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Einrichtung zur Aufnahme von IIoehfrequenzsignalen.
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Es ist festgestellt worden, dass die Grenzen für die Empfangsleistung eines Radioempfängers durch das Verhältnis der Zeichen- zur Geräusrhintensität im Eingang des Empfängers bestimmt werden. Ein hohes Geräuschniveau beeinträchtigt nicht nur den Empfang von Zeichen, deren Intensität von der Grössenordnung des Geräuschniveaus ist, sondern stört auch ernstlich den Empfang von mittelstarken Zeichen.
Es ist bekannt, dass ein beträchtlicher Teil der störenden Geräusche durch örtliche elektrische Einrichtungen entsteht ; die Ziindsysteme von Verbrennungsmaschinen sind besonders unangenehme Geräuschquellen. Diese elektrischen Störungen sind nur in einem relativ kurzen Abstand von ihrer Quelle wirksam und ihre Intensität fällt schnell mit grösserem Abstand ab. Daher ist es möglich, diese
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setzung örtlicher Störungen besonders wirksam.
Jedoch bedingt eine solehe Anordnung der Antenne gewöhnlich einen beträchtlichen Abstand vom Empfänger mit dem Ergebnis, dass die Antennenzuleitung dann die störenden elektrischen Wellen aufnimmt und die Vorteile der entfernten Antennenanordnung vernichtet. Diese Aufnahme örtlicher elektrischer Störungen ist in den höheren Frequenzbereichen des Empfangsspektrums, wo die aufgenommene Zeiehenspannung verhältnismässig niedrig ist, besonders unangenehm.
Es ist früher vorgeschlagen worden, eine Übertragungsleitung zwischen der Antenne und dem Empfänger oder abgeschirmte Einführungs-und Erdverbindungen einzuführen. Diese Einrichtungen setzen zwar das Geräuschniveau herab, jedoch ist die Ansprechcharakteristik dieser Einrichtung so unbefriedigend, dass man sie für allgemeine Benutzung als unpraktisch betrachten kann.
Die Aufnahmeeinrichtungen frühere Art sind überhaupt in bezug auf die Gleichförmigkeit des Ansprechens innerhalb des Mittelwellenbereiches (allgemeiner Rundfunk) und der Kurzwellenbereiche ziemlich mangelhaft gewesen. Es bestehen dort nicht nur grosse Unterschiede zwischen den Impedanzen der Antenne, der Leitung und des Eingangskreises des Empfangsgerätes, sondern es ist auch eine grosse Variation der Antennenimpedanz zwischen den verschiedenen Empfangsbändern vorhanden. Solehe Unterschiede bzw. schlechte Anpassungen der Impedanzen bewirken Zurüekstrahlungs-oder Übergangsverluste bei der Übertragung des Zeichens von der Antenne zum Empfänger, was das ZeichenGeräuschverhältnis und die Empfindlichkeit des Empfängers wesentlich herabsetzt.
Wenn auch die Wirkungsweise eines Aufnahmesystem durch Abstimmung seiner Kreise verbessert werden kann, bringt eine solche Anordnung zusätzlicher Abstimmkreise doch Schwierigkeiten mit sich, z. B. die Schwierigkeit, das Aufnahmesystem mit den übrigen abstimmbaren Kreisen des Empfängers in Übereinstimmung zu bringen. Dieses Problem steht sehr nahe in Beziehung zu dem eines günstigen Zeichen-Geräuschverhältnisses, weil an den Stellen des Empfangsbandes, wo das Aufnahmesystem verhältnismässig wenig aufnimmt, das Zuchen-Geräuschverhältnis herabgesetzt wird.
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Gegenstand der Erfindung ist daher eine Einrichtung zur Aufnahme von Horhfrequenzsignalen innerhalb eines breiten Frequenzbereiches, bei welcher eine Antenne innerhalb eines Teiles dieses Bereiches als Dipol und innerhalb eines andern Teiles als einfache Antenne wirkt und durch diesen Bereichen spezifisch zugeordnete Kopplungsmittel mit einer Übertragungsleitung verbunden ist, die ihrerseits die Empfangsschwingungen über weitere Kopplungsmittel auf mindestens einen Belastungskreis überträgt ;
dabei sind entsprechend der Erfindung zur Kopplung der Antenne mit der Übertragungsleitung zwei parallel wirkende Bandfilter vorgesehen, von welchen der eine für die Übertragung eines tieferen Teiles des Gesamtbandes bemessen und so mit der Antenne verbunden ist, dass diese als einfache Antenne wirkt, während der andere Bandfilter für den höheren Teil des gesamten Bandes bemessen und so mit der Antenne verbunden ist, dass diese als Dipolantenne wirkt.
Annähernd gleichförmiges Ansprechen innerhalb der verschiedenen Frequenzbänder wird durch ein elektrisches Schaltungsnetz erreicht, welches das Antennensystem aus einem symmetrischen Dipol im Kurzwellenteil in eine einfache Antenne im Langwellenteil, z. B. unterhalb 6 Megahertz, verwandelt.
Für die Kurzwellenbereiche sind die symmetrische Antenne und die symmetrische Übertragungsleitung durch einen ebenfalls symmetrisch arbeitenden Impedanzanpassungstransformator oder eine entsprechend Filterschaltung miteinander gekoppelt, und die Leitung ist mit dem Eingangskreis des Empfängers, der gewöhnlich nicht symmetrisch aufgebaut ist, durch einen zusätzlichen Impedanzanpassungs-und Ausgleiehstransformator oder eine entsprechende Filtersehaltung gekoppelt. In ähnlicher Weise dienen für die Lang-bzw. Mittelwellenbereiche entsprechende Impedanzanpassungsschaltungen dazu, die nicht symmetrische Antenne mit der symmetrischen bzw. in Gegentakt arbeitenden Übertragungsleitung und die Übertragungsleitung mit dem nicht symmetrischen Empfängereingangskreis zu verbinden.
In dieser letzteren Anordnung. kann die Übertragungsleitung auch als Erdleitung oder als Gegengewicht für die Antenne dienen, oder es kann eine besondere Erdleitung vorzugsweise in der unmittelbaren Nachbarschaft der Antenne vorgesehen werden. In diesen Anordnungen ist ein passender Impedanzabschluss für die Übertragungsleitung vorzusehen, um die Übergangsverluste herabzusetzen.
Ein wichtiges charakteristisches Merkmal der Erfindung besteht in der Benutzung von "Konstant-k"-Banddurchlass-oder Wellenfiltern als Impedanzanpassungsschaltungen, die weiter unten vollständiger beschrieben werden. Gemäss einem andern charakteristischen Merkmal der Erfindung sind die Antenneninduktivität und Kapazität für wenigstens einen Teil der Endinduktivität und Kapazität einer,, Konstant-/c"-BandfilterhäIfte eingesetzt. Ein Aufnahmesystem mit den beschriebenen charakteristischen Merkmalen besitzt ein hohes Zeichen-Geräuschverhältnis innerhalb der Lang-und Kurzwellenteile des Empfangsspektrums und ein annähernd gleichförmiges Ansprechen sowohl zwischen den verschiedenen Frequenzbändern als auch innerhalb jedes einzelnen Bandes.
Zur Erklärung des verwendeten Ausdruckes Konstant-/c"-Filter sei auf ein Buch von T. E. Shea"Transmission Networks and Wave Filters", erschienen 1929 bei D. van Nostrand Company, New York, hingewiesen. Nach Seite 221 dieses Werkes wird unter einem Konstant-/c"-FiIter ein solcher verstanden, bei welchem die gesamte Impedanz Zi des Reihen-Filterzweiges und die gesamte Impedanz Z2
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Zum besseren Verständnis der Erfindung und weiterer charakteristischer Merkmale wird auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen hingewiesen. Fig. 1 ist eine schematische Darstellung eines vollständigen Aufnahmesystem nach der Erfindung. Fig. 2 ist ein Schaltschema der Kopplungssysteme zwischen der Antenne und der Übertragungsleitung bzw. zwischen der Übertragungsleitung und einem Empfänger. Fig. 3 und 4 zeigen die Kopplungsmittel der Fig. 2 für Kurzwellenund Langwellenbänder getrennt. Fig. 5 a-5 d sind graphische Darstellungen einzelner Arbeitcharakteristiken des Systems der Fig. 2. Fig. 6 a-6 d sind Sehaltschemen, welche verschiedene mögliche Verwandlungen der Kopplungsmittel für den Kurzwellenteil darstellen. Fig. 7 a-7 d sind entsprechende Schaltungen für das Langwellenband.
Fig. 8 ist ein zusammengesetztes gleichwertiges Schaltschema der Schaltungen der Fig. 6 und 7. Fig. 9 ist ein Ersatzschema der Antenne für das Kurzwellenband.
In Fig. 1 ist schematisch ein vollständiges Aufnahmesystem gemäss der Erfindung dargestellt.
Es enthält eine Doppelantenne, die aus zwei Paaren von Leitern 10 a und 10 b gebildet wird, die sieh in entgegengesetzter Richtung erstrecken ; die Drähte jedes Paares divergieren vorzugsweise nach aussen von ihrem gemeinsamen Schnittpunkt. Das Antennensystem ist durch ein Impedanzleitungsnetz 11 mit einem Ende einer Übertragungsleitung gekoppelt, die aus einem Leiterpaar 12 a und 12 b besteht, und deren anderes Ende durch ein Impedanzleitungsnetz 13 mit einem Belastungskreis 14, z. B. einem Radioempfänger, gekoppelt ist. Eine Verbindung von einer der Klemmen des Leitungsnetzes 13 und der Einrichtung 14 führt zur Erde ss.
Obgleich eine ganze Anzahl von Antennenarten in Verbindung mit der Erfindung benutzt werden können, wird eine Doppelantenne aus vielen Gründen vorgezogen. Jedes Paar der divergierenden Drähte, die einen Arm des Dipol bilden, haben bezüglich der Strahlungsverhältnisse eine wirksame Länge,
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welche etwa 30% grösser ist als ihre wirkliche Länge, während die entsprechende wirksame Länge eines Eindrahtarmes nur ungefähr 17% grösser ist als seine wirkliche Länge. Zwei Drähte von gleicher Länge, die wie dargestellt divergieren, ergeben im wesentlichen die beste Ausnutzung von Raum und Gewicht.
Ferner hat eine solche Antenne eine minimale Variation der Impedanz in Abhängigkeit von der Frequenz und einen maximalen durchschnittlichen Leistungsfaktor innerhalb gebräuchlicher Frequenzbereiche, so dass eine bessere und innerhalb des ganzen Bereiches gleichmässigere Gesamtleistung vorhanden ist, was die Anpassung der Antennenimpedanz an die Impedanz der Übertragungsleitung erleichtert.
Wie bereits erwähnt, kann die Gleichförmigkeit des Ansprechens sowie das Zeichen-Geräuschver- hältnis durch Kopplung der Antenne mit der Übertragungsleitung und der Leitung mit dem Belastungs-
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für das höhere Frequenzband, nachfolgend kurz"Hochbandfilter"genannt, so gekoppelt, dass sowohl die Dipolantenne als auch die Leitung innerhalb des zugehörigen Bandes von beispielsweise 6-18 Megahertz symmetrisch arbeiten. Auf ähnliche Weise koppelt der Filter für das niedrigere Frequenzband, nachfolgend kurz"Niederbandfilter"genannt, die nunmehr unausgeglichen arbeitende einfache Antenne mit der symmetrischen Leitung innerhalb eines tieferen Frequenzbandes von z. B. 0'55-6 Megahertz.
Die beiden Filter sind an der Antennenseite entkoppelt, u. zw. wegen der einmal symmetrischen und einmal unsymmetrischen Wirkungsweise in den entsprechenden Frequenzbändern. Sie sind an der Leitungsseite miteinander verbunden und ihre Wirkung ist bei Frequenzen in der Nachbarschaft der Grenzfrequenz von z. B. 6 Megahertz gemischt. Die beiden Filter 11 a, 11 b werden unabhängig voneinander berechnet und sodann zusammengefasst, wie weiter unten vollständiger erklärt werden wird.
In ähnlicher Weise koppelt der Filter 13 a die symmetrisch arbeitende Leitung a- & mit der Eingangsimpedanz 15 des Belastungskreises 14 ; dieser Eingangskreis ist gewöhnlich unsymmetrisch. Der Filter 13 b koppelt die Leitung 12alb mit der Einrichtung 14 innerhalb des tieferen Frequenzbandes. Die Filter 11 Cl, 11 bund 13 Cl, 13 b dienen gleichzeitig dazu, die Impedanzen der Kreise einander anzupassen.
Die Prinzipien für die Bemessung der Filter 11 a, 11 b, welche die Antenne und die Übertragungsleitung miteinander verbinden, können zusammen mit den Arbeitscharakteristiken dieser Filter durch Betrachtung ihrer Entwicklung aus einfachen, symmetrischen Filterteilen bekannter Typen besser verstanden werden. In Fig. 5 a ist die Impedanzcharakteristik eines Antennensystems gezeigt, wie sie bei dem Dipol 10 a#10 b vorhanden ist. Man sieht, dass die Impedanz einen Maximalwert bei der niedrigsten Frequenz des Bandes hat und zu einem Minimalwert bei der Grundfrequenz 110 abfällt.
Jenseits der Grundfrequenz 110 liegt die Impedanz abwechselnd oberhalb und unterhalb ihres Mittelwertes, hat einen Minimalwert bei der Grundfrequenz 110 und bei einer Frequenz lao, welche annähernd dreimal so gross ist wie die Grundfrequenz und einen Maximalwert bei 1""die annähernd das Zweifache der Grundfrequenz ist. Die Anzahl der abwechselnden Impedanzvariationen jenseits der Grundfrequenz 110 hängt hauptsächlich von der Länge der Antenne und dem zu bedeckenden Bande ab.
Es ist erwünscht, die Impedanz der Doppelantenne 10 a#10 b an den konstanten Wellenwiderstand der Leitung 12 a ;- & mittels geeigneter Filterkreise anzupassen. Ausserdem sollen diese Filterkreise Transformatorteile enthalten, welche direkte Verbindungen zwischen den Primär-und Sekundärkreisen des Filters vermeiden und Impedanztransformationen erlauben. Zum Zwecke der Erklärung ist die Charakteristik der Fig. 5 a ebenfalls in Teile eingeteilt, die durch die Frequenzen/i,/,/g und/ begrenzt sind. In bezug auf das Antennenende der Filterkreise reicht das niedere Frequenzband von 11 bis 13 und das obere Frequenzband von 13 bis h Die Grenzfrequenzen sind vorzugsweise Glieder einer geometrischen Reihe, z.
B. können f1, f2, f3 und f4 annähernd die Werte 0'55, 1'8, 6 und 18 Megahertz haben, wobei der konstante Faktor der Reihe 3. 2 ist.
Der Hochfrequenzbandfilter soll nun mit einem derartigen Endglied versehen sein, dass die Kennwiderstandskurve sich innerhalb des Bandes der Impedanzkurve der Antenne annähert. Wie für das Band in Fig. 5 a gezeigt wurde, ist die Antennenimpedanz angenähert gleich der Kennimpedanz eines ,,Konstant-k"-Halbfilters mit Mittelserienabschluss. (Für eine vollständigere Beschreibung der verschiedenen Typen symmetrischer Bandfilterteile, die in den bevorzugten Ausführungsformen dieser Erfindung benutzt und im folgenden beschrieben werden, wird auf das oben erwähnte Buch von T. E. Shea Bezug genommen. ) In Fig. 6 a ist eine Hälfte dieser Type durch J-dargestellt ; sie enthält den Mittelserienkondensator und die Induktivitäten 16 und 17 sowie den Mittelnebenschlusskondensator und die Induktivitäten 18 und 19.
Eine derartige Filterhälfte ermöglicht die Einfügung eines Transformators, weil sie sowohl Serien-als auch Parallelinduktivitäten enthält, welche durch die entsprechenden Selbst-und Gegeninduktivitäten einer Seite eines Transformators ersetzt werden können.
Der Verlauf des Kennwiderstandes an den linken Klemmen des Filters A ist in Fig. 5 b dargestellt ; es ist zu sehen, dass der Kennwiderstand extreme Werte, d. h. Maximal-und Minimalwerte bei denselben Frequenzen hat wie die Antennenimpedanz. Die Kreiskonstanten dieses Filters sind so gewählt, dass sein Kennwiderstand im Frequenzband 13-/4 die gleiche allgemeine Form und annähernd den gleichen geometrischen Mittelwert hat wie die Impedanz der Antenne in demselben Band. Die Kreiskonstanten
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eines Filterteiles der dargestellten Type werden gewöhnlich als Ausdrücke des Maximalkennwiderstandes R berechnet. Es ist allgemein üblich, einen willkürlichen Wert von R von z. B. 100 Ohm für die Zwecke der Berechnung anzunehmen.
Die Kreisimpedanzen werden dann mit dem Verhältnis RD/R multipliziert, wobei RD der gewünschte Maximalwert des Kennwiderstandes der Kurve nach Fig. 5 b ist. Es ist zu beachten, dass bei der Berechnung der Kreisimpedanzen die Induktivitäten mit dem Verhältnis RD/R multipliziert werden, während die Kapazitäten durch dieses Verhältnis geteilt werden.
Der Wert RD ist etwas grösser als der geometrische Mittelwert der Antennenimpedanz im Band 1,-/" deren Verlauf in Fig. 5 a gezeigt ist. Durch den Ausdruck ,,gleiche allgemeine Form" ist gemeint, dass die beiden Impedanzkurven beide aufwärts konvex oder umgekehrt und ähnlich im Frequenzspektrum gelegen sind, d. h. der Filterkreis A soll der Antenne 10 a-l0 beinen Kennwiderstand bieten, der sich der Antennenimpedanz innerhalb des Frequenzbandes 13-/4 möglichst gut annähert.
Es ist sodann notwendig, zwischen den Filterteil und die Leitung 12 a-12 beinen zusätzlirhen Filterteil einzufügen, der die Verbindung der Niederband- und Hochbandfilter 11 a, 11 b mit den Leitungsklemmen erlaubt. Es wurde festgestellt, dass ein Halbfilter, wie er durch B, Fig. 6 a, gezeigt ist, diese Forderungen befriedigt. Der Filterteil B enthält parallel geschaltet den Mittelserienkondensator 20 und die Induktivität 21, ferner den Mittelnebenschlusskondensator 22 und die Induktivität 28.
Der Teil B kann so dimensioniert sein, dass sein Mittelnebenschluss-Kennwiderstand zu demjenigen des Teiles A passt, so dass diese beiden Teile direkt miteinander verbunden werden können. Ein Filterteil der Form B ist besonders geeignet, weil er die Mittelserienelemente 20, 21 enthält, die durch den Niederbandfilter ersetzt werden können, ohne die Wirkung des Hoehbandfilters wesentlich zu beeinflussen.
Durch die Anwendung bekannter Grundsätze über äquivalente Schaltungsverwandlungen kann der Hochbandfilter 11 a der Fig. 2 aus den Halbteilen A und B der Fig. 6 a entwickelt werden. Zum Beispiel können, wenn die benachbarten Klemmen der Teile A und B miteinander verbunden sind, die Kondensatoren 18 und 22 in einem einzigen Kondensator 25 und die Induktivitäten 19 und 23 in einer einzigen Induktivität 24 vereinigt werden, weil diese Elemente alle parallel geschaltet sind. Diese Umwandlung ist in Fig. 6 b gezeigt.
Es ist bekannt, dass die umgeformte Schaltung der Induktivitäten 17 und 24 nach Fig. 6 b einem Transformator gleichwertig ist, in welchem die Primärinduktivität gleich der Summe der Induktivitäten 17 und 24 dargestellt ist und jede Gegeninduktivität und die Selbstinduktivität des Sekundärkreises durch die Induktivität 24 dargestellt wird. Das Ergebnis dieser Umwandlung ist der Kreis der Fig. 6 c, worin die Induktivitäten 27 und 31 wie beschrieben dimensioniert sind. Die andern Kreiselemente der Fig. 6 c sind auch mit neuen Bezugszeichen versehen, weil es bei Verwandlung des Kreises nach Fig. 6 b in den nach Fig. 6 c gewöhnlich nötig ist, alle Impedanzen der Primär-und Sekundärkreise zu modifizieren, um ihre Impedanzen an die damit verbundenen Kreise anzupassen.
Der Kreis der Fig. 6 c kann, wie es in Fig. 6 d gezeigt, ist, symmetrisch angeordnet werden, wobei die Induktivitäten 27 a und 27 b zusammen einen Wert gleich dem der Induktivität 27 haben und der Kondensator 30 und die Induktivität 31 in zwei Teile entsprechend den Elementen 30 a, 31 a und 30 b, 81 b aufgeteilt werden. Im allgemeinen sind die Induktivitäten 27 a, 27 b nicht gleich der Hälfte der Induktivität 27, noch sind die Induktivitäten 30 a und 30 b gleich der Hälfte der Induktivität 30 wegen der Gegeninduktivität zwischen den zueinander gehörigen Teilen ; wenn sie aber so gegeneinander abgeschirmt sind, dass ihre Gegeninduktivität vernachlässigbar klein ist, kann jeder Teil einen Wert gleich der Hälfte des entsprechenden ganzen Elementes haben.
Man sieht, dass der Kreis der Fig. 6 d mit dem des Hochbandfilters 11 a der Fig. 2 identisch ist, mit der einzigen Ausnahme, dass die Elemente 28 und 29 in den Niederbandfilter 11 b aufgenommen sind und dass die Induktivität 29 in die gleichen Teile 29 a, 29 b unterteilt ist, um eine Mittelanzapfung zu bekommen.
In ähnlicher Weise kann der Bandfilter 11 b für das niedrigere Band, z. B. von 0-55-6 Megahertz
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Frequenzband wirkt die Antenne wie eine einfache Antenne und nicht als Dipol, so dass die Antenne in bezug auf Erde unausgeglichen ist. Die beiden Drähte der Übertragungsleitung wirken parallel wie ein Gegengewicht oder als Erdleitung. Der Bandfilter für das tiefere Band muss daher die unausgeglichenen Ströme, die zwischen der Antenne 10 a-M b und dem Antennenende der Leitung induziert werden, auf die ausgeglichene Übertragungsleitung koppeln.
Die Antennenimpedanz im tieferen Frequenzband 11-/3 ist durch die Kurve der Fig. 5 c dargestellt. Es gibt nun keine gebräuchliche Filtertype, deren Kennwiderstand sich der Antennenimpedanz innerhalb des Bandes 11-/3 nach Fig. 5 c annähert. Daher ist beim Entwurf dieses Filters von einem abweichenden Prinzip im Vergleich zu der Einrichtung des Hochbandfilters Gebrauch gemacht. In dem Niederbandfilter 11 b soll die Antennenimpedanz als Ersatz für einige der Reaktanzelemente dieses Filterteiles betrachtet werden. Um die Einflüsse herabzusetzen, welche durch Einschaltung eines Endwiderstandes an demselben Ende des Filters hervorgerufen werden könnten, soll der Filter entweder in einem Teil endigen, der sowohl einen Kurzschluss als auch Leerlauf verträgt, ohne die Eigenschaften des Filters wesentlich zu beeinträchtigen.
In Fig. 5 d ist die Kennwiderstandskurve einer Konstant-/f ;"-Bandfilterhälfte mit Mittelserienende wie z. B. Teil 0 der Fig. 7 a gezeigt. Wie man sieht, ist der Kennwiderstand bei den Grenz-
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frequenzen null, so dass ein Kurzschluss ohne wesentliche Einwirkung auf die Eigenschaften des Filters möglich ist. Die Filterhälfte G enthält den Mittelserienkondensator 32 und die Induktivität 33 sowie den Mittelnebenschlusskondensator 34 und die Induktivität 35. Die Betrachtungen, welche bei dem Entwurf des rechten Filterteiles B der Fig. 6 a zugrunde gelegt wurden, sind auch für die Bemessung des rechten Filterteiles 11 b anwendbar.
Dieser Teil D in Fig. 7 a ist dem Teil B in Fig. 6 a ähnlich und enthält den Mittelserienkondensator 36 und die Induktivität 37 in Parallelschaltung, sowie den Mittelnebenschlusskondensator 38 und die Induktivität 39.
Wenn auch Teile C und D zu einer gleichwertigen Schaltung mit Transformatorteil verschmolzen werden könnten, wie es bei dem Hochbandfilter geschah, so müsste doch dieser Transformator einen Kopplungskoeffizienten mit einem Wert nahe der Einheit haben, um das gesamte tiefere Frequenzband von i bis/g zu übertragen. Diese Forderung kann dadurch weniger streng gemacht werden, dass ein Transformatorfilterteil, wie z. B. Teil E in Fig. 7 a, eingefügt wird. Die Teile C und D haben beide "Konstant-k"-Mittelnebenschluss-Kennwiderstände und können daher durch den Transformatorteil E verbunden werden. Der.
Teil E enthält den Mittelnebenschlusskondensator 40 und die Induktivität 41, die Serieninduktivität 42 sowie den Mittelnebenschlusskondensator 43 und die Induktivität 44.
Die Teile C, D und E können miteinander verschmolzen werden, wie es in den Fig. 7 b, 7 c und 7 d gezeigt ist. In Fig. 7 b sind die Mittelnebenschlusskondensatoren 34 und 40 in den einzelnen Kondensator 45, die Mittelnebenschlussinduktivitäten 35 und 41 in die Induktivität 46, die Mittelnebenschluss- kondensatoren 38 und 43 in den Kondensator 47 und die Mittelnebenschlussinduktivitäten 39 und 44 in die Induktivität 48 zusammengefasst. Man sieht, dass die Induktivitäten 46, 42 und 48 einen-Teil enthalten, der durch einen gleichwertigen Transformator ersetzt werden kann. Diese Verwandlung ist in Fig. 7 c gezeigt, wo diese Induktivitäten in einen Transformator mit den Induktivitäten 50 und 52 verwandelt sind.
Die andern Kreiselemente der Fig. 7 b sind in Fig. 7 c ebenfalls durch neue Bezugszeichen bezeichnet, weil alle Impedanzen des Primärkreises der Fig. 7 c vorzugsweise mit einem solehen Faktor multipliziert sind, dass die Mittelserienkapazität 5. 3 der effektiven Antennenkapazität bei der niedrigsten Frequenz 11 gleich ist. Der Mittelserienkennwiderstand des Primärkreises wird sodann einen Maximalwert RE haben, der sich dem Mittelwert der Antennenimpedanz innerhalb des Bandes 11-/3 annähert, wie es in Fig. 5 c gezeigt ist. Anderseits sind alle Impedanzen des Sekundärkreises der Fig. 7 c mit einem solchen Faktor multipliziert, dass der nominell Wert seines Kennwiderstandes dem Wellenwiderstand der Leitung 12 a-12 b gleich ist.
Der Kreis der Fig. 7 c wird in den der Fig. 7 d verwandelt, damit der Sekundärkreis auf eine
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stellt die Kapazität der Antenne bei der Frequenz 11 dar, die, wie oben festgestellt wurde, infolge der Bemessung des Filterkreises der des Kondensators 53 gleich ist. Die Induktivität 59 ist erforderlich, um die Antennenkapazität 58 auf die Grundfrequenz 110 (Fig. 5 a) abzustimmen. Die Induktivität 57 ist die Differenz zwischen den Induktivitäten 54 und 59. Der Kreis der Fig. 7 d ist das Äquivalent eines Filters mit Mittelserienabsehluss an seinem Antennenende bei Kurzschluss.
In Fig. 8 ist eine Kombination des Hochbandfilters der Fig. 6 d mit dem Niederbandfilter der Fig. 7 d gezeigt. Die Primärkreise sind unverändert, jedoch sind die Sekundärkreise in besonderer Weise zusammengefasst. Die Niederbandfilterelemente 51, 52 wirken wie ein Mittelserienreaktanzarm für den Hochbandfilter, wie es in Fig. 8 gezeigt ist, während die Horhbandfilterelemente 30 a, 31 a,
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wie ein Mittelserienreaktanzarm für den andern Filter. Wenn auch die Kreiskonstanten jedes Filters als Mittelserienreaktanzarm für den andern Filter nicht ideal sein können, so ist doch ihr Wert nicht kritisch und diese Konstanten können so ausgewählt werden, dass die Filter bei praktisch unveränderten Grenzfrequenzen befriedigend arbeiten.
Die Filterkreise 11 a, 11 b können gemäss den Formeln des oben erwähnten Buches von Shea bemessen werden.
Die Zusammenschaltung der Hochband-und Niederbandfilter zwischen gemeinsamen Leitungsklemmen nach Fig. 8 bewirkt, dass die Kennwiderstandskurven der beiden Filter in einer einzigen
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impedanz für einen Teil des Mittelserienabsehlusses im tieferen Frequenzband angewandt wurden, auch alternativ als Methode zur Berechnung der Konstanten des Hochbandfilters angewandt werden.
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Der Filterteil der Fig. 9 kann zum Anschluss an die linken Klemmen der Fig. 6 a eingerichtet werden. Die Kombination der Fig. 6 a und 9 ist ein vollständiger Filter, der durch einen Mittelnebenschluss-Abschluss bei unbelastetem (offenem) linken Ende charakterisiert ist. Die Impedanz der Fig. 9 an der rechten Seite ist vom verbleibenden Teil des Filters aus betrachtet dann im wesentlichen die gleiche wie die der Dipolantenne. Daher kann der Kreis der Fig. 9 als ein Äquivalent für Dipolantennen betrachtet werden und der entsprechende Teil des vollständigen Filters kann durch sie ersetzt werden, ohne die Charakteristiken des zusammengesetzten Filternetzes zu stören ; es sind also gewisse Reaktanzelemente am linken Ende durch die im wesentlichen gleiche Reaktanz der Dipolantenne ersetzt.
Man wird noch sehen, dass der abgeleitete Kreis der Fig. 8 mit dem der Hochband-und Niederbandfilter 11 a, 11 b nach Fig. 2 identisch ist ; die Eingangsklemmen des Hochbandfilters sind an die inneren Enden der Dipolantenne geschaltet, die durch eine Induktivität 64 miteinander verbunden sind. Die Eingangsklemmen des Niederbandfilters sind entsprechend mit dem Mittelpunkt der Induktivität 64 und mit der Verbindung der Spulen 52 a und 52 b verbunden, welche die Hälften
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hergestellt, wenn sie als einfache Antenne wirkt. Diese Verbindung kann auch unabhängig, vorzugsweise in der näheren Nachbarschaft der Antenne, z. B. direkt unter ihr, geerdet sein. Die Induktivität 64 wirkt unter Berücksichtigung der Arbeitsweise der Doppelantenne im oberen Band wie eine Drosselspule.
Die beiden Hälften dieser Spule sind bei der Arbeitsweise im tieferen Band parallel geschaltet und haben für diese unausgeglichenen Ströme tieferer Frequenz einen verhältnismässig kleinen Widerstand.
Ähnlich wirken die beiden Hälften der Induktivität 52 und die beiden Hälften der Induktivität 31 in bezug auf unausgeglichene Ströme als Parallelschaltung und stellen eine sehr kleine Impedanz dafür dar. Die wirksame Induktivität der Hälften der parallelen Induktivitäten 64, 52 und 31 kann als Teil der Induktivität 57 betrachtet werden. Der Transformator mit den Wicklungen 50, 52 a und 52 b des Niederbandfilters ist vorzugsweise mit einem aus dünnen Lamellen gebildeten oder feinunterteilten Eisenkern versehen.
Die Hochband-und Niederbandfilter 13 a und 13 b, welche die Leitung 12 a-12 b mit dem Eingangskreis 15 der Einrichtung 14 verbinden, können von beliebiger Type sein, sind jedoch vorzugsweise entsprechend den oben besprochenen Prinzipien eingerichtet ; sie können indessen verändert werden, um Zwischenverbindungen zwischen den entsprechenden Enden zweier Filter herzustellen.
Ferner kann es erwünscht sein, das durch die Filter 13 a, 13 b bedeckte Frequenzband jenseits des durch die Filter 11 a, 11 b bedeckten Frequenzbandes z. B. von 0-5 bis 20 Megahertz etwas auszudehnen, um sicherzustellen, dass das gesamte Band befriedigend von dem Empfänger aufgenommen wird. Die
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eines x-teilsymmetrischen lilters nüt einer Transformatorkopplung ist. Die Primär-und Sekundärkreise der beiden Filter liegen in Reihe, so dass sie als Parallelschaltung zwischen der Leitung 12 a-12 b und dem Eingangskreis 15 der Einrichtung 14 wirken.
Der Hochbandfilter 13 a enthält einen Mittel-
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nebenschlusskondensatoren 70 a, 70 b, die in Serie geschaltet sind, um eine neutrale Erdverbindung zu schaffen, ferner die Primärwicklung 71, die Sekundärwicklung 73 und den Mittelnebensehlusskon- densator 72. Der Transformator 71-73 ist vorzugsweise mit einem Eisenkern der vorher erwähnten Art versehen. Zwischen den Primärwicklungen 66 a, 66 b und der Sekundärwicklung 68 ist, wie gezeigt, eine leitende Abschirmung eingefügt. Der Niederbandfilter 13 b ist für ein Durehlassband/i- bemessen, während der Hochbandfilter ein Band la-/4 durchzulassen hat.
Die beiden Filter wirken ausserdem so zusammen, dass das Zwischenband/s-/g auch durchgelassen wird. Die verschiedenen
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angenähert an die Impedanz 15 des Empfänger-Eingangskreises angepasst ist. Die Prinzipien für den Entwurf des Filters 13 a, 13 b sind nicht ebenso eingehend beschrieben wie die der Antennenkopplungsfilter, weil dafür beliebige für diesen Zweck geeignete Filter verwendet werden können.
Wie vorher kurz beschrieben wurde, dient die Übertragungsleitung 12 a-12 b dazu, die Ausgangsklemmen der Bandfilter 11 a, 11 b mit den Filtern 13 a, 13 b zu verbinden, die zwischen der Leitung und dem Empfänger 14 angeordnet sind. Die Leitung kann aus einem Paar von distanzierten Drähten bestehen, die in gewissen Abständen durch Blöcke aus Isoliermaterial gehalten werden, wie dies schematisch in Fig. 1 gezeigt ist. Eine derartige Leitung hat eine vernachlässigbar geringe Dämpfung und besitzt die Vorteile der Einfachheit und niedriger Kosten. Die Leitung 12 ar--12 b kann auch aus einem Paar von zusammengedrehten isolierten Drähten bestehen, was den Vorteil bequemerer Installation, jedoch den Nachteil beträchtlicher Dämpfung hat.
Wie oben festgestellt wurde, wirkt die Leitung 12 a-12 b innerhalb des höheren Frequenzbandes wie eine ausgeglichene Übertragungsleitung und auch als Gegengewicht und Erdverbindung, wenn die Antenne innerhalb des tieferen Frequenzbandes wie eine einfache Antenne wirkt. Wenn die
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Länge der Leitung grösser ist als eine halbe Wellenlänge der höchsten Frequenz des Empfangsbandes, was gewöhnlich zutrifft, hängt die Impedanz der Leitung als Erdverbindung wesentlich von der Natur des Leitungsabschlusses gegenüber Erde am Empfängerende ab.
Wenn die Drähte mit Erde durch eine sehr niedrige Impedanz oder eine sehr hohe Impedanz verbunden sind, neigt die Leitung dazu, in ihren Eigenfrequenzen mitzuschwingen, und bewirkt hohe Maximalwerte der Leitungsimpedanz am Antennenende bei ihren Eigenfrequenzen und Minimalwerten bei dazwischen liegenden Frequenzen.
Die unerwünschten Veränderungen der Impedanz der Leitung als Erdverbindung können im wesentlichen vermieden werden, indem man die beiden Paralleldrähte am Empfängerende durch einen Widerstand mit Erde verbindet. Dieser Widerstand sollte annähernd dem Wellenwiderstand der beiden Paralleldrähte für parallellaufende Ströme in den Einzelleitern gleich sein. Dadurch wird die Impedanz der Leitung als Erdverbindung annähernd gleichförmig und annähernd gleich dem Wert des Endwiderstandes. In Fig. 2 ist dieser Endwiderstand mit 74 bezeichnet. Eine derartige Endimpedanz sollte auch dann vorhanden sein, wenn eine unabhängige Erdverbindung für die Benutzung im tieferen Frequenzband vorgesehen ist.
Die Wirkung in den beiden Frequenzbändern kann nun entsprechend den Fig. 3 und 4 zusammengefasst werden ; diese Figuren sind vereinfachte Schaltschemen, die nur die Hauptkreiselemente zeigen.
Die vereinfachten Sehaltschemen der Fig. 3 und 4 sollen die Vorstellung der Wirkung in den beiden Frequenzbändern erleichtern ; obgleich sie keine exakte Darstellung der äquivalenten Kreise für diese beiden Bänder sind, bilden sie doch eine ziemlich enge Annäherung bei den extremen Frequenzen j und/. Die Schaltsehemen der Fig. 3 und 4 sind auf der Annahme basiert, dass die Reaktanzen der Induktivitäten des Niederbandfilters so hoch und die Reaktanzen seiner Kapazitäten für das höhere Frequenzband so niedrig sind, dass ihre Wirkung vernachlässigt werden kann ; entsprechend wird angenommen, dass die Reaktanzen der Kapazitäten des Hochbandfilters für die Frequenzen des tieferen Bandes so hoch und die Reaktanzen der Induktivitäten so niedrig sind, dass ihre Wirkung vernachlässigt werden kann.
In Fig. 3 wirkt die Antenne 10 a-M b wie eine symmetrische Doppelantenne, und der Hochbandfilter 11 a überträgt die ausgeglichenen Antennenströme auf die symmetrische Leitung 12 a-12 b als ausgeglichene oder zirkulierende Ströme und passt gleichzeitig annähernd die Impedanz der Dipolantenne an die der Leitung innerhalb des höheren Frequenzbandes s-/ an. Die zirkulierenden Ströme in der Leitung 12 a-12 b erzeugen, infolge der Kopplung durch den Hochbandfilter 13 a unausgeglichene Ströme in dem Eingangskreis 15 des Empfängers 14. Während der Benutzung im
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genommen werden, durch die beiden parallelen Leiter, die Spulen 66 a und 66 b und durch den Endwiderstand 74 zur Erde abgeleitet.
Diese störenden Ströme heben sich auf diese Weise auf und haben auf den Eingangskreis 15 der Einrichtung 14 keine Wirkung.
Wenn im tieferen Frequenzband gearbeitet wird, wie es in Fig. 4 dargestellt ist, überträgt der Niederbandfilter 11 b die unausgeglichenen Ströme der wie eine einfache Antenne wirkenden
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bandfilter 13 b überträgt in ähnlicher Weise zirkulierende Ströme der Leitung 12 a-12 b auf den unausgeglichenen Eingangskreis 15 der Einrichtung 14. In diesem Band kann die Leitung 12 auch als Erdleitung für die einfache Antenne dienen ; die Verbindung wird an den gemeinsamen Enden der Spulen 52 a und 52 b hergestellt, so dass die Erdströme parallel durch die Leiter 12 a, 12 b, die Kondensatoren 70 a, 70 b und den Endwiderstand 74 zur Erde fliessen. Auf diese Weise haben die Erdströme auf den Eingangskreis 15 der Einrichtung 14 keine Wirkung.
Gleichzeitig erzeugt der Widerstand 74 eine passende Endimpedanz, die im wesentlichen dem Wellenwiderstand der beiden Einzelleiter parallel zur Erde gleich ist, vermindert auf diese Weise die Änderungen der Leitungsimpedanz zur Erde in Serie mit dem Antennenkreis und sichert eine optimale Wirkung innerhalb des tieferen Frequenzbandes.
Wenn auch die oben beschriebene Einrichtung innerhalb eines weiten Frequenzbereiches benutzt werden kann, seien doch als Beispiel die Kreiskonstanten einer speziellen Ausführungsform der Erfindung angegeben. Die folgenden Werte wurden so genau wie möglich eingehalten und berücksichtigen Effekte wie Eigenkapazität oder Induktivität anderer in der Schaltung vorhandener Kreiselemente :
System : A= 0-55 MHz /, = 1-8 MHz /s= 6 AfHz
14 = 18 MHz
Antenne (Fig.
I) :
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w= 2m Höhe = 10 m
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Antennenleitung :
RD = 500 9 Ré = 1080 9
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Transformator 50, 29 a, 29 b : Kopplungskoeffizient = 89#3% Übertragungsleitung (Fig. 1) : a= 5cm b = l) M (angenähert)
Länge = 40 m Kennwiderstand maximal = 500 9 Filter zwischen der Leitung und dem Empfänger :
Frequenzband = 0. 5-20 MHz
Eingangsimpedanz (15) = 400 9
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Transformator 66 a, 66 b, 68 : Kopplungskoeffizient = 84% * Die Kapazität 69 war physikalisch ein Teil der Streukapazität zwischen der Spule 68 und der benachbarten Abschirmung.
Transformator 71, 73 : Kopplungskoeffizienz = 84%.
Wenn auch eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung beschrieben wurde, so ist doch ohne weiteres klar, dass versehiedene Veränderungen möglich sind, ohne dass man sich vom Geiste der Erfindung entfernen muss.
PATENT-ANSPRÜCHE :
1. Einrichtung zur Aufnahme von Hochfrequenzsignalen innerhalb eines breiten Frequenzbereiches, bei welcher eine Antenne, deren Impedanz sich innerhalb des Frequenzbereiches wesentlich ändert, innerhalb eines Teiles dieses Bereiches als Dipol und innerhalb eines andern Teiles als einfache Antenne wirkt und durch jedem Bereich spezifisch zugeordnete Kopplungsmittel mit einer Übertragungsleitung verbunden ist, die ihrerseits die Empfangsschwingungen über weitere Kopplungsmittel auf mindestens einen Belastungskreis überträgt, dadurch gekennzeichnet, dass zur Kopplung der Antenne mit der Übertragungsleitung zwei parallel wirkende Bandfilter vorgesehen sind, von welchen der eine für die Übertragung eines tieferen Teiles des Gesamtbandes bemessen und so mit der Antenne verbunden ist, dass diese als einfache Antenne wirkt,
während der andere Bandfilter für den höheren Teil des Gesamtbandes bemessen und so mit der Antenne verbunden ist, dass diese als Dipolantenne wirkt, wobei die mit der Antenne verbundenen Eingangsteile der Bandfilter so an die Antenne angepasst sind, dass der geometrische Mittelwert ihres Kennwiderstandes innerhalb des zugehörigen Bandes zum mindesten angenähert gleich dem geometrischen Mittelwert der Impedanz der mit jedem einzelnen Filter zusammenarbeitenden Antenne (Dipol-bzw. einfache Antenne) ist.
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Device for recording high-frequency signals.
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It has been found that the limits for the reception performance of a radio receiver are determined by the ratio of the signal intensity to the noise intensity in the input of the receiver. A high noise level not only affects the reception of characters whose intensity is of the order of magnitude of the noise level, but also seriously interferes with the reception of medium-strong characters.
It is known that a significant part of the disturbing noise is caused by local electrical equipment; the ignition systems of internal combustion engines are particularly unpleasant sources of noise. These electrical disturbances are only effective at a relatively short distance from their source and their intensity drops rapidly with greater distance. Hence it is possible to do this
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local interference is particularly effective.
However, such an arrangement of the antenna usually requires a considerable distance from the receiver, with the result that the antenna feed line then picks up the interfering electrical waves and destroys the advantages of the remote antenna arrangement. This recording of local electrical disturbances is particularly unpleasant in the higher frequency ranges of the reception spectrum, where the recorded voltage is comparatively low.
It has previously been proposed to introduce a transmission line between the antenna and the receiver or shielded lead-in and ground connections. Although these devices reduce the level of noise, the response characteristics of this device are so unsatisfactory that they can be considered impractical for general use.
The recording devices of the earlier type have generally been rather poor with regard to the uniformity of response within the medium wave range (general broadcasting) and the short wave ranges. There are not only great differences between the impedances of the antenna, the line and the input circuit of the receiving device, but there is also a great variation in the antenna impedance between the various receiving bands. Such differences or poor adaptations of the impedances cause back radiation or transition losses during the transmission of the character from the antenna to the receiver, which significantly reduces the character-to-noise ratio and the sensitivity of the receiver.
Even if the effectiveness of a recording system can be improved by tuning its circles, such an arrangement of additional tuning circles brings difficulties, z. B. the difficulty of bringing the recording system into agreement with the rest of the tunable circles of the recipient. This problem is very closely related to that of a favorable character-to-noise ratio, because at the points on the receiving tape where the recording system picks up relatively little, the breeding-to-noise ratio is reduced.
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The invention therefore relates to a device for recording listening frequency signals within a wide frequency range, in which an antenna acts as a dipole within one part of this range and as a simple antenna within another part and is connected to a transmission line by coupling means specifically assigned to these areas in turn, transmits the received vibrations to at least one load circuit via further coupling means;
According to the invention, two parallel band filters are provided for coupling the antenna to the transmission line, one of which is dimensioned for the transmission of a lower part of the total band and is connected to the antenna in such a way that it acts as a simple antenna, while the other band filter dimensioned for the higher part of the entire band and connected to the antenna in such a way that it acts as a dipole antenna.
Almost uniform response within the various frequency bands is achieved by an electrical circuit network, which converts the antenna system from a symmetrical dipole in the shortwave part into a simple antenna in the longwave part, e.g. B. below 6 megahertz converted.
For the shortwave ranges, the symmetrical antenna and the symmetrical transmission line are coupled to one another by an impedance matching transformer that also works symmetrically or a corresponding filter circuit, and the line is connected to the input circuit of the receiver, which is usually not symmetrical, by an additional impedance matching and balancing transformer or a corresponding filter setting coupled. In a similar way are used for the long or. Impedance matching circuits corresponding to medium wave ranges to connect the non-symmetrical antenna to the symmetrical or push-pull transmission line and the transmission line to the non-symmetrical receiver input circuit.
In this latter arrangement. For example, the transmission line can also serve as a ground line or a counterweight for the antenna, or a special ground line can preferably be provided in the immediate vicinity of the antenna. In these arrangements, a suitable impedance termination should be provided for the transmission line in order to reduce transient losses.
An important characteristic of the invention is the use of "constant-k" bandpass or wave filters as impedance matching circuits, which are described more fully below. According to another characteristic feature of the invention, the antenna inductance and capacitance are used for at least part of the end inductance and capacitance of a "constant / c" band filter half. A recording system with the characteristic features described has a high signal-to-noise ratio within the long and Shortwave parts of the reception spectrum and an approximately uniform response both between the various frequency bands and within each individual band.
To explain the term constant / c "filter used, reference is made to a book by TE Shea" Transmission Networks and Wave Filters ", published by D. van Nostrand Company, New York, in 1929. On page 221 of this work, a constant - / c "-FiIter understood as one in which the entire impedance Zi of the series filter branch and the entire impedance Z2
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For a better understanding of the invention and further characteristic features, reference is made to the following description in conjunction with the drawings. Fig. 1 is a schematic representation of a complete recording system according to the invention. Fig. 2 is a circuit diagram of the coupling systems between the antenna and the transmission line or between the transmission line and a receiver. Figures 3 and 4 show the coupling means of Figure 2 separately for shortwave and longwave bands. Figures 5a-5d are graphical representations of individual operating characteristics of the system of Figure 2. Figures 6a-6d are control diagrams showing various possible transformations of the coupling means for the shortwave portion. Figures 7a-7d are corresponding circuits for the long wave band.
Fig. 8 is a composite equivalent circuit diagram of the circuits of Figs. 6 and 7. Fig. 9 is an equivalent diagram of the antenna for the shortwave band.
In Fig. 1, a complete recording system according to the invention is shown schematically.
It contains a double antenna which is formed from two pairs of conductors 10 a and 10 b, which extend see in opposite directions; the wires of each pair preferably diverge outwardly from their common point of intersection. The antenna system is coupled by an impedance line network 11 to one end of a transmission line, which consists of a pair of conductors 12 a and 12 b, and the other end through an impedance line network 13 with a load circuit 14, z. B. a radio receiver is coupled. A connection from one of the terminals of the line network 13 and the device 14 leads to earth ss.
Although a number of types of antennas can be used in connection with the invention, a dual antenna is preferred for many reasons. Each pair of divergent wires that form one arm of the dipole have an effective length with respect to the radiation conditions,
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which is about 30% greater than its real length, while the corresponding effective length of a single-wire arm is only about 17% greater than its real length. Two wires of equal length, diverging as shown, essentially make the best use of space and weight.
Furthermore, such an antenna has a minimal variation of the impedance as a function of the frequency and a maximum average power factor within common frequency ranges, so that a better overall performance is available that is more uniform within the entire range, which makes it easier to match the antenna impedance to the impedance of the transmission line.
As already mentioned, the uniformity of the response and the sign-to-noise ratio can be achieved by coupling the antenna with the transmission line and the line with the load.
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for the higher frequency band, hereinafter referred to as "high band filter" for short, coupled in such a way that both the dipole antenna and the line operate symmetrically within the associated band of, for example, 6-18 megahertz. In a similar way, the filter for the lower frequency band, hereinafter referred to as "low-band filter", couples the now unbalanced simple antenna with the balanced line within a lower frequency band of e.g. B. 0'55-6 megahertz.
The two filters are decoupled on the antenna side, u. because of the once symmetrical and once asymmetrical mode of operation in the corresponding frequency bands. They are connected to each other on the line side and their effect is at frequencies in the vicinity of the cutoff frequency of z. B. 6 megahertz mixed. The two filters 11 a, 11 b are calculated independently of one another and then combined, as will be explained more fully below.
In a similar way, the filter 13 a couples the symmetrically operating line a- & to the input impedance 15 of the load circuit 14; this input circuit is usually unbalanced. The filter 13b couples the line 12alb to the device 14 within the lower frequency band. The filters 11 Cl, 11 and 13 Cl, 13 b also serve to match the impedances of the circles to one another.
The principles for dimensioning the filters 11a, 11b connecting the antenna and the transmission line, together with the operating characteristics of these filters, can be better understood by considering their development from simple, symmetrical filter parts of known types. In Fig. 5 a, the impedance characteristic of an antenna system is shown as it is present in the dipole 10 a # 10 b. It can be seen that the impedance has a maximum value at the lowest frequency of the band and drops to a minimum value at the fundamental frequency 110.
Beyond the basic frequency 110, the impedance is alternately above and below its mean value, has a minimum value at the basic frequency 110 and at a frequency lao, which is approximately three times as large as the basic frequency and a maximum value at 1 "" which is approximately twice the basic frequency . The number of alternating impedance variations beyond the fundamental frequency 110 depends mainly on the length of the antenna and the band to be covered.
It is desirable to adapt the impedance of the double antenna 10 a # 10 b to the constant wave impedance of the line 12 a; - & by means of suitable filter circuits. In addition, these filter circuits should contain transformer parts, which avoid direct connections between the primary and secondary circuits of the filter and allow impedance transformations. For the sake of explanation, the characteristic of FIG. 5 a is also divided into parts which are limited by the frequencies / i, /, / g and /. With regard to the antenna end of the filter circuits, the lower frequency band ranges from 11 to 13 and the upper frequency band from 13 to h. The cutoff frequencies are preferably members of a geometric series, e.g.
For example, f1, f2, f3 and f4 can have approximately the values 0'55, 1'8, 6 and 18 megahertz, the constant factor of the series being 3.2.
The high-frequency band filter should now be provided with such an end element that the characteristic resistance curve approximates the impedance curve of the antenna within the band. As shown for the ribbon in Figure 5a, the antenna impedance is approximately equal to the characteristic impedance of a "constant-k" half-filter with a medium series termination. (For a more complete description of the various types of symmetrical ribbon filter parts used in the preferred embodiments of this invention and to be described hereinafter, reference is made to the above-mentioned book by TE Shea.) In Fig. 6a, one half of this type is represented by J- and includes the center series capacitor and inductors 16 and 17 and the center shunt capacitor and inductors 18 and 19.
Such a filter half enables the insertion of a transformer because it contains both series and parallel inductances, which can be replaced by the corresponding self and mutual inductances on one side of a transformer.
The curve of the characteristic resistance at the left terminals of the filter A is shown in Fig. 5b; it can be seen that the characteristic resistance is extreme values, i. H. Has maximum and minimum values at the same frequencies as the antenna impedance. The circle constants of this filter are chosen so that its characteristic resistance in the frequency band 13- / 4 has the same general shape and approximately the same geometric mean value as the impedance of the antenna in the same band. The circle constants
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of a filter part of the type shown are usually calculated as expressions of the maximum characteristic resistance R. It is common practice to use an arbitrary value of R of e.g. B. 100 ohms for the purposes of the calculation.
The circuit impedances are then multiplied by the ratio RD / R, where RD is the desired maximum value of the characteristic resistance of the curve according to FIG. 5b. It should be noted that when calculating the circuit impedances, the inductances are multiplied by the ratio RD / R, while the capacitances are divided by this ratio.
The value RD is slightly larger than the geometric mean value of the antenna impedance in band 1, - / "the course of which is shown in FIG. 5 a. The expression" same general shape "means that the two impedance curves are both convex upwards or vice versa and are similarly located in the frequency spectrum, i.e. H. The filter circuit A is intended to provide the antenna 10 a-10 with a characteristic resistance which approximates the antenna impedance as closely as possible within the frequency band 13- / 4.
It is then necessary to insert an additional filter part between the filter part and the line 12 a-12, which allows the connection of the low-band and high-band filters 11 a, 11 b to the line clamps. It has been found that a half filter as shown by B, Fig. 6a, satisfies these requirements. The filter part B contains the central series capacitor 20 and the inductor 21 connected in parallel, and also the central shunt capacitor 22 and the inductor 28.
Part B can be dimensioned so that its center shunt characteristic resistance matches that of part A so that these two parts can be connected directly to one another. A filter part of form B is particularly suitable because it contains the middle series elements 20, 21, which can be replaced by the low band filter without significantly affecting the effect of the high band filter.
The high-band filter 11a of FIG. 2 can be developed from the half-parts A and B of FIG. 6a by applying known principles via equivalent circuit modifications. For example, when the adjacent terminals of parts A and B are connected together, capacitors 18 and 22 can be combined into a single capacitor 25 and inductors 19 and 23 can be combined into a single inductor 24 because these elements are all connected in parallel. This conversion is shown in Figure 6b.
It is known that the reshaped circuit of the inductances 17 and 24 according to FIG. 6b is equivalent to a transformer in which the primary inductance is represented as the sum of the inductances 17 and 24 and each mutual inductance and the self-inductance of the secondary circuit are represented by the inductance 24 becomes. The result of this conversion is the circle of FIG. 6c, in which the inductances 27 and 31 are dimensioned as described. The other circle elements of FIG. 6c are also provided with new reference numerals because when converting the circle according to FIG. 6b into that according to FIG. 6c it is usually necessary to modify all impedances of the primary and secondary circuits in order to reduce their impedances to adapt to the associated circles.
The circle of FIG. 6 c can, as shown in FIG. 6 d, be arranged symmetrically, the inductances 27 a and 27 b together having a value equal to that of the inductance 27 and the capacitor 30 and the inductance 31 in two parts are divided according to the elements 30 a, 31 a and 30 b, 81 b. In general, the inductances 27 a, 27 b are not equal to half of the inductance 27, nor are the inductances 30 a and 30 b equal to half of the inductance 30 because of the mutual inductance between the parts belonging to one another; but if they are shielded from one another in such a way that their mutual inductance is negligibly small, each part can have a value equal to half the corresponding whole element.
It can be seen that the circle of FIG. 6 d is identical to that of the high-band filter 11 a of FIG. 2, with the only exception that the elements 28 and 29 are incorporated in the low-band filter 11 b and that the inductance 29 is in the same Parts 29 a, 29 b is divided to get a center tap.
Similarly, the band filter 11 b for the lower band, z. B. from 0-55-6 megahertz
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Frequency band, the antenna acts like a simple antenna and not a dipole, so that the antenna is unbalanced with respect to earth. The two wires of the transmission line act in parallel as a counterweight or as a ground line. The band filter for the lower band must therefore couple the unbalanced currents, which are induced between the antenna 10 a-M b and the antenna end of the line, onto the balanced transmission line.
The antenna impedance in the lower frequency band 11- / 3 is shown by the curve in FIG. 5c. There is now no common filter type whose characteristic resistance approaches the antenna impedance within the band 11- / 3 according to FIG. 5c. Therefore, in the design of this filter, use is made of a principle different from that of the arrangement of the high-band filter. In the low-band filter 11b, the antenna impedance should be viewed as a replacement for some of the reactance elements of this filter part. In order to reduce the effects which could be caused by switching on a terminal resistor at the same end of the filter, the filter should either end in a part that can withstand both a short circuit and an open circuit without significantly impairing the properties of the filter.
In Fig. 5d the characteristic resistance curve of a constant / f; "- band filter half with a middle series end such as part 0 of Fig. 7a is shown. As you can see, the characteristic resistance at the limit
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frequencies zero, so that a short circuit is possible without significantly affecting the properties of the filter. The filter half G contains the central series capacitor 32 and the inductance 33 as well as the central shunt capacitor 34 and the inductance 35. The considerations on which the design of the right filter part B of FIG. 6a is based are also applicable to the dimensioning of the right filter part 11b applicable.
This part D in FIG. 7 a is similar to part B in FIG. 6 a and contains the center series capacitor 36 and the inductance 37 in parallel, as well as the center shunt capacitor 38 and the inductance 39.
Even if parts C and D could be merged into an equivalent circuit with a transformer part, as was done with the high-band filter, this transformer would have to have a coupling coefficient with a value close to the unity in order to transmit the entire lower frequency band from i to / g . This requirement can be made less stringent in that a transformer filter part such. B. Part E in Fig. 7 a is inserted. Parts C and D both have "constant k" center shunt resistors and can therefore be connected through transformer part E. The.
Part E contains the center shunt capacitor 40 and the inductor 41, the series inductor 42 and the center shunt capacitor 43 and the inductor 44.
The parts C, D and E can be fused together, as shown in FIGS. 7 b, 7 c and 7 d. In FIG. 7 b, the center shunt capacitors 34 and 40 are combined in the individual capacitor 45, the center shunt inductances 35 and 41 in the inductance 46, the center shunt capacitors 38 and 43 in the capacitor 47 and the center shunt inductances 39 and 44 in the inductance 48. It can be seen that the inductors 46, 42 and 48 contain a part which can be replaced by an equivalent transformer. This transformation is shown in FIG. 7c, where these inductors are transformed into a transformer with inductors 50 and 52.
The other circle elements of Fig. 7b are also designated by new reference numerals in Fig. 7c because all impedances of the primary circuit of Fig. 7c are preferably multiplied by such a factor that the mean series capacitance 5.3 of the effective antenna capacitance at the lowest Frequency 11 is the same. The mean series characteristic resistance of the primary circuit will then have a maximum value RE which approximates the mean value of the antenna impedance within the band 11- / 3, as is shown in FIG. 5c. On the other hand, all the impedances of the secondary circuit of FIG. 7 c are multiplied by a factor such that the nominal value of its characteristic resistance is equal to the characteristic impedance of the line 12 a-12 b.
The circle of Fig. 7 c is transformed into that of Fig. 7 d so that the secondary circuit is on a
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represents the capacitance of the antenna at frequency 11 which, as stated above, is equal to that of capacitor 53 due to the size of the filter circuit. The inductance 59 is required in order to tune the antenna capacitance 58 to the fundamental frequency 110 (FIG. 5 a). The inductance 57 is the difference between the inductances 54 and 59. The circle in FIG. 7d is the equivalent of a filter with a medium series termination at its antenna end in the event of a short circuit.
FIG. 8 shows a combination of the high-band filter of FIG. 6d with the low-band filter of FIG. 7d. The primary circuits are unchanged, but the secondary circuits are grouped together in a special way. The low-band filter elements 51, 52 act like a medium-series reactance arm for the high-band filter, as shown in FIG. 8, while the listening band filter elements 30 a, 31 a,
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like a medium series reactance arm for the other filter. Even if the circle constants of each filter as a mean series reactance poor for the other filter cannot be ideal, their value is not critical and these constants can be selected in such a way that the filters work satisfactorily with practically unchanged cut-off frequencies.
The filter circuits 11 a, 11 b can be dimensioned according to the formulas in the above-mentioned book by Shea.
The interconnection of the high-band and low-band filters between common line terminals according to FIG. 8 has the effect that the characteristic resistance curves of the two filters are in a single one
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impedance for a part of the middle series absolute in the lower frequency band can also be used alternatively as a method for calculating the constants of the high band filter.
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The filter part of Fig. 9 can be set up for connection to the left terminals of Fig. 6a. The combination of FIGS. 6 a and 9 is a complete filter which is characterized by a center shunt termination with an unloaded (open) left end. The impedance of Fig. 9 on the right-hand side is then essentially the same as that of the dipole antenna when viewed from the remainder of the filter. Therefore, the circle of Fig. 9 can be regarded as an equivalent for dipole antennas and the corresponding part of the complete filter can be replaced by them without disturbing the characteristics of the composite filter network; thus certain reactance elements at the left end have been replaced by essentially the same reactance of the dipole antenna.
It will also be seen that the derived circle of FIG. 8 is identical to that of the high-band and low-band filters 11 a, 11 b according to FIG. 2; the input terminals of the high band filter are connected to the inner ends of the dipole antenna, which are connected to one another by an inductor 64. The input terminals of the low-band filter are correspondingly connected to the center point of the inductance 64 and to the connection of the coils 52 a and 52 b, which are the halves
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manufactured when it acts as a simple antenna. This connection can also be carried out independently, preferably in the immediate vicinity of the antenna, e.g. B. directly below her, be grounded. The inductance 64 acts like a choke coil, taking into account the operation of the double antenna in the upper band.
When operating in the lower band, the two halves of this coil are connected in parallel and have a comparatively small resistance for these unbalanced currents of lower frequency.
Similarly, the two halves of the inductance 52 and the two halves of the inductance 31 act as a parallel circuit with regard to unbalanced currents and represent a very small impedance for this. The effective inductance of the halves of the parallel inductances 64, 52 and 31 can be part of the inductance 57 to be viewed as. The transformer with the windings 50, 52 a and 52 b of the low band filter is preferably provided with an iron core formed from thin fins or finely divided.
The high-band and low-band filters 13 a and 13 b, which connect the line 12 a-12 b to the input circuit 15 of the device 14, can be of any type, but are preferably set up in accordance with the principles discussed above; however, they can be modified to make interconnections between the respective ends of two filters.
Furthermore, it may be desirable to use the frequency band covered by the filters 13 a, 13 b beyond the frequency band covered by the filters 11 a, 11 b z. From 0-5 to 20 megahertz to ensure that the entire band is satisfactorily picked up by the receiver. The
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an x-partially symmetrical filter using a transformer coupling. The primary and secondary circuits of the two filters are in series so that they act as a parallel circuit between the line 12 a-12 b and the input circuit 15 of the device 14.
The high band filter 13 a contains a middle
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Shunt capacitors 70 a, 70 b, which are connected in series to create a neutral earth connection, also the primary winding 71, the secondary winding 73 and the central shunt capacitor 72. The transformer 71-73 is preferably provided with an iron core of the aforementioned type . As shown, a conductive shield is inserted between the primary windings 66 a, 66 b and the secondary winding 68. The low band filter 13 b is dimensioned for a long band / i-, while the high band filter has to pass a band la- / 4.
The two filters also work together in such a way that the intermediate band / s- / g is also allowed through. The different
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is approximately matched to the impedance 15 of the receiver input circuit. The principles for the design of the filter 13 a, 13 b are not described in as much detail as those of the antenna coupling filter, because any filter suitable for this purpose can be used.
As was briefly described previously, the transmission line 12 a-12 b is used to connect the output terminals of the band filters 11 a, 11 b to the filters 13 a, 13 b, which are arranged between the line and the receiver 14. The conduit may consist of a pair of spaced apart wires which are spaced apart by blocks of insulating material as shown schematically in FIG. Such a line has negligible attenuation and has the advantages of simplicity and low cost. The line 12 ar-12 b can also consist of a pair of twisted together insulated wires, which has the advantage of more convenient installation, but the disadvantage of considerable attenuation.
As stated above, the line 12 a-12 b acts within the higher frequency band as a balanced transmission line and also as a counterbalance and earth connection when the antenna acts as a simple antenna within the lower frequency band. If the
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The length of the line is greater than half a wavelength of the highest frequency of the receiving band, which is usually the case, the impedance of the line as a ground connection depends essentially on the nature of the line termination to ground at the receiver end.
When the wires are connected to ground by a very low impedance or a very high impedance, the line tends to resonate at its natural frequencies, causing high maximum values of the line impedance at the antenna end at its natural frequencies and minimum values at frequencies in between.
The undesired changes in the impedance of the line as a ground connection can essentially be avoided by connecting the two parallel wires at the receiver end to ground through a resistor. This resistance should be approximately equal to the wave resistance of the two parallel wires for parallel currents in the individual conductors. As a result, the impedance of the line as a ground connection is approximately uniform and approximately equal to the value of the terminal resistance. This terminal resistor is denoted by 74 in FIG. 2. Such a terminal impedance should also be present if an independent earth connection is provided for use in the lower frequency band.
The effect in the two frequency bands can now be summarized according to FIGS. 3 and 4; these figures are simplified circuit diagrams showing only the main circuit elements.
The simplified Sehaltschemen of Figures 3 and 4 are intended to facilitate the presentation of the effect in the two frequency bands; although they are not an exact representation of the equivalent circles for these two bands, they do make a fairly close approximation at the extreme frequencies j and /. The circuit diagrams of FIGS. 3 and 4 are based on the assumption that the reactances of the inductances of the low-band filter are so high and the reactances of its capacitances for the higher frequency band are so low that their effect can be neglected; Accordingly, it is assumed that the reactances of the capacitances of the high band filter for the frequencies of the lower band are so high and the reactances of the inductances so low that their effect can be neglected.
In Fig. 3, the antenna 10 aM b acts like a symmetrical double antenna, and the high-band filter 11 a transmits the balanced antenna currents to the balanced line 12 a-12 b as balanced or circulating currents and at the same time approximately matches the impedance of the dipole antenna to that of the line within the higher frequency band s / an. The circulating currents in the line 12 a-12 b generate, as a result of the coupling through the high-band filter 13 a, unbalanced currents in the input circuit 15 of the receiver 14. During use in the
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are taken, through the two parallel conductors, the coils 66 a and 66 b and derived through the terminal resistor 74 to earth.
In this way, these disruptive currents cancel each other out and have no effect on the input circuit 15 of the device 14.
When working in the lower frequency band, as shown in FIG. 4, the low-band filter 11 b transmits the unbalanced currents which act like a simple antenna
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band filter 13 b similarly transmits circulating currents of the line 12 a-12 b to the unbalanced input circuit 15 of the device 14. In this band, the line 12 can also serve as a ground line for the simple antenna; the connection is made at the common ends of the coils 52 a and 52 b so that the earth currents flow in parallel through the conductors 12 a, 12 b, the capacitors 70 a, 70 b and the terminal resistor 74 to earth. In this way, the earth currents have no effect on the input circuit 15 of the device 14.
At the same time, the resistor 74 generates a suitable final impedance which is essentially the same as the characteristic impedance of the two individual conductors parallel to earth, in this way reduces the changes in the line impedance to earth in series with the antenna circuit and ensures an optimal effect within the lower frequency band.
Even if the device described above can be used within a wide frequency range, the circular constants of a special embodiment of the invention are given as an example. The following values were adhered to as precisely as possible and take into account effects such as self-capacitance or inductance of other circuit elements present in the circuit:
System: A = 0-55 MHz /, = 1-8 MHz / s = 6 AfHz
14 = 18 MHz
Antenna (Fig.
I):
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w = 2m height = 10 m
<Desc / Clms Page number 8>
Antenna cable:
RD = 500 9 Ré = 1080 9
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Transformer 50, 29 a, 29 b: coupling coefficient = 89 # 3% transmission line (Fig. 1): a = 5cm b = l) M (approximate)
Length = 40 m Maximum characteristic resistance = 500 9 filters between the line and the receiver:
Frequency band = 0. 5-20 MHz
Input impedance (15) = 400 9
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Transformer 66 a, 66 b, 68: coupling coefficient = 84% * The capacitance 69 was physically a part of the stray capacitance between the coil 68 and the adjacent shield.
Transformer 71, 73: coupling coefficient = 84%.
While a preferred embodiment of the invention has been described, it will be readily apparent that various changes are possible without departing from the spirit of the invention.
PATENT CLAIMS:
1. Device for receiving high-frequency signals within a wide frequency range, in which an antenna, the impedance of which changes significantly within the frequency range, acts as a dipole within one part of this range and as a simple antenna within another part and through coupling means specifically assigned to each area a transmission line is connected, which in turn transmits the received vibrations via further coupling means to at least one load circuit, characterized in that two parallel-acting band filters are provided for coupling the antenna to the transmission line, one of which is dimensioned for the transmission of a lower part of the total band and is connected to the antenna in such a way that it acts as a simple antenna,
while the other band filter is dimensioned for the higher part of the total band and is connected to the antenna in such a way that it acts as a dipole antenna, the input parts of the band filter connected to the antenna being adapted to the antenna so that the geometric mean value of its characteristic resistance is within the associated Band is at least approximately equal to the geometric mean value of the impedance of the antenna cooperating with each individual filter (dipole or simple antenna).