WO2025003090A1 - Procede de pilotage d'un convertisseur d'une premiere tension electrique en une deuxieme tension electrique - Google Patents

Procede de pilotage d'un convertisseur d'une premiere tension electrique en une deuxieme tension electrique Download PDF

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Quentin DUSSARDIER
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Vitesco Technologies GmbH
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Definitions

  • the invention relates to a method, implemented by a system for controlling a converter from a first electrical voltage to a second electrical voltage, for controlling the converter.
  • the converter is connected to an alternating electrical voltage source.
  • the first electrical voltage is thus an alternating electrical voltage (preferably sinusoidal) from a single-phase, two-phase or three-phase electrical supply network
  • the second electrical voltage is a direct electrical voltage.
  • the invention further relates to an assembly comprising a converter from a first electrical voltage to a second electrical voltage, and a system for controlling the converter configured to implement the steps of such a method.
  • the invention also relates to an electric charger for an electric or hybrid vehicle, comprising such an assembly, as well as to an electric or hybrid vehicle, in particular an automobile, comprising such an electric charger.
  • Known in the state of the art are electric chargers for electric or hybrid vehicles, embedded in such a vehicle and intended to be connected to a terminal or to an electric charging station, itself connected to a sinusoidal electric voltage source (such as a single-phase, two-phase or three-phase electric power supply network) for the electric power supply of the vehicle.
  • a sinusoidal electric voltage source such as a single-phase, two-phase or three-phase electric power supply network
  • Such an electric charger conventionally comprises a converter of a first alternating electric voltage into a second direct electric voltage, as well as a direct current to direct current converter configured to convert at high frequency the second direct electric voltage into a third direct electric voltage (this third direct electric voltage being used for example for an electric storage battery of the vehicle).
  • the high-frequency direct current to direct current converter (typically a chopper) is connected to the output of the first converter.
  • the converter of a first alternating electric voltage into a second direct electric voltage typically comprises an electromagnetic disturbance filtering stage and an active power factor correction stage connected to the output of
  • the electromagnetic interference filtering stage is connected to the sinusoidal electrical voltage source, and makes it possible to filter harmonics generating electromagnetic interference.
  • the active power factor correction stage comprises a low-frequency switching electronic branch and at least one high-frequency switching electronic branch.
  • the low frequency corresponds in practice to the frequency of the voltage supplied by the single-phase, two-phase or three-phase electrical power supply network.
  • the active power factor correction stage makes it possible to absorb a current as sinusoidal as possible on the electrical power supply network with a minimal phase shift (preferably zero) between the fundamental of the absorbed current and the mains voltage.
  • the function of this stage is thus to draw a "quasi-sinusoidal" electric current using a current control loop (implemented in particular via the main inductance).
  • the principle of sinusoidal drawing then consists of "forcing" the current flowing in the main inductance(s) to follow a sinusoidal reference (not rectified), by controlling the closing and opening of the power switches controlled in the electronic switching branches.
  • the active power factor correction stage thus delivers to a capacitive load as well as to the vehicle's battery, and makes it possible to actively correct the current absorbed by this load and this battery (using the current control loop).
  • the electromagnetic disturbance filtering stage is provided with a line connected on the one hand to this neutral conductor line and on the other hand to an intermediate terminal located in the middle of the low-frequency switching electronic branch of the active power factor correction stage.
  • the active power factor correction stage implements a topology of the "mid-point cascode bidirectional synchronous rectifier" type, this low-frequency switching electronic branch makes it possible to process regular alternations in the input electrical voltage signal (both positive and negative alternations), as well as to allow rectification of the voltage.
  • the low-frequency switching electronic branch may comprise controllable electronic switches (typically transistors), in which case the low-frequency switching electronic branch has a switching frequency substantially equal to that of the input electrical power supply network (for example 50 Hz).
  • the low-frequency switching electronic branch may comprise diodes.
  • the use of diodes allows an economic gain (due to the lower manufacturing cost of diodes compared to transistors).
  • the disadvantage of using diodes is that the conduction losses in diodes are higher than the conduction losses in transistors, and diodes do not allow bidirectional power transfer (i.e. from the vehicle battery to the capacitive load, and vice versa), i.e. the electric current can only flow in one direction in the low-frequency switching electronic branch, for a given sign of the grid voltage.
  • the high-frequency switching electronic branch ensures high-frequency switching of the input electric current, which which generates an input sinusoidal wave in phase with the voltage of the input power supply network, as well as high-frequency ripples intended to be filtered by the electromagnetic interference filtering stage.
  • the shape of the switched current is regulated by a high-frequency pulse width modulation control which induces a ripple on the current, depending on the main inductance, the switching frequency and the value of the DC voltage in the output bus of the converter.
  • the ripple on the current flowing in the low-frequency switching electronic branch can be higher than the average current, which, when this branch includes diodes, introduces a discontinuous conduction mode within the diodes.
  • the diodes of the low-frequency switching electronic branch thus introduce a discontinuous conduction mode, which makes the digital control implemented in the converter control system more complex (additional computational load and increase in algorithmic complexity), and degrades the performance of the system as a whole.
  • the discontinuous conduction mode of the diodes requires that the digital control implement functions for predicting the discontinuous conduction modes, correcting the measurement of the average current and correcting the high-frequency control command.
  • the digital control in the discontinuous conduction mode of the diodes is based on prediction, and because the transition between the continuous and discontinuous conduction modes generates harmonic distortion, the final performance and efficiency are never as good as when the low-frequency switching electronic branch only comprises transistors, which themselves only operate in a continuous conduction mode.
  • the aim of the invention is to overcome the drawbacks of the prior art by proposing a method, implemented by a system for controlling a converter from a first electrical voltage to a second electrical voltage, for controlling said rectifier, which makes it possible to implement reactive power control and bidirectional power transfer within the converter (charging and discharging modes), while offering in the charging mode flexibility in control, reasonable computational complexity and/or consumption of memory resources and by implementing a converter having reduced manufacturing costs.
  • the invention thus relates, in its broadest sense, to a method, implemented by a system for controlling a converter from a first electrical voltage to a second electrical voltage, for controlling said converter, the converter being connected to an alternating electrical voltage source comprising a neutral conductive line and at least one phase conductive line, the alternating electrical voltage source providing the first electrical voltage, the converter comprising an active power factor correction stage, the active power factor correction stage comprising two low-frequency switching electronic branches connected in parallel, and at least one high-frequency switching electronic branch, each low-frequency switching electronic branch comprising two low-frequency switching half-branches connected in series at a first intermediate terminal, at least one switching half-branch of a first low-frequency switching branch comprising at least one switching member provided with a controllable electronic switch, at least one switching half-branch of a second low-frequency switching branch comprising at least one diode, each first intermediate terminal being connected to the conductive line neutral, said at least one high-frequency electronic switching branch comprising two high-frequency switching half-branche
  • Imax is the maximum amplitude of the current intensity capable of flowing in the first low-frequency switching branch
  • the method according to the invention makes it possible to eliminate the discontinuous conduction modes of the diodes likely to appear in the second low-frequency switching branch (it is then the first switching branch which is conductive), while benefiting from the advantages linked to this second switching branch (low cost in particular) outside the conduction zones. discontinuous. This optimizes the system performance, particularly in terms of harmonic distortion and power transfer efficiency (the power transfer being bidirectional).
  • the activation conditions of the first low-frequency switching branch are based on theoretical predictions including safety margins, which guarantees that no overcurrent or discontinuous conduction mode can occur.
  • the diodes are designed to support a maximum electrical power during the converter charging phase, while the controllable electronic switches (typically transistors) support a lower electrical power (particularly during the discharge phase), but allow, during the charging phase and for low electrical currents, to avoid the discontinuous conduction modes linked to the diodes.
  • determining whether the mathematical relation (1) is verified or not makes it possible to know whether or not there exists at least one operating zone for which the electrical conduction mode of the diodes is a discontinuous conduction mode (if the mathematical relation (1) is not verified, then such an operating zone exists).
  • the verification of the predefined criterion in the step of keeping the first low-frequency switching branch active or not consists in comparing the conduction losses in the diodes with the conduction losses in the controllable electronic switches, the first low-frequency switching branch being kept active if the conduction losses in the diodes are greater than the conduction losses in the controllable electronic switches, the first low-frequency switching branch being deactivated otherwise. This makes it possible to optimize the efficiency of the converter, in particular from the point of view of conduction losses.
  • the invention also relates to an assembly comprising a converter of a first electrical voltage into a second voltage. and a system for controlling said converter, the converter being able to be connected to an alternating electrical voltage source comprising a neutral conductive line and at least one phase conductive line, the converter comprising an active power factor correction stage, the active power factor correction stage comprising two low-frequency switching electronic branches connected in parallel, and at least one high-frequency switching electronic branch, each low-frequency switching electronic branch comprising two low-frequency switching half-branches connected in series at a first intermediate terminal, at least one switching half-branch of a first low-frequency switching branch comprising at least one switching member provided with a controllable electronic switch, at least one switching half-branch of a second low-frequency switching branch comprising at least one diode, each first intermediate terminal being able to be connected to the neutral conductive line, said at least one high-frequency switching electronic branch comprising two high-frequency switching half-branches connected in series at a second intermediate terminal, at least one high-frequency switching half
  • each of the diodes being configured to authorize in its on state a maximum current value for passage through the diode greater than the maximum current value authorized by each controllable electronic switch in its on state, and greater than the critical conduction current value of the diode
  • the control system comprising means for measuring the first and second electrical voltages and means for determining, from the first and second electrical voltages measured, the peak-to-peak amplitude Id of the intensity of the current capable of flowing in the first low-frequency switching branch, the control system of the converter being configured to implement the steps of a control method as described above, the control system being configured to apply, during the load phase of the process, an instantaneous current setpoint l sp to the current flowing in the or each inductance.
  • the invention also relates to an electric charger for an electric or hybrid vehicle intended to be connected to a terminal or to an electric charging station connected to an alternating electric voltage source, for the electrical supply of said electric or hybrid vehicle, the electric charger comprising an assembly as described above.
  • the invention also relates to an electric or hybrid vehicle, in particular an automobile, comprising an electric charger as described above.
  • FIG.1 is a schematic representation of an assembly comprising a converter of a first electrical voltage into a second electrical voltage and a system for controlling the converter, the control system being configured to implement the steps of a control method according to the present invention
  • FIG.2 is a flowchart representing a control method according to an embodiment of the present invention, implemented by the control system of FIG. 1.
  • an assembly 2 comprising a converter 4 of a first electrical voltage LU into a second electrical voltage U2, and a system 6 for controlling the converter 4, according to an embodiment of the invention.
  • the converter 4 is connected on the one hand to an alternating electrical voltage source (such as for example a single-phase, two-phase or three-phase electrical power supply network - such a source not being shown in the figure for reasons of clarity) providing the first electrical voltage LU, and on the other hand to a load 3 delivering between its terminals the second electrical voltage U2.
  • an alternating electrical voltage source such as for example a single-phase, two-phase or three-phase electrical power supply network - such a source not being shown in the figure for reasons of clarity
  • the alternating electrical voltage source (preferably sinusoidal) conventionally comprises a neutral conductive line N1 and at least one phase conductive line (in this case a single phase conductive line P1 in the embodiment of particular embodiment illustrated in figure 1 for which the electrical supply network is a single-phase network).
  • the assembly 2 is typically installed within an electric or hybrid motor vehicle, more precisely within an electric charger intended to be connected to an electric charging station or terminal, itself connected to the source of alternating electric voltage, for the power supply of the vehicle (neither the vehicle, nor the charging station or terminal, nor the charger as a whole being shown in the figure for reasons of clarity).
  • the first electric voltage LU is an alternating electric voltage from the single-phase electric power supply network
  • the second electric voltage U2 is a direct electric voltage making it possible to power an electric storage battery of the vehicle, after transformation by one or more other stages of the electric charger (such as for example a step-down chopper).
  • the converter 4 thus supplies the second DC electrical voltage U2 on an output bus 5 to which the load 3 is connected (here for example a bank of capacitors), the value of this second DC electrical voltage U2 being for example of the order of 400 Vdc or 800 Vdc.
  • the second electrical voltage U2 is thus stabilized by the bank of capacitors 3.
  • the converter 4 conventionally comprises an electromagnetic interference filtering stage (not shown in FIG. 1 for reasons of clarity) and an active power factor correction stage 7 connected to the output of the electromagnetic interference filtering stage via at least one main inductance 8.
  • the active power factor correction stage 7 is connected to the output of the electromagnetic interference filtering stage via two main inductances 8, which for example each have the same inductance value.
  • the active power factor correction stage 7 comprises two low-frequency switching electronic branches 16A, 16B connected in parallel, and at least one high-frequency switching electronic branch 18A, 18B.
  • the active power factor correction stage 7 is a bidirectional synchronous rectifier with a mid-point cascode assembly and comprises two high-frequency switching electronic branches 18A, 18B connected in parallel.
  • the number of high-frequency switching electronic branches 18A, 18B is thus equal to the number of main inductances 8.
  • the active power factor correction stage 7 could comprise a single high-frequency switching electronic branch 18A, 18B.
  • Each high-frequency switching electronic branch 18A, 18B provides high-frequency switching of the input electric current, which makes it possible to generate an input sinusoidal wave in phase with the voltage of the input power supply network, as well as high-frequency ripples intended to be filtered by the electromagnetic disturbance filtering stage.
  • Each low-frequency switching electronic branch 16A, 16B comprises two low-frequency switching half-branches 16A1, 16A2, respectively 16B1, 16B2, connected in series at an intermediate terminal 20A, 20B. Each intermediate terminal 20A, 20B is connected to the neutral conductor line N1.
  • Each half-branch 16A1, 16A2 of a first low-frequency switching branch 16A comprises a switching member 24.
  • the first low-frequency switching electronic branch 16A has a switching frequency substantially equal to that of the input power supply network (for example 50 Hz).
  • Each half-branch 16B1, 16B2 of a second low-frequency switching branch 16B comprises a diode 30.
  • Each high-frequency switching electronic branch 18A, 18B comprises two high-frequency switching half-branches 18A1, 18A2, respectively 18B1, 18B2 connected in series at an intermediate terminal 22A, 22B.
  • Each intermediate terminal 22A, 22B is connected to one of the main inductors 8 (each main inductor 8 being connected to the phase conductive line P1 via the electromagnetic interference filtering stage).
  • Each high-frequency switching half-branch 18A1, 18A2, 18B1, 18B2 comprises a switching member 25.
  • each half-branch 16A1, 16A2, 16B, 18A1, 18A2, 18B1, 18B2 comprises a number N2 of switching members 24, 25, N2 being an integer greater than or equal to two.
  • each switching member 24, 25 is bidirectional in current and unidirectional in voltage.
  • Each switching member 24, 25 comprises a controllable electronic switch 26 and a diode 28 (which is a so-called “parasitic” diode) connected in antiparallel, thus ensuring bidirectional current flow paths.
  • Each switch 26 is for example formed from an insulated gate bipolar transistor, also called an IGBT transistor (from the English “Insulated Gate Bipolar Transistor”). All the IGBT transistors 26 are, for example, identical.
  • the gate of each IGBT transistor 26 is connected to the aforementioned control means to receive a corresponding control signal.
  • the IGBT transistor 26 is replaced by any semiconductor electronic component comprising a control electrode and two conduction electrodes, such as a bipolar transistor, a field effect transistor, a thyristor, a gate-turn-off thyristor, an IGCT thyristor (from the English "Insulated Gate Commutated Thysistor”), or an MCT thyristor (from the English “MOS Controlled Thyristor”) for example.
  • the controllable electronic switches 26 of the switching members 24 of the first low-frequency switching electronic branch 16A are different from the controllable electronic switches 26 of the switching members 25 of the high-frequency switching electronic branches 18A, 18B.
  • the control system 6 of the converter 4 is configured to control the switching of the switching members 24, 25 (at a different switching frequency depending on whether they are the switching members 24 of the first low-frequency switching electronic branch 16A or the switching members 25 of the high-frequency switching electronic branches 18A, 18B).
  • the control system 6 is configured to control two control loops at the level of the high-frequency switching electronic branches 18A, 18B and the main inductors 8: a first control loop where the electric current is controlled via a current setpoint (the current setpoint being able to be phase-shifted relative to the voltage of the input electrical power supply network if reactive power is to be generated), and a second control loop where the electric voltage is controlled via a voltage setpoint.
  • control system 6 is configured to apply an instantaneous current setpoint l sp to the current flowing in each inductance 8, during a charging phase of the converter 4 (during which the electric current flows in a first direction in the first low-frequency switching branch 16A or in the second low-frequency switching branch 16B, and the power transfer is carried out from the input power supply network to the capacitive load 3).
  • the converter 4 can also operate in a discharging phase during which the electric current flows in a second direction, opposite to the first direction of circulation, in the first low-frequency switching branch 16A, and the power transfer is carried out from the capacitive load 3 to the input power supply network or to an external load connected to the vehicle.
  • control system 6 comprises means 31 for measuring the first and second electrical voltages LU, U2 and means 32 for determining, from the measured first and second electrical voltages LU, U2, the peak-to-peak amplitude l ci of the intensity of the current specific to flow in the first low-frequency switching branch 16A.
  • the expression of the peak-to-peak amplitude l ci of the intensity of the current specific to flow in the first low-frequency switching branch 16A is given by the following relation (2):
  • L is the minimum inductance value of each main inductor 8 (taking into account the inductance variation linked to component dispersions and operating conditions);
  • F s is the switching frequency of each high-frequency switching branch 18A, 18B.
  • the control system 6 also comprises means (not shown in the figures) for measuring, over a switching period of each high-frequency switching branch 18A, 18B, the average current flowing through each main inductance 8.
  • the peak-to-peak amplitude l ci of the intensity of the current capable of flowing in the first low-frequency switching branch 16A then corresponds to the current variation passing through each main inductance 8 during the switching period of each high-frequency switching branch 18A, 18B.
  • Each diode 30 is chosen so as to allow in its on state a maximum current value for passage through the diode 30 greater than the maximum current value for passage authorized by each controllable electronic switch 26 of the first low-frequency switching electronic branch 16A (in its on state), and greater than the critical conduction current value of the diode 30.
  • each diode 30 is chosen such that there is at least one operating zone for which, when the electric current passes through the diode 30, the electric conduction mode is a continuous conduction mode.
  • Each diode 30 is sized so as to support the maximum electric power in the charging phase of the converter 4.
  • the controllable electronic switch 26 of each switching member 24 of the first low-frequency switching electronic branch 16A is sized so that the maximum current value for passage authorized by the controllable electronic switch 26 covers the discontinuous conduction zones of the diodes 30.
  • the method for controlling the converter 4, implemented by the control system 6, will now be described with reference to FIG. 2. Initially, the method is in the charging phase of the converter 4.
  • the first low-frequency switching branch 16A is activated by the control system 6 at the start of the charging phase (in other words, at any time during this activation phase, only one of the two switching members 24 of the first branch 16A is in a closed state; the one of the two switching members 24 which is in the closed state being a function of the sign of the voltage LU of the power supply network).
  • the instantaneous current setpoint l sp (sinusoidal) intended to be applied to the current flowing in each inductance 8 is calculated by the control system 6.
  • the control system 6 calculates, from the measurement of the average current flowing through each main inductance 8 over a switching period of each high-frequency switching branch 18A, 18B, the control signals to be applied to the switching members 25 of the high-frequency switching branches 18A, 18B, to enable monitoring of the instantaneous setpoint l sp .
  • the method comprises an initial step 39 of measuring, by the measuring means 31 of the control system 6, the first and second electrical voltages U1, U2.
  • the method comprises a following step 40 during which the control system 6 determines (via its means 32), from the first and second measured electrical voltages LU, U2, the peak-to-peak amplitude l ci of the intensity of the current flowing in the first low-frequency switching branch 16A.
  • the peak-to-peak amplitude Id is determined using the mathematical relationship (2) previously described.
  • the method comprises a following step 42 during which the control system 6 compares the peak-to-peak amplitude l ci with a predefined threshold current value l seU ii .
  • the value uii is such that:
  • Imax is the maximum amplitude of the current intensity capable of flowing in the first low-frequency switching branch 16A.
  • the method comprises a following step 44 during which the control system 6 deactivates the first low-frequency switching branch 16A (in other words, at any time during this deactivation phase, the two switching members 24 of the first branch 16A are at the same time in their open state).
  • the electric current which flows in the converter 4 in the first direction of circulation (charging phase), then flows in the second low-frequency switching branch 16B provided with the diodes 30.
  • the method loops back to the initial measurement step 39.
  • the method comprises a following step 46 during which the control system 6 determines whether the following mathematical relationship (1) is verified: sgn(u) provides the sign of the function u(t) and is therefore equal to -1 or 1 when u(t) is non-zero. [033] Determining whether the mathematical relationship (1) is verified or not makes it possible to know whether or not there exists at least one operating zone for which the electrical conduction mode of the diodes 30 is a discontinuous conduction mode (if the mathematical relationship (1) is not verified, then such an operating zone exists).
  • the method comprises a following step 48 during which the control system 6 keeps the first low-frequency switching branch 16A active. The method then loops back to the initial measurement step 39.
  • the method comprises a following step 50 during which the control system 6 determines whether a predefined criterion is verified, and maintains active or on the contrary deactivates the first low-frequency switching branch 16A depending on the verification of the criterion.
  • the verification of the predefined criterion consists in comparing on the one hand the conduction losses in the diodes 30 of the second low-frequency switching branch 16B, with the conduction losses in the controllable electronic switches 26 of the first low-frequency switching branch 16A on the other hand.
  • the control system 6 keeps the first low-frequency switching branch 16A active (during a sub-step 50A) if the conduction losses in the diodes 30 are greater than the conduction losses in the controllable electronic switches 26.
  • the control system 6 deactivates the first low-frequency switching branch 16A (during a sub-step 50B) otherwise.
  • the method loops back to the initial measurement step 39.
  • the method for controlling a converter according to the invention makes it possible to implement reactive power control and bidirectional power transfer within the converter (charging and discharging modes), while by providing in the charging mode flexibility in control, reasonable computational complexity and/or memory resource consumption and by implementing a converter with reduced manufacturing costs.

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Abstract

L'invention concerne un procédé, mis en œuvre par un système de pilotage d'un convertisseur électrique, de pilotage dudit convertisseur, comportant les étapes suivantes : - une étape (40) de détermination de l'amplitude crête-à-crête du courant dans une branche de commutation basse fréquence du convertisseur; - une étape (42) de comparaison de l'amplitude crête-à-crête à une valeur de courant seuil; - si l'amplitude crête-à-crête est supérieure ou égale à la valeur de courant seuil, une étape (44) de désactivation de la branche de commutation; - sinon, une étape (46) de détermination si une relation mathématique est vérifiée; - si la vérification est négative, correspondant à un mode de conduction discontinue de diodes, une étape (48) consistant à maintenir active la branche de commutation; - sinon, une étape (50) consistant à maintenir active ou à désactiver la branche de commutation en fonction d'un critère prédéfini.

Description

DESCRIPTION
PROCEDE DE PILOTAGE D’UN CONVERTISSEUR D’UNE PREMIERE TENSION ELECTRIQUE EN UNE DEUXIEME TENSION ELECTRIQUE
[001] L’invention se rapporte à un procédé, mis en œuvre par un système de pilotage d’un convertisseur d’une première tension électrique en une deuxième tension électrique, de pilotage du convertisseur. Le convertisseur est relié à une source de tension électrique alternative. De préférence, la première tension électrique est ainsi une tension électrique alternative (préférentiellement sinusoïdale) issue d’un réseau d’alimentation électrique monophasé, biphasé ou triphasé, et la deuxième tension électrique est une tension électrique continue. L’invention se rapporte en outre à un ensemble comprenant un convertisseur d’une première tension électrique en une deuxième tension électrique, et un système de pilotage du convertisseur configuré pour mettre en œuvre les étapes d’un tel procédé. L’invention se rapporte également à un chargeur électrique pour véhicule électrique ou hybride, comprenant un tel ensemble, ainsi qu’à un véhicule électrique ou hybride, notamment automobile, comprenant un tel chargeur électrique.
[002] Il est connu de l’état de la technique des chargeurs électriques pour véhicule électriques ou hybride, embarqués au sein d’un tel véhicule et destinés à être connectés à une borne ou à une station de recharge électrique, elle-même reliée à une source de tension électrique sinusoïdale (tel qu’un réseau d’alimentation électrique monophasé, biphasé ou triphasé) pour l’alimentation électrique du véhicule. Un tel chargeur électrique comporte classiquement un convertisseur d’une première tension électrique alternative en une deuxième tension électrique continue, ainsi qu’un convertisseur de courant continu en courant continu configuré pour convertir à haute fréquence la deuxième tension électrique continue en une troisième tension électrique continue (cette troisième tension électrique continue servant par exemple à une batterie de stockage électrique du véhicule). Le convertisseur haute fréquence de courant continu en courant continu (typiquement un hacheur) est connecté en sortie du premier convertisseur. [003] Le convertisseur d’une première tension électrique alternative en une deuxième tension électrique continue comporte typiquement un étage de filtrage de perturbations électromagnétiques et un étage de correction active de facteur de puissance connecté en sortie de l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques via au moins une inductance principale.
[004] L’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques est relié à la source de tension électrique sinusoïdale, et permet de filtrer des harmoniques générateurs de perturbations électromagnétiques. Comme connu en soi dans une topologie de type « redresseur synchrone bidirectionnel à montage cascode à point milieu » (aussi appelée topologie à mât totémique - ou « totem-pole » en anglais), l’étage de correction active de facteur de puissance comprend une branche électronique de commutation à basse fréquence et au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence. La basse fréquence correspond en pratique à la fréquence de la tension fournie par le réseau d’alimentation électrique monophasé, biphasé ou triphasé. L’étage de correction active de facteur de puissance permet d'absorber sur le réseau d’alimentation électrique un courant le plus sinusoïdal possible avec un déphasage minimal (de préférence nul) entre le fondamental du courant absorbé et la tension secteur. Ceci permet, entre autres choses, de réduire substantiellement les perturbations basse fréquence dans le courant d’alimentation du véhicule, et donc de réduire le taux d’harmoniques dans ce courant. La fonction de cet étage consiste ainsi à prélever un courant électrique « quasi-sinusoïdal » à l’aide d’une boucle d’asservissement en courant (mise en œuvre notamment via l’inductance principale). Le principe de prélèvement sinusoïdal consiste alors à « forcer » le courant circulant dans la ou les inductance(s) principale(s) à suivre une référence sinusoïdale (non redressée), en contrôlant la fermeture et l’ouverture des interrupteurs de puissance commandés dans les branches électroniques de commutation. L’étage de correction active de facteur de puissance débite ainsi sur une charge capacitive ainsi que sur la batterie du véhicule, et permet de corriger de façon active le courant absorbé par cette charge et cette batterie (à l’aide de la boucle d’asservissement en courant).
[005] Lorsque la source de tension électrique sinusoïdale comporte une ligne conductrice de neutre, l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques est muni d’une ligne reliée d’une part à cette ligne conductrice de neutre et d’autre part à une borne intermédiaire située au milieu de la branche électronique de commutation à basse fréquence de l’étage de correction active de facteur de puissance. Lorsque l’étage de correction active de facteur de puissance met en œuvre une topologie de type « redresseur synchrone bidirectionnel à montage cascode à point milieu », cette branche électronique de commutation à basse fréquence permet de traiter des alternances régulières dans le signal de tension électrique d’entrée (alternances positives comme négatives), ainsi que de permettre un redressement de la tension. La branche électronique de commutation à basse fréquence peut comporter des interrupteurs électroniques commandables (typiquement des transistors), auquel cas la branche électronique de commutation à basse fréquence présente une fréquence de commutation sensiblement égale à celle du réseau d’alimentation électrique d’entrée (par exemple 50 Hz). En variante, la branche électronique de commutation à basse fréquence peut comporter des diodes. L’utilisation de diodes permet un gain économique (du fait du coût de fabrication moindre des diodes comparativement aux transistors). L’inconvénient d’utiliser des diodes est que les pertes par conduction dans les diodes sont supérieures aux pertes par conduction dans les transistors, et que les diodes ne permettent pas un transfert de puissance bidirectionnel (autrement dit de la batterie du véhicule vers la charge capacitive, et vice versa), c’est-à-dire que le courant électrique ne peut circuler que dans une direction dans la branche électronique de commutation à basse fréquence, pour un signe donné de la tension de réseau. Par conséquent, non seulement le mode décharge du convertisseur (transfert de puissance de la batterie du véhicule vers la charge capacitive) n'est pas possible en utilisant des diodes, mais le contrôle de puissance réactive (déphasage du courant du réseau par rapport à la tension du réseau) n'est pas possible non plus. Un tel contrôle de puissance réactive consiste à appliquer un déphasage à la consigne de courant du réseau. Ce déphasage entre la tension du réseau et le courant du réseau génère alors de la puissance réactive, puissance qui peut par exemple être utilisée par un réseau électrique « intelligent » pour équilibrer la puissance réactive globale. [006] La branche électronique de commutation à haute fréquence assure quant à elle une commutation à haute fréquence du courant électrique d’entrée, ce qui permet de générer une onde sinusoïdale d’entrée en phase avec la tension du réseau d’alimentation électrique d’entrée, ainsi que des ondulations haute fréquence destinées à être filtrées par l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques. La forme du courant commuté est régulée par une commande de modulation de largeur d’impulsions haute fréquence qui induit une ondulation sur le courant, en fonction de l'inductance principale, de la fréquence de commutation et de la valeur de la tension continue dans le bus de sortie du convertisseur. Lorsque le courant est suffisamment faible, l'ondulation sur le courant circulant dans la branche électronique de commutation à basse fréquence peut être plus élevée que le courant moyen, ce qui, lorsque cette branche comporte des diodes, introduit un mode de conduction discontinue au sein des diodes.
[007] Dans le mode de charge du convertisseur (transfert de puissance de la charge capacitive vers la batterie du véhicule), les diodes de la branche électronique de commutation à basse fréquence introduisent ainsi un mode de conduction discontinue, qui rend plus complexe la commande numérique mis en œuvre dans le système de pilotage du convertisseur (charge de calcul additionnelle et augmentation de la complexité algorithmique), et dégrade les performances du système dans son ensemble. En effet, le mode de conduction discontinue des diodes nécessite que la commande numérique mette en œuvre des fonctions de prédiction des modes de conduction discontinue, de correction de la mesure du courant moyen et de correction de la commande de contrôle haute fréquence. Du fait que la commande numérique dans le mode de conduction discontinue des diodes est basée sur la prédiction, et parce que la transition entre les modes de conduction continue et discontinue génère une distorsion harmonique, les performances et l’efficacité finales ne sont jamais aussi bonnes que lorsque la branche électronique de commutation à basse fréquence ne comporte que des transistors, qui eux ne fonctionnent que dans un mode de conduction continue.
[008] Par conséquent, malgré la réduction des coûts qu’elle apporte, l'utilisation de diodes en mode charge dans la branche électronique de commutation à basse fréquence présente les inconvénients suivants, comparée à l’utilisation de transistors :
- l’efficacité de l’étage de correction active de facteur de puissance est moindre ;
- les pertes par conduction sont plus élevées ;
- la commande numérique est plus complexe et plus gourmand en ressources de calcul, pour gérer le mode de conduction discontinue des diodes ;
- il n’est pas possible de mettre en œuvre le contrôle de puissance réactive (déphasage du courant).
[009] Le but de l’invention est de pallier les inconvénients de l’art antérieur en proposant un procédé, mis en œuvre par un système de pilotage d’un convertisseur d’une première tension électrique en une deuxième tension électrique, de pilotage dudit redresseur, qui permette de mettre en œuvre un contrôle de puissance réactive et un transfert de puissance bidirectionnel au sein du convertisseur (modes de charge et de décharge), tout en offrant dans le mode de charge une flexibilité dans la commande, une complexité de calcul et/ou une consommation de ressources mémoire raisonnables et en mettant en œuvre un convertisseur présentant des coûts de fabrication réduits.
[010] Pour ce faire, l’invention se rapporte ainsi, dans son acceptation la plus large, à un procédé, mis en œuvre par un système de pilotage d’un convertisseur d’une première tension électrique en une deuxième tension électrique, de pilotage dudit convertisseur, le convertisseur étant relié à une source de tension électrique alternative comprenant une ligne conductrice de neutre et au moins une ligne conductrice de phase, la source de tension électrique alternative fournissant la première tension électrique, le convertisseur comprenant un étage de correction active de facteur de puissance, l’étage de correction active de facteur de puissance comprenant deux branches électroniques de commutation à basse fréquence connectées en parallèle, et au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence, chaque branche électronique de commutation à basse fréquence comprenant deux demi-branches de commutation basse fréquence reliées en série en une première borne intermédiaire, au moins une demi-branche de commutation d’une première branche de commutation basse fréquence comprenant au moins un organe de commutation muni d’un interrupteur électronique commandable, au moins une demi-branche de commutation d’une seconde branche de commutation basse fréquence comprenant au moins une diode, chaque première borne intermédiaire étant reliée à la ligne conductrice de neutre, ladite au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence comprenant deux demi -branches de commutation haute fréquence reliées en série en une deuxième borne intermédiaire, au moins une demi- branche de commutation haute fréquence comprenant au moins un organe de commutation, ladite au moins une deuxième borne intermédiaire étant reliée à ladite au moins une ligne conductrice de phase via une inductance, chacune des diodes étant configurée pour autoriser dans son état passant une valeur de courant maximale de passage à travers la diode supérieure à la valeur de courant maximale de passage autorisée par chaque interrupteur électronique commandable dans son état passant, et supérieure à la valeur de courant de conduction critique de la diode, le procédé comprenant une phase de charge au cours de laquelle le courant électrique circule dans un premier sens dans la première branche de commutation basse fréquence ou dans la seconde branche de commutation basse fréquence, et une phase de décharge au cours de laquelle le courant électrique circule dans un second sens, opposé au premier sens de circulation, dans la première branche de commutation basse fréquence, le système de pilotage étant configuré pour appliquer, durant la phase de charge du procédé, une consigne de courant instantanée lsp au courant circulant dans la ou chaque inductance, le système de pilotage comprenant des moyens de mesure des première et deuxième tensions électriques et des moyens de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées, de l’amplitude crête-à-crête lci de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence, la première branche de commutation basse fréquence étant initialement activée au début de la phase de charge du procédé, le procédé comportant, au cours de sa phase de charge, les étapes de :
- une étape de mesure des première et deuxième tensions électriques ;
- une étape de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées, de l’amplitude crête-à-crête lci de l’intensité du courant circulant dans la première branche de commutation basse fréquence ;
- une étape de comparaison de l’amplitude crête-à-crête lci à une valeur de courant seuil lseUii prédéfinie, la valeur lseUii étant telle que :
Figure imgf000008_0001
où
Imax est l’amplitude maximale de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence ;
- si l’amplitude crête-à-crête lci est supérieure ou égale à la valeur de courant seuil Iseuii prédéfinie, une étape de désactivation de la première branche de commutation basse fréquence ;
- si l’amplitude crête-à-crête Id est strictement inférieure à la valeur de courant seuil Iseuii prédéfinie, une étape de détermination de si la relation mathématique (1 ) suivante est vérifiée, permettant de détecter si le mode de conduction électrique des diodes est un mode de conduction continue ou discontinue :
Figure imgf000009_0001
sgn(u) fournit le signe de la fonction u(t) et est donc égal à -1 ou 1 lorsque u(t) est non nul ;
- si, à l’issue de la vérification, la relation mathématique (1 ) est fausse, une étape consistant à maintenir active la première branche de commutation basse fréquence ;
- si, à l’issue de la vérification, la relation mathématique (1 ) est vraie, une étape consistant à maintenir active ou à désactiver la première branche de commutation basse fréquence en fonction de la vérification d’un critère prédéfini.
[011 ] En pilotant le convertisseur de cette manière pendant le mode de charge de ce dernier (activation de la première branche de commutation basse fréquence lorsque le courant est suffisamment faible, et désactivation de cette dernière lorsque le courant est supérieur au courant de conduction limite des interrupteurs électroniques commandables, le courant passant alors par la seconde branche de commutation basse fréquence), le procédé selon l’invention permet de supprimer les modes de conduction discontinue des diodes susceptibles d’apparaître dans la seconde branche de commutation basse fréquence (c’est alors la première branche de commutation qui est conductrice), tout en bénéficiant des avantages liés à cette seconde branche de commutation (faible coût notamment) en-dehors des zones de conduction discontinue. Ceci permet d’optimiser les performances du système, notamment en termes de distorsion harmonique et d'efficacité de transfert de puissance (le transfert de puissance étant bidirectionnel). Ceci permet également d’introduire de la flexibilité dans la commande (dans la phase de charge du convertisseur), de simplifier considérablement l’algorithme de commande numérique durant cette phase de charge (ce qui réduit la charge de calcul et la consommation de ressources mémoire), ainsi que de réduire les coûts. Il est à noter que les conditions d'activation de la première branche de commutation basse fréquence sont basées sur des prédictions théoriques incluant des marges de sécurité, ce qui garantit qu'aucune surintensité ou mode de conduction discontinue ne peut se produire. En effet, les diodes sont conçues pour supporter une puissance électrique maximale lors de la phase de charge du convertisseur, tandis que les interrupteurs électroniques commandables (typiquement des transistors) supportent une puissance électrique moindre (notamment lors de la phase de décharge), mais permettent, en phase de charge et pour des courants électriques faibles, d’éviter les modes de conduction discontinues liés aux diodes. En outre, la détermination de si la relation mathématique (1 ) est vérifiée ou non permet de savoir s’il existe ou non au moins une zone opératoire pour laquelle le mode de conduction électrique des diodes est un mode de conduction discontinue (si la relation mathématique (1 ) n’est pas vérifiée, alors une telle zone opératoire existe).
[012] De préférence, si, à l’issue de la vérification, la relation mathématique (1 ) est vraie, la vérification du critère prédéfini dans l’étape consistant à maintenir active ou non la première branche de commutation basse fréquence consiste à comparer les pertes par conduction dans les diodes aux pertes par conduction dans les interrupteurs électroniques commandables, la première branche de commutation basse fréquence étant maintenue active si les pertes par conduction dans les diodes sont supérieures aux pertes par conduction dans les interrupteurs électroniques commandables, la première branche de commutation basse fréquence étant désactivée dans le cas contraire. Ceci permet d’optimiser l’efficacité du convertisseur, notamment du point de vue des pertes par conduction.
[013] L’invention se rapporte également à un ensemble comprenant un convertisseur d’une première tension électrique en une deuxième tension électrique et un système de pilotage dudit convertisseur, le convertisseur étant apte à être relié à une source de tension électrique alternative comprenant une ligne conductrice de neutre et au moins une ligne conductrice de phase, le convertisseur comprenant un étage de correction active de facteur de puissance, l’étage de correction active de facteur de puissance comprenant deux branches électroniques de commutation à basse fréquence connectées en parallèle, et au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence, chaque branche électronique de commutation à basse fréquence comprenant deux demi-branches de commutation basse fréquence reliées en série en une première borne intermédiaire, au moins une demi-branche de commutation d’une première branche de commutation basse fréquence comprenant au moins un organe de commutation muni d’un interrupteur électronique commandable, au moins une demi-branche de commutation d’une seconde branche de commutation basse fréquence comprenant au moins une diode, chaque première borne intermédiaire étant apte à être reliée à la ligne conductrice de neutre, ladite au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence comprenant deux demi-branches de commutation haute fréquence reliées en série en une deuxième borne intermédiaire, au moins une demi-branche de commutation haute fréquence comprenant au moins un organe de commutation, ladite au moins une deuxième borne intermédiaire étant apte à être reliée à ladite au moins une ligne conductrice de phase via une inductance, chacune des diodes étant configurée pour autoriser dans son état passant une valeur de courant maximale de passage à travers la diode supérieure à la valeur de courant maximale de passage autorisée par chaque interrupteur électronique commandable dans son état passant, et supérieure à la valeur de courant de conduction critique de la diode, le système de pilotage comprenant des moyens de mesure des première et deuxième tensions électriques et des moyens de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées, de l’amplitude crête-à- crête Id de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence, le système de pilotage du convertisseur étant configuré pour mettre en œuvre les étapes d’un procédé de pilotage tel que décrit ci-dessus, le système de pilotage étant configuré pour appliquer, durant la phase de charge du procédé, une consigne de courant instantanée lsp au courant circulant dans la ou chaque inductance.
[014] L’invention se rapporte également à un chargeur électrique pour véhicule électrique ou hybride destiné à être connecté à une borne ou à une station de recharge électrique reliée à une source de tension électrique alternative, pour l’alimentation électrique dudit véhicule électrique ou hybride, le chargeur électrique comprenant un ensemble tel que décrit ci- dessus.
[015] L’invention se rapporte également à un véhicule électrique ou hybride, notamment automobile, comportant un chargeur électrique tel que décrit ci- dessus.
[016] On décrira ci-après, à titre d’exemples non limitatifs, des formes d’exécution de la présente invention, en référence aux figures annexées sur lesquelles :
- [Fig.1] est une représentation schématique d’un ensemble comprenant un convertisseur d’une première tension électrique en une deuxième tension électrique et un système de pilotage du convertisseur, le système de pilotage étant configuré pour mettre en œuvre les étapes d’un procédé de pilotage selon la présente invention ; et
- [Fig.2] est un organigramme représentant un procédé de pilotage selon un mode de réalisation de la présente invention, mis en œuvre par le système de pilotage de la figure 1 .
[017] En référence à la figure 1 est illustré un ensemble 2 comprenant un convertisseur 4 d’une première tension électrique LU en une deuxième tension électrique U2, et un système 6 de pilotage du convertisseur 4, selon un mode de réalisation de l’invention. Le convertisseur 4 est relié d’une part à une source de tension électrique alternative (telle que par exemple un réseau d’alimentation électrique monophasé, biphasé ou triphasé - une telle source n’étant pas représentée sur la figure pour des raisons de clarté) fournissant la première tension électrique LU , et d’autre part à une charge 3 débitant entre ses bornes la deuxième tension électrique U2. La source de tension électrique alternative (de préférence sinusoïdale) comprend de manière classique une ligne conductrice de neutre N1 et au moins une ligne conductrice de phase (en l’occurrence une seule ligne conductrice de phase P1 dans le mode de réalisation particulier illustré sur la figure 1 pour lequel le réseau d’alimentation électrique est un réseau monophasé).
[018] L’ensemble 2 est typiquement installé au sein d’un véhicule automobile électrique ou hybride, plus précisément au sein d’un chargeur électrique destiné à être connecté à une borne ou à une station de recharge électrique, elle-même reliée à la source de tension électrique alternative, pour l’alimentation électrique du véhicule (ni le véhicule, ni la borne ou la station de recharge, ni le chargeur dans son ensemble n’étant représentés sur la figure pour des raisons de clarté). De préférence, la première tension électrique LU est une tension électrique alternative issue du réseau d’alimentation électrique monophasé, et la deuxième tension électrique U2 est une tension électrique continue permettant d’alimenter une batterie de stockage électrique du véhicule, après transformation par un ou plusieurs autre(s) étage(s) du chargeur électrique (tel(s) que par exemple un hacheur abaisseur). Le convertisseur 4 fournit ainsi la deuxième tension électrique continue U2 sur un bus de sortie 5 auquel est connecté la charge 3 (ici par exemple une banque de condensateurs), la valeur de cette deuxième tension électrique continue U2 étant par exemple de l’ordre de 400 Vcc ou de 800 Vcc. La deuxième tension électrique U2 est ainsi stabilisée par la banque de condensateurs 3.
[019] Le convertisseur 4 comporte de manière classique un étage de filtrage de perturbations électromagnétiques (non représenté sur la figure 1 pour des raisons de clarté) et un étage de correction active de facteur de puissance 7 connecté en sortie de l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques via au moins une inductance principale 8. Dans le mode de réalisation particulier de la figure 1 , l’étage de correction active de facteur de puissance 7 est connecté en sortie de l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques via deux inductances principales 8, qui présentent par exemple chacune une même valeur d’inductance.
[020] L’étage de correction active de facteur de puissance 7 comporte deux branches électroniques de commutation à basse fréquence 16A, 16B connectées en parallèle, et au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence 18A, 18B. Dans le mode de réalisation particulier de la figure 1 , l’étage de correction active de facteur de puissance 7 est un redresseur synchrone bidirectionnel à montage cascode à point milieu et comporte deux branches électroniques de commutation à haute fréquence 18A, 18B connectées en parallèle. Le nombre de branches électroniques de commutation à haute fréquence 18A, 18B est ainsi égal au nombre d’inductances principales 8. En variante non représentée, l’étage de correction active de facteur de puissance 7 pourrait comporter une seule branche électronique de commutation à haute fréquence 18A, 18B. Chaque branche électronique de commutation à haute fréquence 18A, 18B assure une commutation à haute fréquence du courant électrique d’entrée, ce qui permet de générer une onde sinusoïdale d’entrée en phase avec la tension du réseau d’alimentation électrique d’entrée, ainsi que des ondulations haute fréquence destinées à être filtrées par l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques.
[021] Chaque branche électronique de commutation à basse fréquence 16A, 16B comprend deux demi -branches de commutation basse fréquence 16A1 , 16A2, respectivement 16B1 , 16B2, reliées en série en une borne intermédiaire 20A, 20B. Chaque borne intermédiaire 20A, 20B est reliée à la ligne conductrice de neutre N1. Chaque demi-branche 16A1 , 16A2 d’une première branche de commutation basse fréquence 16A comprend un organe de commutation 24. La première branche électronique de commutation à basse fréquence 16A présente une fréquence de commutation sensiblement égale à celle du réseau d’alimentation électrique d’entrée (par exemple 50 Hz). Chaque demi-branche 16B1 , 16B2 d’une seconde branche de commutation basse fréquence 16B comprend une diode 30. Chaque branche électronique de commutation à haute fréquence 18A, 18B comprend deux demi -branches de commutation haute fréquence 18A1 , 18A2, respectivement 18B1, 18B2 reliées en série en une borne intermédiaire 22A, 22B. Chaque borne intermédiaire 22A, 22B est reliée à une des inductances principales 8 (chaque inductance principale 8 étant reliée à la ligne conductrice de phase P1 via l’étage de filtrage de perturbations électromagnétiques). Chaque demi-branche de commutation haute fréquence 18A1 , 18A2, 18B1 , 18B2 comprend un organe de commutation 25. En variante non représentée, chaque demi -branche 16A1 , 16A2, 16B, 18A1 , 18A2, 18B1 , 18B2 comprend un nombre N2 d’organes de commutation 24, 25, N2 étant un nombre entier supérieur ou égal à deux. La commutation des organes de commutation 24, 25 est commandée par une unité de commande 29 du système de pilotage 6. [022] Comme connu en soi, chaque organe de commutation 24, 25 est bidirectionnel en courant et unidirectionnel en tension. Chaque organe de commutation 24, 25 comprend un interrupteur électronique commandable 26 et une diode 28 (qui est une diode dite « parasite ») connectée en antiparallèle assurant ainsi des trajets de circulation bidirectionnelle de courant. Chaque interrupteur 26 est par exemple formé d’un transistor bipolaire à grille isolée, également appelé transistor IGBT (de l’anglais « Insulated Gate Bipolar Transistor »). Tous les transistors IGBT 26 sont, par exemple, identiques. La grille de chaque transistor IGBT 26 est reliée aux moyens de commande précités pour recevoir un signal de commande correspondant. En variante, le transistor IGBT 26 est remplacé par tout composant électronique semi-conducteur comprenant une électrode de commande et deux électrodes de conduction, tel qu’un transistor bipolaire, un transistor à effet de champ, un thyristor, un thyristor à extinction par la gâchette, un thyristor IGCT (de l’anglais « Insulated Gate Commutated Thysistor »), ou un thyristor MCT (de l’anglais « MOS Controlled Thyristor ») par exemple. Les interrupteurs électroniques commandables 26 des organes de commutation 24 de la première branche électronique de commutation à basse fréquence 16A sont différents des interrupteurs électroniques commandables 26 des organes de commutation 25 des branches électroniques de commutation à haute fréquence 18A, 18B.
[023] Le système 6 de pilotage du convertisseur 4 est configuré pour commander la commutation des organes de commutation 24, 25 (à une fréquence de découpage différente selon qu’il s’agisse des organes de commutation 24 de la première branche électronique de commutation à basse fréquence 16A ou des organes de commutation 25 des branches électroniques de commutation à haute fréquence 18A, 18B). Le système 6 de pilotage est configuré pour contrôler deux boucles d’asservissement au niveau des branches électroniques de commutation à haute fréquence 18A, 18B et des inductances principales 8 : une première boucle d’asservissement où le courant électrique est contrôlé via une consigne de courant (la consigne de courant pouvant être déphasée par rapport à la tension du réseau d’alimentation électrique d’entrée si on veut générer de la puissance réactive), et une deuxième boucle d’asservissement où la tension électrique est contrôlée via une consigne de tension. Plus précisément, le système de pilotage 6 est configuré pour appliquer une consigne de courant instantanée lsp au courant circulant dans chaque inductance 8, durant une phase de charge du convertisseur 4 (au cours de laquelle le courant électrique circule dans un premier sens dans la première branche de commutation basse fréquence 16A ou dans la seconde branche de commutation basse fréquence 16B, et le transfert de puissance s’effectue du réseau d’alimentation électrique d’entrée vers la charge capacitive 3). Le convertisseur 4 peut également fonctionner dans une phase de décharge au cours de laquelle le courant électrique circule dans un second sens, opposé au premier sens de circulation, dans la première branche de commutation basse fréquence 16A, et le transfert de puissance s’effectue de la charge capacitive 3 vers le réseau d’alimentation électrique d’entrée ou vers une charge extérieure connectée au véhicule.
[024] Outre l’unité de commande 29, le système de pilotage 6 comporte des moyens 31 de mesure des première et deuxième tensions électriques LU , U2 et des moyens 32 de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées LU , U2, de l’amplitude crête-à-crête lci de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence 16A. En particulier, l’expression de l’amplitude crête-à-crête lci de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence 16A est donnée par la relation (2) suivante :
Figure imgf000016_0001
L est la valeur minimale d’inductance de chaque inductance principale 8 (en tenant compte de la variation d’inductance liée aux dispersions composant et aux conditions de fonctionnement) ; et
Fs est la fréquence de découpage de chaque branche de commutation haute fréquence 18A, 18B.
[025] Le système de pilotage 6 comporte également des moyens (non représentés sur les figures) de mesure, sur une période de découpage de chaque branche de commutation haute fréquence 18A, 18B, du courant moyen traversant chaque inductance principale 8. L’amplitude crête-à-crête lci de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence 16A correspond alors à la variation de courant traversant chaque inductance principale 8 au cours de la période de découpage de chaque branche de commutation haute fréquence 18A, 18B.
[026] Chaque diode 30 est choisie de manière à autoriser dans son état passant une valeur de courant maximale de passage à travers la diode 30 supérieure à la valeur de courant maximale de passage autorisée par chaque interrupteur électronique commandable 26 de la première branche électronique de commutation à basse fréquence 16A (dans son état passant), et supérieure à la valeur de courant de conduction critique de la diode 30. Autrement dit, chaque diode 30 est choisie de telle manière qu’il existe au moins une zone opératoire pour laquelle, lorsque le courant électrique passe par la diode 30, le mode de conduction électrique est un mode de conduction continue. Chaque diode 30 est dimensionnée de manière à supporter la puissance électrique maximale en phase de charge du convertisseur 4. L’interrupteur électronique commandable 26 de chaque organe de commutation 24 de la première branche électronique de commutation à basse fréquence 16A est dimensionné de manière à ce que la valeur de courant maximale de passage autorisée par l’interrupteur électronique commandable 26 couvre les zones de conduction discontinue des diodes 30.
[027] Le procédé de pilotage du convertisseur 4, mis en œuvre par le système de pilotage 6, va maintenant être décrit en référence à la figure 2. Initialement, le procédé est dans la phase de charge du convertisseur 4. La première branche de commutation basse fréquence 16A est activée par le système de pilotage 6 au début de la phase de charge (autrement dit, à tout moment de cette phase d’activation, un seul des deux organes de commutation 24 de la première branche 16A est dans un état fermé ; celui des deux organes de commutation 24 qui est dans l’état fermé étant fonction du signe de la tension LU du réseau d’alimentation). La consigne de courant instantanée lsp (sinusoïdale) destinée à être appliquée au courant circulant dans chaque inductance 8 est calculée par le système de pilotage 6. Le système de pilotage 6 calcule alors, à partir de la mesure du courant moyen traversant chaque inductance principale 8 sur une période de découpage de chaque branche de commutation haute fréquence 18A, 18B, les signaux de commande à appliquer aux organes de commutation 25 des branches de commutation haute fréquence 18A, 18B, pour permettre le suivi de la consigne instantanée lsp. [028] Au cours de la phase de charge du convertisseur 4, le procédé comporte une étape initiale 39 de mesure, par les moyens de mesure 31 du système de pilotage 6, des première et deuxième tensions électriques U1 , U2.
[029] Le procédé comporte une étape suivante 40 au cours de laquelle le système de pilotage 6 détermine (via ses moyens 32), à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées LU , U2, l’amplitude crête-à-crête lci de l’intensité du courant circulant dans la première branche de commutation basse fréquence 16A. L’amplitude crête-à-crête Id est déterminée à l’aide de la relation mathématique (2) précédemment décrite.
[030] Le procédé comporte une étape suivante 42 au cours de laquelle le système de pilotage 6 compare l’amplitude crête-à-crête lci à une valeur de courant seuil lseUii prédéfinie. La valeur uiiest telle que :
Figure imgf000018_0001
Imax est l’amplitude maximale de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence 16A.
[031] Si l’amplitude crête-à-crête lci est supérieure ou égale à la valeur de courant seuil Iseuii prédéfinie, le procédé comporte une étape suivante 44 au cours de laquelle le système de pilotage 6 désactive la première branche de commutation basse fréquence 16A (autrement dit, à tout moment de cette phase de désactivation, les deux organes de commutation 24 de la première branche 16A sont en même temps dans leur état ouvert). Le courant électrique, qui circule dans le convertisseur 4 dans le premier sens de circulation (phase de charge), circule alors dans la seconde branche de commutation basse fréquence 16B munie des diodes 30. A l’issue de l’étape 44, le procédé reboucle sur l’étape initiale de mesure 39.
[032] Sinon, le procédé comporte une étape suivante 46 au cours de laquelle le système de pilotage 6 détermine si la relation mathématique (1 ) suivante est vérifiée :
Figure imgf000018_0002
sgn(u) fournit le signe de la fonction u(t) et est donc égal à -1 ou 1 lorsque u(t) est non nul. [033] La détermination de si la relation mathématique (1 ) est vérifiée ou non permet de savoir s’il existe ou non au moins une zone opératoire pour laquelle le mode de conduction électrique des diodes 30 est un mode de conduction discontinue (si la relation mathématique (1 ) n’est pas vérifiée, alors une telle zone opératoire existe).
[034] A l’issue de l’étape de détermination 46, si le système de pilotage 6 détermine que la relation mathématique (1 ) n’est pas vérifiée (cette alternative étant matérialisée par la flèche « A » sur la figure 2 et correspondant à un mode de conduction discontinue des diodes 30), le procédé comporte une étape suivante 48 au cours de laquelle le système de pilotage 6 maintient active la première branche de commutation basse fréquence 16A. Le procédé reboucle ensuite sur l’étape initiale de mesure 39.
[035] Si le système de pilotage 6 détermine que la relation mathématique (1 ) est vérifiée (cette alternative étant matérialisée par la flèche « B » sur la figure 2 et correspondant à un mode de conduction continue des diodes 30), le procédé comporte une étape suivante 50 au cours de laquelle le système de pilotage 6 détermine si un critère prédéfini est vérifié, et maintient active ou au contraire désactive la première branche de commutation basse fréquence 16A en fonction de la vérification du critère. De préférence, selon un exemple de réalisation particulier de l’invention, la vérification du critère prédéfini consiste à comparer d’une part les pertes par conduction dans les diodes 30 de la seconde branche de commutation basse fréquence 16B, aux pertes par conduction dans les interrupteurs électroniques commandables 26 de la première branche de commutation basse fréquence 16A d’autre part. Au cours de l’étape 50, le système de pilotage 6 maintient active la première branche de commutation basse fréquence 16A (au cours d’une sous-étape 50A) si les pertes par conduction dans les diodes 30 sont supérieures aux pertes par conduction dans les interrupteurs électroniques commandables 26. Le système de pilotage 6 désactive la première branche de commutation basse fréquence 16A (au cours d’une sous-étape 50B) dans le cas contraire. A l’issue de l’étape 50, le procédé reboucle sur l’étape initiale de mesure 39.
[036] Le procédé de pilotage d’un convertisseur selon l’invention permet de mettre en œuvre un contrôle de puissance réactive et un transfert de puissance bidirectionnel au sein du convertisseur (modes de charge et de décharge), tout en offrant dans le mode de charge une flexibilité dans la commande, une complexité de calcul et/ou une consommation de ressources mémoire raisonnables et en mettant en œuvre un convertisseur présentant des coûts de fabrication réduits.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé, mis en œuvre par un système (6) de pilotage d’un convertisseur (4) d’une première tension électrique (U1 ) en une deuxième tension électrique (U2), de pilotage dudit convertisseur (4), le convertisseur (4) étant relié à une source de tension électrique alternative comprenant une ligne conductrice de neutre (N1 ) et au moins une ligne conductrice de phase (P1 ), la source de tension électrique alternative fournissant la première tension électrique (U1 ), le convertisseur (4) comprenant un étage de correction active de facteur de puissance (7), l’étage de correction active de facteur de puissance (7) comprenant deux branches électroniques de commutation à basse fréquence (16A, 16B) connectées en parallèle, et au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence (18A, 18B), chaque branche électronique de commutation à basse fréquence (16A, 16B) comprenant deux demi-branches de commutation basse fréquence (16A1 , 16A2, 16B1 , 16B2) reliées en série en une première borne intermédiaire (20A, 20B), au moins une demi-branche de commutation (16A1 , 16A2) d’une première branche de commutation basse fréquence (16A) comprenant au moins un organe de commutation (24) muni d’un interrupteur électronique commandable (26), au moins une demi-branche de commutation (16B1 , 16B2) d’une seconde branche de commutation basse fréquence (16B) comprenant au moins une diode (30), chaque première borne intermédiaire (20A, 20B) étant reliée à la ligne conductrice de neutre (N1 ), ladite au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence (18A, 18B) comprenant deux demi-branches de commutation haute fréquence (18A1 , 18A2, 18B1 , 18B2) reliées en série en une deuxième borne intermédiaire (22A, 22B), au moins une demi-branche de commutation haute fréquence (18A1 , 18A2, 18B1 , 18B2) comprenant au moins un organe de commutation (25), ladite au moins une deuxième borne intermédiaire (22A, 22B) étant reliée à ladite au moins une ligne conductrice de phase (P1 ) via une inductance (8), chacune des diodes (30) étant configurée pour autoriser dans son état passant une valeur de courant maximale de passage à travers la diode (30) supérieure à la valeur de courant maximale de passage autorisée par chaque interrupteur électronique commandable (26) dans son état passant, et supérieure à la valeur de courant de conduction critique de la diode (30), le procédé comprenant une phase de charge au cours de laquelle le courant électrique circule dans un premier sens dans la première branche de commutation basse fréquence (16A) ou dans la seconde branche de commutation basse fréquence (16B), et une phase de décharge au cours de laquelle le courant électrique circule dans un second sens, opposé au premier sens de circulation, dans la première branche de commutation basse fréquence (16A), le système de pilotage (6) étant configuré pour appliquer, durant la phase de charge du procédé, une consigne de courant instantanée lsp au courant circulant dans la ou chaque inductance (8), le système de pilotage (6) comprenant des moyens (31 ) de mesure des première et deuxième tensions électriques (U1 , U2) et des moyens (32) de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées (U1 , U2), de l’amplitude crête-à-crête lci de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence (16A), la première branche de commutation basse fréquence (16A) étant initialement activée au début de la phase de charge du procédé, caractérisé en ce que le procédé comporte, au cours de sa phase de charge, les étapes de :
- une étape (39) de mesure des première et deuxième tensions électriques (U1 , U2) ;
- une étape (40) de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées (U1 , U2), de l’amplitude crête-à-crête Id de l’intensité du courant circulant dans la première branche de commutation basse fréquence (16A) ;
- une étape (42) de comparaison de l’amplitude crête-à-crête lci à une valeur de courant seuil lseUii prédéfinie, la valeur lseUii étant telle que :
Figure imgf000022_0001
OÙ
Imax est l’amplitude maximale de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence (16A) ;
- si l’amplitude crête-à-crête lci est supérieure ou égale à la valeur de courant seuil Iseuii prédéfinie, une étape (44) de désactivation de la première branche de commutation basse fréquence (16A) ;
- si l’amplitude crête-à-crête lci est strictement inférieure à la valeur de courant seuil Iseuii prédéfinie, une étape (46) de détermination de si la relation mathématique (1 ) suivante est vérifiée, permettant de détecter si le mode de conduction électrique des diodes (30) est un mode de conduction continue ou discontinue :
Figure imgf000023_0001
sgn(u) fournit le signe de la fonction u(t) et est donc égal à -1 ou 1 lorsque u(t) est non nul ;
- si, à l’issue de la vérification (46), la relation mathématique (1 ) est fausse, une étape (48) consistant à maintenir active la première branche de commutation basse fréquence (16A) ;
- si, à l’issue de la vérification (46), la relation mathématique (1 ) est vraie, une étape (50, 50A, 50B) consistant à maintenir active ou à désactiver la première branche de commutation basse fréquence (16A) en fonction de la vérification d’un critère prédéfini.
2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que, si, à l’issue de la vérification (46), la relation mathématique (1 ) est vraie, la vérification du critère prédéfini dans l’étape (50, 50A, 50B) consistant à maintenir active ou non la première branche de commutation basse fréquence (16A) consiste à comparer les pertes par conduction dans les diodes (30) aux pertes par conduction dans les interrupteurs électroniques commandables (26), la première branche de commutation basse fréquence (16A) étant maintenue active si les pertes par conduction dans les diodes (30) sont supérieures aux pertes par conduction dans les interrupteurs électroniques commandables (26), la première branche de commutation basse fréquence (16A) étant désactivée dans le cas contraire.
3. Ensemble (2) comprenant un convertisseur (4) d’une première tension électrique (U1 ) en une deuxième tension électrique (U2) et un système (6) de pilotage dudit convertisseur (4), le convertisseur (4) étant apte à être relié à une source de tension électrique alternative comprenant une ligne conductrice de neutre (N1 ) et au moins une ligne conductrice de phase (P1 ), le convertisseur (4) comprenant un étage de correction active de facteur de puissance (7), l’étage de correction active de facteur de puissance (7) comprenant deux branches électroniques de commutation à basse fréquence (16A, 16B) connectées en parallèle, et au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence (18A, 18B), chaque branche électronique de commutation à basse fréquence (16A, 16B) comprenant deux demi-branches de commutation basse fréquence (16A1 , 16A2, 16B1 , 16B2) reliées en série en une première borne intermédiaire (20A, 20B), au moins une demi-branche de commutation (16A1 , 16A2) d’une première branche de commutation basse fréquence (16A) comprenant au moins un organe de commutation (24) muni d’un interrupteur électronique commandable (26), au moins une demi-branche de commutation (16B1 , 16B2) d’une seconde branche de commutation basse fréquence (16B) comprenant au moins une diode (30), chaque première borne intermédiaire (20A, 20B) étant apte à être reliée à la ligne conductrice de neutre (N1 ), ladite au moins une branche électronique de commutation à haute fréquence (18A, 18B) comprenant deux demi-branches de commutation haute fréquence (18A1 , 18A2, 18B1 , 18B2) reliées en série en une deuxième borne intermédiaire (22A, 22B), au moins une demi-branche de commutation haute fréquence (18A1 , 18A2, 18B1 , 18B2) comprenant au moins un organe de commutation (25), ladite au moins une deuxième borne intermédiaire (22A, 22B) étant apte à être reliée à ladite au moins une ligne conductrice de phase (P1 ) via une inductance (8), chacune des diodes (30) étant configurée pour autoriser dans son état passant une valeur de courant maximale de passage à travers la diode (30) supérieure à la valeur de courant maximale de passage autorisée par chaque interrupteur électronique commandable (26) dans son état passant, et supérieure à la valeur de courant de conduction critique de la diode (30), le système de pilotage (6) comprenant des moyens (31 ) de mesure des première et deuxième tensions électriques (U1 , U2) et des moyens (32) de détermination, à partir des première et deuxième tensions électriques mesurées (U1 , U2), de l’amplitude crête-à- crête Id de l’intensité du courant propre à circuler dans la première branche de commutation basse fréquence (16A), caractérisé en ce que le système (6) de pilotage du convertisseur (4) est configuré pour mettre en œuvre les étapes d’un procédé de pilotage selon la revendication 1 ou 2, le système de pilotage (6) étant configuré pour appliquer, durant la phase de charge du procédé, une consigne de courant instantanée lsp au courant circulant dans la ou chaque inductance (8).
4. Chargeur électrique pour véhicule électrique ou hybride destiné à être connecté à une borne ou à une station de recharge électrique reliée à une source de tension électrique alternative, pour l’alimentation électrique dudit véhicule électrique ou hybride, caractérisé en ce qu’il comporte un ensemble (2) selon la revendication 3.
5. Véhicule électrique ou hybride, notamment automobile, caractérisé en ce qu’il comporte un chargeur électrique selon la revendication 4.
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US20140226375A1 (en) * 2013-02-13 2014-08-14 Power-One, Inc. Power converter with non-symmetrical totem pole rectifier and current-shaping branch circuits

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