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Die
vorliegende Erfindung betrifft den Bereich der digitalen Datenübertragungen
durch optische Mittel. Sie findet im Besonderen Anwendung auf die Übertragung
hoher Bitraten über
Lichtwellenleiter und bezieht sich, genauer gesagt, auf ein Verfahren zur
Bildung eines kodierten RZ- oder NRZ-Signals ausgehend von einer
Intensitätsmodulation
einer optischen Trägerwelle
durch binäre
Daten.
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In
bekannter Weise wird angestrebt, die Kapazität optischer Übertragungssysteme
zu erhöhen. In
den derzeitigen Lichtwellenleiter-Übertragungssystemen des Typs
(D)WDM (auf Englisch "Dense Wavelength
Division Multiplexing" bzw.
dichtes Wellenlängenmultiplex)
möchte
man die Spektraleffizienz, ausgedrückt in Bit/s/Hz, erhöhen, das
heißt,
das Verhältnis
der Modulationsfrequenz zum Frequenzabstand zwischen benachbarten Übertragungskanälen, wobei
gleichzeitig eine Spektralüberlagerung zwischen
Kanälen
vermieden werden soll.
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Derzeit
arbeitet ein DWDM-System mit einer Modulation mit einer Übertragungsrate
von 10 GBit/s mit einem auf 25 GHz abgesenkten Frequenzabstand,
was eine Spektraleffizienz von 0,4 Bit/s/Hz ergibt.
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Um
wettbewerbsfähig
zu werden, müssen Systeme
mit 40 Gb/s einen Frequenzabstand zwischen Kanälen von weniger als 100 Hz
unterstützen, zum
Beispiel gleich 50 GHz, um der aktuellen von der UIT (Union Internationale
des Telecommunications) vorgegebenen Normungstabelle zu folgen.
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Eine
NRZ-("Non-Return
to Zero" bzw. ohne Rückkehr zu
Null) oder RZ-("Return to Zero" bzw. Rückkehr zu
Null) Modulation wird sehr häufig
angewendet und impliziert, dass die Intensität der Trägerwelle zwischen zwei Pegeln
verändert
wird. Die Pegelschwankungen werden zu Zeitpunkten ausgelöst, die
durch eine Taktfrequenz vorgegeben werden, und dies definiert die
aufeinander folgenden Zeitzellen, die den zu übertragenden Binärdaten zugeteilt
werden. Je nach Gepflogenheiten entsprechen der tiefe Pegel und
der hohe Pegel den Binärwerten "0" bzw. "1".
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Der
NRZ-Impuls dauert, im Gegensatz zu einem RZ-Impuls, die jedem Bit
zugewiesene maximale Zeit an, das heißt, eine Bitzeit T.
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1 stellt
das klassische Spektrum eines kodierten optischen NRZ-Signals und,
genauer gesagt, die optische Leistung P (in DB) in Abhängigkeit von
der Frequenz f (in willkürlich
gewählten
Einheiten) dar.
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Dieses
Spektrum ist durch ein Hauptband gekennzeichnet, das einen zentralen
maximalen Peak aufweist, welcher der Trägerwelle zugeordnet ist, und
zwei symmetrische Seitenbänder 2, 3 auf
beiden Seiten dieses Peaks 1, die sich auf die Kodierung
beziehen.
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Dieses
Hauptband weist eine Spektralbreite B bei ungefähr –10 dB gleich 59 GHz und ungefähr 40 Gb/s
auf. Daher würde
ein Abstand von 50 GHz in einem System mit 40 GHz zu einer zu starken Überlappung
der Hauptbänder
angrenzender Kanäle
führen.
Dieses Nebensprechen erhöht
die Übertragungsfehlerquote
so stark, dass dies ein Hindernis für die Realisierung darstellt.
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Allerdings
enthalten die beiden Seitenbänder 2, 3 redundante
Informationen. Daher ist bekannt, dass eines von ihnen zur Erhöhung der
Spektraleffizienz gefiltert wird.
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Ein
solches Verfahren wird zum Beispiel bei 10 Gb/s in dem Dokument
unter dem Titel "Vestigial side-band
Filtering at 10 Gb/s using 12,5 GHz channel spacing demux", C.X. Yu u.a., Electronics
Letters, S. 237 – 238,
2002, beschrieben.
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Eine
Filterung ist jedoch schwer umzusetzen, weil sie eine exakte und
heikle Einstellung der Filterposition erfordert. Und die Wellenlänge der
Trägerwelle,
die von der Laserquelle abhängt,
schwankt im Verlauf der Zeit und/oder in Abhängigkeit von der Temperatur,
so dass eine Regelung des Filters über das Spektrum erforderlich
ist.
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Außerdem muss
für eine
gute Funktionsweise die Form des Filters spezifisch sein, und dies
zu erreichen ist ein komplexer Vorgang.
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Eine
andere bekannte Lösung
für eine
Spektralkompression eines kodierten Signals basiert auf der Verwendung
des spezifischen duobinären
oder PSBT- (für
englisch "Phase-Shaped
Binary Transmission" bzw.
binäre Übertragung
mit geglättetem Phasenverlauf)
Formats, das zum Beispiel in dem Dokument unter dem Titel "A 1580 nm band WDM transmission
technology employing optical duobinary coding", Journal Lightwave Technology, S. 191 – 199, 1999,
beschrieben wird.
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Zusätzlich zu
einer NRZ-Intensitätsmodulation
ist dieses Format durch eine Phasenmodulation in Form von Rechteckimpulsen
mit auf die "0"-Stellen zentrierten
Pegeländerungen
gekennzeichnet. Die Höhe
und das Vorzeichnen der Änderungen
werden zum Beispiel in Abhängigkeit
von der Umgebung einer "0" gewählt, das
heißt,
je nachdem, ob letztere von "0" umgeben ist, ob
sie links oder rechts von einer Gruppe von "1" steht,
ob sie zwischen zwei "1" isoliert ist. Eine Änderung
erfolgt im Allgemeinen in der Größenordnung
von ± π.
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Um
diese duobinäre
Kodierung durchzuführen,
verwendet man einen Modulator, der nach dem "Push-Pull"-Prinzip arbeitet und von einem mit
einem elektrischen Tiefpassfilter gekoppelten elektrischen Kodierwerk
gesteuert wird. Es handelt sich typischerweise um einen interferometrischen
Modulator des Mach-Zehnder-Typs,
der notwendigerweise an seinen beiden Armen mit entgegengesetzten
Steuerspannungen gesteuert wird.
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Die
Generierung eines solchen duobinären kodierten
Signals ist sehr kompliziert, insbesondere bei der Bestimmung eines
Arbeitspunkts fließen
eine große
Zahl von Parametern (Polarisationsspannungen, Spannung Spitze-Spitze
usw.) ein, und sie erfordert eine heikle Regelung, die um den Mindestübertragungspunkt
ungleich null herum durchgeführt
wird.
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Außerdem sind
die Übertragungsleistungen deutlich
geringer als diejenigen eines kodierten NRZ- oder RZ-Signals, insbesondere
im Hinblick auf das Signal-Rausch-Verhältnis oder
die Empfindlichkeit, das heißt,
die erforderliche Leistung am Empfänger, um eine gegebene Fehlerquote
zu erzielen.
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Ziel
der Erfindung ist es, ein kodiertes optisches Signal mit verringerter
Spektralbreite zu liefern, das einfach zu realisieren und selbst
bei einer hohen Übertragungsrate,
zum Beispiel bei 40 Gb/s, von guter Qualität ist.
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Die
Erfindung findet insbesondere für
die Übertragung
kodierter Signale im Wellenlängenmultiplexverfahren
Anwendung.
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Die
Erfindung schlägt
zu diesem Zweck ein Verfahren vor zur Bildung von mindestens einem
kodierten optischen RZ- oder NRZ-Signal ausgehend von einer Intensitätsmodulation
von mindestens einer kontinuierlichen Welle, genannt Trägerwelle, durch
binäre
Daten, wobei das kodierte Signal ein Hauptband mit einer gegebenen
Spektralbreite aufweist,
dadurch gekennzeichnet, dass es zur
Reduzierung der Spektralbreite eine Phasenmodulation in Form von
impulsartigen positiven Phasenänderungen
und impulsartigen negativen Phasenänderungen umfasst, die dazu
geeignet sind, ungefähr
mit den steigenden Flanken bzw. mit den fallenden Flanken der modulierten
Intensität
oder umgekehrt synchronisiert zu werden.
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Das
Verfahren gemäß der Erfindung
ermöglicht,
auf die Bandfilterung zu verzichten.
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Die
Phasenmodulation gemäß der Erfindung ist
neuartig und einfacher umzusetzen als die Modulation für ein PSBT-Format.
In der Praxis kann man einen Phasenmodulator verwenden, der von
einem Intensitätsmodulator
getrennt ist und der vorgeschaltet oder nachgeschaltet angeordnet
ist.
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Die
Phasenmodulation gemäß der Erfindung verhindert
nicht eine zusätzliche "Chirp"-Modulation, wie
sie in bestimmten Fällen
von Intensitätsmodulationsschemata
erzielt wird, zum Beispiel dann, wenn nur eine Elektrode eines LiNb03-Mach-Zehnder-Modulators
des Typs "z-cut" moduliert wird.
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In
einer vorteilhaften Ausführungsform
weisen die impulsartigen Phasenänderungen
im Absolutwert ein zwischen 0,5 und 1,8 Radiant und vorzugsweise
bei ungefähr
gleich 0,75 Radiant liegendes Maximum auf.
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Dieser Änderungsbereich
garantiert eine optimale Signalqualität hinsichtlich der Bandbreite
und somit eine optimale Qualität
des Signals beim Empfang, wenn mehrere Wellenlängen mit geringem Frequenzabstand
gemultiplext werden.
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Daher
reicht eine Phasenmodulation mit geringer Amplitude aus, um die
Spektralkompression zu erzielen. Diese ermöglicht einen Gewinn beim Energieverbrauch
durch eine Absenkung der Höhe
der Steuerspannung, die an den Phasenmodulator angelegt werden muss,
sowie eine Verringerung der Kosten der Bauteile.
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Die
positiven und negativen impulsartigen Phasenänderungen können zur Vereinfachung der Umsetzung
ungefähr
symmetrisch sein.
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Die
Breite auf halber Höhe
der impulsartigen Phasenänderungen
kann größer oder
gleich der Hälfte
der Übertragungsperiode,
das heißt,
T/2 sein, um die Kompression des Spektrums noch weiter zu optimieren.
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Vorzugsweise
kann die Form der impulsartigen Phasenänderungen ungefähr dreieckig
sein.
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Diese
Form wird gegenüber
einer Form nach Art von Rechteckimpulsen mit Halten des vorübergehenden
Phasenpegels bevorzugt.
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Vorzugsweise
kann die zeitliche Verschiebung zwischen den impulsartigen Phasenänderungen
und den steigenden Flanken oder fallenden Flanken im Absolutwert
kleiner oder gleich von ungefähr 12
% der Übertragungsperiode
sein.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
umfasst dann, wenn eine Vielzahl von kodierten Signalen nach dem
Verfahren gebildet wird, dies außerdem die Wahl eines Frequenzabstands
für die
Trägerwellen
kleiner als das Doppelte der Übertragungsrate.
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Dies
wird durch die erzielte Kompression des Spektrums ermöglicht.
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Im Übrigen kann
das Verfahren eine Filterung nach den Kodierungen und vorzugsweise
durch einen mit Arrayed-Waveguide-Grating arbeitenden Multiplexer
oder durch ein Multiplexverfahren durch Verschachtelung umfassen.
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Diese
Filterung erhöht
die Übertragungsqualität, insbesondere,
wenn es sich um die Pegel der Kreuzungen zwischen angrenzenden Spektralbändern handelt.
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Die
Erfindung schlägt
auch ein Kodierungssystem zur Umsetzung des zuvor definierten Verfahrens
vor, das für
jede zu modulierende Trägerwelle Phasenmodulationsvorrichtungen
und Intensitätsmodulationsvorrichtungen
aufweist, die vorzugsweise in demselben Träger integriert sind.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
umfassen die Phasenmodulationsvorrichtungen einen elektrooptischen
Modulator auf Lithiumniobat-Basis, und die Intensitätsmodulationsvorrichtungen
umfassen einen interferometrischen Modulator des Mach-Zehnder-Typs.
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Weitere
Merkmale und Vorteile der Erfindung werden bei der Lektüre der nachfolgenden
Beschreibung der Ausführungsform
der Erfindung ersichtlich werden, die als Beispiel sowie unter Bezugnahme
auf die begleitenden Zeichnungen angegeben werden, auf denen:
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1,
die bereits beschrieben wurde, das klassische Spektrum nur für ein kodiertes
optisches NRZ-Signal darstellt;
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2 das
Spektrum eines optischen Signals darstellt, das gemäß der Erfindung
in einer ersten bevorzugten Ausführungsform
NRZ-kodiert und phasenmoduliert wurde;
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3 die
Intensitäts-
und Phasenmodulationen darstellt, die erforderlich sind, um das
Spektrum von 2 zu erhalten;
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4 ein
Beispiel eines Generators für
das kodierte und phasenmodulierte NRZ-Signal darstellt, dessen Merkmale
in den 2 und 3 dargestellt sind;
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5 ein Übertragungssystem
für drei
gemultiplexte Signale darstellt, die gemäß der Erfindung in einer zweiten
Ausführungsform
der Erfindung NRZ-kodiert und phasenmoduliert werden;
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6 die
Spektren der drei gemultiplexten Signale darstellt, die von dem Übertragungssystem von 5 übertragen
wurden;
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die 7 bis 9 drei
Augendiagramme darstellen, von denen die beiden ersten dem Übertragungssystem
von 6 zugeordnet sind und das letzte einem einfachen
NRZ-Übertragungssystem zugeordnet
ist.
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2 stellt
das Spektrum eines kodierten optischen Signals dar, das gemäß der Erfindung
in einer ersten bevorzugten Ausführungsform
NRZ-kodiert und phasenmoduliert ist. Genauer gesagt, wird das Spektrum
im Hinblick auf die optische Leistung P (in dB) in Abhängigkeit
von der Frequenz (in einer willkürlich
gewählten
Einheit) dargestellt.
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Dieses
Spektrum ist durch ein Hauptband gekennzeichnet, das durch einen
maximalen Peak 1' gekennzeichnet
ist, welcher der Trägerwelle
zugeordnet ist, sowie durch zwei asymmetrische Seitenbänder 2', 3' auf beiden
Seiten dieses Peaks 1'.
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Dieses
Hauptband weist eine Spektralbreite B' bei –10 dB auf, die gegenüber der
klassischen Spektralbreite B verringert ist und die gleich 43 GHz – ungefähr gleich
40 GHz – ist.
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Genauer
gesagt, ist das Seitenband links 2' stark reduziert, und die gesamte
Energie konzentriert sich praktisch auf das Seitenband rechts 3'.
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Der
Frequenzabstand zwischen Kanälen
von 50 GHz wird in einem Übertragungssystem
mit 40 GHz möglich,
wobei gleichzeitig die Qualität
des NRZ- oder RZ-Signals erhalten bleibt.
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Die
Kompression des Bandes ergibt sich aus einer spezifischen Phasenmodulation,
die über
die klassische Intensitätsmodulation,
zum Beispiel NRZ, gelegt wird.
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3 zeigt
die Kurven C1 und C2,
die jeweils diese Modulation von Intensität I (ausgedrückt in willkürlich gewählten Einheiten)
und Phase φ (ausgedrückt in rad)
im Verlauf der Zeit t (ausgedrückt
in Pikosekunden) darstellen.
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Die
Intensitätsmodulation
I liegt in Rechteckform mit starren steigenden Flanken (symbolisiert durch
eine Pfeilspitze) und fallenden Flanken (symbolisiert durch eine
doppelte Pfeilspitze) vor. Die Intensitätsmodulation ist in Abhängigkeit
von der folgenden Sequenz von Binärdaten definiert: 011110101100100.
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Die
Bitzeit entspricht 25 ps für
die gewählte Kodierung
bei 40 GHz in diesem Beispiel.
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Die
Phasenmodulation liegt in Form von impulsartigen positiven φ1 und negativen φ2 Phasenänderungen
vor, die so gestaltet sind, dass sie ungefähr mit den steigenden Flanken
beziehungsweise mit den fallenden Flanken der modulierten Intensität synchronisiert
sind.
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Die
impulsartigen positiven und negativen Phasenänderungen φ1, φ2 werden zur Vereinfachung der Steuerung
ungefähr
symmetrisch gewählt.
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Für eine optimale
Verringerung der Bandbreite sind die Impulse φ1, φ2 an den Fronten fixiert. Eine zeitliche
Verschiebung zwischen den impulsartigen Phasenänderungen und den steigenden
und fallenden Flanken ist jedoch im Absolutwert kleiner oder gleich
von ungefähr
12 % der Bitzeit T, was bei 40 Gb/s einer Verschiebung von ± 3 ps
gegenüber
der Front entspricht.
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Mit
demselben Ziel weisen die Impulse φ1, φ2 vorzugsweise ein Maximum bei 0,75 Radiant
auf.
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Ein
Dirac-Impuls reicht nicht aus. Daher wählt man vorzugsweise eine Breite
auf halber Höhe I1 der impulsartigen Phasenänderungen φ1, φ2, zum Beispiel gleich der Hälfte der
Bitzeit.
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Die
Form der impulsartigen Phasenänderungen φ1, φ2 ist ungefähr dreieckig.
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In
einer (nicht dargestellten) Variante sind die impulsartigen positiven
Phasenänderungen φ1 und die impulsartigen negativen Phasenänderungen φ2 so gestaltet, dass sie ungefähr mit den
fallenden Flanken beziehungsweise den steigenden Flanken synchronisiert
sind. In dieser Konfiguration wird die Energie in Richtung der tiefen
Frequenzen (Seitenband links) statt der hohen Frequenzen (Seitenband rechts)
konzentriert.
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4 stellt
ein Beispiel eines Generators 10 des NRZ-kodierten und
phasenmodulierten optischen Signals dar, dessen Merkmale in den
vorhergehenden 2 und 3 dargestellt
sind.
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Dieser
Generator 10 umfasst nacheinander:
- – einen
Laser, der eine kontinuierliche Trägerwelle CW mit einer Wellenlänge zum
Beispiel im Band C oder L aussendet;
- – einen
Phasenmodulator 5, der von einem elektrischen Vorkodierwerk 6 mit
40 GHz ausgehend von der bereits weiter oben genannten Datensequenz
D gesteuert wird;
- – und
einen Intensitätsmodulator 7.
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Sofern
erforderlich, kann man, um die durch das Hinzufügen des Phasenmodulators hervorgerufenen
optischen Verluste auszugleichen, die Leistung des Lasers 4 erhöhen oder
einen optischen Verstärker
hinzufügen.
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Der
Phasenmodulator 5 ist ein elektrooptischer Modulator; er
weist eine Wellenleiterstruktur auf und ist auf Lithiumniobat-Basis
ausgeführt.
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Das
Anlegen einer variablen Spannung an der Elektrode E1 dieses Modulators 5 führt zu Änderungen
des Brechungsindex, welche die Ursache für Phasenänderungen der Trägerwelle
CW sind, die den Modulator durchläuft.
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Um
die gewünschten
Phasenänderungen (Form,
Breite...) zu erhalten, stellt man die Länge des Modulators 5 ein
und berücksichtigt
seine Leistungsfähigkeit.
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Natürlicherweise
darf ein Datenwert "1" zwischen zwei Datenwerten "1" oder ein Datenwert "0" zwischen
zwei Datenwerten "0" keine Phasenänderung
erzeugen.
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Ein
Phasenmodulator auf Halbleiterbasis kann ebenfalls in Betracht kommen.
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Die
phasenmodulierte Trägerwelle
breitet sich anschließend
im Intensitätsmodulator 7 aus,
der vorzugsweise ein interferometrischer Modulator des Mach-Zehnder-Typs aus
Lithiumniobat ist.
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Die
Steuerungsvorrichtungen sind herkömmlicher Art. Die Elektroden
E2, E3 der Arme b1, b2 werden jeweils ausgehend von der Datensequenz
D und ihrer komplementären
Sequenz D* gesteuert.
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Ein
Elektroabsorptionsmodulator (EAM) kann ebenfalls in Betracht kommen.
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Am
Ausgang des Intensitätsmodulators 7 erhält man das
NRZ-kodierte und phasenmodulierte Signal s1.
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In
einer ersten Variante wird nur eine der Elektroden E2, E3 ohne Unterschied
mit D oder D* gesteuert: das kodierte Signal s1 ist
in diesem Fall "gechirpt".
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In
einer zweiten Variante wird die Phasenmodulation nach der Intensitätsmodulation
durchgeführt.
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5 zeigt
ein Übertragungssystem 100, das
drei gemultiplexte Signale s1 bis s3 überträgt, die gemäß der Erfindung
NRZ-kodiert und phasenmoduliert sind.
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Das
System 100 umfasst:
- – eine Gruppe 20 von
drei Generatoren 21, 22, 23 ähnlich dem
bereits beschriebenen Generator 10;
- – einen
Wellenlängenmultiplexer
Mux;
- – eine
Lichtwellenleiterübertragungsleitung
FO;
- – einen
Wellenlängendemultiplexer
Demux, zum Beispiel einen mit Arrayed-Waveguide-Grating (AWG) arbeitenden
Multiplexer;
- – eine
Gruppe 30 von drei Empfängern 31, 32, 33.
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Dieses
DWDM-Übertragungssystem 100 mit 40
Gb/s verwendet einen Zuteilungsplan mit einem gleichmäßigen Frequenzabstand
von 50 GHz.
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Das
Spektrum der drei kodierten und gemultiplexten Signale s1 bis s3 ist in 6 dargestellt.
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Das
Spektrum ist als optische Leistung P (in dB) in Abhängigkeit
von der Wellenlänge λ (in willkürlich gewählter Einheit)
dargestellt.
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Dieses
Spektrum weist drei maximale Peaks P1 bis P3 bei unterschiedlichen
Trägerwellenlängen λ1, λc, λ2 auf, die
jeweils ungefähr
gleich 1545,72 nm, 1546,12 nm und 1546,52 nm sind.
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Die 7 bis 9 zeigen
drei Augendiagramme, von denen die beiden ersten dem Übertragungssystem
von 5 und das letzte einem Übertragungssystem mit einfacher
NRZ-Kodierung zugeordnet ist.
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Das
in 7 dargestellte erste Augendiagramm Oe1 entspricht
dem Diagramm, das man für das
kodierte mittlere Signal s2 erhält, wenn
der Multiplexer Mux ein Filterbauteil ist, zum Beispiel ein mit Arrayed-Waveguide-Grating
arbeitender sogenannter AWG-Multiplexer und vorzugsweise von derselben
Art, wie der auf der Demultiplexseite gewählte.
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Ein
Multiplexverfahren mit einem Interleaver kommt ebenfalls in Betracht.
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Das
in 8 dargestellte zweite Augendiagramm Oe2 entspricht
dem Diagramm, das man für das
mittlere kodierte Signal s2 erhält, wenn
der Multiplexer Mux ein passives Bauteil wie beispielsweise ein
Koppler ist.
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Das
in 9 dargestellte dritte Augendiagramm Oe3 entspricht
dem Diagramm, das man für ein
mittleres kodiertes Signal erhält,
das ausschließlich
eine NRZ-Kodierung aufweist, und zwar mit einem aus einem passiven
Bauteil bestehenden Multiplexer.
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Das
erste Augendiagramm Oe1 weist eine große Öffnung auf und gibt die Qualität des empfangenen
Signals trotz der Phasenmodulation wieder.
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Das
zweite Augendiagramm Oe2 weist im Unterschied zum dritten Augendiagramm
Oe3 eine akzeptable Öffnung
auf.
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Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf die beschriebenen und dargestellten
Beispiele und Ausführungsform
beschränkt
und kann Gegenstand zahlreicher, dem Fachmann zugänglicher
Varianten sein.
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Die
Erfindung findet auch auf ein kodiertes RZ-Signal Anwendung, wobei
nötigenfalls
Mittel vorgesehen sind, um die Synchronisierung der Phasenmodulation
mit der Intensitätsmodulation
insbesondere dann sicherzustellen, wenn die Impulse besonders eng
sind.
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Die
Erfindung findet ebenfalls auf eine größere Zahl als 3 gemultiplexte
Signale Anwendung.