WO2026014199A1 - モータドライブ装置及びモータ - Google Patents

モータドライブ装置及びモータ

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WO2026014199A1
WO2026014199A1 PCT/JP2025/022249 JP2025022249W WO2026014199A1 WO 2026014199 A1 WO2026014199 A1 WO 2026014199A1 JP 2025022249 W JP2025022249 W JP 2025022249W WO 2026014199 A1 WO2026014199 A1 WO 2026014199A1
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WO
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phase
magnetization
winding
arm switching
switching elements
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PCT/JP2025/022249
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English (en)
French (fr)
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智之 瀬谷
佐理 前川
真成 水野
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Meiji University
Sanden Corp
Original Assignee
Meiji University
Sanden Corp
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Publication date
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device for driving a motor using a variable magnetic force magnet, and to a motor driven thereby.
  • PMSMs permanent magnet synchronous motors
  • variable magnetomotive force motors have a rotor embedded with fixed magnetomotive force magnets, which have high coercivity and do not change their magnetic force or magnetization direction, and variable magnetomotive force magnets, which have low coercivity and change their magnetic force or magnetization direction.
  • Common methods include passing a magnetizing current through a three-phase winding to directly magnetize the variable magnetomotive force magnets, or providing a magnetizing winding in addition to the three-phase winding and passing a magnetizing current through this magnetizing winding to change the magnetic force and magnetization direction of the variable magnetomotive force magnets (see, for example, Patent Documents 1 and 2).
  • the magnetic force of the variable magnetomotive force magnet is increased at low rotation speeds and decreased at high rotation speeds. This allows variable magnetomotive force motors to be expected to improve efficiency and output at high rotation speeds.
  • the present invention was made to solve these conventional technical problems, and aims to provide a motor drive device that can change the magnetization state of a variable magnetic force magnet without using switching elements with large current ratings or adding additional switching elements, as well as a motor driven thereby.
  • the motor drive device of the present invention comprises an inverter circuit consisting of an upper arm switching element and a lower arm switching element connected in series for each phase between an upper arm power line and a lower arm power line, and a control device that controls the upper and lower arm switching elements of each phase of the inverter circuit.
  • the junctions of the upper and lower arm switching elements of each phase are connected to a three-phase winding of a motor, allowing a three-phase current to flow through the three-phase winding.
  • the motor comprises a magnet with a high coercive force, two types of permanent magnets with a lower coercive force than the high coercive force magnet, and a magnetization winding for changing the magnetization state of the low coercive force magnet.
  • the control device comprises a magnetization control unit that flows a magnetization current through the magnetization winding by creating a period in which the upper arm switching elements or the lower arm switching elements of all phases are simultaneously ON.
  • the motor drive device of the second invention is characterized in that, in the above invention, the magnetization control unit simultaneously turns on the upper arm switching elements of all phases or the lower arm switching elements of all phases, thereby causing a magnetization current to flow through the magnetization winding.
  • the motor drive device of the third invention is characterized in that it includes resonant capacitors connected between the magnetized windings and the connection points of the upper and lower arm switching elements of each phase, and the resonant circuits between these resonant capacitors and the magnetized windings prevent or suppress three-phase current from flowing through the magnetized windings.
  • the motor drive device of the fourth invention is characterized in that, in the above invention, it includes an interphase current interruption circuit connected between each resonant capacitor and the magnetized winding, and this interphase current interruption circuit blocks or suppresses current flowing through the magnetized winding when a phase-to-phase voltage is applied, and allows current to flow through the magnetized winding when a voltage is applied that turns on the upper arm switching elements of all phases or the lower arm switching elements of all phases.
  • the motor drive device of the fifth invention is characterized in that, in the above invention, the interphase current interruption circuit has transformers for UVW phases, the primary and secondary sides of which have the same polarity, one end of the primary side connected to each resonant capacitor and one end of the secondary side connected to the magnetizing winding, the other end of the primary side of the U phase transformer connected to the other end of the secondary side of the W phase or V phase transformer, the other end of the primary side of the V phase transformer connected to the other end of the secondary side of the U phase or W phase transformer, and the other end of the primary side of the W phase transformer connected to the other end of the secondary side of the V phase or U phase transformer.
  • the motor drive device of the sixth aspect of the present invention is characterized in that it includes a first neutral point capacitor and a second neutral point capacitor connected in series between the upper and lower arm power supply lines to generate a neutral point, and the other end of the magnetization winding is connected to the connection point of the first and second neutral point capacitors.
  • the motor of the seventh invention is driven by the motor drive device of each of the above inventions, and is characterized in that it has a stator wound with three-phase windings and a rotor equipped with magnets with high coercive force and magnets with low coercive force, and the magnetized windings are wound around the teeth of the stator on which the three-phase windings are wound.
  • the motor of the eighth invention is driven by the motor drive device of the first to sixth inventions, and is characterized in that it has a stator wound with a three-phase winding and a rotor provided with magnets with high coercivity and magnets with low coercivity, the magnets with low coercivity being arranged circumferentially around the rotor, and magnetized windings being provided on the stator in positions corresponding to the magnets with low coercivity.
  • the motor of the ninth invention is driven by the motor drive device of any one of the first to sixth inventions, and is characterized in that it comprises a stator wound with a three-phase winding and a rotor equipped with magnets having high and low coercive force, the magnetized winding being provided on the rotor in the vicinity of the low coercive force magnets, and power being supplied either by contact or non-contact.
  • a motor drive device includes an inverter circuit configured by connecting an upper arm switching element and a lower arm switching element in series for each phase between an upper arm power line and a lower arm power line, and a control device that controls the upper and lower arm switching elements of each phase of the inverter circuit.
  • the connection points of the upper and lower arm switching elements of each phase are connected to a three-phase winding of a motor, and a three-phase current flows through the three-phase winding.
  • the motor is provided with a magnet with a high coercive force, two types of permanent magnets with a coercive force lower than the high coercive force magnet, and a magnetization winding for changing the magnetization state of the low coercive force magnet, and the magnetization One end of the winding is electrically or magnetically connected to the connection point of the upper and lower arm switching elements of all phases, and the control device is equipped with a magnetization control unit that flows a magnetizing current through the magnetized winding by creating a period in which the upper arm switching elements of all phases or the lower arm switching elements of all phases are simultaneously ON.By using this magnetization control unit to simultaneously turn ON the upper arm switching elements of all phases or the lower arm switching elements of all phases, as in the second invention, and flowing a magnetizing current through the magnetized winding, the current flowing through the upper arm switching element or lower arm switching element of one phase is one-third of the magnetizing current.
  • the third invention by connecting resonant capacitors between the magnetization windings and the connection points of the upper and lower arm switching elements of each phase, and by using the resonant circuits between these resonant capacitors and the magnetization windings to prevent or suppress three-phase current from flowing through the magnetization windings, normal motor operation becomes possible. It also becomes possible to suppress the voltage required to flow the magnetization current, making it possible to relax restrictions on the power supply voltage when magnetizing magnets with low coercive force at high speeds.
  • This interphase current interruption circuit can be configured, for example, as in the fifth invention, with UVW phase transformers whose primary and secondary sides have the same polarity, with one end of the primary connected to each resonant capacitor and one end of the secondary connected to the magnetizing winding.
  • the other end of the primary side of the U phase transformer is connected to the other end of the secondary side of the W or V phase transformer
  • the other end of the primary side of the V phase transformer is connected to the other end of the secondary side of the U or W phase transformer
  • the other end of the primary side of the W phase transformer is connected to the other end of the secondary side of the V or U phase transformer.
  • each transformer in the phase-to-phase current interruption circuit acts to suppress current in the same direction, and when a voltage is applied that turns on the upper arm switching elements of all phases or the lower arm switching elements of all phases, each transformer acts to pass current in the opposite direction as is.
  • the current that passes is only the all-phase component, making it possible to configure the system using a small-capacity transformer.
  • first neutral point capacitor and a second neutral point capacitor connected in series between the upper and lower arm power supply lines to generate a neutral point, and connecting the other end of the magnetization winding to the connection point of the first and second neutral point capacitors, there is no need to provide a special switching element to magnetize a magnet with low coercive force, making it possible to reduce the number of devices.
  • the motor driven by the motor drive device of each of the above inventions is equipped with a stator wound with three-phase windings and a rotor equipped with magnets with high and low coercive force, and in this case, the magnetized windings are wound around the teeth of the stator on which the three-phase windings are wound.
  • low-coercive force magnets can be arranged circumferentially around the rotor, and magnetization windings can be provided on the stator at positions corresponding to the low-coercive force magnets.
  • low-coercive force magnets can be magnetized over a wide circumferential range, which can alleviate or eliminate restrictions on the position of the low-coercive force magnets when magnetizing them.
  • the magnetization winding can be provided on the rotor near the low-coercive magnet, and power can be supplied by contact or non-contact. In this case, there is the advantage that magnetization can be performed regardless of the position of the low-coercive magnet.
  • FIG. 1 is an electrical circuit diagram of a motor drive device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram of a control device of an embodiment of the motor drive device of FIG. 1.
  • 1 is a partial cross-sectional plan view of a motor according to an embodiment of the present invention, which is driven by a motor drive device;
  • FIG. 2 is a diagram showing three-phase current waveforms during normal motor driving.
  • 4A to 4C are diagrams showing current waveforms at various points when the variable magnetic force magnet of FIG. 3 is magnetized.
  • FIG. 10 is an electrical circuit diagram of a motor drive device according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing a specific configuration of the interphase current interruption circuit of FIG. 6 (when an interphase voltage is applied between U and W).
  • FIG. 10 is a partial cross-sectional plan view of a motor according to another embodiment of the present invention, which is driven by a motor drive device.
  • FIG. 10 is a perspective view of the stator of the motor of FIG. 9 .
  • FIG. 10 is a partial vertical sectional perspective view of a motor according to another embodiment of the present invention, which is driven by a motor drive device.
  • FIG. 1 is an electrical circuit diagram of a motor drive device 1 according to one embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a block diagram of a control device 2 of the motor drive device 1
  • FIG. 3 is a partial cross-sectional plan view of a motor 3 driven by the motor drive device 1.
  • the motor drive device 1 according to the embodiment is mounted on a so-called inverter-integrated electric compressor that drives a compression mechanism using the motor 3, and the electric compressor forms a refrigerant circuit of a vehicle air conditioning system that conditions the interior of an electric vehicle, for example.
  • the motor 3 in this embodiment is a permanent magnet synchronous motor (PMSM), and as shown in Fig. 3, it is made up of a stator 4 and a rotor 6 that rotates inside the stator 4. This rotor 6 is attached to the rotating shaft of the electric compressor described above, and this rotating shaft drives the compression mechanism described above.
  • PMSM permanent magnet synchronous motor
  • the stator 4 of the motor 3 in this embodiment includes a stator core 7 made of laminated electromagnetic steel sheets, three-phase windings 8U, 8V, and 8W (star connection) for the U, V, and W phases wound around this stator core 7, and a magnetizing winding 9.
  • the stator core 7 has a plurality of teeth 12 (12 in this embodiment) extending radially inward from a cylindrical yoke portion 11, and a three-phase winding 8U, 8V, or 8W is wound around each tooth 12.
  • the magnetizing winding 9 is wound around the teeth 12 in a series configuration using two of the three-phase windings (the U-phase three-phase winding 8U and the V-phase three-phase winding 8V in this embodiment).
  • the magnetization winding 9 uses thinner coils than the three-phase windings 8U to 8W, with a high number of turns to save space.
  • the magnetization winding 9 experiences greater copper loss due to the magnetization current, but as described below, this is considered acceptable due to the instantaneous current flow (pulse).
  • the space ratio between the three-phase windings 8U to 8W and the magnetization winding 9 is also optimally designed, taking into account the torque characteristics of the motor 3 and the magnetization characteristics of the variable magnetic force magnet 13, described below.
  • the rotor 6 of the motor 3 comprises a rotor core 16, a plurality of fixed magnetic force magnets 17 serving as magnets with high coercivity according to the present invention embedded radially inside the rotor core 16, and a plurality of variable magnetic force magnets 13 serving as magnets with low coercivity according to the present invention embedded radially outside the fixed magnetic force magnets 17.
  • the motor 3 is a variable magnetic force motor (VMFM).
  • VMFM variable magnetic force motor
  • an NdFeB magnet is used as the fixed magnetic force magnet 17, for example.
  • the variable magnetic force magnets 13 are permanent magnets whose magnetization state (magnitude and direction of magnetic force) can be changed by a magnetic field, for example an alnico magnet.
  • the coercive force of the NdFeB magnet that makes up the fixed magnetic force magnet 17 is 1000 kA/m, while the coercive force of the Alnico magnet that makes up the variable magnetic force magnet 13 is 120 kA/m; the coercive force of the variable magnetic force magnet 13 is lower than the coercive force of the fixed magnetic force magnet 17.
  • the fixed magnetic force magnet 17 is arranged facing the aforementioned rotation axis, and the variable magnetic force magnets 13 are arranged extending radially from the inside to the outside on both sides of the fixed magnetic force magnet 17, spaced apart from each other.
  • a set of such a fixed magnetic force magnet 17 and two variable magnetic force magnets 13 constitutes one magnetic pole, and eight such sets are provided to form eight magnetic poles.
  • the motor drive device 1 of the embodiment includes a three-phase inverter circuit 21, a control device 2, and the like.
  • the inverter circuit 21 of this embodiment converts the DC voltage of a DC power source (vehicle battery: for example, 300 V) 23 into a three-phase AC voltage and applies the voltage to the motor 3, thereby causing a three-phase current to flow through the motor 3.
  • the inverter circuit 21 includes a U-phase half-bridge circuit 19U, a V-phase half-bridge circuit 19V, and a W-phase half-bridge circuit 19W, and each of the half-bridge circuits 19U to 19W for each phase includes upper arm switching elements 18A to 18C and lower arm switching elements 18D to 18F. Furthermore, a flywheel diode 24 is connected in anti-parallel to each of the switching elements 18A to 18F.
  • each of the switching elements 18A to 18F is composed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT), which is a power semiconductor device with a MOS structure incorporated in the gate portion.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the upper ends of the upper arm switching elements 18A to 18C of the inverter circuit 21 are connected to an upper arm power supply line (positive bus) 26 of the DC power supply 23.
  • the lower ends of the lower arm switching elements 18D to 18F of the inverter circuit 21 are connected to a lower arm power supply line (negative bus) 27 of the DC power supply 23.
  • the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half-bridge circuit 19U are connected in series
  • the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E of the V-phase half-bridge circuit 19V are connected in series
  • the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase half-bridge circuit 19W are connected in series.
  • connection point between the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half-bridge circuit 19U is connected to the U-phase three-phase winding 8U of the motor 3
  • connection point between the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E of the V-phase half-bridge circuit 19V is connected to the V-phase three-phase winding 8V of the motor 3
  • connection point between the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase half-bridge circuit 19W is connected to the W-phase three-phase winding 8W of the motor 3.
  • one end of a U-phase resonant capacitor 28U is electrically connected to the connection point between the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half-bridge circuit 19U
  • one end of a V-phase resonant capacitor 28V is electrically connected to the connection point between the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E of the V-phase half-bridge circuit 19V
  • one end of a W-phase resonant capacitor 28W is electrically connected to the connection point between the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase half-bridge circuit 19W.
  • (2-2) Resonant circuit 31 The other ends of the resonant capacitors 28U to 28W for each of the U, V and W phases are connected to one end of the magnetized winding 9. That is, the resonant capacitors 28U to 28W for each of the U, V and W phases are electrically connected between the magnetized winding 9 and the connection point of the upper and lower arm switching elements 18A and 18D, the connection point of the upper and lower arm switches 18B and 18E, and the connection point of the upper and lower arm switches 18C and 18F, respectively.
  • the magnetized winding 9 is electrically connected to the connection point of the upper and lower arm switching elements 18A and 18D, the connection point of the upper and lower arm switches 18B and 18E, and the connection point of the upper and lower arm switches 18C and 18F via the resonant capacitors 28U to 28W.
  • Each of the resonant capacitors 28U-28W, together with the magnetizing winding 9, constitutes a resonant circuit 31 (LC resonant circuit).
  • the resonance point of this resonant circuit 31 is set to be at or near the frequency of the magnetizing voltage described below, and to a value that is away from the frequency of the three-phase voltage (U-phase voltage Vu, V-phase voltage Vv, and W-phase voltage Vw described below).
  • the resonant circuit 31 has a low impedance to the magnetizing voltage, allowing a magnetizing current to flow through the magnetizing winding 9, and a high impedance to the three-phase voltage, preventing or suppressing the flow of three-phase current through the magnetizing winding 9.
  • first neutral point capacitor 32 and a second neutral point capacitor 33 are connected between the upper arm power supply line 26 and the lower arm power supply line 27 of the DC power supply 23.
  • the first neutral point capacitor 32 and the second neutral point capacitor 33 have the same capacitance, and their junction point is at the neutral point potential of the motor 3 (the neutral point potential of the star-connected three-phase windings 8U to 8W).
  • the other end of the magnetization winding 9 is connected to the junction point of the first and second neutral point capacitors 32, 33.
  • control device 2 is composed of a microcomputer having a processor, and receives operation commands and rotation speed commands from the vehicle ECU 34, and receives motor current (phase current) from the motor 3, and controls the ON/OFF state (switching) of each of the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 21 based on these commands. Specifically, it controls the gate voltage applied to the gate terminal of each of the switching elements 18A to 18F.
  • the control device 2 of this embodiment has a motor control unit 35, a PWM signal generation unit 36, a gate driver 37, a magnetization control unit 38, and a magnetization PWM signal generation unit 39.
  • the control device 2 also has current sensors (not shown) for measuring the U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw, which are the motor currents (phase currents) of each phase required to detect the magnetic pole position of the rotor 6 of the motor 3, and this information is input to the motor control unit 35.
  • the motor control unit 35 calculates and generates three-phase modulated voltage command values Vu' (hereinafter referred to as U-phase voltage command value Vu'), Vv' (hereinafter referred to as V-phase voltage command value Vv'), and Vw' (hereinafter referred to as W-phase voltage command value Vw') to generate the three-phase voltages of U-phase voltage Vu, V-phase voltage Vv, and W-phase voltage Vw to be applied to each of the three-phase windings 8U to 8W of the motor 3, using vector control based on the d-axis current and q-axis current obtained from the electrical angle, current command value, and phase currents of the motor 3.
  • the PWM signal generation unit 36 inputs the three-phase modulation voltage command values Vu', Vv', Vw' calculated by the motor control unit 35, and by comparing the magnitude of these three-phase modulation voltage command values Vu', Vv', Vw' with a carrier signal (e.g., a sawtooth wave carrier), generates and outputs PWM signals that serve as drive command signals for the U-phase half-bridge circuit 19U, V-phase half-bridge circuit 19V, and W-phase half-bridge circuit 19W of the inverter circuit 21.
  • a carrier signal e.g., a sawtooth wave carrier
  • the magnetization control unit 38 receives a magnetization command and rotor 6 position information from the motor control unit 35, and when a magnetization command is received from the magnetization control unit 38, it generates magnetization voltage command values Vum', Vvm', and Vwm' to generate a magnetization voltage Vm for passing a pulsed magnetization current Im through the magnetization winding 9 to change the magnetization state (magnetize/demagnetize) of the variable magnetic force magnet 13. In this case, based on the rotor 6 position information, the magnetization control unit 38 generates the magnetization voltage command values Vum', Vvm', and Vwm' at the timing when the variable magnetic force magnet 13 reaches a position corresponding to the magnetization winding 9.
  • the magnetization PWM signal generator 39 inputs the magnetization voltage command values Vum', Vvm', and Vwm' output by the magnetization controller 38, and generates and outputs magnetization PWM signals that also serve as drive command signals for the U-phase half-bridge circuit 19U, V-phase half-bridge circuit 19V, and W-phase half-bridge circuit 19W of the inverter circuit 21.
  • the magnetization PWM signal in this embodiment is a signal that simultaneously turns ON the upper arm switching element 18A of the U-phase half-bridge circuit 19U, the upper arm switching element 18B of the V-phase half-bridge circuit 19V, and the upper arm switching element 18C of the W-phase half-bridge circuit 19W (i.e., the upper arm switching elements of all phases) (the lower arm switching elements 18D-18F of all phases are OFF).
  • the magnetization PWM signal is not limited to the above, and may be a signal that simultaneously turns on the lower arm switching element 18D of the U-phase half-bridge circuit 19U, the lower arm switching element 18E of the V-phase half-bridge circuit 19V, and the lower arm switching element 18F of the W-phase half-bridge circuit 19W (i.e., the lower arm switching elements of all phases) (in this case, the upper arm switching elements 18A to 18C of all phases are OFF).
  • the magnetization PWM signal output by the magnetization PWM signal generator 39 is superimposed on the PWM signals output by the PWM signal generator 36 and input to the gate driver 37.
  • the gate driver 37 Based on the PWM signal with the magnetization PWM signal superimposed, the gate driver 37 generates gate voltages for the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half-bridge circuit 19U, the gate voltages for the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E of the V-phase half-bridge circuit 19V, and the gate voltages for the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase half-bridge circuit 19W.
  • Each switching element 18A-18F of the inverter circuit 28 is driven ON/OFF based on the gate voltage output from the gate driver 37. That is, when the gate voltage is ON (a predetermined voltage value), the switching element operates ON, and when the gate voltage is OFF (zero), the switching element operates OFF. If the switching elements 18A-18F are the IGBTs mentioned above, this gate driver 37 is a circuit for applying a gate voltage to the IGBTs based on a PWM signal, and is composed of components such as photocouplers, logic ICs, and transistors.
  • the voltage at the connection point between upper arm switching element 18A and lower arm switching element 18D of U-phase half-bridge circuit 19U is applied (output) as U-phase voltage Vu (three-phase voltage) to U-phase three-phase winding 8U of motor 3
  • the voltage at the connection point between upper arm switching element 18B and lower arm switching element 18E of V-phase half-bridge circuit 19V is applied (output) as V-phase voltage Vv (three-phase voltage) to V-phase three-phase winding 8V of motor 3
  • the voltage at the connection point between upper arm switching element 18C and lower arm switching element 18F of W-phase half-bridge circuit 19W is applied (output) as W-phase voltage Vw (three-phase voltage) to W-phase three-phase winding 8W of motor 3.
  • the voltage at the connection point between the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half-bridge circuit 19U, the voltage at the connection point between the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E of the V-phase half-bridge circuit 19V, and the voltage at the connection point between the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W-phase half-bridge circuit 19W are applied (output) to the magnetized winding 9 of the motor 3 via resonant capacitors 28U to 28W, respectively.
  • Figure 4 shows the waveforms of three-phase currents Iu, Iv, and Iw during normal motor driving, in which three-phase voltages (phase voltages for each of the U, V, and W phases) generated by the PWM signals output by the PWM signal generating unit 36 are applied to the three-phase windings 8U to 8W of the motor 3.
  • a phase-to-phase voltage is applied between the phases, causing sinusoidal three-phase currents Iu, Iv, and Iw that are shifted in phase by 120° to flow through the windings 8U to 8W of the motor 3.
  • Figure 4 also shows the magnetization current Im at this time.
  • the resonance point of resonant circuit 31 formed by each of resonant capacitors 28U-28W and magnetized winding 9 is set to a value that is away from the frequency of the three-phase voltages (U-phase voltage Vu, V-phase voltage Vv, W-phase voltage Vw), so the impedance is high relative to the three-phase voltages.
  • U-phase voltage Vu, V-phase voltage Vv, W-phase voltage Vw the impedance
  • the magnetization control unit 38 outputs magnetization voltage command values Vum, Vvm, and Vwm to magnetize the variable coercive force magnet 13, and the magnetization PWM signal control unit 39 outputs a magnetization PWM signal based on these values, and the current waveforms of each unit when this is done are shown in Fig. 5.
  • the magnetization control unit 38 passes a pulse-like magnetization current Im of a predetermined width through the magnetization winding 9 at the timing when the variable coercive force magnet 13 comes to a position corresponding to the magnetization winding 9, based on the position information of the rotor 6, thereby magnetizing the variable coercive force magnet 13.
  • the upper arm switching element 18A of the U-phase half-bridge circuit 19U, the upper arm switching element 18B of the V-phase half-bridge circuit 19V, and the upper arm switching element 18C of the W-phase half-bridge circuit 19W are turned ON simultaneously.
  • the lower arm switching elements 18D to 18F of all phases are turned OFF.
  • the resonance point of resonant circuit 31 consisting of each of resonant capacitors 28U-28W and magnetization winding 9 is set at or near the frequency of magnetization voltage Vm, and therefore the impedance of resonant circuit 31 with respect to magnetization voltage Vm is minimal or extremely low, and magnetization current Im flows through magnetization winding 9.
  • This large pulse-like magnetization current Im (see Figure 5) accurately changes the magnetization state of the variable magnetic force magnet 13.
  • the motor drive device 1 of the present invention drives a motor 3 equipped with a variable magnetic force magnet 13 and a magnetization winding 9 for magnetizing this variable magnetic force magnet 13.
  • One end of the magnetization winding 9 is connected to the connection point of the upper and lower arm switching elements 18A to 18F of all phases, and the control device 2 is equipped with a magnetization control unit 38 that causes a magnetization current Im to flow through the magnetization winding 9 by simultaneously turning on the upper arm switching elements 18A to 18C of all phases or the lower arm switching elements 18D to 18F of all phases.
  • this magnetization control unit 38 By using this magnetization control unit 38 to simultaneously turn on the upper arm switching elements 18A to 18C of all phases or the lower arm switching elements 18D to 18F of all phases and causing the magnetization current Im to flow through the magnetization winding 9, the current (Ipu, Ipv, Ipw) flowing through the upper arm switching elements 18A to 18C or lower arm switching elements 18D to 18F of one phase becomes one-third of the magnetization current Im.
  • the current rating of switching elements 18A to 18F can be reduced to one-third, making it possible to change the magnetization state of the variable magnetic force magnet 13 without using switching elements with a high current rating.
  • resonant capacitors 28U to 28W are connected between the connection points of the magnetization winding 9 and the upper and lower arm switching elements 18A to 18F of each phase, and the resonant circuit 31 between these resonant capacitors 28U to 28W and the magnetization winding 9 prevents or suppresses the three-phase currents Iu, Iv, and Iw from flowing through the magnetization winding 9, enabling normal motor drive. It also makes it possible to suppress the voltage required to flow the magnetization current Im, which relaxes restrictions on the power supply voltage when magnetizing the variable magnetic force magnet 13 during high-speed rotation.
  • a first neutral point capacitor 32 and a second neutral point capacitor 33 are provided, which are connected in series between the upper and lower arm power supply lines 26, 27 to generate a neutral point, and the other end of the magnetized winding 9 is connected to the connection point of the first and second neutral point capacitors 32, 33.
  • Figure 6 shows an electrical circuit diagram of a motor drive device 1 according to another embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals as in Figures 1 to 5 denote the same components, and their explanations will be omitted.
  • an interphase current interruption circuit 41 is provided between each of the resonant capacitors 28U to 28W and the magnetization winding 9.
  • the resonant circuit 31 was constructed by connecting the resonant capacitors 28U to 28W in series with the magnetized winding 9, but there is a risk that some three-phase current may flow due to the balance of each part.
  • the interphase current interruption circuit 41 is provided to eliminate or suppress this.
  • This phase-to-phase current interruption circuit 41 blocks or suppresses the current flowing through the magnetized winding 9 when a phase-to-phase voltage is applied, and allows current to flow through the magnetized winding 9 when a voltage is applied that turns on all upper arm switching elements 18A-18C or all lower arm switching elements 18D-18F.
  • a specific configuration is shown in Figure 7.
  • One end of the primary side 46P of the U-phase transformer 46 is connected to the resonant capacitor 28U, one end of the primary side 47P of the V-phase transformer 47 is connected to the resonant capacitor 28V, and one end of the primary side 48P of the W-phase transformer 48 is connected to the resonant capacitor 28W. Furthermore, one end of the secondary side 46S of the U-phase transformer 46, one end of the secondary side 47S of the V-phase transformer 47, and one end of the secondary side 48S of the W-phase transformer 48 are connected to the magnetization winding 9.
  • the other end of the primary side 46P of the U-phase transformer 46 is connected to the other end of the secondary side 48S of the W-phase transformer 48
  • the other end of the primary side 47P of the V-phase transformer 47 is connected to the other end of the secondary side 46S of the U-phase transformer 46
  • the other end of the primary side 48P of the W-phase transformer 48 is connected to the other end of the secondary side 47S of the V-phase transformer 47.
  • each of the transformers 46-48 works to suppress current in the same direction, so no current flows through the magnetized winding 9, and the current entering from the U phase and exiting to the W phase (dashed arrow in Figure 7) is also suppressed.
  • variable magnetic force magnet 13 is positioned facing the aforementioned rotation axis
  • fixed magnetic force magnets 17 are positioned on both sides of the variable magnetic force magnet 13, extending radially from the inside to the outside while being spaced apart from each other.
  • a set of such a variable magnetic force magnet 13 and two fixed magnetic force magnets 17 constitutes one magnetic pole, and eight such sets are provided to form eight magnetic poles.
  • the magnetization windings 9 are not provided on the stator core 7, but on the rotor core 16 around each variable magnetic force magnet 13. Note that in Figure 11, the magnetization windings 9 are cut at the end face of the rotor core 16 to show the end face of the variable magnetic force magnet 13.
  • the effect of the present application can be achieved by creating a period in which the upper arm switching elements 18A-18C of all phases or the lower arm switching elements 18D-18F of all phases are turned ON, and passing the magnetizing current Im through the magnetizing winding 9 via the upper arm switching elements 18A-18C of all phases or the lower arm switching elements 18D-18F of all phases. However, it is preferable to turn them ON simultaneously, as in the embodiment.
  • the magnetized winding 9 is electrically connected (via resonance capacitors 28U-28W) to the connection points of the upper and lower arm switching elements 18A-18F of all phases.
  • a contactless power supply device may be used to magnetically connect the magnetized winding 9 to the connection points of the upper and lower arm switching elements 18A-18F of all phases, and the magnetizing current Im may be passed through the magnetized winding 9 in a contactless manner via the upper arm switching elements 18A-18C of all phases or the lower arm switching elements 18D-18F of all phases.
  • the present invention was applied to a motor drive device that controls the drive of an electric compressor, the present invention is not limited to this and is effective for controlling the drive of motors in various devices equipped with variable magnetic force magnets.

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Abstract

【課題】電流定格の大きなスイッチング素子を用いること無く、また、スイッチング素子を追加すること無く、可変磁力磁石の磁化状態を変化させることができるモータドライブ装置を提供する。 【解決手段】モータ３は、可変磁力磁石と、この可変磁力磁石を磁化するための磁化巻線９を備える。磁化巻線９の一端は、全相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの接続点に電気的、或いは、磁気的に接続されている。モータドライブ装置１の制御装置２は、全相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、又は、全相の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆが同時にＯＮしている期間を作ることにより、磁化巻線９に磁化電流を流す磁化制御部を備える。

Description

モータドライブ装置及びモータ
　本発明は、可変磁力磁石を用いたモータを駆動するためのモータドライブ装置、及び、それにより駆動されるモータに関するものである。
　近年電動車両等では、高効率を得るために永久磁石同期モータ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ：ＰＭＳＭ）が採用されている。この永久磁石同期モータは、低速／高トルクの状態から、高速／低トルクの状態まで、幅広い運転領域を必要とする電動車両に好適なものであるが、高速回転時に弱め磁束制御を行う必要があり、その際の銅損による効率低下が問題となる。
　この問題を解決するために、可変磁力モータ（Ｖａｒｉａｂｌｅ　Ｍａｇｎｅｔｏｍｏｔｉｖｅ　Ｆｏｒｃｅ　Ｍｏｔｏｒ：ＶＭＦＭ）が研究されている。可変磁力モータは、ロータに保磁力が高く磁力／磁化方向が変化しない固定磁力磁石と、保磁力が低く磁力／磁化方向が可変の可変磁力磁石を埋め込んだものであり、三相巻線に磁化電流を流して可変磁力磁石を直接磁化させる方式や、三相巻線に加えて磁化巻線を設け、この磁化巻線に磁化電流を流して可変磁力磁石の磁力と磁化方向を変化させる方式が一般的である（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。即ち、低速回転時には可変磁力磁石の磁力を大きくし、高速回転時には可変磁力磁石の磁力を小さくする。これにより、可変磁力モータでは、効率の向上と、高速回転時での出力向上が期待できるものであった。
特許第５９２１２４４号公報 特許第５１００１６９号公報
　しかしながら、可変磁力モータでは可変磁力磁石の磁化状態を変化させる際（着磁／減磁）、駆動時よりも瞬間的に大きな磁化電流を流す必要がある。そのため、前述した三相巻線で直接磁化させる方式の場合は、電流定格の大きなパワー半導体デバイスから成るスイッチング素子が必要になる。また、磁化巻線を設ける方式の場合は、電流定格の大きなパワー半導体デバイスから成るスイッチング素子を別途設けなければならなくなると共に、直流電圧に対する駆動電圧の余裕においても課題がある。
　本発明は、係る従来の技術的課題を解決するためになされたものであり、電流定格の大きなスイッチング素子を用いること無く、また、スイッチング素子を追加すること無く、可変磁力磁石の磁化状態を変化させることができるモータドライブ装置、及び、それにより駆動されるモータを提供することを目的とする。
　本発明のモータドライブ装置は、上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続して成るインバータ回路と、このインバータ回路の各相の上下アームスイッチング素子を制御する制御装置を備え、各相の上下アームスイッチング素子の接続点をモータの三相巻線に接続して、当該三相巻線に三相電流を流すものであり、モータは、保磁力が高い磁石と、当該保磁力が高い磁石よりも保磁力が低い二種類の永久磁石と、保磁力が低い磁石の磁化状態を変化させるための磁化巻線を備えたものであって、磁化巻線の一端は、全相の上下アームスイッチング素子の接続点に電気的、或いは、磁気的に接続されており、制御装置は、全相の上アームスイッチング素子、又は、全相の下アームスイッチング素子が同時にＯＮしている期間を作ることにより、磁化巻線に磁化電流を流す磁化制御部を備えたことを特徴とする。
　第２の発明のモータドライブ装置は、上記発明において磁化制御部は、全相の上アームスイッチング素子、又は、全相の下アームスイッチング素子を同時にＯＮすることにより、磁化巻線に磁化電流を流すことを特徴とする。
　第３の発明のモータドライブ装置は、本発明において磁化巻線と各相の上下アームスイッチング素子の接続点の間にそれぞれ接続された共振用コンデンサを備え、これら共振用コンデンサと磁化巻線との共振回路により、三相電流が磁化巻線に流れることを阻止、若しくは、抑制することを特徴とする。
　第４の発明のモータドライブ装置は、上記発明において各共振用コンデンサと磁化巻線間に接続された相間電流遮断回路を備え、この相間電流遮断回路は、相間電圧が印加された場合は磁化巻線に流れる電流を阻止、若しくは、抑制し、全相の上アームスイッチング素子、又は、全相の下アームスイッチング素子がＯＮした電圧が印加された場合は磁化巻線に電流を流すことを特徴とする。
　第５の発明のモータドライブ装置は、上記発明において相間電流遮断回路は、一次側と二次側が同極性であって、一次側の一端が各共振用コンデンサにそれぞれ接続され、二次側の一端が磁化巻線に接続されたＵＶＷ相用のトランスを有し、Ｕ相用のトランスの一次側の他端は、Ｗ相、若しくは、Ｖ相用のトランスの二次側の他端に接続され、Ｖ相用のトランスの一次側の他端は、Ｕ相、若しくは、Ｗ相用のトランスの二次側の他端に接続され、Ｗ相用のトランスの一次側の他端は、Ｖ相、若しくは、Ｕ相用のトランスの二次側の他端に接続されていることを特徴とする。
　第６の発明のモータドライブ装置は、本発明において上下アーム電源ライン間に直列接続されて中性点を生成するための第１の中性点用コンデンサと第２の中性点用コンデンサを備え、磁化巻線の他端は、第１及び第２の中性点用コンデンサの接続点に接続されていることを特徴とする。
　第７の発明のモータは、上記各発明のモータドライブ装置により駆動されるものであって、三相巻線が巻装されたステータと、保磁力が高い磁石及び保磁力が低い磁石が設けられたロータを備え、磁化巻線は、三相巻線が巻装されるステータのティースに巻装されていることを特徴とする。
　第８の発明のモータは、第１乃至第６の発明のモータドライブ装置により駆動されるものであって、三相巻線が巻装されたステータと、保磁力が高い磁石及び保磁力が低い磁石が設けられたロータを備え、保磁力が低い磁石は、ロータの周方向に渡って配置されており、磁化巻線は、保磁力が低い磁石に対応する位置のステータに設けられていることを特徴とする。
　第９の発明のモータは、第１乃至第６の発明のモータドライブ装置により駆動されるものであって、三相巻線が巻装されたステータと、保磁力が高い磁石及び保磁力が低い磁石が設けられたロータを備え、磁化巻線は、保磁力が低い磁石の近傍におけるロータに設けられ、接触、若しくは、非接触により給電されることを特徴とする。
　本発明によれば、上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続して成るインバータ回路と、このインバータ回路の各相の上下アームスイッチング素子を制御する制御装置を備え、各相の上下アームスイッチング素子の接続点をモータの三相巻線に接続して、当該三相巻線に三相電流を流すモータドライブ装置において、モータには、保磁力が高い磁石と、当該保磁力が高い磁石よりも保磁力が低い二種類の永久磁石と、保磁力が低い磁石の磁化状態を変化させるための磁化巻線を備えられており、磁化巻線の一端を、全相の上下アームスイッチング素子の接続点に電気的、或いは、磁気的に接続し、制御装置が、全相の上アームスイッチング素子、又は、全相の下アームスイッチング素子が同時にＯＮしている期間を作ることにより、磁化巻線に磁化電流を流す磁化制御部を備えているので、この磁化制御部により、全相の上アームスイッチング素子、又は、全相の下アームスイッチング素子を第２の発明の如く例えば同時にＯＮし、磁化巻線に磁化電流を流すことで、一相の上アームスイッチング素子、又は、下アームスイッチング素子に流れる電流は、磁化電流の三分の一になる。
　即ち、スイッチング素子の電流定格を三分の一にすることが可能となり、電流定格の大きなスイッチング素子を用いること無く、保磁力が低い磁石の磁化状態を変化させることができるようになる。
　また、第３の発明の如く磁化巻線と各相の上下アームスイッチング素子の接続点の間に共振用コンデンサをそれぞれ接続し、これら共振用コンデンサと磁化巻線との共振回路により、三相電流が磁化巻線に流れることを阻止、若しくは、抑制するようにすることで、正常なモータ駆動が可能となる。また、磁化電流を流すために必要な電圧を抑制することができるようになり、高速回転時に保磁力が低い磁石を磁化する際、電源電圧に対する制限を緩和することができるようになる。
　この場合、第４の発明の如く各共振用コンデンサと磁化巻線間に相間電流遮断回路を接続し、この相間電流遮断回路が、相間電圧が印加された場合は磁化巻線に流れる電流を阻止、若しくは、抑制し、全相の上アームスイッチング素子、又は、全相の下アームスイッチング素子がＯＮした電圧が印加された場合は磁化巻線に電流を流すようにすれば、より一層正常なモータ駆動を実現することができるようになる。
　この相間電流遮断回路は、例えば、第５の発明の如く、一次側と二次側が同極性であって、一次側の一端が各共振用コンデンサにそれぞれ接続され、二次側の一端が磁化巻線に接続されたＵＶＷ相用のトランスから構成できる。そして、Ｕ相用のトランスの一次側の他端を、Ｗ相、若しくは、Ｖ相用のトランスの二次側の他端に接続し、Ｖ相用のトランスの一次側の他端を、Ｕ相、若しくは、Ｗ相用のトランスの二次側の他端に接続し、Ｗ相用のトランスの一次側の他端を、Ｖ相、若しくは、Ｕ相用のトランスの二次側の他端に接続する。
　これにより、相間電圧が印加された場合には、相間電流遮断回路の各トランスが同方向の電流を抑制するように働き、全相の上アームスイッチング素子、又は、全相の下アームスイッチング素子がＯＮした電圧が印加された場合は、各トランスが逆方向の電流をそのまま通過させるように働くことになる。このとき通過させる電流は全相成分のみとなるので、小容量のトランスで構成することが可能となる。
　また、第６の発明の如く上下アーム電源ライン間に直列接続されて中性点を生成するための第１の中性点用コンデンサと第２の中性点用コンデンサを設け、磁化巻線の他端を、第１及び第２の中性点用コンデンサの接続点に接続するようにすることで、保磁力が低い磁石を磁化するために格別なスイッチング素子を設ける必要がなくなり、デバイスの削減を図ることができるようになる。
　ここで、上記各発明のモータドライブ装置により駆動されるモータは、第７の発明の如く、三相巻線が巻装されたステータと、保磁力が高い磁石及び保磁力が低い磁石が設けられたロータを備えるものであるが、その際、磁化巻線は三相巻線が巻装されるステータのティースに巻装する。
　或いは、第８の発明の如く保磁力が低い磁石を、ロータの周方向に渡って配置し、磁化巻線を、保磁力が低い磁石に対応する位置のステータに設けてもよい。その場合には、周方向の広い範囲で保磁力が低い磁石を磁化することができるようになるので、保磁力が低い磁石を磁化する際の、当該保磁力が低い磁石の位置の制限を緩和し、若しくは、解消することが可能となる。
　または、第９の発明の如く磁化巻線を、保磁力が低い磁石の近傍におけるロータに設けて、接触、若しくは、非接触により給電するようにしてもよい。その場合には、保磁力が低い磁石の位置に関係無く磁化することができる利点がある。
本発明の一実施例のモータドライブ装置の電気回路図である。 図１のモータドライブ装置の一実施例の制御装置のブロック図である。 本発明のモータドライブ装置により駆動される一実施例のモータの部分平断面図である。 通常のモータ駆動時の三相電流波形を示す図である。 図３の可変磁力磁石を磁化する際の各部の電流波形を示す図である。 本発明の他の実施例のモータドライブ装置の電気回路図である。 図６の相間電流遮断回路の具体的構成を示す図である（相間電圧がＵＷ間に印加される場合）。 図６の相間電流遮断回路の具体的構成を示す図である（全相ＯＮの電圧が印加される場合）。 本発明のモータドライブ装置により駆動される他の実施例のモータの部分平断面図である。 図９のモータのステータの斜視図である。 本発明のモータドライブ装置により駆動されるもう一つの他の実施例のモータの一部縦断斜視図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面に基づき詳細に説明する。
　図１は本発明を適用した一実施例のモータドライブ装置１の電気回路図、図２はモータドライブ装置１の制御装置２のブロック図、図３はモータドライブ装置１により駆動するモータ３の部分平断面図である。実施例のモータドライブ装置１は、モータ３により圧縮機構を駆動する所謂インバータ一体型の電動コンプレッサに搭載されるものであり、電動コンプレッサは例えば電動車両の車室内を空調する車両用空気調和装置の冷媒回路を構成するものである。
　（１）モータ３の構成
　最初に、本発明のモータドライブ装置１が駆動する対象としてのモータ３の構造について、図３を参照しながら説明する。この実施例のモータ３は、永久磁石同期モータ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ：ＰＭＳＭ）であり、図３に示すようにステータ４と、その内側で回転するロータ６から成り、このロータ６が前述した電動コンプレッサの回転軸に取り付けられ、この回転軸により前述した圧縮機構が駆動されるものである。
　実施例のモータ３のステータ４は、電磁鋼板が積層されたステータコア７と、このステータコア７に巻装されたＵＶＷ各相の三相巻線８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ（スター結線）、及び、磁化巻線９を備えている。ステータコア７は、円筒状のヨーク部１１から径方向の内側に延びる複数（実施例では１２個）のティース１２を有し、各ティース１２に三相巻線８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが巻装されている。実施例の場合、磁化巻線９は、三相巻線のうちの二相（実施例ではＵ相の三相巻線８ＵとＶ相の三相巻線８Ｖ）を用いて直列構成とし、ティース１２に巻装している。
　この場合、磁化巻線９は三相巻線８Ｕ～８Ｗよりも細いコイルを用い、高ターンとして省スペース構成とする。磁化巻線９では磁化電流による銅損が大きくなるが、後述する如く瞬間的な通電（パルス）のため、許容できるものと考えられる。また、三相巻線８Ｕ～８Ｗと磁化巻線９のスペース割合は、モータ３のトルク特性や後述する可変磁力磁石１３の磁化特性を踏まえて最適な設計とするものとする。
　一方、モータ３のロータ６は、ロータコア１６と、このロータコア１６の径方向の内側に埋設された本発明における保磁力が高い磁石としての複数の固定磁力磁石１７と、この固定磁力磁石１７より径方向の外側に埋設された本発明における保磁力が低い磁石としての複数の前記可変磁力磁石１３の二種類の永久磁石を備えている。即ち、モータ３は可変磁力モータ（Ｖａｒｉａｂｌｅ　Ｍａｇｎｅｔｏｍｏｔｉｖｅ　Ｆｏｒｃｅ　Ｍｏｔｏｒ：ＶＭＦＭ）である。この場合、固定磁力磁石１７としては、例えばＮｄＦｅＢ磁石を採用する。一方、可変磁力磁石１３は、磁界によって磁化状態（磁力の大きさと方向）が変化させられる永久磁石、例えばアルニコ磁石を採用する。固定磁力磁石１７を構成するＮｄＦｅＢ磁石の保磁力は１０００ｋＡ／ｍ、可変磁力磁石１３を構成するアルニコ磁石の保磁力は１２０ｋＡ／ｍであり、可変磁力磁石１３の保磁力は固定磁力磁石１７の保磁力よりも低い。
　また、実施例の場合、固定磁力磁石１７は前述した回転軸に対向するかたちで配置されており、可変磁力磁石１３は、固定磁力磁石１７の両側より径方向の内側から外側に相互に離間しながら延在するかたちで配置されている。そして、係る固定磁力磁石１７と二つの可変磁力磁石１３の組が一つの磁極を構成し、この組が８個設けられて８個の磁極が構成されている。
　（２）モータドライブ装置１の構成
　次に、実施例のモータドライブ装置１の構成を説明する。実施例のモータドライブ装置１は、三相のインバータ回路２１と、制御装置２等を備えている。
　（２－１）インバータ回路２１
　実施例のインバータ回路２１は、直流電源（車両のバッテリ：例えば、３００Ｖ）２３の直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ３に印加することにより、三相電流をモータ３に流す回路である。このインバータ回路２１は、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗを有しており、各相のハーフブリッジ回路１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード２４が逆並列に接続されている。
　尚、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだパワー半導体デバイスである絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等から構成されている。
　そして、インバータ回路２１の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃの上端側は、直流電源２３の上アーム電源ライン（正極側母線）２６に接続されている。一方、インバータ回路２１の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの下端側は、直流電源２３の下アーム電源ライン（負極側母線）２７に接続されている。
　この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄが直列に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅが直列に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆが直列に接続されている。
　そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点は、モータ３のＵ相の三相巻線８Ｕに接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点は、モータ３のＶ相の三相巻線８Ｖに接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点は、モータ３のＷ相の三相巻線８Ｗに接続されている。
　Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点には、実施例では更にＵ相の共振用コンデンサ２８Ｕの一端が電気的に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点には、更にＶ相の共振用コンデンサ２８Ｖの一端が電気的に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点には、更にＷ相の共振用コンデンサ２８Ｗの一端が電気的に接続されている。
　（２－２）共振回路３１
　ＵＶＷ各相の共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗの他端は相互に接続された後、磁化巻線９の一端に接続される。即ち、ＵＶＷ各相の共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗは、磁化巻線９と、上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄの接続点、上下アームスイッチング１８Ｂ、１８Ｅの接続点、上下アームスイッチング１８Ｃ、１８Ｆの接続点との間にそれぞれ電気的に接続されている。これにより、磁化巻線９は共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗを介して、上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄの接続点と、上下アームスイッチング１８Ｂ、１８Ｅの接続点と、上下アームスイッチング１８Ｃ、１８Ｆの接続点に電気的に接続されることになる。
　各共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗは、磁化巻線９と共に共振回路３１（ＬＣ共振回路）を構成する。この共振回路３１の共振点は後述する磁化電圧の周波数、若しくは、その付近とされ、三相電圧（後述するＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）の周波数からは離れた値に設定されている。そのため、共振回路３１は磁化電圧に対してはインピーダンスが低く、磁化巻線９に磁化電流を流し、三相電圧に対してはインピーダンスが高くなり、三相電流が磁化巻線９に流れない、若しくは、流れることを抑制する構成とされている。
　また、直流電源２３の上アーム電源ライン２６と下アーム電源ライン２７間には、第１の中性点用コンデンサ３２と、第２の中性点用コンデンサ３３の直列回路が接続されている。この第１の中性点用コンデンサ３２と第２の中性点用コンデンサ３３は同容量のコンデンサであり、それらの接続点はモータ３の中性点の電位となる（スター結線された三相巻線８Ｕ～８Ｗの中性点電位）。そして、これら第１、第２の中性点用コンデンサ３２、３３の接続点に、磁化巻線９の他端が接続されている。
　（２－３）制御装置２
　次に、図２を参照しながら制御装置２の構成について説明する。制御装置２はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、実施例では車両ＥＣＵ３４から運転指令、回転数指令を入力し、モータ３からモータ電流（相電流）を入力して、これらに基づき、インバータ回路２１の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。
　実施例の制御装置２は、モータ制御部３５と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７と、磁化制御部３８と、磁化用ＰＷＭ信号生成部３９を有している。また、制御装置２は、モータ３のロータ６の磁極位置を検知するために必要な各相のモータ電流（相電流）であるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを測定するための図示しない電流センサを有しており、それらの情報はモータ制御部３５に入力されるものとする。
　このモータ制御部３５は、モータ３の電気角、電流指令値と相電流から得られるｄ軸電流、ｑ軸電流に基づくベクトル制御により、モータ３の各三相巻線８Ｕ～８Ｗに印加するＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗの三相電圧を生成するための三相変調電圧指令値Ｖｕ’（以下、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ’）、Ｖｖ’（以下、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’）、Ｖｗ’（以下、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’）を演算し、生成する。
　ＰＷＭ信号生成部３６は、モータ制御部３５により演算された三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を入力し、これら三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’とキャリア信号（例えば鋸波キャリア）との大小を比較することによって、インバータ回路２１のＵ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成し、出力する。
　磁化制御部３８は、モータ制御部３５から磁化指令とロータ６の位置情報を入力し、磁化制御部３８から磁化指令を入力した場合、可変磁力磁石１３の磁化状態を変化（着磁／減磁）させるためのパルス状の磁化電流Ｉｍを磁化巻線９に流すための磁化電圧Ｖｍを生成するための磁化電圧指令値Ｖｕｍ’、Ｖｖｍ’、Ｖｗｍ’を生成する。この場合、ロータ６の位置情報に基づき、磁化制御部３８は磁化巻線９に対応する位置に可変磁力磁石１３が来るタイミングで磁化電圧指令値Ｖｕｍ’、Ｖｖｍ’、Ｖｗｍ’を生成する。
　実施例の磁化用ＰＷＭ信号生成部３９は、磁化制御部３８が出力する磁化電圧指令値Ｖｕｍ’、Ｖｖｍ’、Ｖｗｍ’を入力し、これもインバータ回路２１のＵ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの駆動指令信号となる磁化用ＰＷＭ信号を生成し、出力する。実施例の場合の磁化用ＰＷＭ信号は、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃ（即ち、全相の上アームスイッチング素子）を同時にＯＮする信号である（全相の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦはＯＦＦ）。
　尚、磁化用ＰＷＭ信号は上記に限らず、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの下アームスイッチング素子１８Ｄと、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの下アームスイッチング素子１８Ｅと、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの下アームスイッチング素子１８Ｆ（即ち、全相の下アームスイッチング素子）を同時にＯＮする信号でもよい（この場合、全相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８ＣはＯＦＦ）。
　ゲートドライバ３７には、これらＰＷＭ信号生成部３６が出力するＰＷＭ信号に、磁化用ＰＷＭ信号生成部３９が出力する磁化用ＰＷＭ信号が重畳されて入力される。ゲートドライバ３７は、この磁化用ＰＷＭ信号が重畳されたＰＷＭ信号に基づき、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａ、下アームスイッチング素子１８Ｄのゲート電圧と、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂ、下アームスイッチング素子１８Ｅのゲート電圧と、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃ、下アームスイッチング素子１８Ｆのゲート電圧を発生させる。
　そして、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力されるゲート電圧に基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとスイッチング素子がＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとスイッチング素子がＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。
　そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点の電圧がＵ相電圧Ｖｕ（三相電圧）としてモータ３のＵ相の三相巻線８Ｕに印加（出力）され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点の電圧がＶ相電圧Ｖｖ（三相電圧）としてモータ３のＶ相の三相巻線８Ｖに印加（出力）され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点の電圧がＷ相電圧Ｖｗ（三相電圧）としてモータ３のＷ相の三相巻線８Ｗに印加（出力）される。
　更に、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点の電圧と、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点の電圧と、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点の電圧は、共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗをそれぞれ介してモータ３の磁化巻線９に印加（出力）される。
　（３）制御装置２の動作
　（３－１）通常のモータ駆動時
　次に、図４、図５を参照しながら、制御装置２の実際の制御動作について説明する。図４はＰＷＭ信号生成部３６が出力するＰＷＭ信号による三相電圧（ＵＶＷ各相の相電圧）をモータ３の三相巻線８Ｕ～８Ｗに印加する通常のモータ駆動時の三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形を示している。通常のモータ駆動時には、相間電圧が各相間に印加されることで、１２０°ずつ位相がずれた正弦波の三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがモータ３の各巻線８Ｕ～８Ｗに流れる。
　尚、図４にはこのときの磁化電流Ｉｍも示す。Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点の電圧と、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点の電圧と、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点の電圧、即ち、この場合の三相電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）は、共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗを介してモータ３の磁化巻線９にも印加されるが、前述した如く各共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗと磁化巻線９で構成される共振回路３１の共振点が、三相電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）の周波数から離れた値に設定されているので、三相電圧に対してはインピーダンスが高くなっている。そのため、磁化巻線９には磁化電流Ｉｍは流れないか、殆ど流れない。これにより、モータ３は正常に駆動される。
　（３－２）可変磁力磁石１３の磁化時
　次に、可変磁力磁石１３を磁化するために磁化制御部３８が磁化電圧指令値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ、Ｖｗｍを出力し、これに基づいて磁化用ＰＷＭ信号制御部３９が磁化用ＰＷＭ信号を出力した場合の各部の電流波形を図５に示している。尚、前述した如く磁化制御部３８は、ロータ６の位置情報に基づき、磁化巻線９に対応する位置に可変磁力磁石１３が来るタイミングで所定幅のパルス状の磁化電流Ｉｍを磁化巻線９に流し、可変磁力磁石１３の磁化を行う。このとき、実施例では前述した如くＵ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃ（即ち、全相の上アームスイッチング素子）を同時にＯＮされる。尚、このとき全相の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦはＯＦＦされる。
　このときに上アームスイッチング素子１８Ａに流れるＵ相上アーム電流をＩｐｕ、上アームスイッチング素子１８Ｂに流れるＶ相上アーム電流をＩｐｖ、上アームスイッチング素子１８Ｃに流れるＷ相上アーム電流をＩｐｗとすると、前述した如く各共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗと磁化巻線９から成る共振回路３１の共振点は、磁化電圧Ｖｍの周波数、若しくは、その付近に設定されているので、共振回路３１は磁化電圧Ｖｍに対してはインピーダンスは極小、若しくは、極めて低くなり、磁化巻線９に磁化電流Ｉｍが流れる。
　また、このときの磁化電流Ｉｍは、Ｕ相上アーム電流ＩｐｕとＶ相上アーム電流ＩｐｖとＷ相上アーム電流Ｉｐｗを合算した値、即ち、それらの三倍の値となる（Ｉｍ＝Ｉｐｕ＋Ｉｐｖ＋Ｉｐｗ）。そして、このパルス状の大きな磁化電流Ｉｍ（図５参照）により、可変磁力磁石１３の磁化状態が的確に変更されることになる。
　以上のように本発明のモータドライブ装置１は、可変磁力磁石１３と、この可変磁力磁石１３を磁化するための磁化巻線９を備えたモータ３を駆動するものであって、磁化巻線９の一端を、全相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの接続点に接続し、制御装置２が、全相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、又は、全相の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを同時にＯＮすることにより、磁化巻線９に磁化電流Ｉｍを流す磁化制御部３８を備えているので、この磁化制御部３８により、全相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、又は、全相の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを同時にＯＮし、磁化巻線９に磁化電流Ｉｍを流すことで、一相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、又は、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆに流れる電流（Ｉｐｕ、Ｉｐｖ、Ｉｐｗ）は、磁化電流Ｉｍの三分の一になる。
　即ち、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの電流定格を三分の一にすることが可能となり、電流定格の大きなスイッチング素子を用いること無く、可変磁力磁石１３の磁化状態を変化させることができるようになる。
　また、実施例では磁化巻線９と各相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの接続点の間に共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗをそれぞれ接続し、これら共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗと磁化巻線９との共振回路３１により、三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが磁化巻線９に流れることを阻止、若しくは、抑制するようにしたので、正常なモータ駆動が可能となる。また、磁化電流Ｉｍを流すために必要な電圧を抑制することができるようになり、高速回転時に可変磁力磁石１３を磁化する際、電源電圧に対する制限を緩和することができるようになる。
　また、実施例では上下アーム電源ライン２６、２７間に直列接続されて中性点を生成するための第１の中性点用コンデンサ３２と第２の中性点用コンデンサ３３を設け、磁化巻線９の他端を、第１及び第２の中性点用コンデンサ３２、３３の接続点に接続した。
　ここで、実施例の如く全相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃを同時にＯＮする場合、実施例の如き中性点用コンデンサ３２、３３の接続点に磁化巻線９の他端を接続しない場合、この他端と下アーム電源ライン２７間に格別なスイッチング素子を設ける必要が生じる。しかしながら、実施例の如く磁化巻線９の他端を中性点用コンデンサ３２、３３の接続点に接続することで、可変磁力磁石１３を磁化するために係る格別なスイッチング素子を設ける必要がなくなり、デバイスの削減を図ることができるようになる。
　次に、図６は本発明の他の実施例のモータドライブ装置１の電気回路図を示している。この図において、図１～図５と同一符号で示すものは同一のものとし、説明を省略する。この実施例の場合、各共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗと磁化巻線９の間に、相間電流遮断回路４１を設けている。
　前述した実施例では、共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗを磁化巻線９に直列に設けて共振回路３１を構成したが、各部のバランスで多少三相電流が流れてしまう危険性がある。相間電流遮断回路４１はそれを解消、若しくは、抑制するために設けられている。
　この相間電流遮断回路４１は、相間電圧が印加された場合は磁化巻線９に流れる電流を阻止し、若しくは、抑制し、全相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、又は、全相の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦがＯＮした電圧が印加された場合には、磁化巻線９に電流を流す回路であり、具体的構成は図７に示す。
　実施例の相間電流遮断回路４１は、ＵＶＷ各相用の三つのトランス４６～４８から構成されている。Ｕ相用のトランス４６の一次側４６Ｐと二次側４６Ｓは同極性であり、Ｖ相用のトランス４７の一次側４７Ｐと二次側４７Ｓも同極性、Ｗ相用のトランス４８の一次側４８Ｐと二次側４８Ｓも同極性である。
　そして、Ｕ相用のトランス４６の一次側４６Ｐの一端が共振用コンデンサ２８Ｕに接続され、Ｖ相用のトランス４７の一次側４７Ｐの一端が共振用コンデンサ２８Ｖに接続され、Ｗ相用のトランス４８の一次側４８Ｐの一端が共振用コンデンサ２８Ｗに接続されている。また、Ｕ相用のトランス４６の二次側４６Ｓの一端と、Ｖ相用のトランス４７の二次側４７Ｓの一端と、Ｗ相用のトランス４８の二次側４８Ｓの一端が磁化巻線９に接続されている。
　更に、Ｕ相用のトランス４６の一次側４６Ｐの他端は、Ｗ相用のトランス４８の二次側４８Ｓの他端に接続され、Ｖ相用のトランス４７の一次側４７Ｐの他端は、Ｕ相用のトランス４６の二次側４６Ｓの他端に接続され、Ｗ相用のトランス４８の一次側４８Ｐの他端は、Ｖ相用のトランス４７の二次側４７Ｓの他端に接続されている。
　以上の構成で、図７、図８を参照しながら実施例の相間電流遮断回路４１の作用を説明する。例えば、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮして相間電圧が相間電流遮断回路４１に印加された場合、電流は図７に破線矢印で示す如くＵ相から入ってＷ相に出て行くように流れようとするが、このとき、各トランス４６～４８が同方向の電流を抑制するように働くので、磁化巻線９には電流が流れず、Ｕ相から入ってＷ相に出て行く電流（図７中の破線矢印）も抑制される。
　一方、全相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃが同時にＯＮした電圧が相間電流遮断回路４１に印加された場合、電流は図８に破線矢印で示す如く流れる。このとき、各トランス４６～４８は逆方向の電流をそのまま通過させるように働くので、磁化巻線９に全相の電流が流れることになる。このとき通過させる電流は全相成分のみとなるので、相間電流遮断回路４１は小容量のトランス４６～４７で構成することが可能である。これは全相の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆが同時にＯＮした電圧が印加された場合も同様である。
　尚、上記接続例によらず、Ｕ相用のトランス４６の一次側４６Ｐの他端をＶ相用のトランス４７の二次側４７Ｓの他端に接続し、Ｖ相用のトランス４７の一次側４７Ｐの他端をＷ相用のトランス４８の二次側４８Ｓの他端に接続し、Ｗ相用のトランス４８の一次側４８Ｐの他端をＵ相用のトランス４６の二次側４６Ｓの他端に接続しても同様である。
　このように、各共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗと磁化巻線９間に相間電流遮断回路４１を接続し、この相間電流遮断回路４１が、相間電圧が印加された場合は磁化巻線９に流れる電流を阻止、若しくは、抑制し、全相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、又は、全相の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦがＯＮした電圧が印加された場合は磁化巻線９に電流を流すようにすれば、より一層正常なモータ駆動を実現することができるようになる。
　次に、図９及び図１０を参照して本発明のモータドライブ装置１により駆動するモータ３の他の実施例について説明する。尚、各図において、図３と同一符号で示すものは同一、若しくは、同様の機能を奏するものとする。また、各図ではティース１２の端面で三相巻線８Ｕ～８Ｗを切断して示している。また、図９では固定磁力磁石１７と磁化巻線９と可変磁力磁石１３の切断面を示している。
　この実施例の場合、固定磁力磁石１７はロータコア１６の径方向の外側であって、ロータコア１６の軸方向における両端部（図９は一端部のみ示す）に配置されている。また、可変磁力磁石１３はロータコア１６の内部において、周方向に渡るかたちで配置されている。そして、固定磁力磁石１７と可変磁力磁石１３により磁極を構成することは前述と同様である。
　更に、この実施例ではステータコア７の内周面の可変磁力磁石１３に対応する位置に、周方向にスロット５１を形成し、このスロット５１に磁化巻線９を配設している。尚、実施例では磁化巻線９はステータコア７の内周面の全周に渡って配置している。このような構成することで、三次元磁路的に周方向の広い範囲で磁化巻線９により可変磁力磁石１３を磁化することができる。それにより、可変磁力磁石１３を磁化する際の、ロータ６の磁極位置、即ち、回転するロータ６の可変磁力磁石１３の位置に関する制限を緩和し、若しくは、解消することができる。
　次に、図１１を参照して本発明のモータドライブ装置１により駆動するモータ３のもう一つの他の実施例について説明する。尚、各図において、図３、図９、図１０と同一符号で示すものは同一、若しくは、同様の機能を奏するものとする。
　この実施例の場合、可変磁力磁石１３は前述した回転軸に対向するかたちで配置されており、固定磁力磁石１７は、可変磁力磁石１３の両側より径方向の内側から外側に相互に離間しながら延在するかたちで配置されている。そして、係る可変磁力磁石１３と二つの固定磁力磁石１７の組が一つの磁極を構成し、この組が８個設けられて８個の磁極が構成されている。
　更に、磁化巻線９はステータコア７には設けず、各可変磁力磁石１３の周囲におけるロータコア１６に設けている。尚、図１１では磁化巻線９をロータコア１６の端面で切断して可変磁力磁石１３の端面を示している。このように磁化巻線９をロータコア１６に設けることで、ロータ６の磁極位置、即ち、回転する可変磁力磁石１３の位置に制限されずに磁化することができる。
　但し、この場合は磁化巻線９にスリップリングやブラシ（接触）により給電し、或いは、回転トランスにより非接触で給電することになる。
　尚、実施例では磁化巻線９に磁化電流Ｉｍを流す際、全相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、又は、全相の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを同時にＯＮするようにしたが、ＯＮ或いはＯＦＦへの切り換えの瞬時のタイミングはずれてもよい。即ち、全相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、又は、全相の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦがＯＮしている期間を作って、全相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、又は、全相の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆにより磁化巻線９に磁化電流Ｉｍを流せば本願の効果を奏することができる。但し、実施例の如く同時にＯＮすることが望ましい。
　また、実施例では磁化巻線９を全相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの接続点に電気的に（共振用コンデンサ２８Ｕ～２８Ｗを介して）接続するようにしたが、それに限らず、非接触給電装置を用いて、磁化巻線９を全相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの接続点に磁気的に接続して、非接触で全相の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃ、或いは、全相の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆにより磁化巻線９に磁化電流Ｉｍを流すようにしてもよい。
　更に、実施例では電動コンプレッサのモータを駆動制御するモータドライブ装置に本発明を適用したが、それに限らず、可変磁力磁石を備えた各種機器のモータの駆動制御に本発明は有効である。
　１　モータドライブ装置
　２　制御装置
　３　モータ
　４　ステータ
　６　ロータ
　７　ステータコア
　８Ｕ～８Ｗ　三相巻線
　９　磁化巻線
　１３　可変磁力磁石（保磁力が低い磁石）
　１６　ロータコア
　１７　固定磁力磁石（保磁力が高い磁石）
　１８Ａ～１８Ｆ　上下アームスイッチング素子
　２１　インバータ回路
　２６　上アーム電源ライン
　２７　下アーム電源ライン
　２８Ｕ～２８Ｗ　共振用コンデンサ
　３１　共振回路
　３２、３３　第１、第２の中性点用コンデンサ
　３５　モータ制御部
　３６　ＰＷＭ信号生成部
　３７　ゲートドライバ
　３８　磁化制御部
　３９　磁化用ＰＷＭ信号生成部
　４１　相間電流遮断回路
　４６　Ｕ相用のトランス
　４７　Ｖ相用のトランス
　４８　Ｗ相用のトランス

Claims (9)

  1. 　上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続して成るインバータ回路と、該インバータ回路の前記各相の上下アームスイッチング素子を制御する制御装置を備え、前記各相の上下アームスイッチング素子の接続点をモータの三相巻線に接続して、当該三相巻線に三相電流を流すモータドライブ装置において、
    　前記モータは、保磁力が高い磁石と、当該保磁力が高い磁石よりも保磁力が低い二種類の永久磁石と、前記保磁力が低い磁石の磁化状態を変化させるための磁化巻線を備えたものであって、前記磁化巻線の一端は、全相の前記上下アームスイッチング素子の接続点に電気的、或いは、磁気的に接続されており、
    　前記制御装置は、全相の前記上アームスイッチング素子、又は、全相の前記下アームスイッチング素子がＯＮしている期間を作ることにより、前記磁化巻線に磁化電流を流す磁化制御部を備えたことを特徴とするモータドライブ装置。
  2. 　前記磁化制御部は、全相の前記上アームスイッチング素子、又は、全相の前記下アームスイッチング素子を同時にＯＮすることにより、前記磁化巻線に磁化電流を流すことを特徴とする請求項１に記載のモータドライブ装置。
  3. 　前記磁化巻線と前記各相の上下アームスイッチング素子の接続点の間にそれぞれ接続された共振用コンデンサを備え、
    　これら共振用コンデンサと前記磁化巻線との共振回路により、前記三相電流が前記磁化巻線に流れることを阻止、若しくは、抑制することを特徴とする請求項１に記載のモータドライブ装置。
  4. 　前記各共振用コンデンサと前記磁化巻線間に接続された相間電流遮断回路を備え、
    　該相間電流遮断回路は、相間電圧が印加された場合は前記磁化巻線に流れる電流を阻止、若しくは、抑制し、全相の前記上アームスイッチング素子、又は、全相の前記下アームスイッチング素子がＯＮした電圧が印加された場合は前記磁化巻線に電流を流すことを特徴とする請求項３に記載のモータドライブ装置。
  5. 　前記相間電流遮断回路は、
    　一次側と二次側が同極性であって、一次側の一端が前記各共振用コンデンサにそれぞれ接続され、二次側の一端が前記磁化巻線に接続されたＵＶＷ相用のトランスを有し、
    　前記Ｕ相用のトランスの一次側の他端は、前記Ｗ相、若しくは、前記Ｖ相用のトランスの二次側の他端に接続され、
    　前記Ｖ相用のトランスの一次側の他端は、前記Ｕ相、若しくは、前記Ｗ相用のトランスの二次側の他端に接続され、
    　前記Ｗ相用のトランスの一次側の他端は、前記Ｖ相、若しくは、前記Ｕ相用のトランスの二次側の他端に接続されていることを特徴とする請求項４に記載のモータドライブ装置。
  6. 　前記上下アーム電源ライン間に直列接続されて中性点を生成するための第１の中性点用コンデンサと第２の中性点用コンデンサを備え、
    　前記磁化巻線の他端は、前記第１及び第２の中性点用コンデンサの接続点に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のモータドライブ装置。
  7. 　前記モータは、前記三相巻線が巻装されたステータと、前記保磁力が高い磁石及び前記保磁力が低い磁石が設けられたロータを備え、
    　前記磁化巻線は、前記三相巻線が巻装される前記ステータのティースに巻装されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの何れかに記載のモータドライブ装置により駆動されるモータ。
  8. 　前記モータは、前記三相巻線が巻装されたステータと、前記保磁力が高い磁石及び前記保磁力が低い磁石が設けられたロータを備え、
    　前記保磁力が低い磁石は、前記ロータの周方向に渡って配置されており、
    　前記磁化巻線は、前記保磁力が低い磁石に対応する位置の前記ステータに設けられていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの何れかに記載のモータドライブ装置により駆動されるモータ。
  9. 　前記モータは、前記三相巻線が巻装されたステータと、前記保磁力が高い磁石及び前記保磁力が低い磁石が設けられたロータを備え、
    　前記磁化巻線は、前記保磁力が低い磁石の近傍におけるロータに設けられ、接触、若しくは、非接触により給電されることを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの何れかに記載のモータドライブ装置により駆動されるモータ。
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