JP2004007088A - Radio receiver and radio receiving method - Google Patents

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JP2004007088A
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Takashi Toda
戸田　隆
Takashi Kitade
北出　崇
Motoyasu Taguchi
田口　元康
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Panasonic Holdings Corp
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent deterioration of receiving performance in receiving CPICH by calculating an accurate phase estimation value when assigning fingers. <P>SOLUTION: A controller 110 outputs a reset signal to an RS-FF 101 which obtains the phase estimation value ξslot(n+1) from a pilot symbol of each slot in response to path update information input from an outside (a finger assignment portion), so that the RS-FF stops importing the phase estimation value of the slot of which path is updated. When the path is updated, delay phase estimation values output from D-FF 102 to 104 and corresponding weighting factors (Wb, Wc, Wd) are multiplied by multipliers 106 to 108 except a multiplier 105, and added by a summer 109. As a result, the phase estimation value ξwmsa(n) obtained by applying a weight averaging to the phase estimation values of multiple slots except the slot of which path is updated is output to a synchronizing detection portion. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多元接続）方式の通信に用いられている無線受信装置及び無線受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、自動車・携帯電話機等の陸上移動通信に対する需要が著しく増加しており、高速・高品質伝送と共に限られた周波数帯域でより多くの加入者容量を確保するために周波数有効利用技術が重要となっている。
【０００３】
周波数有効利用のための多元接続方式の一つとしてＣＤＭＡ方式が注目されている。ＣＤＭＡ方式は、スペクトル拡散通信技術を利用した多元接続であり、ＲＡＫＥ受信を行うことにより、マルチパス歪みの影響が受けにくく、ダイバーシチ効果も期待できるという特徴がある。
【０００４】
ここで、ＲＡＫＥ受信について概略説明する。移動体通信では、受信局には、送信局の送信波が直接到来する直接波と、建物などにより反射されて到来する反射波とが合成されて受信されることになる。この場合、反射波の経路は多数あることから、受信局には、多数の経路（マルチパス）を経由した受信信号の合成波が受信される。そして、これらの受信信号は、それぞれの経路による伝搬遅延時間を有しているので、受信局では、受信信号同士が干渉を起こしてフェージングを起こすようになる。
【０００５】
ＣＤＭＡ方式の拡散符号は、時間的にオフセットされると自己相関が小さくなる。これを利用して、逆拡散部において、伝搬遅延時間に対応した位相オフセットが与えられた拡散符号によって逆拡散を行うと、その位相オフセットに対応する伝搬遅延時間の受信信号を得ることができる。すなわち、拡散符号の位相に伝搬遅延時間に相当する位相オフセットを与えることによって、受信信号のそれぞれを相互に干渉を起こすことなく、取得することができる。
【０００６】
したがって、逆拡散部を並列に複数個設け、それぞれの逆拡散部において、受信信号の伝搬遅延時間に対応した位相オフセットを与えた拡散符号を用いて逆拡散処理を行うことによって、複数伝搬路の受信信号それぞれを独立に得ることができる。そして、得られた複数の受信信号を所定の重みを与えて加算合成することによって、良好な復調信号を得ることができる。このようにして受信する方式がＲＡＫＥ受信方式と呼ばれる。ＲＡＫＥ受信方式では、複数の経路からの受信信号を選択的に逆拡散して合成できることから、パスダイバーシティ受信を行うことができる。
【０００７】
ここで、現在、３ＧＰＰ（３ｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ：第３世代パートナーシッププロジェクト）において標準化活動が進められているＣＤＭＡ通信システムでは，ＣＰＩＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ　Ｐｉｌｏｔ　Ｃｈａｎｎｅｌ：共通パイロットチャネル）というチャネルが存在する。このＣＰＩＣＨは、パターン既知のパイロット信号を常に送信しているチャネルである。このＣＰＩＣＨを用いることによって移動機は、パイロットシンボルを含まない通信チャネルに対しても伝搬路推定が行えるので、同期検波を行うことが可能となる。
【０００８】
図１５は、ＤＰＣＨ（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ　Ｐｈｙｓｉｃａｌ　Ｃｈａｎｎｅｌ：個別物理チャネル）受信する無線受信装置において採用される各スロットの位相推定値について重み付け平均処理を行う位相平均化処理部の構成例を示す図である。
【０００９】
図１５では、受信されるＤＰＣＨのうち、スロット＃（ｎ−２）〜スロット＃（ｎ＋１）が示されている。各スロットは、データ信号Ｄとパイロット信号Ｐとで構成されている。そのうち、スロット＃（ｎ）のデータ信号Ｄが復調対象であるとしている。位相平均化処理部は、重み付け用の４個の乗算器１５０１〜１５０４と、加算器１５０５とで構成されている。
【００１０】
スロット＃（ｎ−２）のパイロット信号Ｐによる位相推定値ξｓｌｏｔ（ｎ−２）は乗算器１５０１にて重み係数Ｗｄと乗算され、スロット＃（ｎ−１）のパイロット信号Ｐによる位相推定値ξｓｌｏｔ（ｎ−１）は乗算器１５０２にて重み係数Ｗｃと乗算され、スロット＃（ｎ）のパイロット信号Ｐによる位相推定値ξｓｌｏｔ（ｎ）は乗算器１５０３にて重み係数Ｗｂと乗算され、スロット＃（ｎ＋１）のパイロット信号Ｐによる位相推定値ξｓｌｏｔ（ｎ＋１）は乗算器１５０４にて重み係数Ｗａと乗算され、それぞれ加算器１５０５に入力される。加算器１５０５から図示しない同期検波部に対し重み付け平均処理された位相推定値ξｗｍｓａ（ｎ）が出力される。
【００１１】
このように、ＤＰＣＨを用いる移動機では、同期検波に用いる位相推定値を当該スロットのパイロットシンボルから推定した位相推定値のみではなく、前後のスロットのパイロット信号からの位相推定値について重み付け平均を行った位相推定値を用いて同期検波を行うことによって、より復調性能を向上することができる。
【００１２】
また、３ＧＰＰで標準化されている送信ダイバーシチの一つにクローズドモード１がある。このクローズドモード１では、基地局は、アンテナ０とアンテナ１の二つのアンテナからそれぞれ別パターンのパイロット信号と同じパターンのデータ信号とを送信する。移動機は、基地局が二つのアンテナから送信した信号それぞれの位相推定を行い、位相差が小さくなるような制御信号ＦＢＩ（Ｆｅｅｄｂａｃｋ　Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を基地局に送信する。基地局は、移動機から受信した制御信号ＦＢＩからアンテナ１側の送信信号の位相を回転させる。これによって、移動機では、フェージングの軽減が図られ、受信性能が向上する。
【００１３】
このクローズドモード１においても、移動機では、復調性能の向上を図るために同期検波に用いる位相推定値として、図１５に示したのと同様の構成で、前後複数スロットのパイロット信号から得られる位相推定値の重み付け平均を行った値を用いて、基地局が二つのアンテナから送信した信号それぞれの位相推定を行っている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、位相推定値を図１５に示したような重み付け平均によって求める場合には、次のような問題がある。
【００１５】
まず、フィンガを割り当てた直後や、フィンガを割り当ててから外す直前では、フィンガが割り当てられていないタイミングにおける位相推定値をも平均対象とするため位相推定値が正確に求められないので、復調性能が劣化する。特に、３ＧＰＰで標準化されているコンプレストモード時の送信ギャップの前後において同様のことが起こり、性能劣化が無視できない。
【００１６】
また、クローズドモード１においても、アンテナ１に重み付け平均後の位相推定値を用いると、基地局が用いる二つのアンテナのどちらかの送信が故障した場合に受信ができなくなる。これは、移動機が算出するアンテナ０とアンテナ１の位相差がランダム値となり、ランダムな制御信号ＦＢＩの送信によって基地局が送信するアンテナ１の位相をランダムに回転させてしまうからである。
【００１７】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、ＤＰＣＨの受信においてフィンガの割り当て時に正確な位相推定値を算出して受信性能の劣化を防止することができ、またクローズドモード１においても、二つのアンテナのどちらかの送信が故障した場合に支障無く受信が行える無線受信装置及び無線受信方法を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明の無線受信装置は、複数スロットのパイロット信号による位相推定値の重み付け平均を行った位相推定値を用いて同期検波を行う無線受信装置において、パス更新情報を受けて異なるパスの位相推定値を含めないで前記重み付け平均を行った位相推定値を生成する位相平均化処理手段、を具備する構成を採る。
【００１９】
この構成によれば、パス更新の前後において更新されるパスの位相推定値を用いることなく重み付け平均して位相推定値を算出するので、復調性能を向上させることができる。
【００２０】
本発明の無線受信装置は、上記の発明において、前記位相平均化処理手段は、取込指令を受けて対応するスロットの位相推定値を取り込み、取込停止指令を受けて対応するスロットの位相推定値の取り込みを停止する取込手段と、更新指令を受けて前記取込手段が取り込んだ位相推定値を複数スロット分遅延する遅延バッファと、前記取込手段の出力位相推定値及び前記遅延バッファの各スロットの遅延位相推定値について重み付け平均を実行し、前記同期検波に用いる位相推定値を求める重み付け平均手段と、パスの更新が行われない場合では、各スロットにおいて前記取込指令及び前記更新指令を発生して前後スロットの位相推定値を含んで前記重み付け平均手段に位相推定値の重み付け平均を行わせ、前記パス更新情報を受けてパスの更新が行われる当該スロットでは前記取込停止指令を発生して異なるパスの位相推定値を含めないで前記重み付け平均手段に位相推定値の重み付け平均を行わせ、その後、前記更新指令を発生する制御手段と、を具備した構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、上記の発明において、前記位相平均化処理手段は、パス更新の前後において更新されるパスの位相推定値を用いることなく重み付け平均後の位相推定値を算出することができる。
【００２２】
本発明の無線受信装置は、上記の発明において、送信信号が存在する送信期間と存在しないギャップ期間とを含む受信データの前記ギャップ期間を示すギャップ情報に基づき、前記ギャップ期間における開始時スロット位置とその後の前記送信期間の開始時スロット位置をそれぞれ検出し、前記検出した両開始時スロット位置のそれぞれにおいて前記位相平均化処理手段への前記パス更新情報を発生するパス更新情報発生手段、を具備する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、上記の発明において、パス更新情報発生手段では、送信信号が存在する送信期間と存在しないギャップ期間とを含む受信データの前記ギャップ期間を示すギャップ情報に基づき、ギャップ期間を含まないように前記位相平均化処理手段への前記パス更新情報を発生するので、コンプレストモード時のギャップ期間の前後においてギャップ期間中の位相推定値を用いることなく重み付け平均した位相推定値を算出することができ、復調性能を向上させることができる。
【００２４】
本発明の無線受信装置は、上記の発明において、送信信号が存在する送信期間と存在しないギャップ期間とを含む受信データの前記ギャップ期間を示すギャップ情報に基づき、前記送信期間において各スロットでの位相推定処理を行わせる制御信号を発生し、１スロット分遅延させた前記送信期間において同期検波を行わせる制御信号を発生し、前記送信期間及び前記ギャップ期間の開始時スロット位置において位相平均化処理を行わせる制御信号を発生する制御信号発生手段、を具備した構成を採る。
【００２５】
この構成によれば、上記の発明において、制御信号発生手段では、送信信号が存在する送信期間と存在しないギャップ期間とを含む受信データの前記ギャップ期間を示すギャップ情報に基づき、ギャップ期間を含まないように各種の制御信号を発生するので、コンプレストモード時のギャップ期間中の無用な処理を停止することができ、演算量の削減及び低消費電力を実現することができる。
【００２６】
本発明の無線受信装置は、基地局がアンテナ０とアンテナ１の双方から送信しているか否かを監視する監視手段と、前記監視手段の監視結果に基づき、基地局がアンテナ０とアンテナ１の双方から正常に送信していると判断した場合は両アンテナそれぞれの位相推定値についてスロット間重み付け平均した値を用いて同期検波を行わせ、どちらかのアンテナが故障していると判断した場合はアンテナ１の位相推定値は重み付け平均せず復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値のみを用いて同期検波を行わせる同期検波制御手段と、を具備した構成を採る。
【００２７】
この構成によれば、送信ダイバーシチのクローズドモード１時において、基地局が正常な送信を行っている場合は、アンテナ０、アンテナ１それぞれの位相推定値の重み付け平均を行うので、復調性能を向上させることができる。また、どちらかのアンテナが故障していると判断した場合は、アンテナ１の位相推定値はは重み付け平均せず当該スロットのパイロット信号のみを用いるようにしたので、故障時でも復調が可能とすることができる。
【００２８】
本発明の無線受信装置は、逆拡散されたＤＰＣＨ信号またはＣＰＩＣＨ信号のパイロット信号から基地局が用いるアンテナ０とアンテナ１それぞれの位相推定値を算出する位相推定処理手段と、前記位相推定処理手段が算出した位相推定値に基づきアンテナ０とアンテナ１による基地局の送信状態を計測する計測手段と、前記計測手段の計測値と閾値とを比較し、計測値が閾値の範囲内にあるとき基地局がアンテナ０とアンテナ１の双方から正常に送信していることを示す第１判定信号を出力し、計測値が閾値の範囲外にあるときどちらかのアンテナが故障していることを示す第２判定信号を出力する判定手段と、前記第１判定信号を受けて前記位相推定処理手段が算出した位相推定値についてスロット間重み付け平均した値を同期検波に用いる位相推定値とする一方、前記第２判定信号を受けて前記位相推定処理手段が算出したアンテナ１の位相推定値は重み付け平均せず復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値のみを同期検波に用いる位相推定値とする同期検波用位相推定値生成手段と、を具備した構成を採る。
【００２９】
この構成によれば、送信ダイバーシチのクローズドモード１時において、逆拡散されたＤＰＣＨ信号またはＣＰＩＣＨ信号のパイロット信号から基地局が用いるアンテナ０とアンテナ１それぞれの位相推定値を用いて基地局の送信状態を計測し、計測値と閾値とを比較して基地局が正常な送信を行っているか否かを判定できるようにしたので、基地局が正常な送信を行っている場合は、アンテナ０、アンテナ１それぞれの位相推定値の重み付け平均を行うので、復調性能を向上させることができる。また、どちらかのアンテナが故障していると判断した場合は、アンテナ１の位相推定値は重み付け平均せず当該スロットのパイロット信号のみを用いるようにしたので、故障時でも復調可能とすることができる。特に、ＣＰＩＣＨ信号を用いる場合は、送信電力が大きいので、判定精度の精度のよい判定が行えるようになる。
【００３０】
本発明の無線受信装置は、逆拡散されたＤＰＣＨ信号のパイロット信号から基地局が用いるアンテナ０とアンテナ１からの伝搬路のそれぞれの位相推定値を算出する第１位相推定処理手段と、逆拡散されたＣＰＩＣＨ信号のパイロット信号から基地局が用いるアンテナ０とアンテナ１それぞれの位相推定値を算出する第２位相推定処理手段と、前記第２位相推定処理手段が算出した位相推定値に基づきアンテナ０とアンテナ１による基地局の送信状態を計測する計測手段と、前記計測手段の計測値と閾値とを比較し、計測値が閾値の範囲内にあるとき基地局がアンテナ０とアンテナ１の双方から正常に送信していることを示す第１判定信号を出力し、計測値が閾値の範囲外にあるときどちらかのアンテナが故障していることを示す第２判定信号を出力する判定手段と、前記第１判定信号を受けて前記第１位相推定処理手段が算出した位相推定値についてスロット間重み付け平均した値を同期検波に用いる位相推定値とする一方、前記第２判定信号を受けて前記第１位相推定処理手段が算出したアンテナ１の位相推定値は重み付け平均せず復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値のみを同期検波に用いる位相推定値とする同期検波用位相推定値生成手段と、を具備した構成を採る。
【００３１】
この構成によれば、送信ダイバーシチのクローズドモード１時において、ＣＰＩＣＨ信号のパイロット信号から基地局が用いるアンテナ０とアンテナ１それぞれの位相推定値を用いて基地局の送信状態を計測し、計測値と閾値とを比較して基地局が正常な送信を行っているか否かを判定し、ＤＰＣＨ信号から得られた位相推定値を用い、基地局が正常な送信を行っている場合は、アンテナ０、アンテナ１それぞれの位相推定値の重み付け平均を行う一方、どちらかのアンテナが故障していると判断した場合は、アンテナ１の位相推定値は重み付け平均せず当該スロットのパイロット信号のみを用いるようにしたので、基地局が二つのアンテナから正常に送信している場合は復調性能を向上させることができ、いずれか一方のアンテナが故障した場合でも復調可能とすることができる。
【００３２】
本発明の無線受信装置は、上記の発明において、前記第１位相推定処理手段が算出した位相推定値に基づきアンテナ０とアンテナ１による基地局の送信状態を計測する計測手段、を具備し、前記判定手段は、両計測手段の計測値に閾値を適用して前記第１判定信号と前記第２判定信号をそれぞれ発生する構成を採る。
【００３３】
この構成によれば、上記の発明において、ＣＰＩＣＨ信号とＤＰＣＨ信号の双方の計測値を用いて基地局が正常な送信を行っているか否かを判定するようにしたので、精度よく判定が行えるようになる。
【００３４】
本発明の無線受信装置は、上記の発明において、前記計測手段は、アンテナ０とアンテナ１それぞれの受信電力を測定する手段であるという構成を採る。
【００３５】
この構成によれば、上記の発明において、アンテナ０とアンテナ１それぞれの受信電力を測定して基地局が正常な送信を行っているか否かを判定することができる。
【００３６】
本発明の無線受信装置は、上記の発明において、前記計測手段は、アンテナ１の位相推定値の位相変化速度を測定する手段であるという構成を採る。
【００３７】
この構成によれば、上記の発明において、アンテナ１の位相推定値の位相変化速度を測定して基地局が正常な送信を行っているか否かを判定することができる。
【００３８】
本発明の無線受信装置は、上記の発明において、前記計測手段は、アンテナ０とアンテナ１それぞれの受信電力の変化を測定する手段であるという構成を採る。
【００３９】
この構成によれば、上記の発明において、アンテナ０とアンテナ１それぞれの受信電力の変化を測定して基地局が正常な送信を行っているか否かを判定することができる。
【００４０】
本発明の無線受信装置は、上記の発明において、前記計測手段は、アンテナ０とアンテナ１それぞれの平均受信電力と電力変化の比を測定する手段であるという構成を採る。
【００４１】
この構成によれば、上記の発明において、アンテナ０とアンテナ１それぞれの平均受信電力と電力変化の比を測定して基地局が正常な送信を行っているか否かを判定することができる。
【００４２】
本発明の無線受信装置は、上記の発明において、前記判定手段と前記同期検波用位相推定値生成手段との間に、前記判定手段の判定結果について前方保護及び後方保護を行う保護手段、を具備する構成を採る。
【００４３】
この構成によれば、雑音などによって誤判定が発生し、判定性能が劣化するのを防止することができる。
【００４４】
本発明の無線受信方法は、複数スロットのパイロット信号による位相推定値の重み付け平均を行った位相推定値を用いて同期検波を行う無線受信装置において、パスの更新が行われないスロットでは、各スロットの位相推定値を含んで前記位相推定値の重み付け平均を行い、パスの更新が行われるスロットでは異なるパスの位相推定値を含めないで前記位相推定値の重み付け平均を行うようにした。
【００４５】
この方法によれば、パス更新の前後において復調対象データとは異なるパスの位相推定値を用いることなく重み付け平均して位相推定値を算出するので、復調性能を向上させることができる。
【００４６】
本発明の無線受信方法は、基地局がアンテナ０とアンテナ１の双方から送信しているか否かを監視し、前記監視結果に基づき、基地局がアンテナ０とアンテナ１の双方から正常に送信していると判断した場合は両アンテナそれぞれの位相推定値についてスロット間重み付け平均した値を用いて同期検波を行い、どちらかのアンテナが故障していると判断した場合はアンテナ１の位相推定値は重み付け平均せず復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値のみを用いて同期検波を行うようにした。
【００４７】
この方法によれば、ＣＰＩＣＨの受信において、移動機は、基地局がアンテナ０、アンテナ１の両アンテナから正常に送信しているかを監視し、正常に送信していると判定した場合、重み付け平均を行った位相推定値を用いて同期検波を行い、またどちらかのアンテナからの送信が停止していると判定した場合は、アンテナ１側の位相推定値は重み付け平均せず復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定したの位相推定値のみを用いて同期検波を行うことができるので、復調性能を向上させ、かつ故障時においても復調が可能となる。
【００４８】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、ＤＰＣＨの受信において、パス更新の前後において復調対象データとは異なるパスの位相推定値を用いることなく、またコンプレストモード時の送信ギャップの前後においてギャップ期間中の位相推定値を用いることなく、複数スロット分遅延する遅延バッファの更新を行って重み付け平均された位相推定値を正確に算出できるようにし、復調性能を向上させることである。
【００４９】
また、本発明の骨子は、クローズドモード１において、移動機にて基地局がアンテナ０、アンテナ１の両アンテナから正常に送信しているかを監視し、正常に送信していると判定した場合には、重み付け平均を行った位相推定値を用いて同期検波を行い、また、どちらかのアンテナからの送信が停止していると判定した場合には、アンテナ１側の位相推定値は重み付け平均せず復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値のみを用いて同期検波を行うようにし、受信性能を向上させ、かつ故障時においても復調が可能となるようにすることである。
【００５０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００５１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る無線受信装置が備える位相平均化処理部の構成を示すブロック図である。図１では、位相平均化処理部の構成例１が示されている。
【００５２】
図１に示すように、位相平均化処理部は、各スロットのパイロットシンボルから得られた位相推定値ξｓｌｏｔ（ｎ＋１）を取得する取得手段としてのフリップフロップ（例えばＲＳ−ＦＦ）１０１と、ＲＳ−ＦＦ１０１が取り込んだ位相推定値を複数スロット分遅延する遅延バッファとしてのフリップフロップ（例えばＤ−ＦＦ）１０２〜１０４と、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４のそれぞれに入出力される位相推定値と対応する重み付け係数（Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃ、Ｗｄ）とを乗算する乗算器１０５〜１０８と、乗算器１０５〜１０８の出力を加算し、重み付け平均された位相推定値ξｗｍｓａ（ｎ）を図示しない同期検波部へ出力する加算器１０９と、外部（フィンガ割り当て部）から入力されるパス更新情報を受けて上記の各部を制御する制御部１１０とを備えている。
【００５３】
制御部１１０は、ＲＳ−ＦＦ１０１に対しては、フィンガ割り当てが更新されない（変更されない）場合には、各スロットにおいて位相推定値を取り込ませるセット信号を出力し、フィンガ割り当てが更新される場合には、そのスロットにおいてリセット信号を出力する。
【００５４】
制御部１１０は、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４に対しては、各スロットにおいて同一内容の更新指令信号を出力する。また、制御部１１０は、各スロットにおいて、乗算器１０５〜１０８に対して乗算指令信号を出力し、加算器１０９に対して加算指令信号を出力する。
【００５５】
次に、上記の構成を有する位相平均化処理部の動作について、図２を参照して説明する。なお、図２は、図１に示す位相平均化処理部にて行われる実施の形態１に係る平均化処理方法を説明する図である。なお、図２において、最右端が、ＲＳ−ＦＦ１０１に関連する動作を示し、残りの三つがＤ−ＦＦ１０２〜１０４に関連する動作を示している。
【００５６】
図２では、スロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）〜スロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）が繰り返す場合が示され、各スロット（Ｓｌｏｔ）では、一つ前のスロット（Ｓｌｏｔ）の同期検波の状態と、後処理（バッファ更新）の状態とが示されている。そして、スロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）からスロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）に変わるときにパス更新情報が入力されるとしている。
【００５７】
したがって、スロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）における後処理（バッファ更新）からスロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）における後処理（バッファ更新）までは、パスの更新は行われないので通常の平均処理が行われるが、スロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）におけるスロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）の同期検波では、この実施の形態１に係るパス更新時の平均処理が行われる。
【００５８】
まず、通常の平均処理では、制御部１１０は、毎スロットに一回、一つ前のスロットの同期検波を行うために、ＲＳ−ＦＦ１０１にセット信号を与え、最新の位相推定値を取得させる。例えば、スロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）におけるスロット＃１３（Ｓｌｏｔ＃１３）の同期検波では、ＲＳ−ＦＦ１０１に最新の位相推定値“１４”（スロット＃１４のパイロットシンボルから算出した位相推定値を指す。以下同様）がセットされる。このときにＤ−ＦＦ１０２〜１０４が保持する位相推定値は、それぞれ“１３”“１２”“１１”となっている。
【００５９】
この状態で、制御部１１０は、乗算器１０５〜１０８に対して各位相推定値に重み付け係数（Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃ、Ｗｄ）を乗算させ、加算器１０９に対してそれらの和を取るように制御する。その結果、複数スロット（図示例では４スロット）の位相推定値について重み付け平均された位相推定値が図示しない同期検波部へ出力される。
【００６０】
次に、バッファ更新を行うために、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４に更新指令信号を出力する。その結果、スロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）における後処理（バッファ更新）では、Ｄ−ＦＦ１０２にＲＳ−ＦＦ１０１が出力する位相推定値“１４”が取り込まれ、Ｄ−ＦＦ１０３にＤ−ＦＦ１０２が出力する位相推定値“１３”が取り込まれ、Ｄ−ＦＦ１０４にＤ−ＦＦ１０３が出力する位相推定値“１２”を取り込まれる。
【００６１】
スロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）における後処理（バッファ更新）では、パス更新直後の処理として、ＲＳ−ＦＦ１０１に“００”の位相推定値をセットし、その後、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４の対して更新指令信号を３回出力し、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４が保持する位相推定値は全て“００”に更新するが、スロット＃０１（Ｓｌｏｔ＃０１）におけるスロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）の同期検波以降、スロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）における後処理（バッファ更新）までは、スロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）で説明したのと同様の動作が行われる。
【００６２】
そして、フィンガの割り当てが更新され、スロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）におけるスロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）の同期検波時にパス更新情報を受けると、制御部１１０は、ＲＳ−ＦＦ１０１に対して、リセット信号を出力し、当該パス更新の対象であるスロットの位相推定値、つまり最新の位相推定値を取得しないようにする。リセット信号を受けたＲＳ−ＦＦ１０１は０を出力する。また、このときに、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４が保持する位相推定値は、それぞれ“１４”“１３”“１２”となっている。
【００６３】
その結果、乗算器１０５を除く乗算器１０６〜１０８の乗算結果について加算器１０９にて加算され、パス更新時における最新の位相推定値を除外して複数スロットの位相推定値について重み付け平均した位相推定値が求められる。上記したように、スロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）における後処理（バッファ更新）では、全て“００”に更新され、この状態から通常の平均処理が実施される。
【００６４】
このように、本実施の形態１においては、パス更新前後において復調データとは異なるパスの位相推定値を用いることなく複数スロットの位相推定値について重み付け平均した位相推定値を算出するようにしたので、復調性能を向上させることができる。
【００６５】
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２に係る無線受信装置が備える位相平均化処理部の構成を示すブロック図である。図３では、位相平均化処理部の構成例２が示されている。
【００６６】
図３に示すように、位相平均化処理部は、各スロットのパイロットシンボルから得られた位相推定値ξｓｌｏｔ（ｎ＋１）を取得する取得手段としてのフリップフロップ（例えばＲＳ−ＦＦ）１０１と、ＲＳ−ＦＦ１０１が取り込んだ位相推定値を複数スロット分多段に遅延する遅延バッファとしてのフリップフロップ（例えばＤ−ＦＦ）１０２〜１０４と、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４のそれぞれに入出力される位相推定値と対応する重み付け係数（Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃ、Ｗｄ）とを乗算する乗算器１０５〜１０８と、乗算器１０５〜１０８の出力を加算し、重み付け平均された位相推定値ξｗｍｓａ（ｎ）を図示しない同期検波部へ出力する加算器１０９と、外部（フィンガ割り当て部）から入力されるパス更新情報を受けて上記の各部を制御する制御部３０１とを備えている。
【００６７】
すなわち、この実施の形態２では、実施の形態１（図１）に示した構成において、制御部１１０に代えて、制御部３０１が設けられている。そして、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４は、実施の形態１（図１）では、制御部１１０から同一内容の更新指令信号を受けるとしたが、この実施の形態２では、個別に制御部３０１から更新指令信号を受けるようになっている。
【００６８】
制御部３０１は、ＲＳ−ＦＦ１０１に対しては、基本的には、実施の形態１と同様に、フィンガ割り当てが更新されない場合には、各スロットにおいて位相推定値を取り込ませるセット信号を出力し、フィンガ割り当てが更新される場合には、そのスロットにおいてリセット信号を出力する。
【００６９】
このとき、この実施の形態２では、フィンガ割り当てが更新される場合、後続する二つのスロットにて行われる一つ前のスロットの同期検波において、ＲＳ−ＦＦ１０１に最新の位相推定値を取り込ませずに同期検波を行った後、最新の位相推定値を取り込ませることを行い、そのスロットでの後処理（バッファ更新）に移行するようにしている。そのため、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４は、個別に制御部３０１から更新指令信号を受けるようになっている。
【００７０】
次に、図４を参照して、実施の形態２に係る位相平均化処理部の動作について、説明する。
【００７１】
図４において、フィンガの割り当てが更新され、スロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）におけるスロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）の同期検波時にパス更新情報を受けると、制御部３０１は、ＲＳ−ＦＦ１０１に対して、リセット信号を出力し、最新の位相推定値を取得しないようにする。
【００７２】
このときに、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４が保持する位相推定値は、実施の形態１（図１）で説明したように、それぞれ“１４”“１３”“１２”となっている。その結果、乗算器１０５を除く乗算器１０６〜１０８の乗算結果について加算器１０９にて加算され、パス更新時における最新の位相推定値を除外して複数スロットの位相推定値について重み付け平均した位相推定値が求められる。
【００７３】
そして、スロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）における後処理（バッファ更新）では、実施の形態１（図１）で説明したように、ＲＳ−ＦＦ１０１に“００”の位相推定値をセットし、その後、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４に対して更新指令信号を３回出力し、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４が保持する位相推定値は全て“００”に更新する。
【００７４】
パス更新直後のスロット＃０１（Ｓｌｏｔ＃０１）におけるスロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）の同期検波では、ＲＳ−ＦＦ１０１に最新の位相推定値を取り込ませず、すなわち更新しないで、またＤ−ＦＦ１０２〜１０４に対して更新指令信号を出力せずに、位相推定値が全て“００”である状態における重み付け平均を算出する。
【００７５】
スロット＃０１（Ｓｌｏｔ＃０１）における後処理（バッファ更新）では、ＲＳ−ＦＦ１０１に“０１”の位相推定値をセットし、その後Ｄ−ＦＦ１０２に対して更新指令信号を出力し、Ｄ−ＦＦ１０２が保持する位相推定値を“０１”に更新する。Ｄ−ＦＦ１０３，１０４が保持する位相推定値はそれぞれ“００”である。
【００７６】
そして、パス更新後の２スロット目であるスロット＃０２（Ｓｌｏｔ＃０２）におけるスロット＃０１（Ｓｌｏｔ＃０１）の同期検波では、ＲＳ−ＦＦ１０１に最新の位相推定値を取り込ませず、すなわち更新しないで、またＤ−ＦＦ１０２〜１０４に対して更新指令信号を出力せずに、重み付け平均を算出する。つまり、“０１”“０１”“００”“００”の位相推定値について重み付け平均が算出される。
【００７７】
スロット＃０２（Ｓｌｏｔ＃０２）における後処理（バッファ更新）ではＤ−ＦＦ１０３に対して更新指令信号を出力して位相推定値を“００”から“０１”に更新させ、ＲＳ−ＦＦ１０１に“０２”の位相推定値をセットし、その後、Ｄ−ＦＦ１０２に対して更新指令信号を出力し、Ｄ−ＦＦ１０２が保持する位相推定値を“０２”に更新する。Ｄ−ＦＦ１０４が保持する位相推定値は、“００”である。
【００７８】
その後のスロット＃０３（Ｓｌｏｔ＃０３）からスロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）までは、実施の形態１で説明したのと同様の平均処理が行われる。
【００７９】
このように、本実施の形態２においては、実施の形態１と同様に、パス更新の前後において更新対象パスの位相推定値を用いることなく複数スロットの位相推定値について重み付け平均した位相推定値を算出するので、復調性能を向上させることができる。
【００８０】
（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態３に係る無線受信装置が備える位相平均化処理部の構成を示すブロック図である。図５では、位相平均化処理部の構成例が示されている。
【００８１】
図５に示すように、位相平均化処理部は、各スロットのパイロットシンボルから得られた位相推定値ξｓｌｏｔ（ｎ＋１）を取得する取得手段としてのフリップフロップ（例えばＲＳ−ＦＦ）１０１と、ＲＳ−ＦＦ１０１が取り込んだ位相推定値を多段に遅延する遅延手段（遅延バッファ）としてのフリップフロップ（例えばＤ−ＦＦ）１０２〜１０４と、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４のそれぞれに入出力される位相推定値と対応する重み付け係数（Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃ、Ｗｄ）とを乗算する乗算器１０５〜１０８と、乗算器１０５〜１０８の出力を加算し、重み付け平均された位相推定値ξｗｍｓａ（ｎ）を図示しない同期検波部へ出力する加算器１０９と、外部（フィンガ割り当て部）から入力されるパス更新情報を受けて上記の各部を制御する制御部５０１とを備えている。
【００８２】
すなわち、この実施の形態３では、実施の形態１（図１）に示した構成において、制御部１１０に代えて、制御部５０１が設けられている。そして、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４は、実施の形態１（図１）と同様に、制御部５０１から同一内容の更新指令信号を受けるとしている。
【００８３】
制御部５０１は、通常は、毎スロットに一回、ＲＳ−ＦＦ１０１にセット信号を与え、最新の位相推定値を取得させ、乗算器１０５〜１０８に対して各位相推定値に重み付け係数を乗算させ、加算器１０９に対してそれらの和を取るように制御する。次に、Ｄ−ＦＦ１０２〜１０４に対して位相推定値を更新するように制御する。以上は、実施の形態１（図１）と同様であるが、この実施の形態３では、フィンガの割り当てが更新される場合の動作が次のようにして行われる。
【００８４】
すなわち、この実施の形態３では、制御部５０１は、フィンガの割り当てが更新されると、パス更新情報を受けたタイミング、及びその１、２スロット後において、乗算器１０５〜１０８に与える重み付け係数を例えば図６に示す値に変更設定することを行う。
【００８５】
次に、図６を参照して、実施の形態３に係る位相平均化処理部の動作について説明する。なお、図６では、実施の形態３に関わる部分として、同期検波の部分が抜き出して示されている。
【００８６】
図６において、スロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）におけるスロット＃１３（Ｓｌｏｔ＃１３）の同期検波では、位相推定値は、実施の形態１（図２）で説明したように、“１４”“１３”“１２”“１１”となっている。これに対する重み付け係数は、実施の形態１（図１）と同様に、“Ｗａ”“Ｗｂ”“Ｗｃ”“Ｗｄ”である。
【００８７】
フィンガの割り当てが更新され、スロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）におけるスロット＃１４（Ｓｌｏｔ＃１４）の同期検波時にパス更新情報を受けると、制御部５０１は、ＲＳ−ＦＦ１０１に対して、セット信号を出力し、最新の位相推定値“００”を取得させる。このときにＤ−ＦＦ１０２〜１０４が保持する位相推定値は、実施の形態１（図２）で説明したように、それぞれ“１４”“１３”“１２”となっている。
【００８８】
これに対し制御部５０１は、ＲＳ−ＦＦ１０１が保持する位相推定値“００”が入力される乗算器１０５に与える重み付け係数を本来の“Ｗａ”から０に変更し、他の乗算器１０６〜１０８に与える重み付け係数をそれぞれ“Ｗｂ＋Ｗａ”，“Ｗｃ”，”Ｗｄ”に変更する。
【００８９】
また、次のスロット＃０１（Ｓｌｏｔ＃０１）におけるスロット＃００（Ｓｌｏｔ＃００）の同期検波では、乗算する位相推定値は、実施の形態１（図２）で説明したように、“０１”“００”“１４”“１３”となっている。制御部５０１は、ＲＳ−ＦＦ１０１が保持する位相推定値“０１”が入力される乗算器１０５に与える重み付け係数を“Ｗａ”に変更し、ＤＳ−ＦＦ１０２が保持する位相推定値“００”が入力される乗算器１０６に与える重み付け係数を本来の“Ｗｂ”から“Ｗｂ＋Ｗｃ＋Ｗｄ”に変更し、他の乗算器１０７、１０８に与える重み付け係数をそれぞれ“０”のままとする。
【００９０】
さらに、次のスロット＃０２（Ｓｌｏｔ＃０２）におけるスロット＃０１（Ｓｌｏｔ＃０１）の同期検波では、乗算する位相推定値は、実施の形態１（図２）で説明したように、“０２”“０１”“００”“１４”となっている。制御部５０１は、ＲＳ−ＦＦ１０１が保持する位相推定値“０２”が入力される乗算器１０５に与える重み付け係数をそのまま“Ｗａ”とし、ＤＳ−ＦＦ１０２が保持する位相推定値“０１”が入力される乗算器１０６に与える重み付け係数を“Ｗｂ”とし、、乗算器１０７に与える重み付け係数を“Ｗｃ＋Ｗｄ”に変更し、乗算器１０８に与える重み付け係数を“０”のままとする。
【００９１】
これによって、パス更新時において実施の形態１と同様の位相推定値を得ることができるようになる。以後は、乗算器１０５〜１０８に与える重み付け係数を、実施の形態１（図１）と同様に、それぞれ“Ｗａ”“Ｗｂ”“Ｗｃ”“Ｗｄ”の対応するものに戻す設定を行い、通常の平均処理が実施される。
【００９２】
このように、本実施の形態３においては、重み付け係数を操作することによって、実質的に実施の形態１，２と同様に、パス更新の前後において更新対象パスの位相推定値を用いることなく複数スロットの位相推定値について重み付け平均した位相推定値を算出することができる。したがって、実施の形態１，２と同様に、復調性能を向上させることができる。なお、実施の形態３では、実施の形態１への適用例を示したが、実施の形態２に示したように、制御部が複数のＤ−ＦＦを個別に制御できるようにし、かつ重み付け係数の設定を変えることによって、実施の形態２にも同様に適用可能である。
【００９３】
（実施の形態４）
図７は、本発明の実施の形態４に係る無線受信装置が備えるパス更新フラグ発生部の構成を示すブロック図である。図７では、実施の形態１〜３で示した位相平均化処理部に対して、コンプレストモード時に最適な重み付け平均位相推定値を算出するためのパス更新フラグを発生させる構成例が示されている。
【００９４】
図７に示すように、このパス更新フラグ発生部は、受信データ（２）から作られるギャップ情報（１）を１スロット分の時間Ｔだけ遅延させる遅延手段としてのフリップフロップ（以下「Ｄ−ＦＦ」という）７０１と、遅延されていないギャップ情報とＤ−ＦＦ７０１にて１スロット分の時間Ｔだけ遅延されたギャップ情報との排他的論理和（ＸＯＲ）を求める排他的論理和演算器７０２と、排他的論理和演算器７０２が出力する強制パス更新情報とフィンガ割り当て部からのパス更新情報との論理和（ＯＲ）をパス更新フラグとして出力する論理和演算器７０３とを備えている。
【００９５】
次に、図７を参照して、上記構成を有するパス更新フラグ発生部の動作について説明する。図７において、受信データ（２）は、信号ありの期間７１１が複数スロット続き、その後、信号が送信されないギャップ期間７１２が複数スロット続き、その後、再び信号ありの期間７１３が複数スロット続くことを繰り返す。
【００９６】
ギャップ情報（１）は、ギャップ期間７１２でない場合は例えば“１”レベル、ギャップ期間７１２である場合は“０”レベルとなる情報である。Ｄ−ＦＦ７０１は、このようなギャップ情報（１）を１スロットの時間Ｔだけ遅延させる。
【００９７】
排他的論理和演算器７０２は、遅延されていないギャップ情報と１スロット遅延したギャップ情報との排他的論理和をとり、ギャップ情報（１）の変化を検出し、強制パス更新情報を発生する。
【００９８】
論理和演算器７０３は、フィンガ割り当て部からのパス更新情報と、排他的論理和演算器７０２が出力する強制パス更新情報との論理和をとり、パス更新フラグを実施の形態１、２で説明した位相平均化処理部に対しパス更新情報として通知する。
【００９９】
このように、本実施の形態４においては、コンプレストモード時のギャップ７１２の期間内の位相推定値を用いることなく複数スロットの位相推定値について重み付け平均した位相推定値を算出することができるので、送信ギャップ（ギャップ期間）の前後において復調性能を向上させることができる。
【０１００】
（実施の形態５）
図８は、本発明の実施の形態５に係る無線受信装置が備える制御信号発生部の構成を示すブロック図である。図８では、コンプレストモード時において位相推定処理、位相推定値の平均化処理、同期検波処理の各処理を必要なタイミングだけ動作させるための制御信号を発生する構成例が示されている。
【０１０１】
図８に示すように、この制御信号発生部は、ギャップ情報を１スロット分の時間Ｔだけ遅延させる遅延手段としてのフリップフロップ（以下「Ｄ−ＦＦ」という）８０１と、ギャップ情報とＤ−ＦＦ８０１にて１スロット分の時間Ｔだけ遅延されたギャップ情報との論理積（ＡＮＤ）を求める論理積演算器８０２とを備えている。
【０１０２】
ここで、遅延されないギャップ情報は、位相推定処理部に与えられ、論理積演算器８０２の出力は平均化処理部に与えられ、Ｄ−ＦＦ８０１にて遅延されたギャップ情報は、同期検波部に与えられる。
【０１０３】
次に、図９を参照して、上記構成を有する制御信号発生部の動作について説明する。図９は、図８に示す制御信号発生部の動作を説明するタイムチャートである。
【０１０４】
図９において、受信データ（１）は、図７で説明したように、信号ありの期間７１１が複数スロット続き、その後、信号が送信されないギャップ期間７１２が複数スロット続き、その後、再び信号ありの期間７１３が複数スロット続くことを繰り返す。
【０１０５】
位相推定処理（２）では、遅延されないギャップ情報に従って、受信データ（１）の信号ありの期間７１１、７１３のそれぞれと同一のタイミングで、各スロットの位相推定処理が実施される。ギャップ期間７１２では、直ちに位相推定処理が停止され、その後の信号ありの期間７１３の開始スロットで位相推定処理が開始される。
【０１０６】
位相平均化処理（３）では、受信データ（１）に対して、１スロット分遅れた関係を維持したタイミングで位相平均化処理が実施される。ギャップ期間７１２では、１スロット遅れたタイミングで位相平均化処理が停止され、その後の信号ありの期間７１３の開始スロットで位相平均化処理が開始される。
【０１０７】
同期検波処理（４）では、１スロット分遅延した受信データについて復調処理が実施される。ギャップ期間７１２では、１スロット遅れたタイミングから復調処理が停止され、その後の信号ありの期間７１３でも１スロット遅れたタイミングから復調処理が開始される。
【０１０８】
このように、本実施の形態５においては、コンプレストモード時のギャップ期間内での無用な処理を停止することができ、演算量の削減及び低消費電力を実現することができる。
【０１０９】
（実施の形態６）
図１０は、本発明の実施の形態６に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。この実施の形態６では、送信ダイバーシチのクローズドモード１時において、アンテナ０、アンテナ１それぞれの送信状態を監視し、位相推定値の平均処理を変更する構成例が示されている。
【０１１０】
図１０において、実施の形態６に係る無線受信装置は、逆拡散器１００１と、位相推定処理部１００２と、電力測定部１００３と、判定部１００４と、位相推定値平均化部１００５と、メモリ１００６と、同期検波部１００７とを備えている。
【０１１１】
次に、上記構成を有する実施の形態６に係る無線受信装置の動作について説明する。
【０１１２】
図１０において、逆拡散器１００１は、ＤＰＣＨ（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ　Ｐｈｙｓｉｃａｌ　Ｃｈａｎｎｅｌ）による受信信号の逆拡散を行う。逆拡散器１００１の出力は、位相推定処理部１００２とメモリ１００６とに入力される。
【０１１３】
位相推定処理部１００２は、逆拡散されたパイロット信号からアンテナ０、アンテナ１それぞれの位相推定値を算出し、電力測定部１００３と位相推定値平均化部１００５とに出力する。
【０１１４】
電力測定部１００３は、アンテナ０、アンテナ１それぞれの位相推定値からそれぞれの受信電力を測定し、判定部１００４に出力する。判定部１００４は、アンテナ０、アンテナ１それぞれの電力から基地局の送信状態を判定し、位相推定値平均化部１００５を制御する。位相推定値平均化部１００５の出力は、同期検波部１００７に出力される。
【０１１５】
判定部１００４では、具体的には、次のような判定動作が行われる。すなわち、判定部１００４は、アンテナ０、アンテナ１の受信電力の差が所定の閾値よりも大きい場合には、どちらかのアンテナからの送信に不具合があると判定し、アンテナ１の重み付け平均を停止し、代わりに復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値を出力するように位相推定値平均化部１００５を制御する。
【０１１６】
反対に、判定部１００４は、アンテナ０、アンテナ１の受信電力の差が所定の閾値よりも小さい場合は、両アンテナから送信されていると判定し、位相推定値平均化部１００５に対し、アンテナ０、アンテナ１の両位相推定値を複数スロットに渡って重み付け平均するように指示を出す。
【０１１７】
メモリ１００６は、逆拡散信号を１スロット分遅延して同期検波部１００７に出力する。同期検波部１００７は、位相推定値平均化部１００５が出力する位相推定値の複素共役をメモリ１００６から入力される逆拡散信号に乗算することによって同期検波を行う。
【０１１８】
このように、本実施の形態６においては、送信ダイバーシチのクローズドモード１時において、アンテナ０、アンテナ１それぞれの送信状態を監視し、基地局が正常な送信を行っている場合には、アンテナ０、アンテナ１それぞれの位相推定値を複数スロットに渡って重み付け平均を行うので、復調性能を向上させることができる。また、どちらかのアンテナが故障していると判断した場合は、アンテナ１の復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値を用いるので、故障時でも復調が可能となる。
【０１１９】
なお、この実施の形態６（図１０）では、ＤＰＣＨの位相推定値を用いる場合を示したが、ＣＰＩＣＨの位相推定値を用いて同期検波を行っても良い。この場合も位相推定値平均化部の動作は同じであり、同様の効果が得られる。
【０１２０】
（実施の形態７）
図１１は、本発明の実施の形態７に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。この実施の形態７では、送信ダイバーシチのクローズドモード１時において、アンテナ０、アンテナ１それぞれの送信状態を監視し、位相推定値の平均処理を変更する構成例が示されている。
【０１２１】
図１１において、実施の形態７に係る無線受信装置は、逆拡散器１００１と、位相推定処理部１００２と、電力測定部１００３と、判定部１００４と、位相推定値平均化部１００５と、メモリ１００６と、同期検波部１００７と、逆拡散器１１０１と、位相推定処理部１１０２とを備えている。
【０１２２】
すなわち、実施の形態７に係る無線受信装置は、図１１に示すように、実施の形態６（図１０）に示した構成において、逆拡散器１００１の出力を電力測定部１００３に与えるのに代えて、電力測定部１００３の入力段に、逆拡散器１１０１と位相推定処理部１１０２とが設けられている。
【０１２３】
次に、上記構成を有する実施の形態７に係る無線受信装置の動作について説明する。なお、ここでは、実施の形態７に関わる部分の動作を中心に説明する。
【０１２４】
図１１において、逆拡散器１１０１は、ＣＰＩＣＨによる受信信号の逆拡散を行う。逆拡散器１１０１の出力は、位相推定処理部１１０２に入力される。位相推定処理部１１０２は、逆拡散されたパイロット信号からアンテナ０、アンテナ１それぞれの位相推定値を算出し、電力測定部１００３に出力する。電力測定部１００３は、アンテナ０、アンテナ１それぞれの位相推定値からそれぞれの受信電力を測定し、判定部１００４に出力する。
【０１２５】
ここで、一般的にＤＰＣＨよりもＣＰＩＣＨの方が送信電力が大きく、受信信号の品質が良いので、判定部１００４では、実施の形態６で説明した内容の判定が高精度に実施できる。
【０１２６】
このように、実施の形態７においては、基地局の送信状態の監視にＣＰＩＣＨの位相推定値を用いるので、精度の高い判定が行えるようになる。なお、図１１においてもＤＰＣＨの電力を測定するようにし、ＣＰＩＣＨによる判定結果とＤＰＣＨによる判定結果の総合結果を用いて位相推定値平均化部を制御するように構成しても良い。一層精度の高い判定が行える。
【０１２７】
（実施の形態８）
図１２は、本発明の実施の形態８に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。この実施の形態８では、送信ダイバーシチのクローズドモード１時において、アンテナ０、アンテナ１それぞれの送信状態を監視し、位相推定値の平均処理を変更する構成例が示されている。
【０１２８】
図１２において、実施の形態８に係る無線受信装置は、逆拡散器１００１と、位相推定処理部１００２と、位相推定値平均化部１００５と、メモリ１００６と、同期検波部１００７と、位相速度測定部１２０１と、判定部１２０２とを備えている。
【０１２９】
すなわち、実施の形態８に係る無線受信装置は、図１２に示すように、実施の形態６（図１０）に示した構成において、電力測定部１００３に代えて、位相速度測定部１２０１が設けられ、判定部１００４に代えて判定部１２０２が設けられている。
【０１３０】
次に、上記構成を有する実施の形態８に係る無線受信装置の動作について説明する。なお、ここでは、実施の形態８に関わる部分の動作を中心に説明する。
【０１３１】
図１２において、位相速度測定部１２０１は、位相推定処理部１００２の出力を受けて、アンテナ１の位相推定値の位相変化速度を測定し、判定部１２０２に出力する。
【０１３２】
判定部１２０２は、アンテナ１の位相速度から基地局の送信状態を判定し、位相推定値平均化部１００５を制御する。判定部１２０２では、具体的には、次のような判定動作が行われる。
【０１３３】
すなわち、判定部１２０２は、アンテナ１の位相速度が所定の閾値よりも大きい場合には、どちらかのアンテナからの送信に不具合があると判定し、アンテナ１の重み付け平均を停止し、代わりに当該スロットの位相推定値を出力するよう位相推定値平均化部１００５を制御する。
【０１３４】
反対に、判定部１２０２は、アンテナ１の位相速度が所定の閾値よりも小さい場合は、両アンテナから正常に送信されていると判定し、位相推定値平均化部１００５に対し、アンテナ０、アンテナ１の両位相推定値を複数スロットに渡って重み付け平均するよう指示を出す。
【０１３５】
これは、基地局のアンテナのどちらかの送信に不具合があると移動機が送信するＦＢＩがランダムとなり、そのため基地局が送信するアンテナ１の送信信号の位相がランダムに変化するので、それを検出する。
【０１３６】
このように、本実施の形態８においては、実施の形態６、７と同様に、送信ダイバーシチのクローズドモード１時において、アンテナ０、アンテナ１それぞれの送信状態を監視し、基地局が正常な送信を行っている場合には、アンテナ０、アンテナ１それぞれの位相推定値を複数スロットに渡って重み付け平均を行うので、復調性能を向上させることができる。また、どちらかのアンテナが故障していると判断した場合には、アンテナ１の復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値を用いるので、故障時でも復調が可能となる。
【０１３７】
なお、実施の形態８（図１２）では、ＤＰＣＨの位相推定値を用いる場合を示したが、ＣＰＩＣＨの位相推定値を用いて同期検波を行っても良い。この場合も位相推定値平均化部の動作は同じであり、同様の効果が得られる。
【０１３８】
（実施の形態９）
図１３は、本発明の実施の形態９に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。この実施の形態９では、送信ダイバーシチのクローズドモード１時において、アンテナ０、アンテナ１それぞれの送信状態を監視し、位相推定値の平均処理を変更する構成例が示されている。
【０１３９】
図１３において、実施の形態９に係る無線受信装置は、逆拡散器１００１と、位相推定処理部１００２と、位相推定値平均化部１００５と、メモリ１００６と、同期検波部１００７と、電力変化測定部１３０１と、判定部１３０２とを備えている。
【０１４０】
すなわち、実施の形態９に係る無線受信装置は、図１３に示すように、実施の形態６（図１０）に示した構成において、電力測定部１００３に代えて、電力変化測定部１３０１が設けられ、判定部１００４に代えて判定部１３０２が設けられている。
【０１４１】
次に、上記構成を有する実施の形態９に係る無線受信装置の動作について説明する。なお、ここでは、実施の形態９に関わる部分の動作を中心に説明する。
【０１４２】
図１３において、電力変化測定部１３０１は、位相推定処理部１００２の出力を受けて、アンテナ０、アンテナ１それぞれの電力を算出し、前回値との変化を測定し、判定部１３０２に出力する。
【０１４３】
判定部１３０２は、電力変化測定部１３０１が出力する電力変化の状況から基地局の送信状態を判定し、位相推定値平均化部１００５を制御する。判定部１２０２では、具体的には、次のような判定動作が行われる。
【０１４４】
すなわち、判定部１３０２は、電力変化測定部１３０１が出力する測定値から両アンテナのどちらかの変化量が所定の閾値よりも大きい場合、どちらかのアンテナからの送信に不具合があると判定し、アンテナ１の重み付け平均を停止し、代わりに復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値を出力するよう位相推定値平均化部１００５を制御する。
【０１４５】
反対に、判定部１３０２は、両アンテナのどちらかの変化量が所定の閾値よりも小さい場合には、両アンテナから正常に送信されていると判定し、位相推定値平均化部１００５に対し、アンテナ０、アンテナ１の両位相推定値を複数スロットに渡って重み付け平均するよう指示を出す。
【０１４６】
これは、基地局のアンテナのどちらかの送信に不具合があると位相推定値の分散が大きくなるため受信電力の変動が大きくなるので、それを防止する措置である。なお、平均受信電力と電力変化の比で判断しても良い。
【０１４７】
このように、本実施の形態９においては、実施の形態６〜８と同様に、送信ダイバーシチのクローズドモード１時において、アンテナ０、アンテナ１それぞれの送信状態を監視し、基地局が正常な送信を行っている場合には、アンテナ０、アンテナ１それぞれの位相推定値を複数スロットに渡って重み付け平均を行うので、復調性能を向上させることができる。また、どちらかのアンテナが故障していると判断した場合には、アンテナ１の位相推定値を用いることを停止して当該スロットのパイロット信号のみによる位相推定値を用いるので、故障時でも復調が可能となる。
【０１４８】
なお、実施の形態９（図１３）では、ＤＰＣＨの位相推定値を用いる場合を示したが、ＣＰＩＣＨの位相推定値を用いて同期検波を行っても良い。この場合も位相推定値平均化部の動作は同じであり、同様の効果が得られる。
【０１４９】
（実施の形態１０）
図１４は、本発明の実施の形態１０に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。この実施の形態１０では、送信ダイバーシチのクローズドモード１時において、アンテナ０、アンテナ１それぞれの送信状態を監視し、位相推定値の平均処理を変更する構成例が示されている。
【０１５０】
図１４において、実施の形態１０に係る無線受信装置は、逆拡散器１００１と、位相推定処理部１００２と、電力測定部１００３と、判定部１００４と、位相推定値平均化部１００５と、メモリ１００６と、同期検波部１００７と、保護手段としての保護部１４０１とを備えている。
【０１５１】
すなわち、実施の形態１０に係る無線受信装置は、図１４に示すように、実施の形態６（図１０）に示した構成において、判定部１００４と位相推定値平均化部１００５との間に、保護部１４０１が設けられている。
【０１５２】
次に、上記構成を有する実施の形態１０に係る無線受信装置の動作について説明する。なお、ここでは、実施の形態１０に関わる部分の動作を中心に説明する。
【０１５３】
図１４において、保護部１４０１は、判定部１００４が出力する判定結果を後方保護及び前方保護を行うように構成されている。その結果、誤判定による性能劣化を防ぐことができ、より復調性能を向上させることができる。
【０１５４】
ここで、保護部１４０１は、前方保護、後方保護の他にもＩＩＲ平均値などを用いて保護をする構成でも構わない。なお、実施の形態７〜９にも同様に保護手段を設けることができることは言うまでもない。
【０１５５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＤＰＣＨの受信においてフィンガの割り当て時に正確な位相推定値を算出して受信性能の劣化を防止することができ、また、クローズドモード１においても、二つのアンテナのどちらかの送信が故障した場合に支障無く受信が行えるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る無線受信装置が備える位相平均化処理部の構成を示すブロック図
【図２】図１に示す位相平均化処理部にて行われる実施の形態１に係る平均化処理方法を説明する図
【図３】本発明の実施の形態２に係る無線受信装置が備える位相平均化処理部の構成を示すブロック図
【図４】図３に示す位相平均化処理部にて行われる実施の形態２に係る平均化処理方法を説明する図
【図５】本発明の実施の形態３に係る無線受信装置が備える位相平均化処理部の構成を示すブロック図
【図６】図５に示す位相平均化処理部にて行われる実施の形態３に係る平均化処理方法を説明する図
【図７】
本発明の実施の形態４に係る無線受信装置が備えるパス更新フラグ発生部の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態５に係る無線受信装置が備える制御信号発生部の構成を示すブロック図
【図９】図８に示す制御信号発生部の動作を説明するタイムチャート
【図１０】本発明の実施の形態６に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の実施の形態７に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態８に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の実施の形態９に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
【図１４】本発明の実施の形態１０に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
【図１５】ＣＰＩＣＨを用いて受信復調する無線受信装置において採用される複数スロットの位相推定値について重み付け平均処理を行う位相平均化処理部の構成例を示す図
【符号の説明】
１０１　フリップフロップ（ＲＳ−ＦＦ）
１０２、１０３、１０４、７０１、８０１　フリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）
１０５、１０６、１０７、１０８　乗算器
１０９　加算器
１１０、３０１、５０１　制御部
７０２　排他的論理和演算器（ＸＯＲ）
７０３　論理和演算器（ＯＲ）
８０２　論理積演算器（ＡＮＤ）
１００１、１１０１　逆拡散器
１００２、１１０２　位相推定処理部
１００３　電力測定部
１００４、１２０２、１３０２　判定部
１００５　位相推定値平均化部
１００６　メモリ
１００６　同期検波部
１２０１　位相速度測定部
１３０１　電力変化測定部
１４０１　保護手段[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio receiving apparatus and a radio receiving method used for CDMA (Code Division Multiple Access) -based communication.
[0002]
[Prior art]
In recent years, the demand for land mobile communications such as automobiles and mobile phones has increased remarkably, and effective use of frequency technology is important to secure more subscriber capacity in a limited frequency band along with high-speed and high-quality transmission. Has become.
[0003]
A CDMA scheme has attracted attention as one of multiple access schemes for effective frequency utilization. The CDMA system is a multiple access using spread spectrum communication technology, and has a feature that by performing RAKE reception, it is hardly affected by multipath distortion and a diversity effect can be expected.
[0004]
Here, the RAKE reception will be briefly described. In mobile communication, a receiving station receives and combines a direct wave directly arriving with a transmission wave from a transmitting station and a reflected wave arriving after being reflected by a building or the like. In this case, since there are many paths of the reflected wave, the receiving station receives the composite wave of the received signal via many paths (multipath). Since these received signals have propagation delay times due to the respective paths, the receiving stations cause interference between the received signals and cause fading.
[0005]
When a CDMA spreading code is offset in time, the autocorrelation decreases. By utilizing this, when the despreading unit performs despreading with a spreading code to which a phase offset corresponding to the propagation delay time is given, it is possible to obtain a received signal having a propagation delay time corresponding to the phase offset. That is, by giving the phase of the spreading code a phase offset corresponding to the propagation delay time, each of the received signals can be obtained without causing mutual interference.
[0006]
Therefore, a plurality of despreading units are provided in parallel, and in each of the despreading units, a despreading process is performed using a spreading code to which a phase offset corresponding to the propagation delay time of the received signal is given, so that a plurality of despreading paths are provided. Each of the received signals can be obtained independently. Then, a good demodulated signal can be obtained by giving a predetermined weight to the obtained plurality of received signals and adding and combining them. The method of receiving in this way is called a RAKE receiving method. In the RAKE receiving method, signals received from a plurality of paths can be selectively despread and combined, so that path diversity reception can be performed.
[0007]
Here, in a CDMA communication system currently being standardized in 3GPP (3rd Generation Partnership Project), a channel called CPICH (Common Pilot Channel) exists. The CPICH is a channel that constantly transmits a pilot signal with a known pattern. By using this CPICH, the mobile station can perform propagation path estimation even on a communication channel that does not include a pilot symbol, and thus can perform synchronous detection.
[0008]
FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration example of a phase averaging processing unit that performs a weighted averaging process on a phase estimation value of each slot adopted in a wireless receiving apparatus that receives a DPCH (Dedicated Physical Channel).
[0009]
FIG. 15 shows slot # (n−2) to slot # (n + 1) among the received DPCHs. Each slot is composed of a data signal D and a pilot signal P. The data signal D in slot # (n) is to be demodulated. The phase averaging processing unit includes four weighting multipliers 1501 to 1504 and an adder 1505.
[0010]
Phase estimation value based on pilot signal P of slot # (n−2) ξ slot (N−2) is multiplied by the weight coefficient Wd in the multiplier 1501, and the phase estimation value ξ of the pilot signal P in slot # (n−1) is obtained. slot (N-1) is multiplied by a weighting coefficient Wc in a multiplier 1502, and a phase estimation value に よ る based on a pilot signal P in slot # (n) is obtained. slot (N) is multiplied by a weighting coefficient Wb in a multiplier 1503, and a phase estimation value に よ る based on a pilot signal P in slot # (n + 1) is obtained. slot (N + 1) is multiplied by a weighting coefficient Wa in a multiplier 1504 and input to an adder 1505, respectively. The phase estimation value obtained by performing weighted averaging on the synchronous detection unit (not shown) from the adder 1505 ξ wmsa (N) is output.
[0011]
As described above, in the mobile station using the DPCH, weighted averaging is performed not only on the phase estimation value estimated from the pilot symbol of the slot but also on the phase estimation value from the pilot signals of the preceding and succeeding slots. By performing synchronous detection using the estimated phase value, demodulation performance can be further improved.
[0012]
Closed mode 1 is one of the transmission diversity standardized by 3GPP. In the closed mode 1, the base station transmits pilot signals of different patterns and data signals of the same pattern from two antennas, antenna 0 and antenna 1, respectively. The mobile station estimates the phase of each signal transmitted from the two antennas by the base station, and transmits a control signal FBI (Feedback Indicator) that reduces the phase difference to the base station. The base station rotates the phase of the transmission signal on the antenna 1 side from the control signal FBI received from the mobile device. Thereby, in the mobile device, fading is reduced, and the reception performance is improved.
[0013]
Also in the closed mode 1, the mobile station uses a phase estimation value used for synchronous detection in order to improve demodulation performance in the same configuration as that shown in FIG. Using the weighted average of the estimated values, the base station estimates the phase of each signal transmitted from the two antennas.
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the phase estimation value is obtained by weighted averaging as shown in FIG. 15, there are the following problems.
[0015]
First, immediately after allocating a finger or immediately before allocating and removing a finger, the phase estimation value at the timing when the finger is not allocated is also averaged, so that the phase estimation value cannot be obtained accurately. to degrade. In particular, the same occurs before and after the transmission gap in the compressed mode standardized by 3GPP, and the performance degradation cannot be ignored.
[0016]
Also, even in the closed mode 1, if the phase estimation value after weighted averaging is used for the antenna 1, reception cannot be performed when transmission of one of the two antennas used by the base station fails. This is because the phase difference between antenna 0 and antenna 1 calculated by the mobile device becomes a random value, and the transmission of the random control signal FBI causes the phase of antenna 1 transmitted by the base station to rotate at random.
[0017]
The present invention has been made in view of such a point, and it is possible to prevent a deterioration in reception performance by calculating an accurate phase estimation value at the time of assigning a finger in DPCH reception. It is an object of the present invention to provide a wireless receiving device and a wireless receiving method capable of performing reception without any trouble when transmission of one of two antennas fails.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
A radio receiving apparatus according to the present invention performs synchronous detection using a phase estimation value obtained by performing weighted averaging of phase estimation values based on pilot signals of a plurality of slots. And a phase averaging processing means for generating a phase estimation value obtained by performing the weighted averaging without including the above.
[0019]
According to this configuration, the phase estimation value is calculated by weighted averaging without using the phase estimation value of the path updated before and after the path updating, so that the demodulation performance can be improved.
[0020]
In the radio receiving apparatus according to the present invention, in the above invention, the phase averaging processing means fetches a phase estimation value of a corresponding slot in response to a capture command, and receives a capture stop command to estimate a phase of a corresponding slot. An acquisition unit for stopping acquisition of a value, a delay buffer for delaying the phase estimation value acquired by the acquisition unit by a plurality of slots in response to an update command, an output phase estimation value of the acquisition unit, and a delay buffer. Weighted averaging for the delay phase estimation value of each slot, weighted averaging means for obtaining a phase estimation value used for the synchronous detection, and when the path is not updated, the acquisition command and the update instruction in each slot. And causing the weighted averaging means to perform weighted averaging of the phase estimation values including the phase estimation values of the preceding and following slots, and receiving the path update information, In the slot where the new operation is performed, the acquisition stop command is issued, the weighted averaging means performs the weighted averaging of the phase estimation values without including the phase estimation values of different paths, and thereafter, the update command is generated. Means is provided.
[0021]
According to this configuration, in the above invention, the phase averaging processing means can calculate the weighted averaged phase estimate without using the phase estimate of the path updated before and after the path update.
[0022]
The radio receiving apparatus of the present invention, in the above invention, based on gap information indicating the gap period of the received data including a transmission period in which a transmission signal is present and a non-existing gap period, based on a start slot position in the gap period. A path update information generating means for detecting a start slot position of the subsequent transmission period, and generating the path update information to the phase averaging processing means at each of the detected start slot positions. Take the configuration.
[0023]
According to this configuration, in the above invention, the path update information generating unit includes the gap period based on the gap information indicating the gap period of the reception data including the transmission period in which the transmission signal exists and the gap period in which the transmission signal does not exist. Since the path update information to the phase averaging processing means is generated so that there is no phase estimation value, the weighted averaged phase estimation value is calculated without using the phase estimation value during the gap period before and after the gap period in the compressed mode. And the demodulation performance can be improved.
[0024]
In the above invention, the radio receiving apparatus according to the above invention, based on gap information indicating the gap period of the reception data including a transmission period in which a transmission signal exists and a gap period in which no transmission signal exists, determines a phase in each slot in the transmission period. A control signal for performing the estimation process is generated, a control signal for performing the synchronous detection in the transmission period delayed by one slot is generated, and a phase averaging process is performed at the start slot position of the transmission period and the gap period. A control signal generating means for generating a control signal to be performed.
[0025]
According to this configuration, in the above invention, the control signal generating unit does not include the gap period based on the gap information indicating the gap period of the reception data including the transmission period in which the transmission signal exists and the gap period in which the transmission signal does not exist. Since various control signals are generated as described above, unnecessary processing during the gap period in the compressed mode can be stopped, and the amount of calculation can be reduced and low power consumption can be realized.
[0026]
The radio receiving apparatus according to the present invention includes a monitoring unit that monitors whether the base station is transmitting from both the antenna 0 and the antenna 1, and the base station determines whether the base station transmits the antenna 0 and the antenna 1 based on the monitoring result of the monitoring unit. If it is determined that both antennas are transmitting normally, synchronous detection is performed using the value obtained by averaging the inter-slot weights for the phase estimation values of both antennas.If it is determined that one of the antennas has failed, And a synchronous detection control means for performing synchronous detection using only the phase estimation value estimated from the pilot symbol having the same phase rotation as the demodulation target data without performing the weighted averaging on the phase estimation value of the antenna 1. take.
[0027]
According to this configuration, when the base station is performing normal transmission in the closed mode 1 of the transmission diversity, the weighted average of the phase estimation values of the antennas 0 and 1 is performed, thereby improving the demodulation performance. be able to. When it is determined that one of the antennas has failed, the phase estimation value of the antenna 1 is not weighted and averaged, and only the pilot signal of the slot is used. be able to.
[0028]
The radio receiving apparatus according to the present invention comprises: phase estimation processing means for calculating a phase estimation value of each of antenna 0 and antenna 1 used by the base station from a pilot signal of a despread DPCH signal or CPICH signal; Measuring means for measuring the transmission state of the base station by the antennas 0 and 1 based on the calculated phase estimation value; and comparing the measured value of the measuring means with a threshold value. When the measured value is within the range of the threshold value, Outputs a first determination signal indicating that both antennas 0 and 1 are transmitting normally, and a second value indicating that one of the antennas has failed when the measured value is outside the range of the threshold value. A determination means for outputting a determination signal; and a value obtained by performing an inter-slot weighted average on the phase estimation value calculated by the phase estimation processing means in response to the first determination signal and used for synchronous detection. On the other hand, the phase estimation value of the antenna 1 calculated by the phase estimation processing means in response to the second determination signal is estimated from the pilot symbol having the same phase rotation as the demodulation target data without performing weighted averaging. And a synchronous detection phase estimation value generation unit that uses only the obtained phase estimation value as a phase estimation value used for synchronous detection.
[0029]
According to this configuration, in the closed mode 1 of the transmission diversity, the transmission state of the base station is determined using the phase estimation values of the antennas 0 and 1 used by the base station from the pilot signal of the despread DPCH signal or CPICH signal. Is measured, and the measured value is compared with a threshold value to determine whether the base station is performing normal transmission. Therefore, when the base station performs normal transmission, antenna 0, antenna Since the weighted averaging of each phase estimation value is performed, demodulation performance can be improved. When it is determined that one of the antennas has failed, the phase estimation value of the antenna 1 is not weighted and averaged, and only the pilot signal of the slot is used. it can. In particular, when the CPICH signal is used, the transmission power is large, so that a highly accurate determination can be made.
[0030]
The radio receiving apparatus according to the present invention comprises: first phase estimation processing means for calculating respective phase estimation values of a propagation path from antenna 0 and antenna 1 used by a base station from a pilot signal of a despread DPCH signal; Second phase estimation processing means for calculating a phase estimation value of each of the antennas 0 and 1 used by the base station from the pilot signal of the CPICH signal obtained, and an antenna 0 based on the phase estimation value calculated by the second phase estimation processing means. And a measuring means for measuring the transmission state of the base station by the antenna 1 and a measured value of the measuring means and a threshold value. A first determination signal indicating normal transmission is output, and a second determination signal indicating that one of the antennas has failed when the measured value is outside the range of the threshold value. And a value obtained by weighting and averaging the inter-slot weights with respect to the phase estimation value calculated by the first phase estimation processing means in response to the first judgment signal is used as a phase estimation value used for synchronous detection. The phase estimation value of the antenna 1 calculated by the first phase estimation processing means in response to the determination signal is not weighted and averaged, and only the phase estimation value estimated from the pilot symbol having the same phase rotation as the demodulation target data is used for synchronous detection. And a synchronous detection phase estimation value generating means for using the phase estimation value to be used.
[0031]
According to this configuration, in the closed mode 1 of the transmission diversity, the transmission state of the base station is measured from the pilot signal of the CPICH signal using the phase estimation values of the antennas 0 and 1 used by the base station. It is determined whether the base station is performing normal transmission by comparing with a threshold value, and using the phase estimation value obtained from the DPCH signal, if the base station is performing normal transmission, antenna 0, While performing weighted averaging of the phase estimation values of the respective antennas 1 and determining that one of the antennas has failed, the phase estimation value of the antenna 1 is not weighted and averaged, and only the pilot signal of the slot is used. Therefore, if the base station is transmitting normally from two antennas, the demodulation performance can be improved, and if one of the antennas fails, Even if it is possible to be demodulated.
[0032]
The radio receiving apparatus according to the present invention, in the above invention, further comprises a measuring unit that measures a transmission state of the base station by the antenna 0 and the antenna 1 based on the phase estimation value calculated by the first phase estimation processing unit, The determination means employs a configuration in which a threshold value is applied to the measurement values of both measurement means to generate the first determination signal and the second determination signal, respectively.
[0033]
According to this configuration, in the above invention, it is determined whether or not the base station is performing normal transmission using the measured values of both the CPICH signal and the DPCH signal, so that the determination can be performed with high accuracy. become.
[0034]
The wireless receiving apparatus according to the present invention, in the above invention, adopts a configuration in which the measuring unit is a unit that measures the received power of each of the antenna 0 and the antenna 1.
[0035]
According to this configuration, in the above invention, it is possible to determine whether or not the base station is performing normal transmission by measuring the reception power of each of the antennas 0 and 1.
[0036]
The wireless receiving apparatus according to the present invention, in the above invention, adopts a configuration in which the measuring unit is a unit that measures a phase change speed of a phase estimation value of the antenna 1.
[0037]
According to this configuration, in the above invention, it is possible to determine whether the base station is performing normal transmission by measuring the phase change speed of the phase estimation value of the antenna 1.
[0038]
The wireless receiving apparatus according to the present invention, in the above invention, adopts a configuration in which the measuring unit is a unit that measures a change in received power of each of the antenna 0 and the antenna 1.
[0039]
According to this configuration, in the above invention, it is possible to determine whether or not the base station is performing normal transmission by measuring a change in the received power of each of the antennas 0 and 1.
[0040]
The wireless receiving apparatus according to the present invention, in the above invention, adopts a configuration in which the measuring unit is a unit that measures a ratio between an average received power of each of the antennas 0 and 1 and a power change.
[0041]
According to this configuration, in the above invention, it is possible to determine whether or not the base station is performing normal transmission by measuring the ratio between the average received power of each of the antennas 0 and 1 and the power change.
[0042]
The radio receiving apparatus according to the present invention according to the above invention, further comprising: a protection unit that performs forward protection and rear protection on the determination result of the determination unit between the determination unit and the synchronous detection phase estimation value generation unit. It adopts the configuration to do.
[0043]
According to this configuration, it is possible to prevent erroneous determination due to noise or the like from occurring and deterioration of determination performance.
[0044]
The radio receiving method of the present invention is a radio receiving apparatus that performs synchronous detection using a phase estimation value obtained by performing weighted averaging of a phase estimation value by a pilot signal of a plurality of slots. The weighted average of the phase estimation values is performed including the phase estimation values of the above, and the weighted averaging of the phase estimation values is performed without including the phase estimation values of different paths in the slot where the path is updated.
[0045]
According to this method, before and after the path update, the phase estimation value is calculated by weighting and averaging without using the phase estimation value of the path different from the demodulation target data, so that the demodulation performance can be improved.
[0046]
The radio reception method of the present invention monitors whether the base station is transmitting from both antenna 0 and antenna 1 and, based on the monitoring result, allows the base station to transmit normally from both antenna 0 and antenna 1. If it is determined that the antenna has failed, synchronous detection is performed using the value obtained by averaging the inter-slot weights of the phase estimation values of both antennas. If it is determined that one of the antennas has failed, the phase estimation value of antenna 1 is Synchronous detection is performed using only the phase estimation value estimated from the pilot symbol that has been subjected to the same phase rotation as the demodulation target data without performing weighted averaging.
[0047]
According to this method, in receiving the CPICH, the mobile station monitors whether the base station is transmitting normally from both antennas 0 and 1, and determines that the base station is transmitting normally. If the synchronous detection is performed using the phase estimation value that has been performed, and it is determined that transmission from either antenna is stopped, the phase estimation value on the antenna 1 side is the same as the demodulation target data without performing weighted averaging. Synchronous detection can be performed using only the phase estimation value estimated from the pilot symbol subjected to the phase rotation, so that the demodulation performance can be improved and demodulation can be performed even when a failure occurs.
[0048]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The gist of the present invention is that the DPCH reception does not use the phase estimation value of the path different from the demodulation target data before and after the path update, and the phase estimation value during the gap period before and after the transmission gap in the compressed mode. The purpose of the present invention is to update a delay buffer that delays by a plurality of slots without using, and to accurately calculate a weighted average phase estimation value, thereby improving demodulation performance.
[0049]
Further, the gist of the present invention is that, in closed mode 1, the mobile station monitors whether the base station is transmitting normally from both antennas 0 and 1, and determines that the base station is transmitting normally. Performs synchronous detection using the weighted averaged phase estimation value, and if it is determined that transmission from either antenna has stopped, the phase estimation value on the antenna 1 side is weighted and averaged. To perform synchronous detection using only the phase estimation value estimated from the pilot symbol that has been subjected to the same phase rotation as the demodulation target data, thereby improving the reception performance and enabling demodulation even in the event of a failure. That is.
[0050]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0051]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a phase averaging processing unit included in a wireless reception device according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 1 illustrates a configuration example 1 of the phase averaging processing unit.
[0052]
As illustrated in FIG. 1, the phase averaging processing unit includes a flip-flop (for example, RS-FF) 101 as an acquisition unit that acquires a phase estimation value ξslot (n + 1) obtained from a pilot symbol of each slot, and an RS-FF. Flip-flops (for example, D-FFs) 102 to 104 as delay buffers for delaying the phase estimation values captured by the FF 101 by a plurality of slots, and phase estimation values input / output to and from the D-FFs 102 to 104 and corresponding weighting coefficients (Wa, Wb, Wc, Wd) are multiplied by the multipliers 105 to 108, and the outputs of the multipliers 105 to 108 are added, and the weighted averaged phase estimation value ξwmsa (n) is output to a synchronous detector (not shown). To control the above-described units in response to an adder 109 that performs the above operation and path update information input from the outside (finger allocation unit). And a unit 110.
[0053]
The control unit 110 outputs a set signal for capturing the phase estimation value in each slot when the finger assignment is not updated (is not changed) to the RS-FF 101, and when the finger assignment is updated, , A reset signal is output in that slot.
[0054]
The control unit 110 outputs the same update command signal to the D-FFs 102 to 104 in each slot. In each slot, control section 110 outputs a multiplication command signal to multipliers 105 to 108 and outputs an addition command signal to adder 109.
[0055]
Next, the operation of the phase averaging processing section having the above configuration will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a diagram illustrating an averaging processing method according to the first embodiment performed by the phase averaging processing unit illustrated in FIG. In FIG. 2, the rightmost end indicates an operation related to the RS-FF 101, and the remaining three indicate operations related to the D-FFs 102 to 104.
[0056]
FIG. 2 shows a case where slots # 00 (Slot # 00) to slot # 14 (Slot # 14) are repeated, and in each slot (Slot), the state of synchronous detection of the immediately preceding slot (Slot) and Post-processing (buffer update) is shown. Then, it is assumed that path update information is input when the slot # 14 (Slot # 14) changes to slot # 00 (Slot # 00).
[0057]
Therefore, from the post-processing (buffer update) in slot # 00 (Slot # 00) to the post-processing (buffer update) in slot # 14 (Slot # 14), the path is not updated, so that normal averaging processing is performed. However, in synchronous detection of slot # 14 (Slot # 14) in slot # 00 (Slot # 00), the averaging process at the time of path update according to the first embodiment is performed.
[0058]
First, in normal averaging processing, the control unit 110 gives a set signal to the RS-FF 101 once every slot to perform synchronous detection of the immediately preceding slot, and causes the RS-FF 101 to acquire the latest phase estimation value. For example, in synchronous detection of slot # 13 (Slot # 13) in slot # 14 (Slot # 14), the latest phase estimation value “14” (the phase estimation value calculated from the pilot symbol of slot # 14) is stored in RS-FF 101. The same applies hereafter). At this time, the phase estimation values held by the D-FFs 102 to 104 are “13”, “12”, and “11”, respectively.
[0059]
In this state, the control unit 110 causes the multipliers 105 to 108 to multiply the respective phase estimation values by weighting coefficients (Wa, Wb, Wc, Wd), and causes the adder 109 to take the sum of them. Control. As a result, a phase estimation value obtained by weighting and averaging the phase estimation values of a plurality of slots (four slots in the illustrated example) is output to a synchronous detector (not shown).
[0060]
Next, an update command signal is output to the D-FFs 102 to 104 in order to update the buffer. As a result, in the post-processing (buffer update) in slot # 14 (Slot # 14), the D-FF 102 captures the phase estimation value “14” output by the RS-FF 101, and outputs the D-FF 102 to the D-FF 103. The phase estimation value “13” is captured, and the phase estimation value “12” output from the D-FF 103 is captured by the D-FF 104.
[0061]
In the post-processing (buffer update) in slot # 00 (Slot # 00), a phase estimation value of “00” is set in the RS-FF 101 as the processing immediately after the path update, and then the D-FFs 102 to 104 are updated. The command signal is output three times, and the phase estimation values held by the D-FFs 102 to 104 are all updated to “00”, but after the synchronous detection of slot # 00 (Slot # 00) in slot # 01 (Slot # 01). Until post-processing (buffer update) in slot # 14 (Slot # 14), the same operation as that described in slot # 14 (Slot # 14) is performed.
[0062]
Then, when the finger assignment is updated and path update information is received at the time of synchronous detection of slot # 14 (Slot # 14) in slot # 00 (Slot # 00), control section 110 resets RS-FF 101 to RS-FF 101. A signal is output so that the phase estimation value of the slot to be updated, that is, the latest phase estimation value is not obtained. The RS-FF 101 that has received the reset signal outputs 0. At this time, the phase estimation values held by the D-FFs 102 to 104 are “14”, “13”, and “12”, respectively.
[0063]
As a result, the multiplication results of the multipliers 106 to 108 except the multiplier 105 are added by the adder 109, and the phase estimation obtained by weighting and averaging the phase estimation values of a plurality of slots excluding the latest phase estimation value at the time of path update A value is determined. As described above, in the post-processing (buffer update) in slot # 00 (Slot # 00), all are updated to "00", and normal averaging processing is performed from this state.
[0064]
As described above, in Embodiment 1, before and after the path update, the phase estimation value obtained by weighting and averaging the phase estimation values of a plurality of slots without using the phase estimation value of a path different from the demodulated data is calculated. , Demodulation performance can be improved.
[0065]
(Embodiment 2)
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a phase averaging processing unit included in a wireless reception device according to Embodiment 2 of the present invention. FIG. 3 illustrates a configuration example 2 of the phase averaging processing unit.
[0066]
As shown in FIG. 3, the phase averaging processing unit calculates a phase estimation value ξ obtained from a pilot symbol of each slot. slot A flip-flop (for example, RS-FF) 101 as an obtaining unit for obtaining (n + 1), and a flip-flop (for example, D-FF) as a delay buffer for delaying the phase estimation value obtained by the RS-FF 101 in multiple stages by a plurality of slots Multipliers 105 to 108 for multiplying phase estimation values input / output to / from each of the D-FFs 102 to 104 by a corresponding weighting coefficient (Wa, Wb, Wc, Wd), and multipliers 105 to 108 Are added and the weighted average phase estimate ξ wmsa An adder 109 outputs (n) to a synchronous detection unit (not shown), and a control unit 301 that receives path update information input from the outside (finger assignment unit) and controls the above units.
[0067]
That is, in the second embodiment, a control unit 301 is provided instead of control unit 110 in the configuration shown in the first embodiment (FIG. 1). In the first embodiment (FIG. 1), the D-FFs 102 to 104 receive the same update command signal from the control unit 110. However, in the second embodiment, the D-FFs 102 to 104 individually receive the update command signal from the control unit 301. It is designed to receive signals.
[0068]
The control unit 301 basically outputs a set signal to the RS-FF 101 to capture the phase estimation value in each slot when the finger assignment is not updated, as in the first embodiment, When the finger assignment is updated, a reset signal is output in that slot.
[0069]
At this time, in the second embodiment, when the finger assignment is updated, the RS-FF 101 does not capture the latest phase estimation value in the synchronous detection of the immediately preceding slot performed in the subsequent two slots. After the synchronous detection is performed, the latest phase estimation value is fetched, and the process shifts to post-processing (buffer update) in that slot. Therefore, the D-FFs 102 to 104 individually receive an update command signal from the control unit 301.
[0070]
Next, an operation of the phase averaging processing unit according to the second embodiment will be described with reference to FIG.
[0071]
In FIG. 4, when the finger assignment is updated and path update information is received at the time of synchronous detection of slot # 14 (Slot # 14) in slot # 00 (Slot # 00), control section 301 sends to RS-FF 101 , And outputs a reset signal so that the latest phase estimation value is not obtained.
[0072]
At this time, the phase estimation values held by the D-FFs 102 to 104 are “14”, “13”, and “12”, respectively, as described in the first embodiment (FIG. 1). As a result, the multiplication results of the multipliers 106 to 108 except the multiplier 105 are added by the adder 109, and the phase estimation obtained by weighting and averaging the phase estimation values of a plurality of slots excluding the latest phase estimation value at the time of path update A value is determined.
[0073]
Then, in the post-processing (buffer update) in slot # 00 (Slot # 00), as described in the first embodiment (FIG. 1), a phase estimation value of “00” is set in RS-FF 101, and thereafter, The update command signal is output to the D-FFs 102 to 104 three times, and the phase estimation values held by the D-FFs 102 to 104 are all updated to “00”.
[0074]
In the synchronous detection of the slot # 00 (Slot # 00) in the slot # 01 (Slot # 01) immediately after the path update, the latest phase estimation value is not taken into the RS-FF 101, that is, the D-FF 102 is not updated. A weighted average in a state where all the phase estimation values are “00” is calculated without outputting an update command signal to the signal 104.
[0075]
In the post-processing (buffer update) in slot # 01 (Slot # 01), a phase estimation value of “01” is set in RS-FF 101, and then an update command signal is output to D-FF 102, and D-FF 102 The retained phase estimation value is updated to “01”. The phase estimation values held by the D-FFs 103 and 104 are “00”, respectively.
[0076]
Then, in the synchronous detection of slot # 01 (Slot # 01) in slot # 02 (Slot # 02), which is the second slot after path update, the latest phase estimation value is not taken into RS-FF 101, that is, it is not updated. Then, the weighted average is calculated without outputting the update command signal to the D-FFs 102 to 104. That is, a weighted average is calculated for the phase estimation values of “01”, “01”, “00”, and “00”.
[0077]
In post-processing (buffer update) in slot # 02 (Slot # 02), an update command signal is output to D-FF 103 to update the phase estimation value from "00" to "01", and RS-FF 101 outputs "02". After that, an update command signal is output to the D-FF 102 to update the phase estimation value held by the D-FF 102 to “02”. The phase estimation value held by the D-FF 104 is “00”.
[0078]
From slot # 03 (Slot # 03) to slot # 14 (Slot # 14), the same averaging process as that described in the first embodiment is performed.
[0079]
As described above, in the second embodiment, similarly to the first embodiment, the phase estimation value obtained by weighting and averaging the phase estimation values of a plurality of slots before and after the path update without using the phase estimation value of the path to be updated is used. Since the calculation is performed, the demodulation performance can be improved.
[0080]
(Embodiment 3)
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of a phase averaging processing unit included in a wireless reception device according to Embodiment 3 of the present invention. FIG. 5 illustrates a configuration example of the phase averaging processing unit.
[0081]
As shown in FIG. 5, the phase averaging processing unit calculates the phase estimation value ξ obtained from the pilot symbol of each slot. slot A flip-flop (for example, an RS-FF) 101 as an acquisition unit for acquiring (n + 1), and a flip-flop (for example, a D-FF) as a delay unit (delay buffer) for delaying the phase estimation value acquired by the RS-FF 101 in multiple stages ) 102 to 104, multipliers 105 to 108 for multiplying the phase estimation values input / output to and from the D-FFs 102 to 104 by the corresponding weighting coefficients (Wa, Wb, Wc, Wd), and multipliers 105 to 105 108 are added and the weighted averaged phase estimate ξ wmsa An adder 109 outputs (n) to a synchronous detection unit (not shown), and a control unit 501 that receives path update information input from the outside (finger allocation unit) and controls the above units.
[0082]
That is, in the third embodiment, a control unit 501 is provided instead of control unit 110 in the configuration shown in the first embodiment (FIG. 1). The D-FFs 102 to 104 receive the same update command signal from the control unit 501 as in the first embodiment (FIG. 1).
[0083]
The control unit 501 normally gives a set signal to the RS-FF 101 once every slot to obtain the latest phase estimation value, and causes the multipliers 105 to 108 to multiply each phase estimation value by a weighting coefficient. , The adder 109 is controlled to take the sum of them. Next, the D-FFs 102 to 104 are controlled so that the phase estimation values are updated. The above is the same as the first embodiment (FIG. 1), but in the third embodiment, the operation when the finger assignment is updated is performed as follows.
[0084]
That is, in the third embodiment, when the assignment of the finger is updated, the control unit 501 sets the timing at which the path update information is received and the weighting coefficient to be given to the multipliers 105 to 108 one or two slots after the timing. For example, the setting is changed to the value shown in FIG.
[0085]
Next, the operation of the phase averaging processing unit according to the third embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 6 shows a synchronous detection part as a part related to the third embodiment.
[0086]
6, in the synchronous detection of slot # 13 (Slot # 13) in slot # 14 (Slot # 14), the phase estimation value is "14""13" as described in the first embodiment (FIG. 2). "12" and "11". The weighting factors for this are “Wa”, “Wb”, “Wc”, and “Wd”, as in the first embodiment (FIG. 1).
[0087]
When finger assignment is updated and path update information is received during synchronous detection of slot # 14 (Slot # 14) in slot # 00 (Slot # 00), control section 501 transmits a set signal to RS-FF 101. And outputs the latest estimated phase value “00”. At this time, the phase estimation values held by the D-FFs 102 to 104 are “14”, “13”, and “12”, respectively, as described in the first embodiment (FIG. 2).
[0088]
On the other hand, the control unit 501 changes the weighting coefficient given to the multiplier 105 to which the phase estimation value “00” held by the RS-FF 101 is input from the original “Wa” to 0, and changes the other multipliers 106 to 108 Are changed to “Wb + Wa”, “Wc”, and “Wd”, respectively.
[0089]
In the synchronous detection of slot # 00 (Slot # 00) in the next slot # 01 (Slot # 01), the phase estimation value to be multiplied is "01" as described in the first embodiment (FIG. 2). They are "00", "14", and "13". The control unit 501 changes the weighting coefficient given to the multiplier 105 to which the phase estimation value “01” held by the RS-FF 101 is input to “Wa” and receives the phase estimation value “00” held by the DS-FF 102 as the input. The weighting coefficient given to the multiplier 106 is changed from "Wb" to "Wb + Wc + Wd", and the weighting coefficient given to the other multipliers 107 and 108 is kept at "0".
[0090]
Further, in the synchronous detection of slot # 01 (Slot # 01) in the next slot # 02 (Slot # 02), the phase estimation value to be multiplied is "02" as described in the first embodiment (FIG. 2). They are "01", "00", and "14". The control unit 501 sets the weighting coefficient given to the multiplier 105 to which the phase estimation value “02” held by the RS-FF 101 is input as “Wa” as it is, and receives the phase estimation value “01” held by the DS-FF 102 as input. The weighting coefficient given to the multiplier 106 is set to “Wb”, the weighting coefficient given to the multiplier 107 is changed to “Wc + Wd”, and the weighting coefficient given to the multiplier 108 is kept “0”.
[0091]
This makes it possible to obtain the same phase estimation value as in the first embodiment at the time of updating the path. Thereafter, the weighting coefficients to be given to the multipliers 105 to 108 are set to return to the corresponding values of “Wa”, “Wb”, “Wc” and “Wd”, respectively, as in the first embodiment (FIG. 1). Is performed.
[0092]
As described above, in the third embodiment, by operating the weighting coefficients, a plurality of values can be obtained without using the phase estimation value of the update target path before and after the path update, substantially as in the first and second embodiments. It is possible to calculate a weighted averaged phase estimation value for the slot phase estimation value. Therefore, demodulation performance can be improved as in the first and second embodiments. In the third embodiment, an example of application to the first embodiment has been described. However, as described in the second embodiment, the control unit can individually control a plurality of D-FFs, and Can be similarly applied to the second embodiment by changing the setting of.
[0093]
(Embodiment 4)
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a path update flag generator provided in a radio reception apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. FIG. 7 shows a configuration example in which the phase averaging processing unit shown in the first to third embodiments generates a path update flag for calculating an optimal weighted average phase estimation value in the compressed mode. I have.
[0094]
As shown in FIG. 7, this path update flag generation unit is a flip-flop (hereinafter referred to as "D-FF") as delay means for delaying gap information (1) generated from received data (2) by a time T for one slot. 701), an exclusive-OR operator 702 that obtains an exclusive OR (XOR) of the gap information that has not been delayed and the gap information that has been delayed by the time T corresponding to one slot in the D-FF 701, An OR calculator 703 outputs a logical OR (OR) of the forced path update information output from the exclusive OR calculator 702 and the path update information from the finger assignment unit as a path update flag.
[0095]
Next, the operation of the path update flag generator having the above configuration will be described with reference to FIG. In FIG. 7, the reception data (2) repeats a period 711 with a signal continuing for a plurality of slots, a gap period 712 during which no signal is transmitted for a plurality of slots, and a period 713 for a signal continuing for a plurality of slots again. .
[0096]
The gap information (1) is, for example, “1” level when it is not the gap period 712, and “0” level when it is the gap period 712. The D-FF 701 delays such gap information (1) by one slot time T.
[0097]
The exclusive OR calculator 702 performs an exclusive OR operation on the gap information that has not been delayed and the gap information that has been delayed by one slot, detects a change in the gap information (1), and generates forced path update information.
[0098]
The logical sum operation unit 703 calculates the logical sum of the path update information from the finger assignment unit and the forced path update information output from the exclusive logical sum operation unit 702, and sets the path update flag in the first and second embodiments. Notify the phase averaging processing unit as path update information.
[0099]
As described above, in Embodiment 4, it is possible to calculate the weighted averaged phase estimation value for the phase estimation values of a plurality of slots without using the phase estimation value in the period of the gap 712 in the compressed mode. The demodulation performance can be improved before and after the transmission gap (gap period).
[0100]
(Embodiment 5)
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a control signal generator provided in a wireless receiving apparatus according to Embodiment 5 of the present invention. FIG. 8 shows a configuration example in which a control signal for operating each of the phase estimation processing, the phase estimation value averaging processing, and the synchronous detection processing at required timings in the compressed mode is shown.
[0101]
As shown in FIG. 8, the control signal generation unit includes a flip-flop (hereinafter, referred to as “D-FF”) 801 as a delay unit that delays the gap information by a time T for one slot, a gap information and a D-FF 801. And a logical product calculator 802 for calculating a logical product (AND) with the gap information delayed by the time T for one slot.
[0102]
Here, the gap information that is not delayed is provided to the phase estimation processing unit, the output of the AND operation unit 802 is provided to the averaging processing unit, and the gap information delayed by the D-FF 801 is provided to the synchronous detection unit. Can be
[0103]
Next, the operation of the control signal generator having the above configuration will be described with reference to FIG. FIG. 9 is a time chart for explaining the operation of the control signal generator shown in FIG.
[0104]
In FIG. 9, the reception data (1) has a period 711 with a signal for a plurality of slots, a gap period 712 for which no signal is transmitted for a plurality of slots, and then a period for a signal again, as described in FIG. 713 is repeated for a plurality of slots.
[0105]
In the phase estimating process (2), the phase estimating process of each slot is performed at the same timing as each of the periods 711 and 713 of the received data (1) with the signal according to the gap information that is not delayed. In the gap period 712, the phase estimation process is immediately stopped, and the phase estimation process is started in the subsequent start slot of the period 713 with a signal.
[0106]
In the phase averaging process (3), the phase averaging process is performed on the received data (1) at a timing maintaining a relationship delayed by one slot. In the gap period 712, the phase averaging process is stopped at a timing delayed by one slot, and the phase averaging process is started at a start slot of a period 713 with a signal thereafter.
[0107]
In the synchronous detection processing (4), demodulation processing is performed on received data delayed by one slot. In the gap period 712, the demodulation process is stopped at a timing delayed by one slot, and the demodulation process is started at a timing delayed by one slot even in a period 713 with a signal thereafter.
[0108]
As described above, in the fifth embodiment, it is possible to stop unnecessary processing during the gap period in the compressed mode, and it is possible to reduce the amount of calculation and reduce power consumption.
[0109]
(Embodiment 6)
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a radio receiving apparatus according to Embodiment 6 of the present invention. In the sixth embodiment, a configuration example is shown in which, in the closed mode 1 of the transmission diversity, the transmission state of each of the antennas 0 and 1 is monitored, and the averaging process of the phase estimation value is changed.
[0110]
10, radio receiving apparatus according to Embodiment 6 includes a despreader 1001, a phase estimation processing section 1002, a power measurement section 1003, a determination section 1004, a phase estimation value averaging section 1005, and a memory 1006. And a synchronous detection unit 1007.
[0111]
Next, the operation of the radio receiving apparatus according to Embodiment 6 having the above configuration will be described.
[0112]
In FIG. 10, a despreader 1001 despreads a received signal using a Dedicated Physical Channel (DPCH). The output of despreader 1001 is input to phase estimation processing section 1002 and memory 1006.
[0113]
Phase estimation processing section 1002 calculates a phase estimation value for each of antennas 0 and 1 from the despread pilot signal, and outputs it to power measurement section 1003 and phase estimation value averaging section 1005.
[0114]
Power measurement section 1003 measures the respective received powers from the phase estimation values of antenna 0 and antenna 1 and outputs the measured reception power to determination section 1004. Determination section 1004 determines the transmission state of the base station from the power of antenna 0 and antenna 1 and controls phase estimation value averaging section 1005. The output of phase estimation value averaging section 1005 is output to synchronous detection section 1007.
[0115]
Specifically, determination section 1004 performs the following determination operation. That is, when the difference between the received powers of antennas 0 and 1 is larger than a predetermined threshold, determination section 1004 determines that there is a problem in transmission from either antenna, and stops weighted averaging of antenna 1 Instead, it controls the phase estimation value averaging section 1005 so as to output the phase estimation value estimated from the pilot symbol that has been subjected to the same phase rotation as the demodulation target data.
[0116]
Conversely, when the difference between the received powers of antennas 0 and 1 is smaller than a predetermined threshold, determination section 1004 determines that the signals are transmitted from both antennas, 0, an instruction is issued to weight and average both phase estimation values of the antenna 1 over a plurality of slots.
[0117]
The memory 1006 delays the despread signal by one slot and outputs the delayed signal to the synchronous detector 1007. Synchronous detection section 1007 performs synchronous detection by multiplying the despread signal input from memory 1006 by the complex conjugate of the phase estimation value output from phase estimation value averaging section 1005.
[0118]
As described above, in the sixth embodiment, in the closed mode 1 of the transmission diversity, the transmission states of the antennas 0 and 1 are monitored, and when the base station is performing normal transmission, the antenna 0 , The phase estimation value of each antenna 1 is weighted and averaged over a plurality of slots, so that the demodulation performance can be improved. When it is determined that one of the antennas has failed, the phase estimation value estimated from the pilot symbol that has been subjected to the same phase rotation as the demodulation target data of the antenna 1 is used. Become.
[0119]
Although the case where the phase estimation value of the DPCH is used has been described in the sixth embodiment (FIG. 10), synchronous detection may be performed using the phase estimation value of the CPICH. Also in this case, the operation of the phase estimation value averaging unit is the same, and the same effect can be obtained.
[0120]
(Embodiment 7)
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a radio receiving apparatus according to Embodiment 7 of the present invention. In the seventh embodiment, a configuration example is shown in which, in the closed mode 1 of the transmission diversity, the transmission state of each of the antennas 0 and 1 is monitored, and the averaging process of the phase estimation value is changed.
[0121]
11, a radio receiving apparatus according to Embodiment 7 includes a despreader 1001, a phase estimation processing section 1002, a power measurement section 1003, a determination section 1004, a phase estimation value averaging section 1005, and a memory 1006. , A synchronous detection unit 1007, a despreader 1101, and a phase estimation processing unit 1102.
[0122]
That is, as shown in FIG. 11, the wireless receiving apparatus according to the seventh embodiment has the configuration shown in the sixth embodiment (FIG. 10) instead of providing the output of despreader 1001 to power measuring section 1003. A despreader 1101 and a phase estimation processing unit 1102 are provided at the input stage of the power measurement unit 1003.
[0123]
Next, the operation of the radio receiving apparatus according to Embodiment 7 having the above configuration will be described. Here, the operation of the part related to the seventh embodiment will be mainly described.
[0124]
In FIG. 11, a despreader 1101 performs despreading of a received signal by CPICH. The output of despreader 1101 is input to phase estimation processing section 1102. Phase estimation processing section 1102 calculates a phase estimation value for each of antennas 0 and 1 from the despread pilot signal, and outputs this to power measurement section 1003. Power measurement section 1003 measures the respective received powers from the phase estimation values of antenna 0 and antenna 1 and outputs the measured reception power to determination section 1004.
[0125]
Here, since the transmission power of the CPICH is generally higher than that of the DPCH and the quality of the received signal is better, the determination unit 1004 can determine the content described in the sixth embodiment with high accuracy.
[0126]
As described above, in the seventh embodiment, since the phase estimation value of the CPICH is used for monitoring the transmission state of the base station, highly accurate determination can be performed. Also in FIG. 11, the power of the DPCH may be measured, and the phase estimation value averaging unit may be controlled using the total result of the determination result by the CPICH and the determination result by the DPCH. A more accurate determination can be made.
[0127]
(Embodiment 8)
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a radio reception apparatus according to Embodiment 8 of the present invention. In the eighth embodiment, a configuration example is shown in which, in the closed mode 1 of the transmission diversity, the transmission state of each of the antennas 0 and 1 is monitored, and the averaging process of the phase estimation value is changed.
[0128]
12, radio receiving apparatus according to Embodiment 8 includes a despreader 1001, a phase estimation processing unit 1002, a phase estimation value averaging unit 1005, a memory 1006, a synchronous detection unit 1007, a phase speed measurement A section 1201 and a determination section 1202 are provided.
[0129]
That is, as shown in FIG. 12, the radio receiving apparatus according to Embodiment 8 includes a phase velocity measuring section 1201 instead of power measuring section 1003 in the configuration shown in Embodiment 6 (FIG. 10). , A determining unit 1202 is provided instead of the determining unit 1004.
[0130]
Next, the operation of the radio receiving apparatus according to Embodiment 8 having the above configuration will be described. Here, the operation of the portion related to the eighth embodiment will be mainly described.
[0131]
In FIG. 12, phase speed measurement section 1201 receives the output of phase estimation processing section 1002, measures the phase change rate of the phase estimation value of antenna 1, and outputs it to determination section 1202.
[0132]
Judging section 1202 judges the transmission state of the base station from the phase velocity of antenna 1 and controls phase estimation value averaging section 1005. Specifically, determination section 1202 performs the following determination operation.
[0133]
That is, when the phase velocity of the antenna 1 is larger than the predetermined threshold, the determination unit 1202 determines that there is a problem in transmission from one of the antennas, stops the weighted averaging of the antenna 1, and instead, The phase estimation value averaging unit 1005 is controlled to output the slot phase estimation value.
[0134]
Conversely, when the phase velocity of antenna 1 is smaller than a predetermined threshold, determination section 1202 determines that the signals are normally transmitted from both antennas, and provides phase estimation value averaging section 1005 with antenna 0, antenna An instruction is issued to perform weighted averaging of both phase estimation values of 1 over a plurality of slots.
[0135]
This is because if there is a defect in the transmission of one of the antennas of the base station, the FBI transmitted by the mobile station becomes random, and the phase of the transmission signal of the antenna 1 transmitted by the base station changes randomly. I do.
[0136]
As described above, in the eighth embodiment, similarly to the sixth and seventh embodiments, in the closed mode 1 of the transmission diversity, the transmission states of antennas 0 and 1 are monitored, and the base station performs normal transmission. Is performed, the phase estimation values of the antennas 0 and 1 are weighted and averaged over a plurality of slots, so that the demodulation performance can be improved. If it is determined that one of the antennas has failed, the phase estimation value estimated from the pilot symbol that has been subjected to the same phase rotation as the demodulation target data of the antenna 1 is used. It becomes.
[0137]
In Embodiment 8 (FIG. 12), the case where the phase estimation value of the DPCH is used has been described, but synchronous detection may be performed using the phase estimation value of the CPICH. Also in this case, the operation of the phase estimation value averaging unit is the same, and the same effect can be obtained.
[0138]
(Embodiment 9)
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a radio reception apparatus according to Embodiment 9 of the present invention. In the ninth embodiment, in the closed mode 1 of the transmission diversity, the configuration example in which the transmission states of the antennas 0 and 1 are monitored and the averaging process of the phase estimation value is changed is shown.
[0139]
13, radio receiving apparatus according to Embodiment 9 includes despreader 1001, phase estimation processing section 1002, phase estimation value averaging section 1005, memory 1006, synchronous detection section 1007, power change measurement It has a unit 1301 and a determination unit 1302.
[0140]
That is, as shown in FIG. 13, the radio receiving apparatus according to the ninth embodiment includes a power change measuring section 1301 instead of power measuring section 1003 in the configuration shown in the sixth embodiment (FIG. 10). , A determining unit 1302 is provided instead of the determining unit 1004.
[0141]
Next, the operation of the radio receiving apparatus according to Embodiment 9 having the above configuration will be described. Here, the operation of the part related to the ninth embodiment will be mainly described.
[0142]
In FIG. 13, power change measurement section 1301 receives the output of phase estimation processing section 1002, calculates the power of antenna 0 and antenna 1, measures the change from the previous value, and outputs the result to determination section 1302.
[0143]
Judgment section 1302 judges the transmission state of the base station from the power change state output from power change measurement section 1301, and controls phase estimation value averaging section 1005. Specifically, determination section 1202 performs the following determination operation.
[0144]
That is, the determination unit 1302 determines that there is a problem in transmission from either antenna when the amount of change of either antenna is greater than a predetermined threshold from the measurement value output by the power change measurement unit 1301, The weighted averaging of antenna 1 is stopped, and instead, phase estimation value averaging section 1005 is controlled so as to output a phase estimation value estimated from a pilot symbol that has been subjected to the same phase rotation as the demodulation target data.
[0145]
On the other hand, when the amount of change in either of the two antennas is smaller than the predetermined threshold, the determination unit 1302 determines that the signals are normally transmitted from both antennas, and the phase estimation value averaging unit 1005 An instruction is issued to perform weighted averaging of both phase estimation values of antennas 0 and 1 over a plurality of slots.
[0146]
This is a measure to prevent a fluctuation in the received power due to an increase in the variance of the phase estimation value if there is a defect in the transmission of one of the antennas of the base station. The determination may be made based on the ratio between the average received power and the power change.
[0147]
As described above, in the ninth embodiment, similarly to the sixth to eighth embodiments, in the closed mode 1 of the transmission diversity, the transmission states of antennas 0 and 1 are monitored, and the base station performs normal transmission. Is performed, the phase estimation values of the antennas 0 and 1 are weighted and averaged over a plurality of slots, so that the demodulation performance can be improved. When it is determined that one of the antennas has failed, the use of the phase estimation value of the antenna 1 is stopped and the phase estimation value based on only the pilot signal of the slot is used. It becomes possible.
[0148]
Although Embodiment 9 (FIG. 13) shows a case where the phase estimation value of DPCH is used, synchronous detection may be performed using the phase estimation value of CPICH. Also in this case, the operation of the phase estimation value averaging unit is the same, and the same effect can be obtained.
[0149]
(Embodiment 10)
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a radio receiving apparatus according to Embodiment 10 of the present invention. In the tenth embodiment, in the closed mode 1 of the transmission diversity, the configuration example in which the transmission state of each of the antennas 0 and 1 is monitored and the averaging process of the phase estimation value is changed.
[0150]
14, a radio receiving apparatus according to Embodiment 10 includes a despreader 1001, a phase estimation processing unit 1002, a power measurement unit 1003, a determination unit 1004, a phase estimation value averaging unit 1005, and a memory 1006. , A synchronous detection unit 1007, and a protection unit 1401 as protection means.
[0151]
That is, as shown in FIG. 14, the radio receiving apparatus according to Embodiment 10 has the configuration shown in Embodiment 6 (FIG. 10) in which a decision section 1004 and a phase estimation value averaging section 1005 A protection unit 1401 is provided.
[0152]
Next, the operation of the radio receiving apparatus according to Embodiment 10 having the above configuration will be described. Here, the operation of the part related to the tenth embodiment will be mainly described.
[0153]
In FIG. 14, a protection unit 1401 is configured to perform rearward protection and forward protection on the determination result output by the determination unit 1004. As a result, performance degradation due to erroneous determination can be prevented, and demodulation performance can be further improved.
[0154]
Here, the protection unit 1401 may be configured to perform protection using an IIR average value or the like in addition to front protection and rear protection. It goes without saying that protective means can be similarly provided in the seventh to ninth embodiments.
[0155]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to prevent a deterioration in reception performance by calculating an accurate phase estimation value at the time of assigning a finger in DPCH reception. If one of the antennas fails to transmit, reception can be performed without any problem.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a phase averaging processing unit included in a wireless reception device according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a view for explaining an averaging processing method according to the first embodiment performed by the phase averaging processing unit shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a phase averaging processing unit included in a wireless reception device according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 4 is a view for explaining an averaging processing method according to a second embodiment performed by the phase averaging processing section shown in FIG. 3;
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a phase averaging processing unit included in a wireless reception device according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 6 is a view for explaining an averaging processing method according to a third embodiment performed by the phase averaging processing unit shown in FIG. 5;
FIG. 7
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a path update flag generation unit included in a wireless reception device according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a control signal generator provided in a radio reception apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 9 is a time chart for explaining the operation of the control signal generator shown in FIG. 8;
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a radio reception apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a radio reception apparatus according to Embodiment 7 of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a radio reception apparatus according to Embodiment 8 of the present invention.
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a radio reception apparatus according to Embodiment 9 of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a radio reception apparatus according to Embodiment 10 of the present invention.
FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration example of a phase averaging processing unit that performs weighted averaging processing on phase estimation values of a plurality of slots employed in a wireless reception device that performs reception and demodulation using CPICH.
[Explanation of symbols]
101 flip-flop (RS-FF)
102, 103, 104, 701, 801 Flip-flop (D-FF)
105, 106, 107, 108 multiplier
109 adder
110, 301, 501 control unit
702 Exclusive OR (XOR)
703 OR operator (OR)
802 AND operator (AND)
1001, 1101 despreader
1002, 1102 Phase estimation processing unit
1003 Power measurement unit
1004, 1202, 1302 judgment section
1005 Phase estimation value averaging unit
1006 memory
1006 Synchronous detector
1201 Phase velocity measurement unit
1301 Power change measuring unit
1401 Means of protection

Claims (15)

複数スロットのパイロット信号による位相推定値の重み付け平均を行った位相推定値を用いて同期検波を行う無線受信装置において、パス更新情報を受けて異なるパスの位相推定値を含めないで前記重み付け平均を行った位相推定値を生成する位相平均化処理手段、を具備することを特徴とする無線受信装置。In a radio receiving apparatus that performs synchronous detection using a phase estimation value obtained by performing a weighted average of a phase estimation value by a pilot signal of a plurality of slots, the weighted average is received without including phase estimation values of different paths in response to receiving path update information. A radio receiving apparatus comprising: a phase averaging processing unit that generates a performed phase estimation value. 前記位相平均化処理手段は、取込指令を受けて対応するスロットの位相推定値を取り込み、取込停止指令を受けて対応するスロットの位相推定値の取り込みを停止する取込手段と、更新指令を受けて前記取込手段が取り込んだ位相推定値を複数スロット分遅延する遅延バッファと、前記取込手段の出力位相推定値及び前記遅延バッファの各スロットの遅延位相推定値について重み付け平均を実行し、前記同期検波に用いる位相推定値を求める重み付け平均手段と、パスの更新が行われないスロットでは、各スロットにおいて前記取込指令及び前記更新指令を発生して当該スロットの位相推定値を含んで前記重み付け平均手段に位相推定値の重み付け平均を行わせ、前記パス更新情報を受けてパスの更新が行われる当該スロットでは前記取込停止指令を発生して異なるパスの位相推定値を含めないで前記重み付け平均手段に位相推定値の重み付け平均を行わせ、その後、前記更新指令を発生する制御手段と、を具備したことを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。The phase averaging processing means receives the capture command, captures the phase estimation value of the corresponding slot, receives the capture stop command, and stops capturing the phase estimation value of the corresponding slot. A delay buffer for delaying the phase estimation value acquired by the acquisition means by a plurality of slots, and a weighted average of the output phase estimation value of the acquisition means and the delay phase estimation value of each slot of the delay buffer. A weighted averaging means for obtaining a phase estimation value used for the synchronous detection, and in a slot in which a path is not updated, the acquisition command and the update instruction are generated in each slot, and the phase estimation value of the slot is included. Causing the weighted averaging means to perform weighted averaging of the phase estimation value, and receiving the path update information to update the path; Control means for generating a command and causing the weighted averaging means to perform weighted averaging of the phase estimation values without including phase estimation values of different paths, and thereafter, the control means for generating the update command. The wireless receiving device according to claim 1. 送信信号が存在する送信期間と存在しないギャップ期間とを含む受信データの前記ギャップ期間を示すギャップ情報に基づき、前記ギャップ期間における開始時スロット位置とその後の前記送信期間の開始時スロット位置をそれぞれ検出し、前記検出した両開始時スロット位置のそれぞれにおいて前記位相平均化処理手段への前記パス更新情報を発生するパス更新情報発生手段、を具備することを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。Based on gap information indicating the gap period of received data including a transmission period in which a transmission signal exists and a gap period in which no transmission signal exists, a start slot position in the gap period and a start slot position in the subsequent transmission period are detected, respectively. 2. The radio receiving apparatus according to claim 1, further comprising: path update information generating means for generating the path update information to the phase averaging processing means at each of the detected start slot positions. . 送信信号が存在する送信期間と存在しないギャップ期間とを含む受信データの前記ギャップ期間を示すギャップ情報に基づき、前記送信期間において各スロットでの位相推定処理を行わせる制御信号を発生し、１スロット分遅延させた前記送信期間において同期検波を行わせる制御信号を発生し、前記送信期間及び前記ギャップ期間の開始時スロット位置において位相平均化処理を行わせる制御信号を発生する制御信号発生手段、を具備したことを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。Based on gap information indicating the gap period of received data including a transmission period in which a transmission signal exists and a gap period in which no transmission signal exists, a control signal for performing a phase estimation process in each slot in the transmission period is generated. A control signal generating means for generating a control signal for performing synchronous detection in the transmission period delayed by an amount and generating a control signal for performing a phase averaging process at a slot position at the start of the transmission period and the gap period. The wireless receiving device according to claim 1, wherein the wireless receiving device is provided. 基地局がアンテナ０とアンテナ１の双方から送信しているか否かを監視する監視手段と、前記監視手段の監視結果に基づき、基地局がアンテナ０とアンテナ１の双方から正常に送信していると判断した場合は両アンテナそれぞれの位相推定値についてスロット間重み付け平均した値を用いて同期検波を行わせ、どちらかのアンテナが故障していると判断した場合はアンテナ１の位相推定値は重み付け平均せず復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値のみを用いて同期検波を行わせる同期検波制御手段と、を具備したことを特徴とする無線受信装置。Monitoring means for monitoring whether the base station is transmitting from both antennas 0 and 1; and the base station transmitting normally from both antennas 0 and 1 based on the monitoring result of the monitoring means. If it is determined that the antennas have failed, the phase estimation value of the antenna 1 is weighted. A wireless reception apparatus comprising: synchronous detection control means for performing synchronous detection using only a phase estimation value estimated from a pilot symbol having the same phase rotation as demodulation target data without averaging. 逆拡散されたＤＰＣＨ信号またはＣＰＩＣＨ信号のパイロット信号から基地局が用いるアンテナ０とアンテナ１それぞれの位相推定値を算出する位相推定処理手段と、前記位相推定処理手段が算出した位相推定値に基づきアンテナ０とアンテナ１による基地局の送信状態を計測する計測手段と、前記計測手段の計測値と閾値とを比較し、計測値が閾値の範囲内にあるとき基地局がアンテナ０とアンテナ１の双方から正常に送信していることを示す第１判定信号を出力し、計測値が閾値の範囲外にあるときどちらかのアンテナが故障していることを示す第２判定信号を出力する判定手段と、前記第１判定信号を受けて前記位相推定処理手段が算出した位相推定値についてスロット間重み付け平均した値を同期検波に用いる位相推定値とする一方、前記第２判定信号を受けて前記位相推定処理手段が算出したアンテナ１の位相推定値は重み付け平均せず復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値のみを同期検波に用いる位相推定値とする同期検波用位相推定値生成手段と、を具備したことを特徴とする無線受信装置。Phase estimation processing means for calculating a phase estimation value of each of antenna 0 and antenna 1 used by the base station from a pilot signal of a despread DPCH signal or CPICH signal, and an antenna based on the phase estimation value calculated by the phase estimation processing means A measuring unit that measures the transmission state of the base station by the antenna 0 and the antenna 1, and compares the measured value of the measuring unit with a threshold value. Determining means for outputting a first determination signal indicating that the antenna is transmitting normally, and outputting a second determination signal indicating that one of the antennas has failed when the measured value is outside the range of the threshold value. A phase estimation value calculated by the phase estimation processing means in response to the first determination signal, and a value obtained by performing an inter-slot weighted averaging as a phase estimation value used for synchronous detection; The phase estimation value of the antenna 1 calculated by the phase estimation processing means in response to the second determination signal is not weighted and averaged, and only the phase estimation value estimated from the pilot symbol having the same phase rotation as the data to be demodulated is synchronously detected. And a synchronous detection phase estimation value generation unit that uses the phase estimation value for the detection. 逆拡散されたＤＰＣＨ信号のパイロット信号から基地局のアンテナ０とアンテナ１からの伝搬路のそれぞれの位相推定値を算出する第１位相推定処理手段と、逆拡散されたＣＰＩＣＨ信号のパイロット信号から基地局が用いるアンテナ０とアンテナ１それぞれの位相推定値を算出する第２位相推定処理手段と、前記第２位相推定処理手段が算出した位相推定値に基づきアンテナ０とアンテナ１による基地局の送信状態を計測する計測手段と、前記計測手段の計測値と閾値とを比較し、計測値が閾値の範囲内にあるとき基地局がアンテナ０とアンテナ１の双方から正常に送信していることを示す第１判定信号を出力し、計測値が閾値の範囲外にあるときどちらかのアンテナが故障していることを示す第２判定信号を出力する判定手段と、前記第１判定信号を受けて前記第１位相推定処理手段が算出した位相推定値についてスロット間重み付け平均した値を同期検波に用いる位相推定値とする一方、前記第２判定信号を受けて前記第１位相推定処理手段が算出したアンテナ１の位相推定値は重み付け平均せず復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値のみを同期検波に用いる位相推定値とする同期検波用位相推定値生成手段と、を具備したことを特徴とする無線受信装置。First phase estimation processing means for calculating respective phase estimation values of the propagation paths from antennas 0 and 1 of the base station from the pilot signal of the despread DPCH signal, and a base station from the pilot signal of the despread CPICH signal Second phase estimation processing means for calculating a phase estimation value of each of antennas 0 and 1 used by the station, and a transmission state of the base station by antennas 0 and 1 based on the phase estimation values calculated by the second phase estimation processing means , And comparing the measurement value of the measurement means with a threshold value, and when the measurement value is within the threshold value range, indicates that the base station is transmitting normally from both antenna 0 and antenna 1 Determining means for outputting a first determination signal, and outputting a second determination signal indicating that one of the antennas has failed when the measured value is out of the range of the threshold value; The inter-slot weighted average value of the phase estimation value calculated by the first phase estimation processing means in response to the determination signal is used as a phase estimation value used for synchronous detection, while the second estimation signal is received in response to the first phase estimation value. The phase estimation value of the antenna 1 calculated by the processing means is not weighted and averaged, and only the phase estimation value estimated from the pilot symbol subjected to the same phase rotation as the data to be demodulated is used as the phase estimation value used for synchronous detection. A radio receiving apparatus comprising: an estimated value generating unit. 前記第１位相推定処理手段が算出した位相推定値に基づきアンテナ０とアンテナ１による基地局の送信状態を計測する計測手段、を具備し、前記判定手段は、両計測手段の計測値に閾値を適用して前記第１判定信号と前記第２判定信号をそれぞれ発生することを特徴とする請求項７記載の無線受信装置。Measuring means for measuring the transmission state of the base station by the antenna 0 and the antenna 1 based on the phase estimation value calculated by the first phase estimation processing means; and 8. The radio receiving apparatus according to claim 7, wherein the first and second determination signals are applied to generate the first and second determination signals, respectively. 前記計測手段は、アンテナ０とアンテナ１それぞれの受信電力を測定する手段であることを特徴とする請求項６から請求項８のいずれかに記載の無線受信装置。9. The wireless receiving apparatus according to claim 6, wherein the measuring unit is a unit that measures received power of each of the antenna 0 and the antenna 1. 前記計測手段は、アンテナ１の位相推定値の位相変化速度を測定する手段であることを特徴とする請求項６から請求項８のいずれかに記載の無線受信装置。9. The radio receiving apparatus according to claim 6, wherein the measuring unit is a unit that measures a phase change speed of a phase estimation value of the antenna 1. 10. 前記計測手段は、アンテナ０とアンテナ１それぞれの受信電力の変化を測定する手段であることを特徴とする請求項６から請求項８のいずれかに記載の無線受信装置。9. The radio receiving apparatus according to claim 6, wherein the measuring unit is configured to measure a change in received power of each of the antenna 0 and the antenna 1. 前記計測手段は、アンテナ０とアンテナ１それぞれの平均受信電力と電力変化の比を測定する手段であることを特徴とする請求項６から請求項８のいずれかに記載の無線受信装置。9. The radio receiving apparatus according to claim 6, wherein the measuring unit is a unit that measures a ratio between an average received power of each of the antennas 0 and 1 and a power change. 前記判定手段と前記同期検波用位相推定値生成手段との間に、前記判定手段の判定結果について前方保護及び後方保護を行う保護手段、を具備することを特徴とする請求項６から請求項８のいずれかに記載の無線受信装置。9. A protection means for performing forward protection and backward protection on a determination result of the determination means between the determination means and the synchronous detection phase estimation value generation means. A wireless receiver according to any one of the above. 複数スロットのパイロット信号による位相推定値の重み付け平均を行った位相推定値を用いて同期検波を行う無線受信装置において、パスの更新が行われないスロットでは、各スロットにおいて前後スロットの位相推定値を含んで前記位相推定値の重み付け平均を行い、パスの更新が行われるスロットでは異なるパスの位相推定値を含めないで前記位相推定値の重み付け平均を行うことを特徴とする無線受信方法。In a wireless receiving apparatus that performs synchronous detection using a phase estimation value obtained by performing weighted averaging of phase estimation values by pilot signals of a plurality of slots, in a slot in which a path is not updated, a phase estimation value of a preceding slot and a preceding slot is determined in each slot. A wireless reception method comprising: performing weighted averaging of the phase estimation values, and performing weighted averaging of the phase estimation values without including phase estimation values of different paths in a slot where a path is updated. 基地局がアンテナ０とアンテナ１の双方から送信しているか否かを監視し、前記監視結果に基づき、基地局がアンテナ０とアンテナ１の双方から正常に送信していると判断した場合は両アンテナそれぞれの位相推定値についてスロット間重み付け平均した値を用いて同期検波を行い、どちらかのアンテナが故障していると判断した場合はアンテナ１の位相推定値は重み付け平均せず復調対象データと同じ位相回転をかけられたパイロットシンボルから推定した位相推定値のみを用いて同期検波を行うことを特徴とする無線受信方法。The base station monitors whether or not the base station is transmitting from both antennas 0 and 1, and based on the monitoring result, if the base station determines that the base station is transmitting normally from both antennas 0 and 1, both base stations are transmitting. Synchronous detection is performed using the value obtained by averaging the inter-slot weights with respect to the phase estimation value of each antenna. If it is determined that one of the antennas has failed, the phase estimation value of the antenna 1 is not weighted and averaged and the demodulation target data is used. A radio receiving method comprising: performing synchronous detection using only a phase estimation value estimated from pilot symbols that have been subjected to the same phase rotation.
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