共振周波数はＶＨＦハイバンドの周波数とするとともに前記キャパシタによるトラップ周波数を前記同調型フィルタの共振周波数よりも低い周波数とした電子チューナの入力回路であり、これにより受信信号が通過する経路にはコンデンサのみで構成された経路を有さないので、高い周波数域での入力回路の減衰特性が悪くなることはない。従って、妨害信号等を充分に減衰することができるので、妨害に強い電子チューナを実現することができる。
【００２３】
また、ＶＨＦハイバンド受信時にはＶＨＦ受信時のトラップ周波数よりも低い周波数にトラップが入ることとなるので、ＶＨＦハイバンド受信時にＶＨＦローバンドの放送信号の周波数近傍にトラップを入れることができるので、このようなＶＨＦハイバンド受信時にＶＨＦローバンドの放送信号により発生する妨害に対して強い電子チューナを実現することができる。
【００２４】
請求項１０に記載の発明は、直列接続体と入力端子との間に微少インダクタ値を有する第４のインダクタを挿入した請求項９に記載の電子チューナの入力回路であり、これにより第４のインダクタのインダクタンスは小さいので、スイッチオン時に第１のインダクタ側へは信号が流れ難くすることができるので、不要な信号が第１のインダクタ側から通過することは少なくなる。
【００２５】
請求項１１に記載の発明におけるキャパシタは第２の可変容量ダイオードとした請求項９に記載の電子チューナの入力回路であり、これによりトラップの周波数を受信する周波数に応じて変化させることができる。
【００２６】
請求項１２に記載の発明は、スイッチがオフである場合のトラップのトラップ周波数は、受信信号のイメージ妨害となる周波数と略等しくした請求項１１に記載の電子チューナの入力回路であり、これにより特に減衰し難いＶＨＦローバンド帯の信号受信時のイメージ妨害を抑圧することができる。
【００２７】
請求項１３に記載の発明における第２の可変容量ダイオードのカソード端子は、制御端子に接続された請求項１１に記載の電子チューナの入力回路であり、これにより第１の可変容量ダイオードの容量と連動して第２の可変容量ダイオードの容量を変化させることができる。従って、同調型フィルタの同調周波数に連動してトラップの周波数は変化することとなるので、受信する信号の周波数に応じた周波数を減衰させることができる。
【００２８】
請求項１４に記載の発明は、制御端子と第１の可変容量ダイオードとの間には第１の抵抗が挿入されると共に、前記制御端子と第２の可変容量ダイオードとの間には第２の抵抗が挿入された請求項１３に記載の電子チューナの入力回路であり、これによりこれらの抵抗の値を適宜設定することによって第１の可変容量ダイオードと第２の可変容量ダイオードとの容量を適宜設定することができる。
【００２９】
（実施の形態１）
以下、本実施の形態１について図面を用いて説明する。図２は、本実施の形態１における電子チューナの入力回路を用いた電子チューナのブロック図である。
【００３０】
図２において、２０は、約５０ＭＨｚから約８６０ＭＨｚのテレビ放送の高周波信号が入力される入力端子である。２１は、入力端子２０に接続された入力フィルタである。本実施の形態１においてはこの入力フィルタ２１は、インダクタと可変容量ダイオードが並列接続された一組の同調回路をひとつだけ有した回路（以降単同調回路と言う）によって構成されたものであり、この可変容量ダイオードに供給する電圧を変化させることによってその同調周波数を可変するものである。
【００３１】
このような電子チューナで希望チャンネルを受信する場合には、入力フィルタ２１の同調周波数を希望チャンネルの周波数と略同じ周波数となるように可変容量ダイオードへの電圧を供給することによって、希望チャンネルの信号以外の信号を減衰させることができる。
【００３２】
２２は、入力フィルタ２１の出力が接続された高周波増幅器であり、入力フィルタ２１を通過した高周波信号を増幅するものである。この高周波増幅器２２はその制御端子２２ａに加える制御電圧によって利得を可変させることができる可変利得増幅器である。
【００３３】
このように高周波増幅器２２が挿入されているので、下流にＮＦの悪いデバイスを用いてもＮＦの良い電子チューナを実現することができる。また、高周波増幅器２２の上流に入力フィルタ２１があるので、高周波増幅器２２に入力される不要な信号を除去することができる。
【００３４】
ここで、高周波増幅器２２へ入力される信号の入力レベルは、高周波増幅器２２が飽和しない信号レベルとすることが重要である。つまり、高周波増幅器２２ではこの高周波増幅器２２が飽和するような高いレベルの信号は歪んでしまい、高調波等の不要な信号を発生してしまう。従って、入力フィルタ２１では、希望信号以外の信号を高周波増幅器２２が飽和しないようなレベルとなるように減衰させることが重要である。入力フィルタ２１は単同調回路であるため同調周波数の上側周波数と下側周波数の両方の減衰特性が得られる。
【００３５】
２３は、高周波増幅器２２の出力が接続された第２のフィルタであり、このフィルタ２３は、２組の同調回路を有した複同調回路型のバンドパスフィルタである。
【００３６】
２４はフィルタ２３の出力が接続された不平衡・平衡変換器であり、この回路によって不平衡回路から平衡回路へと変換している。本来全ての回路を平衡回路で形成し、それらを平衡に接続すれば、外部からの妨害信号の飛び込み等に対して妨害排除能力を向上させることができる。しかしながら、入力フィルタ２１やこのフィルタ２３を平衡とするためには、それらのフィルタをそれぞれ２組用いることが必要となるがディスクリート部品で形成した場合夫々の回路の平衡性を保つ事は難しく、また高価となるので、フィルタ２３の後で平衡回路へ変換している。
【００３７】
２６は、不平衡・平衡変換器２４の出力が接続されるとともに、平衡回路で形成されたダブルバランスドミキサ（以降ＤＢＭと言う）であり、このＤＢＭ２６は平衡回路で形成されているので、ミキサの歪み特性を向上することができ、ミキサにおいて妨害が生じにくくなる。
【００３８】
このような構成を有したＤＢＭ２６によって、可変周波数局部発振器３０の出力信号と希望チャンネルの信号とを混合し、希望チャンネルの信号を４５．７５ＭＨｚの中間周波信号へと周波数変換を行っている。なお、本実施の形態１における可変周波数局部発振器３０の発振周波数は、希望チャンネル信号より中間周波信号の周波数（以降中間周波数と言う）だけ高い周波数とする上側ヘテロダイン方式としている。
【００３９】
３１は、ＤＢＭ２６の出力が接続された平衡・不平衡変換回路である。この平衡・不平衡変換回路３１によって不平衡回路へと変換している。そしてこの平衡・不平衡変換回路３１の出力が中間周波フィルタ３２に接続される。本実施の形態において、中間周波フィルタ３２は、その通過帯域の中心を略中間周波数とし、この中間周波数より略１チャンネルの周波数帯域である６ＭＨｚの半分の周波数（３ＭＨｚ）以上離れた信号を減衰させるものである。
【００４０】
なお、中間周波フィルタ３２は不平衡であるので、この中間周波フィルタ３２の前に平衡・不平衡変換回路３１を設けている。そして、３３は中間周波フィルタ３２の出力が接続された出力端子である。この中間周波フィルタ３２は歪み特性を向上させるために平衡で構成することもあり、その場合平衡・不平衡変換回路３１はバッファ回路として動作させる。なお、周波数可変局部発振器３０にはＰＬＬ回路３４がループ接続されている。
【００４１】
次に本実施の形態１における電子チューナの入力回路について詳細に説明する。図１は、本実施の形態１における入力回路の回路図である。図１において、１００は入力端子であり、１０１はこの入力端子１００に接続されたインダクタである。
【００４２】
１０２はインダクタ１０１の出力が接続されたインダクタであり、このインダクタ１０２の出力の一方には出力端子１０３が接続され、他方は可変容量ダイオード１０４を介してグランドに接続されている。なお、可変容量ダイオード１０４のアノード側をグランド側に接続している。また、可変容量ダイオード１０４とインダクタ１０２との間には直流カット用のコンデンサ１０４ａが挿入されている。
【００４３】
そして、インダクタ１０１と並列にインダクタ１０５とスイッチ１０６の直列接続体が接続されている。なお、このスイッチ１０６は、ＶＨＦローバンドを受信する場合オフとされ、ＶＨＦハイバンドを受信する場合オンとされる。
【００４４】
さらに、インダクタ１０５のスイッチ側はインダクタ１０７を介してグランドへ接続されている。そして可変容量ダイオード１０４の容量を変化させるために、可変容量ダイオード１０４のカソード側へ接続された制御端子１０８へ供給する制御電圧を変化させる。
【００４５】
そして、このように構成された単同調型フィルタ２１のインダクタ１０７とグランドとの間に可変容量ダイオード１１０を挿入し、トラップを構成している。また、可変容量ダイオード１１０とインダクタ１０７との間には直流カット用のコンデンサ１１０ａが挿入されている。この可変容量ダイオード１１０のカソード側端子へ抵抗１１２を介して制御端子１０８を接続することによって、可変容量ダイオード１１０の容量を変化させ、トラップのトラップ周波数が変化する。
【００４６】
なお、本実施の形態１においては、可変容量ダイオード１０４と制御端子１０８との間に抵抗１１１を挿入し、可変容量ダイオード１１０と制御端子１０８との間に抵抗１１２を挿入している。そしてこれらの抵抗１１１、１１２の値を適宜選定し、可変容量ダイオード１０４と可変容量ダイオード１１０の容量値が夫々に適した値となるような電圧となるようにしている。
【００４７】
さらに、本実施の形態１における各回路の定数は、インダクタ１０１が４００ｎＨ、インダクタ１０２が７０ｎＨ、インダクタ１０５が４０ｎＨであり、インダクタ１０７が４０ｎＨとしている。一方可変容量ダイオード１０４、１１０は制御電圧を１Ｖから２５Ｖまで変化させることによって、容量を６０ｐＦから３ｐＦまで変化させることができるものである。
【００４８】
ここで、電子チューナにおいてイメージ妨害が発生するメカニズムについて図３を用いて説明する。図３は、周波数と信号との関係を示す概念図である。図３において、横軸１４０は周波数を示し、縦軸１４１はレベルを示している。ここでは、米国におけるテレビ放送の２チャンネルを受信する場合を、一例として説明する。１４２は、希望チャンネルの信号であり、その周波数１４３は約５５．２５ＭＨｚである。１４４は、周波数可変局部発振器３０の発振信号であり、その発振周波数１４５は希望チャンネルの信号の周波数１４３よりも中間周波数１４６だけ高い周波数としている。この場合においては、中間周波信号１４７の周波数１４６は４５．７５ＭＨｚであるので、発振信号１４４の周波数１４５は１０１ＭＨｚとなる。そしてこの発振周波数１４５の発振信号１４４と周波数１４３を有した希望チャンネルの信号１４２とがミキサ２６によって混合され、それら信号の周波数差１４８である中間周波数１４６へ変換される。
【００４９】
次に、イメージ妨害信号１４９の発生について説明する。イメージ妨害信号１４９は、ミキサ２６によって発振信号１４４と混合されることによって中間周波信号１４７と同じ周波数に変換されるような信号によって発生するものである。つまりミキサ２６は、入力された２つ周波数の差の周波数を出力するものであるので、発振周波数１４５に対して周波数差１４８分だけ高い周波数１５０の信号も、中間周波信号１４７と同じ周波数である中間周波数１４６へ変換されることとなる。
【００５０】
そこで、このようにミキサ２６で変換されて、中間周波数１４６と同じ周波数のイメージ妨害信号１４９を発生する原因となる信号をイメージ１５１と呼び、本実施の形態１におけるイメージ１５１の周波数１５０は、１４６．７５ＭＨｚとなっている。
【００５１】
なお、このイメージ１５１は、この周波数１５０あるいはこの周波数１５０近傍に存在する放送信号がイメージとなる場合や、周波数１５０より高い周波数であって、その差の周波数差１５３が周波数１５０となるような複数個の放送信号１５４、１５５により生じる場合、あるいは逆に周波数１５０より低い周波数であって、その周波数の和が周波数１５０となるような複数個の放送信号１５６、１５７により生じる場合や、３つ以上の放送信号の和や差によって周波数１５０となる場合等もある。そしてこれらのイメージ妨害は、その受信帯域が非常に広帯域であるとともに、希望チャンネル信号１４２を発振周波数１４５よりも低い中間周波数１４６へ変換するテレビ放送受信用電子チューナにおいて問題となる。
【００５２】
では次に、このミキサ２６で生じるイメージ１５１を、本実施の形態１における入力フィルタが抑圧する動作について図４、図５及び図６を用いて説明する。図４は、実施の形態１における、入力フィルタの等価回路図であり、図５は、同入力フィルタのインピーダンス特性図であり、図６は、同入力フィルタの減衰特性図である。
【００５３】
まず、本実施の形態１における入力回路が、ＶＨＦローバンドを受信する場合の動作について説明する。図４（ａ）は、本実施の形態１における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の等価回路を示している。この場合、スイッチ１０６はオフとなるので、インダクタ１０１とインダクタ１０２とによって、等価インダクタ１６０を形成し、インダクタ１０５とインダクタ１０７とによって、等価インダクタ１６１を形成する。この場合等価インダクタ１６０は、４７０ｎＨ相当で、等価インダクタ１６１は８０ｎＨに相当することとなる。
【００５４】
従って、この入力フィルタ２１は、等価インダクタ１６０、等価インダクタ１６１と可変容量ダイオード１０４の容量とによる並列共振回路と、等価インダクタ１６１と可変容量ダイオード１１０の容量による直列共振回路のトラップ回路によって構成されることとなる。
【００５５】
次に、図５（ａ）は本実施の形態１における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合のインピーダンスを示し、横軸１７０は周波数、縦軸１７１はインピーダンスである。また、図６（ａ）は、本実施の形態１における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の減衰特性を示し、横軸１９０には周波数、縦軸１９１には減衰量を取っている。
【００５６】
図５（ａ）において１７２は、入力フィルタの周波数に対するインピーダンス値の変化を示すカーブである。この入力フィルタのインピーダンスは、可変容量ダイオード１０４の容量によって入力フィルタ２１の同調周波数１７３より高くなるに従ってＣ成分からＬ成分へとインピーダンスは変化し、同調周波数１７３よりも高い特定の周波数１７４において直列共振による極１７５が生じる。この極１７５では、そのインピーダンスは０であるので、図６（ａ）に見られるように入力フィルタ２１は、周波数１７４において減衰量は大きくなる。
【００５７】
そこで本実施の形態１においては、その極１７５の周波数１７４を受信チャンネルのイメージの周波数となるように等価インダクタ１６１と可変容量ダイオードの容量１１０との定数を決めている。そして制御端子１０８に供給する電圧を変化させることによって、可変容量ダイオード１１０の容量を変化させる。これによって、図６（ａ）に示されるように極１７５の周波数１７４が受信チャンネルに応じて変化し、トラップの周波数が受信周波数に応じて変化することとなる。
【００５８】
なおカーブ１７６は、インダクタ１０７の出力がグランドに直結された場合のインピーダンスを示す。この図５（ａ）に示されるように、同調用並列共振周波数１７３より高い方向については、可変容量ダイオード１１０の容量によるインピーダンスの変化は大きくなる。しかし、可変容量ダイオード１１０の有無に係わらず、この入力フィルタ２１の同調用並列共振周波数１７３近傍でのインピーダンスの変化は小さい。従って、可変容量ダイオード１１０の容量を変化させても、共振周波数１７３近傍のインピーダンスは大きく変化しないこととなる。
【００５９】
次に、本実施の形態１における入力フィルタ２１が、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の動作について説明する。図４（ｂ）は、本実施の形態１における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の等価回路を示している。この場合、スイッチ１０６はオンとなるが、インダクタ１０１が４００ｎＨであり、インダクタ１０５が４０ｎＨであるので、インダクタ１０５側のインピーダンスが支配的となり、インダクタ１０１は無視して取り扱っても構わなくなる。
【００６０】
従って、この入力フィルタ２１は、インダクタ１０２、インダクタ１０７と可変容量ダイオード１０４の容量とによる並列共振回路と、インダクタ１０７と可変容量ダイオード１１０の容量による直列共振回路のトラップ回路を構成することとなる。なおこの場合、インダクタ１０５は入力端子２０の上流に接続されるアンテナ等の回路との整合用インダクタとして働く。従ってこの入力回路とアンテナ（入力回路の上流に接続された回路）等の回路との整合が取りやすく、信号のロスを小さくすることができる。
【００６１】
次に、図５（ｂ）は本実施の形態１における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合のインピーダンスを示し、横軸１７０は周波数、縦軸１７１はインピーダンスである。また、図６（ｂ）は、本実施の形態１における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の減衰特性を示し、横軸１９０には周波数、縦軸１９１には減衰量を取っている。
【００６２】
図５（ｂ）において１８１は、入力フィルタ２１の周波数に対するインピーダンス値の変化を示すカーブである。この入力フィルタ２１のインピーダンスは、可変容量ダイオード１１０の容量によって同調用並列共振周波数１８２より低くなるに従ってＬ成分からＣ成分へとインピーダンスは変化し、同調周波数１８２よりも低い特定の周波数１８３において直列共振による極１８４が生じる。この極１８４では、そのインピーダンスは０であるので、図６（ｂ）に見られるように入力フィルタは、周波数１８３において減衰量は大きくなる。
【００６３】
そこで本実施の形態１においては、その極１８４の周波数１８３は、受信周波数の下側周波数のトラップとして働き、図６（ｂ）に示すように、可変容量ダイオード１１０の容量を変化させることによってこのトラップ周波数が変化する。
【００６４】
また、カーブ１８５は、可変容量ダイオード１７０の容量が無くインダクタ１０７が直接グランドに接続された場合のインピーダンスを示す。この図に示されるように、可変容量ダイオード１１０の有無に係わらず、この入力フィルタの共振周波数近傍でのインピーダンスの変化は小さい。つまり、同調用並列共振周波数より低い方向については、可変容量ダイオード１１０の容量によるインピーダンスの変化は大きくなる。従って、可変容量ダイオード１１０の容量を変化させても、同調用並列共振周波数近傍のインピーダンスは大きく変化せず、これによりこの入力回路を構成する単同調型フィルタの同調周波数自体やその近傍でのロスが大きくなることはない。
【００６５】
そして以上の構成によれば、入力フィルタにおいて減衰特性が悪くなりやすいＶＨＦローバンドの低い周波数に対するイメージ妨害の発生は防止することができるとともに、受信周波数受信信号が通過する経路にコンデンサを有さない構成としているので、高い周波数域での入力回路の減衰特性も悪くなることはない。さらに、コンデンサを有していないので同調型フィルタの同調周波数の高い側の周波数に対しての減衰特性も急峻とすることができる。従って、妨害信号等を充分に減衰することができるので、妨害に強い電子チューナを実現することができる。
【００６６】
また、ＶＨＦハイバンド受信時には受信信号の周波数よりも低い周波数にトラップが入ることとなるので、さらに妨害に強い電子チューナを実現することができる。
【００６７】
（実施の形態２）
以下、本実施の形態２について図面を用いて説明する。図７は、本発明の実施の形態２における入力フィルタの回路図であり、入力フィルタに固定イメージトラップが設けられたものである。
【００６８】
図７において、入力フィルタ２１ａは、入力端子２５０と、この入力端子２５０には、インダクタ２５１と、インダクタ２５２と、インダクタ２５４とがこの順に直列に接続されている。
【００６９】
そして、インダクタ２５４の出力の一方は出力端子２５５に接続され、インダクタ２５４の他方の出力とグランドとの間には、可変容量ダイオード２５６が挿入されている。なお、可変容量ダイオード２５６のアノード側をグランド側に接続している。
【００７０】
そして、インダクタ２５１とインダクタ２５２の直列接続体と並列に、インダクタ２５７とスイッチ２５８の直列接続体が挿入され、インダクタ２５７の出力とグランド間にインダクタ２５９が挿入されている。このスイッチ２５８は、ＶＨＦローバンドを受信する場合オフとし、ＶＨＦハイバンドを受信する場合オンとしている。
【００７１】
なお、この入力フィルタ２１ａの同調周波数は、可変容量ダイオード２５６の容量を変化させることで変化させている。つまり、可変容量ダイオード２５６のカソード側へ接続された制御端子２６０へ供給する制御電圧を受信チャンネルに応じて変化させてやればよい。なお、制御端子２６０と可変容量ダイオード２５６のカソード側との間には抵抗２６１が挿入されており、この抵抗値を適宜選定することによって、可変容量ダイオード２５６に供給される電圧値を設定し、その容量値を適宜設定することができるものである。さらに、インダクタ２５４と可変容量ダイオード２５６のカソード側との間には直流カット用のコンデンサ２６２が挿入されている。
【００７２】
そして本実施の形態においては、インダクタ２５２と並列にコンデンサ２５３を挿入することによって固定トラップを構成している。
【００７３】
なお、本実施の形態２における各回路の定数は、インダクタ２５１が４００ｎＨ、インダクタ２５２が６０ｎＨ、インダクタ２５４が７０ｎＨであり、インダクタ２５７が４０ｎＨ、インダクタ２５９を４０ｎＨとしている。一方可変容量ダイオード２５６は制御電圧を１Ｖから２５Ｖまで変化させることによって、容量を６０ｐＦから３ｐＦまで変化させている。
【００７４】
次にこの入力フィルタ２１ａの動作について、図８、図９及び図１０を用いて説明する。図８は、実施の形態２における、入力フィルタの等価回路図であり、図９は、同入力フィルタのインピーダンス特性図である。また、図１０は、同入力フィルタの減衰特性図である。
【００７５】
まず、本実施の形態２における入力フィルタ２１ａが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の動作について説明する。図８（ａ）は、本実施の形態２における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の等価回路を示している。この場合、スイッチ２５８はオフとなるので、インダクタ２５１とインダクタ２５４とによって、等価インダクタ２７０を形成し、インダクタ２５７とインダクタ２５９とによって、等価インダクタ２７１を形成する。この場合、等価インダクタ２７０は、４７０ｎＨ相当で、等価インダクタ２７１は８０ｎＨに相当することとなる。
【００７６】
従って、この入力フィルタは、等価インダクタ２７０、等価インダクタ２７１と可変容量ダイオード２５６の容量と、インダクタ２５２による並列共振回路と、インダクタ２５２とコンデンサ２５３による固定トラップ回路から構成されることとなる。
【００７７】
次に、図９（ａ）は本実施の形態２における入力フィルタ２１ａが、ＶＨＦローバンドを受信する場合のインピーダンスを示し、横軸２８０は周波数、縦軸２８１はインピーダンスである。また、図１０（ａ）は、本実施の形態２における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の減衰特性を示し、横軸３００には周波数、縦軸３０１には減衰量を取っている。
【００７８】
図９（ａ）において２８２は、入力フィルタ２１ａの周波数に対するインピーダンス値の変化を示すカーブである。この入力フィルタのインピーダンスは、コンデンサ２５３の容量によって同調用並列共振周波数２８３より高くなるに従ってＣ成分からＬ成分へとインピーダンスは変化し、同調周波数２８３よりも高い特定の周波数２８４において極２８５が生じる。この極２８５では、そのインピーダンスは０であるので、図１０（ａ）に見られるように入力フィルタは、周波数２８４において減衰量は大きくなる。
【００７９】
そこで本実施の形態２においては、その周波数２８４をＶＨＦローバンドの略中心のチャンネルに対するイメージの周波数となるように、それぞれの定数を決めている。
【００８０】
しかしながら、ＶＨＦローバンド受信時のイメージの周波数はＶＨＦハイバンドの周波数帯域内にある。つまり、本実施の形態２における固定トラップのトラップ周波数２８４は、ＶＨＦハイバンドの周波数帯域内となる。従って、ＶＨＦハイバンド受信時にもこのトラップが作動すると、トラップ周波数２８４近傍のチャンネルはこの固定トラップによって減衰してしまうので、受信できないこととなる。
【００８１】
そのため、本実施の形態２における入力フィルタ２１ａにおいては、ＶＨＦハイバンドを受信する場合は、スイッチ２５８をオンとすることによって、第２のインダクタ２８２とコンデンサ２５３によるトラップ回路を動作しないようにするものである。
【００８２】
以降、本実施の形態２における入力フィルタ２１ａにおいて、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の動作を図を用いて説明する。図８（ｂ）は、本実施の形態２における入力フィルタ２１ａが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の等価回路を示している。本実施の形態２においては、インダクタ２５１が４００ｎＨであり、インダクタ２５７が４０ｎＨであるので、インダクタ２５７側のインピーダンスが支配的となる。その場合、あたかもインダクタ２５１やインダクタ２５２、コンデンサ２５３は無視して取り扱うことができる。
【００８３】
従って、この入力フィルタ２１ａは、インダクタ２５９と、インダクタ２５７と、インダクタ２５４と、可変容量ダイオード２５６の容量とからなる並列共振回路のみを有した構成となる。つまりこの場合には、トランプ回路が働かないので、ＶＨＦハイバンド受信時には、図９（ｂ）に示されるように極を持たない。従って図１０（ｂ）に示されるように特定周波数に対して減衰するトラップはかからず、ＶＨＦハイバンド受信時に、固定トラップにより影響はほとんど生じない。
【００８４】
以上のように本実施の形態２における電子チューナの入力回路においては、ＶＨＦローバンド受信時にイメージ妨害を改善することができる。そして、キャパシタとインダクタ２５４が並列接続されており、その前後はインダクタのみによって構成されている。つまり受信信号が通過する経路にはコンデンサを有さないでＶＨＦローバンドのイメージ周波数に対するトラップを構成しているので、高い周波数域での入力回路の減衰特性が悪くなることはない。さらに、コンデンサを有していないので同調型フィルタの同調周波数の高い側の周波数に対しての減衰特性も急峻とすることができる。従って、妨害信号等を充分に減衰することができるので、妨害に強い電子チューナを実現することができる。
【００８５】
（実施の形態３）
以下、本実施の形態３における電子チューナの入力回路について詳細に説明する。図１１は、本実施の形態３における入力回路の回路図である。図１１において、４００は入力端子であり、４０１はこの入力端子４００に接続されたインダクタである。
【００８６】
４０２はインダクタ４０１の出力が接続されたインダクタであり、このインダクタ４０２の出力は出力端子４０３に接続され、さらにこのインダクタ４０２の出力とグランドとの間には、可変容量ダイオード４０４が挿入されている。なお、可変容量ダイオード４０４のアノード側をグランド側に接続し、可変容量ダイオード４０４とインダクタ４０２との間には直流カット用のコンデンサ４０４ａが挿入されている。
【００８７】
そして、インダクタ４０１と並列にインダクタ４０５とスイッチ４０６の直列接続体が接続されている。なお、こｎスイッチ４０６は、ＶＨＦローバンドを受信する場合オフとされ、ＶＨＦハイバンドを受信する場合オンとされる。
【００８８】
さらに、インダクタ４０５の出力とグランド間には、インダクタ４０７が挿入されている。また可変容量ダイオード４０４の容量を変化させるために、可変容量ダイオード４０４のカソード側へ接続された制御端子４０８へ供給する制御電圧を変化させる。
【００８９】
そして、このように構成された単同調型フィルタ４０９のインダクタ４０５とインダクタ４０７との間に第２の可変容量ダイオード４１０を挿入することによって、トラップを構成する。なおここで、この可変容量ダイオード４１０のカソード側端子へ制御端子４０８を接続することによって、可変容量ダイオード４１０の容量を変化させ、入力フィルタ２１ａのトラップ周波数を変化させている。
【００９０】
なお、本実施の形態１においては、可変容量ダイオード４０４と制御端子４０８との間に抵抗４１１を挿入し、可変容量ダイオード４１０と制御端子４０８との間に抵抗４１２を挿入している。そしてこれらの抵抗４１１、４１２の値を適宜選定し、可変容量ダイオード４０４と可変容量ダイオード４１０の容量値が夫々に適した値となるような電圧としている。
【００９１】
なお、本実施の形態３における各回路の定数は、インダクタ４０１が４００ｎＨ、インダクタ４０２が７０ｎＨ、インダクタ４０５が３０ｎＨであり、インダクタ４０７が２０ｎＨとしている。一方可変容量ダイオード４０４、４１０は制御電圧を１Ｖから２５Ｖまで変化させることによって、容量を６０ｐＦから３ｐＦまで変化させている。
【００９２】
では次に、ミキサで生じるイメージ１５１を、本実施の形態３における入力フィルタが抑圧する動作について図１２、図１３及び図１４を用いて説明する。図１２は、実施の形態３における、入力フィルタの等価回路図であり、図１３は、同入力フィルタのインピーダンス特性図であり、図１４は、同入力フィルタの減衰特性図である。
【００９３】
まず、本実施の形態３における入力回路が、ＶＨＦローバンドを受信する場合の動作について説明する。図１２（ａ）は、本実施の形態３における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の等価回路を示している。この場合は、スイッチ４０６はオフとなるので、実施の形態１と同じ等価回路となる。従って、インダクタ４０１とインダクタ４０２とによって、等価インダクタ４２０を形成し、インダクタ４０５とインダクタ４０７とによって、等価インダクタ４２１が形成される。この場合、等価インダクタ４２０は、４７０ｎＨ相当であり、等価インダクタ４２１は５０ｎＨに相当することとなる。
【００９４】
従って、この入力フィルタ２１ｂは、等価インダクタ４２０、等価インダクタ４２１と可変容量ダイオード４０４の容量とによる並列共振回路と、等価インダクタ４２１と可変容量ダイオード４１０の容量による直列共振回路のトラップ回路によって構成されることとなる。
【００９５】
次に、図１３（ａ）は本実施の形態３における入力フィルタ２１ｂが、ＶＨＦローバンドを受信する場合のインピーダンスを示し、横軸４３０は周波数、縦軸４３１はインピーダンスである。また、図１４（ａ）は、本実施の形態３における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の減衰特性を示し、横軸４５０には周波数、縦軸４５１には減衰量を取っている。
【００９６】
図１３（ａ）において４３２は、入力フィルタ２１ｂの周波数に対するインピーダンス値の変化を示すカーブである。この入力フィルタ２１ｂのインピーダンスは、可変容量ダイオード４１０の容量によって、同調型フィルタ４０９の同調周波数４３３より高くなるに従ってＣ成分からＬ成分へとインピーダンスは変化し、同調周波数４３３よりも高い特定の周波数４３４において直列共振による極４３５が生じる。この極４３５では、そのインピーダンスは０であるので、図１４（ａ）に見られるように入力フィルタ２１ｂは、周波数４３４において減衰量は大きくなる。
【００９７】
そこで本実施の形態３においては、その極４３５の周波数４３４を受信チャンネルのイメージの周波数となるように等価インダクタ４２１と可変容量ダイオードの容量４１０との定数を決めている。そして制御端子４０８に供給する電圧を変化させることによって、可変容量ダイオード４１０の容量を変化させる。これによって、図１４（ａ）に示されるように極４３５の周波数が受信チャンネルに応じて変化し、トラップの周波数が受信周波数に応じて変化することとなる。
【００９８】
なおカーブ４３６は、インダクタ４０５の出力とインダクタ４０７の入力とが直結された場合、つまり可変容量ダイオード４１０が短絡された状態のインピーダンスを示す。この図１３（ａ）に示されるように、同調用並列共振周波数４３３より高くなるにつれて、可変容量ダイオード４１０の容量によるインピーダンスの変化が大きくなる。しかし可変容量ダイオード４１０の有無に係わらず、この入力フィルタ２１ｂの同調用並列共振周波数４３３近傍でのインピーダンスの変化は小さい。従って、可変容量ダイオード４１０の容量を変化させても、共振周波数４３３近傍のインピーダンスは大きく変化しないこととなる。
【００９９】
次に、本実施の形態３における入力フィルタ２１ｂが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の動作について説明する。図１２（ｂ）は、本実施の形態３における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の等価回路を示している。この場合、スイッチ４０６はオンとなるが、インダクタ４０１が４００ｎＨであり、インダクタ４０５が３０ｎＨであるので、インダクタ４０５側のインピーダンスが支配的となり、インダクタ４０１は無視して取り扱っても構わなくなる。
【０１００】
従って、この入力フィルタ２１ｂは、インダクタ４０２、インダクタ４０７と第１の可変容量ダイオード４０４の容量とによる並列共振回路が形成され、さらにこの並列共振回路へ可変容量ダイオード４１０の容量を付加されたことによりトラップ回路が形成されることとなる。なおこの場合、インダクタ４０５は入力端子４００の上流に接続されるアンテナ等の回路との整合用インダクタとして働く。従ってこの入力回路とアンテナ（入力回路の上流に接続された回路）等の回路との整合が取りやすく、信号のロスを小さくすることができる。
【０１０１】
次に、図１３（ｂ）は本実施の形態３における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合のインピーダンスを示し、横軸４４０は周波数、縦軸４４１はインピーダンスである。また、図１４（ｂ）は、本実施の形態３における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の減衰特性を示し、横軸４６０には周波数、縦軸４６１には減衰量を取っている。
【０１０２】
図１３（ｂ）において４４２は、入力フィルタ２１ｂの周波数に対するインピーダンス値の変化を示すカーブである。この入力フィルタ２１ｂのインピーダンスは、可変容量ダイオード４１０の容量によって、同調用並列共振周波数４４３より低くなるに従ってＬ成分からＣ成分へとインピーダンスは変化し、同調周波数４４３よりも低い特定の周波数４４４において直列共振による極４４５が生じる。この極４４５では、そのインピーダンスは０であるので、図１４（ｂ）に見られるように入力フィルタは、周波数４４４において減衰量は大きくなる。
【０１０３】
そこで本実施の形態３においては、その極４４５の周波数４４４をＶＨＦローバンド帯としておくことによって、ＶＨＦローバンドの放送信号による妨害を抑圧するトラップとして働く。さらに、図１４（ｂ）に示すように、可変容量ダイオード４１０の容量を変化させることによってこのトラップ周波数が変化する。
【０１０４】
また、カーブ４４６は、インダクタ４０５の出力と第４のインダクタ４０７の入力とが直接に接続された場合、つまり可変容量ダイオード４１０が無い場合のインピーダンスを示す。この図に示されるように、同調用並列共振周波数より低くなるに従い、可変容量ダイオード４１０に容量によるインピーダンスの変化は大きくなる。しかし可変容量ダイオード４１０の有無に係わらず、この入力フィルタの共振周波数近傍でのインピーダンスの変化は小さい。従って、可変容量ダイオード４１０の容量を変化させても、同調用並列共振周波数近傍のインピーダンスは大きく変化せず、これによりこの入力回路を構成する単同調型フィルタの同調周波数自体やその近傍でのロスが大きくなることはない。また、可変容量ダイオード４１０単体のインピーダンスは周波数が大きくなるに従って小さくなる。しかし、第２のインダクタ４０２や第３のインダクタ４０５などインダクタは、周波数が高くなるに従いそのインピーダンスは大きくなる。ここで、本実施の形態３においては可変容量ダイオード４１０に第２のインダクタ４０２や第３のインダクタ４０５を直列に接続し、ＵＨＦ帯の高い周波数に対して、インピーダンスが大きくなるようにしている。
【０１０５】
そして以上の構成によれば、入力フィルタにおいて減衰特性が悪くなりやすいＶＨＦローバンドの低い周波数に対するイメージ妨害の発生は防止することができるとともに、受信信号が通過する経路にはコンデンサのみで構成された経路を有さない構成としているので、ＵＨＦ帯などの高い周波数域での入力回路の減衰特性も悪くなることはない。さらに、ＶＨＦハイバンドの放送受信時に妨害となりうるＶＨＦローバンドの放送信号を抑圧することができる。従って、妨害信号等を充分に減衰することができるので、妨害に強い電子チューナを実現することができる。
【０１０６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、第３のインダクタにはキャパシタが直列に接続され、スイッチをオフとした場合には同調型フィルタの共振周波数はＶＨＦローバンドの周波数とするとともに少なくともキャパシタと前記第３のインダクタとによって形成されるトラップのトラップ周波数を前記同調型フィルタの共振周波数より高くし、前記スイッチをオンとした場合には前記同調型フィルタの共振周波数はＶＨＦハイバンドの周波数とするとともに前記キャパシタによって形成されるトラップのトラップ周波数を前記同調型フィルタの共振周波数よりも低い周波数としたものである。
【０１０７】
これにより、受信信号が通過する経路にはコンデンサ単独で構成された経路を有さないでトラップが構成されているので、ＵＨＦ帯などの高い周波数域での入力回路の減衰特性が悪くなることはない。従って、妨害信号等を充分に減衰することができるので、妨害に強い電子チューナを実現することができる。
【０１０８】
また、ＶＨＦハイバンド受信時には受信信号の周波数よりも低い周波数にトラップが入ることとなるので、さらに妨害に強い電子チューナを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における電子チューナにおける入力回路の回路図
【図２】本発明の実施の形態１における電子チューナの入力回路を用いた高周波受信装置のブロック図
【図３】同、希望信号とイメージ妨害信号との位相の関係を示した図
【図４】同、等価回路図
【図５】同、インピーダンス特性図
【図６】同、減衰特性図
【図７】本実施の形態２における電子チューナにおける入力回路の回路図
【図８】同、等価回路図
【図９】同、インピーダンス特性図
【図１０】同、減衰特性図
【図１１】本実施の形態３における電子チューナにおける入力回路の回路図
【図１２】同、等価回路図
【図１３】同、インピーダンス特性図
【図１４】同、減衰特性図
【図１５】従来の入力回路の回路図
【図１６】同、減衰特性図
【符号の説明】
２０ 入力端子
２１ 入力フィルタ
２３ フィルタ
２６ ミキサ
３０ 周波数可変局部発振器
３３ 出力端子[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an input circuit of an electronic tuner that receives a broadband high-frequency signal.
[0002]
[Prior art]
Hereinafter, a conventional electronic tuner will be described with reference to the drawings. FIG. 15 is a circuit diagram of an input circuit of a conventional electronic tuner. In FIG. 15, reference numeral 1 denotes an input terminal to which a high frequency signal of a television broadcast of about 50 MHz to about 860 MHz is input. Reference numeral 2 denotes an inductor connected to the input terminal 1. Reference numeral 3 denotes an inductor connected between the output of the inductor 2 and the ground, and a variable capacitance diode 4 is connected in parallel with the inductor 3. A control terminal 5 is connected to a cathode-side terminal 4 a of the variable capacitance diode 4 via a resistor 6. The inductor 3, the variable capacitance diode 4 and the control terminal 5 constitute a tunable filter 7.
[0003]
The output of the inductor 2 is directly connected to the variable capacitance diode 8, and the output of the variable capacitance diode 8 is connected to the output terminal 9. That is, a series connection body 10 of the inductor 2 and the variable capacitance diode 8 is inserted between the input terminal 1 and the output terminal 9, and the reception signal passes through the series connection body 10.
[0004]
Further, a series connection body 13 of a third variable capacitance diode 11 and a capacitor 12 is connected in parallel with the series connection body 10, and the voltage supplied to the control terminal 5 is supplied to the variable capacitance diode 4, the variable capacitance diode 8, and the variable capacitance diode. 11, and changing the capacitance thereof suppresses a signal of a frequency that causes image interference according to the reception frequency.
[0005]
As prior art document information related to the invention of this application, for example, Patent Document 1 is known.
[0006]
[Patent Document 1]
JP-A-6-204803
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, in such an input circuit of a conventional electronic tuner, in order to attenuate an image frequency corresponding to a reception frequency, a variable capacitance diode 11 and a capacitor are connected in parallel with a series connection body 10 of an inductor 2 and a variable capacitance diode 8. Since the series-connected body 13 has a series connection 13, the impedance of the series-connected body 13 decreases as the frequency increases.
[0008]
Here, FIG. 16 shows a pass characteristic with respect to the frequency of the input circuit of the conventional electronic tuner, wherein the horizontal axis represents the frequency 15 and the vertical axis represents the attenuation characteristic 16. That is, in the input circuit of the conventional electronic tuner in FIG. 15, the attenuation of the signal of the high frequency 18 and the frequency of the UHF band 19 in the VHF high band 17 becomes small, and those signals are easily passed. Therefore, there is a problem that such a high frequency signal is output from the output terminal 9 and interference is caused by a mixer or the like downstream of the input circuit.
[0009]
Accordingly, the present invention has been made to solve this problem, and has as its object to provide an electronic tuner having a high interference elimination ability.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve this object, an electronic tuner according to the present invention includes a series connection of a third inductor and a capacitor inserted between an input terminal and a ground, and the input terminal side of the series connection and the third connection. A switch inserted between the other end of the first inductor and the other end of the inductor. When the switch is turned off, the resonance frequency of the tunable filter is set to a VHF low band frequency and formed by the series connection body. When the switch is turned on, the trapping frequency of the tunable filter is set to be higher than the resonance frequency of the tunable filter, and the resonance frequency of the tunable filter is set to the VHF high band frequency. The frequency is lower than the resonance frequency of the type filter.
[0011]
Thus, since the trap is configured without a capacitor in the path through which the received signal passes, the attenuation characteristic of the input circuit in a high frequency range does not deteriorate. Since no capacitor is provided, the attenuation characteristic of the tunable filter with respect to the higher tuning frequency can be sharpened. Accordingly, since an interference signal or the like can be sufficiently attenuated, an electronic tuner resistant to interference can be realized.
[0012]
Further, at the time of VHF high band reception, a trap enters at a frequency lower than the frequency of the received signal, so that an electronic tuner that is more resistant to interference can be realized.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
According to the first aspect of the present invention, there is provided an input terminal to which signals of at least VHF low band and VHF high band frequencies are supplied, a tunable filter connected to the input terminal, and an output of the tunable filter. An electronic tuner input circuit comprising: a first inductor having one end connected to the input terminal; a second inductor having one end connected to the input terminal; A second inductor inserted between the output terminal of the second inductor, a first variable capacitance diode inserted between the output terminal side of the second inductor and the ground, and a cathode of the first variable capacitance diode A control terminal connected to a terminal, a series connection of a third inductor and a capacitor inserted between the input terminal and ground, and the input terminal of the series connection And a switch inserted between the first inductor and the other end of the first inductor. When the switch is turned off, the resonance frequency of the tunable filter is set to a VHF low band frequency and the series connection is performed. The trap frequency of the trap formed by the body is made higher than the resonance frequency of the tunable filter, and when the switch is turned on, the resonance frequency of the tunable filter is set to the VHF high band frequency and the trap of the trap is trapped. The input circuit of the electronic tuner whose frequency is lower than the resonance frequency of the tunable filter. Since the trap does not have a capacitor in the path through which the received signal passes, a high frequency range is provided. In this case, the attenuation characteristics of the input circuit do not deteriorate. Since no capacitor is provided, the attenuation characteristic of the tunable filter with respect to the higher tuning frequency can be sharpened. Accordingly, since an interference signal or the like can be sufficiently attenuated, an electronic tuner resistant to interference can be realized.
[0014]
Further, at the time of VHF high band reception, a trap enters at a frequency lower than the frequency of the received signal, so that an electronic tuner that is more resistant to interference can be realized.
[0015]
The invention according to claim 2 is the input circuit of the electronic tuner according to claim 1, wherein a fourth inductor having a very small inductor value is inserted between the series connection body and the input terminal. Since the inductance is small, it is possible to make it difficult for the signal to flow to the first inductor side at the time of switch-on, so that unnecessary signals are less likely to pass from the first inductor side.
[0016]
The capacitor according to the third aspect of the present invention is the input circuit of the electronic tuner according to the first aspect, wherein the capacitor is a second variable capacitance diode, whereby the frequency of the trap can be changed according to the receiving frequency.
[0017]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the input circuit of the electronic tuner according to the third aspect, wherein a trap frequency of the trap when the switch is off is substantially equal to a frequency that causes image interference of the received signal. In particular, it is possible to suppress image disturbance at the time of receiving a signal in the VHF low band band, which is hard to attenuate.
[0018]
According to a fifth aspect of the present invention, the cathode terminal of the second variable capacitance diode is an input circuit of the electronic tuner according to the third aspect connected to the control terminal, whereby the capacitance of the first variable capacitance diode is reduced. The capacitance of the second variable capacitance diode can be changed in conjunction therewith. Therefore, the frequency of the trap changes in conjunction with the tuning frequency of the tunable filter, so that the frequency corresponding to the frequency of the received signal can be attenuated.
[0019]
According to a sixth aspect of the present invention, a first resistor is inserted between the control terminal and the first variable capacitance diode, and a second resistor is provided between the control terminal and the second variable capacitance diode. 6. The input circuit of an electronic tuner according to claim 5, wherein the resistance of the first variable capacitance diode and the second variable capacitance diode is adjusted by appropriately setting the values of these resistances. It can be set appropriately.
[0020]
According to a seventh aspect of the present invention, there is provided an input terminal to which signals of at least VHF low band and VHF high band frequencies are supplied, a first inductor having one end connected to the input terminal, A second inductor to which a signal output to the other end is supplied to one end thereof; an output terminal connected to the other end of the second inductor; and a second inductor connected to the other end of the second inductor and ground. , A control terminal connected to the cathode terminal of the variable capacitance diode, a third inductor inserted between the input terminal and ground, and an input terminal of the third inductor. And a switch inserted between the first inductor and one end of the second inductor, and a fourth inductor between the other end of the first inductor and one end of the second inductor. A parallel connection of a capacitor and a capacitor is inserted, a series connection of the parallel connection and the first inductor is connected in parallel with the switch, and the switch is turned off during the VHF low band reception. This is an input circuit of an electronic tuner that turns on the switch when receiving the VHF high band, so that the trap is effective when the switch is off. On the other hand, in the switch-on state, it becomes difficult for the signal to flow to the first inductor side, which is the same as the state in which there is no trap due to the parallel connection, so that the desired signal is not suppressed during VHF high band reception.
[0021]
The invention according to claim 8 is the input circuit of an electronic tuner according to claim 7, wherein the resonance frequency of the parallel-connected body is a frequency that causes image interference when receiving a signal having a frequency substantially at the center of the VHF low band frequency. Thus, it is possible to improve image interference when receiving the VHF low band.
[0022]
According to a ninth aspect of the present invention, an input terminal to which signals of at least VHF low band and VHF high band frequencies are supplied, a tuned filter connected to the input terminal, and an output of the tuned filter are connected. An input circuit of an electronic tuner including an output terminal, wherein the tunable filter includes a first inductor having one end connected to the input terminal, and a second inductor connected to the other end of the first inductor and the output terminal. A second inductor inserted between the second inductor, a first variable capacitance diode inserted between the output terminal side of the second inductor and ground, and a cathode terminal of the first variable capacitance diode And a series connection of a third inductor and a capacitor inserted between the input terminal and ground, the capacitor being connected to the series connection A switch inserted between the input terminal and a connection point between the capacitor and the third inductor, and a switch inserted between the other end of the first inductor and the switch turned off; When the resonance frequency of the tuned filter is set to the VHF low band frequency, the trap frequency of the trap formed by the series connection is set higher than the resonance frequency of the tuned filter, and the switch is turned on. Is an input circuit of an electronic tuner in which the resonance frequency of the tunable filter is a VHF high-band frequency and the trapping frequency of the capacitor is lower than the resonance frequency of the tunable filter. Path does not have only a capacitor, Never attenuation force circuit is deteriorated. Accordingly, since an interference signal or the like can be sufficiently attenuated, an electronic tuner resistant to interference can be realized.
[0023]
Further, when receiving VHF high band, traps are inserted at a frequency lower than the trap frequency at the time of VHF reception. Therefore, when receiving VHF high band, traps can be inserted near the frequency of the VHF low band broadcast signal. It is possible to realize an electronic tuner that is strong against interference generated by a VHF low band broadcast signal at the time of receiving a VHF high band.
[0024]
The invention according to claim 10 is the input circuit of the electronic tuner according to claim 9, wherein a fourth inductor having a small inductor value is inserted between the series-connected body and the input terminal. Since the inductance of the inductor is small, it is possible to make it difficult for a signal to flow to the first inductor side at the time of switch-on, so that unnecessary signals are less likely to pass from the first inductor side.
[0025]
The capacitor according to the eleventh aspect of the present invention is the input circuit of the electronic tuner according to the ninth aspect, wherein the capacitor is a second variable capacitance diode, so that the frequency of the trap can be changed according to the receiving frequency.
[0026]
According to a twelfth aspect of the present invention, there is provided the input circuit of the electronic tuner according to the eleventh aspect, wherein a trap frequency of the trap when the switch is off is substantially equal to a frequency that causes image interference of a received signal. In particular, it is possible to suppress image disturbance at the time of receiving a signal in the VHF low band band, which is hard to attenuate.
[0027]
The cathode terminal of the second variable capacitance diode in the invention according to claim 13 is an input circuit of the electronic tuner according to claim 11, which is connected to the control terminal, whereby the capacitance of the first variable capacitance diode is reduced. The capacitance of the second variable capacitance diode can be changed in conjunction therewith. Therefore, the frequency of the trap changes in conjunction with the tuning frequency of the tunable filter, so that the frequency corresponding to the frequency of the received signal can be attenuated.
[0028]
According to a fourteenth aspect of the present invention, a first resistor is inserted between the control terminal and the first variable capacitance diode, and a second resistor is inserted between the control terminal and the second variable capacitance diode. 14. The input circuit of an electronic tuner according to claim 13, wherein the resistances of the first variable capacitance diode and the second variable capacitance diode are set by appropriately setting the values of these resistances. It can be set appropriately.
[0029]
(Embodiment 1)
Hereinafter, Embodiment 1 will be described with reference to the drawings. FIG. 2 is a block diagram of an electronic tuner using the input circuit of the electronic tuner according to the first embodiment.
[0030]
In FIG. 2, reference numeral 20 denotes an input terminal to which a high frequency signal of a television broadcast of about 50 MHz to about 860 MHz is input. Reference numeral 21 denotes an input filter connected to the input terminal 20. In the first embodiment, the input filter 21 is configured by a circuit having only one set of a tuning circuit in which an inductor and a variable capacitance diode are connected in parallel (hereinafter referred to as a single tuning circuit). The tuning frequency is varied by changing the voltage supplied to the variable capacitance diode.
[0031]
When a desired channel is received by such an electronic tuner, by supplying a voltage to the variable capacitance diode so that the tuning frequency of the input filter 21 becomes substantially the same as the frequency of the desired channel, the signal of the desired channel is supplied. Other signals can be attenuated.
[0032]
Reference numeral 22 denotes a high-frequency amplifier to which the output of the input filter 21 is connected, and amplifies the high-frequency signal that has passed through the input filter 21. The high frequency amplifier 22 is a variable gain amplifier whose gain can be varied by a control voltage applied to its control terminal 22a.
[0033]
Since the high-frequency amplifier 22 is inserted in this way, an electronic tuner with good NF can be realized even if a device with poor NF is used downstream. Further, since the input filter 21 is located upstream of the high frequency amplifier 22, unnecessary signals input to the high frequency amplifier 22 can be removed.
[0034]
Here, it is important that the input level of the signal input to the high-frequency amplifier 22 be a signal level at which the high-frequency amplifier 22 does not saturate. That is, in the high-frequency amplifier 22, a high-level signal that saturates the high-frequency amplifier 22 is distorted, and an unnecessary signal such as a harmonic is generated. Therefore, it is important for the input filter 21 to attenuate signals other than the desired signal so that the high-frequency amplifier 22 does not saturate the signal. Since the input filter 21 is a single tuning circuit, attenuation characteristics of both the upper frequency and the lower frequency of the tuning frequency can be obtained.
[0035]
Reference numeral 23 denotes a second filter to which the output of the high-frequency amplifier 22 is connected. This filter 23 is a double-tuned circuit type band-pass filter having two sets of tuning circuits.
[0036]
Reference numeral 24 denotes an unbalanced / balanced converter to which the output of the filter 23 is connected, which converts an unbalanced circuit into a balanced circuit. If all circuits are originally formed by balanced circuits and they are connected in a balanced manner, it is possible to improve the interference rejection capability against external interference signals. However, in order to balance the input filter 21 and the filter 23, it is necessary to use two sets of these filters. However, when the filters are formed by discrete components, it is difficult to maintain the balance of each circuit. Since it becomes expensive, it is converted to a balanced circuit after the filter 23.
[0037]
Reference numeral 26 denotes a double balanced mixer (hereinafter referred to as DBM) formed by a balanced circuit, to which the output of the unbalanced / balanced converter 24 is connected. Since the DBM 26 is formed by a balanced circuit, Can be improved, and interference is less likely to occur in the mixer.
[0038]
By the DBM 26 having such a configuration, the output signal of the variable frequency local oscillator 30 and the signal of the desired channel are mixed, and the signal of the desired channel is frequency-converted into an intermediate frequency signal of 45.75 MHz. Note that the oscillation frequency of the variable frequency local oscillator 30 in the first embodiment is an upper heterodyne system in which the frequency of the intermediate frequency signal is higher than the desired channel signal by the frequency of the intermediate frequency signal (hereinafter referred to as the intermediate frequency).
[0039]
31 is a balanced / unbalanced conversion circuit to which the output of the DBM 26 is connected. This balanced / unbalanced conversion circuit 31 converts the data into an unbalanced circuit. The output of the balance / unbalance conversion circuit 31 is connected to the intermediate frequency filter 32. In the present embodiment, the intermediate frequency filter 32 has a center of the pass band as a substantially intermediate frequency, and attenuates a signal which is separated from the intermediate frequency by a frequency which is at least half the frequency (3 MHz) of 6 MHz which is a frequency band of substantially one channel. Things.
[0040]
Since the intermediate frequency filter 32 is unbalanced, a balanced / unbalanced conversion circuit 31 is provided before the intermediate frequency filter 32. Reference numeral 33 denotes an output terminal to which the output of the intermediate frequency filter 32 is connected. The intermediate frequency filter 32 may be configured in a balanced manner in order to improve distortion characteristics. In this case, the balanced / unbalanced conversion circuit 31 is operated as a buffer circuit. The PLL circuit 34 is loop-connected to the frequency variable local oscillator 30.
[0041]
Next, the input circuit of the electronic tuner according to the first embodiment will be described in detail. FIG. 1 is a circuit diagram of the input circuit according to the first embodiment. In FIG. 1, reference numeral 100 denotes an input terminal, and 101 denotes an inductor connected to the input terminal 100.
[0042]
Reference numeral 102 denotes an inductor to which the output of the inductor 101 is connected. One of the outputs of the inductor 102 is connected to the output terminal 103, and the other is connected to the ground via the variable capacitance diode 104. Note that the anode side of the variable capacitance diode 104 is connected to the ground side. A DC cut capacitor 104a is inserted between the variable capacitance diode 104 and the inductor 102.
[0043]
A series connection of the inductor 105 and the switch 106 is connected in parallel with the inductor 101. The switch 106 is turned off when receiving the VHF low band, and turned on when receiving the VHF high band.
[0044]
Further, the switch side of the inductor 105 is connected to the ground via the inductor 107. Then, in order to change the capacitance of the variable capacitance diode 104, the control voltage supplied to the control terminal 108 connected to the cathode side of the variable capacitance diode 104 is changed.
[0045]
Then, a variable capacitance diode 110 is inserted between the inductor 107 of the single tuned filter 21 and the ground, thus constituting a trap. A DC cut capacitor 110a is inserted between the variable capacitance diode 110 and the inductor 107. By connecting the control terminal 108 to the cathode terminal of the variable capacitance diode 110 via the resistor 112, the capacitance of the variable capacitance diode 110 is changed, and the trap frequency of the trap is changed.
[0046]
In the first embodiment, the resistor 111 is inserted between the variable capacitance diode 104 and the control terminal 108, and the resistor 112 is inserted between the variable capacitance diode 110 and the control terminal 108. The values of the resistors 111 and 112 are appropriately selected so that the voltages of the variable capacitance diode 104 and the variable capacitance diode 110 become values suitable for each.
[0047]
Further, the constant of each circuit in the first embodiment is 400 nH for the inductor 101, 70 nH for the inductor 102, 40 nH for the inductor 105, and 40 nH for the inductor 107. On the other hand, the variable capacitance diodes 104 and 110 can change the capacitance from 60 pF to 3 pF by changing the control voltage from 1 V to 25 V.
[0048]
Here, the mechanism by which image disturbance occurs in the electronic tuner will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a conceptual diagram illustrating a relationship between a frequency and a signal. In FIG. 3, the horizontal axis 140 indicates frequency, and the vertical axis 141 indicates level. Here, a case where two channels of television broadcasting in the United States are received will be described as an example. 142 is a signal of the desired channel, and its frequency 143 is about 55.25 MHz. Reference numeral 144 denotes an oscillation signal of the frequency variable local oscillator 30, and its oscillation frequency 145 is higher than the frequency 143 of the signal of the desired channel by an intermediate frequency 146. In this case, since the frequency 146 of the intermediate frequency signal 147 is 45.75 MHz, the frequency 145 of the oscillation signal 144 is 101 MHz. The mixer 26 mixes the oscillation signal 144 having the oscillation frequency 145 and the signal 142 of the desired channel having the frequency 143, and converts the mixed signal into an intermediate frequency 146 which is a frequency difference 148 between the signals.
[0049]
Next, generation of the image interference signal 149 will be described. The image disturbing signal 149 is generated by a signal that is mixed with the oscillation signal 144 by the mixer 26 and converted into the same frequency as the intermediate frequency signal 147. That is, since the mixer 26 outputs the frequency of the difference between the two inputted frequencies, the signal of the frequency 150 higher than the oscillation frequency 145 by the frequency difference 148 is also the same frequency as the intermediate frequency signal 147. It will be converted to the intermediate frequency 146.
[0050]
Therefore, the signal which is converted by the mixer 26 and causes the image interference signal 149 having the same frequency as the intermediate frequency 146 to be generated is called an image 151, and the frequency 150 of the image 151 in the first embodiment is 146. .75 MHz.
[0051]
Note that this image 151 is used when the broadcast signal existing at or near this frequency 150 is an image, or when the broadcast signal has a frequency higher than the frequency 150 and the difference 153 in the difference is the frequency 150. Or a plurality of broadcast signals 156 and 157 such that the sum of the frequencies is lower than 150 and the sum of the frequencies is 150, or three or more. Frequency 150 depending on the sum or difference of the broadcast signals. These image disturbances cause a problem in an electronic tuner for television broadcast reception that has a very wide reception band and converts the desired channel signal 142 to an intermediate frequency 146 lower than the oscillation frequency 145.
[0052]
Next, the operation of suppressing the image 151 generated by the mixer 26 by the input filter according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. 4, 5, and 6. FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the input filter in the first embodiment, FIG. 5 is an impedance characteristic diagram of the input filter, and FIG. 6 is an attenuation characteristic diagram of the input filter.
[0053]
First, an operation when the input circuit according to the first embodiment receives a VHF low band will be described. FIG. 4A shows an equivalent circuit when the input filter according to the first embodiment receives a VHF low band. In this case, since the switch 106 is turned off, the inductor 101 and the inductor 102 form an equivalent inductor 160, and the inductor 105 and the inductor 107 form an equivalent inductor 161. In this case, the equivalent inductor 160 is equivalent to 470 nH, and the equivalent inductor 161 is equivalent to 80 nH.
[0054]
Therefore, the input filter 21 is configured by a trap circuit of a parallel resonance circuit formed by the equivalent inductor 160, the equivalent inductor 161 and the capacitance of the variable capacitance diode 104, and a series resonance circuit formed by the capacitance of the equivalent inductor 161 and the variable capacitance diode 110. It will be.
[0055]
Next, FIG. 5A shows the impedance when the input filter according to the first embodiment receives the VHF low band, where the horizontal axis 170 is the frequency and the vertical axis 171 is the impedance. FIG. 6A shows an attenuation characteristic when the input filter according to the first embodiment receives a VHF low band. The horizontal axis 190 shows frequency, and the vertical axis 191 shows attenuation.
[0056]
In FIG. 5A, a curve 172 indicates a change in the impedance value with respect to the frequency of the input filter. The impedance of the input filter changes from the C component to the L component as the impedance becomes higher than the tuning frequency 173 of the input filter 21 due to the capacitance of the variable capacitance diode 104, and the series resonance occurs at a specific frequency 174 higher than the tuning frequency 173. Resulting in a pole 175. Since the impedance of the pole 175 is 0, the amount of attenuation of the input filter 21 at the frequency 174 increases as shown in FIG.
[0057]
Therefore, in the first embodiment, the constant of the equivalent inductor 161 and the capacitance 110 of the variable capacitance diode are determined so that the frequency 174 of the pole 175 becomes the frequency of the image of the reception channel. By changing the voltage supplied to the control terminal 108, the capacitance of the variable capacitance diode 110 is changed. As a result, as shown in FIG. 6A, the frequency 174 of the pole 175 changes according to the reception channel, and the trap frequency changes according to the reception frequency.
[0058]
Note that a curve 176 shows the impedance when the output of the inductor 107 is directly connected to the ground. As shown in FIG. 5A, in a direction higher than the tuning parallel resonance frequency 173, a change in impedance due to the capacitance of the variable capacitance diode 110 increases. However, regardless of the presence or absence of the variable capacitance diode 110, the change in impedance of the input filter 21 near the tuning parallel resonance frequency 173 is small. Therefore, even if the capacitance of the variable capacitance diode 110 is changed, the impedance near the resonance frequency 173 does not change significantly.
[0059]
Next, an operation when the input filter 21 according to the first embodiment receives a VHF high band will be described. FIG. 4B shows an equivalent circuit when the input filter according to the first embodiment receives a VHF high band. In this case, the switch 106 is turned on, but since the inductor 101 has 400 nH and the inductor 105 has 40 nH, the impedance on the inductor 105 side becomes dominant and the inductor 101 can be ignored and handled.
[0060]
Therefore, the input filter 21 constitutes a trap circuit of a parallel resonance circuit including the inductor 102, the inductor 107 and the capacitance of the variable capacitance diode 104, and a series resonance circuit including the capacitance of the inductor 107 and the variable capacitance diode 110. In this case, the inductor 105 functions as a matching inductor with a circuit such as an antenna connected upstream of the input terminal 20. Therefore, it is easy to match this input circuit with a circuit such as an antenna (a circuit connected upstream of the input circuit), and it is possible to reduce signal loss.
[0061]
Next, FIG. 5B shows the impedance when the input filter according to the first embodiment receives the VHF high band, where the horizontal axis 170 is the frequency and the vertical axis 171 is the impedance. FIG. 6B shows an attenuation characteristic when the input filter according to the first embodiment receives a VHF high band. The horizontal axis 190 shows frequency, and the vertical axis 191 shows attenuation. .
[0062]
In FIG. 5B, reference numeral 181 denotes a curve indicating a change in the impedance value with respect to the frequency of the input filter 21. The impedance of the input filter 21 changes from the L component to the C component as the impedance becomes lower than the tuning parallel resonance frequency 182 due to the capacitance of the variable capacitance diode 110, and the series resonance at a specific frequency 183 lower than the tuning frequency 182. Resulting in a pole 184. Since the impedance of the pole 184 is 0, the attenuation of the input filter becomes large at the frequency 183 as shown in FIG.
[0063]
Therefore, in the first embodiment, the frequency 183 of the pole 184 functions as a trap for the lower frequency of the reception frequency, and the capacitance of the variable capacitance diode 110 is changed as shown in FIG. The trap frequency changes.
[0064]
A curve 185 shows the impedance when the variable capacitance diode 170 has no capacitance and the inductor 107 is directly connected to the ground. As shown in this figure, regardless of the presence or absence of the variable capacitance diode 110, the change in impedance near the resonance frequency of the input filter is small. That is, in the direction lower than the tuning parallel resonance frequency, the change in impedance due to the capacitance of the variable capacitance diode 110 becomes large. Therefore, even if the capacitance of the varactor diode 110 is changed, the impedance near the tuning parallel resonance frequency does not change significantly, and as a result, the loss at the tuning frequency itself of the single tuning filter constituting this input circuit or in the vicinity thereof is reduced. Does not grow.
[0065]
According to the above configuration, it is possible to prevent the occurrence of image disturbance at a low frequency in the VHF low band in which the attenuation characteristic of the input filter is liable to be deteriorated, and to provide a configuration in which a capacitor is not provided in a path through which a reception frequency reception signal passes. Therefore, the attenuation characteristics of the input circuit in a high frequency range do not deteriorate. Further, since no capacitor is provided, the attenuation characteristic of the tuning type filter with respect to the higher tuning frequency can be sharpened. Accordingly, since an interference signal or the like can be sufficiently attenuated, an electronic tuner resistant to interference can be realized.
[0066]
Further, at the time of VHF high band reception, a trap enters at a frequency lower than the frequency of the received signal, so that an electronic tuner that is more resistant to interference can be realized.
[0067]
(Embodiment 2)
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 7 is a circuit diagram of an input filter according to Embodiment 2 of the present invention, in which a fixed image trap is provided in the input filter.
[0068]
7, the input filter 21a has an input terminal 250, and an inductor 251, an inductor 252, and an inductor 254 are connected to the input terminal 250 in series in this order.
[0069]
One of the outputs of the inductor 254 is connected to the output terminal 255, and a variable capacitance diode 256 is inserted between the other output of the inductor 254 and the ground. Note that the anode side of the variable capacitance diode 256 is connected to the ground side.
[0070]
A series connection of the inductor 257 and the switch 258 is inserted in parallel with the series connection of the inductor 251 and the inductor 252, and the inductor 259 is inserted between the output of the inductor 257 and the ground. The switch 258 is turned off when receiving the VHF low band, and turned on when receiving the VHF high band.
[0071]
Note that the tuning frequency of the input filter 21a is changed by changing the capacitance of the variable capacitance diode 256. That is, the control voltage supplied to the control terminal 260 connected to the cathode side of the variable capacitance diode 256 may be changed according to the receiving channel. Note that a resistor 261 is inserted between the control terminal 260 and the cathode side of the variable capacitance diode 256, and a voltage value supplied to the variable capacitance diode 256 is set by appropriately selecting this resistance value. The capacitance value can be set appropriately. Further, a DC cut capacitor 262 is inserted between the inductor 254 and the cathode side of the variable capacitance diode 256.
[0072]
In the present embodiment, a fixed trap is configured by inserting a capacitor 253 in parallel with the inductor 252.
[0073]
In the second embodiment, the constants of the respective circuits are 400 nH for the inductor 251, 60 nH for the inductor 252, 70 nH for the inductor 254, 40 nH for the inductor 257, and 40 nH for the inductor 259. On the other hand, the variable capacitance diode 256 changes the capacitance from 60 pF to 3 pF by changing the control voltage from 1 V to 25 V.
[0074]
Next, the operation of the input filter 21a will be described with reference to FIGS. FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of the input filter according to the second embodiment, and FIG. 9 is an impedance characteristic diagram of the input filter. FIG. 10 is an attenuation characteristic diagram of the input filter.
[0075]
First, an operation when the input filter 21a according to the second embodiment receives a VHF low band will be described. FIG. 8A shows an equivalent circuit when the input filter according to the second embodiment receives a VHF low band. In this case, since the switch 258 is turned off, the inductor 251 and the inductor 254 form an equivalent inductor 270, and the inductor 257 and the inductor 259 form an equivalent inductor 271. In this case, the equivalent inductor 270 is equivalent to 470 nH, and the equivalent inductor 271 is equivalent to 80 nH.
[0076]
Therefore, this input filter is composed of the equivalent inductor 270, the equivalent inductor 271, the capacitance of the variable capacitance diode 256, the parallel resonance circuit with the inductor 252, and the fixed trap circuit with the inductor 252 and the capacitor 253.
[0077]
Next, FIG. 9A shows the impedance when the input filter 21a according to the second embodiment receives the VHF low band, where the horizontal axis 280 is the frequency and the vertical axis 281 is the impedance. FIG. 10A shows an attenuation characteristic when the input filter according to the second embodiment receives a VHF low band. The horizontal axis 300 shows frequency, and the vertical axis 301 shows attenuation.
[0078]
In FIG. 9A, reference numeral 282 denotes a curve indicating a change in the impedance value with respect to the frequency of the input filter 21a. As the impedance of the input filter becomes higher than the tuning parallel resonance frequency 283 due to the capacitance of the capacitor 253, the impedance changes from the C component to the L component, and a pole 285 occurs at a specific frequency 284 higher than the tuning frequency 283. Since the impedance of the pole 285 is 0, the attenuation of the input filter becomes large at the frequency 284 as shown in FIG.
[0079]
Therefore, in the second embodiment, the respective constants are determined so that the frequency 284 becomes the frequency of the image with respect to the channel substantially at the center of the VHF low band.
[0080]
However, the frequency of the image when receiving the VHF low band is within the frequency band of the VHF high band. That is, the trap frequency 284 of the fixed trap in the second embodiment is within the frequency band of the VHF high band. Therefore, if this trap operates even during VHF high-band reception, channels near the trap frequency 284 will be attenuated by this fixed trap and cannot be received.
[0081]
Therefore, in the input filter 21a according to the second embodiment, when receiving the VHF high band, the switch 258 is turned on so that the trap circuit including the second inductor 282 and the capacitor 253 does not operate. It is.
[0082]
Hereinafter, the operation when VHF high band is received by input filter 21a according to the second embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 8B shows an equivalent circuit when the input filter 21a according to the second embodiment receives the VHF high band. In the second embodiment, since the inductor 251 has a current of 400 nH and the inductor 257 has a current of 40 nH, the impedance on the inductor 257 side becomes dominant. In this case, it is possible to treat the inductor 251, the inductor 252, and the capacitor 253 ignoring them.
[0083]
Therefore, the input filter 21a has a configuration including only the parallel resonance circuit including the inductor 259, the inductor 257, the inductor 254, and the capacitance of the variable capacitance diode 256. In other words, in this case, the Trump circuit does not work, and therefore, does not have a pole as shown in FIG. 9B at the time of VHF high band reception. Therefore, as shown in FIG. 10B, no trap is attenuated for a specific frequency, and almost no influence is caused by the fixed trap at the time of VHF high band reception.
[0084]
As described above, in the input circuit of the electronic tuner according to the second embodiment, it is possible to improve image disturbance at the time of VHF low-band reception. Then, the capacitor and the inductor 254 are connected in parallel, and before and after the capacitor 254 are constituted only by the inductor. In other words, since the trap for the image frequency of the VHF low band is formed without a capacitor in the path through which the received signal passes, the attenuation characteristic of the input circuit in a high frequency range does not deteriorate. Further, since no capacitor is provided, the attenuation characteristic of the tuning type filter with respect to the higher tuning frequency can be sharpened. Accordingly, since an interference signal or the like can be sufficiently attenuated, an electronic tuner resistant to interference can be realized.
[0085]
(Embodiment 3)
Hereinafter, the input circuit of the electronic tuner according to the third embodiment will be described in detail. FIG. 11 is a circuit diagram of the input circuit according to the third embodiment. In FIG. 11, reference numeral 400 denotes an input terminal, and reference numeral 401 denotes an inductor connected to the input terminal 400.
[0086]
Reference numeral 402 denotes an inductor to which the output of the inductor 401 is connected. The output of the inductor 402 is connected to the output terminal 403, and a variable capacitance diode 404 is inserted between the output of the inductor 402 and the ground. . The anode side of the variable capacitance diode 404 is connected to the ground side, and a DC cut capacitor 404 a is inserted between the variable capacitance diode 404 and the inductor 402.
[0087]
A series connection of the inductor 405 and the switch 406 is connected in parallel with the inductor 401. The n-switch 406 is turned off when receiving the VHF low band, and turned on when receiving the VHF high band.
[0088]
Further, an inductor 407 is inserted between the output of the inductor 405 and the ground. Further, in order to change the capacitance of the variable capacitance diode 404, the control voltage supplied to the control terminal 408 connected to the cathode side of the variable capacitance diode 404 is changed.
[0089]
Then, a trap is formed by inserting the second variable capacitance diode 410 between the inductor 405 and the inductor 407 of the single tuned filter 409 thus configured. Here, by connecting the control terminal 408 to the cathode terminal of the variable capacitance diode 410, the capacitance of the variable capacitance diode 410 is changed, and the trap frequency of the input filter 21a is changed.
[0090]
In the first embodiment, the resistor 411 is inserted between the variable capacitance diode 404 and the control terminal 408, and the resistor 412 is inserted between the variable capacitance diode 410 and the control terminal 408. The values of the resistors 411 and 412 are appropriately selected so that the voltages of the variable capacitance diode 404 and the variable capacitance diode 410 become values suitable for each.
[0091]
The constants of the respective circuits in the third embodiment are 400 nH for the inductor 401, 70 nH for the inductor 402, 30 nH for the inductor 405, and 20 nH for the inductor 407. On the other hand, the capacitances of the variable capacitance diodes 404 and 410 are changed from 60 pF to 3 pF by changing the control voltage from 1 V to 25 V.
[0092]
Next, an operation of suppressing the image 151 generated by the mixer by the input filter according to the third embodiment will be described with reference to FIGS. 12, 13, and 14. FIG. FIG. 12 is an equivalent circuit diagram of the input filter in the third embodiment, FIG. 13 is an impedance characteristic diagram of the input filter, and FIG. 14 is an attenuation characteristic diagram of the input filter.
[0093]
First, the operation when the input circuit according to the third embodiment receives the VHF low band will be described. FIG. 12A shows an equivalent circuit when the input filter according to the third embodiment receives a VHF low band. In this case, since the switch 406 is turned off, the equivalent circuit is the same as that of the first embodiment. Therefore, the equivalent inductor 420 is formed by the inductor 401 and the inductor 402, and the equivalent inductor 421 is formed by the inductor 405 and the inductor 407. In this case, the equivalent inductor 420 is equivalent to 470 nH, and the equivalent inductor 421 is equivalent to 50 nH.
[0094]
Therefore, the input filter 21b is configured by a trap circuit of a parallel resonance circuit including the equivalent inductor 420, the equivalent inductor 421 and the capacitance of the variable capacitance diode 404, and a series resonance circuit including the equivalent inductor 421 and the capacitance of the variable capacitance diode 410. It will be.
[0095]
Next, FIG. 13A shows the impedance when the input filter 21b in the third embodiment receives the VHF low band, the horizontal axis 430 is the frequency, and the vertical axis 431 is the impedance. FIG. 14A shows an attenuation characteristic when the input filter according to the third embodiment receives a VHF low band. The horizontal axis 450 indicates frequency, and the vertical axis 451 indicates attenuation.
[0096]
In FIG. 13A, reference numeral 432 is a curve showing a change in the impedance value with respect to the frequency of the input filter 21b. The impedance of the input filter 21b changes from the C component to the L component as it becomes higher than the tuning frequency 433 of the tunable filter 409 due to the capacitance of the variable capacitance diode 410, and the specific frequency 434 is higher than the tuning frequency 433. , A pole 435 due to series resonance occurs. Since the impedance of the pole 435 is 0, the attenuation of the input filter 21b at the frequency 434 increases as shown in FIG.
[0097]
Therefore, in the third embodiment, the constant of the equivalent inductor 421 and the capacitance 410 of the variable capacitance diode are determined so that the frequency 434 of the pole 435 becomes the frequency of the image of the reception channel. Then, by changing the voltage supplied to the control terminal 408, the capacitance of the variable capacitance diode 410 is changed. As a result, as shown in FIG. 14A, the frequency of the pole 435 changes according to the reception channel, and the trap frequency changes according to the reception frequency.
[0098]
Note that a curve 436 shows the impedance when the output of the inductor 405 and the input of the inductor 407 are directly connected, that is, when the variable capacitance diode 410 is short-circuited. As shown in FIG. 13A, as the frequency becomes higher than the tuning parallel resonance frequency 433, the change in impedance due to the capacitance of the variable capacitance diode 410 increases. However, regardless of the presence or absence of the variable capacitance diode 410, the change in the impedance of the input filter 21b near the tuning parallel resonance frequency 433 is small. Therefore, even if the capacitance of the variable capacitance diode 410 is changed, the impedance near the resonance frequency 433 does not change significantly.
[0099]
Next, an operation when the input filter 21b according to the third embodiment receives a VHF high band will be described. FIG. 12B shows an equivalent circuit when the input filter according to the third embodiment receives a VHF high band. In this case, the switch 406 is turned on, but since the inductor 401 has 400 nH and the inductor 405 has 30 nH, the impedance on the inductor 405 side becomes dominant, and the inductor 401 can be ignored and handled.
[0100]
Therefore, in the input filter 21b, a parallel resonance circuit is formed by the inductor 402, the inductor 407, and the capacitance of the first variable capacitance diode 404, and the capacitance of the variable capacitance diode 410 is added to this parallel resonance circuit. A trap circuit is formed. In this case, the inductor 405 functions as a matching inductor with a circuit such as an antenna connected upstream of the input terminal 400. Therefore, it is easy to match this input circuit with a circuit such as an antenna (a circuit connected upstream of the input circuit), and it is possible to reduce signal loss.
[0101]
Next, FIG. 13B shows the impedance when the input filter according to the third embodiment receives the VHF high band, where the horizontal axis 440 is the frequency and the vertical axis 441 is the impedance. FIG. 14B shows an attenuation characteristic when the input filter according to the third embodiment receives a VHF high band. The horizontal axis 460 indicates frequency, and the vertical axis 461 indicates attenuation. .
[0102]
In FIG. 13B, reference numeral 442 denotes a curve indicating a change in the impedance value with respect to the frequency of the input filter 21b. The impedance of the input filter 21b changes from the L component to the C component as the impedance becomes lower than the tuning parallel resonance frequency 443 due to the capacitance of the variable capacitance diode 410, and the impedance changes in series at a specific frequency 444 lower than the tuning frequency 443. A pole 445 occurs due to resonance. Since the impedance of the pole 445 is 0, the attenuation of the input filter becomes large at the frequency 444 as shown in FIG.
[0103]
Therefore, in the third embodiment, by setting the frequency 444 of the pole 445 in the VHF low band band, it functions as a trap for suppressing interference by the VHF low band broadcast signal. Further, as shown in FIG. 14B, changing the capacitance of the variable capacitance diode 410 changes the trap frequency.
[0104]
A curve 446 shows the impedance when the output of the inductor 405 and the input of the fourth inductor 407 are directly connected, that is, when there is no variable capacitance diode 410. As shown in this figure, as the frequency becomes lower than the tuning parallel resonance frequency, the change in impedance due to the capacitance of the variable capacitance diode 410 increases. However, regardless of the presence or absence of the variable capacitance diode 410, the change in impedance near the resonance frequency of the input filter is small. Therefore, even if the capacitance of the varactor diode 410 is changed, the impedance near the tuning parallel resonance frequency does not change significantly, and as a result, the loss at or near the tuning frequency of the single tuning filter constituting this input circuit is reduced. Does not grow. In addition, the impedance of the variable capacitance diode 410 alone decreases as the frequency increases. However, the impedance of the inductors such as the second inductor 402 and the third inductor 405 increases as the frequency increases. Here, in the third embodiment, the second inductor 402 and the third inductor 405 are connected in series to the variable capacitance diode 410 so that the impedance is increased with respect to a high frequency in the UHF band.
[0105]
According to the above configuration, it is possible to prevent the occurrence of image disturbance at a low frequency of the VHF low band in which the attenuation characteristic of the input filter is liable to be deteriorated, and the path through which the received signal passes is constituted only by the capacitor. , The attenuation characteristic of the input circuit in a high frequency band such as the UHF band does not deteriorate. Further, it is possible to suppress a VHF low-band broadcast signal that may interfere when receiving a VHF high-band broadcast. Accordingly, since an interference signal or the like can be sufficiently attenuated, an electronic tuner resistant to interference can be realized.
[0106]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the capacitor is connected in series to the third inductor, and when the switch is turned off, the resonance frequency of the tunable filter is set to the VHF low band frequency, and at least the capacitor and the third capacitor are connected to each other. When the switch is turned on, the resonance frequency of the tunable filter is set to the VHF high band frequency and the trap frequency of the trap formed by the inductor 3 is set higher than the resonance frequency of the tunable filter. The trap frequency of the trap formed by the capacitor is lower than the resonance frequency of the tuning filter.
[0107]
As a result, since the trap is configured without having a path constituted by the capacitor alone in the path through which the received signal passes, the attenuation characteristic of the input circuit in a high frequency band such as the UHF band does not deteriorate. Absent. Accordingly, since an interference signal or the like can be sufficiently attenuated, an electronic tuner resistant to interference can be realized.
[0108]
Further, at the time of VHF high band reception, a trap enters at a frequency lower than the frequency of the received signal, so that an electronic tuner that is more resistant to interference can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of an input circuit in an electronic tuner according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a high-frequency receiver using the input circuit of the electronic tuner according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing a phase relationship between a desired signal and an image interference signal.
FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the same.
FIG. 5 is an impedance characteristic diagram of the same.
FIG. 6 is an attenuation characteristic diagram of the same.
FIG. 7 is a circuit diagram of an input circuit in the electronic tuner according to the second embodiment.
FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of the same.
FIG. 9 is an impedance characteristic diagram of the same.
FIG. 10 is an attenuation characteristic diagram of the same.
FIG. 11 is a circuit diagram of an input circuit in an electronic tuner according to a third embodiment.
FIG. 12 is an equivalent circuit diagram of the same.
FIG. 13 is an impedance characteristic diagram of the same.
FIG. 14 is an attenuation characteristic diagram of the same.
FIG. 15 is a circuit diagram of a conventional input circuit.
FIG. 16 is an attenuation characteristic diagram of the same.
[Explanation of symbols]
20 input terminals
21 Input filter
23 Filter
26 mixer
30 Local oscillator with variable frequency
33 output terminal

Claims (14)

少なくともＶＨＦローバンドとＶＨＦハイバンドの周波数の信号が供給される入力端子と、この入力端子に接続された同調型フィルタと、この同調型フィルタの出力が接続された出力端子とから構成された電子チューナの入力回路であって、前記同調型フィルタは前記入力端子に一端が接続された第１のインダクタと、この第１のインダクタの他端と前記出力端子との間に挿入された第２のインダクタと、この第２のインダクタの前記出力端子側とグランドとの間に挿入された第１の可変容量ダイオードと、この第１の可変容量ダイオードのカソード端子に接続された制御端子と、前記入力端子とグランドとの間に挿入された第３のインダクタとキャパシタとの直列接続体と、この直列接続体の前記入力端子側と前記第１のインダクタの他端との間に挿入されたスイッチとを備え、前記スイッチをオフとした場合には前記同調型フィルタの共振周波数はＶＨＦローバンドの周波数にするとともに、前記直列接続体によって形成されるトラップのトラップ周波数を前記同調型フィルタの共振周波数より高くし、前記スイッチをオンとした場合には前記同調型フィルタの共振周波数はＶＨＦハイバンドの周波数とするとともに前記トラップのトラップ周波数を前記同調型フィルタの共振周波数よりも低い周波数とした電子チューナの入力回路。An electronic tuner including an input terminal to which at least signals of VHF low band and VHF high band frequencies are supplied, a tuned filter connected to the input terminal, and an output terminal connected to an output of the tuned filter. Wherein the tunable filter includes a first inductor having one end connected to the input terminal, and a second inductor inserted between the other end of the first inductor and the output terminal. A first variable capacitance diode inserted between the output terminal side of the second inductor and ground; a control terminal connected to a cathode terminal of the first variable capacitance diode; Series connection of a third inductor and a capacitor inserted between the first inductor and the ground, the input terminal side of the series connection and the other end of the first inductor When the switch is turned off, the resonance frequency of the tunable filter is set to the VHF low band frequency, and the trap frequency of the trap formed by the series connection is set to the When the resonance frequency of the tunable filter is higher than the resonance frequency of the tunable filter and the switch is turned on, the resonance frequency of the tunable filter is set to the VHF high band frequency and the trap frequency of the trap is set higher than the resonance frequency of the tuned filter. Electronic tuner input circuit with low frequency. 直列接続体と入力端子との間に微少インダクタ値を有する第４のインダクタを挿入した請求項１に記載の電子チューナの入力回路。The input circuit of an electronic tuner according to claim 1, wherein a fourth inductor having a very small inductor value is inserted between the series connection body and the input terminal. キャパシタは第２の可変容量ダイオードとした請求項１に記載の電子チューナの入力回路。The input circuit of an electronic tuner according to claim 1, wherein the capacitor is a second variable capacitance diode. スイッチがオフである場合のトラップのトラップ周波数は、受信信号のイメージ妨害となる周波数と略等しくした請求項３に記載の電子チューナの入力回路。4. The input circuit of an electronic tuner according to claim 3, wherein a trap frequency of the trap when the switch is off is substantially equal to a frequency that causes image interference of a received signal. 第２の可変容量ダイオードのカソード端子は、制御端子に接続された請求項３に記載の電子チューナの入力回路。The input circuit of an electronic tuner according to claim 3, wherein a cathode terminal of the second variable capacitance diode is connected to a control terminal. 制御端子と第１の可変容量ダイオードとの間には第１の抵抗が挿入されると共に、前記制御端子と第２の可変容量ダイオードとの間には第２の抵抗が挿入された請求項５に記載の電子チューナの入力回路。6. A first resistor is inserted between the control terminal and the first variable capacitance diode, and a second resistor is inserted between the control terminal and the second variable capacitance diode. An input circuit of the electronic tuner according to 1. 少なくともＶＨＦローバンドとＶＨＦハイバンドの周波数の信号が供給される入力端子と、この入力端子にその一端が接続された第１のインダクタと、この第１のインダクタの他端に出力される信号がその一端側に供給される第２のインダクタと、この第２のインダクタの他端に接続された出力端子と、前記第２のインダクタの他端とグランドとの間に挿入された可変容量ダイオードと、この可変容量ダイオードのカソード端子に接続された制御端子と、前記入力端子とグランドとの間に挿入された第３のインダクタと、この第３のインダクタの入力端子側と前記第２のインダクタの一端側との間に挿入されたスイッチとを備え、前記第１のインダクタの他端と前記第２のインダクタの一端との間には第４のインダクタとキャパシタとの並列接続体が挿入されるとともに、この並列接続体と前記第１のインダクタとの直列接続体が前記スイッチと並列に接続され、前記ＶＨＦローバンド受信時には前記スイッチをオフとするとともに前記ＶＨＦハイバンド受信時には前記スイッチをオンとする電子チューナの入力回路。An input terminal to which signals of at least the VHF low band and VHF high band frequencies are supplied, a first inductor having one end connected to the input terminal, and a signal output to the other end of the first inductor. A second inductor supplied to one end, an output terminal connected to the other end of the second inductor, a variable capacitance diode inserted between the other end of the second inductor and ground, A control terminal connected to the cathode terminal of the variable capacitance diode, a third inductor inserted between the input terminal and ground, an input terminal side of the third inductor, and one end of the second inductor And a switch inserted between the other end of the first inductor and one end of the second inductor. A continuum is inserted, and a series connection of the parallel connection and the first inductor is connected in parallel with the switch. The switch is turned off at the time of receiving the VHF low band, and at the time of receiving the VHF high band. An input circuit of the electronic tuner for turning on the switch. 並列接続体の共振周波数はＶＨＦローバンドの周波数の略中心の周波数の信号を受信時にイメージ妨害となる周波数とした請求項７に記載の電子チューナの入力回路。8. The input circuit of an electronic tuner according to claim 7, wherein the resonance frequency of the parallel-connected body is a frequency that causes image interference when receiving a signal having a frequency substantially at the center of the VHF low band frequency. 少なくともＶＨＦローバンドとＶＨＦハイバンドの周波数の信号が供給される入力端子と、この入力端子に接続された同調型フィルタと、この同調型フィルタの出力が接続された出力端子とから構成された電子チューナの入力回路であって、前記同調型フィルタは前記入力端子に一端が接続された第１のインダクタと、この第１のインダクタの他端と前記出力端子との間に挿入された第２のインダクタと、この第２のインダクタの前記出力端子側とグランドとの間に挿入された第１の可変容量ダイオードと、この第１の可変容量ダイオードのカソード端子に接続された制御端子と、前記入力端子とグランドとの間に挿入された第３のインダクタとキャパシタとの直列接続体とを備え、該キャパシタは前記直列接続体の前記入力端子側に挿入されるとともに前記キャパシタと前記第３のインダクタとの接続点と前記第１のインダクタの他端との間に挿入されたスイッチとを有し、該スイッチをオフとした場合には前記同調型フィルタの共振周波数はＶＨＦローバンドの周波数にするとともに、前記直列接続体によって形成されるトラップのトラップ周波数を前記同調型フィルタの共振周波数より高くし、前記スイッチをオンとした場合には前記同調型フィルタの共振周波数はＶＨＦハイバンドの周波数とするとともに前記キャパシタによるトラップ周波数を前記同調型フィルタの共振周波数よりも低い周波数とした電子チューナの入力回路。An electronic tuner including an input terminal to which signals of at least VHF low band and VHF high band frequencies are supplied, a tuned filter connected to the input terminal, and an output terminal connected to an output of the tuned filter. Wherein the tunable filter includes a first inductor having one end connected to the input terminal, and a second inductor inserted between the other end of the first inductor and the output terminal. A first variable capacitance diode inserted between the output terminal side of the second inductor and the ground; a control terminal connected to a cathode terminal of the first variable capacitance diode; And a series connection of a third inductor and a capacitor inserted between the capacitor and the ground, wherein the capacitor is inserted on the input terminal side of the series connection. And a switch inserted between a connection point between the capacitor and the third inductor and the other end of the first inductor. When the switch is turned off, the switch of the tuned filter is turned off. The resonance frequency is set to the VHF low band frequency, and the trap frequency of the trap formed by the series connection is set to be higher than the resonance frequency of the tunable filter. An input circuit of an electronic tuner, wherein a frequency is a VHF high band frequency and a trap frequency by the capacitor is lower than a resonance frequency of the tunable filter. 直列接続体と入力端子との間に微少インダクタ値を有する第４のインダクタを挿入した請求項９に記載の電子チューナの入力回路。The input circuit of an electronic tuner according to claim 9, wherein a fourth inductor having a very small inductor value is inserted between the series connection body and the input terminal. キャパシタは第２の可変容量ダイオードとした請求項９に記載の電子チューナの入力回路。The input circuit of an electronic tuner according to claim 9, wherein the capacitor is a second variable capacitance diode. スイッチがオフである場合のトラップのトラップ周波数は、受信信号のイメージ妨害となる周波数と略等しくした請求項１１に記載の電子チューナの入力回路。12. The input circuit of an electronic tuner according to claim 11, wherein a trap frequency of the trap when the switch is off is substantially equal to a frequency that causes image interference of a received signal. 第２の可変容量ダイオードのカソード端子は、制御端子に接続された請求項１１に記載の電子チューナの入力回路。The input circuit of an electronic tuner according to claim 11, wherein a cathode terminal of the second variable capacitance diode is connected to a control terminal. 制御端子と第１の可変容量ダイオードとの間には第１の抵抗が挿入されると共に、前記制御端子と第２の可変容量ダイオードとの間には第２の抵抗が挿入された請求項１３に記載の電子チューナの入力回路。14. A first resistor is inserted between the control terminal and the first variable capacitance diode, and a second resistor is inserted between the control terminal and the second variable capacitance diode. An input circuit of the electronic tuner according to 1.
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