JP2004104609A

JP2004104609A - Temperature compensation type piezoelectric oscillator

Info

Publication number: JP2004104609A
Application number: JP2002265939A
Authority: JP
Inventors: Tomio Sato; 佐藤　富雄
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Current assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Priority date: 2002-09-11
Filing date: 2002-09-11
Publication date: 2004-04-02

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a temperature compensation type piezoelectric oscillator with a simple configuration which has an excellent temperature compensation effect over a wide temperature range, is suitable for a low voltage operation and can be easily incorporated into an IC. <P>SOLUTION: In the equivalent circuit of this invention, a fixed resistor R1 and a thermistor TH1 connected in parallel, a variable capacity diode D1 connected serially to them, a series circuit of a thermistor TH2, a fixed resistor R2 and a capacitor C3, and a variable capacity diode D2 are connected in parallel to form a circuit 1. One end of the circuit 1 is serially connected to a crystal resonator X, and the other end is connected to a parallel circuit of the variable capacity diode D3 and a capacitor C4 and further grounded by a capacitor C5. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、水晶振動子等の圧電振動子を使用した圧電発振器に関し、特に簡単な回路構成によって周波数の温度補償が可能な温度補償発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、水晶振動子等の圧電振動子に対して発振回路、温度補償回路等を付加した圧電発振器では周波数安定度は勿論のこと、小型化、低価格化等の要求が厳しく、更には、通信方式のデジタル化が進むにつれて、従来問題とならなかった雑音比特性（Ｃ／Ｎ特性）の向上が望まれている。圧電発振器の出力周波数は種々の要因で変化するが、比較的周波数の安定度が高い水晶発振器においても、周囲温度、電源電圧及び出力負荷等の条件変化による周波数変動があり、これ等に対応する手段は種々のものが提案されている。例えば温度変化に関しては水晶発振器に温度補償回路を付加し、この温度補償水晶発振器（以下、ＴＣＸＯと記す）の発振ループの負荷容量を変化させて、水晶振動子固有の温度−周波数特性変動を相殺するように前記負荷容量を温度変化に対して制御するものがあり、大きく分けて３つの補償方法がある。
第１の補償方法は、図１４に示すように、直接温度補償方式と称される方法であって、図のようにサーミスタとコンデンサから構成される補償回路を、水晶振動子Ｘと直列に接続することにより構成したものである。一般的に、補償回路は温度センサ（サーミスタ等）とコンデンサとを並列に接続したものを基本構成とする高温部補償回路と低温部補償回路を直列に接続したものであり、構成が単純で、小型化が容易であることから、携帯電話等の分野で広く用いられている。第２は図１５に示すように、間接温度補償方式と称される方法であって、図のように可変容量ダイオードＤを水晶振動子Ｘと直列に接続すると共に、補償回路を高周波阻止抵抗Ｒを介して可変容量ダイオードＤの両端に接続したものである。この方法はサーミスタと抵抗とで構成される補償回路において発生する直流電圧を、前記高周波阻止抵抗Ｒを介して前記可変容量ダイオードＤに加え、その回路の周波数変化量が水晶振動子Ｘの温度特性と逆特性になるようにすることにより、水晶発振器の温度特性を補償するものである。第３はデジタル型補償と称されている方法であって、図示を省略するが、第２の補償方法で示した補償回路を温度センサ、半導体メモリ、Ａ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータ等を用いてデジタル的に処理する補償方式である。これらＴＣＸＯにより、携帯電話等の通信端末機用の基準周波数源に要求されている周波数安定度（例えば温度範囲−２５〜７５℃で±２〜２．５ｐｐｍ）が実現されている。また一方、ＡＦＣ（自動周波数制御）や変調機能を持たせるために、可変容量素子を発振ループ中に備えたものも多用されており、上述した間接型ＴＣＸＯやデジタル型ＴＣＸＯにおいては、この可変容量素子を温度補償に流用するものも知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来の温度補償発振器は何れも以下の欠点を有していた。即ち、サーミスタと容量素子との並列回路により温度補償を行う直接温度補償方式では、回路が簡単であるという特徴はあるが、サーミスタの抵抗値が発振ループに挿入されることになるので、本来水晶振動子が有する高いＱがそのまま維持されず、雑音抑圧の能力が低下することになる。また、温度によってサーミスタの抵抗値が変化するため発振出力レベルが大幅に変動する問題がある。従来このレベル変動を防止するために、発振用増幅器のトランジスタのコレクタに抵抗素子を挿入するように変形したコレクタ接地回路とすることによって、発振振幅値を飽和させ、これにより、出力レベルの変動を抑圧していた。しかし、このような回路方式では、コレクタ抵抗の存在によって実際にトランジスタに供給される電源電圧が減少することから低電圧化に限界があり、また、消費電流の増加にも繋がるものであった。いずれにしても、直接温度補償方式によるサーミスタ、抵抗、或いはコンデンサだけでは温度補償領域に限界がある。
また、間接温度補償方式では、回路構成が複雑であることから低価格化に限界があり、直接温度補償方式の出現と共に、一部の分野にしか使用されなくなった。しかも、高感度の可変容量を必要とすることから、必然的に雑音混入が避けられず、現在の低雑音化の要求を到底満足し得るものではない。即ち、ＡＴカット水晶振動子等の３次曲線の周波数変化を相殺するために、同様の曲線関数電圧信号を発生して、発振ループ中に挿入した高感度の可変容量ダイオード等に印加するように構成するが、この制御電圧信号に種々雑音が重畳すると、そのまま発振信号に混入し、Ｃ／Ｎの著しい低下に繋がる虞があった。
本発明は、かかる課題に鑑み、安易な方法で、しかも広い温度範囲に渡って優れた温度補償効果があり、且つ低電圧動作に適して容易にＩＣ化が可能な温度補償型圧電発振器を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して継続的に前記圧電素子を励振させる発振用増幅器と、温度変化による発振周波数の変化を補償する周波数温度補償回路と、を備えた圧電発振器であって、前記周波数温度補償回路は、周囲温度によりパラメータが変化する温度検出手段と、該温度検出手段により変化したパラメータに基づいて電圧を発生する電圧発生手段と、該電圧発生手段の出力電圧に基づいて容量が変化する複数の可変容量ダイオードと、を備え、前記可変容量ダイオードは、前記圧電素子の温度特性の常温を中心として低温側の温度特性を補償する低温部補償用可変容量ダイオードと、高温側の温度特性を補償する高温部補償用可変容量ダイオードとを備え、前記低温部補償用可変容量ダイオードは前記常温近傍及びそれ以下の温度において、前記圧電発振器の負荷容量が減少するように前記電圧発生手段により制御されると共に、前記高温部補償用可変容量ダイオードは前記常温近傍及びそれ以上の温度において、前記圧電発振器の負荷容量が増加するように前記電圧発生手段により制御されることを特徴とする。
可変容量ダイオードの特性は、印加電圧の上昇と共に容量値が減少する特性を持っている。また、温度センサは逆に温度の上昇と共に出力電圧が低下する特性を持っている。従って、両者を組合わせて温度変化により印加電圧を変化させ、可変容量ダイオードの容量値をダイナミックに変化させれば、温度と周波数変化率との間で３次曲線の特性を持つＡＴカット型の水晶振動子の温度特性を、従来のサーミスタ、固定抵抗器、コンデンサで構成していた温度補償回路の中で、コンデンサを温度により適度に容量可変することにより、より細かく３次曲線に近い補償が可能となる。
かかる発明によれば、可変容量ダイオードを周波数温度補償回路に組み込むことにより、温度変化を電圧変化として可変容量ダイオードに印加するので、ＡＴカット水晶の３次関数近似曲線により近い近似を実現することができる。
なお、本明細書において、圧電素子とは、圧電基板の主面に励振電極、リード端子を形成した素子を指称し、圧電振動子とは、この圧電素子自体、或いは圧電素子を気密封止した電子部品を指称する。
【０００５】
請求項２は、前記周波数温度補償回路は、サーミスタと固定抵抗器の並列回路と可変容量ダイオードが直列接続された第１の回路と、サーミスタ、固定抵抗器、及び容量が直列接続された第２の回路と、前記第１の回路、第２の回路及び可変容量ダイオードとを互いに並列接続して前記発振器の負荷容量設定回路内に周波数温度補償回路を形成し、前記電圧発生手段の出力電圧が固定抵抗器を介して前記複数の可変容量ダイオードのカソードに印加されることにより、前記周波数温度補償回路の容量を変化させて周囲温度に応じた周波数温度補償を行うことを特徴とする。
従来の温度補償回路は、サーミスタと固定抵抗器を並列接続した回路とコンデンサを直列に接続して低温制御を行い。サーミスタと固定抵抗器を直列接続して高温制御を行い、各回路と更にもう一つのコンデンサを並列接続して温度補償回路を構成していた。この場合は、サーミスタのみが温度により可変となり温度補償回路の特性を決定していたので、その補償範囲には限界があった。そこで、本発明ではコンデンサも温度により変化させて補償範囲を広げようとするものである。
かかる発明によれば、温度補償回路内のコンデンサを可変容量ダイオードに置き換えて温度により容量を可変とするので、従来の既存回路による温度補償回路の補償範囲を更に広げることができる。
請求項３は、前記周波数温度補償回路は、サーミスタと可変容量ダイオードが直列接続された第３の回路と、サーミスタと容量が直列接続された第４の回路と、前記第３の回路、第４の回路及び可変容量ダイオードとを互いに並列接続して前記発振器の負荷容量設定回路内に周波数温度補償回路を形成し、前記電圧発生手段の出力電圧が固定抵抗器を介して前記複数の可変容量ダイオードのカソードに印加されることにより、前記周波数温度補償回路の容量を変化させて周囲温度に応じた周波数温度補償を行うことを特徴とする。
請求項２では固定抵抗器とサーミスタが並列接続されているので、低温動作でサーミスタの抵抗が増加しても固定抵抗器により抑圧されたが、固定抵抗器を削除してサーミスタだけにするので、抵抗が抑圧されることなく温度により特性が変化する。また、請求項２では固定抵抗器とサーミスタは直列接続されており、高温動作でサーミスタの抵抗が減少しても固定抵抗器により抑圧されるが、固定抵抗器を削除するので、抑圧されることなく温度により特性が変化する温度補償回路となる。しかし、サーミスタの特性を適度に選択すれば、ある温度範囲では支障なく使用することができる。
かかる発明によれば、並列回路と直列回路の固定抵抗器を削除するので、部品代が削減でき、コストの安価な温度補償回路を実現することができる。
【０００６】
請求項４は、前記周波数温度補償回路は、サーミスタと固定抵抗器の並列回路と可変容量ダイオードが直列接続された第１の回路と、サーミスタ、固定抵抗器、及び容量が直列接続された第２の回路と、前記第１の回路、第２の回路及び可変容量ダイオードとを互いに並列接続して前記発振器の負荷容量設定回路内に周波数温度補償回路を形成し、前記電圧発生手段の出力電圧が固定抵抗器を介して前記複数の可変容量ダイオードのカソードに印加されることにより、前記周波数温度補償回路の容量を変化させて周囲温度に応じた周波数温度補償を行うと共に、周波数調整回路内の可変容量ダイオードを削除して固定容量のみにて構成したことを特徴とする。
周波数調整回路内の可変容量ダイオードは、温度補償の点では他の可変容量ダイオードに比べて寄与率は低い。そこで、この可変容量ダイオードを削除して、固定容量のコンデンサのみにして、回路構成を簡略化するものである。
かかる発明によれば、温度補償の寄与率の低い可変容量ダイオードを削除するので、温度補償の特性をあまり変えることなく、コストの安価な温度補償回路を実現することができる。
請求項５は、前記第２及び第４の回路は、容量を直列に接続することにより、前記サーミスタに流れる直流電流を遮断して前記サーミスタの加熱を抑圧すると共に、前記複数の可変容量ダイオードに印加される電圧を安定化することを特徴とする。
サーミスタに直流電流が流れると、サーミスタの抵抗成分により熱を発生し、その自己発生熱のために周囲温度変化を検出することができなくなってしまう。そこで、回路内に直列にコンデンサを挿入して、直流分をカットして高周波に対しては低いインピーダンスにより動作する回路構成とする。
かかる発明によれば、サーミスタ回路に直列にコンデンサを挿入することにより、直流をカットするので、サーミスタの加熱を防いで正確に周囲温度を検出することができる。
【０００７】
請求項６は、前記電圧発生手段は、前記温度検出手段のパラメータの変化に対して直線的に出力電圧を変化させることを特徴とする。
温度センサは周囲温度により直線的に電圧が変化する。しかし、その電圧は微弱なため、リニヤな特性を持つ増幅器により増幅して可変容量ダイオードに印加する。この時温度変化に対する電圧の変化を３次元関数の波形にする場合は、その波形を生成するのが難しく、回路構成が複雑となっていた。
かかる発明によれば、温度変化に対して直線的に出力電圧を変化させるので、回路構成が単純で、しかも安価なコストで実現することができる。
請求項７は、前記可変容量ダイオードに代わり、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いたことを特徴とする。
容量が外部の印加電圧により変化すれば、可変容量ダイオードに限定されずに使用することができる。例えば、接合型ＦＥＴのゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量、ＭＯＳ型ＦＥＴのゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ容量、又はベース・コレクタ容量を用いても本発明の発振器を構成することができる。
かかる発明によれば、可変容量ダイオードに限定されずに、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いることもできるので、回路構成に幅が拡がり、それに伴って回路特性のバリエーションが広くなる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
本発明の最も大きな特徴は、従来の直接型温度補償方式による温度補償の限界を、可変容量ダイオードの容量を温度に応じて可変とすることにより、図１３のＡＴカット水晶の３次関数近似曲線により近い近似を可能としたものである。つまり、常温（基準温度：例えば２５℃）近傍では周波数の偏移が小さく、常温以上の高温では周波数が曲線的に上昇し、常温以下の低温では逆に周波数が曲線的に低下するような温度周波数特性をもったＡＴカット水晶発振器の温度補償を行うことを考える。このような周波数特性の発振器を温度補償するには、周知の如く、温度に伴う発振器の周波数変化を相殺するように発振回路の負荷容量を変化させればよい。
図１は、可変容量ダイオードの容量値と印加電圧の関係を表す特性図である。横軸に印加電圧、縦軸に可変容量ダイオードの容量値とすると、印加電圧Ｖと容量値Ｃとの間には、Ｃ∝（Ｖ０−Ｖｒ）^−１／２（階段接合の可変容量ダイオードの場合で、Ｖ０は接触電位差、Ｖｒは逆方向電圧を表す）の関係が有り、例えば、温度２５℃（以下、常温と記す）のときの印加電圧をＶ０とすると容量Ｃは、図のように電圧と共に容量値が減少する。
【０００９】
また、図２は、温度センサの出力特性の一例を示す図であり、これは例えば半導体のＰ−Ｎ接合部分、或いはダイオードの温度・電圧特性を利用すれば容易に実現できる。横軸に温度、縦軸に温度センサの出力電圧をとると、温度の上昇に反比例して出力電圧が低下するのがわかる。ここで、常温の時の出力電圧をＶ０、−４５℃のときをＶＨ、８０℃のときをＶＬとし、この結果を可変容量ダイオードの印加電圧とすると、図１の常温時の印加電圧Ｖ０を中心に、温度上昇により周波数が上昇するのを補償するために、印加電圧を下げて容量値を増加させ周波数を下げる。また、温度下降により周波数が低下するのを補償するために、印加電圧を上げて容量値を減少させ周波数を上げる。これにより、図１３に示したように３次曲線を呈するＡＴカット水晶振動子の温度補償が行えることが理解できる。
図１２は、従来の直接型温度補償方式による温度補償回路例であり、本発明の動作をよりよく理解するために、この図との比較で説明する。温度補償方式の基本は、図１２の温度補償に深く関係するコンデンサＣ１３、Ｃ１４、Ｃ１５を後述する図３の可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３に置き換え、その可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３に外部温度変化に対し可変容量ダイオードの容量を変化させる電圧を増幅器２で発生させて印加し、図１３の水晶振動子Ｘの温度特性曲線（３次関数近似曲線）をより精度良く補償するものである。
【００１０】
図３は、本発明の第１の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の回路図である。この温度補償型圧電発振器は、低電圧発振回路ＩＣ５１に発振用トランジスタＱ１のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ１とコンデンサＣ２との直列回路を挿入接続し、この直列回路の接続中点Ａと発振用トランジスタＱ１のエミッタとを接続すると共に、発振用トランジスタＱ１のベースに水晶振動子Ｘを挿入接続し、この水晶振動子Ｘの他端Ｂ点にサーミスタＴＨ１と固定抵抗器Ｒ１の並列回路と、可変容量ダイオードＤ２のカソード側とサーミスタＴＨ２が接続され、サーミスタＴＨ１と固定抵抗器Ｒ１の並列回路の他端と固定抵抗器Ｒ４、可変容量ダイオードＤ１のカソード側がＤ点で接続され、この固定抵抗器Ｒ４の他端は増幅器２の出力端子と接続される。また、可変容量ダイオードＤ１のアノード側はＣ点で固定抵抗器Ｒ６、可変容量ダイオードＤ２、Ｄ３のアノード、コンデンサＣ４、及びコンデンサＣ３に接続される。固定抵抗器Ｒ６の他端は接地され、コンデンサＣ３の他端は固定抵抗器Ｒ２、サーミスタＴＨ２と直列接続されＢ点に接続される。また、増幅器２の出力端子には固定抵抗器Ｒ５が更に接続され、その他端はＥ点で可変容量ダイオードＤ３のカソード、コンデンサＣ４、Ｃ５、可変容量ダイオードＤ４のカソード、及び固定抵抗器Ｒ３に接続され、コンデンサＣ５、可変容量ダイオードＤ４の他端は接地され、固定抵抗器Ｒ３の他端はＶｃｏｎｔに接続されている。また、増幅器２の入力端子には温度センサ３が接続され、電源はレギュレータ１により変換されて供給される。ここで、前記レギュレータ１、増幅器２、温度センサ３、可変容量ダイオード等を温度補償回路ＩＣ５０として集積化している。
尚、本実施形態では発振回路に低電圧発振回路を使用しているが、回路構成は他の構成でも構わない。また、温度補償回路をディスクリート部品で構成しても構わない。また、図３の回路中のコンデンサＣ３は、増幅器２の直流をカットしてサーミスタＴＨ２の加熱を抑えると共に、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の印加電圧を安定化するためのパスコンデンサである。また、固定抵抗器Ｒ１とサーミスタＴＨ１は並列接続されており、低温動作でサーミスタＴＨ１の抵抗が増加しても固定抵抗器Ｒ１により抑圧される。すなわち、低温側制御が主となる。また、固定抵抗器Ｒ２とサーミスタＴＨ２は直列接続されており、高温動作でサーミスタＴＨ２の抵抗が減少しても固定抵抗器Ｒ２により抑圧される。すなわち、高温側制御が主となる。
【００１１】
図４は、図３の回路をより理解し易くするための等価回路であり、以下、この等価回路について解析する。尚、この等価回路では可変容量ダイオードに印加する電圧系統は省略している。また、同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。
先ず、回路１のインピーダンス１／Ｚ１を求める。
１／Ｚ１＝１／（ｒ１＋１／ｊωＤ１）＋１／（ｒ２＋１／ｊωＣ３）＋ｊωＤ２・・・・・・（１）
ここで、ｒ１＝Ｒ１×ＴＨ１／（Ｒ１＋ＴＨ１）、ｒ２＝Ｒ２＋ＴＨ２とすると、（１）式は、
１／Ｚ１＝ｐ^２／ｒ１（１＋ｐ^２）＋ｑ^２／ｒ２（１＋ｑ^２）＋ｊω｛Ｄ１／（１＋ｐ^２）＋Ｃ３／（１＋ｑ^２）＋Ｄ２｝・・・・・（２）
何とならば、ｐ＝ωＤ１ｒ１、ｑ＝ωＣ３ｒ２とおけるからである。
このとき、Ａ＝ｐ^２／ｒ１（１＋ｐ^２）＋ｑ^２／ｒ２（１＋ｑ^２）、
Ｂ＝｛Ｄ１／（１＋ｐ^２）＋Ｃ３／（１＋ｑ^２）＋Ｄ２｝と置き換えれば、
（２）式は、１／Ｚ１＝Ａ＋ｊωＢと表せ、その結果、
Ｚ１＝Ａ／（Ａ^２＋ω^２Ｂ^２）＋ω^２Ｂ／ｊω（Ａ^２＋ω^２Ｂ^２）・・（３）
となる。
次に、回路１の抵抗部Ｒｚと容量部Ｃａｚを求める。前記（３）式より、
Ｒｚ＝Ａ／（Ａ^２＋ω^２Ｂ^２）、Ｃａｚ＝（Ａ^２／ω^２Ｂ）＋Ｂ・・（４）
次に、Ｘｔａｌの両端からの負荷容量Ｃｚを求める。
Ｃｚ＝１／｛（１／Ｃａｚ）＋（１／Ｄ３＋Ｃ４）＋（１／Ｃ５）｝・・（５）
また、可変容量ダイオードの２５℃の容量をＤ０１、Ｄ０２、Ｄ０３として、１℃当たりの容量変化量をＫ（ｐｐｍ／℃）として、各可変容量ダイオードの変化率を下記のように示す。
Ｄ１＝Ｄ０１｛１＋Ｋ（ｔ−２５）／１０^６｝・・・（６）
Ｄ２＝Ｄ０２｛１＋Ｋ（ｔ−２５）／１０^６｝・・・（７）
Ｄ３＝Ｄ０３｛１＋Ｋ（ｔ−２５）／１０^６｝・・・（８）
図５は図４の等価回路で実施した場合の、常温時における実施等価回路である。この回路では、ｒ１＝（Ｒ１×ＴＨ１）／（Ｒ１＋ＴＨ１）、ｒ２＝Ｒ２＋ＴＨ２、Ｒ１＝２．２ＫΩ、（ＴＨ１：Ｂ１＝２７５０、Ｒ２５＝１００Ω）、Ｒ２＝９１Ω、（ＴＨ２：Ｂ２＝４５００、Ｒ２５＝３ＫΩ）、Ｄ０１＝２４ｐＦ、Ｄ０２＝１６ｐＦ、Ｄ０３＝３６ｐＦ、Ｃ３＝１０００ｐＦ、Ｃ４＝３３ｐＦ、Ｃ５＝１２．４０７ｐＦ、Ｆｒｅｑ＝１５．６ＭＨｚとなる。
【００１２】
図６は、図３の第１の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の可変容量ダイオードの温度変化率をパラメータにとった場合の、温度に対してどのように負荷容量が変化するかをシミュレーションして、その結果をまとめてグラフ化した図である。シミュレーションの条件は、前記図８の実施等価回路の条件と同じである。縦軸は負荷容量変化率（ｄＣｚ／Ｃｚ）（％）、横軸は周囲温度（℃）を表す。この図は常温（２５℃）を負荷容量変化率０として正規化して表している。また、パラメータとして可変容量ダイオードの温度変化率Ｋ（ｐｐｍ／℃）を、０、１０００、２０００、３０００、４０００、５０００に変化させ、その結果をまとめてグラフ化している。この図から明らかなように、温度変化率Ｋ（ｐｐｍ／℃）が大きいものほど負荷容量の変化率が小さくなっている（特性図２０）。逆に温度変化率Ｋが小さいものほど、負荷容量の変化率がマイナス側に寄った特性を持ち、温度変化率Ｋが１０００、２０００（特性図２３、２４）位が最も補正に向いた特性になっている。従って、水晶がもつカットアングル毎の温度特性に最適な特性カーブをこのシミュレーションにより見つけることができる。
【００１３】
図７は、本発明の第２の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の回路図である。図７が図３と異なる点は、固定抵抗器Ｒ１、Ｒ２を省略した点である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。この回路は、図３では固定抵抗器Ｒ１とサーミスタＴＨ１が並列接続されているので、低温動作でサーミスタＴＨ１の抵抗が増加しても固定抵抗器Ｒ１により抑圧されたが、抑圧されることなく温度により特性が変化する。また、図３では固定抵抗器Ｒ２とサーミスタＴＨ２は直列接続されており、高温動作でサーミスタＴＨ２の抵抗が減少しても固定抵抗器Ｒ２により抑圧されるが、抑圧されることなく温度により特性が変化する。
図８は、図７の回路をより理解し易くするための等価回路であり、その解析結果は前記と同様であるので省略する。
図９は、図７の第２の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の可変容量ダイオードの温度変化率をパラメータにとった場合の、温度に対してどのように負荷容量が変化するかをシミュレーションして、その結果をまとめてグラフ化した図である。シミュレーションの条件は、Ｒ１＝∞、（ＴＨ１：Ｂ１＝２７５０、Ｒ２５＝１００Ω）、Ｒ２＝０Ω、（ＴＨ２：Ｂ２＝４５００、Ｒ２５＝３ＫΩ）、Ｄ０１＝２４ｐＦ、Ｄ０２＝１６ｐＦ、Ｄ０３＝３６ｐＦ、Ｃ３＝１０００ｐＦ、Ｃ４＝６４ｐＦ、Ｃ５＝６０ｐＦ、Ｆｒｅｑ＝１５．６ＭＨｚとする。縦軸は負荷容量変化率（ｄＣｚ／Ｃｚ）（％）、横軸は周囲温度（℃）を表す。この図は常温（２５℃）を負荷容量変化率０として正規化して表している。また、パラメータとして可変容量ダイオードの温度変化率Ｋ（ｐｐｍ／℃）を、０、１０００、２０００、３０００、４０００、５０００に変化させ、その結果をまとめてグラフ化している。この図から明らかなように、温度変化率Ｋ（ｐｐｍ／℃）が大きいものほど負荷容量の変化率が小さくなっている（特性図３０）。逆に温度変化率Ｋが小さいものほど負荷容量の変化率が大きくなっている（特性図３５）。
【００１４】
図１０は、本発明の第３の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の回路図である。図１０が図３と異なる点は、可変容量ダイオードＤ３を省略した点である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。図１１は、図１０の第３の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の可変容量ダイオードの温度変化率をパラメータにとった場合の、温度に対してどのように負荷容量が変化するかをシミュレーションして、その結果をまとめてグラフ化した図である。シミュレーションの条件は、Ｒ１＝２．２ＫΩ、（ＴＨ１：Ｂ１＝２７５０、Ｒ２５＝１００Ω）、Ｒ２＝１８０Ω、（ＴＨ２：Ｂ２＝４５００、Ｒ２５＝３ＫΩ）、Ｄ０１＝２４ｐＦ、Ｄ０２＝１６ｐＦ、Ｄ０３＝３６ｐＦ、Ｃ３＝１０００ｐＦ、Ｃ４＝６４ｐＦ、Ｃ５＝６０ｐＦ、Ｆｒｅｑ＝１５．６ＭＨｚとする。縦軸は負荷容量変化率（ｄＣｚ／Ｃｚ）（％）、横軸は周囲温度（℃）を表す。この図は常温（２５℃）を負荷容量変化率０として正規化して表している。また、パラメータとして可変容量ダイオードの温度変化率Ｋ（ｐｐｍ／℃）を、０、１０００、２０００、３０００、４０００、５０００に変化させ、その結果をまとめてグラフ化している。この図から明らかなように、温度変化率Ｋ（ｐｐｍ／℃）が大きいものほど負荷容量の変化率が小さくなっている（特性図４０）。逆に温度変化率Ｋが小さいものほど負荷容量の変化率が大きくなっている（特性図４５）。
【００１５】
【発明の効果】
以上記載のごとく請求項１の発明によれば、可変容量ダイオードを周波数温度補償回路に組み込むことにより、温度変化を電圧変化として可変容量ダイオードに印加して、その電圧により容量を変化させ周波数を上げる時は容量を減らし、周波数を下げる時は容量を増やすようにして、ＡＴカット水晶の３次関数近似曲線により近い近似を可能とすることができる。
また請求項２では、温度補償回路内のコンデンサを可変容量ダイオードに置き換えて温度により容量を可変とするので、従来の既存回路によるサーミスタ、抵抗、コンデンサによる温度補償回路の補償範囲を更に広げることができる。
また請求項３では、並列回路と直列回路の固定抵抗器を削除して、サーミスタに固定抵抗分の値を持たせることにより、固定抵抗器の部品代が削減でき、コストの安価な温度補償回路を実現することができる。
また請求項４では、温度補償の寄与率の低い周波数調整回路内の可変容量ダイオードを削除するので、温度補償の特性をあまり変えることなく、コストの安価な温度補償回路を実現することができる。
また請求項５では、サーミスタ回路に直列にコンデンサを挿入することにより、直流をカットすることにより、サーミスタに流れる直流電流をカットして自己発熱を防ぎ、それにより正確に周囲温度を検出することができる。
また請求項６では、温度変化に対して直線的に出力電圧を変化させるので、複雑な３次元関数の波形を生成する必要がなくなり、回路構成が単純で、しかも安価なコストで実現することができる。
また請求項７では、可変容量ダイオードに限定されずに、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いることもできるので、回路構成に幅が拡がり、それに伴って回路特性のバリエーションを広くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の可変容量ダイオードの容量値と印加電圧の関係を表す特性図である。
【図２】本発明の温度センサの出力特性の一例を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の回路図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の等価回路図である。
【図５】本発明の第１の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の実施等価回路図である。
【図６】本発明の第１の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の可変容量ダイオードの温度変化率をパラメータにとった場合の、シミュレーション結果をまとめてグラフ化した図である。
【図７】本発明の第２の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の回路図である。
【図８】本発明の第２の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の等価回路図である。
【図９】本発明の第２の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の可変容量ダイオードの温度変化率をパラメータにとった場合の、シミュレーション結果をまとめてグラフ化した図である。
【図１０】本発明の第３の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の回路図である。
【図１１】本発明の第３の実施形態に係る温度補償型圧電発振器の可変容量ダイオードの温度変化率をパラメータにとった場合の、シミュレーション結果をまとめてグラフ化した図である。
【図１２】従来の直接型温度補償方式による温度補償回路例を示す図である。
【図１３】ＡＴカット水晶の３次関数近似曲線を示す図である。
【図１４】従来の直接温度補償方式の回路例を示す図である。
【図１５】従来の間接温度補償方式の回路例を示す図である。
【符号の説明】
Ｘ　水晶振動子、Ｒ１、Ｒ２　固定抵抗器、ＴＨ１、ＴＨ２　サーミスタ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３　可変容量ダイオード、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５　コンデンサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a piezoelectric oscillator using a piezoelectric vibrator such as a quartz oscillator, and more particularly to a temperature-compensated oscillator capable of performing frequency temperature compensation with a simple circuit configuration.
[0002]
[Prior art]
In recent years, in a piezoelectric oscillator in which an oscillation circuit and a temperature compensation circuit are added to a piezoelectric oscillator such as a crystal oscillator, demands for not only frequency stability but also miniaturization and cost reduction are severe, and furthermore, communication With the progress of digitization of the system, improvement in noise ratio characteristics (C / N characteristics), which has not been a problem in the past, is desired. Although the output frequency of a piezoelectric oscillator changes due to various factors, even in a crystal oscillator having relatively high frequency stability, there is a frequency fluctuation due to a change in conditions such as an ambient temperature, a power supply voltage, and an output load. Various means have been proposed. For example, with respect to a temperature change, a temperature compensation circuit is added to the crystal oscillator, and the load capacitance of the oscillation loop of this temperature compensation crystal oscillator (hereinafter referred to as TCXO) is changed to offset the temperature-frequency characteristic fluctuation inherent to the crystal resonator. There is a method of controlling the load capacitance with respect to a change in temperature so that there are roughly three compensation methods.
The first compensation method is a method called a direct temperature compensation method, as shown in FIG. 14, in which a compensation circuit composed of a thermistor and a capacitor is connected in series with a crystal unit X as shown in the figure. It is constituted by doing. In general, a compensation circuit is a circuit in which a high-temperature section compensation circuit and a low-temperature section compensation circuit, which are basically composed of a temperature sensor (thermistor or the like) and a capacitor connected in parallel, are connected in series. Since it is easy to reduce the size, it is widely used in the field of mobile phones and the like. The second is a method called an indirect temperature compensation method, as shown in FIG. 15, in which a variable capacitance diode D is connected in series with a crystal oscillator X as shown in FIG. Are connected to both ends of the variable capacitance diode D via In this method, a DC voltage generated in a compensation circuit composed of a thermistor and a resistor is applied to the variable capacitance diode D via the high-frequency blocking resistor R, and the amount of change in the frequency of the circuit is changed by the temperature characteristic of the crystal unit X. By compensating for the temperature characteristics of the crystal oscillator, the characteristics are reversed. The third is a method called digital compensation. Although not shown, the compensation circuit described in the second compensation method includes a temperature sensor, a semiconductor memory, an A / D converter, a D / A converter, and the like. This is a compensation method that uses digital processing. With these TCXOs, the frequency stability (for example, ± 2 to 2.5 ppm in a temperature range of −25 to 75 ° C.) required for a reference frequency source for a communication terminal such as a mobile phone is realized. On the other hand, in order to have an AFC (automatic frequency control) or a modulation function, a variable capacitance element provided in an oscillation loop is often used. In the above-described indirect TCXO and digital TCXO, the variable capacitance element is used. A device in which an element is used for temperature compensation is also known.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, all of the above-mentioned conventional temperature-compensated oscillators have the following disadvantages. That is, the direct temperature compensation method in which the temperature is compensated by a parallel circuit of a thermistor and a capacitor element has a feature that the circuit is simple, but since the resistance value of the thermistor is inserted into the oscillation loop, the crystal is originally required. The high Q of the vibrator is not maintained as it is, and the ability of noise suppression is reduced. In addition, the resistance value of the thermistor changes depending on the temperature, so that there is a problem that the oscillation output level greatly changes. Conventionally, in order to prevent this level fluctuation, a modified collector grounding circuit in which a resistance element is inserted into the collector of the transistor of the oscillation amplifier saturates the oscillation amplitude value, thereby reducing the fluctuation of the output level. I was repressed. However, in such a circuit system, since the power supply voltage actually supplied to the transistor is reduced due to the presence of the collector resistance, the reduction in voltage is limited, and the current consumption is increased. In any case, there is a limit in the temperature compensation region only with a thermistor, a resistor, or a capacitor using the direct temperature compensation method.
In addition, the indirect temperature compensation method has a limitation in cost reduction due to the complicated circuit configuration, and has been used only in some fields with the advent of the direct temperature compensation method. In addition, since a high-sensitivity variable capacitor is required, noise inevitability is inevitably inevitable, and the current demand for noise reduction cannot be satisfied at all. That is, in order to cancel the frequency change of the cubic curve of the AT-cut quartz resonator or the like, a similar curve function voltage signal is generated and applied to a highly sensitive variable capacitance diode or the like inserted in the oscillation loop. However, if various noises are superimposed on this control voltage signal, it may be mixed into the oscillation signal as it is, leading to a significant decrease in C / N.
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and provides a temperature-compensated piezoelectric oscillator which has an excellent temperature compensation effect over a wide temperature range by an easy method and is suitable for low-voltage operation and can be easily integrated into an IC. The purpose is to do.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the problem, the present invention provides a piezoelectric vibrator having a piezoelectric element excited at a predetermined frequency, and continuously exciting the piezoelectric element by flowing a current to the piezoelectric element. A piezoelectric oscillator comprising: an oscillation amplifier; and a frequency temperature compensation circuit that compensates for a change in oscillation frequency due to a temperature change, wherein the frequency temperature compensation circuit includes a temperature detection unit that changes a parameter according to an ambient temperature; Voltage generating means for generating a voltage based on a parameter changed by the temperature detecting means, and a plurality of variable capacitance diodes whose capacitance changes based on an output voltage of the voltage generating means, wherein the variable capacitance diode is Low-temperature part compensation variable capacitance diode that compensates for the temperature characteristics of the low-temperature side around the normal temperature of the temperature characteristics of the piezoelectric element, and high-temperature part compensation that compensates the high-temperature side temperature characteristics A variable-capacitance diode, wherein the low-temperature-compensating variable-capacitance diode is controlled by the voltage generating means so as to reduce the load capacitance of the piezoelectric oscillator near the normal temperature and at a temperature lower than the normal temperature. The variable capacitance diode for compensation is controlled by the voltage generating means so that the load capacitance of the piezoelectric oscillator increases at a temperature near the normal temperature or higher.
The characteristic of the variable capacitance diode is that the capacitance value decreases as the applied voltage increases. On the other hand, the temperature sensor has a characteristic that the output voltage decreases as the temperature increases. Therefore, if both are combined and the applied voltage is changed by a temperature change to dynamically change the capacitance value of the variable capacitance diode, the AT cut type having a cubic curve characteristic between the temperature and the frequency change rate can be obtained. The temperature characteristics of the crystal unit can be compensated more finely in the form of a cubic curve by changing the capacity of the capacitor appropriately according to the temperature in the conventional temperature compensation circuit consisting of a thermistor, fixed resistor and capacitor. It becomes possible.
According to this invention, the temperature change is applied to the variable capacitance diode as a voltage change by incorporating the variable capacitance diode into the frequency temperature compensation circuit, so that an approximation closer to the cubic function approximation curve of the AT-cut quartz crystal can be realized. it can.
In this specification, the term “piezoelectric element” refers to an element in which an excitation electrode and a lead terminal are formed on the main surface of a piezoelectric substrate, and the term “piezoelectric vibrator” refers to the piezoelectric element itself or the hermetically sealed piezoelectric element. Refers to electronic components.
[0005]
According to a second aspect of the present invention, the frequency temperature compensation circuit includes a first circuit in which a parallel circuit of a thermistor and a fixed resistor and a variable capacitance diode are connected in series, and a second circuit in which a thermistor, a fixed resistor, and a capacitor are connected in series. And the first circuit, the second circuit, and the variable capacitance diode are connected in parallel with each other to form a frequency temperature compensation circuit in the load capacitance setting circuit of the oscillator, and the output voltage of the voltage generating means is By applying the voltage to the cathodes of the plurality of variable capacitance diodes via a fixed resistor, the capacitance of the frequency temperature compensation circuit is changed to perform frequency temperature compensation according to the ambient temperature.
The conventional temperature compensation circuit performs low-temperature control by connecting a capacitor in series with a circuit in which a thermistor and a fixed resistor are connected in parallel. High temperature control was performed by connecting a thermistor and a fixed resistor in series, and a temperature compensation circuit was configured by connecting each circuit and another capacitor in parallel. In this case, since only the thermistor becomes variable depending on the temperature and determines the characteristics of the temperature compensation circuit, the compensation range is limited. Therefore, in the present invention, the capacitor is also changed according to the temperature to expand the compensation range.
According to this invention, the capacitor in the temperature compensation circuit is replaced with a variable-capacitance diode so that the capacitance is made variable depending on the temperature, so that the compensation range of the temperature compensation circuit using the existing circuit can be further expanded.
The frequency temperature compensation circuit may include a third circuit in which a thermistor and a variable capacitance diode are connected in series, a fourth circuit in which a thermistor and a capacitor are connected in series, the third circuit, and a fourth circuit. And a variable capacitance diode are connected in parallel to each other to form a frequency temperature compensation circuit in the load capacitance setting circuit of the oscillator, and the output voltage of the voltage generating means is connected to the plurality of variable capacitance diodes via a fixed resistor. The temperature of the frequency temperature compensating circuit is changed to perform frequency temperature compensation in accordance with the ambient temperature.
In claim 2, since the fixed resistor and the thermistor are connected in parallel, even if the resistance of the thermistor increases at low temperature operation, the resistance is suppressed by the fixed resistor, but since the fixed resistor is deleted and only the thermistor is used, The characteristics change with temperature without suppressing the resistance. According to the second aspect, the fixed resistor and the thermistor are connected in series. Even if the resistance of the thermistor is reduced by high-temperature operation, the fixed resistor is suppressed. However, since the fixed resistor is eliminated, the fixed resistor is suppressed. And a temperature compensation circuit whose characteristics change with temperature. However, if the characteristics of the thermistor are appropriately selected, the thermistor can be used without any problem in a certain temperature range.
According to this invention, since the fixed resistors of the parallel circuit and the series circuit are eliminated, the cost for parts can be reduced and a low-cost temperature compensation circuit can be realized.
[0006]
According to a fourth aspect of the present invention, the frequency temperature compensation circuit includes a first circuit in which a parallel circuit of a thermistor and a fixed resistor and a variable capacitance diode are connected in series, and a second circuit in which a thermistor, a fixed resistor and a capacitor are connected in series. And the first circuit, the second circuit, and the variable capacitance diode are connected in parallel with each other to form a frequency temperature compensation circuit in the load capacitance setting circuit of the oscillator, and the output voltage of the voltage generating means is By being applied to the cathodes of the plurality of variable capacitance diodes via fixed resistors, the capacitance of the frequency temperature compensation circuit is changed to perform frequency temperature compensation in accordance with the ambient temperature, and to adjust the frequency in the frequency adjustment circuit. The present invention is characterized in that a capacitance diode is eliminated and only a fixed capacitance is used.
The variable capacitance diode in the frequency adjustment circuit has a lower contribution ratio in terms of temperature compensation than other variable capacitance diodes. Therefore, the variable capacitance diode is eliminated and only the fixed capacitance capacitor is used to simplify the circuit configuration.
According to this invention, since the variable capacitance diode having a low contribution rate of the temperature compensation is eliminated, a low-cost temperature compensation circuit can be realized without changing the temperature compensation characteristic so much.
According to a fifth aspect of the present invention, the second and fourth circuits are configured to connect a capacitor in series to cut off a direct current flowing through the thermistor to suppress heating of the thermistor and to connect the plurality of variable capacitance diodes to the plurality of variable capacitance diodes. It is characterized in that the applied voltage is stabilized.
When a direct current flows through the thermistor, heat is generated by the resistance component of the thermistor, and the self-generated heat makes it impossible to detect a change in ambient temperature. Therefore, a circuit configuration is provided in which a capacitor is inserted in series in the circuit to cut the DC component and operate with low impedance at high frequencies.
According to this invention, the direct current is cut by inserting a capacitor in series with the thermistor circuit, so that the ambient temperature can be accurately detected while preventing the thermistor from being heated.
[0007]
A sixth aspect of the present invention is characterized in that the voltage generating means changes the output voltage linearly with a change in the parameter of the temperature detecting means.
The voltage of the temperature sensor changes linearly with the ambient temperature. However, since the voltage is weak, the voltage is amplified by an amplifier having linear characteristics and applied to the variable capacitance diode. At this time, when a voltage change with respect to a temperature change is made into a three-dimensional function waveform, it is difficult to generate the waveform, and the circuit configuration is complicated.
According to this invention, since the output voltage is changed linearly with respect to the temperature change, it is possible to realize a simple circuit configuration and at a low cost.
A seventh aspect of the present invention is characterized in that a semiconductor device having a variable capacitance according to an applied voltage is used instead of the variable capacitance diode.
If the capacitance is changed by an externally applied voltage, it can be used without being limited to a variable capacitance diode. For example, the oscillator of the present invention can be implemented using the gate-source or gate-drain capacitance of a junction FET, the gate-source or gate-drain capacitance of a MOS FET, the base-emitter capacitance of a bipolar transistor, or the base-collector capacitance. Can be configured.
According to the invention, not only the variable capacitance diode, but also a semiconductor device whose capacitance can be varied by an applied voltage can be used, so that the circuit configuration is widened and the variation of the circuit characteristics is widened accordingly.
[0008]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail using embodiments shown in the drawings. However, the components, types, combinations, shapes, relative arrangements, and the like described in this embodiment are not merely intended to limit the scope of the present invention but are merely illustrative examples unless otherwise specified. .
The most significant feature of the present invention is that the limit of the temperature compensation by the conventional direct type temperature compensation method is changed by making the capacitance of the variable capacitance diode variable according to the temperature. This enables approximation closer to In other words, the temperature is such that the frequency shift is small near normal temperature (reference temperature: for example, 25 ° C.), the frequency rises in a curve at a high temperature higher than the normal temperature, and conversely decreases in the curve at a low temperature below the normal temperature. Consider that temperature compensation of an AT-cut crystal oscillator having frequency characteristics is performed. In order to compensate the temperature of the oscillator having such frequency characteristics, as is well known, the load capacitance of the oscillation circuit may be changed so as to cancel the change in the frequency of the oscillator due to the temperature.
FIG. 1 is a characteristic diagram illustrating a relationship between a capacitance value of a variable capacitance diode and an applied voltage. Assuming that the applied voltage is on the horizontal axis and the capacitance value of the variable capacitance diode is on the vertical axis, C∝ (V0−Vr) is between the applied voltage V and the capacitance value C. ^-1/2 (In the case of a variable capacitance diode having a staircase junction, V0 represents a contact potential difference and Vr represents a reverse voltage.) For example, when an applied voltage at a temperature of 25 ° C. (hereinafter referred to as room temperature) is V0. The capacitance value of the capacitance C decreases with the voltage as shown in the figure.
[0009]
FIG. 2 is a diagram showing an example of the output characteristics of the temperature sensor, which can be easily realized by using, for example, the temperature-voltage characteristics of a PN junction of a semiconductor or a diode. When the temperature is plotted on the horizontal axis and the output voltage of the temperature sensor is plotted on the vertical axis, the output voltage decreases in inverse proportion to the temperature rise. Here, assuming that the output voltage at normal temperature is V0, VH at −45 ° C. is VL, and that at 80 ° C. is VL, and the result is the applied voltage of the variable capacitance diode, the applied voltage V0 at normal temperature in FIG. At the center, in order to compensate for an increase in frequency due to a rise in temperature, the applied voltage is lowered to increase the capacitance value and lower the frequency. Also, in order to compensate for a decrease in frequency due to a temperature drop, the applied voltage is increased to decrease the capacitance value and increase the frequency. As a result, it can be understood that temperature compensation of the AT-cut crystal resonator having a cubic curve as shown in FIG. 13 can be performed.
FIG. 12 is an example of a conventional temperature compensation circuit using the direct temperature compensation method, which will be described in comparison with this diagram in order to better understand the operation of the present invention. The basic principle of the temperature compensation method is to replace capacitors C13, C14 and C15, which are deeply related to the temperature compensation in FIG. 12, with variable capacitance diodes D1, D2 and D3 in FIG. A voltage that changes the capacitance of the variable capacitance diode in response to a temperature change is generated and applied by the amplifier 2, and the temperature characteristic curve (third-order function approximation curve) of the crystal unit X in FIG. 13 is more accurately compensated. .
[0010]
FIG. 3 is a circuit diagram of the temperature compensated piezoelectric oscillator according to the first embodiment of the present invention. In this temperature compensated piezoelectric oscillator, a series circuit of a capacitor C1 and a capacitor C2 which is a part of a load capacitance is inserted and connected between a base and a ground of an oscillating transistor Q1 in a low voltage oscillation circuit IC51. The midpoint A is connected to the emitter of the oscillating transistor Q1, the crystal oscillator X is inserted and connected to the base of the oscillating transistor Q1, and the other end B of the crystal oscillator X is connected to the thermistor TH1 and the fixed resistor R1. , The cathode of the variable capacitance diode D2 and the thermistor TH2 are connected, and the other end of the parallel circuit of the thermistor TH1 and the fixed resistor R1, the fixed resistor R4, and the cathode of the variable capacitance diode D1 are connected at point D. The other end of the fixed resistor R4 is connected to the output terminal of the amplifier 2. Further, the anode side of the variable capacitance diode D1 is connected at point C to the fixed resistor R6, the anodes of the variable capacitance diodes D2 and D3, the capacitors C4 and C3. The other end of the fixed resistor R6 is grounded, the other end of the capacitor C3 is connected in series with the fixed resistor R2 and the thermistor TH2, and is connected to the point B. Further, a fixed resistor R5 is further connected to the output terminal of the amplifier 2, and the other end is connected to the cathode of the variable capacitance diode D3, the capacitors C4 and C5, the cathode of the variable capacitance diode D4, and the fixed resistor R3 at point E. The other ends of the capacitor C5 and the variable capacitance diode D4 are grounded, and the other end of the fixed resistor R3 is connected to Vcont. A temperature sensor 3 is connected to an input terminal of the amplifier 2, and power is converted and supplied by the regulator 1. Here, the regulator 1, the amplifier 2, the temperature sensor 3, the variable capacitance diode and the like are integrated as a temperature compensation circuit IC50.
In this embodiment, a low-voltage oscillation circuit is used as the oscillation circuit, but another circuit configuration may be used. Further, the temperature compensation circuit may be constituted by discrete components. The capacitor C3 in the circuit of FIG. 3 is a pass capacitor for cutting the direct current of the amplifier 2 to suppress the heating of the thermistor TH2 and stabilizing the voltage applied to the variable capacitance diodes D1 and D2. Further, the fixed resistor R1 and the thermistor TH1 are connected in parallel, and even if the resistance of the thermistor TH1 increases at low temperature operation, the resistance is suppressed by the fixed resistor R1. That is, low-temperature side control is mainly performed. Further, the fixed resistor R2 and the thermistor TH2 are connected in series, so that even if the resistance of the thermistor TH2 decreases at high temperature operation, the resistance is suppressed by the fixed resistor R2. That is, high-temperature side control is mainly performed.
[0011]
FIG. 4 is an equivalent circuit for making the circuit of FIG. 3 easier to understand. Hereinafter, the equivalent circuit will be analyzed. In this equivalent circuit, a voltage system applied to the variable capacitance diode is omitted. In addition, the same reference numerals are given to the same components, and duplicate description will be omitted.
First, the impedance 1 / Z1 of the circuit 1 is obtained.
1 / Z1 = 1 / (r1 + 1 / jωD1) + 1 / (r2 + 1 / jωC3) + jωD2 (1)
Here, assuming that r1 = R1 × TH1 / (R1 + TH1) and r2 = R2 + TH2, the equation (1) becomes:
1 / Z1 = p ² / R1 (1 + p ² ) + Q ² / R2 (1 + q ² ) + Jω ｛D1 / (1 + p ² ) + C3 / (1 + q ² ) + D2｝ (2)
This is because p = ωD1r1 and q = ωC3r2.
At this time, A = p ² / R1 (1 + p ² ) + Q ² / R2 (1 + q ² ),
B = ｛D1 / (1 + p ² ) + C3 / (1 + q ² ) + D2},
Equation (2) can be expressed as 1 / Z1 = A + jωB, and as a result,
Z1 = A / (A ² + Ω ² B ² ) + Ω ² B / jω (A ² + Ω ² B ² ) ・・ (3)
It becomes.
Next, the resistance part Rz and the capacitance part Caz of the circuit 1 are obtained. From the above equation (3),
Rz = A / (A ² + Ω ² B ² ), Caz = (A ² / Ω ² B) + B (4)
Next, the load capacitance Cz from both ends of Xtal is obtained.
Cz = 1 / {(1 / Caz) + (1 / D3 + C4) + (1 / C5)} (5)
Further, assuming that the capacitance at 25 ° C. of the variable capacitance diode is D01, D02, and D03, and the amount of change in capacitance per 1 ° C. is K (ppm / ° C.), the rate of change of each variable capacitance diode is shown as follows.
D1 = D01 ｛1 + K (t−25) / 10 ⁶ ｝・・・ (6)
D2 = D02 ｛1 + K (t−25) / 10 ⁶ ｝・・・ (7)
D3 = D03 ｛1 + K (t−25) / 10 ⁶ ｝・・・ (8)
FIG. 5 is an embodiment equivalent circuit at normal temperature when the embodiment is implemented by the equivalent circuit of FIG. In this circuit, r1 = (R1 × TH1) / (R1 + TH1), r2 = R2 + TH2, R1 = 2.2 KΩ, (TH1: B1 = 2750, R25 = 100Ω), R2 = 91Ω, (TH2: B2 = 4500, R25 = 3 kΩ), D01 = 24 pF, D02 = 16 pF, D03 = 36 pF, C3 = 1000 pF, C4 = 33 pF, C5 = 12.407 pF, and Freq = 15.6 MHz.
[0012]
FIG. 6 simulates how the load capacitance changes with temperature when the temperature change rate of the variable capacitance diode of the temperature compensated piezoelectric oscillator according to the first embodiment of FIG. 3 is used as a parameter. Then, the result is summarized in a graph. The conditions of the simulation are the same as those of the embodiment equivalent circuit of FIG. The vertical axis represents the load capacity change rate (dCz / Cz) (%), and the horizontal axis represents the ambient temperature (° C.). In this figure, the normal temperature (25 ° C.) is normalized as the load capacity change rate 0. Further, the temperature change rate K (ppm / ° C.) of the variable capacitance diode is changed as a parameter to 0, 1000, 2000, 3000, 4000, 5000, and the results are collectively graphed. As is clear from this figure, the larger the temperature change rate K (ppm / ° C.), the smaller the load capacity change rate (characteristic diagram 20). Conversely, the smaller the temperature change rate K is, the more the load capacity change rate is shifted to the minus side, and the temperature change rate K is 1000 or 2000 (characteristics 23 and 24). Has become. Therefore, a characteristic curve optimal for the temperature characteristic for each cut angle of the crystal can be found by this simulation.
[0013]
FIG. 7 is a circuit diagram of a temperature-compensated piezoelectric oscillator according to the second embodiment of the present invention. FIG. 7 differs from FIG. 3 in that the fixed resistors R1 and R2 are omitted. The same components are denoted by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted. In this circuit, since the fixed resistor R1 and the thermistor TH1 are connected in parallel in FIG. 3, even if the resistance of the thermistor TH1 increases at a low temperature operation, the resistance is suppressed by the fixed resistor R1, but the temperature is not suppressed. Changes the characteristics. Further, in FIG. 3, the fixed resistor R2 and the thermistor TH2 are connected in series. Even if the resistance of the thermistor TH2 decreases at high temperature operation, the resistance is suppressed by the fixed resistor R2. Change.
FIG. 8 is an equivalent circuit for making the circuit of FIG. 7 easier to understand, and the analysis result is the same as that described above, and thus will be omitted.
FIG. 9 is a simulation of how the load capacitance changes with temperature when the temperature change rate of the variable capacitance diode of the temperature compensated piezoelectric oscillator according to the second embodiment of FIG. 7 is used as a parameter. Then, the result is summarized in a graph. The simulation conditions are as follows: R1 = ∞, (TH1: B1 = 2750, R25 = 100Ω), R2 = 0Ω, (TH2: B2 = 4500, R25 = 3KΩ), D01 = 24 pF, D02 = 16 pF, D03 = 36 pF, C3 = 1000 pF, C4 = 64 pF, C5 = 60 pF, and Freq = 15.6 MHz. The vertical axis represents the load capacity change rate (dCz / Cz) (%), and the horizontal axis represents the ambient temperature (° C.). In this figure, the normal temperature (25 ° C.) is normalized as the load capacity change rate 0. Further, the temperature change rate K (ppm / ° C.) of the variable capacitance diode is changed as a parameter to 0, 1000, 2000, 3000, 4000, 5000, and the results are collectively graphed. As is clear from this figure, the larger the temperature change rate K (ppm / ° C.), the smaller the load capacity change rate (characteristic diagram 30). Conversely, the smaller the temperature change rate K, the larger the load capacity change rate (characteristics FIG. 35).
[0014]
FIG. 10 is a circuit diagram of a temperature-compensated piezoelectric oscillator according to the third embodiment of the present invention. FIG. 10 differs from FIG. 3 in that the variable capacitance diode D3 is omitted. The same components are denoted by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted. FIG. 11 simulates how the load capacitance changes with temperature when the temperature change rate of the variable capacitance diode of the temperature compensated piezoelectric oscillator according to the third embodiment of FIG. 10 is used as a parameter. Then, the result is summarized in a graph. The simulation conditions are as follows: R1 = 2.2 KΩ, (TH1: B1 = 2750, R25 = 100Ω), R2 = 180Ω, (TH2: B2 = 4500, R25 = 3KΩ), D01 = 24 pF, D02 = 16 pF, D03 = 36 pF , C3 = 1000 pF, C4 = 64 pF, C5 = 60 pF, and Freq = 15.6 MHz. The vertical axis represents the load capacity change rate (dCz / Cz) (%), and the horizontal axis represents the ambient temperature (° C.). In this figure, the normal temperature (25 ° C.) is normalized as the load capacity change rate 0. Further, the temperature change rate K (ppm / ° C.) of the variable capacitance diode is changed as a parameter to 0, 1000, 2000, 3000, 4000, 5000, and the results are collectively graphed. As is clear from this figure, the larger the temperature change rate K (ppm / ° C.), the smaller the load capacity change rate (characteristics diagram 40). Conversely, the smaller the temperature change rate K, the larger the load capacity change rate (characteristics FIG. 45).
[0015]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, by incorporating the variable capacitance diode in the frequency temperature compensation circuit, a temperature change is applied to the variable capacitance diode as a voltage change, and the capacitance is changed by the voltage to increase the frequency. When the frequency is lowered, the capacitance is increased, and when the frequency is lowered, the capacitance is increased, so that approximation closer to the cubic function approximation curve of the AT-cut crystal can be made possible.
According to the second aspect of the present invention, the capacitor in the temperature compensation circuit is replaced with a variable capacitance diode so that the capacitance can be varied according to the temperature. it can.
According to a third aspect of the present invention, the fixed resistor in the parallel circuit and the series circuit is deleted, and the thermistor has a fixed resistance value. Can be realized.
According to the fourth aspect, since the variable capacitance diode in the frequency adjustment circuit having a low contribution rate of the temperature compensation is eliminated, a low-cost temperature compensation circuit can be realized without much changing the temperature compensation characteristics.
According to a fifth aspect of the present invention, a direct current is cut by inserting a capacitor in series with the thermistor circuit, thereby cutting a direct current flowing through the thermistor to prevent self-heating and thereby accurately detecting an ambient temperature. it can.
According to the sixth aspect, since the output voltage is changed linearly with respect to the temperature change, there is no need to generate a complicated three-dimensional function waveform, and the circuit configuration can be simplified and realized at low cost. it can.
According to the seventh aspect, a semiconductor device whose capacitance is variable by an applied voltage can be used without being limited to the variable capacitance diode. Therefore, the circuit configuration can be expanded, and accordingly, the variation of the circuit characteristics can be widened. it can.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a characteristic diagram showing a relationship between a capacitance value and an applied voltage of a variable capacitance diode of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of output characteristics of the temperature sensor according to the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram of the temperature compensated piezoelectric oscillator according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the temperature compensated piezoelectric oscillator according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a practical equivalent circuit diagram of the temperature compensated piezoelectric oscillator according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a graph summarizing simulation results when the temperature change rate of the variable capacitance diode of the temperature compensated piezoelectric oscillator according to the first embodiment of the present invention is used as a parameter.
FIG. 7 is a circuit diagram of a temperature compensated piezoelectric oscillator according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of a temperature compensated piezoelectric oscillator according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a graph summarizing simulation results when the temperature change rate of the variable capacitance diode of the temperature compensated piezoelectric oscillator according to the second embodiment of the present invention is used as a parameter.
FIG. 10 is a circuit diagram of a temperature compensated piezoelectric oscillator according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a graph summarizing simulation results when a temperature change rate of a variable capacitance diode of a temperature compensated piezoelectric oscillator according to a third embodiment of the present invention is used as a parameter.
FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a temperature compensation circuit using a conventional direct temperature compensation method.
FIG. 13 is a diagram showing a cubic function approximation curve of an AT-cut quartz crystal.
FIG. 14 is a diagram showing a circuit example of a conventional direct temperature compensation system.
FIG. 15 is a diagram showing a circuit example of a conventional indirect temperature compensation method.
[Explanation of symbols]
X crystal oscillator, R1, R2 fixed resistor, TH1, TH2 thermistor, D1, D2, D3 variable capacitance diode, C3, C4, C5 capacitor

Claims

A piezoelectric vibrator having a piezoelectric element which is excited at a predetermined frequency; an oscillation amplifier which continuously supplies current to the piezoelectric element to excite the piezoelectric element; and a frequency which compensates for a change in the oscillation frequency due to a temperature change. A temperature compensating circuit, and a piezoelectric oscillator comprising:
The frequency temperature compensating circuit includes a temperature detecting unit that changes a parameter according to an ambient temperature, a voltage generating unit that generates a voltage based on the parameter changed by the temperature detecting unit, and a capacitance based on an output voltage of the voltage generating unit. A plurality of variable capacitance diodes,
The variable capacitance diode includes a low-temperature-part compensation variable-capacitance diode that compensates for a low-temperature-side temperature characteristic around the normal temperature of the temperature characteristic of the piezoelectric element, Wherein the low-temperature-part compensation variable-capacitance diode is controlled by the voltage generating means so that the load capacitance of the piezoelectric oscillator decreases at a temperature near or below the room temperature, and the high-temperature-part compensation variable capacitance The temperature-compensated piezoelectric oscillator is characterized in that the diode is controlled by the voltage generation means so that the load capacity of the piezoelectric oscillator increases at a temperature close to the normal temperature or higher.

A first circuit in which a parallel circuit of a thermistor and a fixed resistor and a variable capacitance diode are connected in series; a second circuit in which a thermistor, a fixed resistor and a capacitor are connected in series; The first circuit, the second circuit, and the variable capacitance diode are connected in parallel with each other to form a frequency temperature compensation circuit in the load capacitance setting circuit of the piezoelectric oscillator, and the output voltage of the voltage generating means is a fixed resistor. 2. The temperature of claim 1, wherein the temperature of the plurality of variable capacitance diodes is applied to the cathode of the plurality of variable capacitance diodes to change the capacitance of the frequency temperature compensation circuit to perform frequency temperature compensation according to an ambient temperature. Compensated piezoelectric oscillator.

The frequency temperature compensation circuit includes a third circuit in which a thermistor and a variable capacitance diode are connected in series, a fourth circuit in which a thermistor and a capacitance are connected in series, the third circuit, a fourth circuit, and a variable capacitance. Diodes are connected in parallel with each other to form a frequency temperature compensation circuit in the load capacitance setting circuit of the piezoelectric oscillator, and the output voltage of the voltage generating means is applied to the cathodes of the plurality of variable capacitance diodes via fixed resistors. 2. The temperature-compensated piezoelectric oscillator according to claim 1, wherein the temperature-compensation circuit changes the capacitance of the frequency-temperature compensation circuit to perform frequency-temperature compensation according to an ambient temperature.

A first circuit in which a parallel circuit of a thermistor and a fixed resistor and a variable capacitance diode are connected in series; a second circuit in which a thermistor, a fixed resistor and a capacitor are connected in series; The first circuit, the second circuit, and the variable capacitance diode are connected in parallel with each other to form a frequency temperature compensation circuit in the load capacitance setting circuit of the piezoelectric oscillator, and the output voltage of the voltage generating means is a fixed resistor. Is applied to the cathodes of the plurality of variable capacitance diodes, thereby changing the capacitance of the frequency temperature compensation circuit to perform frequency temperature compensation according to the ambient temperature and eliminating the variable capacitance diodes in the frequency adjustment circuit. 2. The temperature-compensated piezoelectric oscillator according to claim 1, wherein the temperature-compensated piezoelectric oscillator comprises only a fixed capacitor.

The second and fourth circuits connect a capacitor in series to cut off a direct current flowing through the thermistor to suppress heating of the thermistor, and to reduce a voltage applied to the plurality of variable capacitance diodes. 5. The temperature-compensated piezoelectric oscillator according to claim 2, wherein the temperature-compensated piezoelectric oscillator is stabilized.

6. The temperature compensated piezoelectric oscillator according to claim 1, wherein the voltage generator changes the output voltage linearly in response to a change in a parameter of the temperature detector.

7. The temperature-compensated piezoelectric oscillator according to claim 1, wherein a semiconductor device having a variable capacitance according to an applied voltage is used instead of the variable capacitance diode.