WO2025192166A1

WO2025192166A1 - 送信回路およびそれを搭載した通信装置

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Publication number: WO2025192166A1
Application number: PCT/JP2025/004957
Authority: WO
Inventors: 健二田原; 佳依山本
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2024-03-15
Filing date: 2025-02-14
Publication date: 2025-09-18
Anticipated expiration: 2026-09-15

Abstract

送信回路（１０）は、入力端子（Ｔ１）と、増幅回路（１３０，１４０）と、出力端子（Ｔ２）とを備える。増幅回路（１３０，１４０）は、入力端子（Ｔ１）で受けた高周波信号である入力信号を増幅する。出力端子（Ｔ２）は、増幅された信号をアンテナ（ＡＮＴ）へと出力する。増幅回路（１４０）は、アンプ（１４１，１４２）と、一対の平衡線路から不平衡線路に変換するバラン（１５０）とを含む。一対の平衡線路は、線路（１５１，１５２）を含む。線路（１５１）の一方端はアンプ（１４１）の出力端に接続され、他方端は接地電位（ＧＮＤ）に接続される。線路（１５２）の一方端はアンプ（１４２）の出力端に接続され、他方端は接地電位（ＧＮＤ）に接続される。不平衡線路（１５３）の一方端は増幅回路（１３０）の出力端に接続されており、他方端は出力端子（Ｔ２）に接続されている。入力信号の電力レベルに応じて、アンプ（１４１，１４２）の駆動状態が切換えられる。

Description

送信回路およびそれを搭載した通信装置

　本開示は、送信回路およびそれを搭載した通信装置に関し、より特定的には、送信回路に含まれる電力増幅回路の効率を向上させる技術に関する。

　特開２０１８－１３７５６６号公報（特許文献１）には、入力信号から分配された信号を増幅する第１差動アンプ（キャリアアンプ）および第２差動アンプ（ピークアンプ）と、各差動アンプに対して個別に設けられたトランス（第１トランス，第２トランス）とを備えた増幅回路が開示されている。第１差動アンプは入力信号の電力レベルが第１レベル以上の領域で動作し、第２差動アンプは入力信号の電力レベルが第１レベルよりも高い第２レベル以上の領域で動作する。第１トランスおよび第２トランスは、第１差動アンプおよび第２差動アンプから出力された信号をそれぞれ受けて合成し、合成された出力信号が負荷へと出力される。

特開２０１８－１３７５６６号公報

　一般的に、電力増幅回路においては、広い変調帯域幅の入力信号に対して増幅回路の効率を向上させることが求められている。特に、近年では、大容量かつ高速通信を目的として、サブテラヘルツ周波数帯域を使用した通信システムの開発が進められており、このようなシステムにおいては、ミリ波およびそれより低い周波数帯域の信号に比べて信号経路における損失が大きくなりやすく、増幅器の効率低下の影響がより顕著になる傾向にある。

　本開示は、上記のような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、送信回路に含まれる電力増幅回路の効率を向上させることである。

　本開示に係る送信回路は、入力端子と、第１増幅回路および第２増幅回路と、出力端子とを備える。第１増幅回路および第２増幅回路は、入力端子で受けた高周波信号である入力信号を増幅する。出力端子は、増幅された信号をアンテナへと出力する。第２増幅回路は、第１アンプおよび第２アンプと、一対の平衡線路から不平衡線路に変換するバランとを含む。一対の平衡線路は、第１線路および第２線路を含む。第１線路の一方端は第１アンプの出力端に接続され、他方端は接地電位に接続される。第２線路の一方端は第２アンプの出力端に接続され、他方端は接地電位に接続される。不平衡線路の一方端は第１増幅回路の出力端に接続されており、他方端は出力端子に接続されている。入力信号の電力レベルに応じて、第１アンプおよび第２アンプの駆動状態が切換えられる。

　本開示に係る送信回路は、第２増幅回路のバランにおける一対の平衡線路の各々にアンプが接続されており、バランの不平衡端子の一方端に出力端子が接続されている。当該不平衡端子の他方端には、第１増幅回路で増幅された信号が供給される。そして、第２増幅回路の２つのアンプの駆動状態が、入力信号の電力レベルに応じて切換えられる。このような構成によって、入力信号に応じて使用されるアンプの数を調整できるため、電力増幅回路の効率を向上させることが可能となる。

実施の形態１に係る送信回路が適用された通信装置の概略構成図である。図１における電力増幅回路の詳細構成を示す図である。第２状態におけるアンプの動作状態とインピーダンスを説明するための図である。第３状態におけるアンプの動作状態とインピーダンスを説明するための図である。実施の形態１の電力増幅回路の出力電力と効率との関係を説明するための図である。変形例に係る送信回路における電力増幅回路の詳細構成を示す図である。実施の形態２に係る送信回路における電力増幅回路の詳細構成を示す図である。第１状態におけるアンプの動作状態を説明するための図である。第２状態におけるアンプの動作状態を説明するための図である。第３状態におけるアンプの動作状態を説明するための図である。第４状態におけるアンプの動作状態を説明するための図である。実施の形態２の電力増幅回路の出力電力と効率との関係を説明するための図である。

　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

　［実施の形態１］
　（通信装置の構成）
　図１は、実施の形態１に係る電力増幅回路１００が適用される通信装置１の概略構成図である。通信装置１は、たとえば、携帯電話、スマートフォンあるいはタブレットなどの携帯端末、あるいは、通信機能を備えたパーソナルコンピュータなどである。

　図１を参照して、通信装置１は、アンテナＡＮＴと、送信回路１０と、ベースバンド信号処理回路を構成するＢＢＩＣ（Baseband　Integrated　Circuit）２０と、ＲＦＩＣ（Radio　Frequency　Integrated　Circuit）３０と、電源回路４０とを備える。送信回路１０は、入力端子Ｔ１，Ｔ３，Ｔ４と、出力端子Ｔ２と、バイアス制御回路５０と、電力増幅回路１００とを含む。通信装置１は、概略的には、ＢＢＩＣ２０から伝達された中間周波数（ＩＦ：Intermediate　Frequency）信号をＲＦＩＣ３０にて高周波（無線周波数　ＲＦ：Radio　Frequency）信号にアップコンバートし、当該高周波信号を電力増幅回路１００で増幅してアンテナＡＮＴから放射する。

　ＲＦＩＣ３０は、高周波信号を処理する信号処理回路の一例である。ＲＦＩＣ３０は、ＢＢＩＣ２０から伝達された中間周波数信号を高周波信号にアップコンバートし、生成された高周波信号を入力端子Ｔ１を介して送信回路１０に出力する。

　また、ＲＦＩＣ３０は、ＢＢＩＣ２０からの送信情報に基づいて、電力増幅回路１００を制御するための制御信号ＣＯＮを生成する。生成された制御信号ＣＯＮは、入力端子Ｔ３を介してバイアス制御回路５０に送信される。

　バイアス制御回路５０は、ＲＦＩＣ３０から入力端子Ｔ３を介して制御信号ＣＯＮを受ける。バイアス制御回路５０は、当該制御信号ＣＯＮに基づいて、バイアス信号ＢＳを生成し、電力増幅回路１００へ出力する。バイアス信号ＢＳは、電力増幅回路１００に含まれる増幅器のバイアス電流の大きさおよび供給タイミングを制御するための信号である。

　電源回路４０は、いわゆるデジタルトラッカの一例であり、複数の異なる電圧レベルの電源電圧Ｖｃｃを電力増幅回路１００に供給することができる。電源回路４０は、マルチレベル電力変換器（ＭＰＣ：Multilevel　Power　Converter）４１０と、電源選択回路４２０と、デジタルエンベロープトラッカ（デジタルＥＴ）４３０とを含む。

　ＭＰＣ４１０は、図１には示されていないが、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを含む。ＭＰＣ４１０は、外部のバッテリから供給されるバッテリ電圧ＶＢを複数の異なる電圧レベルに変換して、電源選択回路４２０に供給する。

　デジタルＥＴ４３０は、ＢＢＩＣ２０から送信信号のＩ，Ｑ波形信号を受けて、デジタルＥＴモードによって送信信号の包絡線を追跡する。デジタルＥＴ４３０は、送信信号の包絡線の電圧レベルに対応した選択信号ＳＥＬを生成し、電源選択回路４２０に出力する。

　電源選択回路４２０は、ＭＰＣ４１０から供給された複数の電圧レベルから、選択信号ＳＥＬに対応した電圧を選択し、電力増幅回路１００に供給する電源電圧Ｖｃｃを生成する。生成された電源電圧Ｖｃｃは、入力端子Ｔ４を介して電力増幅回路１００に供給される。

　電力増幅回路１００は、ＲＦＩＣ３０から入力端子Ｔ１を介して受けた入力信号Ｐｉｎを増幅して出力信号Ｐｏｕｔを生成する。

　アンテナＡＮＴは、送信回路１０の出力端子Ｔ２に接続される。アンテナＡＮＴは、送信回路１０から出力された高周波信号である出力信号Ｐｏｕｔを電波として放射する。

　（電力増幅回路の詳細構成）
　次に図２を用いて、送信回路１０における電力増幅回路１００の詳細構成について説明する。

　図２を参照して、電力増幅回路１００は、分岐回路１１０と、移相回路１２０と、増幅回路１３０，１４０と、トランスＴＲ１とを含む。分岐回路１１０は、位相調整器１２１と、ハイブリッドカプラ１２２とを含む。増幅回路１３０は、アンプ１３１，１３２と、移相線路１３５とを含む。増幅回路１４０は、アンプ１４１，１４２と、バラン１５０と、キャパシタＣ１，Ｃ２とを含む。

　分岐回路１１０は、ＲＦＩＣ３０から入力端子Ｔ１で受けた入力信号Ｐｉｎを、位相差をつけて２つの経路に分岐し、分岐した信号を移相回路１２０およびトランスＴＲ１にそれぞれ出力する。

　位相調整器１２１は、分岐回路１１０から供給された高周波信号の位相を調整する。なお、位相調整器１２１は必ずしも必要な要素ではなく、位相調整器１２１のない構成であってもよい。

　ハイブリッドカプラ１２２は、２つの入力端子と２つの出力端子とを含む。ハイブリッドカプラ１２２の一方の入力端子には、位相調整器１２１からの信号が供給される。ハイブリッドカプラ１２２の他方の入力端子は、接地電位ＧＮＤに接続される。

　ハイブリッドカプラ１２２は、位相調整器１２１からの信号を、９０°の位相差を伴って２つの信号経路に分岐する。ハイブリッドカプラ１２２の２つの出力端子は、増幅回路１３０におけるアンプ１３１，１３２にそれぞれ接続される。アンプ１３１に供給される信号とアンプ１３２に供給される信号の位相は、９０°異なっている。より具体的には、アンプ１３１には、アンプ１３２に供給される信号に対して位相が９０°進んだ信号が供給される。

　増幅回路１３０において、移相線路１３５の一方端はアンプ１３１の出力端に接続され、他方端はアンプ１３２の出力端に接続される。後述するように、アンプ１３２の出力端と移相線路１３５との接続ノードＮ１は、増幅回路１４０におけるバラン１５０に接続される。すなわち、アンプ１３１，１３２および移相線路１３５によって、アンプ１３１をキャリアアンプとし、アンプ１３２をピークアンプとするドハティ増幅器が構成される。

　トランスＴＲ１は、分岐回路１１０からの入力信号を、一対の平衡線路に変換する。トランスＴＲ１の一次巻線の一方端は分岐回路１１０に接続されており、他方端は接地電位ＧＮＤに接続されている。トランスＴＲ１の二次巻線の一方端はアンプ１４１に接続されており、他方端はアンプ１４２に接続されている。なお、アンプ１４２に供給される信号とアンプ１４１に供給される信号の位相は、１８０°異なっている。より具体的には、アンプ１４２には、アンプ１４１に供給される信号に対して位相が１８０°進んだ信号が供給される。

　バラン１５０は、一対の平衡線路から不平衡線路に変換するための変換素子である。実施の形態１におけるバラン１５０は、いわゆるマーチャントバランでああり、一対の平衡線路に対応する線路１５１，１５２と、不平衡線路に対応する線路１５３とを含む。なお、バラン１５０は、マーチャントバラン以外のバランであってもよい。

　ここで、平衡線路と不平衡線路との変換には、バラン以外に磁気結合トランス（Magnet　Coupling　Transformer：ＭＣＴ）を用いることもできる。バランには１／４波長線路が必要であるため、素子サイズとしては、一般的にはＭＣＴの方がバランよりも小型化が可能である。しかしながら、サブテラヘルツの周波数帯域では、基板上での１／４波長線路の専有面積が小さくなるため、サイズ的な制約が緩和される。

　一方で、サブテラヘルツの周波数帯域でＭＣＴを使用した場合、小型であるが故に磁気結合が所望よりも大きくなってしまい、かえって損失が増えて、帯域幅が減少してしまう場合が生じ得る。そのため、サブテラヘルツの周波数帯域の信号を対象とする場合には、平衡－不平衡変換として、ＭＣＴよりもバランを用いることで、損失の増加を抑制することができる。

　送信回路１０の送信対象の高周波信号の中心周波数における波長をλとした場合、線路１５１，１５２は１／４波長（λ／４）の線路長を有しており、線路１５３は１／２波長（λ／２）の線路長を有している。

　線路１５１の一方端はアンプ１４１の出力端に接続されており、他方端はキャパシタＣ１を介して接地電位ＧＮＤに接続されている。また、線路１５１の他方端には電源電圧Ｖｃｃが供給されている。

　同様に、線路１５２の一方端はアンプ１４２の出力端に接続されており、他方端はキャパシタＣ２を介して接地電位ＧＮＤに接続されている。また、線路１５２の他方端には電源電圧Ｖｃｃが供給されている。

　線路１５３は、線路１５１と結合する第１部分１５３１と、線路１５２と結合する第２部分１５３２とが、直列に接続された構成を有している。第１部分１５３１および第２部分１５３２の各々はλ／４の線路長を有している。

　第１部分１５３１の一方端は、増幅回路１３０におけるアンプ１３２の出力端（すなわち、接続ノードＮ１）に接続されている。第１部分１５３１の他方端は、第２部分１５３２の一方端に接続されている。第２部分１５３２の他方端は、出力端子Ｔ２を介してアンテナＡＮＴに接続されている。

　第２部分１５３２は、第１部分１５３１と線路１５１との結合とは逆位相で線路１５２と結合している。バラン１５０によって、アンプ１４１において増幅された信号と、アンプ１４２において増幅された信号とが、線路１５３において同位相で合成される。さらに、不平衡線路である線路１５３を増幅回路１３０の出力端と接続することによって、増幅回路１３０において増幅された信号が、アンプ１４１，１４２において増幅された信号と合成される。合成された信号は、出力端子Ｔ２を介してアンテナＡＮＴに伝達され、アンテナＡＮＴから電波として放射される。

　このように、実施の形態１の電力増幅回路１００においては、複数のアンプで増幅された信号をバラン１５０によって合成することによって、信号の増幅効率を向上させている。

　（バックオフ量の拡大）
　電力増幅回路においては、広い変調帯域幅の入力信号の変化に対して電源電圧を追従させることが必要である。このような要求を満たすために、一般的には、１フレーム内で複数の離散的な異なる電圧レベルの電源電圧を設定するデジタルＥＴモードが用いられる。

　一方で、一般的な増幅器の特性として、入力信号の電力レベルが低下するに従って効率が低下する傾向がある。そのため、デジタルＥＴモードにより入力信号の電力レベルが低下すると増幅器の効率が低下し得る。特に、近年、大容量かつ高速通信を目的として開発が進められている、サブテラヘルツ周波数帯域を使用した通信システムにおいては、ミリ波およびそれより低い周波数帯域の信号に比べて信号経路における損失が大きくなりやすいため、増幅器の効率低下の影響がより顕著になり得る。

　そこで、実施の形態１に係る送信回路１０においては、各増幅回路に含まれるアンプを切換えることによってバックオフ量を拡大し、入力信号の電力レベルが低い領域における効率をさらに向上させる。具体的には、増幅回路１３０，１４０に含まれる全てのアンプを駆動状態とした第１状態（図２）、増幅回路１３０のみを駆動状態して増幅回路１４０のアンプを非駆動状態（停止）とした第２状態（図３）、および、増幅回路１３０におけるアンプ１３１のみを駆動状態とした第３状態（図４）を、入力信号Ｐｉｎの電力レベルに応じて切換えることによって、電力効率を向上させる。

　図３は、第２状態におけるアンプの動作状態とインピーダンスを説明するための図である。また、図４は、第３状態におけるアンプの動作状態とインピーダンスを説明するための図である。なお、図３および図４においては、電力増幅回路１００における移相回路１２０およびトランスＴＲ１は省略されている。

　電力増幅回路１００の動作状態は、電源電圧Ｖｃｃにより変化する。実施の形態１の例においては、電源回路４０のデジタルＥＴ４３０によって、電源電圧Ｖｃｃは、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３（Ｖ１＞Ｖ２＞Ｖ３）の３段階で切換えられる。Ｖｃｃ＝Ｖ１の場合を第１状態とし、Ｖｃｃ＝Ｖ２の場合を第２状態とし、Ｖｃｃ＝Ｖ３の場合を第３状態とする。

　第１状態は、入力信号Ｐｉｎの電力レベルが第１電力値よりも大きい値である場合の状態であり、電源電圧ＶｃｃはＶ１に設定される。この場合、図２のように、増幅回路１３０におけるアンプ１３１，１３２、および、増幅回路１４０におけるアンプ１４１，１４２はいずれも駆動状態とされ、４つの増幅器を用いて入力信号の増幅が行なわれる。

　第２状態は、入力信号Ｐｉｎの電力レベルが第１電力値よりも小さい第２電力値である場合の状態に対応する。この場合、図３に示されるように、増幅回路１４０におけるアンプ１４１，１４２が非駆動状態とされる。

　このとき、アンテナＡＮＴの負荷インピーダンスＲ_ＬをＺ_０とすると、バラン１５０における線路１５３の線路長が１／２波長であるため、増幅回路１３０の出力端（すなわち、接続ノードＮ１）におけるインピーダンスもＺ_０となる。ここで、移相線路１３５のインピーダンスを２Ｚ_０に設定していると、アンプ１３１，１３２の各々から負荷側を見たときのインピーダンスはいずれも２Ｚ_０となる。増幅回路１４０の動作状態によって、増幅回路１３０の出力端から負荷側を見たときのインピーダンス変化はないため、第２状態の場合における増幅回路１３０のインピーダンス状態も変化しない。

　したがって、第２状態の場合においては、動作するアンプの数が半減することにより、３ｄＢのバックオフ量を得ることができる。

　第３状態は、入力信号Ｐｉｎの電力レベルが第２電力値よりもさらに小さい第３電力値である場合の状態に対応する。この場合、図４に示されるように、増幅回路１４０におけるアンプ１４１，１４２に加えて、増幅回路１３０におけるアンプ１３２が非駆動状態とされる。

　このとき、増幅回路１３０の出力端から負荷側を見たときのインピーダンスはＺ_０で変わらないが、アンプ１３２が停止されることによって、接続ノードＮ１から移相線路１３５へ分岐する分岐経路から負荷側を見たときのインピーダンスが、２Ｚ_０からＺ_０に変化する。これにより、アンプ１３１から負荷側を見たときのインピーダンスが４Ｚ_０となり、第１状態および第２状態の場合と比べてインピーダンスが２倍になる。

　一般的に、増幅器の特性として、負荷インピーダンスが増加すると効率が増加する傾向がある。第３状態においては、第２状態の場合と比べて、アンプの数が半減するとともに、動作するアンプの負荷インピーダンスが２倍となる。したがって、第２状態からさらに６ｄＢのバックオフ量を得ることができ、トータルとして９ｄＢのバックオフ量を得ることができる。

　図５は、実施の形態１の電力増幅回路１００の出力電力と効率との関係を説明するための図である。図５においては、横軸には出力端子Ｔ２からアンテナＡＮＴに出力される出力信号Ｐｏｕｔの電力レベルが示されており、縦軸には電力増幅回路１００の効率が示されている。

　図５において、実線ＬＮ１０は、実施の形態１のように入力信号Ｐｉｎの電力レベルに応じて、第１状態、第２状態および第３状態を切換えた場合のグラフである。

　破線ＬＮ１１は、アンプ１３１，１３２，１４１，１４２を駆動した第１状態の場合に、これらのアンプに対応する４つのＡＢ級増幅器を平均電力トラッキング（ＡＰＴ：Average　Power　Tracking）モードで駆動した場合のグラフである。ここで、ＡＰＴモードは、所定期間における平均出力電力に基づいて電源電圧のレベルが設定されるモードである。

　一点鎖線ＬＮ１２は、アンプ１３１，１３２を駆動状態とし、アンプ１４１，１４２を非駆動状態とした第２状態と、第１状態とを切換えた場合のグラフである。

　第３状態において増幅器が飽和状態となるまでの領域をＲＧ３とし、第２状態において増幅器が飽和状態となるまでの領域をＲＧ２とし、第１状態において増幅器が飽和状態となるまでの領域をＲＧ１とする。第１状態における電源電圧ＶｃｃはＶ１に設定され、第２状態における電源電圧ＶｃｃはＶ２に設定され、第３状態における電源電圧ＶｃｃはＶ３に設定されている（Ｖ１＞Ｖ２＞Ｖ３）。

　領域ＲＧ１においては、増幅回路１３０，１４０のすべてのアンプの並列動作によって、ＡＢ級増幅器の場合（破線ＬＮ１１）に比べて効率が向上する。入力信号Ｐｉｎの電力レベルが第１電力値から第２電力値へと低下した領域ＲＧ２においては、増幅回路１４０におけるアンプ１４１，１４２が停止されることにより効率が向上する。入力信号Ｐｉｎの電力レベルが第３電力値にさらに低下した領域ＲＧ３においては、増幅回路１３０のアンプ１３２が停止されるため、駆動状態の１３１のインピーダンスが増加する。これにより、アンプ１４１の効率が高められる。

　したがって、実施の形態１の電力増幅回路１００においては、入力信号Ｐｉｎの電力レベルの低下に伴って、一部のアンプを停止させることによって、９ｄＢのバックオフ量を実現することが可能となる。

　以上のように、マーチャントバランの各平衡線路に接続されたアンプを不平衡線路で合成するとともに、別の増幅回路で増幅した信号を不平衡線路に合成する構成を採用し、かつ、入力信号の電力レベルに応じて一部のアンプを非駆動状態とすることによって、電力増幅回路の効率を向上させることができる。

　実施の形態１における「増幅回路１３０」および「増幅回路１４０」は、本開示における「第１増幅回路」および「第２増幅回路」にそれぞれ対応する。実施の形態１における「アンプ１４１」および「アンプ１４２」は、本開示における「第１アンプ」および「第２アンプ」にそれぞれ対応する。実施の形態１における「アンプ１３１」および「アンプ１３２」は、本開示における「第３アンプ」および「第４アンプ」にそれぞれ対応する。実施の形態１における「線路１５１」～「線路１５３」は、本開示における「第１線路」～「第３線路」にそれぞれ対応する。

　＜変形例＞
　実施の形態１の電力増幅回路１００においては、増幅回路１３０が２つのアンプを有するドハティ増幅器で構成された例について説明したが、増幅回路１３０は必ずしもドハティ増幅器でなくてもよい。

　図６は、変形例に係る送信回路における電力増幅回路１００Ａの詳細構成を示す図である。電力増幅回路１００Ａにおいては、図２で示した実施の形態１の増幅回路１３０が、単独のアンプで構成された増幅回路１３０Ａに置き換わっており、それに伴って、移相回路１２０におけるハイブリッドカプラ１２２が削除された構成となっている。図６において、図２と重複する要素の説明は繰り返さない。

　増幅回路１３０Ａは、位相調整器１２１からの信号を増幅して、増幅回路１４０のバラン１５０における線路１５３の第１部分１５３１に供給する。電力増幅回路１００Ａにおいては、入力信号Ｐｉｎの電力レベルが所定値よりも大きい場合には、増幅回路１３０Ａ，１４０のすべてのアンプが駆動状態とされ、入力信号Ｐｉｎの電力レベルが所定値よりも小さくなると、増幅回路１４０のアンプ１４１，１４２が停止される。

　これによって、図５における一点鎖線ＬＮ１２のような効率となり、３ｄＢのバックオフ量を得ることができる。

　変形例における「増幅回路１３０Ａ」は、本開示における「第１増幅回路」に対応する。

　［実施の形態２］
　実施の形態２においては、実施の形態１の電力増幅回路１００の構成に加えて、低電力モード用の増幅回路が設けられる構成について説明する。

　図７は、実施の形態２に係る送信回路における電力増幅回路１００Ｂの詳細構成を示す図である。電力増幅回路１００Ｂにおいては、図２で示した実施の形態１における増幅回路１３０が増幅回路１３０Ｂに置き換わった構成となっている。増幅回路１３０Ｂにおいては、増幅回路１３０におけるアンプ１３１，１３２および移相線路１３５に加えて、アンプ１３３が追加された構成となっている。図７において、図２と重複する要素の説明は繰り返さない。

　図７を参照して、電力増幅回路１００Ｂにおいては、分岐回路１１０は、入力信号Ｐｉｎを３つの経路に分岐し、分岐した信号を移相回路１２０、トランスＴＲ１，および、増幅回路１３０Ｂにおけるアンプ１３３にそれぞれ供給する。

　アンプ１３３の出力端は、アンプ１３２の出力端と同様に、バラン１５０における線路１５３に接続されている。アンプ１３３は、入力信号Ｐｉｎの電力レベルが、図５の領域ＲＧ３における特定の電力レベルの場合に効率が最大となる特性を有する。そのため、アンプ１３３は、入力信号Ｐｉｎが当該特定の電力レベルよりも大きい場合には非駆動状態とされ、当該特定の電力レベルよりも小さくなった場合に駆動状態とされる。なお、アンプ１３３が駆動される場合には、アンプ１３１，１３２，１４１，１４２は非駆動状態とされる。アンプ１３３のみが駆動される動作状態を「第４状態」と称する。

　（電力増幅回路の動作）
　次に、図８～図１１を用いて、実施の形態２における、第１状態、第２状態、第３状態および第４状態の場合の、各アンプの動作状態についてそれぞれ説明する。

　図８は、第１状態におけるアンプの動作状態を説明するための図である。第１状態においては、増幅回路１３０Ｂにおけるアンプ１３１，１３２および増幅回路１４０におけるアンプ１４１，１４２が駆動状態とされ、増幅回路１３０Ｂにおけるアンプ１３３が非駆動状態とされる。この場合は、実施の形態１の第１状態と同様の特性となる。

　図９は、第２状態におけるアンプの動作状態を説明するための図である。第２状態においては、増幅回路１３０Ｂにおけるアンプ１３１，１３２が駆動状態とされ、増幅回路１３０Ｂにおけるアンプ１３３ならびに増幅回路１４０におけるアンプ１４１，１４２が非駆動状態とされる。この場合は、実施の形態１の第２状態と同様の特性となる。

　図１０は、第３状態におけるアンプの動作状態を説明するための図である。第３状態においては、増幅回路１３０Ｂにおけるアンプ１３１が駆動状態とされ、増幅回路１３０Ｂにおけるアンプ１３２，１３３ならびに増幅回路１４０におけるアンプ１４１，１４２が非駆動状態とされる。この場合は、実施の形態１の第３状態と同様の特性となる。

　図１１は、第４状態におけるアンプの動作状態を説明するための図である。第４状態においては、増幅回路１３０Ｂにおけるアンプ１３３が駆動状態とされ、増幅回路１３０Ｂにおけるアンプ１３１，１３２ならびに増幅回路１４０におけるアンプ１４１，１４２が非駆動状態とされる。この場合は、アンプ１３１で増幅された信号のみが、バラン１５０の線路１５３を通ってアンテナＡＮＴに出力される。そのため、出力電力の特性は、アンプ１３１の特性になる。

　図１２は、実施の形態２の電力増幅回路１００Ｂの出力電力と効率との関係を説明するための図である。図１２においては、第４状態において増幅器が飽和状態となるまでの領域をＲＧ４とし、第３状態において増幅器が飽和状態となるまでの領域をＲＧ３とし、第２状態において増幅器が飽和状態となるまでの領域をＲＧ２とし、第１状態において増幅器が飽和状態となるまでの領域をＲＧ１とする。第１状態における電源電圧ＶｃｃはＶ１に設定され、第２状態における電源電圧ＶｃｃはＶ２に設定され、第３状態における電源電圧ＶｃｃはＶ３に設定され、第４状態における電源電圧ＶｃｃはＶ４に設定されている（Ｖ１＞Ｖ２＞Ｖ３＞Ｖ４）。

　図１２において、実線ＬＮ１０Ａは、入力信号Ｐｉｎの電力レベルに応じて、第１状態～第４状態を切換えた場合のグラフである。破線ＬＮ１３は、アンプ１３１が単独の場合のグラフである。

　図１２に示されるように、領域ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧ３においては、アンプ１３３が非駆動状態とされ、実施の形態１と同様に他の各アンプが切換えられる。そして、入力信号Ｐｉｎの電力レベルが低下して領域ＲＧ４になると、増幅回路１３０におけるアンプ１３１，１３２および増幅回路１４０における１４１，１４２が非駆動状態とされるとともに、アンプ１３３が駆動状態とされる。これにより、領域ＲＧ４においては、低い入力電力に対して高効率となる特性を有するアンプ１３３が用いられる。したがって、電力増幅回路１００Ｂにおいては、実線ＬＮ１０Ａに示されるように、実施の形態１の場合に比べて、領域ＲＧ４の効率をさらに向上させることができる。

　実施の形態２における「増幅回路１３０Ｂ」は、本開示における「第１増幅回路」に対応する。実施の形態２における「アンプ１３３」は、本開示における「第５アンプ」に対応する。

　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　１　通信装置、１０　送信回路、２０　ＢＢＩＣ、３０　ＲＦＩＣ、４０　電源回路、５０　バイアス制御回路、１００，１００Ａ，１００Ｂ　電力増幅回路、１１０　分岐回路、１２０　移相回路、１２１　位相調整器、１２２　ハイブリッドカプラ、１３０，１３０Ａ，１３０Ｂ，１４０　増幅回路、１３１～１３３，１４１，１４２　アンプ、１３５　移相線路、１５０　バラン、１５１～１５３　線路、４１０　ＭＰＣ、４２０　電源選択回路、４３０　デジタルＥＴ、１５３１　第１部分、１５３２　第２部分、ＡＮＴ　アンテナ、Ｃ１，Ｃ２　キャパシタ、ＧＮＤ　接地電位、Ｎ１　接続ノード、Ｔ１，Ｔ３，Ｔ４　入力端子、Ｔ２　出力端子、ＴＲ１　トランス、ＶＢ　バッテリ電圧、Ｖｃｃ　電源電圧。

Claims

　アンテナに信号を伝達する送信回路であって、
　入力端子と、
　前記入力端子で受けた高周波信号である入力信号を増幅するように構成された第１増幅回路および第２増幅回路と、
　増幅された信号を前記アンテナへと出力するための出力端子とを備え、
　前記第２増幅回路は、
　　第１アンプおよび第２アンプと、
　　一対の平衡線路から不平衡線路に変換するバランとを含み、
　前記一対の平衡線路は、第１線路および第２線路を含み、
　前記第１線路の一方端は前記第１アンプの出力端に接続され、他方端は接地電位に接続され、
　前記第２線路の一方端は前記第２アンプの出力端に接続され、他方端は前記接地電位に接続され、
　前記不平衡線路の一方端は前記第１増幅回路の出力端に接続され、他方端は前記出力端子に接続され、
　入力信号の電力レベルに応じて、前記第１アンプおよび前記第２アンプの駆動状態が切換えられる、送信回路。
　前記バランは、前記不平衡線路として、前記第１線路および前記第２線路に結合する第３線路をさらに含むマーチャントバランであり、
　送信対象の高周波信号の波長をλとした場合、
　　前記第１線路および前記第２線路は、λ／４の線路長を有し、
　　前記第３線路は、λ／２の線路長を有する、請求項１に記載の送信回路。
　前記第３線路は、
　　前記第１線路に結合する第１部分と、
　　前記第２線路に結合する第２部分とを含み、
　前記第１部分および前記第２部分の各々は、λ／４の線路長を有する、請求項２に記載の送信回路。
　前記第１増幅回路は、
　　第３アンプおよび第４アンプと、
　　前記第３アンプの出力端と前記第４アンプの出力端との間に接続された移相線路とを含み、
　前記第４アンプの出力端は、前記不平衡線路の他方端に接続されている、請求項１～請求項３のいずれか１項に記載の送信回路。
　前記第３アンプおよび前記第４アンプに位相差を伴って前記入力信号を供給する移相回路をさらに備え、
　前記第３アンプに供給される信号と前記第４アンプに供給される信号の位相は９０°異なる、請求項４に記載の送信回路。
　前記移相回路は、
　　前記入力信号の位相を調整する位相調整器と、
　　前記位相調整器からの信号を前記第３アンプおよび前記第４アンプに供給するハイブリッドカプラとを含む、請求項５に記載の送信回路。
　一次巻線および二次巻線を有し、前記入力信号を前記第１アンプおよび前記第２アンプに供給するトランスをさらに備え、
　前記一次巻線の一方端は前記入力端子に接続され、他方端は前記接地電位に接続され、
　前記二次巻線の一方端は前記第１アンプに接続され、他方端は前記第２アンプに接続され、
　前記第２アンプに供給される信号と前記第１アンプに供給される信号の位相は１８０°異なる、請求項１～請求項６のいずれか１項に記載の送信回路。
　前記入力信号の電力レベルが第１しきい値以上の場合には、前記第１アンプ、前記第２アンプ、前記第３アンプおよび前記第４アンプが駆動状態とされ、
　前記入力信号の電力レベルが第１しきい値未満であって、かつ、第２しきい値以上の場合には、前記第３アンプおよび前記第４アンプが駆動状態とされる一方で、前記第１アンプおよび前記第２アンプが非駆動状態とされ、
　前記入力信号の電力レベルが第２しきい値未満の場合には、前記第３アンプが駆動状態とされる一方で、前記第１アンプ、前記第２アンプおよび前記第４アンプが非駆動状態とされる、請求項４に記載の送信回路。
　前記第２増幅回路は、前記入力信号を増幅するように構成された第５アンプをさらに含み、
　前記第５アンプの出力端は、前記不平衡線路の一方端に接続され、
　前記入力信号の電力レベルが第２しきい値よりも小さい第３しきい値未満の場合には、前記第５アンプが駆動状態とされる一方で、前記第１アンプ、前記第２アンプ、前記第３アンプおよび前記第４アンプが非駆動状態とされ、
　前記入力信号の電力レベルが前記第３しきい値以上の場合には、前記第５アンプは非駆動状態とされる、請求項８に記載の送信回路。
　請求項１～請求項９のいずれか１項に記載の送信回路と、
　前記アンテナと、
　前記入力信号を前記送信回路に供給するように構成された信号処理回路とを備える、通信装置。