AT413451B

AT413451B - Verfahren und vorrichtung zur optoelektronischen entfernungsmessung

Info

Publication number: AT413451B
Application number: AT0211300A
Authority: AT
Inventors: Torsten Gogolla
Original assignee: Hilti Ag
Priority date: 2000-02-14
Filing date: 2000-12-19
Publication date: 2006-03-15
Also published as: JP2001255369A; DE10006493C2; US20010013929A1; DE10006493A1; US6633367B2; ATA21132000A

Description

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AT 413 451 B

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur optoelektronischen Entfernungsmessung, bei dem - ein von einem Licht-Hauptemitter abgegebener, intensitätsmodulierter Hauptlichtstrahl einerseits auf ein entferntes Messobjekt, dessen Distanz von einem Beobachtungsort ge- 5 messen werden soll, gerichtet und das dort gestreute Licht über eine Empfangsoptik auf einen Photo-Hauptempfänger gelangt und andererseits ein abgezweigter Teil des Hauptlichtstrahls gleichzeitig über eine erste bekannte Referenzdistanz auf einen Photoreferenzempfänger geleitet wird; - ein von einem Referenzlichtemitter abgegebener, ebenfalls intensitätsmodulierter Referenz-io lichtstrahl einerseits über eine zweite bekannte Referenzdistanz auf den Photoreferenzempfänger und andererseits ein Teil des Referenzlichtstrahls über eine dritte Referenzdistanz auf den Hauptempfänger gelangt, und bei dem - die vom Haupt- und Referenzempfänger gelieferten Signale einer vergleichenden Signalauswertung zur Gewinnung eines fehlerkompensierten Messsignals zugeführt werden. Wei- 15 ters betrifft die Erfindung eine Vorrichtung zur optoelektronischen Entfernungsmessung mit - zwei Lichtsendern, deren jeweiliger Lichtstrahl intensitätsmoduliert ist, wobei der Lichtstrahl des ersten als „Hauptemitter“ bezeichneten Lichtsenders einerseits auf ein entferntes Messobjekt, dessen Distanz von einem Beobachtungsort gemessen werden soll, ausrichtbar ist, und andererseits ein abgetrennter Strahlanteil über eine erste Referenzdistanz auf einen 20 von zwei Photoempfängern gelangt, der als „Referenzempfänger“ bezeichnet ist und wobei der Lichtstrahl des zweiten als „Referenzemitter“ bezeichnete Lichtsenders über eine zweite Referenzdistanz auf den Referenzempfänger und ein davon abgetrennter Strahlanteil über eine dritte Referenzdistanz auf den als „Hauptempfänger“ bezeichneten zweiten Fotoempfänger gelangt, der außerdem mit dem vom Meßobjekt rückgesteuerten Anteil des Licht-25 Strahls vom Hauptemitter beaufschlagt ist, - jeweils einem dem Referenzempfänger bzw. dem Hauptempfänger zugeordneten Signal-Mischer, welche die Empfängersignalgemische in einen Zwischenfrequenzbereich umset-zen, sowie mit - einer Auswertevorrichtung zur Bestimmung der Messdistanz aus den Ausgangssignalen der 30 beiden Mischer.

Weiters betrifft die Erfindung eine Vorrichtung zur optoelektronischen Entfernungsmessung mit - zwei Lichtsendern, deren jeweiliger Lichtstrahl intensitätsmoduliert ist, wobei der Lichtstrahl 35 des ersten als „Hauptemitter“ bezeichneten Lichtsenders einerseits auf ein entferntes Messobjekt, dessen Distanz von einem Beobachtungsort gemessen werden soll, ausrichtbar ist, und andererseits ein abgetrennter Strahlanteil über eine erste Referenzdistanz auf einen von zwei Fotoempfängem gelant, der als Referenzempfänger bezeichnet ist, und wobei der Lichtstrahl des zweiten als „Referenzemitter bezeichnete Lichtsenders über eine zweite Re- 40 ferenzdistanz auf den Referenzempfänger und ein davon abgetrennter Strahlanteil über eine dritte Referenzdistanz auf den als „Hauptempfänger“ bezeichneten zweiten Fotoempfänger gelangt, der ausserdem mit dem vom Messobjekt rückgestreuten Anteil des Lichtstrahls vom Hauptemitter beaufschlagt ist. - jeweils einem dem Referenzempfänger bzw. dem Hauptempfänger zugeordneten Signal-45 Mischer, welche die Empfängersignalgemische in einen Zwischenfrequenzbereich umset- zen, sowie mit - einer Auswereeinrichtung zur Bestimmung der Messdistanz aus den Ausgangssignalen der beiden Mischer. so Die optoelektronische Messung von Distanzen bis zu 100 m mit Genauigkeiten von wenigen Millimetern hat für zahlreiche Anwendungen, insbesondere in der Bauindustrie und im Anlagenbau, Bedeutung erlangt. Die Dynamik derartiger Entfernungsmeßsysteme sollte möglichst hoch sein, um sowohl sehr schwache als auch starke Signale verarbeiten zu können. Hierdurch wird die Verwendung definierter Zielmarken am Objekt, dessen Distanz von einem Beobachtungsort 55 aus bestimmt werden soll, überflüssig. Die Möglichkeit der direkten Distanzmessung an 3

AT 413 451 B bestimmten Oberflächen, d.h. ohne den Einsatz von Zielmarken, ermöglicht insbesondere in den genannten Branchen reduzierte Fertigungszeiten und Kosteneinsparungen bei gleichzeitiger Verringerung der Fertigungstoleranzen. 5 Verfahren und Vorrichtungen zur genauen optoelektronischen Distanzmessung sind bekannt. In den meisten Fällen wird dabei, wie auch im Falle der Erfindung, ein vorzugsweise sinusförmig intensitätsmodulierter Strahl einer Lichtquelle, insbesondere einer Laserdiode auf ein Meßobjekt gerichtet. Das vom Meßobjekt zurückgestreute intensitätsmodulierte Licht wird von einer Photodiode detektiert. Die zu messende Distanz ergibt sich aus der Phasenverschiebung der vom io Meßobjekt zurückgestreuten sinusförmig modulierten Lichtintensität in Bezug zur emittierten Lichtintensität der Lichtquelle.

Ein Hauptproblem bei hochgenauen Distanz- bzw. Phasenmeßsystemen der genannten Art ist die Eliminierung von temperatur- und alterungsabhängigen parasitären Phasenänderungen der 15 Lichtquelle, also insbesondere im Laserdiodensender und/oder im Photodiodenempfänger. Um diesem Problem zu begegnen sind verschiedene Verfahren bekannt.

Eine in der Druckschrift EP 0 701 702 B1 beschriebene Möglichkeit ist der Einsatz einer mechanisch umschaltbaren Referenzstrecke. Dabei wird ein intensitätsmodulierter Laserstrahl bei 20 einer ersten Messung zunächst auf das Messobjekt und bei einer zweiten Referenzdistanzmessung über einen verkippbaren Spiegel direkt auf den Photoempfänger geleitet. Durch Subtraktion der gemessenen Phasen sollen Temperatur- und Alterungseinflüsse der Bauteile eliminiert werden. Da bei der abwechselnden Distanz- und Referenzdistanzmessung jedoch mit stark unterschiedlichen optischen Empfangsleistungen zu rechnen ist, wird ein hieraus hervorgehen-25 der Messfehler nicht beseitigt. Ein wesentlicher Nachteil dieses Konzepts ist auch der Einsatz beweglicher mechanischer Komponenten, wodurch die Zuverlässigkeit und Lebensdauer des gesamten Messsystems eingeschränkt werden.

Andere bekannte in DE 196 43 287 A1 beschriebene Entfernungsmessgeräte der hier in Rede 30 stehenden Art arbeiten mit einem Referenzphotoempfänger und einem Hauptphotoempfänger. Dabei wird ein Teil des intensitätsmodulierten Laserlichts auf das Messobjekt und von dort auf den Hauptphotoempfänger und ein vom Laserlichtstrahl getrennter anderer Teil direkt auf den Referenzphotoempfänger geleitet. Da der Referenzphotoempfänger bei einer Messung ständig beleuchtet ist, wird kein beweglicher mechanischer Umschalter benötigt. Bei diesem Konzept 35 wird zwar der Phasengang des Laserdiodensenders eliminiert, nicht jedoch das zeitlich veränderliche Phasenverhalten der Empfangskomponenten, welches für den Mess- und Referenzmesszweig im allgemeinen verschieden ist. Außerdem ist auch bei Entfernungsmessgeräten dieser Art mit stark unterschiedlichen Empfangsleistungen in beiden Zweigen zu rechnen, woraus weitere Phasenfehler resultieren. 40

Bei einer weiteren Art einer bekannten optoelektronischen Distanzmeßvorrichtung (vgl. US 4,403,857), die den Ausgangspunkt für die hier zu beschreibende Erfindung bildet, werde zwei Laseremitter und zwei Photodiodenempfänger verwendet, um die genannten Phasenfehler zu eliminieren. Wie in den Oberbegriffen der Patentansprüche 1 bis 12 im einzelnen 45 angegeben, wird bei diesem Gerät ein Teil der intensitätsmodulierten Leistung eines Hauptlichtemitters direkt auf das Messobjekt gerichtet, von wo aus es als Streulicht auf einen Hauptphotoempfänger gelangt. Ein weiterer Teil dieser Sendeleistung wird über eine genau bekannte erste Referenzdistanz auf einen Referenzphotoempfänger geleitet. Weiterhin ist ein Referenzlichtemitter vorhanden, dessen Abgabeleistung ebenfalls intensitätsmoduliert ist und von der ein so Teil über eine zweite Referenzdistanz auf den Hauptphotoempfänger gelangt, während ein anderer Teil über eine dritte Referenzdistanz direkt auf den Referenzphotoempfänger geführt wird.

Der Haupt- und der Referenzlichtemitter werden über einen elektronischen Umschalter zeitlich 55 nacheinander aktiviert. Dieses Meßprinzip erfordert keine mechanischen Umschalter. Zudem 4

AT 413 451 B werden temperatur- und alterungsbedingte Phasenänderungen sowohl in der Sende- als auch in der Empfangseinheit vollständig elminiert. Da aber bei den Messungen mit den Signalen des Haupt- und Referenzlichtemitters mit erheblichen Empfangsleistungsunterschieden zu rechnen ist, werden die sich hieraus ergebenden Phasenfehler auch bei dem diesem bekannten Entfer-5 nungsmeßgerät zugrundeliegenden Konzept nicht beseitigt. Empfangsleistungsabhängige Phasenfehler machen sich vor allem bei Avalanche-Photodioden (APD) stark bemerkbar, die wegen anderer Vorteile als Hauptempfänger bevorzugt werden. Bei hohen Verstärkungen kommt es hier mit steigender Leistung allmählich zu Sättigungseffekten, wodurch die Avalan-che-Verstärkung abhängig wird von der empfangenen Leistung. Somit entsteht zusätzlich eine io leistungsabhängige Phasendrehung bei Empfang hochfrequent modulierter optischen Strahlung. Außerdem variiert mit der Empfangsleistung die generierte Ladung in der Sperrschicht der APD, wodurch die Sperrschichtweite und damit auch die Sperrschichtkapazität beeinflußt wird. Mit der Sperrschichtkapazität ändert sich das Phasenverhalten des durch sie gebildeten Tiefpasses. Bei hohen APD-Verstärkungsfaktoren kann hierdurch bei einer Empfangsleistungsvari-15 ation von zwei Größenordnungen eine Phasendrehung von in der Regel größer als 5° hervorgerufen werden.

Eine andere optoelektronische Distanzmessvorrichtung ist aus der EP 500 600 A bekannt. Die in dieser Druckschrift geoffenbarte Vorrichtung verwendet zwei unterschiedliche 20 ZF-Frequenzen, allerdings nur mit einer Modulationsfrequenz, wodurch Phasenfehler nicht mit der gewünschten Empfindlichkeit festgestellt bzw. eliminiert werden können.

Eine wesentlich einfachere und ungenauere Vorrichtung ist aus der EP 475 326 A bekannt, die nur einen Emitter und nur einen Empfänger aufweist. 25

Aus der DE 43 28 553 A ist die alterierende Deaktivierung eines Messempfängers und eines Referenzempfängers durch Umschalten von Photodioden bekannt. Dabei wird das jeweils aktivierte Empfangssignal mit einem lokalen Oszillatorsignal eigener Frequenz gemischt, wodurch ein Zwischenfrequenzsignal entsteht. Da bei den hohen Modulationsfrequenzen Mehr-30 deutigkeiten auftreten können, wird auch das jeweilig aktivierte Empfangssignal in seiner Frequenz geändert, so daß ein weiteres Zwischenfrequenzsignal entsteht. Um nun den ZF-Verstärker auf nur eine Frequenz abstimmen zu müssen, ist das lokale Oszillatorsignal so abgestimmt, dass man immer die gleiche Zwischenfrequenz erhält. Es können dadurch allerdings nicht alle Phasenfehler herrühren, durch die doch unterschiedlichen Frequenzen der 35 Signale in der ZF-Stufe eliminiert werden.

Ein wieder anderes System, das sich allerdings nicht mit der Beseitigung der Phasenfehler beschäftigt, ist aus der US 5,082,364 A bekannt. Dabei werden zwei optische Messsignale, eines für den Grobmaßstab und eines für den Feinmaßstab und ein optisches LO-Signal ver-40 wendet. Es kommt diese Vorrichtung für die von ihr angestrebte Genauigkeit ohne optischem Referenzsignal aus.

Der Erfindung liegt demnach die Aufgabe zugrunde, ein Entfernungsmessverfahren und eine nach diesem Verfahren arbeitende Vorrichtung der eingangs definierten Art anzugeben, mit 45 denen eine hoch genaue Distanzmessung möglich ist und die von Temperatur-, Alterungs- und empfangsleistungsabhängigen Phasenfehlern vollständig unabhängig ist. Dabei soll auf mechanische oder elektronische Umschalter verzichtet werden und die Gesamtmesszeit zur Gewinnung der Messergebnisse soll gegenüber dem Stand der Technik deutlich verkürzt werden. so Erfindungsgemäß ist das Verfahren der eingangs genannten Art dadurch gekennzeichnet, dass - die Lichtintensitäten des Haupt- und des Referenzemitters mit unterschiedlichen Frequenzen gleichzeitig intensitätsmoduliert werden, wobei - die vom Haupt- und vom Referenzempfänger gelieferten Signalgemische, die jeweils einen 55 Signalanteil mit der Intensitätsmodulationsfrequenz des Hauptemitters als auch einen 5

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Signalanteil mit der Intensitätsmodulationsfrequenz des Referenzemitters enthalten, jeweils in einen Zwischenfrequenzbereich konvertiert werden, der zwei Frequenzanteile enthält, wobei der eine Frequenzanteil mit dem Signal des Referenzemitters und der andere Frequenzanteil mit dem Signal des Hauptemitters gebildet wird, 5 - zur vergleichenden Signalauswertung die Separation der in den beiden simultan anfallenden

Zwischenfrequenzsignalen enthaltenen Phaseninformation aufgrund der unterschiedlichen Frequenzen im Zwischenfrequenzbereich und der unterschiedlichen Modulationsfrequenzen für die Intensitätsmodulation von Haupt- und Referenzlichtstrahl erfolgt, und dass - zur Erzielung einer eindeutigen Distanzmessung und zur Verbesserung des Messergebnis-io ses zeitsequenziell Messvorgänge durchgeführt werden, wobei die Modulationsfrequenzen für die Intensitätsmodulation nach einem festgelegten Schema einerseits untereinander vertauscht und andererseits gleichermaßen verändert werden.

In einer Ausgestaltung ist vorgesehen, dass die Abgabeleistung des Haupt- und/oder des Refe-15 renzemitters variiert wird/werden. Dadurch erreicht man eine Anpassung an die unterschiedlichen Dynamikanforderungen des jeweiligen Messvorganges.

In einer Weiterbildung ist vorgesehen, dass als Hauptlichtemitter sowie für den Referenzlichtemitter Laser verwendet werden. Diese Lichtquellen sind für Messvorgänge bestmöglich geeig-20 net.

In einer weiteren Ausbildung ist vorgesehen, dass die Grundwellenlängen der beiden Laser unterschiedlich gewählt sind. Dadurch werden die Probleme des Übersprechens verringert. 25 In einer Ausgestaltung dieser Variante ist vorgesehen, dass durch optische Filterung ein Übersprechen zwischen den dem Hauptlichtstrahl bzw. dem Referenzlichtstrahl zugeordneten Lichtsignalwegen reduziert wird.

In einer Weiterbildung der Grundidee der Erfindung ist vorgesehen, dass zur vergleichenden 30 Signalauswertung die Phasen der Signalanteile der Signalgemische im Zwischenfrequenzbereich durch digitale Fourier-Transformation mit Auswertung der Real- und Imaginärteile, der in den Frequenzbereich Fourier-transformierten Signalgemische bei den jeweiligen Zwischenfrequenzen ermittelt werden. Auf diese Weise erhält man vier Phasenbeziehungen und die Tem-peratur-Alterungs- und empfangsleistungsabhängigen Phasenverschiebungen, die im Haupt-35 und im Referenzempfänger hervorgerufen werden.

In einer Ausgestaltung ist vorgesehen, dass die der digitalen Fourier-Tansformation zuzuführenden Signalgemische zunächst einer Tiefpassfilterung unterworfen werden. Dadurch werden Signalanteile, die durch den nicht-linearen Mischprozeß entstehen, eliminiert und der Rausch-40 pegel wird herabgesetzt.

In einer Ausgestaltung ist vorgesehen, dass die Zwischenfrequenzen und die Abtastzeiten einer der Fourier-Transformation vorausgehenden Analog-Digital-Wandlung, d.h. das Messfenster der jeweiligen digitalen Abtastung, so gewählt werden, dass eine ganzzahlige Anzahl von Peri-45 öden sowohl des Signalanteils mit der ersten Zwischenfrequenz als auch des Signalanteils mit der zweiten Zwischenfrequenz im Messfenster der digitalen Abtastung liegen. Damit wird der sogenannte Leckeffekt vermieden, der bei der digitalen Fourier-Transformation auftritt, wenn die Frequenzanteile nicht im Frequenzraster liegen. so In zwei weiteren Varianten ist vorgesehen, dass der auf den Hauptempfänger bzw. auf den Referenzempfänger gelangende Anteil des Referenzlichtstrahls bzw. des Referenz- und Hauptlichtstrahls zunächst die fußreflektiert oder gestreut wird und nur Streulichtanteile auf den jeweiligen Empfänger gelangen. Auf diese Weise wird vermieden, dass nur ein kleiner Teil des jeweiligen Strahlquerschnittes detektiert wird, der in der Regel aber nicht die mittlere Modulations-55 phase aufweist, so dass es zu Phasenfehlern kommen würde. 6

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Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist gekennzeichnet - durch eine Frequenzsynthisizer aufweisende Vorrichtung, durch welche die vom Haupt- bzw. vom Referenzemitter abgegebenen Lichtstrahlen gleichzeitig mit jeweils unterschiedlicher 5 Frequenzen intensitätsmodulierbar sind, und - eine in der Intensitätsmodulationsvorrichtung vorhandene Vorrichtung zum zeitsequenziellen gegenseitigen Vertauschen der Frequenzen der auf den jeweiligen Lichtemitter gelangenden Intensitätsmodulationssignale. Mit dieser Vorrichtung kann das erfindungsgemäße Verfahren zuverlässig und genau durchgeführt werden. 10

Die vorteilhaften Ausbildungen und Weiterbildungen der Vorrichtung entsprechend den verschiedenen Varianten des Verfahrens und vorteilhaften konstruktiven Details und sind in Unter-ansprüchen angeführt. 15 Grundsätzliche Grundlagen bei der Erfindung sind folgende: Ähnlich wie bei dem in der US 4,403 857 beschriebenen Distanzmessverfahren werden auch beim Gegenstand der Erfindung zweier Lichtsender, insbesondere Laser und zwei Photodiodenempfänger verwendet. Abweichend von diesem bekannten Verfahren jedoch wird gemäß 20 der Erfindung das mit einer ersten Modulationsfrequenz U vorzugsweise sinusförmig intensitätsmodulierte Licht des als Hauptemitter bezeichneten ersten Lichtsenders auf die Oberfläche eines Messobjekts geleitet. Das von dort rückgestreute, ebenfalls intensitätsmodulierte Licht gelangt zum Beispiel über eine Empfangsoptik auf den als Hauptempfänger bezeichneten zweiten Photoempfänger. Gleichzeitig wird ein Teil des modulierten Lichts des Hauptemitters 25 direkt über eine erste Referenzstrecke auf den als Referenzempfänger bezeichneten zweiten Photoempfänger geführt. Der Referenzemitter wird mit einer zweiten Modulationsfrequenz ebenfalls vorzugsweise sinusförmig intensitätsmoduliert. Ein Teil seiner modulierten optischen Strahlung gelangt über eine zweite bekannte Referenzstrecke und insbesondere über ein streuendes Medium, auf den Hauptempfänger, während ein anderer Anteil seiner modulierten 30 optischen Strahlung über eine dritte Referenzstrecke auf den Referenzempfänger gelangt.

Beide Empfänger werden gleichzeitig von beiden Emittersignalen beaufschlagt, so daß im Gegensatz zu dem in der genannten US-Patentschrift beschriebenen Distanzmeßverfahren kein Umschalter benötigt und die Meßzeit deutlich verkürzt wird. Die Photoempfänger konvertie-35 ren die detektierten modulierten optischen Leistungen in Photoströme, welche anschließend vorzugsweise mit Transimpedanzverstärkern in Spannungen konvertiert werden.

Die beiden so gewonnenen Signalspannungen werden anschließend unter Verwendung einer lokal erzeugten Frequenz durch zugeordnete Mischer in geeignete Zwischenfrequenzbereiche 40 umgesetzt und anschließend nach Analog-Digitalwandlung einer Signalauswertung zur fehlerfreien Bestimmung der signallaufzeitbedingten Phasenverschiebung und damit der Distanz ausgewertet.

Die Erfindung und vorteilhafte Einzelheiten werden nachfolgend unter Bezug auf die Zeichnun-45 gen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt einen prinzipiellen, bevorzugten Aufbau einer Entfernungsmeßeinrichtung die auf dem erfindungsgemäßen Verfahren basiert, und Fig. 2 verdeutlicht ein am Ausgang des Verstärkers 16 in Fig. 1 erhaltenes Zwischenfre-50 quenzsignalgemisch im Zeitbereich (links) bzw. im Frequenzbereicht (rechts).

Die Prinzipanordnung eines nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitenden Entfernungsmeßgeräts enthält einen als Hauptemitter 1 bezeichneten ersten Lichtsender, insbesondere Laser und einen als Referenzemitter 2 bezeichneten zweiten Lichtsender, bevorzugt ebenes falls ein Laser, sowie einen als Referenzempfänger 4 bezeichneten ersten Photoempfänger 7

AT 413 451 B bzw. einen als Hauptempfänger 5 bezeichneten zweiten Photoempfänger. Der Hauptemitter 1 kann eine vergleichsweise leistungsstarke kantenemittierende Laserdiode (EEL: Edge Emitting Laser Diode) sein, deren Emissionswellenlänge, wie in der Zeichnung angegeben, beispielsweise Ki = 650 nm beträgt. Als Referenzemitter 2 wird eine vorzugsweise auf einer anderen 5 Wellenlänge, beispielsweise λ2 = 850 nm strahlende Laserdiode z. B. eine VCSEL (Vertical Cavity Emitting Laser Diode) verwendet. Die Wahl unterschiedlicher Wellenlängen für Haupt-und Referenzemitter ermöglicht eine weiter unten näher erläuterte optische Filterung, so daß sich mögliche Probleme durch optisches Übersprechen reduzieren lassen. Als Referenzempfänger 4 dient vorzugsweise eine PIN-Photodiode, während als Hauptempfänger 5 bevorzugt io eine Avalanche-Photodiode vorgesehen ist. Für die Erfindung von ausschlaggebender Bedeutung ist der Gedanke, die vom Hauptemitter 1 bzw. vom Referenzemitter 2 abgegebene Strahlungsleistung zu einem bestimmten Meßzeitpunkt mit unterschiedlichen Frequenzen, vorzugsweise sinusförmig, in ihrer Intensität zu modu-15 Heren. So wird beispielsweise der Hauptemitter 1 (zunächst) mit der Frequenz U und der Referenzemitter 2 (zunächst) mit der Frequenz f2 intensitätsmoduliert. Die beiden Modulationsfrequenzen fi, f2 werden über zwei von einem gemeinsamen Oszillator 20 angesteuerte Frequenzsynthesizer 21 bzw. 22 gewonnen. Die Einspeisung der Modulationssignale mit den Frequenzen fi bzw. f2 in den (nicht dargestellten) Erregerstromkreis für den Hauptemitter 1 bzw. den 20 Referenzemitter 2 erfolgt beispielsweise über Hochfrequenzverstärker 23 bzw. 24.

Der vom Hauptemitter 1 abgegebene, gebündelte Hauptlichtstrahl 30 gelangt, beispielsweise geführt in einem Rohr 40, zunächst auf einen Strahlteiler 3, der den Hauptlichtstrahl 30 in zwei Anteile, nämlich einen Hauptanteil 32, der auf das Meßobjekt geleitet wird und in einen abge-25 zweigten Anteil 33 aufteilt, der über eine erste bekannte Referenzdistanz Di, unter Zwischenschaltung eines Diffusere 51 bzw. Scatters auf den Referenzempfänger 4 gelangt. Durch den Diffuser 51 bzw. den Scatter wird eine homogene Modulationsphasenverteilung im Strahlquerschnitt vor dem Referenzempfänger 4 gewährleistet. Als Strahlteiler 3 kann ein halbdurchlässiger Spiegel, ein Prisma, eine Glasplatte, ein integriert-optischer Strahlteiler, ein diffraktives 30 Element, z. B. ein Hologramm oder dgl. vorgesehen werden. Es sei jedoch betont, daß die Strahlen der Referenzstrecken nicht unbedingt kollimiert oder durch Strahlteiler umgelenkt werden müssen. Alternativ kann beispielsweise eine Volumenstreuung oder eine direkte Beleuchtung der Empfänger z. B. über einen Diffuser vorgesehen werden. Der vom entfernten Meßobjekt rückgestreute Anteil 36 des Meßstrahls 32 gelangt über eine Sammeloptik 37 auf 35 den Hauptempfänger 5. Der vom Referenzemitter 2 abgegebene in der Regel kollimierte Referenzlichtstrahl 31 wird mittels eines Strahlteilers 6 ebenfalls in zwei Anteile aufgeteilt, wobei ein erster Anteil 34 über eine zweite Referenzdistanz D2 und über einen bzw. den Diffuser 51 bzw. Scatter auf den Referenzempfänger 4 gelangt, während ein zweiter Anteil 35 über eine dritte Referenzdistanz D3, vorzugsweise über ein auf die Wellenlänge des Referenzemitters abge-40 stimmtes optisches Filter 41, zunächst ein streuendes Medium (Scatter) 11 und sodann als gestreuter Anteil zusammen mit dem vom Meßobjekt rückgestreuten Anteil 36 des Hauptlichtstrahls den Hauptempfänger 5 beaufschlagt. Als Scatter 11 kann im Prinzip jedes streuende Material verwendet werden. Selbst die Gehäusewand wäre geeignet. Zur Kontrolle der Streulichtleistung des Referenzemitterlichtes sollte der Streugrad des Scatter-Materials jedoch auf 45 das Empfangssystem abgestimmt sein. Da aufgrund der in der Regel schwachen Meßsignale eine starke Leistungsdämpfung des Referenzemitterstrahls 35 angestrebt wird, ist zumindest beim Hauptempfänger 5 ein Scatter-Material mit geringem Streugrad von Vorteil, z. B. schwarzes Papier, schwarzer Samt oder dgl. so Der im Zusammenhang mit der Erfindung sehr vorteilhaften Verwendung des Scatters 11 liegt folgende Beobachtung zugrunde: Im Strahlquerschnitt von Laserdioden ist die Modulationsphase nicht homogen, d. h., verschiedene Punkte des Strahlquerschnitts besitzen verschiedene Phasen bezüglich der modulierten Lichtintensität. Bei einer homogenen Rückstreuung wird eine über den Strahlquerschnitt gemittelte Phase gemessen. In dem Fall jedoch, daß bestimmte 55 Bereiche des Strahls von der Meßobjektoberfläche ausgeblendet werden, z. B. wenn ein Teil 8 ΑΤ 413 451 Β des Leuchtflecks auf schwarze, absorbierende Bereiche trifft und ein anderer Teil auf weiße, stark rückstreuende Bereiche der Meßobjektoberfläche, so verändert sich die mittlere Phase und es entsteht ein Meßfehler, der von der unbekannten Meßobjektoberfläche abhängt. Dieser Fehler läßt sich nicht kompensieren. In den meisten Fällen werden jedoch alle Punkte des 5 Leuchtflecks nahezu in gleicher Stärke zurückgestreut.

Bei einem direkt auf den Hauptempfänger 5 geführten Referenzemitterstrahl 35 würde aufgrund der kleinen APD-Fläche nur ein kleiner Teil des Strahlquerschnitts detektiert. Die somit gemessene Phase des Strahles repräsentiert dann in der Regel nicht die mittlere Modulationsphase, io Zudem ist die Phasenverteilung im Strahlquerschnitt nicht zeitlich konstant und hängt überdies von der Temperatur ab. Durch die Verwendung des Scatters 11 wird gewährleistet, daß von allen Punkten des Strahlquerschnitts Signalanteile erfaßt werden. Somit wird eine mittlere Phase gemessen, welche ein konstanteres Verhalten aufweist als eine punktuelle Phase. Dabei werden Fehler, die durch punktuelle Messung der Phase des Referenzemitterstrahles 35 ent-15 stehen, durch den Scatter 11 reduziert.

Zur Vermeidung derartiger Phasenfehler kann es auch von Vorteil sein die Strahlen 33 bzw. 34 über einen Scatter, z. B. den Diffuser 51, zu führen, bevor das modulierte Licht vom Referenzempfänger 4 erfaßt wird. 20

Eine weitere Aufgabe des Scatters 11 ist eine starke Leistungsdämpfung des Referenzemitterlichtes. Aufgrund der sehr schwachen Meßsignale ist das Empfangssystem sehr empfindlich. Durch die Leistungsdämpfung wird verhindert, daß die APD im Hauptempfänger 5 übersteuert wird. Außerdem wird hierdurch das mit der detektierten Lichtleistung ansteigende Schrotrau-25 sehen reduziert.

Wichtig ist, die Streuleistung des Referenzemitterlichtes auf das System abzustimmen, damit ein optimiertes Signal-Rausch-Verhältnis (SNR = Signal-to-Noise-Ratio) erzielt wird. Bei zu starken Streulichtleistungen ist mit großem Schrotrauschen und somit bei schwachen Meß-30 Signalen bei der Bestimmung der Phase des Meßsignals mit einem schlechten SNR zu rechnen. Bei zu geringen Streulichtleistungen andererseits ist das SNR bei der Bestimmung der Phase des Referenzemittersignals schlecht. Da diese Phase auch in die Entfernungsmessung eingeht, kann hierdurch ein Meßfehler entstehen. Es ist also zweckmäßig einen geeigneten Kompromiß zu finden. Für einen Entfernungsmeßbereich bis 100 m hat sich bei Versuchen 35 ergeben, daß die detektierte Streulichtleistung des Referenzemitterstrahles 35 ungefähr so groß sein sollte wie eine aus einer Entfernung von 15 m zurückgestreute Leistung des Meßstrahls 36. Dabei wird von einem Rückstreukoeffizienten der Meßobjektoberfläche von 0,5 und homogener Rückstreuung ausgegangen. Bei einer Leistung des Meßstrahles 32 von 1 mW und einem Durchmesser der Empfangsoptik 37 von 50 mm entspricht dies einer detektierten Streu-40 lichtleistung des Referenzemitterstrahls von 0,7 nW.

Die vom Referenzempfänger 4 bzw. vom Hauptempfänger 5 gelieferten Photoströme werden zunächst über Transimpedanzverstärker 9 bzw. 10 in entsprechende Meßspannungen x2 bzw. Χί konvertiert. 45

Anstelle der Transimpedanzverstärker können pinzipiell auch impedanzkontrollierte (50 Ohm) HF-Leistungsverstärker eingesetzt werden. Sie besitzen in der Regel aber schlechtere Rauscheigenschaften und geringere Verstärkungen. Für den Referenzzweig kann es anstelle des Tranzimpedanzverstärkers 9 jedoch schon aus Kostengründen sinvoll sein, einen impedanz-50 kontrollierten HF-Leistungsverstärker einzusetzen, wobei sich ein starkes Signal bei geringerer Stromaufnahme erreichen läßt.

Das vom Referenzempfänger 4 stammende Signal x2 beaufschlagt sodann einen Messsignaleingang eines ersten Mischers 7, während das Signal x1 auf den Meßsignaleingang eines zwei-55 ten Mischers 8 gelangt. Die beiden Mischer 7 und 8 werden vom gleichen lokalen Frequenz- 9

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Oszillator 20 (Mutteroszillator) via Frequenzsynthesizer 12 mit einer Frequenz fLo angesteuert, die so gewählt ist, daß auch im ausgangsseitig entstehenden Zwischenfrequenzbereich jeweils ein Signalgemisch mit den Frequenzanteilen fZF1 und fZF2 vorliegt. Hierbei ist wichtig, daß die Modulationsfrequenzen des Hauptemitters 1 bzw. des Referenzemitters 2 unterschiedlich sind 5 und der Hauptempfänger 5 bzw. der Referenzempfänger 4 beide ein Signalgemisch liefern, das aus zwei Signalen mit den Frequenzen h und f2 besteht. Dieses Signalgemisch wird in den beiden Signalzweigen mit den in der Regel gleich aufgebauten Mischern 7 und 8 und dem Lokaloszillatorsignal der Frequenz fLo in den erwähnten Zwischenfrequenzbereich konvertiert. Auch eine Direktmischung über Avalanche-Photodioden (APD) ist in diesem Zusammenhang io denkbar, wobei der APD-Betriebshochspannung direkt das Signal des Lokaloszillators 12 überlagert wird. Durch die resultierende Modulation der Avalanche-Verstärkung wird dieses Lokaloszillatorsignal mit dem Empfangssignal gemischt, so daß der APD-Ausgangsstrom die beiden ZF-Signalanteile fZF1 und fZF2 enthält. Auf Hochfrequenzverstärker und Hochfrequenzmischer kann somit verzichtet werden. Sowohl für den Referenz- als auch für den Meßzweig sind in 15 diesem Fall allerdings Avalanche-Photodioden zu verwenden. Das erste Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz fZF1 wird anschließend aus dem Empfangssignal mit der ersten Modulationsfrequenz fl und das Zwischenfrequenzsignal mit der zweiten Zwischenfrequenz fZF2 aus dem Empfangssignal mit der zweiten Modulationsfrequenz f2 abgeleitet. Nach einer Tiefpaßfilterung 13 bzw. 14 zur Eliminierung der Signalanteile mit den Summenfrequenzen fi + fLo und f2 + fLo 20 sowie zur Rauschsignalreduzierung und einer Verstärkung 15 bzw. 16 werden die geeignet verstärkten ZF-Signale x4 bzw. x3 mit Analog-Digital-Wandlern 17 bzw. 18 abgetastet. Die erste und die zweite Zwischenfrequenz fZF1 bzw. fZF2 und die Abtastzeiten der Analog-Digitalwandler 17, 18, also das Meßfenster, werden dabei zweckmäßigerweise so gewählt, daß jeweils eine ganzzahlige Anzahl von Perioden der beiden Zwischenfrequenzsignale fZFi, fZF2 im Meßfenster 25 der digitalen Abtastung liegen. Hierdurch wird ein sog. Leckeffekt vermieden, der bei der digitalen, diskreten Fouriertransformation (DFT) auftritt, wenn die Frequenzanteile nicht im Frequenzraster der DFT liegen; z. B. 40 kHz und 60 kHz für ein 1-kHz-Frequenzraster, d. h., der Abstand der diskreten Frequenzwerte beträgt 1 kHz und das zugehörige Meßfenster 1/1 kHz = 1 ms. 30 Eine digitale Fouriertransformation 19 des abgetasteten Signalgemisches x3 des Hauptempfängerzweigs 42 und unabhängig davon des abgetasteten Signalgemisches X4 des Referenzempfängerzweigs 43, z. B. für ein bestimmtes Meßfenster wie oben angegeben, liefert die Phasen der Lichtsignalanteile 33 und 36 des Hauptemitters 1, die Phasen der Lichtsignalanteile 34 und 35 des Referenzemitters 2 sowie temperatur-, alterungs- und empfangsleistungsabhängige 35 Phasenverschiebungen, welche im Haupt- und Referenzempfängerzweig hervorgerufen werden. Es werden also vier Phasenbeziehungen ermittelt.

Da die Phase nur in einem Intervall von 0 bis 2π eindeutig gemessen werden kann, die Meßdistanz aber in den meisten Fällen wesentlich größere Phasenverschiebungen produziert, 40 werden gemäß einer signifikanten Verbesserung des Grundgedankens der Erfindung - um eine eindeutige Distanzmessung zu erzielen und um die Meßergebnisse zu verbessern - bei einem zweiten Meßdurchgang die Modulationsfrequenzen gewechselt, d. h., der Hauptemitter 1 wird jetzt mit der Frequenz f2 und der Referenzemitter 2 mit der Frequenz ^ sinusförmig intensitätsmoduliert. Der oben beschriebene Meßvorgang wird mit diesen neuen Einstellungen wiederholt, 45 so daß sich für diese neuen Einstellungen vier weitere Phasen für die abgetasteten Signalgemische im Haupt- und Referenzempfängerzweig ergeben.

Da das Singal des Hauptemitters 1 und das Singal des Referenzemitters 2 im Zweig des Hauptempfängers 5 bzw. im Zweig des Referenzempfängers 4 - wie dargestellt - dieselben Kompo-50 nenten durchlaufen, wird durch Bildung von Phasendifferenzen bezüglich der im Hauptempfangszweig 42 bzw. im Referenzempfangszweig 43 gemessenen Signalphasen das Phasenverhalten der jeweiligen Empfängerkomponenten vollständig eliminiert. Außerdem sind die Empfangsverhältnisse konstant, da Haupt- und Referenzemittersignale gleichzeitig die jeweiligen Empfangszweige passieren. Die Trennung der Signale erfolgt - wie ebenfalls dargestellt -55 über die unterschiedlichen Modulationsfrequenzen ^ bzw. f2. Empfangsleistungsabhängige 1 0

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Phasenfehler werden somit ebenfalls beseitigt.

Durch weitere Bildung von Phasendifferenzen wird zusätzlich das Phasenverhalten des Hauptemitters 1 und das Phasenverhalten des Referenzemitters 2 beseitigt, so daß letztendlich nur 5 noch eine konstante Phasendifferenz übrigbleibt, welche durch die angegebenen geräteinternen Wegdifferenzen der Referenzdistanzen Di, D2 und D3 sowie durch die (in Fig. 1 nicht näher bezeichnete) Meßdistanz D0 beider Emittersignale außerhalb der beiden Laseremitter entsteht. Die Meßdistanz D0 beeinflußt dabei die Phase des modulierten und vom Hauptempfänger 5 detektierten Lichtanteils 32 des Hauptemitters 1, die Referenzdistanz Di die Phase des modu-io Merten und vom Referenzempfänger detektierten Lichtanteils 33 des Hauptemitters 1, die Referenzdistanz D2 die Phase des modulierten und vom Referenzempfänger detektierten Lichtanteils 34 des Referenzemitters 2 und die Referenzdistanz D3 die Phase des modulierten und vom Referenzempfänger detektierten Lichtanteils 35 des Referenzemitters 2. Da die geräteinternen Laufzeiten über die Referenzdistanzen D^ D2 und D3 außerhalb der Emitter 1, 2 bekannt und 15 konstant sind, läßt sich die zu messende Distanz bestimmen. Sie wird demnach mit dem erfindungsgemäßen Verfahren völlig unabhängig vom Phasenverhalten der Sende- und Empfangseinheiten ermittelt.

Die Phasendifferenzermittlung mittels Fouriertransformation wird nachfolgend erläutert. Die 20 prinzipielle Form der ZF-Signale, welche von den Analog-Digital-Wandlern 17 und 18 abgetastet werden, ist in Fig. 2 zu sehen. Dort ist im rechten Diagramm auch das Signalgemisch im Frequenzbereich dargestellt.

Zunächst emittiert der Hauptemitter 1 Strahlung mit der Modulationsfrequenz fi und der Refe-25 renzemitter 2 Strahlung mit der Modulationsfrequenz f2. Die Mischereingangssignale Xi und x2 besitzen jeweils zwei sinusförmige Signalanteile mit den Frequenzen f·, und f2 der Modulation. Es gilt

Xi = x^ cos(2Trfif + <jpHs(/i) + <Mfi) - 2π^2Ο0/ c) (1) 30 + x12 cos(2TTf2f + φRsfa) + Ψηε(1\) - 2irf2D3 / c) x2 = x21 cos(2TTf,f + q>HS{U) + <pR£(fi) - I c) (2) + x2 2 cos(2ttf2t + <pRS(f2) + <Ρ/?ε(Μ - 2nf2D2 / c) 35 mit <Phs (fi) 40 (pRS (f2) Φηε (fl) ΨΗΕ (f2) 9re (fl) 9re (^2) Do D, D2 d3 c 45 50

Summe aus Anfangsphase des Synthesizers (21) und Phasenverschiebung des Treibers (23) und Hauptemitters (1) bei der Frequenz f^ temperatur- und alterungsabhängig;

Summe aus Anfangsphase des Synthesizers (22) und Phasenverschiebung des Treibers (24) und Referenzemitters (2) bei der Frequenz f2; temperatur- und alterungsabhängig;

Summe aus Phasenverschiebung des Hauptempfängers (5) und des Transimpedanzverstärkers (10) bei der Frequenz f^ temperatur- und alterungsabhängig; Summe aus Phasenverschiebung des Hauptempfängers (5) und des Transimpedanzverstärkers (10) bei der Frequenz f2; temperatur- und alterungsabhängig; Summe aus Phasenverschiebung des Referenzempfängers (4) und des Transimpedanzverstärkers (9) bei der Frequenz f^ temperatur- und alterungsabhängig;

Summe aus Phasenverschiebung des Referenzempfängers (4) und des Transimpedanzverstärkers (9) bei der Frequenz f2; temperatur- und alterungsabhängig; Meßdistanz; konstante und bekannte geräteinteme Distanz; konstante und bekannte geräteinterne Distanz; konstante und bekannte geräteinterne Distanz;

Lichtgeschwindigkeit in Luft. 55 1 1

AT 413 451 B

Durch Mischung (Multiplikation) der Signale aus Gl. (1) und (2) mit dem Lokaloszillatorsignal der Frequenz fL0 und anschließender Tiefpaßfilterung folgt x3 = £3.1 cos(2TrfZp|f + <Pns(fi) + Φηε(^ι) + <PzFz{fzF<i) - 2πή2Ο0 / c) (3) 5 + X3.2 cos(2TTfZf2t+ φRsife) + (find.h) + <Pzf3(/zf2) - 2tt/2D3 / c) x4 = x41 cos(2w/fZF1f + <Pns(/i) + <PRE(fi) + <Pzr(/zfi) - 2πήθ! / c) (4) + x2 2 COS(2TTfZF2f + </Prs(^2) + (PREih) + (PzFäifzFl) * 2ΤΤ^θ2 / C) 10 mit den Zwischenfrequenzen /zfi =|fl - /Lol (5) und 15 fzF2 = 1^2 " /Lol (6)

Durch die Tiefpaßfilterung werden die Signalanteile mit den Summenfrequenzen f, + fLO und /2 + /Lo, welche auch durch den nichtlinearen Mischprozeß entstehen, eliminiert. Auch der 20 Rauschpegel wird hierdurch herabgesetzt.

Es bedeuten: 25 30 35 <PzF3(fzFi) Summe aus Anfangsphase des Synthesizers (12), Anfangsabtastphase des ADC (18) und Phasenverschiebung des Tiefpaß (14) und Verstärkers (16) bei der Frequenz fZFi; <PzF3(fzF2) Summe aus Anfangsphase des Synthesizers (12), Anfangsabtastphase des ADC (18) und Phasenverschiebung des Tiefpaß (14) und Verstärkers (16) bei der Frequenz fZF2; <PzF4(fzFi) Summe aus Anfangsphase des Synthesizers (12), Anfangsabtastphase des ADC (17) und Phasenverschiebung des Tiefpaß (13) und Verstärkers (15) bei der Frequenz fZFi; <PzF4(fzF2) Summe aus Anfangsphase des Synthesizers (12), Anfangsabtastphase des ADC (17) und Phasenverschiebung des Tiefpaß (13) und Verstärkers (15) bei der Frequenz fZF2·

Die ZF-Signale x3 und x4 werden nun mit den A/D-Wandlern 17, 18 synchron abgetastet. Durch diskrete Fouriertransformation der abgetasteten Signale x3 und X4 in Block 19 lassen sich die Signalanteile mit den verschiedenen Zwischenfrequenzen fZFi und fZF2 separieren. 40

In Fig. 2 ist links als Beispiel ein Signalgemisch x3 im Zeitbereich mit den Frequenzanteilen fZFi = 40 kHz und fZF2 = 60 kHz dargestellt. Rechts ist der Betrag des fouriertransformierten Signalgemisches über die Zwischenfrequenz fZF aufgetragen. Es sind zwei scharfe Signalpeaks bei den jeweiligen Zwischenfrequenzen zu erkennen. Bei anderen Frequenzen sind die Werte 45 des Spektrums nahezu Null. Die unterschiedlichen Höhen der Peaks resultieren aus unterschiedlichen Amplituden der Signalanteile im Zeitbereich (0,7 V, 0,4 V).

Die Werte des transformierten Signalgemisches im Frequenzbereich sind komplex, d. h. es setzt sich gemäß 50 X3(/zf) = Re{X3(/ZF)} + jlm{X3(/2F)} aus einem Real- und einem Imaginäranteil zusammen. In Fig. 2 ist der Betrag 55 |X3(/zf )| = V|m2{X3(fZF)} + Re2{X3(fZF)} 12

AT 413 451 B dargestellt. Aus den komplexen Werten bei den jeweiligen Frequenzen fZF1 und fZF2 können mittels der Arctan-Funktion gemäß 0i(4) = arctan(lm{X3(/zFi)} / Re{X3(4Fi)}) 5 und 0z(4) = arctan(lm{X3(fZF2)} / Re{X3(^)}) io die Phasen der separierten Signalanteile bei den zu betrachtenden Zwischenfrequenzen fZFi und fZF2 ermittelt werden. Für x3 aus Gl. (3) lauten sie 0i(4) = 0hs(4) + 0he(4) + 0zf3(4fi) - 2tt42Do / C (7) 15 und 02(4) = 0/?s(4) + 0he(4) + 0zf3(4f2) - 2π403 / c. (8) Für die Phasen von X4 aus Gl. (4) folgt entsprechend 20 03(4) = 0H<K4) + 0Re(4 ) + 0ZF4(fzF1) - 2π420ι / c (9) und 25 04(4) = 0ffs(4) + 0rf(4) + 0zf4(4fz) - 2π402 / c. (10)

Besonders vorteilhaft ist es, wenn im nächsten Schritt die Modulationsfrequenzen 4 und f2 vertauscht werden, so daß nun der Hauptemitter 1 Strahlung mit der Modulationsfrequenz f2 und der Referenzemitter 2 Strahlung mit der Modulationsfrequenz 4 emittiert. Wie weiter unter 30 beschrieben wird, verbessert diese Messung mit vertauschten Modulationsfrequenzen die eindeutige Distanzmessung ganz erheblich. Gemäß dem oben beschriebenen Ablauf werden jetzt die Phasen 0i(4) = 0hs(4) + 0he(4) + 0zf3(4f2) 2π42Ο0 / c (11) 35 02(4) = 0rs(4) + 0he(4) + 0zf3(4fi) - 2π403 / c (12) 03(4) = 0«s(4) + 0Re{4) + 0ZF4(4f2) " 2jlf22D1 / c (13) 40 04(4)= 0rs(4) + 0«e(4) + 0zf4(4fi) - 2π4£4 / c (14) gemessen. Durch Bilden der Differenzen folgt aus den Gin. (7-14) 0i(4) - 03(4)= 0we(4) * 0re(4) + 0zf3(4fi) * 0zf4(4fi) - 2π42Ο0 / c + 2π42θ! / c (15) 45 02(4) - 04(4) = 0Hf(4) - 0Re(4) + 0ZF3(4f2) " 0ZF4(4f2) - 2~uf2D21 c + 2i\f2D21 C (16) 01 (4) 03(4) = 0He(4) 0Re(4) + 0ZF3(4f2) - 0ZF4(4f2) " 2T\f22Do I C + 2π420ι / C (17) 50 02(4) - 04(4)= 0he( 4) - 0re(4) + 0zf3(4fi) - 0zf4(4fi) ‘ 2π4^3 / c + 2π4 D2 / c, (18) und durch Subtraktion der Gin. (15) und (18) bzw. (16) und (17) ergibt sich schließlich (19) Δφ(4) = 2π420ι / c - 2π4£>2 / c + 2π403 / c - 2π42Ο0 / c + 2ττη 55 13

AT 413 451 B Ä«p(f2) = -2wf22Di / c + 2nf2D21 c- 2ttY2D3 / c + 2nf22D0/ c - 2πη. (20)

Da die Phase nur in einem Intervall von 0 bis 2π eindeutig gemessen werden kann, die Meßdistanz aber in den meisten Fällen wesentlich größere Phasenverschiebungen produziert, wird 5 in den Gin. (19) und (20) die ganzzahlige Anzahl n der vollen Perioden eingeführt, die zusätzlich zum Restphasenterm die gesamte Phasendrehung bestimmt. Aus den letztgenannten beiden Gin. (19) und (20) können nun die zu messende Distanz D0 und die Periodenzahl n eindeutig ermittelt werden, denn die geräteinternen Distanzen D^ D2 und D3 sind konstant und lassen sich vorab meßtechnisch bestimmen. Die beiden Modulationsfrequenzen f, und f2 sollten dabei io so dicht beisammen liegen, daß sich für beide Gin. (19) und (20) dieselbe Periodenzahl n ergibt. Diese Mehrdeutigkeit der Meßdistanz ist der Grund für die Vertauschung der Modulationsfrequenzen gemäß der Lehre des Patentanspruchs 2, denn die zusätzliche Messung mit vertauschten Frequenzen liefert die zusätzliche von Gl. (19) unabhängige Gl. (20). Diese beiden unabhängigen Gleichungen liefern auch bei großen Meßdistanzen D0 eindeutige Werte für n 15 und D0.

Ein weiterer Vorteil aus der zusätzlichen Messung mit Frequenzvertauschung ist der, daß sich -wie die Gin. (17) und (18) erkennen lassen - eine vollständige Eliminierung der Haupt- und Refrenzempfängerphasen (cpHE(fi). Φηε^), Φηε^ι). (Ψηε^)) sowie der Phasen des ZF-Bereichs 20 erreichen läßt. Diese Eliminierung geschieht durch Subtraktion der Gin. (15) und (18) bzw. der Gin. (16) und (17).

Die Phasendifferenzen auf der jeweils linken Seite der Gin. (19) und (20) ergeben sich aus der Phasenmessung. 25

Eine geringere Frequenzdifferenz f, - f2 (z. B. einige 100 kHz, bei U = 900 MHz) ist einerseits erwünscht um bei großen Meßdistanzen (z. B. >100 m), die ganzzahlige Periodenzahl n eindeutig zu bestimmen (dasselbe n in Gin. (19) und 20)). Andererseits entstehen bei geringen Frequenzdifferenzen größere rauschbedingte Meßfehler, so daß n unter Umständen fehlerhaft 30 bestimmt wird.

Zur noch genaueren Messung großer Distanzen und gleichzeitiger genauer Bestimmung der Periodenzahl n ist es vorteilhaft noch ein zweites Frequenzpaar f3 und f4 zur Intensitätsmodulation bei einem weiteren Meßdurchgang zu verwenden, das sich beispielsweise um 10 MHz von 35 fi und f2 unterscheidet. Mit diesem Frequenzpaar wird die oben genannte Prozedur nochmals durchgeführt, wobei hierbei keine Vertauschung erforderlich ist, da die genaue Distanzmessung mit dem Frequenzpaar U und f2 durchgeführt wird. Durch den größeren Frequenzunterschied (z. B. f3 - ^ = 10 MHz) wird ein möglicher Meßfehler weiter reduziert, und die ganzzahlige Periodenzahl n läßt sich nun auch bei sehr großen Meßdistanzen eindeutig bestimmen. Durch 40 diese im Patentanspruch 18 angegebene Maßnahme der gleichmäßigen, geringen Veränderung der Intensitätsmodulationsfrequenzen läßt sich bei schwachen, verrauschten Meßsignalen eine fehlerfreie Distanz- und Periodenzahlbestimmung durch Verwenden eines weiteren Frequenzpaars, z. B. fi -10 MHz, f2 -10 MHz erreichen. Zudem lassen sich durch Verändern der Meßfrequenzen optimale Arbeitspunkte auffinden, die zu optimalen Signal-Rausch-45 Verhältnissen führen. Aufgrund von Toleranzen von Bandpaßfiltern können sich diese optimalen Frequenzen von Gerät zu Gerät geringfügig unterscheiden.

Das erfindungsgemäße Verfahren und die darauf beruhende Entfernungsmeßeinrichtung zeichnen sich vor allem durch folgende Vorteile aus: 50 - Es werden alle Phasenfehler durch gleichzeitige Messung des Referenz- und des Hauptemittersignals eliminiert. Damit werden alle temperatur-, alterungs- und empfangsleistungsabhängigen Phasenfehler sowohl der Sende- als auch der Empfangseinheit vollständig beseitigt. 55 - Die Meßgenauigkeit wird wesentlich verbessert.

Claims

14 AT 413 451 B - Die Zuverlässigkeit der Meßergebnisse ist deutlich besser. - Das Meßgerät ist weitgehend wartungsfrei, da keine mechanischen Umschalter oder dergleichen benötigt werden. - Durch die gleichzeitige Messung des Referenz- und des Hauptemittersignals wird die Meß-5 zeit reduziert und die Meßgenauigkeit erhöht. Patentansprüche: io 1. Verfahren zur optoelektronischen Entfernungsmessung, bei dem - ein von einem Licht-Hauptemitter (1) abgegebener, intensitätsmodulierter Hauptlichtstrahl einerseits auf ein entferntes Messobjekt, dessen Distanz (D0) von einem Beobachtungsort gemessen werden soll, gerichtet und das dort gestreute Licht (36) über eine Empfangsoptik (37) auf einen Foto-Hauptempfänger (5) gelangt, und andererseits ein abgezweigter Teil 15 (33) des Hauptlichtstrahls gleichzeitig über eine erste bekannte Referenzdistanz (D^ auf einen Fotoreferenzempfänger (4) geleitet wird; - ein von einem Referenzlichtemitter (2) abgegebener, ebenfalls intensitätsmodulierter Referenzlichtstrahl einerseits über eine zweite bekannte Referenzdistanz (D2) auf den Fotoreferenzempfänger (4) und andererseits ein Teil (35) des Referenzlichtstrahls über eine dritte 20 Referenzdistanz (D3) auf den Hauptempfänger (5) gelangt, und bei dem - die vom Haupt- und vom Referenzempfänger gelieferten Signale einer vergleichenden Signalauswertung zur Gewinnung eines fehlerkompensierten Messsignals zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, dass 25 - die Lichtintensitäten des Haupt- und des Referenzemitters (1, 2) mit unterschiedlichen Frequenzen (fi, f2) gleichzeitig intensitätsmoduliert werden, wobei - die vom Haupt- und vom Referenzempfänger (5, 4) gelieferten Signalgemische, die jeweils einen Signalanteil mit der Intensitätsmodulationsfrequenz des Hauptemitters (1) als auch einen Signalanteil mit der Intensitätsmodulationsfrequenz des Referenzemitters (2) 30 enthalten, jeweils in einen Zwischenfrequenzbereich konvertiert werden, der zwei Fre quenzanteile enthält, wobei der eine Frequenzanteil mit dem Signal des Referenzemitters (2) und der andere Frequenzanteil mit dem Signal des Hauptemitters (5) gebildet wird, - zur vergleichenden Signalauswertung die Separation der in den beiden simultan anfallenden Zwischenfrequenzsignalen enthaltenen Phaseninformation aufgrund der unterschiedli- 35 chen Frequenzen im Zwischenfrequenzbereich und der unterschiedlichen Modulationsfre quenzen für die Intensitätsmodulation von Haupt- und Referenzlichtstrahl erfolgt, und dass - zur Erzielung einer eindeutigen Distanzmessung und zur Verbesserung des Messergebnisses zeitsequenziell mehrere Messvorgänge durchgeführt werden, wobei die Modulationsfrequenzen für die Intensitätsmodulation nach einem festgelegten Schema einerseits 40 untereinander vertauscht und andererseits gleichermaßen verändert werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Anpassung an unterschiedliche Dynamikanforderungen eines jeweiligen Messvorgangs die Abgabeleistung des Haupt- und/oder des Referenzemitters (1,2) variiert wird/werden. 45

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Hauptlichtemitter (1) sowie für den Referenzlichtemitter (2) Laser verwendet werden.

4. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Grundwellenlängen (A1t λ2) so der beiden Laser (1,2) unterschiedlich gewählt werden.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass durch optische Filterung ein Übersprechen zwischen den dem Hauptlichtstrahl bzw. dem Referenzlichtstrahl zugeordneten Lichtsignalwegen reduziert wird. 55 15 AT 413 451 B

6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur vergleichenden Signalauswertung die Phasen der Signalanteile der Signalgemische (42; 43) im Zwischenfrequenzbereich durch digitale Fourier-Transformation mit Auswertung der Real- und Imaginärteile der in den Frequenzbereich Fourier-transformierten Signalgemische bei den jeweiligen 5 Zwischenfrequenzen (fZFi und fZF2) ermittelt werden.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die der digitalen Fourier-Transformation zuzuführenden Signalgemische zunächst einer Tiefpassfilterung unterworfen werden. 10

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Zwischenfrequenzen (fZFi und fZF2) und die Abtastzeiten einer der Fourier-Transformation vorausgehenden Ana-log-Digital-Wandlung (17, 18), d. h. das Messfenster der jeweiligen digitalen Abtastung, so gewählt werden, dass eine ganzzahlige Anzahl von Perioden sowohl des Signalanteils mit 15 der ersten Zwischenfrequenz (fZFi) als auch des Signalanteils mit der zweiten Zwischenfrequenz (fZF2) im Messfenster der digitalen Abtastung liegen.

9. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der auf den Hauptempfänger (5) gelangende Anteil (35) des Referenzlichtstrahls (31) zunächst diffus reflektiert oder ge- 20 streut und nur als Streuanteil zusammen mit dem über die Empfangsoptik (37) einfallenden Rückstreuanteil (36) des Hauptlichtstrahls auf den Hauptempfänger (5) geleitet wird.

10. Verfahren nach Anspruch 1 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die auf den Referenzempfänger (4) gelangenden Anteile des Referenz- und Hauptlichtstrahls zunächst diffus re- 25 flektiert oder gestreut und nur als Streulichtanteile auf den Referenzempfänger (4) geleitet werden.

11. Vorrichtung zur optoelektronischen Entfernungsmessung mit - zwei Lichtsendern (1, 2), deren jeweiliger Lichtstrahl intensitätsmoduliert ist, wobei der 30 Lichtstrahl des ersten als "Hauptemitter" (1) bezeichneten Lichtsenders einerseits auf ein entferntes Messobjekt, dessen Distanz (D0) von einem Beobachtungsort gemessen werden soll, ausrichtbar ist, und andererseits ein abgetrennter Strahlanteil (33) über eine erste Referenzdistanz (D^ auf einen von zwei Fotoempfängern (4, 5) gelangt, der als "Referenzempfänger" (4) bezeichnet ist, und wobei der Lichtstrahl (31) des zweiten als "Referenz-35 emitter" (2) bezeichnete Lichtsenders über eine zweite Referenzdistanz (D2) auf den Referenzempfänger (4) und ein davon abgetrennter Strahlanteil (35) über eine dritte Referenzdistanz (D3) auf den als "Hauptempfänger" bezeichneten zweiten Fotoempfänger (5) gelangt, der ausserdem mit dem vom Messobjekt rückgestreuten Anteil (36) des Lichtstrahls vom Hauptemitter (1) beaufschlagt ist, 40 - jeweils einem dem Referenzempfänger (4) bzw. dem Hauptempfänger (5) zugeordneten Signal-Mischer (7, 8), welche die Empfängersignalgemische in einen Zwischenfrequenzbereich umsetzen, sowie mit - einer Auswerteeinrichtung (17 bis 19) zur Bestimmung der Messdistanz (D0) aus den Ausgangssignalen der beiden Mischer (7, 8), 45 gekennzeichnet durch - eine Frequenzsynthisizer (21, 22) enthaltende Vorrichtung, durch welche die vom Haupt-bzw. vom Referenzemitter (1, 2) abgegebenen Lichtstrahlen gleichzeitig mit jeweils unterschiedlicher Frequenzen (fi, f2) intensitätsmodulierbar sind, und - eine in der Intensitätsmodulationseinrichtung (20 - 22) vorhandene Vorrichtung zum zeit-50 sequenziellen gegenseitigen Vertauschen der Frequenzen (f1p f2) der auf den jeweiligen Lichtemitter (1,2) gelangenden Intensitätsmodulationssignale.

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch jeweils einen zwischen dem Referenzempfänger (4) bzw. dem Hauptempfänger (5) und dem jeweils zugeordneten Mischer 55 angeordneten Transimpedanzverstärker (9,10) oder impedanzkontrollierten HF-Verstärker. 16 AT 413 451 B

13. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass als Hauptempfänger (5) und/oder als Referenzempfänger (4) jeweils eine Avalanche-Fotodiode verwendet ist.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Avalanche-Fotodiode 5 des Hauptempfängers (5) und/oder die Avalanche-Fotodiode des Referenzempfängers (4) als Direktmischer genutzt werden, wobei durch Modulation der Avalanche-Verstärkung über ein von einem Lokaloszillator (20, 12) erzeugtes Lokaloszillatorsignal (f|0) das jeweilige Empfangssignalgemisch direkt in den Zwischenfrequenzbereich konvertiert wird. io 15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Lokaloszillator ein LC-Oszillator ist, dessen schwingungsbestimmende Elemente vor allem die Kapazität der Avalanche-Fotodiode des Hauptempfängers und/oder die Kapazität der Avalanche-Fotodiode des Referenzempfängers bildet.

16. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass als Hauptempfänger (5) und/oder als Referenzempfänger (4) jeweils eine PIN-Fotodiode verwendet ist.

17. Vorrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch eine oszillatorgesteuerte Frequenz-synthisizer (21, 22) enthaltende Vorrichtung zum gleichmäßigen Verändern der Frequenz 20 der auf den jeweiligen Lichtemitter (1,2) gelangenden Intensitätsmodulationssignale.

18. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche 11 bis 17, gekennzeichnet durch eine im Strahlengang des vom Referenzemitter (2) auf den Hauptempfänger (5) gelangenden Strahlanteils angeordnete Streuvorrichtung (11), von der ein gestreuter Lichtanteil des 25 vom Referenzemitter (2) stammenden Strahlanteils auf den Hauptempfänger (5) gelangt.

19. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche 11 bis 18, gekennzeichnet durch eine im Strahlengang der vom Referenzemitter (2) und vom Hauptemitter (1) auf den Referenzempfänger (4) gelangenden Strahlanteile angeordnete Streuvorrichtung (51), von der 30 gestreute Lichtanteile der vom Referenzemitter (2) und Hauptemitter (1) stammenden Strahlanteile auf den Referenzempfänger (4) gelangen.

20. Vorrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch eine frequenzgesteuerte Vorrichtung zur Variation der Lichtabgabeleistung des Referenzemitters (2) und/oder des Hauptemitters 35 (1).

21. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die optischen Wellenlängen (λι, λ2) von Referenz- und Hauptemitter unterschiedlich sind.

22. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass im Strahlengang vom Hauptemitter (1) zum Referenzempfänger (4) ein auf die vom Hauptemitter abgegebene Wellenlänge abgestimmtes optisches Filter (52) und/oder im Strahlengang vom Referenzemitter (2) zum Hauptempfänger (5) ein auf die vom Referenzemitter abgegebene Wellenlänge abgestimmtes optisches Filter (41) angeordnet ist. 45

23. Vorrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass der Hauptemitter (1) bzw. der Referenzemitter (2) eine kantenemittierende Laserdiode, eine VCSEL (Vertical Cavity Surface Emitting Laser Diode) oder eine Leuchtdiode ist/sind. so 24. Vorrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen gemeinsamen für Sende- und Empfangsteil verwendeten Mutteroszillator (20).

25. Vorrichtung nach Anspruch 11 bzw. Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Mischer (7, 8 bzw. 4, 5) vom gleichen Lokaloszillator (20, 12) ansteuerbar sind, dessen 55 Frequenz (fL0) so gewählt ist, dass im Zwischenfrequenzbereich jeweils ein Signalgemisch 1 7 AT 413 451 B vorliegt, dessen Signalanteile mit beiden Zwischenfrequenzanteilen (fZFi, fzF2) die Phasen bei den Modulationsfrequenzen (f1t f2) enthält. 5 Hiezu 2 Blatt Zeichnungen 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55