CN1526230B - 检测交流电压脉冲的电路、方法及具有该电路的电话 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于检测已限定频率的交流电压脉冲的检测电路和检测方法。根据本发明，首先将输入信号通过混合频率的倍增而被转变为低频信号。再对此经降混频信号进行滤波和评估。该电路特别合适用于辨识在电话网络的计费单位信号。

Description

检测交流电压脉冲的电路、方法及具有该电路的电话

技术领域

本发明涉及一种用于已限定频率的交流(AC)电压脉冲的检测电路，涉及关于具有此种电路的电话，以及涉及关于用于已限定频率辨识的AC电压脉冲的方法。 

背景技术

在欧洲模拟电话网络中，计费单位脉冲被通至客户端，以使在客户端累积计费可被检测，该计费单位脉冲为于频率为16kHz的短的AC电压脉冲，或在某些国家为约12kHz。这些计费脉冲必须被辨识且在用户装置被计算。 

原先，该计费单位信号是通过带通滤波器自接收信道输出，且被送至设备计量器，每一个脉冲增量此计量器一阶。最近有更多的方法提供计费单位信号从被提供用做音声信号加工的接收通道(reception path)所输出，且通过带通滤波器滤波。该计费单位信号再由比较器转变为方波信号，其周期由计数器数字地决定。若该计费脉冲的经数字决定的长度在预先界定的公差带内，则计费脉冲被暂存。 

此方法的缺点为计费单位信号的输出及带通滤波需要相当大量的个别组件，这些个别组件为昂贵的且阻碍客户端的进一步小型化。 

发明内容

因此本发明的目的为提供一种在已限定频率的AC电压脉冲的检测电路及辨识此种AC电压脉冲的方法，且个别组件的复杂性进一步被减少。 

本发明目的可由一种检测在已限定频率的交流电压脉冲的电路而达到，该电路包括一个模拟/数字变换器单元、至少一个混合级、至少一个低通滤波器级、及一个评估单元；其中该模拟/数字变换器单元用于将输入信 号变换为取样值序列，该至少一个混合级将该取样值序列乘以混合频率信号，该至少一个低通滤波器级用以定义允许中间频带并阻挡一升混频成分，而该评估单元，其使用经变换的取样值以决定交流电压脉冲是否存在。 

本发明目的亦可由具有一个检测在已限定频率的交流电压脉冲的电路的电话达到，其中该电话中的电路包括一个模拟/数字变换器单元、至少一个混合级、至少一个低通滤波器级、及一个评估单元；其中该模拟/数字变换器单元用于将输入信号变换为取样值序列，该至少一个混合级将该取样值序列乘以混合频率信号，该至少一个低通滤波器级用以定义允许中间频带并阻挡一升混频成分，而该评估单元，其使用经变换的取样值以决定交流电压脉冲是否存在，该检测在已限定频率的交流电压脉冲的电路用于辨识计费单位信号。 

本发明目的亦可由一种辨识每一个皆在限定频率的不同形式交流电压脉冲的方法，其具有下列步骤： 

a)该输入信号(1)被数字化以形成数字化的取样值序列； 

b)该取样值序列的变换通过任何所期望的步骤序列执行，其包括 

-将取样值序列乘以预先决定的混合频率信号；及 

-低通滤波该取样值序列以定义该允许的中间频率带并阻挡一升混频成分； 

c)使用该经变换的取样值序列以决定特定形式的交流电压脉冲是否存在。 

根据本发明的检测电路具有一种模拟/数字转变器单元以将输入信号变换为取样值的序列，该取样值序列通过至少一个混合级由混合频率信号而倍增。而且，检测电路具有至少一个滤波器级以定义允许的中间频率带。经变换的取样值通过评估单元被使用以决定AC电压脉冲是否存在。 

与现有技术情况相反，该进入的AC电压脉冲首先被数字化；其余的处理再以数字形式进行。混合级或一些混合级及滤波器级或一些滤波器级皆为数字电路或数字信号处理机的形式。 

超外插原则可被使用以允许AC电压脉冲的特定频率检测可进行，此可由将输入信号的取样值乘以在频率ω_M的混合频率信号而完成。由此在频 率ω₀的AC电压脉冲一方面升混频至频率ω₀+ω_{M_}且另一方面降混频至频率ω₀-ω_{M_}。下游的滤波器级定义允许的中间频率带及因此定义AC电压脉冲的频率的公差带。例如，升混频的成份ω₀+ω_{M_}可以低通滤波器止住。 

低通滤波器亦可被用来定义经降混频成份ω₀-ω_M的可允许中间频率带，因在截止频率ω_G，|ω₀-ω_M|≤ω_G且因此ω_M-ω_G≤ω₀≤ω_M+ω_G。除了低通滤波器外，具有不同特性的滤波器，如带通滤波器，亦可被用于定义可允许中间频率带。 

因此要被检测的AC电压脉冲首先被降混频至中间频率带，且在要被检测的AC电压脉冲内的频率带再通过限制该中间频率带而被定义。评估单元再使用经变换的取样值以决定AC电压脉冲是否在以此方式定义的频率窗口发生。 

根据本发明超外插原则的使用以检测于界定频率的AC电压脉冲表示滤波器装置不需具有个别组件。信号处理完全数字地进行且通过数字信号处理机进行，如此允许评估电路可以省空间及成本经济的方式实施。 

根据本发明一个较佳具体实施例，电路具有至少一个每十选一级以检测AC电压脉冲，其通过省略取样值而减少信号速率。每十选一级例如它们允许取样值取样速率可级性减少；实际取样处理可再以较低取样频率进行，因此可提供每一个取样值的信号处理的更多处理时间，且所以数字信号处理机的性能或数字评估电线的性能的要求可较不严苛。低处理频率的进一步优点为DSP或评估电线的电力消耗减少。 

本发明进一步较佳具体实施例提供混合级或数个混合级的每一个具有正交信号路径及同相信号路径，且在正交信号路径将取样值序列乘以于混合频率的正弦信号，且在同相信号路径将取样值序列乘以于混合频率的余弦信号。 

混合频率的余弦信号(其被用在同相信号路径)被相对于用于正交信号路径的正弦信号90°的相位位移。因此一种施用于评估电路输入的AC电压信号可不拘其相对于混合频率信号的相位角而被处理。依据输入信号的相位，正交信号路径或同相信号路径会产生较强的信号。

在此情况下，在混合频率的正弦信号的倍增较佳为通过将取样值序列乘以序列0、1、0、-1、0...而进行。在当四倍的混合频率被选择用做取样频率的情况下，此值序列对应于在混合频率的正弦信号的数据。若混合频率为16kHz，则取样频率须被选为64kHz。由序列0、1、0、-1、0...的取样值序列的倍增可由每一个间隔的取样值被设定为零且每第四个取样值为正负号相反的而以简单方式进行，由序列0、1、0、-1、0...的取样值序列的倍增可通过首先省略每一个间隔的取样值而以简单方式连结为一种每十选一步骤。之后，剩余取样值的每一个间隔的取样值为正负号相反的。 

以相对应方式，在混合频率的余弦信号的倍增可通过将该取样值序列乘以序列1、0、-1、0、1...而进行，若取样频率为混合频率的四倍。此考虑在正弦信号及余弦信号间的90°相位位移。 

该评估单元较佳为在每一个情况在正交信号路径及在同相信号路径皆将该经变换的取样值平方、相加及与阈值比较。一旦该AC电压脉冲通过许多混合及滤波器级，信号值的平方可由平方及相加自该正交信号路径及自该同相信号路径的经变换取样值而得到。信号路径成为正交信号路径及同相信号路径的分开总是造成值的相同平方，不拘输入信号相对于混合信号的相位角。 

在AC电压脉冲在允许公差带内及通过许多混合及滤波器级的情况下，定义于该评估单元的阈值被超过，此表示特定形式的AC电压脉冲已被接收。相反的，若AC电压脉冲的频率不在预先定义的频率窗口内，则该信号被混合及滤波器级严重减弱而使信号值的平方低于阈值。 

混合级较佳为将取样值序列乘以混合频率信号，此混合频率对应于要被检测的AC电压脉冲频率。混合频率信号ω_M造成在频率ω₀A_C电压脉冲被降混频至频率ω₀-ω_M。若混合信号的频率对应于要被检测的该AC电压脉冲的频率，则起初存在的该AC电压信号被降混频至0Hz，或至非常低的频率。 

该经降混频的信号可较原始相当高频率信号更易处理，根据奈奎斯理论，该经降混频的信号可通过相当低的取样速率而被检测。因此此输入信号的降混频使得取样频率可被降低，进一步的优点为该经降混频的低频 率信号可通过一种低通滤波器级而被带限制，以此方式来定义起初存在的AC电压信号允许频率窗口，此频率窗口自ω_M-ω_G延伸至ω_M+ω_G其中ω_M为混合频率且ω_G为该低通滤波器的截止频率。 

根据本发明进一步有利具体实施例，该电路具有第一混合级，其将取样值序列乘以第一混合频率信号，其频率对应于第一AC电压脉冲形式的频率。而且，该电路具有第二混合级，其被置于第一混合级及评估单元间且将取样值序列乘以第二混合频率信号，该第二混合频率信号的频率对应于AC电压脉冲的第一形式的频率及第二形式的频率间的差。 

被施用于输入的第一形式的AC电压脉冲通过第一混合级被降混频至0Hz的频率，或至非常低的频率，且可再通过第一检测路径被进一步处理。然而，若第二形式的AC电压脉冲被施用于第一混合级的输入，则此AC电压脉冲被降混频至一种频率，其对应于AC电压脉冲的第一形式及第二形式间的频率差，此信号被供应至下游的第二混合级，其混合频率精确地对应于此频率差。该第二混合级再降混频该施用的频率差信号至0Hz，或至非常低的频率。在该第二混合级的输出所产生的信号通过第二检测路径被进一步处理。滤波器级皆置于第一检测路径(用于AC电压脉冲的第一形式)及第二检测路径(AC电压脉冲的第二形式)以在每一个情况定义第一形式的AC电压脉冲的可允许频带及第二形式的AC电压脉冲的可允许频带。 

低通滤波器级特佳为其截止频率高于要被置于第一混合级及第二混合级间的频率差。不仅经降混频信号ω₀-ω_M在第二混合级的输出产生，在频率ω₀ω_M的经升混频信号亦在第二混合级的输出产生。置于第一混合级及第二混合级间的该低通滤波器级阻挡该经升混频信号成份，因其不需进一步信号处理。 

根据本发明电路特佳为被用于电话网络的计费单位信号的检测，此计费单位信号为在约16kHz(或在某些国家为约12kHz)的已定义频率的短AC电压脉冲。若根据本发明检测电路被单一地设计用于处理16kHz脉冲，则具有混合频率为16kHz的单一混合级足以降混频该输入信号至低频率。以相对应方式，操作于混合频率为12kHz的混合级足以检测12kHz的脉冲。若相反地，欲使用一种单一检测电路来检测12kHz及16kHz的 脉冲，则首先输入信号由操作于混合频率为16kHz的第一混合级降混频至0Hz(当该信号在16kHz)，或至4kHz(当该信号在12kHz)。已被降混频至0Hz的该16kHz信号可马上被评估。已被降混频至4kHz的该12kHz信号同样地由操作于混合频率为4kHz的第二混合级降混频至0Hz，且而后被评估。 

根据本发明在界定频率的AC电压脉冲的检测电路特别合适用于电话，以检测经由电话网络通的计费单位信号。配有根据本发明检测电路的电话与所有用于欧洲的计费单位信号标准相配。在此情况下，制造成本较先前方法为低。 

在此情况下，较佳为计费单位信号经由语音路径检测，音声信号处理亦经由语音路径进行。与先前方法情况相反，不需自语音路径输出计费单位脉冲，且具有个别组件的滤波器装置对根据本发明方法为多余的。 

特别是，较佳为计费单位信号由在语音路径的模拟/数字变换器单元被数字化。现代电话具有模拟/数字变换器单元，其变换进入的音声信号为数字取样值。在根据本发明方法中，此模拟/数字变换器单元亦进行数字化进入的计费单位信号的工作，因此，不需个别的模拟/数字变换器组以进行计费单位信号的模拟/数字变换。 

特佳为变换取样值序列的各种处理级为一或更多数字信号处理器的形式。评估计费单位信号所需的混合级、滤波器级及每十选一级可完全通过数字信号处理器而形成。数字信号处理器亦可用于评估单元，其中该取样值被平方及相加。 

在辨识每一个皆在界定频率的AC电压脉冲的不同形式的根据本发明方法中，输入信号在第一个步骤被数字化。再将以此方式得到的经数字化取样值的序列通过执行包括将取样值序列乘以预先决定的混合频率信号及滤波取样值序列的许多步骤而被变换。允许的中间频率带是通过滤波取样值序列而被定义。而后可再使用经变换的取样值序列以决定特定形式的AC电压脉冲是否存在。 

根据本发明方法使得各种形式的AC电压脉冲的完全数字选择辨识可进行，在根据本发明方法中，输入信号通过不同混合频率信号的倍增被降 混频至低频率。首先，与原先输入信号频带相较，此方法具有信号可在低频中间频带更显著地易被滤波的优点，进一步的优点为一旦该输入信号被转变至低频频带，可使用显著较低的信号速率，此表示可使用较少功率的信号处理器且电路的电力消耗被减少。 

附图说明

本发明采用由附图说明具体实施例于下文更详细地叙述，其中： 

图1显示根据本发明的计费单位信号的检测电路，其可检测16kHz及12kHz信号。 

具体实施方式

由图1说明的已界定频率的AC电压脉冲的检测电路特别合适用于检测经由电话网络传送的计费单位信号。然而，根据本发明的电路及根据本发明的检测原则不限制于此应用，而是可用于任何在界定频率的脉冲的辨识要被选择性地检测的应用。 

模拟输入信号1先被供应至模拟/数字变换器A/D且被变换为数字取样值x(k)的序列。若在电话的电路被用于检测计费单位脉冲，则计费单位信号由该模拟/数字变换器数字化，其亦被用于变换语音信号为数字值，因在根据本发明方法中，计费单位脉冲不为自语音路径的输出。 

现在经数字化的取样值x(k)被供应至第一混合级，且为达此目的，经数字化的取样值被分成正交信号路径2及同相信号路径3。在用于正交信号路径的混波器4，将该信号乘以于混合频率ω_M1的正弦信号sin(ω_M1t)，其中ω_M1被选择为

因此对应于16kHz计费单位脉冲的频率。 

在用于同相信号路径的混波器5，将该信号乘以于混合频率  ${\mathrm{\ω}}_{M1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\·16\mathrm{kHz}$ 的余弦信号cos(ω_M1t)，亦即乘以被相位位移90°的混合信号。因此，该计费单位脉冲可不拘其相对于混合频率信号的相位角而被检测。

在该模拟/数字变换器的输出及在混波器4及5的信号速率为64kHz及因此为混合频率f_M1的四倍，因此在该混合频率的每一个时脉循环，取样被执行四次，因此产生序列0，1，0，-1，0，...[sin其中k＝0，1，2，...]做为在该混合频率的正弦信号，以相对应方式，序列1，0，-1，0，1，...[cos

其中k＝0，1，2，...]做为在该混合频率的余弦信号。由此通过在混波器4的正弦序列的输入信号的倍增产生一种信号序列，于此每一个间隔的值被设定为等于零，每一个间隔的值等于零的信号序列亦在同相信号路径的混波器5的输出产生。在后续每十选一级6及7的每一个级，通过忽略这些在信号序列中已被设定为零的值可将信号速率自fs＝64kHz减少至fs＝32kHz。 

在混波器4及5的输出皆出现经升混频信号，其频率对应于输入信号及混合信号的频率总和，及经降混频信号，其频率对应于输入信号及混合信号间的频率差。16kHz脉冲一方面由混合频率f_M1＝16kHz而升混频至32kHz，且另一方面降混频至0kHz(超外插原则)。以相对应方式，施用于第一混合级输入的12kHz脉冲一方面由16kHz的混合频率而升混频至28kHz，且另一方面降混频至4kHz。低通滤波器8及9(TP1)具有滤波经升混频频率成份且仅允许16kHz脉冲的0kHz成份及12kHz脉冲的4kHz成份通过的工作。因此值得定义分别在正交信号路径及同相信号路径的低通滤波器8及9(TP1)的截止频率为4.5kHz。低通滤波器8及9之后为每十选一级10及11，其再一次将信号自fs＝32kHz减少至fs＝16kHz。信号速率的重复减少使得进一步的信号处理被显著简化。 

下文是基于计费单位脉冲的检测电路已被设定为辨识16kHz脉冲的假设。在此情况下，不需使用第二个混合频率以再一次升混频或降混频在每十选一级10及11的输出所产生的信号，因16kHz脉冲已由混波器4及5被自16kHz降混频至0kHz。 

因此混波器12被切换为不作用的，或是将施于其的每一个值乘以1。 经降混频信号的实际频带限制由低通滤波器13及14(TP2/TP3，TP2)进行。该低通滤波器13、14被用来定义中间频带，于此中间频带内AC电压脉冲要被检测。如若该低通滤波器13及14的截止频率被固定于0.5kHz，则在频率自-0.5kHz至+0.5kHz的AC电压可通过该低通滤波器。此对应于在输入信号的自15.5kHz至16.5kHz的允许频带。计算实例显示要被测试的AC电压脉冲的允许频带范围是通过中间频率的低通滤波而以简单的方式定义。 

通过省略每一个间隔信号值，在后续每十选一级15及16(自fs＝16kHz至fs＝8kHz)取样频率再次被减半，之后仍留下的信号值被供应至倍加器17及18，其平方每一个信号值。在每一个情况的相加器19形成正交信号值及同相信号值的平方的总和，且由此决定个别信号值大小的平方，不拘输入信号的相位角，其为精确的。阈值决定器20比较由相加器19所提供的结果及预先决定的阈值，若超过此阈值，则自阈值决定器20的检测信号y₁₆(k)显示16kHz的脉冲已被接收。 

在频率约12kHz的计费单位脉冲被用于某些欧洲国家。若第1图所说明的电路被用来评估此种12kHz的脉冲，则除了f_M1＝16kHz的第一混合频率，f_M2＝4kHz的第二混合频率亦必须被使用。为达此目的，在每十选一级10的输出所产生且已由混波器4被降混频至4kHz的中间频率的正交信号被送至混波器12及21。该混波器12及21将施于它们的信号分别乘以混合频率f_M2＝4kHz的正弦信号序列及余弦信号序列。 

因在此情况下，取样频率fs为16kHz且因此为混合频率的四倍，余弦信号序列再次变为1，0，-1，0，1，...[cos其中k＝0，1，2，...]，且正弦信号序列变为0，1，0，-1，0，...[sin其中k＝0，1，2，...]。 

通过在频率4kHz的混合频率信号的倍增造成施用于混波器12及21的中间频率信号一方面被升混频至8kHz且另一方面被降混频至0kHz。置 于信号路径下游的该低通滤波器13及22(TP2/TP3，TP2)一方面消除该经升混频的8kHz组件，另一方面关于已被降混频至0kHz的信号组件，该低通滤波器13及22的截止频率定义允许的中间频带范围，在此频带内，脉冲可被检测。 

通过省略每一个间隔取样值，在下游每十选一器15及23将信号速率自fs＝16kHz减半至fs＝8kHz，评估是通过倍加器17及24、通过相加器25及通过阈值决定器26进行的。若信号值的平方总和大于预先决定的阈值，则12kHz脉冲存在，此由在该阈值决定器26的输出所产生的检测信号y12(k)显示。

Claims (15)

1.一种检测在已限定频率的交流电压脉冲之电路，包括：

一个模拟/数字变换器单元(A/D)，用于将输入信号(1)变换为取样值序列，

至少一个混合级，(4、5及12、21)，其将该取样值序列乘以混合频率信号，其中该取样值序列被分开为同相信号路径及正交信号路径，及其中于该同相信号路径中的取样值序列被乘以于该混合频率的余弦信号，及于该正交信号路径中的取样值序列被乘以于该混合频率的正弦信号，

至少一个低通滤波器级(13、14、22)以定义允许中间频带，并阻挡该混合的信号的一升混频成分，及

一种评估单元，其针对经过该混合且经低通滤波的信号进行评估并在正交信号路径及在同相信号路径皆将经变换的取样值平方、相加及与阈值比较以决定交流电压脉冲是否存在。

2.根据权利要求1所述的电路，

其特征在于，该电路具有至少一个每十选一级(6、7、10、11、15、16、23)，其通过省略取样值减少信号速率。

3.根据权利要求1所述的电路，

其特征在于，该正交信号路径中的取样值序列被乘以于该混合频率的正弦信号是通过将该取样值序列乘以对应于其中k＝0、1、2、...的序列0、1、0、-1、0...而进行的。

4.根据权利要求1所述的电路，

其特征在于，该同相信号路径中的取样值序列被乘以于该混合频率的余弦信号是通过将该取样值序列乘以对应于其中k＝0、1、2、...的序列1、0、-1、0、1...而进行的。

5.根据权利要求1所述的电路，

其特征在于，该混合级将该取样值序列乘以混合频率信号，其频率对应于要被检测的交流电压脉冲的频率。

6.根据权利要求1所述的电路，

其特征在于，该电路具第一混合级(4、5)，其将该取样值序列乘以第一混合频率信号，其频率对应于第一交流电压脉冲形式的频率，并且，该电路具第二混合级(12、21)，其被置于该第一混合级(4、5)及该评估单元之间并且将该取样值序列乘以第二混合频率信号，其频率对应于该第一交流电压脉冲形式的频率及第二交流电压脉冲形式的频率之间的差。

7.根据权利要求6所述的电路，

其特征在于，额外低通滤波器级(8、9)，其截止频率高于该第一交流电压脉冲形式的频率及该第二交流电压脉冲形式的频率之间的差，其被置于该第一混合级(4、5)及该第二混合级(12、21)之间。

8.根据权利要求1所述的电路，

其特征在于，该交流电压脉冲为电话网络的计费单位信号。

9.一种电话，其具有一种检测在已限定频率的交流电压脉冲之电路，包括：

一个模拟/数字变换器单元(A/D)，用于将输入信号(1)变换为取样值序列，

至少一个混合级，(4、5及12、21)，其将该取样值序列乘以混合频率信号，其中该取样值序列被分开为同相信号路径及正交信号路径，及其中于该同相信号路径中的取样值序列被乘以于该混合频率的余弦信号，及于该正交信号路径中的取样值序列被乘以于该混合频率的正弦信号，

至少一个低通滤波器级(13、14、22)以定义允许中间频带，并阻挡该混合的信号的一升混频成分，及

一种评估单元，其针对经过该混合且经低通滤波的信号进行评估并在正交信号路径及在同相信号路径皆将经变换的取样值平方、相加及与阈值比较以决定交流电压脉冲是否存在，

该检测在已限定频率的交流电压脉冲之电路是用于辨识计费单位信号，该计费单位信号为电话网络的交流电压脉冲。

10.根据权利要求9所述的电话，

其特征在于，变换该取样值序列的各种级通过一或更多数字信号处理器而形成。

11.一种辨识每一个皆在限定频率的不同形式交流电压脉冲的方法，其特征在于下列步骤：

a)数字化输入信号(1)以形成数字化的取样值的序列；

b)该数字化的取样值序列的变换通过任何所期望的步骤序列执行，其包括

将取样值序列乘以预先决定的混合频率信号，包括将该取样值序列分开为同相信号路径及正交信号路径，及将于该同相信号路径中的取样值序列乘以于该混合频率的余弦信号，及将于该正交信号路径中的取样值序列乘以于该混合频率的正弦信号；及

低通滤波该乘以预先决定的混合频率信号的取样值序列以定义该允许的中间频率带并阻挡该乘以预先决定的混合频率信号的取样值序列的升混频成分；

c)评估经过该混合且经低通滤波的信号并在正交信号路径及在同相信号路径皆将经变换的取样值平方、相加及与阈值比较以决定特定形式的交流电压脉冲是否存在。

12.根据权利要求11所述的方法，

其特征在于，在该取样值序列变换期间，该正交信号及该同相信号的速率通过减少该取样值数目而减少。

13.根据权利要求11所述的方法，

其特征在于，该取样值序列乘以混合频率信号，其频率对应于要被检测的交流电压脉冲的频率。

14.根据权利要求11所述的方法，

其特征在于，该取样值序列首先乘以第一混合频率信号，其频率对应于第一交流电压脉冲形式的频率，及之后乘以第二混合频率信号，其频率对应于该第一交流电压脉冲形式的频率及第二交流电压脉冲形式的频率之间的差。

15.根据权利要求11所述的方法，

其特征在于，该交流电压脉冲为电话网络的计费单位信号。

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