DE19743168A1

DE19743168A1 - Method for equalizing a received signal

Info

Publication number: DE19743168A1
Application number: DE1997143168
Authority: DE
Inventors: Achim Brakemeier
Original assignee: Daimler Benz AG
Current assignee: Mercedes Benz Group AG
Priority date: 1997-09-30
Filing date: 1997-09-30
Publication date: 1999-04-01
Also published as: WO1999017507A1

Abstract

The invention relates to a method for equalising a signal received via a time variable transmission channel by means of an equalisation filter with decision feedback. According to said method, a channel mismatched filter is provided as a first transversal filter in the continuous signal path. The filter coefficients of said channel mismatched filter are selected in such a way that the cross-correlation function of the channel step response and the step response of the channel mismatched filter has no or negligible overshoot. Consequently, the correction of overshoot distortions is essentially more simple or is completely unnecessary. The filter coefficients are easier to determine and the equalisation is more robust as a result of the transversal filtering being less complex.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Entzerrung eines Empfangssignals nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.The invention relates to a method for equalizing a received signal according to the preamble of claim 1.

Bei Übertragungskanälen mit Mehrwegeausbreitung muß das im Empfänger aufgenommene Signal vor der Auswertung des Nachrichteninhalts entzerrt werden. Entzerrerfilter sind in verschiedener Ausführung bekannt, siehe z. B. eine Aufzählung in "Digitaler Mittelwellenrundfunk" von A. Brakemeier in tele kom praxis 9/96, Seite 33-38. Zur Schätzung der Kanalstoßantwort, die für die Einstellung des Entzerrerfilters erforderlich ist, sind in das übertragene Signal Testfolgen bekannter Struktur eingefügt, insbesondere sogenannte PN-Folgen oder CAZAC-Folgen.In the case of transmission channels with multipath propagation, this must be done in the receiver equalized recorded signal before evaluating the message content will. Equalizer filters are known in various designs, see e.g. B. a list in "Digital Mittelwellenrundfunk" by A. Brakemeier in tele com practice 9/96, pages 33-38. To estimate the channel impulse response required for the Adjustment of the equalizer filter is required in the transmitted signal Test sequences of known structure inserted, in particular so-called PN sequences or CAZAC episodes.

Ein häufig eingesetztes Entzerrerverfahren ist die Entzerrung mit Entschei dungsrückführung (Decision Feadback Equalizer). Die hierbei eingesetzten Entzerrerfilter weisen im Regelfall eine große Anzahl von Filterkoeffizienten auf, was die Komplexität der Signalverarbeitung bei der in kurzen Zeitabstän den anstehenden Neuberechnung der Koeffizientensätze stark erhöht und die Robustheit gegen über Störungen herabsetzt.A commonly used equalization method is equalization with decision decision feedback equalizer. The used here Equalizer filters usually have a large number of filter coefficients on what the complexity of signal processing at in short time intervals the upcoming recalculation of the coefficient sets and the Robustness against degraded interference.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Ent zerrung eines Empfangssignals anzugeben, das in der Signalverarbeitung we niger komplex und gegen Störungen robust ist. The present invention has for its object a method for Ent specify distortion of a received signal that we in signal processing is complex and robust against interference.

Die Erfindung ist im Patentanspruch 1 beschrieben. Die Unteransprüche ent halten vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung.The invention is described in claim 1. The subclaims ent hold advantageous refinements and developments of the invention.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird die Filterfunktion des ersten Transversalfilters so eingestellt, daß die Kreuzkorrelationsfunktion aus Kanal stoßantwort und Stoßantwort des Filters keine oder nur vernachlässigbare Vorläuferwerte aufweist. Dadurch kann die bei der bekannten Entzerrung be sonders aufwendige Korrektur der Vorläufer-Entzerrung entfallen. Die Kom pensation von Nachläufern über die Entscheidungsrückführung ist demgegen über aufwandsarm und zuverlässig durchführbar.In the method according to the invention, the filter function of the first Transversal filter set so that the cross-correlation function from channel Impact response and impact response of the filter no or only negligible Has precursor values. This can be in the known equalization there is no need for particularly complex correction of the predecessor equalization. The Com Compensation of followers via decision feedback is against this Can be carried out reliably and with little effort.

Die Bestimmung der Filterkoeffizienten ist auf der Basis einer Schätzung der Kanalstoßantwort und mit Vorgabe der Bedingung, daß die Vorläuferwerte un ter einem Schwellwert liegen oder ganz verschwinden sollen, mit bekannten Berechnungsverfahren oder auch durch Iteration möglich. Ein besonders vor teilhafter Weg zur Bestimmung der Filterkoeffizienten führt über die Bildung einer Pseudo-Inversen einer Koeffizientenmatrix bzw. eine Cholesky-Zerlegung eines Gleichungssystems für den vorgegebenen Teil der Kreuzkorrelations funktion.The determination of the filter coefficients is based on an estimate of the Channel impulse response and with the stipulation that the precursor values un ter a threshold value or should disappear completely, with known Calculation methods or iteration possible. A particularly before partial way to determine the filter coefficients leads through education a pseudo-inverse of a coefficient matrix or a Cholesky decomposition of a system of equations for the given part of the cross-correlation function.

Die Ausgabe einer trivialen Lösung des Gleichungssystems bei der Bestim mung der Filterkoeffizienten kann vermieden werden durch Zufügen eines Rauschanteils vor der Matrixinversion.The output of a trivial solution of the system of equations at the Bestim The filter coefficients can be avoided by adding a Noise component before matrix inversion.

Die Erfindung ist nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen unter Be zugnahme auf die Abbildungen noch eingehend veranschaulicht. Dabei zeigt: The invention is described below using exemplary embodiments under Be Access to the images illustrated in detail. It shows:

Fig. 1 eine Struktur eines bekannten Entzerrerfilters mit Entscheidungsrückführung; Fig. 1 shows a structure of a prior art equalizer filter with decision feedback;

Fig. 2 eine Struktur eines Entzerrerfilters nach der Erfindung; FIG. 2 shows a structure of an equalization filter according to the invention;

Fig. 3 einen bei der Erfindung teilweise vorgegebenen Verlauf einer Kreuzkorrelationsfunktion. Fig. 3 is a partially specified in the invention, the course of a cross-correlation function.

Die in Fig. 1 skizzierte typische Struktur eines bekannten Entzerrerfilters mit Entscheidungsrückführung zeigt im durchgehenden Signalzweig für das als Abtastwertefolge im Abtastabstand vorliegende Empfangssignal r eine in zwei Teilfilter MF, FF aufgespaltene Transversalfilteranordnung und in einem Rückführungszweig einen Quantisierer Q und ein zweites Transversalfilter FB. Das erste Teilfilter FF arbeitet mit der Abtastrate des Empfangssignals, die meistens gleich der doppelten Symbolrate gewählt ist, so daß je Symbol zwei Abtastungen vorgenommen werden. Die Filterkoeffizienten-Folge des ersten Teilfilters wird als zeitinvers, konjugiert komplex zu der Kanalstoßantwort ge wählt. Die vorhergehende Schätzung der Kanalstoßantwort kann anhand von in das Signal eingefügten Testfolgen vorgenommen werden. Bei einer maximal zu erwartenden Länge der Kanalstoßantwort von N_H Symbolen und N_TS Abtastun gen je Symbol haben Kanalstoßantwort und Kanal-Matched-Filter eine Länge von N_HN_TS Koeffizienten. In der Regel wird das Empfangssignal mit N_TS=2 Ab tastwerten je Signal abgetastet.The typical structure of a known equalizer filter with decision feedback sketched in FIG. 1 shows in the continuous signal branch for the received signal r present as a sample value sequence in the sampling interval a transversal filter arrangement split into two partial filters MF, FF and in a feedback branch a quantizer Q and a second transverse filter FB. The first sub-filter FF works with the sampling rate of the received signal, which is usually chosen to be twice the symbol rate, so that two samples are taken per symbol. The filter coefficient sequence of the first partial filter is selected as time inverse, conjugate complex to the channel impulse response. The previous estimation of the channel impulse response can be made on the basis of test sequences inserted into the signal. With a maximum expected length of the channel impulse response of N _H symbols and N _TS samples per symbol, the channel impulse response and channel-matched filter have a length of N _H N _TS coefficients. As a rule, the received signal is sampled with N _TS = 2 samples per signal.

Das Ausgangssignal des Kanal-Matched-Filters CMF wird im Symboltakt T_S weiterverarbeitet. Das zweite Teilfilter FF, häufig auch als Forward-Filter be zeichnet, dient zur Korrektur von Vorläuferverzerrungen. Nach dem Kanal- Matched-Filter CMF wirkt als verzerrende Funktion die im Symbolabstand ab getastete Autokorrelationsfunktion AKF der Kanalstoßantwort. Die Autokorrelati onsfunktion AKF ist eine hermitische Funktion und zeigt gegenüber dem Hauptwert Vorläufer- und Nachläuferwerte. Der Einfluß der Vorläuferwerte wird durch das zweite Teilfilter FF kompensiert, dessen Länge N_FF ein Vielfaches der Kanalstoßantwortlänge N_H ist. Typischerweise ist in N_FF=³N_H gewählt. Das zweite Teilfilter FF ist daher durch die hohe Zahl von Filterkoeffizienten sowohl in der Bestimmung der Koeffizienten als auch in der Anwendung aufwendig und durch die hohe Komplexität auch anfällig gegen Störungen. Das Transversal filter FB im Rückführungszweig, durch welches die Nachläuferverzerrungen kompensiert werden, ist dem gegenüber einfach aufgebaut und zeigt typi scherweise eine Länge N_FB=N_H.The output signal of the channel-matched filter CMF is further processed in the symbol clock T _S. The second sub-filter FF, often referred to as a forward filter, is used to correct forerunner distortions. After the channel-matched filter CMF, the distorting function is the autocorrelation function AKF of the channel impulse response, which is sampled at the symbol spacing. The autocorrelation function AKF is a Hermit function and shows predecessor and successor values compared to the main value. The influence of the predecessor values is compensated for by the second sub-filter FF, whose length N _{FF is} a multiple of the channel impulse response length N _H. Typically, N _FF = ³ N _{H is} selected. The second sub-filter FF is therefore complex due to the high number of filter coefficients both in the determination of the coefficients and in the application and due to the high complexity also susceptible to interference. The transversal filter FB in the feedback branch, by means of which the back-up distortions are compensated, is simple in comparison and typically shows a length N _FB = N _H.

Die Erfindung vereinfacht insbesondere die Filteranordnung im durchgehenden Signalweg, in dem anstelle des Kanal-Matched-Filters ein Kanal-Mismatched- Filters mit definierten Eigenschaften eingesetzt wird. Bei der Verwendung eines Kanal-Mismatched-Filters nach der Erfindung tritt als verzerrende Funktion nach dem Kanal-Mismatched-Filter die Kreuzkorrelationsfunktion zwischen Ka nalstoßantwort und Stoßantwort des Kanal-Mismatched-Filters auf. Die Kreuzkorrelationsfunktion KKF besitzt keine Vorläufer (Zero-Forcing-Kriterium) oder die Vorläufer können vernachlässigt werden, wenn die Berechnung der Filterkoeffizienten des Kanal-Mismatched-Filters durch die Einführung eines Rauschterms stabilisiert wird. Durch die besondere Gestaltung des Kanal- Mismatched-Filters kann eine Kompensation von Vorläuferverzerrungen und damit das aufwendige zweite Teilfilter des bekannten Aufbaus wesentlich ein facher gestaltet werden oder wie in Fig. 2 skizziert ganz entfallen. Die vollstän dige Entzerrerstruktur besteht dann gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung nur noch aus dem Kanal-Mismatched-Filter und der Nachläufer- Kompensation, wobei als Filterkoeffizienten des zweiten Transversalfilters FB im Rückführungsteil die Nachläuferkoeffizienten c_k, k<0 der Kreuzkorrelations funktion auftreten. Fig. 2 zeigt die vereinfachte Struktur eines solchen Entzer rerfilters nach der Erfindung mit einem Kanal-Mismatched-Filter CMMF im durchgehenden Signalzweig. Der Rückführungszweig ist mit einem Quantisie rer Q, dem zweiten Transversalfilter FB und einer Subtraktionsstufe D im Prin zip gleich aufgebaut wie bei der bekannten Ausführung nach Fig. 1. Das Kanal- Mismatched-Filter CMMF arbeitet mit der Abtastrate des Empfangssignals, die wieder mit der doppelten Symbolrate angenommen sei, so daß die Abtastwerte im halben Symbolabstand T/2 aufeinander folgen. Das Kanal-Mismatched- Filter CMMF hat dieselbe Länge (Anzahl von Filterkoeffizienten) N_HN_TS wie das Kanal-Matched-Filter CMMF des bekannten Entzerrerfilters. Die Komplexität dieser Filterstufe wird daher nicht größer.In particular, the invention simplifies the filter arrangement in the continuous signal path by using a channel mismatched filter with defined properties instead of the channel matched filter. When using a channel mismatched filter according to the invention, the cross-correlation function between channel impulse response and impulse response of the channel mismatched filter occurs as a distorting function after the channel mismatched filter. The cross-correlation function KKF has no precursors (zero-forcing criterion) or the precursors can be neglected if the calculation of the filter coefficients of the channel mismatched filter is stabilized by the introduction of a noise term. Due to the special design of the channel mismatched filter, a compensation of precursor distortions and thus the complex second sub-filter of the known design can be made much simpler or, as sketched in FIG. 2, can be omitted entirely. The complete equalizer structure then consists, according to a preferred embodiment of the invention, only of the channel mismatched filter and the follow-up compensation, the follow-up coefficients c _k , k <0 of the cross-correlation function occurring as filter coefficients of the second transversal filter FB in the feedback part. Fig. 2 shows the simplified structure of such an equalizer filter according to the invention with a channel mismatched filter CMMF in the continuous signal branch. The feedback branch is constructed with a quantizer Q, the second transversal filter FB and a subtraction stage D in principle the same as in the known embodiment according to FIG. 1. The channel mismatched filter CMMF works with the sampling rate of the received signal, which again with double symbol rate is assumed so that the samples follow one another at half the symbol spacing T / 2. The channel mismatched filter CMMF has the same length (number of filter coefficients) N _H N _TS as the channel matched filter CMMF of the known equalizer filter. The complexity of this filter stage therefore does not increase.

Während bei dem Kanal-Matched-Filter nach Fig. 1 die Filterkoeffizienten als zeitinverse konjugiert komplexe Koeffizientenfolge der zuvor geschätzten Ka nalstoßantwort übernommen werden können, ist für das Kanal-Mismatched- Filter eine besondere Ermittlung der Filterkoeffizienten zur Erfüllung der für die Vorläufer der Kreuzkorrelationsfunktion von Kanalstoßantwort und Stoßantwort des Kanal-Mismatched-Filters CMMF vorgegebenen Bedingung notwendig. Die Filterkoeffizienten können iterativ oder durch Berechnung ermittelt werden.During the previously estimated Ka can be adopted nalstoßantwort wherein the channel matched filter of FIG. 1, the filter coefficients as time-inverse conjugate complex coefficient sequence, is for the channel Mismatched- filter a particular determination of the filter coefficients for the fulfillment of the precursor of the cross-correlation function of Channel impulse response and impulse response of the channel mismatched filter CMMF specified condition necessary. The filter coefficients can be determined iteratively or by calculation.

In Fig. 3 ist der Verlauf einer bei der Erfindung zugrundegelegten Kreuzkorre lationsfunktion skizziert, bei welcher die Vorläuferwerte VL zu dem Hauptwert HW alle entweder ganz verschwinden oder zumindest unterhalb eines Schwellwerts TH liegen. Der Schwellwert TH ist vorzugsweise abhängig von der Modulationsart und dem relativen Abstand der Symbole im Symbolalpha bet. Der Schwellwert ist vorteilhafterweise auf den Hauptwert bezogen in der Weise, daß die Betragssumme aller Vorläuferwerte klein ist gegen den Hauptwert, wobei auch wieder der Abstand der Alphabetsymbole der jeweils vorliegenden Modulationsart mitberücksichtigt werden kann. Zusätzliche Be dingungen für die Nachläuferwerte können aufgestellt werden, sind aber nicht erforderlich und für den nachfolgend beschriebenen bevorzugten Berech nungsweg auch nicht zweckmäßig, da die Auswahl von Kriterien für die Nach läuferwerte nicht offensichtlich ist und solche Zusatzbedingungen die Lö sungsmöglichkeiten einschränken und unter Umständen einer aufwandsgünsti gen schematischen Berechnung entgegenstehen können.In FIG. 3, the curve is sketched lationsfunktion an underlying the invention Kreuzkorre, wherein the precursor values VL to the main value HW all either disappear or at least below a threshold value TH. The threshold TH is preferably dependent on the type of modulation and the relative spacing of the symbols in the symbol alpha bet. The threshold value is advantageously related to the main value in such a way that the sum total of all precursor values is small compared to the main value, the distance between the alphabet symbols of the respective modulation type also being able to be taken into account again. Additional conditions for the follow-up values can be set up, but are not necessary and also not appropriate for the preferred calculation method described below, since the selection of criteria for the follow-up values is not obvious and such additional conditions restrict the possible solutions and, under certain circumstances, can be cost-effective may conflict with the schematic calculation.

Die Kreuzkorrelationsfunktion zwischen Kanalstoßantwort und Stoßantwort des Kanal-Mismatched-Filters berechnet sich zu
The cross-correlation function between the channel impulse response and the impulse response of the channel mismatched filter is calculated

Dabei gilt für die Koeffizienten der Kanalstoßantwort
The coefficients of the channel impulse response apply here

h_i = 0 für i<0 und i≧N_HN_TS.h _i = 0 for i <0 and i ≧ N _H N _TS .

Zur Bestimmung der Filterkoeffizienten des Kanal-Mismatched-Filters wird aus dem Gleichungssystem für die Berechnung der Kreuzkorrelationsfunktion der lediglich die Vorläufer und den Hauptwert betreffende Teil abgetrennt und als eingeschränktes Gleichungssystem mit der Vorgabe
To determine the filter coefficients of the channel mismatched filter, the part relating only to the precursors and the main value is separated from the system of equations for the calculation of the cross-correlation function and as a restricted system of equations with the specification

c_k = 0 für k = -(N_H-1) . . . -1
c _k = 0 for k = - (N _H -1). . . -1

c₀ = 1
c ₀ = 1

weiterverwandt. Die Koeffizienten der Kanalstoßantwort sind aus der Schät zung der Kanalstoßantwort bekannt. Damit liegen N_H Gleichungen für N_HN_TS unbekannte Filterkoeffizienten v_i vor. Es gibt also eine Mehrzahl von Lösungen dieses Gleichungssystems. Die Vorgabe c_k = 0 für k < 0 wird als Zero-Forcing- Kriterium (ZF-Kriterium) bezeichnet. related. The coefficients of the channel impulse response are known from the estimation of the channel impulse response. There are thus N _H equations for N _H N _TS unknown filter coefficients v _i . So there are a number of solutions to this system of equations. The specification c _k = 0 for k <0 is called the zero-forcing criterion (IF criterion).

Eine günstige Lösung aus der Mehrzahl der möglichen Lösungen für dieses eingeschränkte Gleichungssystem läßt sich mit Hilfe der sogenannten Pseudo- Inversen finden. Hierzu wird eine Matrix mit den in dem Gleichungssystem auf tretenden Koeffizienten der Kanalstoßantwort aufgestellt als
A cheap solution from the majority of the possible solutions for this restricted system of equations can be found with the help of the so-called pseudo inverses. For this purpose, a matrix with the coefficients of the channel impulse response occurring in the equation system is set up as

wobei von N_TS = 2 Abtastwerten pro Symbol ausgegangen ist. Weiterhin sei
where N _TS = 2 samples per symbol. Be further

mit c als Vektor der Koeffizienten der Kreuzkorrelationsfunktion für Vorläufer und Hauptwert v als Vektor der Koeffizienten der Stoßantwort des Kanal- Mismatched-Filters und v mit als Vektor der Filterkoeffizienten des Kanal- Mismatched-Filters. Die Filterkoeffizienten des Kanal-Mismatched-Filters und die Koeffizienten der Stoßantwort des Kanal-Mismatched-Filters ergeben sich dabei gegenseitig jeweils als zeitinverse, konjugiert komplexe Folge des jeweils anderen Vektors. with c as the vector of the coefficients of the cross-correlation function for precursors and principal value v as a vector of the coefficients of the shock response of the channel Mismatched filter and v with as the vector of the filter coefficients of the channel Mismatched filters. The filter coefficients of the channel mismatched filter and the coefficients of the impulse response of the channel mismatched filter result each other as a time inverse, conjugate complex sequence of each other vector.

Das Gleichungssystem schreibt sich nun in Matrixdarstellung
The system of equations is now written in a matrix

H.v=cH.v = c

Dabei bezeichnet v den zeitinvertierten und konjugiert komplexen Vektor zu v. Mit Hilfe der Pseudo-Inversen H^-1 ergibt sich daraus
Here v denotes the time-inverted and conjugate complex vector to v. With the help of the pseudo-inverses H ^{-1 it} results from this

v = H^-1.cv = H ^-1 .c

Die Bestimmung der Pseudo-Inversen ist seit langem bekannt. Dabei wird meist die Singulärwertzerlegung (Singular Value Decomposition, SVD) ver wendet, wobei Singulärwerte unterhalb einer vorgegebenen Schwelle zu Null gewählt werden. Dies reduziert Quantisierungsfehler und instabile Matrixinver sion.The determination of the pseudo inverse has been known for a long time. Doing so mostly the singular value decomposition (SVD) ver turns, with singular values below a predetermined threshold to zero to get voted. This reduces quantization errors and unstable matrix inverters sion.

Ohne Beschränkung der Singulärwerte kann folgender Algorithmus verwendet werden. Es wird zunächst die Matrix Autokorrelationsfunktion von H bestimmt, also
The following algorithm can be used without restricting the singular values. First the matrix autocorrelation function of H is determined

R_H = H.H⁺R _H = HH⁺

Dabei bezeichnet H⁺ die transponierte und konjugiert komplexe Matrix zu H. Die Pseudo-Inverse ergibt sich daraus zu
H⁺ denotes the transposed and conjugated complex matrix to H. The pseudo inverse results from this

H^-1 =H⁺.R_H ^-1 H ^-1 = H⁺.R _H ^-1

Die AKF-Matrix R_H ist eine positiv (semi) definitive Matrix. Sollte die Kanalstoß antwort in den Anfangswerten h₀, h₁ . . . Null sein, so ist die Determinante Null. In diesem Fall kann die Kanalstoßantwort verkürzt werden und die Berechnung wird mit reduzierter Dimension für N_H durchgeführt. Auch das CMMF wird da durch verkürzt. Eine weitere Möglichkeit, den singulären Fall zu behandeln, besteht mit der unten beschriebenen Stabilisierung der CMMF-Berechnung. Die Lösung des Gleichungssystems H.v = c kann auch aufwandsgünstig mit Hilfe der Cholesky-Zerlegung durchgeführt werden. Dazu wird mit der Choles ky-Zerlegung zunächst das Gleichungssystem
The AKF matrix R _H is a positive (semi) definitive matrix. If the channel impulse response is in the initial values h ₀ , h ₁ . . . To be zero, the determinant is zero. In this case, the channel impulse response can be shortened and the calculation is carried out with a reduced dimension for N _H. This also shortens the CMMF. Another way to treat the singular case is to stabilize the CMMF calculation as described below. The solution of the system of equations Hv = c can also be carried out at low cost using the Cholesky decomposition. To do this, the Choles ky decomposition first becomes the system of equations

R_H.w = c bzw. w = R_H ^-1.c
R _H .w = c or w = R _H ^-1 .c

nach dem Hilfsvektor w aufgelöst. Die Koeffizienten des Mismatched-Filters er geben sich daraus zu
resolved after the auxiliary vector w. The coefficients of the mismatched filter he admit from it

v = H⁺.w.v = H⁺.w.

Die vorstehend dargestellte Berechnung der Stoßantwort des Kanal- Mismatched-Filters basiert auf dem Zero-Forcing Kriterium, allerdings wird ein Rückführungszweig vorausgesetzt. Die Pseudo-Inverse ist eine gute Möglich keit zur Berechnung des Kanal-Mismatched-Filters. Eine Schwelle bei den Sin gulärwerten verhindert dabei eine triviale Lösung. Die triviale Lösung v° des ZF-Kriteriums kann in einfacher Weise bestimmt werden. Dazu setzt man
The calculation of the impulse response of the channel mismatched filter shown above is based on the zero-forcing criterion, but a feedback branch is required. The pseudo inverse is a good option for calculating the channel mismatched filter. A threshold in the singular values prevents a trivial solution. The trivial solution v ° of the ZF criterion can be determined in a simple manner. To do this, you bet

v °|0 = 1/h₀ und v °|i = 0 für i < 0.v ° | 0 = 1 / h ₀ and v ° | i = 0 for i <0.

Die Kreuzkorrelationsfunktion der trivialen Lösung ergibt sich zu
The cross-correlation function of the trivial solution results in

In dieser trivialen Lösung wird der nullte Koeffizient h₀ der Kanalstoßantwort viel zu stark gewichtet. Ohne Zusatzmaßnahmen wird bei der Berechnung des CMMF mit der AKF-Matrix R_H die triviale Lösung erzeugt. Dies ist aber in der Regel nicht erwünscht. Vielmehr wird eine Lösung gesucht die bei Vorliegen eines quasi idealen Kanals das Kanal-Matched-Filter als Mismatched-Filter erzeugt. Dazu kann die folgende Regel verwendet werden:
Wenn die ACF der Kanalstoßantwort ein Nyquistimpuls ist, soll als CMMF das Matched-Filter berechnet werden.In this trivial solution, the zeroth coefficient h _{0 of} the channel impulse response is weighted much too much. Without additional measures, the trivial solution is generated when calculating the CMMF with the AKF matrix R _H. However, this is usually not desirable. Rather, a solution is sought that generates the channel-matched filter as a mismatched filter when a quasi-ideal channel is present. The following rule can be used:
If the ACF of the channel impulse response is a Nyquist pulse, the matched filter should be calculated as CMMF.

Diese Regel kann durch eine leichte Modifikation der Matrix R_H berücksichtigt werden, indem ein Rauschterm vor der Invertierung eingefügt wird. Die Matrix R_H wird durch die Koeffizienten R_H[i,j] beschrieben. Zu der Hauptdiagonalen, d. h. zu den Werten R_H[m,m], m = 0 . . . N_H-1 werden die Werte eines Rauschvektors addiert. Das Ergebnis wird ggf. normiert. Eine günstige Wahl ist die Verwendung eines Rauschvektors mit konstanten Koeffizienten Φ.
This rule can be taken into account by slightly modifying the matrix R _H by inserting a noise term before the inversion. The matrix R _H is described by the coefficients R _H [i, j]. The main diagonal, ie the values R _H [m, m], m = 0. . . N _H -1 the values of a noise vector are added. The result is normalized if necessary. A cheap choice is to use a noise vector with constant coefficients Φ.

Der Rauschterm Φ bezeichnet in der Form eines Signal/Rausch leistungsverhältnisses die Güte der Kanalstoßantwortschätzung. Eine weitere Verbesserung erzielt man durch Normierung der modifizierten ACF-Matrix auf die Summenleistung aus Kanalstoßantwort und Rauschterm, z. B. durch
The noise term Φ denotes the quality of the channel impulse response estimate in the form of a signal / noise power ratio. A further improvement is achieved by normalizing the modified ACF matrix to the total power from channel impulse response and noise term, e.g. B. by

Die Division bewirkt eine Normierung der entstehenden Kreuzkorrelationsfunk tion auf den Hauptwert, so daß dann C₀ = 1 wird. Da in der Regel Φ « 1 ist, kann auf die Normierung auch verzichtet werden. Auch andere als die angege benen Normierungen sind denkbar.The division normalizes the resulting cross-correlation function to the main value, so that C ₀ = 1. Since Φ «1 is usually, the standardization can also be omitted. Other standards than those specified are also conceivable.

Die Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Beispiele beschränkt, sondern im Rahmen fachmännischen Könnens auf verschiedene Weise variierbar. Insbe sondere kann die gesamte Entzerrerfunktion anstelle eines skizzierten Aufbaus mit einzelnen Funktionselementen insgesamt als Programm eines Signalverar beitungsprozessors realisiert sein.The invention is not limited to the examples described, but in The scope of professional skill can be varied in different ways. In particular in particular, the entire equalizer function can be used instead of an outlined structure with individual functional elements as a program of a signal processing be processed processor.

Claims

1. A method for equalization of a signal received over a time-varying transmission channel according to the principle of equalization with decision feedback with a transverse filtering in the forward branch and with a feedback branch, the filter coefficients of the transverse filtering being determined from an estimate of the channel impulse response, characterized in that the filter coefficients of the transversal filtering are determined so that in the cross-correlation function of the shock response of the transverse filtering with the channel shock response, the predecessor values are below a predetermined threshold value.

2. The method according to claim 1, characterized in that the threshold value is specified relative to the main value of the cross-correlation function.

3. The method according to claim 1 or 2, characterized in that the Threshold value is specified depending on the type of modulation.

4. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the discreet precursor values of the cross-correlation function = 0 (c _k = 0, k ₀ ) are predetermined for determining the filter coefficients of the transverse filtering.

5. The method according to claim 4, characterized in that an additional Noise signal component is specified.

6. The method according to claim 4 or 5, characterized in that the determination of the filter coefficients v _i from the system of equations for the cross-correlation function c
Hv = cm with c as a vector of the coefficients c _{k of} the cross correlation function for i ≦ 0 and the specification c ₀ = 1, c _k = 0 for k <0 and with H as a matrix of the coefficients of the channel impulse response.

7. The method according to claim 6, characterized in that for determination the filter coefficients the pseudo inverse of the channel impulse response Coefficient matrix H is formed.

8. The method according to claim 6 or 7, characterized in that the filter coefficients by a Cholesky decomposition of the system of equations be true.

9. The method according to any one of claims 1 to 8, characterized in that the sequence of the filter coefficients for a second transverse filtering in the feedback branch is equal to the time-inverse, conjugate complex Koeffizi entensequenz the cross-correlation function c _k for k <0 are selected.