DE2432000B2 - System zur Übertragung von Phasenkorrekturen in einem Radionavigationssystem, insbesondere in einem Differential-OMEGA-System - Google Patents
System zur Übertragung von Phasenkorrekturen in einem Radionavigationssystem, insbesondere in einem Differential-OMEGA-SystemInfo
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Description
vi Die Erfindung bezieht sich auf ein System zur
Übertragung von Phasenkorrekturen in einem Radionavigationssystem, insbesondere in einem Differential-OMEGA-System, mit mindestens einer Referenz-Sendestation, welche die Phasenkorrekturwerte
bo in zeitmultiplexer, mit dem Format des Navigationssystems synchroner Weise als Modulation einer Trägerschwingung überträgt, wobei die übertragenen
Phasenkorrekturwerte durch die Phasendifferenzen zwischen den Phasen der von mehreren Hauptsende-
■y-, Stationen empfangenen Signalen und den theoretischen Werten dieser Phasen festgelegt sind und die
Modulation eine Phasenmodulation mit geringem Modulationsindex und mit einer linearen Abhängig-
keit zwischen Phasenkorrekturwerten und Phasenhub ist, nach Hauptanmeldung (P 2222735.6-35).
Ein ähnliches System ist durch die Zeitschrift IEEE Transactions AES-4 (1968) 4 (Juli), Seiten 494 bis
498 bekanntgeworden. Bei diesem System werden die die Phasenkorrekturwerte in Form von Polynomkoeffizienten von jeder Korrekturphase übertragen. Die
Übertragung der Koeffizienten erfolgt breitbandig mit multiplexen Analogsignalen. Demgegenüber ist durch
die Wahl der Modulation nach dem Hauptpatent eine Übertragung mit sehr schmalem Frequenzband möglich.
Durch die DT-OS 1934960 ist es bekanntgeworden, Funkfeuer als Hauptsendestationen für ein Navigationssystem der genannten Art zu verwenden und
im Zusammenhang mit einer Referenzstation Phasenkorrekturwerte bezüglich dieser Hauptstationen zur
mobilen Station zu übertragen.
Die Verwendung eines Differentialmodus bei einem Radionavigationssystem erfordert bekanntlich
die zusätzliche Übertragung von Frojektionsphasenwerten, welche durch die Differenz des an einem Ort
empfangenen Phasenwertes und des entsprechenden theoretischen Phasenwertes festgelegt ist. Der an einem Ort herrschende theoretische Phasenwert ist derjenige, der innerhalb eines theoretischen Netzes von
Positionslinien eine stationäre und reziproke Entsprechung mit der geographischen Position dieses Punktes
erfüllt. Der empfangene Phasenwert ändert sich in zeitlicher Hinsicht auf komplexe Weise gegenüber
dem theoretischen Phasenwert, wodurch bezüglich der reziproken Entsprechung witterungsabhängige
Fehler auftreten. Es ergibt sich somit, daß die Kenntnis von übertragenen Korrekturwerten erheblich die
witterungsabhängigen Fehler verringert.
Diese differentielle Verwendung ist jedoch nur in
einem gewissen Bereich in der Nähe des gewählten Ortes gültig. Es ist demzufolge wünschenswert, daß
die zusätzliche Übertragung sich auf diesen Bereich erstreckt, und zwar unabhängig von der Art des Empfängers des Radionavigationssystems, welcher an diesem Orte verwendet wird.
Aus diesem Grund muß eine große Anzahl von zusätzlichen Übertragungen vorgesehen sein, falls über
große Entfernungen das Radionavigationssystem im differentiellen Modus verwendet werden soll. In Küstenbereichen ist es dabei vorteilhaft, daß die zusätzliche Übertragung von Korrekturphasenwerten zahlenmäßig genügend hoch ist, um entlang der Küsten
das Radionavigationssystem im differentiellen Modus zu verwenden, wobei wunschgemäß eine Erhöhung
der Positionsgenauigkeit erreicht wird.
Je nach Anwendungsfall können die Empfänger des Radionavigationssystems für den Empfang der Korrekturwerte sehr einfach aufgebaut sein oder für
höchste Genauigkeit ausgelegt sein. Dabei erscheint es notwendig, daß derselbe Empfänger für Korrekturwerte für große Entfernungen verwendbar ist, um die
Gesamtheit dieser zusätzlichen Übertragungswerte empfangen zu können, ohne daß dabei für den Benutzer komplizierte Bedienungsschritte notwendig sind.
Dies bedeutet, daß für die Gesamtheit der zusätzlichen Übertragung von Korrekturphasenwerten eine
Normalisation vorhanden sein muß.
Jede Sendestation für Korrekturwerte muß demzufolge für einen bestimmten Bereich eine allgemeine
Ausstrahlung besitzen, weh he für Empfänger einfacher Elauweise bis zu Empfängern hoher Genauigkeit
gültig ist. Eine große Anzahl von derartigen Sendestationen muß dieses Kriterium erfüllen, um gleichzeitig
eine hohe Normalisation der Verwendung und andererseits eine hohe Genauigkeit zu erlauben,
"' Bei Verwendung eines OMEG Α-Systems sind acht Sendestationen vorgesehen, um die ganze Erde zu
umspannen, wobei der Abstand zwischen den einzelnen Sendestationen in der Größenordnung von
8000 km liegt. Entsprechend den derzeitigen Schät-
!" zungen beträgt die Reichweite der Sendestationen für
Korrekturwerte höchstens einige hundert Kilometer. Dies bedeutet, daß die Anzahl für Sendestationen für
Korrekturwerte wesentlich höher sein muß. Im Hinblick auf den herrschenden Wellensalat im Äther er-
> weist sich die Zuordnung von Frequenzen mehr und mehr schwierig, selbst im Hinblick auf die technischen
Erfordernisse, welche sich bei einer differentiellen Radionavigation notgedrungenermaßen ergeben. Es
erscheint demzufolge schwierig, daß neue Radioka-
-'» näle dieses Problem lösen können, weil wahrscheinlich
immer mehr Sendesiationen für Korrekturwerte vorgesehen werden müssen, wodurch die zugeordneten
Kanäle sehr schnell überfüllt werden. Es erscheint ferner einleuchtend, daß der Großteil der bereits vorge-
-'"> sehenen Kanäle nicht mit den Anforderungen für die
zusätzliche Übertragung von Korrekturwerten kompatibel sind. Die generellen Anforderungen sind nämlich die Übertragung für vorgegebene Bereiche und
die Normalisation für eine große Anzahl von verschie-
!<> denen Übertragungen mit hoher Genauigkeit.
Es ist demzufolge Ziel der Erfindung, ein System der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, mit welchem die Übertragung von Korrekturwerten mit geringerem Aufwand und ausreichender Güte möglich
r> ist.
Erfindungsgemäß wird dieses Ziel dadurch erreicht, daß zur Übertragung der Phasenkorrekturwerte Navigationsfunkfeuer verwendet werden.
-to einer Kette von Navigationsfunkfeuern, die in an sich
bekane;.er Weise nacheinander mit verschiedenen
Keßnungen senden, ein Funkfeuer der Kette als Hauptstation ausgebildet ist und in einem freien MuI-tiplexsegment eine Referenzphase überträgt, daß die
4~> dazugehörigen Untersendestationen während dieses Multiplexsegments die radiometrische Trägerschwingung demodulieren und filtern, die Referenzphase
empfangen und extrahieren und daß anschließend der Vorgang der Phasenmodulation auf der anderen
ν* Schwingung mit einem anderen niederfrequenten
multiplexen Phasenkorrektursignal unter Verwendung der Referenzphase durchgeführt wird, worauf
die Ablaufe der Wiedergewinnung und Anbringung der Phasenkorrekturen auf der somit phasenmäßig
v> modulierten anderen Trägerschwingung durchgeführt
werden.
Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird ein Navigationsverfahren für den differentiellen Modus
bei einem sequentiellen Radionavigationssystem mit
«ι Phasenempfang verwendet. Auf der Sendeseite wird
eine Trägerschwingung, weiche bezüglich der RacJiogoniometrie amplitudenmoduliert ist, zusätzlich phasenmoduliert, wobei diese Phasenmodulation mit
Hilfe eines niederfrequenten Multiplexsignals für
μ Phasenkorrekturwerte durchgeführt wird. Der Phase nwert steht dabei linear und aufeinanderfolgend mit
den Phasenkorrekturwerten in Beziehung, so daß jede Phasenkorrektur im wesentlichen gleichzeitig mit dem
entsprechenden Phasenwert auftritt. Im Bereich des eine bekannte Bauweise aufweisenden Empfängers
des sequentiellen Radionavigationssystems wird dieses Signal empfangen und durch Filterung sowie Demodulation
das multiplexe Signal für Korrekturwerte wiedergewonnen. Durch Verwendung der in dem
multiplexen Signal für Korrekturwerte enthaltenen Phasenkorrekturen bezüglich der empfangenen Phasenwerte
kann für jedem Phasenwert die entsprechende Korrektur des Phasenwerts durchgeführt werden.
Bei der Trägerschwingung für die Radiogoniometrie
mit Amplitudenmodulation handelt es sich um ein von einem Funkfeuer ausgesandtes Signal. Je nach den
besonderen Anwendungsfällen gibt es verschiedene Arten von Funkfeuersignalen. Die Flugzeugfunkfeuer
arbeiten bekanntlich in einem Frequenzband zwischen laufe und das Anbringen der Phasenkorrekturwerte
unabhängig bezüglich der Trägerschwingungen durchgeführt, welche aufeinanderfolgend von den
verschiedenen Stationen der Funkfeuergruppe abgegeben werden.
In sehr vorteilhafter Weise wird im Rahmen der vorliegenden Erfindung beim Empfang der Korrekturwerte
eine schmalbandige Filterung des oder der niederfrequenten Korrektursignale durchgeführt,
wobei eine Durchführung einer Phasenkorrektur verhindert wird, sobald das gefilterte Signal eine unterhalb
eines Schwellwertes liegende Amplitude erreicht.
Vorzugsweise wird bei der Durchführung der Phasenkorrektur gemäß der Erfindung für jeden zu korrigierenden
Phasenwert eine Zeitkonstante für die Aufrechterhaltung
eines bestimmten Wertes oberhalb einer Minute, vorzugsweise im Bereich von 10 Minu
sendung vom Typ A1 verwendet, wobei die Trägerschwingung
unter Verwendung eines Identifikationskodes, beispielsweise einigen Buchstaben des Morsealphabetes,
während 4 Sekunden an- und ausgeschaltet wird, worauf eine kontinuierliche Aussendung
während 30 Sek. stattfindet. Bei den maritimen Funkfeuern wird ein Frequenzband zwischen 285 und
315 kHz verwendet. Obwohl einige derselben eine Aussendung des Typs A1 besitzen, verwendet doch
der Großteil unter denselben eine Aussendung gemäß Typ A,. Die Trägerschwingung wird amplitudenmäßig
mit einem niederfrequenten konstanten Signal moduliert, welches für das Funkfeuer ähnlich wie beim Signal
des Typs A1. Während der Dauer einer Signalübertragung von 1 Min. ergibt sich somit folgende
Signalzusammensetzung: Wiederholung des Identifikationskodes während 15 Sek., kontinuierliche Übertragung
eines modulierten Signals während 40 Sek., Wiederholung des Identifikationskodes und Übergang
während 5 Sek. Bestimmte Funkfeuer senden kontinuierlich, indem der Zyklus sofort wieder wiederholt
wird. In den meisten Fällen bilden jedoch Funkfeuer Gruppen von mehreren Stationen - beispielsweise
zwei oder sechs.
Im letzteren Fall kommt im Rahmen der Erfindung die folgende Variante zum Tragen: Ein Betrieb mit
Phasenmodulation wird für ein erstes Funkfeuer mit einem Signal durchgeführt, welches mit Phasenkorrekturwerten
multiplexiert ist, bei welchen wenigstens ein bezüglich der Multiplexierung bekanntes Segment
in Bezug steht zu seiner Referenzphase, während welcher der Phasenwert unveränderlich ist und somit
während dieses bekannten Segments nicht linear von den Phasenkorrekturwerten abhängt.
Die aufeinanderfolgenden Phasenkorrekturwerte werden in diesem Fall hn Hinblick auf diese Referenzphase
eingeführt. Für einen Korrekturphasenwert von
Null besitzt somit das multiplexierte Signal den Referenzphasenwert.
Bei einer anderen Unterstation der Funkfeuergruppe wird die Trägerwelle demoduliert und gefiltert,
wodurch während des bekannten Segments die Referenzphase extrahiert wird. Man wiederholt daraufhin
denselben Vorgang der Phasenmodulation für die Welle des zweiten Funkfeuers mit einem anderen
multiplexierten Signal der Phasenkorrekturwerte, welches dieselbe niedere Frequenz besitzt und welches
so beeinflußt wird, daß dieselbe Referenzphase auftritt. Im Bereich des Empfängers des sequentiellen
Radionavigationssystems werden die Empfangsab-
ich, gewarnt, wuuci uicSc z^citivuiisiaiiic
Iich gegenüber der Einstellungszeitkonstante für die
Korrekturwerte ist, welche vorzugsweise eine kürzere Dauer aufweisen.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher
beschrieben. In der Zeichnung zeigt
Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm einer gemäß der Erfindung aufgebauten Funkfeuerstation,
welcbv eine kodierte Schwingung mit oder ohne Amplitudenmodulation
aussendet,
Fig. 2 ein Blockdiagramm zur Erläuterung der Funktionsweise der Erfindung in Verbindung mit
sechs Funkfeuern, welche Schwingungen des Typs A2 aussenden, wobei zwei Unterstationen in bezug auf
eine Hauptstation synchronisiert sind, demzufolge drei Stationen aufeinanderfolgend Korrektursignale
des Typs »Omega-Differential« auf derselben Trägerschwingung aussenden können,
Fig. 3 ein Blockdiagramm einer Funkfeuer-Unterstation bei einer Funkfeuergruppe gemäß Fig. 2,
Fig. 4 ein schematisches Blockdiagramm eines in dem erfindungsgemäßen System arbeitenden Empfängers,
Fig. 5 ein schematisches Diagramm der an verschiedenen Punkten des Empfängers von Fig. 4 auftretenden
Wellenformen,
Fig. 6 ein schematisches Blockdiagramm einer abgewandelten Ausführungsform eines in dem erfindungsgemäßen
System arbeitenden Empfängers, und
Fig. 7 ein schematisches Blockdiagramm einer weiteren Ausführungsform eines in dem erfindungsgemäßen
System arbeitenden Empfängers.
Im Hinblick auf die folgende Beschreibung sei generell angenommen, daß der bestimmte Ort, für welchen
die auf einer Trägerschwingung übermittelten Korrekturwerte festgelegt sind, im wesentlichen mit
dem Ort der Funkfeuerstation zusammenfällt, welcher
diese Trägerschwingung aussendet.
In Fig. 1 zeigt der rechte Teil die bekannten Elemente einer Funkfeuerstation, welche eine andauernde
Schwingung des Typs A1 oder A2 aussendet.
Eine derartige Station besitzt einen Taktgenerator 110, welcher so ausgebildet ist, daß er ebenfalls dem
Kode des Funkfeuers entsprechende digitale Zustände einnimmt, welche gewissen Buchstaben des
Morsealphabets entsprechen. Die Buchstaben des Morsekodes sind so ausgelegt, daß sie mit dem
menschlichen Ohr bei der Bestimmung der zur Radiogoniometrie
verwendeten Trägerschwingung verständlich sind. Die Größenordnung der Dauer von
Strichen und Punkten des Morsekodes liegt somit zwischen einem Zehntel und einer Sekunde. Dieser Morsekode
wird direkt als Steuersignal mit den Werten Null und 1 dem Leistungsverstärker 112 des Funkfeuers
zugeführt. Wenn das Funkfeuer eine lineare Amplitudenmodulation besitzt, d. h. vom Typ A2 ist, ist
zusätzlich ein Amplitudenmodulator 111 vorgesehen, welcher in Fig. 1 gestrichelt umrandet dargestellt ist.
Hierdruch sei angedeutet, daß es sich dabei um eine Variante handelt. Der Amplitudenmodutetor 111 gibt
in Abhängigkeit des Taktgenerators 110 ein Signussignal vorgegebener Frequenz zwischen 300 und
1000 Hz ab. Dieses Signal wird als Steuersignal für eine Amplitudenmodulation dem Leistungsverstärker
112 zugeführt. Dabei erscheint es einleuchtend, daß dieser Leistungsverstärker 112 nur sehr geringfügig
abgeändert werden muß, fulls die Trägerschwingung zusätzlich sinusförmig amplitudenmoduliert wird.
Bei einem Funkfeuer bekannter Bauweise wird dem Leistungsverstärker 112 direkt als Eingangssignal
das Ausgangssignal eines nicht dargestellten Frequenzgenerators zugeführt. Im Rahmen der vorliegenden
Erfindung weist jedoch das Funkfeuer zusätzlich einen Empfänger 120 (nachfolgend
OMEGA-Empfänger genannt) und eine dazugehörige Empfangsantenne 121 auf. Dieser OMEGA-Empfänger
120 ist vorzugsweise mit einem Oszillator versehen, welcher entsprechend der Universalzeit gesteuert
ist, die gemeinsam durch die verschiedenen Sendestationen des Radionavigationssystems festgelegt
ist. Ein derartiger Empfänger ermöglicht die Durchführung einer Radionavigation im kreisförmigen
Modus in bezug auf eine einzige Sendestation des OMEGA-Systems.
Im vorliegenden Fall ist jedoch der Empfänger fest eingestellt. Demzufolge gibt er einzig und allein ein
Signal von 1 kHz mit einer Referenzphase ab, welche gegenüber der Universalzeit und den empfangenen
Phasen bezüglich vier Hauptsendestationen synchronisiert ist, wobei die vier Sendestationen im allgemeinen
mit dem Index M und einzeln mit a, b, c und d gekennzeichnet sind. Diese empfangenen Phasen
werden bei dem 1-kHz-Signal in bezug auf die Referenzphase ausgedrückt. Die Phasen selbst werden mit
dem Buchstaben φ bezeichnet. Als Index wird, wie
bereits erwähnt, der Buchstabe M bzw. die Werte a,
b, c und d verwendet, wenn es sich um Wellen des Radionavigationssystems handelt, die von den Stationen
mit denselben Indizes ausgesandt werden. Der Index »re/« gibt jedoch an, daß es sich um die Referenzphase
handelt.
Alle diese einzelnen Phasen, welche als 1-kHz-Signale
von dem OMEGA-Empfänger 120 abgegeben werden, werden einem Multiplexer 122 zugeführt.
Der OMEGA-Empfänger 120 gibt an den Multiplexer 122 ebenfalls OMEGA-Signale ab, welche örtlich
Zeitintervalle definieren, während welcher die Stationen a, b, c und d Basisfrequenzsignale abgeben, welche
innerhalb des OMEGA-Empfängers 120 die empfangenen Phasen <pM abgeben, wobei M= a, b,
c, d ist. Der Multiplexer 122 empfängt fernerhin Phasenwerte
φ'Μ., welche theoretischen Phasenwerten
entsprechen, die für die Basisfrequenz und die Sendestationen a, b, c und d des OMEGA-Systems festgelegt
sind.
Am Ausgang des Multiplexers 122 wird demzufolge
ein multiplexes Signal abgegeben, welches eine Frequenz von 1 kHz aufweist. Entsprechend dem
OMEGA-Format entspricht sein Phasenwert aufeinanderfolgend in linearer Weise der Differenz der von
dem OMEGA-Empfänger 120 empfangenen Phasenwerten <pu und den dem Multiplexer 122 zugeführten
theoretischen Phasenwerten φΜ für die Sendestationen
M = a, b, c und d.
Da das OMEG Α-System in seiner Gesamtheit acht Hauptsendestationen aufweist, und nur vier von denselben
eine Übertragung von Korrektursignalen durchführen - die anderen sind im Hinblick auf einen
vorgegebenen Ort irn allgemeinen schlecht empfänglich - verbleiben mehrere Segmente des OMEGA-Formats,
um innerhalb des Multiplexers 122 Referenzsignale herzuleiten. Zu diesem Zweck wird eines
der freien Segmente, welches als Referenzsegment bezeichnet wird, für diesen Zweck herangezogen.
Das multiplexe Signal des Multiplexers 122 wird daraufhin einem Frequenzumsetzer 123 zugeführt,
welchem eine Oberlagerungsfrequenz zugeführt wird, um die Frequenz des multiplexer! Signals auf 20 Hz
abzusenken. Das auf diese Weise gebildete 20-Hz-Signal wird als niederfrequentes Multiplexsignal für die
Phasenkorrekturen bezeichnet, welches eine Phase besitzt, die linear und aufeinanderfolgend den Phasenkorrekturen
entspricht. Das Oberlagerungssignal, welches eine Frequenz von 980 oder 1020 Hz aufweisen
kann, wird von einem Frequenzgenerator 124 oder noch besser von dem OMEGA-Empfänger selbst
abgegeben, wie dies in Verbindung mit Fig. 3 noch beschrieben wird. Der Frequenzgenerator 124 gibt im
übrigen noch das Trägersignal der Funkfeuerstation ab, welches einem linearen Phasenmodulator 125 zugeführt
wird, dem als Modulationssignal das multiplexe Korrektursignal mit einer Frequenz von 20 Hz
zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Phasenmodulators 125 wird dem Leistungsverstärker 112 der
Funkfeuerstation zugeführt, welcher mit einer Sendeantenne 113 verbunden ist.
Die Sendeantenne 113 strahlt demzufolge ein Trägersignal aus, welches amplitudenmäßig einerseits im
Aus-An-Modus mit einem Kode des Morsealphabets moduliert ist, während andererseits zusätzlich unter
Umständen eine lineare Amplitudenmodulation mit einem sinusförmigen Signal vorgesehen ist. Die Gesamtheit
der Amplitudenmodulation legt die Identität der Funkfeuerstation fest. Weitere Einzelheiten der
Station sind in der Hauptanmeldung, der DE-OS 2222735, beschrieben. Der im Rahmen der vorliegenden
Erfindung verwendete Empfänger (OMEGA-Empfänger) 120 kann dabei entsprechend
dem Empfänger 1 von Fig. 1 der erwähnten Patentanmeldung ausgebildet sein. Der Multiplexer 122 besteht
hingegen aus den Kreisen 21 und 22 der erwähnten Patentanmeldung. Der Frequenzumsetzer 123
besteht hingegen aus den Kreisen 23 und 24 der erwähnten Patentanmeldung. Der Phasenmodulator
125 ist schließlich entsprechend dem Kreis 125 von Fig. 1 und 3 der erwähnten Patentanmeldung ausgebildet.
Gemäß Fig. 1 wird der Taktgenerator 110 mit Hilfe des Referenzsignals des Empfängers 120 synchronisiert,
welcher wiederum gemäß der Universalzeit der Hauptsendestationen synchronisiert ist. Diese Synchronisation
erfolgt beispielsweise mit Hilfe eines alle zehn Sekunden auftretenden Impulses. Auf diese
Weise kann auf optimale Weise der Funkfeuerkode in bezug auf die Reihenfolge der Aussendungen des
Basis-OMEGA-Systems zeitlich eingestellt werden.
Fig. 2 zeigt eine Gruppe von sechs Funkfeuersendestationen,
welche mit römischen Zahlen I bis VI bezeichnet sind. Diese Stationen senden der Reihe
nach eine Trägerschwingung mit derselben Frequenz aus, wobei eine Amplitudenmodulation des Typs A2
vorgesehen ist. Gemäß der Erfindung ist eine der Stationen - beispielsweise die Station I - entsprechend
der in Fig. 1 dargestellten Art und Weise ausgelegt, mit der Ausnahme, daß zusätzlich ein Taktgenerator
vorgesehen ist, welcher das Aussenden entsprechend einer vorherbestimmten Reihenfolge erlaubt. Der in
Fig. 2 dargestellte OMEGA-Empfänger 210 entspricht dabei dem linken Teil von Fig. 1, welcher zusätzlich
eine Kodierung und Modulation vornimmt. Die in Fig. 2 dargestellte Sendestation 211 entspricht
hingegen dem rechten Teil von Fig. 1, wobei zusätzlich der Taktgenerator vorgesehen ist. Diese Station
ein Signal mit 1020 Hz auf dem Referenzkanal des OMEGA-Empfängers 320 zu bilden. Das Ausgangssignal
des Frequenzumsetzers 323 wird über einen Phasenschieber 326 einem Phasenmodulator 325 zu-'
geführt. Dieser Phasenmodulator 325 erhält ebenfalls das Trägerfrequenzsignal eines Frequenzgenerators
324. In Fig. 3 sind ebenfalls in gestrichelten Linien die Innenkreise eingezeichnet. Diese Kreise sind in
den Unterstationen, nicht jedoch in der Hauptstation vorgesehen. Man erhält demzufolge ebenfalls das
elektrische Schaltschema der Hauptstation, indem in Fig. 3 die gestrichelt umrandeten Blöcke weggelassen
werden. In diesem Fall muß jedoch eine direkte Verbindung zwischen dem Frequenzmuster 323 und dem
' Phasenmodulator 325 vorgesehen werden. Innerhalb einer Unterstation ist ebenfalls ein Synchronisationsempfänger 331 vorgesehen. Er erhält das multiplexe
uiciii ais ι laupiaiauuii, wen sie uic aiigciiicuic rvcicrenz
im Hinblick auf die Phase des 20-Hz-Signals für alle anderen Stationen der Gruppe festlegt. Diese Referenzphase
des 20-Hz-Signals wird innerhalb des OMEGA-Empfängers 210 festgelegt. Die Stationen
II, IV und VI bestehen einzig und allein aus Funkfeuersendern, welche die Bezugszeichen 22, 24 und 26
besitzen. Die Stationen III und V bestehen, wie die Station I1 aus einem OMEGA-Empfänger 230 bzw.
240, sowie einer Funkfeuersendestation 331 bzs. 341. Zusätzlich sind Synchronisationsempfänger 232 bzw.
242 vorgesehen, welche die Synchronisation im Hinblick auf die Referenzphase des 20-Hz-Signals durchführen.
Die Station I spielt somit die Führungsrolle und kann mit der Anordnung von Fig. 1 identifiziert werden,
mit der einzigen Ausnahme, daß zusätzlich ein Taktgeber vorgesehen ist, welcher ebenfalls bei den
Unterstationen vorgesehen ist. Diese Unterstationen III und V sind etwas komplizierter aufgebaut. Die Station
III soll im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben werden.
Fig. 3 zeigt auf der rechten Seite die Kreise 310, 311, 312 und die Antenr;: 313, welche analog den
Kreisen 110 bis 113 von Fig. 1 ausgebildet sind. Obwohl die Verbindung nicht direkt dargestellt ist, so
ist doch der Taktgeber 310 mit Hilfe des OMEGA-Empfängers 320 synchronisiert. Diese Synchronisation
erfolgt vorzugsweise mit Hilfe eines Reihenfolge-Taktgebers 314, welcher alle 10 Sekunden der
Universalzeit von dem OMEGA-Empfänger 320 über eine nicht dargestellte Leitung einen Impuls empfängt.
Der Reihenfolge-Taktgeber 314 legt jeweils die Minute der Universalzeit fest, welche der betreffenden
Sendestation zugeordnet ist. Der Reihenfolge-Taktgeber 314 wirkt ähnlich wie der Taktgeber 310 auf
den Leistungsverstärker 312, um damit die Aussendung zu bewirken bzw. zu unterbinden. Der
OMEGA-Empfänger 120 kann ähnlich wie der OMEGA-Empfänger 112 von Fig. 1 ausgebildet sein.
Der Multiplexer 322 entspricht dem Multiplexer 122, ist jedoch detaillierter dargestellt, weil die auf die
theoretischen Phasenwerte ansprechenden Phasenschieber, wie der Phasenschieber 3221, gesondert
dargestellt sind. In gleicher Weise sind die eine Multiplexierung
durchführenden Schalter dargestellt, welche von den OMEGA-Signalen M = a, b, c, d, rzf
gesteuert sind.
Der Frequenzumsetzer 323 erhält gemäß Fig. 3 das Ausgangssignal eines Synthetisierkreises 3235, um
damit - ausgehend von einem Signal mit 1000 Hz llHlll.l.3
wöhnlichen Phasenkorrekturwertempfängers gemäß
der Erfindung, so wie dies beispielsweise in Fig. 6 noch genauer beschrieben wird. Er gibt jedoch nur
ein Ausgangssignal während des Referenzsegments ab, welches von dem OMEGA-Empfänger 320 festgelegt
ist. Das Ausgangssignal des Synchronisationsempfängers 331 besteht demzufolge während des Referenzsegments
aus einem reinen Frequenzsignal mit 20 Hz, dessen Phase im wesentlichen der Referenzphase
des Trägers von 20 Hz der Hauptstation entspricht.
Bei dem Phasenschieber 326 handelt es sich um einen Speichertyp. Die Steuerung der Phasenverschiebung
erfolgt mit Hilfe eines Phasenverstärkers 327, welcher an seinem Eingang nur auf eine Phasenverschiebung
anspricht, die während des Referenzsegments als Steuersignal zugeführt ist. Der am Eingang
des Phasenverstärkers 327 vorhandene Phasenunterschied wird durch einen Phasendiskriminator
328 festgelegt, welcher die Phase des Synchronisationsempfängers 331 mit der am Ausgang des Phasenschiebers
326 auftretenden Phase vergleicht. Diese beiden Signale weisen eine Frequenz von 20 Hz auf.
Der Vergleich wird während des Referenzsegments durchgeführt, währenddessen der Phasenwert am
Ausgang des Phasenschiebers 326 dem Referenzphasenwert des OMEGA-Empfängers 320 der Unterstation
III entspricht. Der zuletzt genannte Phaser.reierenzwert
kann sich von jenem des OMEGA-Empfängers der Hauptstation I unterscheiden, wobei jedoch
diese zuletzt genannte Referenzphase genau am Ausgang des Synchronisationsempfängers 331 auftritt.
Es ist einleuchtend, daß der Phasendiskriminator 328 die Differenz zwischen zwei Referenzphasen an
den Phasenverstärker 327 abgibt, welcher seinerseits auf den Phasenschieber 326 einwirkt, um diese Differenz
auf Null zu reduzieren. Auf diese Weise werden die Phasenwerte der 20-Hz-Signale für die Funkfeuerstation
I, III und V einander angeglichen. Die Referenzphasen sind demzufolge dieselben. Gleichzeitig ist
der Steigungskoeffizient der linearen Funktion, welche die Phasenkorrekturen mit den multiplexer! Phasensignalen
für die Korrekturwerte verbindet, für alle diese Stationen identisch.
Die OMEGA-Empfänger 320 innerhalb der Funkfe'ierstationen
besitzen eine Frequenz hoher Genauigkeit. Demzufolge ist die Phasenabweichung der Frequenz
von 20 Kz zwischen zwei Empfängern dieser Art gering. Daraus kann abgeleitet werden, daß die
Servowirkung durch die Kreise 326 bis 328 während
des Referenzsegments nicht sehr groß sein muß, um fliese Abweichung der Phase zu kompensieren.
Im folgenden sollen nunmehr verschiedene Phasenkorrekturempfänger für differentielle OMEGA-Systeme
beschrieben werden. Im Hinblick auf eine r> möglichst klare Darstellung sind in den Fig. 4, 6 und
7 jeweils die OMEGA-Empfänger mit Hilfe einer strichpunktierten Linie von dem Phasenkorrekturwertempfänger
getrennt, wobei der OMEGA-Empfänger jeweils oberhalb dieser strichpunktierten Linie '"
liegt. Die Trennung kann jedoch nicht vollkommen sein, weil die von dem Phasenkorrekturwertempfänger
abgegebenen Korrekturwerte den von den OMEGA-Empfängern erhaltenen Phasenwerten zugeführt
werden. ι >
Bei der in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform erfolgt der Empfang und die Zuführung der Phasen-
welcher das muiiiplexe Phasenkorrektursignal innerhalb
eines Koii'ekturempfängers empfangen und di- -'»
rekt ohne Demultiplexierungdem abgeleiteten Signal innerhalb des OMEGA-Empfängers den empfangenen
Signalen mit der Basisfrequenz des Radionavigationssystems zugeführt wird. Diese Möglichkeit ergibt
sich aufgrund der Tatsache, daß das Format des eine r> Frequenz von 20 Hz aufweisenden multiplexen Phasenkorrektursignals
dasselbe ist wie das die Basisfrequenz besitzende Sendeformat des OMEGA-Systems.
Gemäß Fig. 4 ist zu diesem Zweck eine Empfän- m
gerstufe 410 vorgesehen, mit welcher die Trägerschwingung empfangen, gefiltert, frequenzumgesetzt
und verstärkt wird. Das Ausgangssignal dieser Empfängerstufe 410 wird einem Phasendiskriminator 411
zugeführt. Am Ausgang dieses Phasendiskriminators r> 411 tritt ein multiplexes Phasenkorrektursignal mit
einer Frequenz von 20 Hz auf, welches für die vier Hauptsendestationen M — a, b, c und d die Phasenkorrekturen
Δ0 M = 0'M — 0M enthält. Dieses Signal
enthält fernerhin die Referenzphase 0 ref, welche bei -ίο
einer Radionavigation im zirkulären Modus in analoger Weise wie beim Gegenstand von Fig. 3 verwendet
werden kann. Diese Referenzphase 0 ref wird somit bei der Beschreibung der Empfänger nicht berücksichtigt.
Die Korrektursignale werden daraufhin ei- 4->
nem 20-Hz-Filter 412 zugeführt, welcher zwei %'oneinander
getrennte identische Ausgänge besitzt. Fernerhin ist ein auf der Basisfrequenz arbeitender
Verstärker 420 vorgesehen, welcher zusätzlich eine Filterung und evtl. ebenfalls eine Frequenzumsetzung >o
durchführt. Am Ausgang des Verstärkers 420 tritt somit ein Signal mit der Frequenz / auf, welches aufeinanderfolgend
jeweils eine Phase 0U besitzt, wobei M= a,b,c und d ist. Dieses Signal ist in seiner zeitlichen
Abhängigkeit in Fig. 5 entlang der Linie Ll auf- η getragen. Die Linie Ll von Fig. 5 zeigt hingegen das
Ausgangssignal des 20-Hz-Filters mit der Ausnahme bezüglich der Referenzphase. Diese zwei Signale werden
in einem Frequenzumsetzer 421 gemischt, dessen Ausgangssignal entlang der Linie L3 gemäß Fig. 5 bo
dargestellt ist. Die Frequenz dieses Signals beträgt /+20 Hz, während der Phasenwert gleich der Summe
jedes empfangenen Phasenwerts 0M der Linie Ll und
der entsprechenden Phasenkorrekturwerte A0M der Linie L2 ist. Diese korrigierten Phasenwerte werden
einem auf der Zwischenfrequenz/+ 20 Hz arbeitenden Zwischenverstärker 422 zugeführt, welcher mit
einem Demultiplexer 423 verbunden ist, durch welchen vier Kanäle 424a-d gespeist werden. Diese vier
Kanäle 424 enthalten die Phaseninformationen mit Hilfe der multiplexierten Korrektursignale. In der
Zeichnung ist jeder Kanal 424 mit einem Kondensator versehen dargestellt, um anzudeuten, daß diese Kanäle
424 eine Speicherfunktion besitzen, d. h. bezüglich der Aufrechterhaltung eines Wertes eine große
Zeitkonstante besitzen. Diese Zeitkonstante ist zweckmäßigerweise größer als 1 Minute, vorzugsweise
im Bereich von zehn Minuten. Der zweite Ausgang des 20-Hz-Filters 412 ist mit einem Schwellwertdetektor
415 verbunden, welcher an seinem Ausgang eip Signal abgibt, sobald die Amplitude des multiplexer
Phasenkorrektursignals bzw. des 20-Hz-Trägers kleiner als ein bestimmter Wert wird. Der Ausgang
dieses. Schwellwertdetektors 415 ist mit einem Trigger 416 verbunden, welcher gleichzeitig auf den Demulti-'MeXejr 423 IiP^ Αΐη»η Alarrrilfrfie d 1 ft pinVLMrbt P)£>r
Alarmkreis 418 ist wiederum mit einem Leseautorisationskreis verbunden, welcher aus einer Reihe von
Schaltern 42Sa-d besteht, die ausgangsseitig von den Kanälen 424a-d angeordnet sind. Wenn somit das
20-Hz-Signa| eine nicht aiisrpirhfnrlf Amplitude hesitzt,
erfolgte eine Sperrung des Demultiplexers, während gleichzeitig eine Auslesung verhindert wird, was
bedeutet, daß die nicht dargestellten, jedoch Teil des Demultiplexers 423 bildenden Schalter, auf der Eingangsseite
der Kanäle 424 und die Schalter 425 auf der Ausgangsseitc der Kanäle 424 offen bleiben. Die
Kanäle 424 üben somit ihre Speicherfunktion aus, ohne daß sie auf der Eingangsseite durch falsche Daten
gestört werden, und ohne daß auf der Ausgangsseite eine Auslegung erfolgt, durch welche ihr Inhalt
verändert würde. Dies ist ein wesentliches Merkmal der vorliegenden Erfindung, weil der Schwellwertdetektor
415 bei jedem Verschwinden der Trägerschwingung zum Ansprechen gebracht wird, wobei
dies aufgrund der Kodierung oder der sequentiellen Funktionsweise hervorgerufen werden kann, falls es
sich um eine Funkfeuergruppe handelt, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist.
Weitere Einzelheiten der in Fig. 4 dargestellten Anordnung sind unter Berücksichtigung von l· ig. 5
in der erwähnten deutschen Patentanmeldung beschrieben. Die Empfängerstufe 410 besteht dabei aus
r\»n Rlsmonlon Cl O CI Ol.m>ICt1 ^rsmiShnlnn
Patentanmeldung. Die Werte der Zwischenfrequenzen werden jedoch so eingestellt, damit sie dem Frequenzbereich
der Funkfeuer entsprechen. In gleicher Weise entsprechen der Phasendiskriminator 411 und
der 20-Hz-Filier 412 den Elementen 441 und 442 der
betreffenden Patentanmeldung.
Die in den Fig. 6 und 7 dargestellten Ausführungsformen von Empfängern weisen im oberen Bereich
dieselben Einheiten auf. Es handelt sich dabei um die Empfängerstufe 610 bzw. 710, den Diskriminator 611
bzw. 711, das 20-Hz-Filter 612 bzw. 712, den Schwellwertdetektor 615 bzw. 715 und den Trigger
616 bzw. 716. Diese Elemente entsprechen der in Fig. 4 dargestellten Ausfühningsform, wobei dieselben
Bezugszeichen verwendet wurden, mit Ausnahme, daß die Hunderterstelle der Bezugszeichen
verändert worden ist. Gemäß Fig. 6 wird das eine Frequenz von 20 Hz aufweisende multiplexe Phasenkorrektursignal
einem Demultiplexer 613 zugeführt, welcher zur Multiplexsteuerung die OMEGA-Formatsignale
erhält. Der Demultiplexer 613 wird mit Hilfe des Triggers 616 gesperrt, sobald die Amplitude
15
des multiplexer! Signals unterhalb eines Schwellwerts sein,
absinkt. Die Ausgangssignale des Demultiplexers 613 werden einer Mehrzahl VGn Synchronfiltern 614a-d
zugeführt. Jeder dieser Synchronfilter 614a-d besteht
aus einem schmalbandigen Bandpaßfilter und einem auf der Frequenz von 20 Hz arbeitenden Synchron-Demodulator, welcher entsprechend der Phasenkorrektur jenes Multiplexsegments gesteuert ist, zu welchem er in Bezug steht. Die Synchronfilter 614a-d
zeigen im Bereich ihres Ausgangs zusätzlich einen Kondensator, wodurch die Speicherfunktion angedeutet ist. Dabei tritt eine Zeitkonstante auf, wie sie
in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben worden ist. In diesen Fällen erscheint es jedoch zweckmäßig, eine
richtige Phasenspeicherung vorzunehmen.
Gemäß Fig. 6 ist zusätzlich ein OMEGA-Empfänger 62G vorgesehen, welcher beispielsweise empfangene Phasenwerte 0M abgibt, die auf eine Frequenz
von 1 kHz angehoben worden sind. Diese Phasenwerte sind multiplex, weil sie mit derselben Basisfrequenz des OmEGA-Systems empfangen werden.
Dieselben werden einem multiplexer! Phasenschieber 621 zugeführt, welchem ebenfalls die OMEGA-Segmente und die synchronen Phasenkorrekturen der
Synchronfilter 414a-d zugeführt werden, wobei jeder
Phasenkorrektur»«! während des entsprechenden Segments zugeführt wird. Am Ausgang des Phasenschiebers 621 treten somit Signale mit einer Frequenz
von 1 kHz auf, welche phasenkorrigiert sind. Diese Signale werden einem Verarbeitungskreis 622 zugeführt, welcher ausgangsseitig mit einem Demultiplexer 623 verbunden ist. Dieser Demultiplexer 623 ist
ausgangsseitig mit Kanälen (\24a-d verbunden. Diese
Kreise sind bei einem bekannten OMEGA-Empfänger bereits vorhanden (welcher unter der kommerziellen Bezeichnung »NRNX 1A« bzw. »M2A« von
SERCEL vertrieben wird). Jedes Synchroniser 614 kann fernerhin Elemente 55 entsprechend Fig. 6 der
erwähnten Patentanmeldung enthalten, wobei berücksichtigt wird, daß diese Elemente ebenfalls eine
Demultiplexfunktion des Demultiplexers 613 der vorliegenden Erfindung durchführen. Der multiplexe
Phasenschieber 621 weist einen eine rasche Ansprechgeschwindigkeit aufweisenden Phasenschieber
auf, dessen Steuerung entsprechend den Kanälen a, b, c und d multtplexiert ist.
Die in Fig. 7 dargestellte dritte Ausführungsform
des Empfängers weist im Vergleich zur Ausführungsform von Fig. 6 analoge Einheiten, d. h. einen Demultiplexer 713 und Synchronfilter 4l4a-d auf. Der
OMEGA-Empfangsteil besteht aus einem Empfängerkreis 720, welcher eine Verstärkung, Filterung und
Frequenzumsetzung durchführt. Der Empfängerkreis 720 ist ausgangsseitig mit einem Demultiplexer 721
verbunden, welcher wiederum ausgangsseitig mit Ka- «
nälen llla-d verbunden ist. Auf diese Weise werden
Phaseninformationen erhalten, welche in einer direkt auswertbaren Form vorliegen. Die von den Synchronfiltern 714a-d abgegebenen Phasenkorrekturen werden mit den den Kanälen llla-d zugeführten Pha- m>
seninformationen innerhalb von Phasenschiebern 723a-<* kombiniert. Falls die über die Kanäle llla-d
geleiteten Phasenwerte auf eine Frequenz von 1 kHz angehoben worden sind,-sind die Kreise 723 in der
Tat Phasenschieber für diese Frequenz. Falls sowohl die empfangenen Phasenwerte als auch die Phasen'
korrekturen in analoger Form ausgedrückt werden, können die Kreise 723 analoge Subtraktionskreise
•«ο
4 >
30
In den Ausführungsformen von Fig. 6 und 7 ist die
Wirkung des Schwellwertdätektors und des Triggers sehr wichtig, damit die eine Speicherfunktion besitzenden Synchronfilter in zufriedenstellender Weise
arbeiten können, sobald die Trägerschwingung wegen des Morsekodes und insbesondere wegen der sequentiellen Arbeitsweise zu schwach wird. Der Unterschied der Ausführungsformen von Fig. 6 und 7 gegenüber der von Fig. 4 besteht darin, daß die
Ablesung an den Empfängern permanent durchgeführt werden kann, weil die Frequenzsteuerkreise innerhalb der schmalbandigen Synchronfüter eine Phasenspeicherung durchführen.
Aufgrund von Versuchen konnte gezeigt werden, daß die goniometrische Verwendung dur im Hinblick
auf die Phasenkorrektur gemäß der Erfindung phasenmäßig modulierten Trägerschwingung durch die
Phasenmodulation nicht beeinflußt wird. Dies gilt ebenfalls, wenn die Radiogoniometrie mit einem einen beweglichen Rahmen aufweisenden komplizierteren Empfänger durchgeführt wird, die einen Vergleich zwischen der durch eine unbewegliche Rahmenantenne empfangenen Welle durchführt. Die
Phasenmodulation kann jedoch einen geringfügigen Einfluß auf die Veränderlichkeit der Identifikationssignale bei gewissen Funkfeuern haben. Bei aeronautischen Funkfeuern, welche gemäß des Modulationstyps A1 moduliert sind, verwenden die Empfänger im
allgemeinen einen Schwebungsoszillator, wobei dei Morsekode durch Feststellung des Schwebungssignals
festgestellt wird. In diesem Fall ist die phasenmäßige Modulation gemäß der Erfindung in Form eines leichten Vibratos hörbar, wodurch jedoch die Verstandlichkeit der Identifikationssignale nicht sehr stark beeinträchtigt wird.
Es sind Studien und Versuche durchgeführt worden, um den möglichen Einfluß der zur Funktionsweise des Funkfeuers notwendigen Modulation und
Kodierung auf eine zufriedenstellende Arbeitsweise der Empfänger für die OMEGA-Differentialkorrektionen gemäß der Erfindung festzustellen. Dabei hai
sich gezeigt, daß die Verwendung von bekannten Begrenzern auf der Eingangsseite des Phasendiskriminators und eine genaue Filterung innerhalb der Empfängerstufen bereits ausreichend die lineare Amplitudenmodulation verringert, falls dieselbe auftritt. Der evtl
Intermodulationseinfluß auf die Korrektionsträgersignale ist fernerhin durch die sehr starke Filterung de:
multiplexen Korrektursignals mit 20Hz begrenzt welche wenigstens bei den Empfängern der F i g. 6 unc
7 innerhalb der Synchrondemodulatoren durchgeführt wird. Bezüglich der Morsekodierung haben die
Erfahrungen der Anmelderin gezeigt, daß sie prak· tisch keinen wesentlichen Einfluß auf die Ubertragunj
der OMEGA-differentiellen Korrekturen gemäß dei
Erfindung hat. Besondere Aufmerksamkeit wurde aul die Feststellung von Fehlern gelenkt, die eine periodische Unterbrechung der Übertragung hervorrufer
können, sobald nur ein Teil der Stationen einer Funkfeuergruppe für die OMEGA'differentielle übertragung ausgelegt ist, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist. Dt
jede Station während einer Minute ein Signal aussendet, beträgt dabei die Gesamtperiode 6 Minuten.
Unter diesen Umständen ergibt sich das beste Resultat während der Signalruhepausen, indem die Kor
rekturwerte während der letzten Übertragung auf' rechterhalten werden, um dieselben während dei
Unterbrechungsperiode zu verwenden. Die zu verwendenden Korrekturwerte können in signifikanter
Weise variieren, wenn man einen konstanten Wert beibehält. Die sich in diesem Zusammenhang ergebenden
Werte sind in der folgenden Tabelle zusammengestellt.
Perma | 1,01 | Sequentielle | Sequentielle | |
nente | Über | Periode | ||
Über | tragung | 3 Min. | ||
tragung | 1 Min. im | 1 Min. im | ||
Vergleich | Vergleich | |||
zu 2 Min. | zu 3 Min. | |||
Mittlerer | ||||
quadrati | ||||
scher Ab | ||||
stand in % | 0,216 | 1,04 | 2,15 | |
Mittlerer | ||||
quadra | ||||
tischer | ||||
Fehler in %1,51 | 1,83 | 2,62 | ||
Verschlech | ||||
terungs- | ||||
koeffizient | 1,22 | 1,74 | ||
Die Tabelle zeigt beobachtete Werte für die mittleren
quadratischen Phasenfehler, weiche in Prozent ausgedrückt sind, je nachdem, ob es sich um eine permanente
oder eine sequentielle Übertragung handelt. Die erste Zeile dieser Tabelle zeigt die ungefähren
Werte, welche einzig und allein im Betriebszustand der Korrekturübertragung gemäß der Erfindung auftreten.
Die zweite Zeile hingegen zeigt den Gesamtfehler, welcher ebenfalls berücksichtigt, daß die erhaltenen
Korrekturen an einem bestimmten Ort nicht gänzlich mit den Korrekturen in Korrelation stehen,
welche innerhalb des gesamten Bereichs vorzunehmen sind. Der mittlere quadratische Fehler aufgrund
dieser schlechten Korrelation wird im allgemeinen auf 1,5% geschätzt, falls der Abstand der Sendestation
für die Korrektursignale etwa 300 km von dem Benutzer beträgt. Die dritte Zeile der Tabelle gibt den
VerschJechterungskoeffizienten an, welcher durch die sequentielle Arbeitsweise hervorgerufen wird. Bei
permanenter Übertragung ergibt sich eine geringe Verschlechterung.
Anhand der Tabelle ergibt sich, daß die permanent übertragenen Korrektursignale gemäß OMEG A-Differential
eine Erhöhung der Genauigkeit entsprechend einem Verhältnis 1:5 im Vergleich zu den tabellenmäßig
erfaßten Korrekturen erlauben, weiche durch das US-NAVAL Ozeanographische Büro festgelegt
sind. Es ist demzufolge einleuchtend, daß die Werte der oben angegebenen Tabelle für die beiden
sequentiellen Funktionen Resultate liefern, weiche wesentlich besser als die tabellenmäßig erfaßten Korrekturwerte
sind. Dies gilt für eine Reichweite von 300 km von einem gewählten Ort aus. Bei größeren
Entfernungen ist es zweckmäßig, eine andere Korrektursendestation zu verwenden oder erneut die tabellenmäßig
festgelegten Korrekturwerte zu verwenden. In diesem Fall ist es zweckmäßig, auf die in der eingangs
erwähnten Patentanmeldung beschriebenen Mittel zurückzugreifen. Die Verwendung von zwei
Mitteln kann abgewechselt werden, indem die Korrekturen entweder von einem oder dem anderen oder
gleichzeitig hergeleitet werden. Die auf zweierlei Weise abgeleiteten Korrekturen werden daraufhin
zwei in Serie angeordneten Phasenschiebern zugeführt, welche die von dem Basis-OMEGA-Empfänger
empfangenen Phasen beeinflussen. In diesem Fall wird die Korrekturanordnung gemäß der genannten
Patentanmeldung nicht zur direkten Speicherung der tabellenmäßig erfaßten Korrekturwerte des US-NA-VAL
Ozeanographischen Büros, sondern zur Einspeicherung der differentiellen Werte verwendet. Die
differentiellen Werte werden dadurch erhalten, indem die tabellenmäßig vorliegenden Korrekturwerte für
den Ort, an welchem sich der Empfänger befindet, mit den tabellenmäßigen Werten bezüglich des gewählten
Ortes korrigiert werden, um in der Folge die übertragenen und verwendeten OMEGA-differentiellen
Korrekturwerte zu messen.
Hierzu 6 Blatt Zeichnungen
Claims (10)
1. System zur Übertragung von Phasenkorrekturen in einem Radionavigationssystem, insbesondere in einem Differential-OMEGA-System,
mit mindestens einer Referenz-Sendestation, weiche die Phasenkorrekturwerte in zeitmultiplexer,
mit dem Format des Navigationssystems synchroner Weise als Modulation einer Trägerschwingung
überträgt, wobei die übertragenen Phasenkorrekturwerte durch die Phasendifferenzen zwischen
den Phasen der von mehreren Hauptsendestationen empfangenen Signale und den theoretischen
Weiten dieser Phasen festgelegt sind und die Modulation eine Phasenmodulation mit geringem
Modulationsindex und mit einer linearen Abhängigkeit zwischen Phasenkorrekturwerten und
Phasenhub ist, nach Hauptanmeldung (P 2222735.6-3ߣ dadurch gekennzeichnet,
daß zur übertragung der Phasenkorrekturwerte Navigationsfunkfeuer verwendet werden.
2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Kette von Navigationsfunkfeuern, die in an sich bekannter Weise nacheinander mit verschiedenen Kernungen senden,
ein Funkfeuer der Kette als Hauptstation mit einem sehr stabilen Oszillator ausgebildet ist und
in einem freien Multiplexsegment eine von diesem Oszillator abgeleitete Referenzphase überträgt,
daß die dazugehörigen Unterstationen während dieses Multiplexsegments die radiometrische Trägerschwingung demodulieren und filtern, die Referenzphase empfangen und extrahieren, und daß
die Gewinnung und Aussendung der multiplexen Phasenkorrektursignale in der Unterstation unter
Verwendung der Referenzphase durchgeführt wird.
3. Sendevorrichtung für ein System nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Referenzsendestationen einen Leistungsverstärker, der mit einer Sendeantenne verbunden ist, und dieser Leistungsverstärker entsprechend einem Kode mit Hilfe
eines Taktgenerators ein- und ausschaltbar ist und einen Empfänger für die von der Hauptsendestation ausgesendete Signale aufweisen, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger (120, 320) so
gesteuert ist, daß er an den einen Identifikationskode abgebenden Taktgenerator (110) ein Synchronisationssignal abgibt, welches zu dem Reihenfolgeformat zeitlich in Bezug steht.
4. Sendevorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterstationen einen
Reihenfolgetaktgenerator (314), welcher auf den Leistungsverstärker (312) einwirkt, und einen mit
diestim verbundenen Synchronisationsempfänger (331) aufweist, welcher das von der Hauptstation
während des bekannten Multiplexsegments einlaufende Signal empfängt und demoduliert und
damit das Referenzsignal der Hauptstation (I) extrahiert, und daß ein Phasenschieber (326 bis 328)
vorgesehen ist, welcher das multiplexe niederfrequente Signal entsprechend dem zeitlichen Unterschied zwischen der Referenzphase der Hauptstation (I) und der Phase des örtlichen Referenzsignals verschiebt.
5. Phasenkorrekturempfanger für ein System
nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch
eine Einrichtung (415, 416, 418, 425, 615, 616, 613,715,716,713) die die Zufuhr von Korrekturen verhindert, sobald die Amplitude des multiplexen Korrektursignals kleiner als ein vorgegebener Wert ist.
6. Empfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß Jie die Phasenkorrektur durchführende Einrichtung (421, 423, 424, 613. Λ14,
621, 713, 714, 723) eine Aufrechterhaltungszeitkonstante besitzt, welche größer als eine Minute
ist.
7. Empfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Aufrechterhaltungszeitkonstante im Bereich von 10 Minuten liegt.
8. Empfänger mit einem Frequenzumsetzer und einem Demultiplexer, nach Anspruch 6 oder 7,
dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzumsetzer (421) das von dem Radionavigationssystem
empfangene Phasensignal mit dem multiplexen Korrektursignal mischt und daß an dem Demultiplexer Kanäle (424) vorgesehen sind, mit weichen
die empfangenen einzelnen Phasen entsprechend der vorgegebenen Zeitkonstante wiedergewinnbar sind.
9. Empfänger nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Demultiplexer (613)
ausgangsseitig mit einer Mehrzahl von Synchronfiltern (614a bis d) verbunden ist, die für die einzelnen Phasenkorrekturen mit einer entsprechenden Zeitkonstante versehen sind und entsprechend dem örtlichen Format des Radionavigationsempfängers aufeinanderfolgend ein von den
Phasen abgeleitetes Signal phasenmäßig verschieben, nachdem die Phasenkorrekturen der Synchronfilter (614a bis d) durchgeführt sind.
10. Empfänger nach Anspruch 6 oder 7, zur Verwendung in Verbindung mit einem Radionavigationsempfänger, welcher einzelne empfangene Phasen abgibt, dadurch gekennzeichnet, daß
die die Phasenkorrektur durchführende Einrichtung einen für das Korrektursignal arbeitenden
Demultiplexer (713) aufweist, welcher ausgangsseitig mit einer Mehrzahl von Synchronfiltern
(714a bis d) verbunden ist, um die Phasenkorrekturen mit einer vorgegebenen Zeitkonstante wiederzugewinnen, und daß eine Mehrzahl von Phasenschiebern (723a bis d) vorgesehen ist, mit
welchen die empfangene Phase entsprechend der dazugehörigen Phasenkorrektur beeinflußt wird.
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C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) |