WO2024095705A1 - 電力変換装置、プログラム - Google Patents

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WO2024095705A1
WO2024095705A1 PCT/JP2023/036600 JP2023036600W WO2024095705A1 WO 2024095705 A1 WO2024095705 A1 WO 2024095705A1 JP 2023036600 W JP2023036600 W JP 2023036600W WO 2024095705 A1 WO2024095705 A1 WO 2024095705A1
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terminal
potential side
arm switch
switch
lower arm
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PCT/JP2023/036600
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English (en)
French (fr)
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尚斗 小林
健次 越智
寛烈 金
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Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from DC input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • This disclosure relates to a power conversion device and a program.
  • a power conversion device compatible with both three-phase AC power supplies and single-phase AC power supplies.
  • This power conversion device includes a series connection of upper and lower arm switches for three phases, a series connection of upper and lower arm diodes, a high-potential side path, a low-potential side path, and a DC side capacitor.
  • the high-potential side path electrically connects the high-potential side terminals of each upper arm switch, the cathodes of the upper arm diodes, the high-potential side terminal of the capacitor, and the high-potential side DC terminal.
  • the low-potential side path electrically connects the low-potential side terminals of each lower arm switch, the anodes of the lower arm diodes, the low-potential side terminal of the capacitor, and the low-potential side DC terminal.
  • the power conversion device further includes first to third inductors.
  • the first inductor electrically connects the connection point of the first upper and lower arm switches to a first AC terminal
  • the second inductor electrically connects the connection point of the second upper and lower arm switches to a second AC terminal
  • the third inductor electrically connects the connection point of the third upper and lower arm switches to a third AC terminal.
  • the power conversion device includes a connection path that electrically connects the connection points of the upper and lower arm diodes and a fourth AC terminal, a first switch provided in the connection path, a second switch that electrically connects the first AC terminal and the second AC terminal, and a third switch that electrically connects the second AC terminal and the third AC terminal.
  • the power conversion device When a three-phase AC power supply is connected to the first AC terminal, the second AC terminal, and the third AC terminal, the power conversion device performs switching control of the upper and lower arm switches to convert the AC power input from the first AC terminal, the second AC terminal, and the third AC terminal into DC power and output it from the high potential side DC terminal and the low potential side DC terminal when the first to third switches are in an OFF state.
  • the power conversion device when a single-phase AC power supply is connected to the first AC terminal and the fourth AC terminal, the power conversion device performs switching control of the upper and lower arm switches in order to convert the AC power input from the first AC terminal and the fourth AC terminal into DC power and output it from the high potential side DC terminal and the low potential side DC terminal with the first to third switches turned on. Because the second and third switches are turned on, all of the first to third inductors can be used as power transmission paths during power conversion using a single-phase AC power supply. This makes it possible to increase the DC power output from the high potential side DC terminal and the low potential side DC terminal.
  • the primary objective of this disclosure is to provide a power conversion device and program that can increase the DC power output while reducing DC power pulsation during power conversion using a single-phase AC power source.
  • the present disclosure provides a power supply comprising a first AC terminal, a second AC terminal, a third AC terminal, and a fourth AC terminal; A high potential side DC terminal and a low potential side DC terminal; Equipped with A power conversion device configured to be connectable to the first AC terminal, the second AC terminal, and the third AC terminal, and configured to be connectable to the first AC terminal and the fourth AC terminal, a series connection of a first upper arm switch and a first lower arm switch; a series connection of a second upper arm switch and a second lower arm switch; a third upper arm switch and a third lower arm switch connected in series; A series connection of an upper arm rectifier and a lower arm rectifier; a high potential side path electrically connecting the high potential side terminals of the first, second and third upper arm switches, the high potential side terminal of the upper arm rectifier unit, and the high potential side DC terminal; a low potential side path electrically connecting the low potential side terminals of the first, second and third lower arm switches, the low potential side terminal of the lower arm rectifier unit,
  • the second single-phase charging switch is turned on, and the first and second inductors can be used as a power transmission path. This makes it possible to increase the DC power output from the high-potential side DC terminal and the low-potential side DC terminal.
  • the compensation switch is turned on, and the high potential side path or the low potential side path is electrically connected to the third AC terminal via the compensation storage unit.
  • the compensation storage unit can charge and discharge an electric charge to absorb the pulsation of the DC power.
  • the control unit performs switching control of the third upper arm switch and the third lower arm switch to reduce the pulsation of the DC power output from the high potential side DC terminal and the low potential side DC terminal due to the charging and discharging of the compensation storage unit.
  • the pulsation of the DC power can be reduced while increasing the output DC power.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of an on-board charger according to a first embodiment
  • FIG. 2 is a diagram showing an on-board charger connected to a three-phase AC power supply
  • FIG. 3 is a diagram showing an on-board charger connected to a single-phase AC power source
  • FIG. 4 is a flowchart showing a procedure for controlling charging of a storage battery.
  • FIG. 5 is a block diagram of a three-phase charging control process
  • FIG. 6 is a time chart showing the transition of current, voltage, etc. during three-phase charging control.
  • FIG. 7 is a block diagram of a single-phase charging control process
  • FIG. 8 is a time chart showing the transition of current, voltage, etc. during single-phase charging control.
  • FIG. 9 is a time chart relating to a pulsation reduction process according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a time chart showing interleaved driving according to the third embodiment;
  • FIG. 11 is a time chart showing a switching mode etc. according to a comparative example.
  • FIG. 12 shows the results of FFT analysis showing the effect of reducing the current ripple.
  • FIG. 13 is an overall configuration diagram of an on-board charger according to another embodiment;
  • FIG. 14 is a diagram showing the overall configuration of an on-board charger according to another embodiment.
  • the power conversion device according to this embodiment is provided in a vehicle such as an electric vehicle, and specifically, is an AC-DC-DC converter constituting an on-board charger.
  • the on-board charger is also called an on-board charger.
  • the power conversion device has an AC terminal and a DC terminal.
  • the power conversion device has a function of converting AC power input via the AC terminal connected to an AC power source outside the vehicle into DC power and outputting it from the DC terminal.
  • the DC power output from the DC terminal is supplied to a storage battery provided in the vehicle.
  • the power conversion device also has a function of converting DC power input from the DC terminal into AC power and outputting it from the AC terminal.
  • the AC power output from the AC terminal is supplied to an external power system via an external AC power source.
  • the power conversion device can be connected to a three-phase AC power source or a single-phase AC power source.
  • the power conversion device 10 has a first AC terminal Tac1, a second AC terminal Tac2, a third AC terminal Tac3, and a fourth AC terminal Tac4 as AC terminals.
  • the first to fourth AC terminals Tac1 to Tac4 can be connected to an external three-phase AC power source 21 as shown in FIG. 2.
  • the first and fourth AC terminals Tac1 and Tac4 can be connected to an external single-phase AC power source 22 as shown in FIG. 3.
  • the power conversion device 10 has a high-potential side DC terminal TdcH and a low-potential side DC terminal TdcL as DC terminals.
  • the high-potential side DC terminal TdcH and the low-potential side DC terminal TdcL are connected to the input section of a DCDC converter 24 constituting an on-board charger.
  • the output section of the DCDC converter 24 is connected to a chargeable and dischargeable storage battery 20 mounted on the vehicle.
  • the DCDC converter 24 transforms the DC voltage input from the high-potential side DC terminal TdcH and the low-potential side DC terminal TdcL, and supplies the transformed DC voltage to the storage battery 20.
  • the DCDC converter 24 also transforms the DC voltage input from the storage battery 20 and supplies it to the high-potential side DC terminal TdcH and the low-potential side DC terminal TdcL.
  • the DCDC converter 24 is, for example, an insulated DCDC converter in which the input section and the output section are electrically insulated, and includes a transformer that connects the input section and the output section.
  • the power conversion device 10 includes four upper and lower arm switches for four phases, which are a series connection of a first upper arm switch S1H and a first lower arm switch S1L, a series connection of a second upper arm switch S2H and a second lower arm switch S2L, a series connection of a third upper arm switch S3H and a third lower arm switch S3L, and a series connection of a fourth upper arm switch S4H and a fourth lower arm switch S4L.
  • each of the upper and lower arm switches S1H to S4L is an N-channel MOSFET having a body diode. Therefore, in each of the upper and lower arm switches S1H to S4L, the high potential side terminal is the drain, and the low potential side terminal is the source.
  • the first phase is the U phase
  • the second phase is the V phase
  • the third phase is the W phase.
  • the fourth upper arm switch S4H corresponds to the "upper arm rectifier”
  • the fourth lower arm switch S4L corresponds to the "lower arm rectifier”.
  • the power conversion device 10 includes a high-potential side path 30H, which is an electrical path connecting the high-potential side terminals of the first, second, third, and fourth upper arm switches S1H, S2H, S3H, and S4H to the high-potential side DC terminal TdcH, and a low-potential side path 30L, which is an electrical path connecting the low-potential side terminals of the first, second, third, and fourth lower arm switches S1L, S2L, S3L, and S4L to the low-potential side DC terminal TdcL.
  • the high-potential side path 30H and the low-potential side path 30L are conductive members such as bus bars.
  • the power conversion device 10 includes a DC side capacitor 34 that connects the high potential side path 30H and the low potential side path 30L.
  • the DC side capacitor 34 functions as a smoothing capacitor and is, for example, an electrolytic capacitor.
  • the power conversion device 10 includes a first path 41, a second path 42, and a third path 43.
  • the first path 41 is an electrical path that connects the low potential side terminal of the first upper arm switch S1H and the high potential side terminal of the first lower arm switch S1L to the first AC terminal Tac1.
  • the second path 42 is an electrical path that connects the low potential side terminal of the second upper arm switch S2H and the high potential side terminal of the second lower arm switch S2L to the second AC terminal Tac2.
  • the third path 43 is an electrical path that connects the low potential side terminal of the third upper arm switch S3H and the high potential side terminal of the third lower arm switch S3L to the third AC terminal Tac3.
  • the power conversion device 10 includes a first inductor 31 provided in a first path 41, a second inductor 32 provided in a second path 42, and a third inductor 33 provided in a third path 43.
  • the inductors 31 to 33 have the same specifications. Therefore, the inductance values of the inductors 31 to 33 are the same.
  • the rated currents (specifically, the temperature rise rated currents) of the inductors 31 to 33 are the same.
  • the power conversion device 10 includes a connection path 44, which is an electrical path that connects the low potential side terminal of the fourth upper arm switch S4H and the high potential side terminal of the fourth lower arm switch S4L to the fourth AC terminal Tac4.
  • the power conversion device 10 includes a first single-phase charging switch 45 provided on the connection path 44.
  • the first single-phase charging switch 45 allows bidirectional current flow when it is turned on, and prevents bidirectional current flow when it is turned off.
  • the power conversion device 10 includes a second single-phase charging switch 46.
  • the second single-phase charging switch 46 connects a portion of the first path 41 closer to the first AC terminal Tac1 than the first inductor 31 and a portion of the second path 42 closer to the second AC terminal Tac2 than the second inductor 32.
  • the second single-phase charging switch 46 allows bidirectional current flow when it is turned on, and blocks bidirectional current flow when it is turned off.
  • the second single-phase charging switch 46 may, for example, connect the first AC terminal Tac1 and the second AC terminal Tac2.
  • the power conversion device 10 includes a series connection of a compensation capacitor 47 and a compensation switch 48 as a configuration for reducing pulsation of the DC power output from each of the DC terminals TdcH and TdcL.
  • the series connection of the compensation capacitor 47 and the compensation switch 48 connects the high potential side path 30H and a portion of the third path 43 closer to the third AC terminal Tac3 than the third inductor 33.
  • the compensation capacitor 47 is, for example, a film capacitor.
  • the compensation switch 48 allows bidirectional current flow when it is turned on, and blocks bidirectional current flow when it is turned off.
  • the series connection of the compensation capacitor 47 and the compensation switch 48 may connect the high potential side path 30H and the third AC terminal Tac3.
  • the compensation capacitor 47 may be provided on the high potential side path 30H side than the compensation switch 48.
  • the power conversion device 10 includes a DC side voltage sensor 50, an AC side voltage sensor 51, and a compensation voltage sensor 52.
  • the DC side voltage sensor 50 detects the terminal voltage of the DC side capacitor 34
  • the AC side voltage sensor 51 detects the voltage difference between the first AC terminal Tac1 and the fourth AC terminal Tac4
  • the compensation voltage sensor 52 detects the terminal voltage of the compensation capacitor 47.
  • the power conversion device 10 is equipped with first to third current sensors 61 to 63.
  • the first current sensor 61 detects the current flowing through the first inductor 31
  • the second current sensor 62 detects the current flowing through the second inductor 32
  • the third current sensor 63 detects the current flowing through the third inductor 33.
  • the detection values of each of the sensors 50 to 52, 61 to 63 are input to a control device 70, which serves as a control unit provided in the power conversion device 10.
  • the control device 70 is mainly composed of a microcomputer 71, which has a CPU.
  • the functions provided by the microcomputer 71 can be provided by software recorded in a physical memory device and a computer that executes the software, by software alone, by hardware alone, or by a combination of these.
  • the microcomputer 71 when the microcomputer 71 is provided by an electronic circuit that is hardware, it can be provided by a digital circuit including a large number of logic circuits, or by an analog circuit.
  • the microcomputer 71 executes a program stored in a non-transitory tangible storage medium that serves as a storage unit provided in the microcomputer 71.
  • the program includes, for example, programs for the processes shown in Figures 4, 5, 7, etc., which will be described later.
  • the storage unit is, for example, a non-volatile memory.
  • the programs stored in the storage unit can be updated via a communication network such as the Internet, for example, OTA (Over The Air), etc.
  • the control device 70 performs three-phase charging control or single-phase charging control.
  • the charging control is explained below using the flowchart in Figure 4.
  • step S10 it is determined whether or not an instruction for three-phase charging control has been issued.
  • a three-phase AC power supply 21 is connected to the first to third AC terminals Tac1 to Tac3
  • an instruction for three-phase charging control has been issued.
  • the amplitude and frequency of the output voltage of the three phases are the same, and the phases of the output voltage and output current are shifted by 120° for each phase.
  • the neutral point of the three-phase AC power supply 21 is connected to the fourth AC terminal Tac4, but the neutral point does not have to be connected to the fourth AC terminal Tac4.
  • step S10 three-phase charging control is performed in steps S11 and S12. More specifically, in step S11, the first single-phase charging switch 45, the second single-phase charging switch 46, and the compensation switch 48 are turned off. In addition, the fourth upper arm switch S4H and the fourth lower arm switch S4L are turned off.
  • step S12 the first, second and third upper arm switches S1H, S2H and S3H and the first, second and third lower arm switches S1L, S2L and S3L are switched on alternately with dead time between them, so that the AC power input from the first AC terminal Tac1, the second AC terminal Tac2 and the third AC terminal Tac3 is converted into DC power and output from the high potential side DC terminal TdcH and the low potential side DC terminal TdcL.
  • the upper arm switches and the lower arm switches are alternately turned on with dead time between them. In each phase, one switching period of the upper and lower arm switches is the same.
  • step S10 determines whether or not a command for single-phase charging control has been issued.
  • the amplitude of the output voltage of the single-phase AC power supply 22 is the same as the amplitude of the output voltage of the three-phase AC power supply 21.
  • the frequency of the output voltage of the single-phase AC power supply 22 is the same as the frequency of the output voltage of the three-phase AC power supply 21.
  • step S13 single-phase charging control is performed in steps S14 and S15. More specifically, in step S14, the first single-phase charging switch 45, the second single-phase charging switch 46, and the compensation switch 48 are turned on.
  • step S15 the first upper arm switch S1H, the first lower arm switch S1L, the second upper arm switch S2H, and the second lower arm switch S2L are switched on in order to convert the AC power input from the first AC terminal Tac1 and the fourth AC terminal Tac4 into DC power and output it from the high potential side DC terminal TdcH and the low potential side DC terminal TdcL.
  • the upper arm switch and the lower arm switch are alternately turned on in synchronization with each other with a dead time in between.
  • one switching period of the upper and lower arm switches is the same, and is the same as one switching period during three-phase charging control.
  • switching control is performed on the third upper arm switch S3H and the third lower arm switch S3L.
  • the third upper arm switch S3H and the third lower arm switch S3L are alternately turned on with dead time in between.
  • the third upper and lower arm switches S3H and S3L have the same switching period, which is also the same as the first and second upper and lower arm switches S1H, S1L, S2H, S2L.
  • step S15 in a first period in which a current flows from the fourth AC terminal Tac4 to the first AC terminal Tac1 via the single-phase AC power supply 22, the fourth lower arm switch S4L is turned on and the fourth upper arm switch S4H is turned off.
  • the fourth upper arm switch S4H is turned on and the fourth lower arm switch S4L is turned off. Whether the current timing is included in the first period or the second period may be determined based on, for example, the detection value of the first current sensor 61.
  • One switching period Tsw4 of the fourth upper and lower arm switches S4H and S4L is the same as one period of the output voltage of the single-phase AC power supply 22, and is longer than one switching period Tsw1, Tsw2, and Tsw3 of the first, second, and third upper and lower arm switches S1H, S1L, S2H, S2L, S3H, and S3L.
  • the fourth upper and lower arm switches S4H and S4L are semiconductor switching elements with longer turn-on and turn-off times than the first to third upper and lower arm switches S1H, S1L, S2H, S2L, S3H, and S3L. This eliminates the need to use high-performance switches for the fourth upper and lower arm switches S4H and S4L, reducing the cost of the power conversion device 10.
  • step S15 during a first period in which a current flows from the fourth AC terminal Tac4 to the first AC terminal Tac1 via the single-phase AC power source 22, the fourth upper arm switch S4H is turned on and the fourth lower arm switch S4L is turned off.
  • FIG. 5 is a block diagram of the three-phase charging control executed by the control device 70.
  • the voltage control unit 80 calculates the d-axis target current Idref for controlling the terminal voltage of the DC side capacitor 34 detected by the DC side voltage sensor 50 (hereinafter, the DC voltage detection value Vdcr) to the target DC voltage Vdcref.
  • the voltage control unit 80 includes a voltage deviation calculation unit 81 and a voltage feedback control unit 82.
  • the voltage deviation calculation unit 81 calculates the voltage deviation ⁇ V by subtracting the DC voltage detection value Vdcr from the target DC voltage Vdcref.
  • the target DC voltage Vdcref may be set, for example, based on the rated voltages of the upper and lower arm switches S1H to S4L and the DCDC converter 24.
  • the voltage feedback control unit 82 calculates the d-axis target current Idref as a manipulated variable for feedback-controlling the voltage deviation ⁇ V to 0.
  • the feedback control in the voltage feedback control unit 82 is, for example, proportional-integral control.
  • the electrical angle calculation unit 83 calculates the electrical angle ⁇ e based on the voltage detected by the AC side voltage sensor 51 (hereinafter, AC voltage detection value V1r).
  • the electrical angle ⁇ e at the zero-cross timing (specifically, for example, the zero-upcross timing) of the AC voltage detection value V1r is set to 0°, and the electrical angle ⁇ e at the next zero-upcross timing is set to 360°.
  • one cycle of the AC voltage detection value V1r corresponds to one electrical angle cycle (0° to 360°).
  • the AC voltage detection value V1r is set to positive when the voltage of the first AC terminal Tac1 is higher than the voltage of the fourth AC terminal Tac4.
  • the two-phase conversion unit 84 converts the first, second, and third current detection values i1r, i2r, and i3r in the three-phase fixed coordinate system into d- and q-axis currents Idr and Iqr in the two-phase rotating coordinate system (dq-axis coordinate system) based on the currents detected by the first, second, and third current sensors 61, 62, and 63 (hereinafter referred to as the first, second, and third current detection values i1r, i2r, and i3r) and the electrical angle ⁇ e.
  • the first, second, and third current detection values i1r, i2r, and i3r are positive when they flow from the first, second, and third AC terminals Tac1, Tac2, and Tac3 toward the first, second, and third inductors 31, 32, and 33.
  • the current control unit 85 includes a d-axis deviation calculation unit 86, a d-axis feedback control unit 87, a q-axis deviation calculation unit 88, and a q-axis feedback control unit 89.
  • the d-axis deviation calculation unit 86 calculates the d-axis current deviation ⁇ Id by subtracting the d-axis current Idr from the d-axis target current Idref.
  • the d-axis feedback control unit 87 calculates the d-axis target voltage Vdref as a manipulated variable for feedback controlling the d-axis current deviation ⁇ Id to zero.
  • the feedback control in the d-axis feedback control unit 87 is, for example, proportional-integral control.
  • the q-axis deviation calculation unit 88 calculates the q-axis current deviation ⁇ Iq by subtracting the q-axis current Iqr from the q-axis target current Iqref.
  • the q-axis target current Iqref is a target value of the reactive current, and in this embodiment, is set to 0 to make the power factor 1.
  • Making the power factor 1 means making the phase difference between the first, second, and third output voltages V1, V2, and V3 of the three-phase AC power supply 21 and the first, second, and third current detection values i1r, i2r, and i3r 0.
  • the q-axis feedback control unit 89 calculates the q-axis target voltage Vqref as a manipulated variable for feedback controlling the q-axis current deviation ⁇ Iq to 0.
  • the feedback control in the q-axis feedback control unit 89 is, for example, proportional-integral control.
  • the three-phase conversion unit 90 converts the d- and q-axis target voltages Vdref, Vqref in the two-phase rotating coordinate system into first, second, and third target voltages Vleg1ref, Vleg2ref, and Vleg3ref in the three-phase fixed coordinate system based on the d- and q-axis target voltages Vdref, Vqref and the electrical angle ⁇ e.
  • the first, second, and third target voltages Vleg1ref, Vleg2ref, and Vleg3ref are sinusoidal signals whose phases are shifted by 120° in electrical angle.
  • the sinusoidal signals are signals that become 0 every 180° of electrical angle.
  • the PWM generating unit 91 generates a first upper and lower arm drive signal to be supplied to the gates of the first upper and lower arm switches S1H and S1L, a second upper and lower arm drive signal to be supplied to the gates of the second upper and lower arm switches S2H and S2L, and a third upper and lower arm drive signal to be supplied to the gates of the third upper and lower arm switches S3H and S3L by pulse width modulation (PWM) based on a comparison of the magnitude of the first, second and third target voltages Vleg1ref, Vleg2ref, Vleg3ref with the carrier signal.
  • the carrier signal is, for example, a triangular wave signal, and one cycle of the carrier signal is sufficiently shorter than one electrical angle cycle (0° to 360°).
  • the switching patterns of the first upper and lower arm switches S1H and S1L, the switching patterns of the second upper and lower arm switches S2H and S2L, and the switching patterns of the third upper and lower arm switches S3H and S3L are shifted in phase by 120°.
  • Fig. 6 shows the transition of the first, second, and third output voltages V1, V2, and V3 of the three-phase AC power supply 21, the first, second, and third current detection values i1r, i2r, and i3r, the total value of the first, second, and third DC powers P1, P2, and P3, and the DC power Pdc output from each DC terminal TdcH and TdcL during three-phase charging control.
  • the first, second, and third output voltages V1, V2, and V3 are positive when the voltages of the first, second, and third AC terminals Tac1, Tac2, and Tac3 are higher than the voltage of the neutral point of the three-phase AC power supply 21.
  • the first, second, and third DC powers P1, P2, and P3 are individual DC powers output from the three-phase AC power supply 21 through the first, second, and third inductors 31, 32, and 33 from each DC terminal TdcH and TdcL.
  • the frequency of the output voltages V1 to V3 of the three-phase AC power supply 21 is 50 Hz, and the target DC voltage Vdcref is set to 800 V.
  • three-phase charging control is performed so that the phase difference between the first, second, and third output voltages V1, V2, and V3 and the first, second, and third current detection values i1r, i2r, and i3r is 0 (i.e., the power factor is 1).
  • the first, second, and third target voltages Vleg1ref, Vleg2ref, and Vleg3ref are calculated in the three-phase conversion unit 90 so that the first DC power P1, the second DC power P2, and the third DC power P3 are equal.
  • the effective value of the current flowing through the first, second, and third inductors 31, 32, and 33 is 16 Arms.
  • control device 70 may perform three-phase charging control by performing switching control of the upper and lower arm switches S1H to S3L of the first to third phases based on average current mode control or the like, instead of the control shown in FIG. 5.
  • FIG. 7 is a block diagram of the single-phase charging control executed by the control device 70.
  • the control device 70 includes a charging control unit 100 for power transmission and a pulsation reduction control unit 120 for reducing pulsation in the DC power.
  • the filter unit 112 performs low-pass filtering on the DC voltage detection value Vdcr. This removes the harmonic components of the output voltage of the single-phase AC power supply 22 that are included in the DC voltage detection value Vdcr.
  • the harmonic components are, for example, components of the secondary frequency of the output voltage (for example, 100 Hz or 120 Hz).
  • the voltage control unit 101 includes a voltage deviation calculation unit 102 and a voltage feedback control unit 103.
  • the voltage deviation calculation unit 102 calculates a voltage deviation ⁇ V by subtracting the DC voltage detection value Vdcr from the target DC voltage Vdcref from which harmonic components have been removed in the filter unit 112.
  • the voltage feedback control unit 103 calculates a target current amplitude Iampref as a manipulated variable for feedback controlling the voltage deviation ⁇ V to 0.
  • the feedback control in the voltage feedback control unit 103 is, for example, proportional-integral control.
  • the electrical angle calculation unit 83 calculates the electrical angle ⁇ e based on the AC voltage detection value V1r.
  • the sine wave generation unit 109 generates a sine wave signal "sin ⁇ e" based on the electrical angle ⁇ e.
  • the current control unit 105 includes a target current calculation unit 106, a current deviation calculation unit 107, and a current feedback control unit 108.
  • the target current calculation unit 106 calculates the target current Iacref by multiplying the target current amplitude Iampref by the sine wave signal "sin x ⁇ e".
  • the target current Iacref fluctuates with the same period as the AC voltage detection value V1r.
  • the current deviation calculation unit 107 calculates the current deviation ⁇ I by subtracting the sum of the first current detection value i1r and the second current detection value i2r from the target current Iacref. The sum of the first current detection value i1r and the second current detection value i2r is calculated in the current addition unit 110.
  • the current feedback control unit 108 calculates the first and second target voltages Vleg1ref, Vleg2ref as manipulated variables for feedback control of the current deviation ⁇ I to zero.
  • the feedback control in the current feedback control unit 108 is, for example, proportional-integral control.
  • the first and second target voltages Vleg1ref, Vleg2ref are signals of the same phase.
  • the first and second target voltages Vleg1ref, Vleg2ref are calculated in the current feedback control unit 108 so that the first DC power P1 and the second DC power P2 are equal.
  • the first PWM generating unit 111 generates a first upper and lower arm drive signal to be supplied to the gates of the first upper and lower arm switches S1H and S1L and a second upper and lower arm drive signal to be supplied to the gates of the second upper and lower arm switches S2H and S2L by pulse width modulation based on a magnitude comparison between the first and second target voltages Vleg1ref and Vleg2ref and the carrier signal.
  • the phase difference between the switching pattern of the first upper and lower arm switches S1H and S1L and the switching pattern of the second upper and lower arm switches S2H and S2L is 0°.
  • the on-switching timing and off-switching timing of the first upper arm switch S1H and the second upper arm switch S2H are synchronized, and the on-switching timing and off-switching timing of the first lower arm switch S1L and the second lower arm switch S2L are synchronized.
  • the maximum value of the DC power output from the high potential side DC terminal TdcH and the low potential side DC terminal TdcL is Pdcmax.
  • the charging control unit 100 generates the first upper and lower arm drive signal and the second upper and lower arm drive signal so that the maximum value of the DC power output from the high potential side DC terminal TdcH and the low potential side DC terminal TdcL in single-phase charging control is Pdcmax ⁇ 2/3 or less.
  • the voltage feedback control unit 103 calculates the target current amplitude Iampref so that the maximum value of the DC power output from the high potential side DC terminal TdcH and the low potential side DC terminal TdcL in single-phase charging control is Pdcmax ⁇ 2/3 or less.
  • the maximum current flowing through the first and second inductors 31, 32 during single-phase charging control to be equal to or less than the maximum current flowing through the first and second inductors 31, 32 during three-phase charging control.
  • the rated current specifically, the temperature rise rated current
  • the first, second, and third inductors 31, 32, and 33 can be reduced, allowing the first, second, and third inductors 31, 32, and 33 to be made smaller.
  • the target compensation voltage calculation unit 121 calculates the target compensation voltage Vcpref, which is the target value of the terminal voltage of the compensation capacitor 47 for reducing the pulsation of the DC power Pdc. Specifically, the target compensation voltage calculation unit 121 calculates the target compensation voltage Vcpref based on the pulsation compensation amplitude Ppeak, the electrical angle ⁇ e, and the following equation (eq1).
  • the pulsation compensation amplitude Ppeak [W] is a value set based on the amplitude of the output voltage Vac of the single-phase AC power supply 22, and specifically, is a value equivalent (for example, the same) as the amplitude of the output voltage Vac.
  • ⁇ indicates the angular frequency [rad./sec] of the output voltage Vac
  • t indicates the elapsed time [sec.] from the zero-up cross timing when the output voltage Vac switches from negative to positive, and can be grasped based on the electrical angle ⁇ e.
  • Ccpr indicates the electrostatic capacitance [F] of the compensation capacitor 47.
  • the target compensation voltage calculation unit 121 may calculate the target compensation voltage Vcpref based on map information in which the target compensation voltage Vcpref is defined in association with the pulsation compensation amplitude Ppeak and the electrical angle ⁇ e.
  • the voltage control unit 122 includes a compensation voltage deviation calculation unit 123 and a compensation voltage feedback control unit 124.
  • the compensation voltage deviation calculation unit 123 calculates a compensation voltage deviation ⁇ Vp by subtracting the voltage detected by the compensation voltage sensor 52 (hereinafter, the compensation voltage detection value Vcpr) from the target compensation voltage Vcpref.
  • the compensation voltage feedback control unit 124 calculates a target feedback current I3fb as a manipulated variable for feedback controlling the compensation voltage deviation ⁇ Vp to 0.
  • the feedback control in the compensation voltage feedback control unit 124 is, for example, proportional-integral control.
  • the feedforward current calculation unit 125 calculates the target feedforward current I3ff based on the pulsation compensation amplitude Ppeak, the electrical angle ⁇ e, and the following equation (eq2):
  • the feedforward current calculation unit 125 may calculate the target feedforward current I3ff based on map information in which the target feedforward current I3ff is defined in association with the pulsation compensation amplitude Ppeak and the electrical angle ⁇ e.
  • the current control unit 126 includes an adder 127, a compensation current deviation calculation unit 128, and a compensation current feedback control unit 129.
  • the compensation current deviation calculation unit 128 calculates the compensation current deviation ⁇ Ip by subtracting the third current detection value i3r from the target compensation current I3ref.
  • the compensation current feedback control unit 129 calculates the third target voltage Vleg1ref3 as a manipulated variable for feedback controlling the compensation current deviation ⁇ Ip to 0.
  • the feedback control in the compensation current feedback control unit 129 is, for example, proportional integral control.
  • the second PWM generating unit 130 generates third upper and lower arm drive signals to be supplied to the gates of the third upper and lower arm switches S3H and S3L by pulse width modulation based on a comparison of the magnitude of the third target voltage Vleg3ref and the carrier signal.
  • the compensation voltage detection value Vcpr is positive when the voltage on the compensation switch 48 side is higher than the voltage on the third path 43 side of both ends of the compensation capacitor 47.
  • the output voltage Vac of the single-phase AC power supply 22 is positive when the voltage on the first AC terminal Tac1 side is higher than the voltage on the fourth AC terminal Tac4 side.
  • the output current ia of the single-phase AC power supply 22 is positive when it flows from the fourth AC terminal Tac4 side to the first AC terminal Tac1 side.
  • the current icpr flowing through the compensation capacitor 47 is positive when it flows from the third path 43 side to the compensation switch 48 side between both ends of the compensation capacitor 47.
  • the frequency of the output voltage Vac of the single-phase AC power supply 22 is 50 Hz
  • the effective value of the output voltage Vac is 230 Vrms
  • the target DC voltage Vdcref is set to 800 V.
  • the DC power Pdc is set to 2/3 of the DC power Pdc during three-phase charging control.
  • single-phase charging control is performed so that the phase difference between the output voltage Vac of the single-phase AC power supply 22 and the first and second current detection values i1r, i2r becomes 0 (i.e., the power factor is 1), as shown in FIG. 8.
  • the first and second target voltages Vleg1ref and Vleg2ref are calculated so that the first DC power P1 and the second DC power P2 are equal. Therefore, in the example shown in FIG. 8, the effective value of the current flowing through the first and second inductors 31 and 32 is 16 Arms.
  • the output power Pac of the single-phase AC power supply 22 (i.e., the input power of the power conversion device 10) pulsates at a frequency twice the fundamental frequency of the output voltage Vac of the single-phase AC power supply 22, and also pulsates with an amplitude of 7,360 W centered at 7,360 W.
  • the third upper and lower arm switches S3H and S3L are switched and controlled so that the compensation voltage detection value Vcpr is controlled to the target compensation voltage Vcpref for reducing this pulsating component.
  • the pulsating component of the input power is absorbed as reactive power by the compensation capacitor 47, and the DC power Pdc transmitted to each DC terminal TdcH and TdcL is constant at approximately 7,360 W.
  • the capacitance of the DC side capacitor 34 can be reduced, and the DC side capacitor 34 can be made smaller.
  • the charging control unit 100 may calculate the target current amplitude Iampref so that the maximum value of the DC power output from the high potential side DC terminal TdcH and the low potential side DC terminal TdcL in single-phase charging control is greater than Pdcmax/3 and less than Pdcmax ⁇ 2/3.
  • FIG. 9 shows the calculation results of the terminal voltage of the compensation capacitor 47 and the current flowing through the compensation capacitor 47 when the amplitude (7360 W is exemplified) of the pulsating power Pcpr absorbed by the compensation capacitor 47 is constant and the time average value (hereinafter, voltage average value) of the terminal voltage of the compensation capacitor 47 in one cycle of the output voltage Vac is changed.
  • the pulsating power Pcpr shown in FIG. 9 pulsates around 0 at a frequency twice the fundamental frequency of the output voltage Vac of the single-phase AC power supply 22.
  • Vca is the target compensation voltage Vcpref in the first embodiment.
  • One cycle of the target compensation voltage Vcpref is the same as half the cycle of the output voltage Vac, and the voltage becomes 0 every half cycle of the output voltage Vac.
  • Vaave is the average voltage value of Vca, and Vap is the peak value of Vca in one cycle of the output voltage Vac.
  • Vcb is the target compensation voltage when the average voltage is made higher than Vca
  • Vbave is the average voltage of Vcb
  • Vcc is the target compensation voltage when the average voltage is made higher than Vcb
  • Vcd is the target compensation voltage when the average voltage is made higher than Vcc.
  • Vcb, Vcc, and Vcd each have the same period as half the output voltage Vac, and reach a peak value every half period of the output voltage Vac, and reach a minimum value every half period of the output voltage Vac.
  • Ica is the current that flows through the compensation capacitor 47 when the target compensation voltage is Vca
  • Icb is the current that flows through the compensation capacitor 47 when the target compensation voltage is Vcb
  • Icc is the current that flows through the compensation capacitor 47 when the target compensation voltage is Vcc
  • Icd is the current that flows through the compensation capacitor 47 when the target compensation voltage is Vcd.
  • the target compensation voltage calculation unit 121 calculates a target compensation voltage Vcpref whose average voltage value of the target compensation voltage is higher than Vaave, on the condition that the peak value of the target compensation voltage is equal to or lower than the allowable upper limit voltage Vlim of the compensation capacitor 47.
  • Vcb or Vcc are candidates for the target compensation voltage Vcpref.
  • the value of "Vap/Vaave” corresponding to Vca is ⁇ /2.
  • the target compensation voltage calculation unit 121 calculates the target compensation voltage Vcpref such that the peak value of the terminal voltage of the compensation capacitor 47 in one cycle of the output voltage Vac of the single-phase AC power supply 22 is smaller than the value obtained by multiplying the time average value of the terminal voltage of the compensation capacitor 47 in one cycle of the output voltage Vac by ⁇ /2.
  • the target compensation voltage calculation unit 121 may calculate the target compensation voltage Vcpref based on map information in which the target compensation voltage Vcpref is specified in association with the pulsation compensation amplitude Ppeak and the electrical angle ⁇ e.
  • the feedforward current calculation unit 125 may calculate the target feedforward current I3ff corresponding to the target compensation voltage Vcpref. For example, when Vcc in FIG. 9 is calculated as the target compensation voltage Vcpref, the feedforward current calculation unit 125 may calculate icc in FIG. 9 as the target feedforward current I3ff. The feedforward current calculation unit 125 may calculate the target feedforward current I3ff based on map information in which the target feedforward current I3ff is defined in association with the pulsation compensation amplitude Ppeak and the electrical angle ⁇ e. Also, as in the first embodiment, the feedforward current calculation unit 125 is not essential.
  • the target compensation voltage Vcpref in the first embodiment can reduce the peak value of the terminal voltage of the compensation capacitor 47, but the ripple of the terminal voltage and current of the compensation capacitor 47 becomes large.
  • the ripple of the terminal voltage and current can be reduced, and the compensation capacitor 47 can be made smaller.
  • the rated current of each of the inductors 31 to 33 can be reduced, and each of the inductors 31 to 33 can be made smaller.
  • the control device 70 drives the first and second upper and lower arm switches S1H, S1L, S2H, and S2L in an interleaved manner during single-phase charging control, as shown in FIG. 10.
  • the interleaved driving in this embodiment is a switching control in which the timing at which the first upper arm switch S1H is switched on and the timing at which the second upper arm switch S2H is switched on are shifted by 180° in electrical angle.
  • FIG. 10 also shows the transitions of the first and second current detection values i1r, i2r and the current flowing through the DC side capacitor 34 in the case of interleaved driving.
  • FIG. 11 shows the switching control of the first embodiment without interleaved driving as a comparative example.
  • FIG. 12 shows the results of FFT analysis of the current flowing through the DC side capacitor 34 in this embodiment and the comparative example.
  • the current flowing through the first inductor 31 and the current flowing through the second inductor 32 flow in such a way that they cancel each other's current ripple.
  • the rated value of the ripple current of the DC side capacitor 34 can be reduced, which in turn reduces the capacitance of the DC side capacitor 34 and makes the DC side capacitor 34 smaller.
  • the low-potential side path 30L may be connected to the third path 43 via a series connection of a compensation capacitor 47 and a compensation switch 48.
  • upper and lower arm diodes D4H and D4L may be provided instead of the fourth upper and lower arm switches S4H and S4L, as shown in FIG. 14.
  • the cathode of each diode D4H and D4L corresponds to the high potential side terminal
  • the anode corresponds to the low potential side terminal.
  • the first upper arm switch may be composed of multiple N-channel MOSFETs connected in parallel. The same applies to the first lower arm switch and the second to fourth upper and lower arm switches.
  • the upper and lower arm switches are not limited to N-channel MOSFETs, but may be, for example, IGBTs with freewheel diodes connected in inverse parallel.
  • the collector of the IGBT corresponds to the high-potential terminal
  • the emitter corresponds to the low-potential terminal.
  • a small-capacity storage battery that can be charged and discharged may be provided.
  • the power storage unit connected to the output of the DCDC converter 24 is not limited to a storage battery, but may be, for example, a large-capacity electric double-layer capacitor, or both a storage battery and an electric double-layer capacitor.
  • the mobile body on which the power conversion device is mounted is not limited to a vehicle, but may be, for example, an aircraft or a ship. Furthermore, the power conversion device is not limited to being mounted on a mobile body, but may be mounted on a stationary device.
  • control unit and the method described in the present disclosure may be realized by a dedicated computer provided by configuring a processor and memory programmed to execute one or more functions embodied in a computer program.
  • control unit and the method described in the present disclosure may be realized by a dedicated computer provided by configuring a processor with one or more dedicated hardware logic circuits.
  • control unit and the method described in the present disclosure may be realized by one or more dedicated computers configured by combining a processor and memory programmed to execute one or more functions with a processor configured with one or more hardware logic circuits.
  • the computer program may be stored in a computer-readable non-transient tangible recording medium as instructions executed by the computer.
  • the control unit is when it is determined that the three-phase AC power supply is connected to the first AC terminal, the second AC terminal, and the third AC terminal, in a state in which the compensation switch, the first single-phase charging switch, and the second single-phase charging switch are turned off, switching control is performed on the first upper arm switch, the first lower arm switch, the second upper arm switch, the second lower arm switch, the third upper arm switch, and the third lower arm switch so that DC power (P1) transmitted to the high potential side DC terminal and the low potential side DC terminal via the first inductor, DC power (P2) transmitted to the high potential side DC terminal and the low potential side DC terminal via the second inductor, and DC power (P3) transmitted to the high potential side DC terminal and the low potential side DC terminal via the third inductor are equivalent;
  • a power conversion device as described in configuration 2, wherein when it is determined that the single-phase AC power source is connected to the first AC terminal and the fourth AC terminal, when the compensation switch, the first single-phase charging switch, and the second single-phase charging switch are
  • the power conversion device according to any one of configurations 1 to 4, wherein the upper arm rectifier and the lower arm rectifier allow current to flow from their own low potential side terminals to their own high potential side terminals.
  • the upper arm rectifier unit is a fourth upper arm switch (S4H) having a diode connected in anti-parallel
  • the lower arm rectifier is a fourth lower arm switch (S4L) having an anti-parallel connected diode
  • the control unit is turning on the fourth lower arm switch and turning off the fourth upper arm switch during a period in which it is determined that a current is flowing in a direction from the fourth AC terminal to the first AC terminal via the single-phase AC power supply;
  • a power conversion device comprising: A program applied to a power conversion device configured to allow a three-phase AC power supply (21) to be connected to the first AC terminal, the second AC terminal, and the third AC terminal, and configured to allow a single-phase AC power supply (22) to be connected to the first AC terminal and the fourth AC terminal,
  • the power conversion device is A series connection of a first upper arm switch (S1H) and a first lower arm switch (S1L); A series connection of a second upper arm switch (S2H) and a second lower arm switch (S2L); A series connection of a third upper arm switch (S3H) and a third lower arm switch (S3L); A series connection of an upper arm rectifier unit

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Abstract

電力変換装置（１０）は、第１～第３上，下アームスイッチ（Ｓ１Ｈ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｈ，Ｓ３Ｌ）と、上，下アーム整流部（Ｓ４Ｈ，Ｄ４Ｈ，Ｓ４Ｌ，Ｄ４Ｌ）と、補償用蓄電部（４７）及び補償用スイッチ（４８）の直列接続体と、第１，第２単相充電スイッチ（４５，４６）と、制御部（７０）と、を備える。制御部は、第１，第４交流端子（Ｔａｃ１，（Ｔａｃ４）に単相交流電源（２２）が接続されていると判定した場合、補償用スイッチ及び第１，第２単相充電スイッチをオンした状態において、第１，第４交流端子から入力された交流電力を直流電力に変換して高，低電位側直流端子（ＴｄｃＨ，ＴｄｃＬ）から出力すべく、第１，第２上，下アームスイッチのスイッチング制御を行うとともに、補償用蓄電部の充放電によって直流電力の脈動を低減すべく、第３上，下アームスイッチのスイッチング制御を行う。

Description

電力変換装置、プログラム 関連出願の相互参照
　本出願は、２０２２年１０月３１日に出願された日本出願番号２０２２－１７５１０７号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、電力変換装置及びプログラムに関する。
　従来、特許文献１に記載されているように、３相交流電源及び単相交流電源の双方に対応した電力変換装置が知られている。この電力変換装置は、３相分の上，下アームスイッチの直列接続体と、上，下アームダイオードの直列接続体と、高電位側経路と、低電位側経路と、直流側コンデンサとを備えている。高電位側経路は、各上アームスイッチの高電位側端子と、上アームダイオードのカソードと、コンデンサの高電位側端子と、高電位側直流端子とを電気的に接続する。低電位側経路は、各下アームスイッチの低電位側端子と、下アームダイオードのアノードと、コンデンサの低電位側端子と、低電位側直流端子とを電気的に接続する。
　電力変換装置は、第１～第３インダクタを更に備えている。第１インダクタは、第１上，下アームスイッチの接続点と、第１交流端子とを電気的に接続し、第２インダクタは、第２上，下アームスイッチの接続点と、第２交流端子とを電気的に接続し、第３インダクタは、第３上，下アームスイッチの接続点と、第３交流端子とを電気的に接続する。
　電力変換装置は、上，下アームダイオードの接続点と第４交流端子とを電気的に接続する接続経路、接続経路に設けられた第１スイッチ、第１交流端子と第２交流端子とを電気的に接続する第２スイッチ、及び第２交流端子と第３交流端子とを電気的に接続する第３スイッチを備えている。
　電力変換装置は、第１交流端子、第２交流端子及び第３交流端子に３相交流電源が接続されている場合、第１～第３スイッチをオフした状態において、第１交流端子、第２交流端子及び第３交流端子から入力された交流電力を直流電力に変換して高電位側直流端子及び低電位側直流端子から出力すべく、各上，下アームスイッチのスイッチング制御を行う。
　一方、電力変換装置は、第１交流端子及び第４交流端子に単相交流電源が接続されている場合、第１～第３スイッチをオンした状態において、第１交流端子及び第４交流端子から入力された交流電力を直流電力に変換して高電位側直流端子及び低電位側直流端子から出力すべく、各上，下アームスイッチのスイッチング制御を行う。第２，第３スイッチがオンされているため、単相交流電源が用いられる電力変換時において、第１～第３インダクタ全てを電力伝達経路として用いることができる。このため、高電位側直流端子及び低電位側直流端子から出力する直流電力を増加させることができる。
特表２０２２－５０３７１３号公報
　単相交流電源が用いられる電力変換時においては、３相交流電源が用いられる電力変換時よりも、高電位側直流端子及び低電位側直流端子から出力する直流電力の脈動が大きくなる。その結果、脈動を平滑化するコンデンサの静電容量が大きくなり、ひいてはコンデンサの体格が大きくなってしまう。
　本開示は、単相交流電源が用いられる電力変換時において、出力される直流電力を増加させつつ、直流電力の脈動を低減できる電力変換装置及びプログラムを提供することを主たる目的とする。
　本開示は、第１交流端子、第２交流端子、第３交流端子及び第４交流端子と、
　高電位側直流端子及び低電位側直流端子と、
を備え、
　前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子に３相交流電源が接続可能に構成され、前記第１交流端子及び前記第４交流端子に単相交流電源が接続可能に構成された電力変換装置において、
　第１上アームスイッチ及び第１下アームスイッチの直列接続体と、
　第２上アームスイッチ及び第２下アームスイッチの直列接続体と、
　第３上アームスイッチ及び第３下アームスイッチの直列接続体と、
　上アーム整流部及び下アーム整流部の直列接続体と、
　前記第１，第２，第３上アームスイッチの高電位側端子と、前記上アーム整流部の高電位側端子と、前記高電位側直流端子とを電気的に接続する高電位側経路と、
　前記第１，第２，第３下アームスイッチの低電位側端子と、前記下アーム整流部の低電位側端子と、前記低電位側直流端子とを電気的に接続する低電位側経路と、
　前記第１上アームスイッチ及び前記第１下アームスイッチの接続点と、前記第１交流端子とを電気的に接続する第１インダクタと、
　前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの接続点と、前記第２交流端子とを電気的に接続する第２インダクタと、
　前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチの接続点と、前記第３交流端子とを電気的に接続する第３インダクタと、
　前記上アーム整流部及び前記下アーム整流部の接続点と、前記第４交流端子とを電気的に接続する接続経路と、
　前記高電位側経路と前記低電位側経路とを電気的に接続する直流側蓄電部と、
　前記高電位側経路又は前記低電位側経路と、前記第３交流端子とを電気的に接続する補償用蓄電部及び補償用スイッチの直列接続体と、
　前記接続経路に設けられた第１単相充電スイッチと、
　前記第１交流端子と前記第２交流端子とを電気的に接続する第２単相充電スイッチと、
　制御部と、
を備え、
　前記制御部は、前記第１交流端子及び前記第４交流端子に前記単相交流電源が接続されていると判定した場合、前記補償用スイッチ、前記第１単相充電スイッチ及び前記第２単相充電スイッチをオンした状態において、前記第１交流端子及び前記第４交流端子から入力された交流電力を直流電力に変換して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力すべく、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチのスイッチング制御を行うとともに、前記補償用蓄電部の充放電によって前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力される直流電力の脈動を低減すべく、前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチのスイッチング制御を行う。
　本開示では、単相交流電源が用いられる電力変換時において、第２単相充電スイッチがオンされるため、第１，第２インダクタを電力伝達経路として用いることができる。このため、高電位側直流端子及び低電位側直流端子から出力される直流電力を増加させることができる。
　また、本開示では、単相交流電源が用いられる電力変換時において、補償用スイッチがオンされ、高電位側経路又は前記低電位側経路と、第３交流端子とが補償用蓄電部を介して電気的に接続される。この場合、補償用蓄電部は、直流電力の脈動を吸収するような電荷の充放電を行うことができる。制御部は、補償用スイッチをオンした状態において、補償用蓄電部の充放電によって高電位側直流端子及び低電位側直流端子から出力される直流電力の脈動を低減すべく、第３上アームスイッチ及び第３下アームスイッチのスイッチング制御を行う。これにより、単相交流電源が用いられる電力変換時において、出力される直流電力を増加させつつ、直流電力の脈動を低減することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態に係る車載充電器の全体構成図であり、 図２は、３相交流電源が接続された車載充電器を示す図であり、 図３は、単相交流電源が接続された車載充電器を示す図であり、 図４は、蓄電池の充電制御の手順を示すフローチャートであり、 図５は、３相充電制御処理のブロック図であり、 図６は、３相充電制御時における電流，電圧等の推移を示すタイムチャートであり、 図７は、単相充電制御処理のブロック図であり、 図８は、単相充電制御時における電流，電圧等の推移を示すタイムチャートであり、 図９は、第２実施形態に係る脈動低減処理に関するタイムチャートであり、 図１０は、第３実施形態に係るインターリーブ駆動を示すタイムチャートであり、 図１１は、比較例に係るスイッチング態様等を示すタイムチャートであり、 図１２は、電流リプルの低減効果を示すＦＦＴ解析結果であり、 図１３は、その他の実施形態に係る車載充電器の全体構成図であり、 図１４は、その他の実施形態に係る車載充電器の全体構成図である。
　図面を参照しながら、複数の実施形態を説明する。複数の実施形態において、機能的に及び／又は構造的に対応する部分及び／又は関連付けられる部分には同一の参照符号、又は百以上の位が異なる参照符号が付される場合がある。対応する部分及び／又は関連付けられる部分については、他の実施形態の説明を参照することができる。
　＜第１実施形態＞
　以下、本開示に係る電力変換装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態に係る電力変換装置は、電気自動車などの車両に備えられ、具体的には車載充電器を構成するＡＣ－ＤＣＤＣコンバータである。車載充電器は、オンボードチャージャとも呼ばれる。
　電力変換装置は、交流端子及び直流端子を備えている。電力変換装置は、車両外部の交流電源に接続された交流端子を介して入力された交流電力を直流電力に変換して直流端子から出力する機能を備えている。直流端子から出力された直流電力は、車両に備えられた蓄電池に供給される。また、電力変換装置は、直流端子から入力された直流電力を交流電力に変換して交流端子から出力する機能を備えている。交流端子から出力された交流電力は、外部の交流電源を介して外部の電力系統に供給される。電力変換装置は、３相交流電源又は単相交流電源に接続可能である。
　図１に示すように、電力変換装置１０は、交流端子として第１交流端子Ｔａｃ１、第２交流端子Ｔａｃ２、第３交流端子Ｔａｃ３及び第４交流端子Ｔａｃ４を備えている。第１～第４交流端子Ｔａｃ１～Ｔａｃ４のうち第１～第３交流端子Ｔａｃ１～Ｔａｃ３は、図２に示すように、外部の３相交流電源２１に接続可能である。第１～第４交流端子Ｔａｃ１～Ｔａｃ４のうち第１，第４交流端子Ｔａｃ１，Ｔａｃ４は、図３に示すように、外部の単相交流電源２２に接続可能である。
　電力変換装置１０は、直流端子として高電位側直流端子ＴｄｃＨ及び低電位側直流端子ＴｄｃＬを備えている。高電位側直流端子ＴｄｃＨ及び低電位側直流端子ＴｄｃＬは、車載充電器を構成するＤＣＤＣコンバータ２４の入力部に接続されている。ＤＣＤＣコンバータ２４の出力部は、車両に搭載された充放電可能な蓄電池２０に接続されている。ＤＣＤＣコンバータ２４は、高電位側直流端子ＴｄｃＨ及び低電位側直流端子ＴｄｃＬから入力された直流電圧を変圧し、変圧した直流電圧を蓄電池２０に供給する。また、ＤＣＤＣコンバータ２４は、蓄電池２０から入力された直流電圧を変圧して高電位側直流端子ＴｄｃＨ及び低電位側直流端子ＴｄｃＬに供給する。ＤＣＤＣコンバータ２４は、例えば、入力部と出力部とが電気的に絶縁された絶縁型ＤＣＤＣコンバータであり、入力部と出力部とを接続するトランスを備えている。
　電力変換装置１０は、４相分の上，下アームスイッチとして、第１上アームスイッチＳ１Ｈ及び第１下アームスイッチＳ１Ｌの直列接続体と、第２上アームスイッチＳ２Ｈ及び第２下アームスイッチＳ２Ｌの直列接続体と、第３上アームスイッチＳ３Ｈ及び第３下アームスイッチＳ３Ｌの直列接続体と、第４上アームスイッチＳ４Ｈ及び第４下アームスイッチＳ４Ｌの直列接続体とを備えている。本実施形態において、各上，下アームスイッチＳ１Ｈ～Ｓ４Ｌは、ボディダイオードを有するＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。このため、各上，下アームスイッチＳ１Ｈ～Ｓ４Ｌにおいて、高電位側端子はドレインであり、低電位側端子はソースである。第１～第３相のうち、例えば、第１相がＵ相であり、第２相がＶ相であり、第３相がＷ相である。なお、第４上アームスイッチＳ４Ｈが「上アーム整流部」に相当し、第４下アームスイッチＳ４Ｌが「下アーム整流部」に相当する。
　電力変換装置１０は、第１，第２，第３，第４上アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ２Ｈ，Ｓ３Ｈ，Ｓ４Ｈの高電位側端子と高電位側直流端子ＴｄｃＨとを接続する電気経路である高電位側経路３０Ｈと、第１，第２，第３，第４下アームスイッチＳ１Ｌ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌ，Ｓ４Ｌの低電位側端子と低電位側直流端子ＴｄｃＬとを接続する電気経路である低電位側経路３０Ｌとを備えている。高電位側経路３０Ｈ及び低電位側経路３０Ｌは、例えばバスバー等の導電部材である。
　電力変換装置１０は、高電位側経路３０Ｈと低電位側経路３０Ｌとを接続する直流側コンデンサ３４を備えている。直流側コンデンサ３４は、平滑コンデンサとして機能し、例えば電解コンデンサである。
　電力変換装置１０は、第１経路４１、第２経路４２及び第３経路４３を備えている。第１経路４１は、第１上アームスイッチＳ１Ｈの低電位側端子及び第１下アームスイッチＳ１Ｌの高電位側端子と、第１交流端子Ｔａｃ１とを接続する電気経路である。第２経路４２は、第２上アームスイッチＳ２Ｈの低電位側端子及び第２下アームスイッチＳ２Ｌの高電位側端子と、第２交流端子Ｔａｃ２とを接続する電気経路である。第３経路４３は、第３上アームスイッチＳ３Ｈの低電位側端子及び第３下アームスイッチＳ３Ｌの高電位側端子と、第３交流端子Ｔａｃ３とを接続する電気経路である。
　電力変換装置１０は、第１経路４１に設けられた第１インダクタ３１、第２経路４２に設けられた第２インダクタ３２、及び第３経路４３に設けられた第３インダクタ３３を備えている。本実施形態において、各インダクタ３１～３３は、同一仕様である。このため、各インダクタ３１～３３のインダクタンス値が同じである。また、各インダクタ３１～３３の定格電流（具体的には、温度上昇定格電流）が同じである。
　電力変換装置１０は、第４上アームスイッチＳ４Ｈの低電位側端子及び第４下アームスイッチＳ４Ｌの高電位側端子と、第４交流端子Ｔａｃ４とを接続する電気経路である接続経路４４を備えている。電力変換装置１０は、接続経路４４に設けられた第１単相充電スイッチ４５を備えている。第１単相充電スイッチ４５は、オンされている場合に双方向の電流の流通を許可し、オフされている場合に双方向の電流の流通を阻止する。
　電力変換装置１０は、第２単相充電スイッチ４６を備えている。第２単相充電スイッチ４６は、第１経路４１のうち第１インダクタ３１よりも第１交流端子Ｔａｃ１側の部分と、第２経路４２のうち第２インダクタ３２よりも第２交流端子Ｔａｃ２側の部分とを接続する。第２単相充電スイッチ４６は、オンされている場合に双方向の電流の流通を許可し、オフされている場合に双方向の電流の流通を阻止する。なお、第２単相充電スイッチ４６は、例えば、第１交流端子Ｔａｃ１と第２交流端子Ｔａｃ２とを接続していてもよい。
　電力変換装置１０は、各直流端子ＴｄｃＨ，ＴｄｃＬから出力される直流電力の脈動を低減するための構成として、補償用コンデンサ４７及び補償用スイッチ４８の直列接続体を備えている。補償用コンデンサ４７及び補償用スイッチ４８の直列接続体は、高電位側経路３０Ｈと、第３経路４３のうち第３インダクタ３３よりも第３交流端子Ｔａｃ３側の部分とを接続する。補償用コンデンサ４７は、例えばフィルムコンデンサである。補償用スイッチ４８は、オンされている場合に双方向の電流の流通を許可し、オフされている場合に双方向の電流の流通を阻止する。なお、補償用コンデンサ４７及び補償用スイッチ４８の直列接続体は、高電位側経路３０Ｈと第３交流端子Ｔａｃ３とを接続してもよい。また、補償用コンデンサ４７が補償用スイッチ４８よりも高電位側経路３０Ｈ側に設けられていてもよい。
　電力変換装置１０は、直流側電圧センサ５０、交流側電圧センサ５１及び補償用電圧センサ５２を備えている。直流側電圧センサ５０は、直流側コンデンサ３４の端子電圧を検出し、交流側電圧センサ５１は、第１交流端子Ｔａｃ１と第４交流端子Ｔａｃ４との電圧差を検出し、補償用電圧センサ５２は、補償用コンデンサ４７の端子電圧を検出する。
　電力変換装置１０は、第１～第３電流センサ６１～６３を備えている。第１電流センサ６１は、第１インダクタ３１に流れる電流を検出し、第２電流センサ６２は、第２インダクタ３２に流れる電流を検出し、第３電流センサ６３は、第３インダクタ３３に流れる電流を検出する。各センサ５０～５２，６１～６３の検出値は、電力変換装置１０が備える制御部としての制御装置７０に入力される。
　制御装置７０は、マイコン７１を主体として構成され、マイコン７１は、ＣＰＵを備えている。マイコン７１が提供する機能は、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、マイコン７１がハードウェアである電子回路によって提供される場合、それは多数の論理回路を含むデジタル回路、又はアナログ回路によって提供することができる。例えば、マイコン７１は、自身が備える記憶部としての非遷移的実体的記録媒体（non-transitory tangible storage medium）に格納されたプログラムを実行する。プログラムには、例えば、後述する図４，５，７等に示す処理のプログラムが含まれる。プログラムが実行されることにより、プログラムに対応する方法が実行される。記憶部は、例えば不揮発性メモリである。なお、記憶部に記憶されたプログラムは、例えばＯＴＡ（Over The Air）等、インターネット等の通信ネットワークを介して更新可能である。
　制御装置７０は、３相充電制御又は単相充電制御を行う。以下、図４のフローチャートを用いて、充電制御について説明する。
　ステップＳ１０では、３相充電制御の指示がなされているか否かを判定する。本実施形態では、図２に示すように、第１～第３交流端子Ｔａｃ１～Ｔａｃ３に３相交流電源２１が接続されていると判定した場合、３相充電制御の指示がなされていると判定する。３相交流電源２１において、３相の出力電圧の振幅及び周波数は同じであり、出力電圧及び出力電流の位相は各相で１２０°ずつずれている。なお、図２では、３相交流電源２１の中性点が第４交流端子Ｔａｃ４に接続されているが、中性点が第４交流端子Ｔａｃ４に接続されていなくてもよい。
　ステップＳ１０において肯定判定した場合には、ステップＳ１１，Ｓ１２において３相充電制御を行う。詳しくは、ステップＳ１１では、第１単相充電スイッチ４５、第２単相充電スイッチ４６及び補償用スイッチ４８をオフにする。また、第４上アームスイッチＳ４Ｈ及び第４下アームスイッチＳ４Ｌをオフにする。
　ステップＳ１２では、第１交流端子Ｔａｃ１、第２交流端子Ｔａｃ２及び第３交流端子Ｔａｃ３から入力された交流電力を直流電力に変換して高電位側直流端子ＴｄｃＨ及び低電位側直流端子ＴｄｃＬから出力すべく、第１，第２，第３上アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ２Ｈ，Ｓ３Ｈ及び第１，第２，第３下アームスイッチＳ１Ｌ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌのスイッチング制御を行う。各相において、上アームスイッチと下アームスイッチとはデッドタイムを挟みつつ交互にオンされる。各相において、上，下アームスイッチの１スイッチング周期は同じである。
　ステップＳ１０において否定判定した場合には、ステップＳ１３に進み、単相充電制御の指示がなされているか否かを判定する。本実施形態では、図３に示すように、第１交流端子Ｔａｃ１及び第４交流端子Ｔａｃ４に単相交流電源２２が接続されていると判定した場合、単相充電制御の指示がなされていると判定する。本実施形態において、単相交流電源２２の出力電圧の振幅は３相交流電源２１の出力電圧の振幅と同じである。また、単相交流電源２２の出力電圧の周波数は３相交流電源２１の出力電圧の周波数と同じである。
　ステップＳ１３において肯定判定した場合には、ステップＳ１４，Ｓ１５において単相充電制御を行う。詳しくは、ステップＳ１４では、第１単相充電スイッチ４５、第２単相充電スイッチ４６及び補償用スイッチ４８をオンにする。
　ステップＳ１５では、第１交流端子Ｔａｃ１及び第４交流端子Ｔａｃ４から入力された交流電力を直流電力に変換して高電位側直流端子ＴｄｃＨ及び低電位側直流端子ＴｄｃＬから出力すべく、第１上アームスイッチＳ１Ｈ、第１下アームスイッチＳ１Ｌ、第２上アームスイッチＳ２Ｈ及び第２下アームスイッチＳ２Ｌのスイッチング制御を行う。各相において、上アームスイッチと下アームスイッチとは、デッドタイムを挟みつつ、同期して交互にオンされる。各相において、上，下アームスイッチの１スイッチング周期は同じであり、３相充電制御時の１スイッチング周期と同じである。
　また、高電位側直流端子ＴｄｃＨ及び低電位側直流端子ＴｄｃＬから出力される直流電力の脈動を低減すべく、第３上アームスイッチＳ３Ｈ及び第３下アームスイッチＳ３Ｌのスイッチング制御を行う。第３上アームスイッチＳ３Ｈと第３下アームスイッチＳ３Ｌとは、デッドタイムを挟みつつ交互にオンされる。第３上，下アームスイッチＳ３Ｈ，Ｓ３Ｌの１スイッチング周期は同じであり、第１，第２上、下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌの１スイッチング周期と同じである。
　また、ステップＳ１５では、第４交流端子Ｔａｃ４から単相交流電源２２を介して第１交流端子Ｔａｃ１へと向かう方向に電流が流れている第１期間において、第４下アームスイッチＳ４Ｌをオンするとともに第４上アームスイッチＳ４Ｈをオフする。一方、第１交流端子Ｔａｃ１から単相交流電源２２を介して第４交流端子Ｔａｃ４へと向かう方向に電流が流れている第２期間において、第４上アームスイッチＳ４Ｈをオンするとともに第４下アームスイッチＳ４Ｌをオフする。現在のタイミングが第１期間及び第２期間のいずれに含まれているかは、例えば、第１電流センサ６１の検出値に基づいて判定されればよい。
　第４上，下アームスイッチＳ４Ｈ，Ｓ４Ｌの１スイッチング周期Ｔｓｗ４は、単相交流電源２２の出力電圧１周期と同じ周期であり、第１，第２，第３上、下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｈ，Ｓ３Ｌの１スイッチング周期Ｔｓｗ１，Ｔｓｗ２，Ｔｓｗ３よりも長い。これは、第１～第３相については、インダクタ３１～３３に流れる電流のリプルを低減するための高周波数（例えば、数十ｋＨｚ～数百ｋＨｚ）のスイッチングが必要な一方、第４相については、単相交流電源２２の出力電圧の基本周波数（例えば、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）と同等の周波数のスイッチングで足りるためである。このため、本実施形態において、第４上，下アームスイッチＳ４Ｈ，Ｓ４Ｌは、第１～第３上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｈ，Ｓ３Ｌよりもターンオン時間及びターンオフ時間が長い半導体スイッチング素子である。これにより、第４上，下アームスイッチＳ４Ｈ，Ｓ４Ｌとして高性能なスイッチを用いる必要がなく、電力変換装置１０のコストを削減できる。
　なお、単相充電制御時において、第１上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ及び第２上，下アームスイッチＳ２Ｈ，Ｓ２Ｌのスイッチング制御により各直流端子ＴｄｃＨ，ＴｄｃＬから入力された直流電力を交流電力に変換して交流端子Ｔａｃ１，Ｔａｃ４から出力する場合、ステップＳ１５において、第４交流端子Ｔａｃ４から単相交流電源２２を介して第１交流端子Ｔａｃ１へと向かう方向に電流が流れている第１期間において、第４上アームスイッチＳ４Ｈをオンするとともに第４下アームスイッチＳ４Ｌをオフする。一方、第１交流端子Ｔａｃ１から単相交流電源２２を介して第４交流端子Ｔａｃ４へと向かう方向に電流が流れている第２期間において、第４下アームスイッチＳ４Ｌをオンするとともに第４上アームスイッチＳ４Ｈをオフする。
　続いて、図５を用いて、３相充電制御について説明する。図５は、制御装置７０により実行される３相充電制御のブロック図である。電圧制御部８０は、直流側電圧センサ５０により検出された直流側コンデンサ３４の端子電圧（以下、直流電圧検出値Ｖｄｃｒ）を目標直流電圧Ｖｄｃｒｅｆに制御するためのｄ軸目標電流Ｉｄｒｅｆを算出する。詳しくは、電圧制御部８０は、電圧偏差算出部８１と、電圧フィードバック制御部８２とを備えている。電圧偏差算出部８１は、目標直流電圧Ｖｄｃｒｅｆから直流電圧検出値Ｖｄｃｒを差し引くことにより、電圧偏差ΔＶを算出する。目標直流電圧Ｖｄｃｒｅｆは、例えば、各上，下アームスイッチＳ１Ｈ～Ｓ４Ｌ及びＤＣＤＣコンバータ２４の定格電圧に基づいて設定されればよい。
　電圧フィードバック制御部８２は、電圧偏差ΔＶを０にフィードバック制御するための操作量としてｄ軸目標電流Ｉｄｒｅｆを算出する。電圧フィードバック制御部８２におけるフィードバック制御は、例えば比例積分制御である。
　電気角算出部８３は、交流側電圧センサ５１により検出された電圧（以下、交流電圧検出値Ｖ１ｒ）に基づいて、電気角θｅを算出する。本実施形態では、交流電圧検出値Ｖ１ｒのゼロクロスタイミング（具体的には例えば、ゼロアップクロスタイミング）の電気角θｅを０°とし、次のゼロアップクロスタイミングにおける電気角θｅを３６０°とする。これにより、交流電圧検出値Ｖ１ｒの１周期が電気角１周期（０°～３６０°）に対応する。本実施形態において、交流電圧検出値Ｖ１ｒは、第４交流端子Ｔａｃ４の電圧よりも第１交流端子Ｔａｃ１の電圧が高い場合を正とする。
　２相変換部８４は、第１，第２，第３電流センサ６１，６２，６３により検出された電流（以下、第１，第２，第３電流検出値ｉ１ｒ，ｉ２ｒ，ｉ３ｒ）と、電気角θｅとに基づいて、３相固定座標系における第１，第２，第３電流検出値ｉ１ｒ，ｉ２ｒ，ｉ３ｒを、２相回転座標系（ｄｑ軸座標系）におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに変換する。本実施形態において、第１，第２，第３電流検出値ｉ１ｒ，ｉ２ｒ，ｉ３ｒは、第１，第２，第３交流端子Ｔａｃ１，Ｔａｃ２，Ｔａｃ３側から第１，第２，第３インダクタ３１，３２，３３側に向かって流れる場合を正とする。
　電流制御部８５は、ｄ軸偏差算出部８６、ｄ軸フィードバック制御部８７、ｑ軸偏差算出部８８及びｑ軸フィードバック制御部８９を備えている。
　ｄ軸偏差算出部８６は、ｄ軸目標電流Ｉｄｒｅｆからｄ軸電流Ｉｄｒを差し引くことにより、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。ｄ軸フィードバック制御部８７は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを０にフィードバック制御するための操作量としてｄ軸目標電圧Ｖｄｒｅｆを算出する。ｄ軸フィードバック制御部８７におけるフィードバック制御は、例えば比例積分制御である。
　ｑ軸偏差算出部８８は、ｑ軸目標電流Ｉｑｒｅｆからｑ軸電流Ｉｑｒを差し引くことにより、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。ｑ軸目標電流Ｉｑｒｅｆは、無効電流の目標値であり、本実施形態では力率を１にするために０に設定されている。力率を１にするとは、３相交流電源２１の第１，第２，第３出力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３と、第１，第２，第３電流検出値ｉ１ｒ，ｉ２ｒ，ｉ３ｒとの位相差を０にすることである。ｑ軸フィードバック制御部８９は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを０にフィードバック制御するための操作量としてｑ軸目標電圧Ｖｑｒｅｆを算出する。ｑ軸フィードバック制御部８９におけるフィードバック制御は、例えば比例積分制御である。
　３相変換部９０は、ｄ，ｑ軸目標電圧Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆ及び電気角θｅに基づいて、２相回転座標系におけるｄ，ｑ軸目標電圧Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆを、３相固定座標系における第１，第２，第３目標電圧Ｖｌｅｇ１ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ２ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ３ｒｅｆに変換する。第１，第２，第３目標電圧Ｖｌｅｇ１ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ２ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ３ｒｅｆは、電気角で位相が１２０°ずつずれており、正弦波状の信号である。正弦波状の信号は、電気角１８０°毎に０となる信号である。
　ＰＷＭ生成部９１は、第１，第２，第３目標電圧Ｖｌｅｇ１ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ２ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ３ｒｅｆと、キャリア信号との大小比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）により、第１上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌのゲートに供給する第１上，下アーム駆動信号と、第２上，下アームスイッチＳ２Ｈ，Ｓ２Ｌのゲートに供給する第２上，下アーム駆動信号と、第３上，下アームスイッチＳ３Ｈ，Ｓ３Ｌのゲートに供給する第３上，下アーム駆動信号とを生成する。キャリア信号は、例えば三角波信号であり、キャリア信号の１周期は、電気角１周期（０°～３６０°）よりも十分に短い。電気角１周期において、第１上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌのスイッチングパターン、第２上，下アームスイッチＳ２Ｈ，Ｓ２Ｌのスイッチングパターン、及び第３上，下アームスイッチＳ３Ｈ，Ｓ３Ｌのスイッチングパターンは、位相が１２０°ずつずれている。
　図６に、３相充電制御時における３相交流電源２１の第１，第２、第３出力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３、第１，第２，第３電流検出値ｉ１ｒ，ｉ２ｒ，ｉ３ｒ、第１，第２，第３直流電力Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の合計値、及び各直流端子ＴｄｃＨ，ＴｄｃＬから出力された直流電力Ｐｄｃの推移を示す。第１，第２、第３出力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は、３相交流電源２１の中性点の電圧よりも第１，第２，第３交流端子Ｔａｃ１，Ｔａｃ２，Ｔａｃ３の電圧が高い場合を正とする。第１，第２，第３直流電力Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は、３相交流電源２１から第１，第２，第３インダクタ３１，３２，３３を介して各直流端子ＴｄｃＨ，ＴｄｃＬから出力される個別の直流電力である。
　図６に示す例では、３相交流電源２１の出力電圧Ｖ１～Ｖ３の周波数が５０Ｈｚであり、目標直流電圧Ｖｄｃｒｅｆが８００Ｖに設定されている。
　図６に示すように、第１，第２，第３出力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３と、第１，第２，第３電流検出値ｉ１ｒ，ｉ２ｒ，ｉ３ｒとの位相差が０（つまり、力率が１）になるような３相充電制御が実行されている。
　本実施形態では、３相充電制御時において、第１直流電力Ｐ１、第２直流電力Ｐ２及び第３直流電力Ｐ３が等しくなるように、第１，第２，第３目標電圧Ｖｌｅｇ１ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ２ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ３ｒｅｆが３相変換部９０において算出される。これにより、図６に示す例では、第１，第２，第３インダクタ３１，３２，３３に流れる電流の実効値が１６Ａｒｍｓになっている。
　ちなみに、制御装置７０は、３相充電制御として、図５に示す制御に代えて、平均電流モード制御等に基づく第１～第３相の上，下アームスイッチＳ１Ｈ～Ｓ３Ｌのスイッチング制御を行ってもよい。
　続いて、図７を用いて、単相充電制御について説明する。図７は、制御装置７０により実行される単相充電制御のブロック図である。
　制御装置７０は、電力伝達のための充電制御部１００と、直流電力の脈動を低減するための脈動低減制御部１２０とを備えている。
　充電制御部１００において、フィルタ部１１２は、直流電圧検出値Ｖｄｃｒにローパスフィルタ処理を施す。これにより、直流電圧検出値Ｖｄｃｒに含まれる、単相交流電源２２の出力電圧の高調波成分を除去する。高調波成分は、例えば、出力電圧の２次周波数（例えば、１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚ）の成分である。
　電圧制御部１０１は、電圧偏差算出部１０２と、電圧フィードバック制御部１０３とを備えている。電圧偏差算出部１０２は、フィルタ部１１２において高調波成分が除去された目標直流電圧Ｖｄｃｒｅｆから、直流電圧検出値Ｖｄｃｒを差し引くことにより、電圧偏差ΔＶを算出する。電圧フィードバック制御部１０３は、電圧偏差ΔＶを０にフィードバック制御するための操作量として目標電流振幅Ｉａｍｐｒｅｆを算出する。電圧フィードバック制御部１０３におけるフィードバック制御は、例えば比例積分制御である。
　電気角算出部８３は、交流電圧検出値Ｖ１ｒに基づいて、電気角θｅを算出する。正弦波生成部１０９は、電気角θｅに基づいて、正弦波信号「ｓｉｎ×θｅ」を生成する。
　電流制御部１０５は、目標電流算出部１０６、電流偏差算出部１０７及び電流フィードバック制御部１０８を備えている。
　目標電流算出部１０６は、目標電流振幅Ｉａｍｐｒｅｆに正弦波信号「ｓｉｎ×θｅ」を乗算することにより、目標電流Ｉａｃｒｅｆを算出する。目標電流Ｉａｃｒｅｆは、交流電圧検出値Ｖ１ｒと同じ周期で変動する。
　電流偏差算出部１０７は、目標電流Ｉａｃｒｅｆから、第１電流検出値ｉ１ｒ及び第２電流検出値ｉ２ｒの加算値を差し引くことにより、電流偏差ΔＩを算出する。第１電流検出値ｉ１ｒ及び第２電流検出値ｉ２ｒの加算値は、電流加算部１１０において算出される。
　電流フィードバック制御部１０８は、電流偏差ΔＩを０にフィードバック制御するための操作量として第１，第２目標電圧Ｖｌｅｇ１ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ２ｒｅｆを算出する。電流フィードバック制御部１０８におけるフィードバック制御は、例えば比例積分制御である。第１，第２目標電圧Ｖｌｅｇ１ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ２ｒｅｆは、同位相の信号である。本実施形態では、単相充電制御時において、第１直流電力Ｐ１及び第２直流電力Ｐ２が等しくなるように、第１，第２目標電圧Ｖｌｅｇ１ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ２ｒｅｆが電流フィードバック制御部１０８において算出される。
　第１ＰＷＭ生成部１１１は、第１，第２目標電圧Ｖｌｅｇ１ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ２ｒｅｆと、キャリア信号との大小比較に基づくパルス幅変調により、第１上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌのゲートに供給する第１上，下アーム駆動信号と、第２上，下アームスイッチＳ２Ｈ，Ｓ２Ｌのゲートに供給する第２上，下アーム駆動信号とを生成する。本実施形態では、電気角１周期において、第１上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌのスイッチングパターンと、第２上，下アームスイッチＳ２Ｈ，Ｓ２Ｌのスイッチングパターンとの位相差が０°である。つまり、第１上アームスイッチＳ１Ｈと第２上アームスイッチＳ２Ｈとのオン切替タイミング及びオフ切替タイミングが同期しており、第１下アームスイッチＳ１Ｌと第２下アームスイッチＳ２Ｌとのオン切替タイミング及びオフ切替タイミングが同期している。
　ここで、第１交流端子Ｔａｃ１、第２交流端子Ｔａｃ２及び第３交流端子Ｔａｃ３に３相交流電源２１が接続されている場合において高電位側直流端子ＴｄｃＨ及び低電位側直流端子ＴｄｃＬから出力される直流電力の最大値をＰｄｃｍａｘとする。充電制御部１００は、単相充電制御において高電位側直流端子ＴｄｃＨ及び低電位側直流端子ＴｄｃＬから出力される直流電力の最大値がＰｄｃｍａｘ×２／３以下となるように、第１上，下アーム駆動信号と第２上，下アーム駆動信号とを生成する。具体的には例えば、電圧フィードバック制御部１０３は、単相充電制御において高電位側直流端子ＴｄｃＨ及び低電位側直流端子ＴｄｃＬから出力される直流電力の最大値がＰｄｃｍａｘ×２／３以下となるように、目標電流振幅Ｉａｍｐｒｅｆを算出する。
　これにより、単相充電制御時において第１，第２インダクタ３１，３２に流れる最大電流を、３相充電制御時において第１，第２インダクタ３１，３２に流れる最大電流と同等又はそれ以下にすることができる。その結果、第１，第２，第３インダクタ３１，３２，３３の定格電流（具体的には、温度上昇定格電流）を小さくでき、第１，第２，第３インダクタ３１，３２，３３の小型化を図ることができる。
　続いて、脈動低減制御部１２０について説明する。
　脈動低減制御部１２０において、目標補償電圧算出部１２１は、直流電力Ｐｄｃの脈動を低減するための補償用コンデンサ４７の端子電圧の目標値である目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆを算出する。具体的には、目標補償電圧算出部１２１は、脈動補償振幅Ｐｐｅａｋと、電気角θｅと、下式（ｅｑ１）とに基づいて、目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　脈動補償振幅Ｐｐｅａｋ［Ｗ］は、単相交流電源２２の出力電圧Ｖａｃの振幅に基づいて設定される値であり、具体的には出力電圧Ｖａｃの振幅と同等（例えば同じ）の値である。上式（ｅｑ１）において、ωは出力電圧Ｖａｃの角周波数［ｒａｄ．／ｓｅｃ］を示し、ｔは出力電圧Ｖａｃが負から正に切り替わるゼロアップクロスタイミングからの経過時間［ｓｅｃ．］を示し、電気角θｅに基づいて把握することができる。Ｃｃｐｒは補償用コンデンサ４７の静電容量［Ｆ］を示す。目標補償電圧算出部１２１は、脈動補償振幅Ｐｐｅａｋ及び電気角θｅと紐付けられて目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆが規定されたマップ情報に基づいて、目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆを算出すればよい。
　電圧制御部１２２は、補償電圧偏差算出部１２３と、補償電圧フィードバック制御部１２４とを備えている。補償電圧偏差算出部１２３は、目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆから、補償用電圧センサ５２により検出された電圧（以下、補償電圧検出値Ｖｃｐｒ）を差し引くことにより、補償電圧偏差ΔＶｐを算出する。補償電圧フィードバック制御部１２４は、補償電圧偏差ΔＶｐを０にフィードバック制御するための操作量として目標フィードバック電流Ｉ３ｆｂを算出する。補償電圧フィードバック制御部１２４におけるフィードバック制御は、例えば比例積分制御である。
　フィードフォワード電流算出部１２５は、脈動補償振幅Ｐｐｅａｋと、電気角θｅと、下式（ｅｑ２）とに基づいて、目標フィードフォワード電流Ｉ３ｆｆを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　フィードフォワード電流算出部１２５は、脈動補償振幅Ｐｐｅａｋ及び電気角θｅと紐付けられて目標フィードフォワード電流Ｉ３ｆｆが規定されたマップ情報に基づいて、目標フィードフォワード電流Ｉ３ｆｆを算出すればよい。
　電流制御部１２６は、加算部１２７と、補償電流偏差算出部１２８と、補償電流フィードバック制御部１２９とを備えている。加算部１２７は、目標フィードバック電流Ｉ３ｆｂに目標フィードフォワード電流Ｉ３ｆｆを加えることにより、目標補償電流Ｉ３ｒｅｆを算出する。なお、フィードフォワード電流算出部１２５は必須ではない。この場合、「Ｉ３ｒｅｆ＝Ｉ３ｆｂ」となる。
　補償電流偏差算出部１２８は、目標補償電流Ｉ３ｒｅｆから第３電流検出値ｉ３ｒを差し引くことにより、補償電流偏差ΔＩｐを算出する。補償電流フィードバック制御部１２９は、補償電流偏差ΔＩｐを０にフィードバック制御するための操作量として第３目標電圧Ｖｌｅｇ１ｒｅｆ３を算出する。補償電流フィードバック制御部１２９におけるフィードバック制御は、例えば比例積分制御である。
　第２ＰＷＭ生成部１３０は、第３目標電圧Ｖｌｅｇ３ｒｅｆと、キャリア信号との大小比較に基づくパルス幅変調により、第３上，下アームスイッチＳ３Ｈ，Ｓ３Ｌのゲートに供給する第３上，下アーム駆動信号とを生成する。
　図８に、単相充電制御時における補償電圧検出値Ｖｃｐｒ、単相交流電源２２の出力電圧Ｖａｃ，出力電流ｉａｃ、補償用コンデンサ４７に流れる電流ｉｃｐｒ、第１，第２電流検出値ｉ１ｒ，ｉ２ｒ、単相交流電源２２の出力電力Ｐａｃ、補償用コンデンサ４７の電力Ｐｃｐｒ（＝Ｖｃｐｒ×ｉｃｐｒ）、及び各直流端子ＴｄｃＨ，ＴｄｃＬから出力された直流電力Ｐｄｃの推移を示す。補償電圧検出値Ｖｃｐｒは、補償用コンデンサ４７の両端のうち、第３経路４３側の電圧よりも補償用スイッチ４８側の電圧が高い場合を正とする。単相交流電源２２の出力電圧Ｖａｃは、第４交流端子Ｔａｃ４側の電圧よりも第１交流端子Ｔａｃ１側の電圧が高い場合を正とする。単相交流電源２２の出力電流ｉａｃは、第４交流端子Ｔａｃ４側から第１交流端子Ｔａｃ１側に向かって流れる場合を正とする。補償用コンデンサ４７に流れる電流ｉｃｐｒは、補償用コンデンサ４７の両端のうち、第３経路４３側から補償用スイッチ４８側に向かって流れる場合を正とする。
　図８に示す例では、単相交流電源２２の出力電圧Ｖａｃの周波数が５０Ｈｚであり、出力電圧Ｖａｃの実効値は２３０Ｖｒｍｓであり、目標直流電圧Ｖｄｃｒｅｆが８００Ｖに設定されている。また、直流電力Ｐｄｃが３相充電制御時の直流電力Ｐｄｃの２／３の値とされている。
　第１，第２上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌの高周波スイッチング制御及び第４上，下アームスイッチＳ４Ｈ，Ｓ４Ｌの５０Ｈｚのスイッチング制御により、図８に示すように、単相交流電源２２の出力電圧Ｖａｃと、第１，第２電流検出値ｉ１ｒ，ｉ２ｒとの位相差が０（つまり、力率が１）になるような単相充電制御が実行されている。
　本実施形態では、単相充電制御時において、第１直流電力Ｐ１及び第２直流電力Ｐ２が等しくなるように、第１，第２目標電圧Ｖｌｅｇ１ｒｅｆ，Ｖｌｅｇ２ｒｅｆが算出される。このため、図８に示す例では、第１，第２インダクタ３１，３２に流れる電流の実効値が１６Ａｒｍｓになっている。
　図８に示す例では、単相交流電源２２の出力電力Ｐａｃ（つまり、電力変換装置１０の入力電力）は、単相交流電源２２の出力電圧Ｖａｃの基本周波数の２倍の周波数で脈動し、また、７３６０Ｗを中心として７３６０Ｗの振幅にて脈動する。この脈動成分を低減するための目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆに補償電圧検出値Ｖｃｐｒが制御されるように、第３上，下アームスイッチＳ３Ｈ，Ｓ３Ｌがスイッチング制御される。これにより、入力電力の脈動成分が補償用コンデンサ４７に無効電力として吸収され、各直流端子ＴｄｃＨ，ＴｄｃＬへ伝達される直流電力Ｐｄｃは、概ね７３６０Ｗで一定となる。その結果、直流側コンデンサ３４の静電容量を低減でき、直流側コンデンサ３４を小型化できる。
　以上詳述した本実施形態によれば、単相充電制御時において、電力変換装置１０から出力される直流電力Ｐｄｃを増加させつつ、直流電力Ｐｄｃの脈動を低減することができる。
　＜第１実施形態の変形例＞
　充電制御部１００は、単相充電制御において高電位側直流端子ＴｄｃＨ及び低電位側直流端子ＴｄｃＬから出力される直流電力の最大値が、Ｐｄｃｍａｘ／３よりも大きく、かつ、Ｐｄｃｍａｘ×２／３未満となるように、目標電流振幅Ｉａｍｐｒｅｆを算出してもよい。
　＜第２実施形態＞
　以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、脈動低減制御部１２０における目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆの設定方法が変更されている。以下、図９を用いて、この設定方法について説明する。図９には、補償用コンデンサ４７で吸収する脈動電力Ｐｃｐｒの振幅（７３６０Ｗを例示）を一定とし、補償用コンデンサ４７の端子電圧の出力電圧Ｖａｃ１周期における時間平均値（以下、電圧平均値）を変化させた場合における補償用コンデンサ４７の端子電圧及び補償用コンデンサ４７に流れる電流の計算結果を示す。図９に示す脈動電力Ｐｃｐｒは、単相交流電源２２の出力電圧Ｖａｃの基本周波数の２倍の周波数で０を中心に脈動する。
　図９において、Ｖｃａは、第１実施形態の目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆである。第１実施形態の目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆは、１周期が出力電圧Ｖａｃの半周期と同じ周期であり、出力電圧Ｖａｃの半周期毎に０となる。また、Ｖａａｖｅは、Ｖｃａの電圧平均値であり、Ｖａｐは、出力電圧Ｖａｃ１周期におけるＶｃａのピーク値である。
　Ｖｃｂは、Ｖｃａよりも電圧平均値を高くした場合の目標補償電圧であり、Ｖｂａｖｅは、Ｖｃｂの電圧平均値である。また、Ｖｃｃは、Ｖｃｂよりも電圧平均値を高くした場合の目標補償電圧であり、Ｖｃｄは、Ｖｃｃよりも電圧平均値を高くした場合の目標補償電圧である。Ｖｃｂ，Ｖｃｃ，Ｖｃｄは、１周期が出力電圧Ｖａｃの半周期と同じ周期であり、出力電圧Ｖａｃの半周期毎にピーク値となり、出力電圧Ｖａｃの半周期毎に最小値となる。
　ｉｃａは、目標補償電圧をＶｃａとする場合に補償用コンデンサ４７に流れる電流であり、ｉｃｂは、目標補償電圧をＶｃｂとする場合に補償用コンデンサ４７に流れる電流である。また、ｉｃｃは、目標補償電圧をＶｃｃとする場合に補償用コンデンサ４７に流れる電流であり、ｉｃｄは、目標補償電圧をＶｃｄとする場合に補償用コンデンサ４７に流れる電流である。
　補償用コンデンサ４７の電圧平均値を高くすることにより、目標補償電圧のピーク値はわずかに増大する一方、目標補償電圧の電圧リプル及び補償用コンデンサ４７に流れる電流リプルが小さくなっている。このため、目標補償電圧算出部１２１は、目標補償電圧のピーク値が補償用コンデンサ４７の許容上限電圧Ｖｌｉｍ以下となることを条件として、目標補償電圧の電圧平均値がＶａａｖｅよりも高い目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆを算出する。図９に示す例では、Ｖｃｂ又はＶｃｃが目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆの候補になる。
　ここで、Ｖｃａに対応する「Ｖａｐ／Ｖａａｖｅ」の値はπ／２となる。目標補償電圧の電圧平均値がＶａａｖｅよりも高い目標補償電圧においては、「出力電圧Ｖａｃ１周期における目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆのピーク値／目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆの電圧平均値」がπ／２よりも小さくなる。このため、目標補償電圧算出部１２１は、単相交流電源２２の出力電圧Ｖａｃ１周期における補償用コンデンサ４７の端子電圧のピーク値が、出力電圧Ｖａｃ１周期における補償用コンデンサ４７の端子電圧の時間平均値をπ／２倍した値よりも小さくなるような目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆを算出する。目標補償電圧算出部１２１は、脈動補償振幅Ｐｐｅａｋ及び電気角θｅと紐付けられて目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆが規定されたマップ情報に基づいて、目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆを算出すればよい。
　なお、この場合、フィードフォワード電流算出部１２５は、目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆに対応する目標フィードフォワード電流Ｉ３ｆｆを算出すればよい。例えば、目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆとして図９のＶｃｃが算出される場合、フィードフォワード電流算出部１２５は、図９のｉｃｃを目標フィードフォワード電流Ｉ３ｆｆとして算出すればよい。フィードフォワード電流算出部１２５は、脈動補償振幅Ｐｐｅａｋ及び電気角θｅと紐付けられて目標フィードフォワード電流Ｉ３ｆｆが規定されたマップ情報に基づいて、目標フィードフォワード電流Ｉ３ｆｆを算出すればよい。また、第１実施形態と同様に、フィードフォワード電流算出部１２５は必須ではない。
　第１実施形態の目標補償電圧Ｖｃｐｒｅｆは、補償用コンデンサ４７の端子電圧のピーク値を低減できる一方、補償用コンデンサ４７の端子電圧及び電流のリプルが大きくなる。これに対し、本実施形態によれば、端子電圧及び電流のリプルを低減でき、補償用コンデンサ４７を小型化できる。また、各インダクタ３１～３３の定格電流も低減でき、各インダクタ３１～３３を小型化できる。
　＜第３実施形態＞
　以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、制御装置７０は、単相充電制御時において、図１０に示すように、第１，第２上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ、Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌをインターリーブ駆動する。本実施形態のインターリーブ駆動は、第１上アームスイッチＳ１Ｈのオンへの切り替えタイミングと、第２上アームスイッチＳ２Ｈのオンへの切り替えタイミングとを電気角で１８０°ずらすスイッチング制御である。図１０には、インターリーブ駆動する場合における第１，第２電流検出値ｉ１ｒ，ｉ２ｒ及び直流側コンデンサ３４に流れる電流の推移も示す。図１１には、インターリーブ駆動しない第１実施形態のスイッチング制御を比較例として示す。
　図１２に、本実施形態及び比較例における直流側コンデンサ３４に流れる電流のＦＦＴ解析結果を示す。インターリーブ駆動する場合、第１インダクタ３１に流れる電流と第２インダクタ３２に流れる電流とが互いの電流リプルを打ち消し合うように流れる。これにより、直流側コンデンサ３４に流出入する、第１，第２上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌのスイッチング周波数で変動する電流リプル成分が低減する。その結果、直流側コンデンサ３４のリプル電流の定格値を低減でき、ひいては直流側コンデンサ３４の静電容量を低減するとともに直流側コンデンサ３４を小型化できる。
　＜その他の実施形態＞
　なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
　・図１３に示すように、高電位側経路３０Ｈに代えて、低電位側経路３０Ｌが、補償用コンデンサ４７及び補償用スイッチ４８の直列接続体を介して第３経路４３に接続されていてもよい。
　・単相充電制御時において、双方向の電力変換を行わず、交流電力から直流電力へと単方向の電力変換のみ行う場合、第４上，下アームスイッチＳ４Ｈ，Ｓ４Ｌに代えて、図１４に示すように、上，下アームダイオードＤ４Ｈ，Ｄ４Ｌが設けられていてもよい。この場合、各ダイオードＤ４Ｈ，Ｄ４Ｌのカソードが高電位側端子に相当し、アノードが低電位側端子に相当する。
　・第１上アームスイッチが複数のＮチャネルＭＯＳＦＥＴの並列接続体で構成されていてもよい。第１下アームスイッチ及び第２～第４上，下アームスイッチについても同様である。
　・上，下アームスイッチとしては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、フリーホイールダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴであってもよい。この場合、ＩＧＢＴのコレクタが高電位側端子に相当し、エミッタが低電位側端子に相当する。
　・直流側コンデンサ３４及び補償用コンデンサ４７に代えて、例えば、充放電可能な小容量の蓄電池が備えられていてもよい。
　・ＤＣＤＣコンバータ２４の出力部に接続される蓄電部としては、蓄電池に限らず、例えば、大容量の電気二重層キャパシタ、又は蓄電池及び電気二重層キャパシタの双方であってもよい。
　・電力変換装置が搭載される移動体としては、車両に限らず、例えば、航空機又は船舶であってもよい。また、電力変換装置の搭載先は、移動体に限らず、定置式の装置であってもよい。
　・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。
　以下、上述した各実施形態から抽出される特徴的な構成を記載する。
［構成１］
　第１交流端子（Ｔａｃ１）、第２交流端子（Ｔａｃ２）、第３交流端子（Ｔａｃ３）及び第４交流端子（Ｔａｃ４）と、
　高電位側直流端子（ＴｄｃＨ）及び低電位側直流端子（ＴｄｃＬ）と、
を備え、
　前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子に３相交流電源（２１）が接続可能に構成され、前記第１交流端子及び前記第４交流端子に単相交流電源（２２）が接続可能に構成された電力変換装置（１０）において、
　第１上アームスイッチ（Ｓ１Ｈ）及び第１下アームスイッチ（Ｓ１Ｌ）の直列接続体と、
　第２上アームスイッチ（Ｓ２Ｈ）及び第２下アームスイッチ（Ｓ２Ｌ）の直列接続体と、
　第３上アームスイッチ（Ｓ３Ｈ）及び第３下アームスイッチ（Ｓ３Ｌ）の直列接続体と、
　上アーム整流部（Ｓ４Ｈ，Ｄ４Ｈ）及び下アーム整流部（Ｓ４Ｌ，Ｄ４Ｌ）の直列接続体と、
　前記第１，第２，第３上アームスイッチの高電位側端子と、前記上アーム整流部の高電位側端子と、前記高電位側直流端子とを電気的に接続する高電位側経路（３０Ｈ）と、
　前記第１，第２，第３下アームスイッチの低電位側端子と、前記下アーム整流部の低電位側端子と、前記低電位側直流端子とを電気的に接続する低電位側経路（３０Ｌ）と、
　前記第１上アームスイッチ及び前記第１下アームスイッチの接続点と、前記第１交流端子とを電気的に接続する第１インダクタ（３１）と、
　前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの接続点と、前記第２交流端子とを電気的に接続する第２インダクタ（３２）と、
　前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチの接続点と、前記第３交流端子とを電気的に接続する第３インダクタ（３３）と、
　前記上アーム整流部及び前記下アーム整流部の接続点と、前記第４交流端子とを電気的に接続する接続経路（４４）と、
　前記高電位側経路と前記低電位側経路とを電気的に接続する直流側蓄電部（３４）と、
　前記高電位側経路又は前記低電位側経路と、前記第３交流端子とを電気的に接続する補償用蓄電部（４７）及び補償用スイッチ（４８）の直列接続体と、
　前記接続経路に設けられた第１単相充電スイッチ（４５）と、
　前記第１交流端子と前記第２交流端子とを電気的に接続する第２単相充電スイッチ（４６）と、
　制御部（７０）と、
を備え、
　前記制御部は、前記第１交流端子及び前記第４交流端子に前記単相交流電源が接続されていると判定した場合、前記補償用スイッチ、前記第１単相充電スイッチ及び前記第２単相充電スイッチをオンした状態において、前記第１交流端子及び前記第４交流端子から入力された交流電力を直流電力に変換して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力すべく、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチのスイッチング制御を行うとともに、前記補償用蓄電部の充放電によって前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力される直流電力の脈動を低減すべく、前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチのスイッチング制御を行う、電力変換装置。
［構成２］
　前記制御部は、前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子に前記３相交流電源が接続されていると判定した場合、前記補償用スイッチ、前記第１単相充電スイッチ及び前記第２単相充電スイッチをオフした状態において、前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子から入力された交流電力を直流電力に変換して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力すべく、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ、前記第２下アームスイッチ、前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチのスイッチング制御を行い、
　前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子に前記３相交流電源が接続されている場合において前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力される直流電力の最大値をＰｄｃｍａｘとし、
　前記制御部は、前記第１交流端子及び前記第４交流端子に前記単相交流電源が接続されていると判定した場合、前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力される直流電力の最大値が、Ｐｄｃｍａｘ／３よりも大きくかつＰｄｃｍａｘ×２／３以下の値となるように、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチのスイッチング制御を行う、構成１に記載の電力変換装置。
［構成３］
　前記制御部は、
　前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子に前記３相交流電源が接続されていると判定した場合、前記補償用スイッチ、前記第１単相充電スイッチ及び前記第２単相充電スイッチをオフした状態において、前記第１インダクタを介して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子に伝達される直流電力（Ｐ１）と、前記第２インダクタを介して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子に伝達される直流電力（Ｐ２）と、前記第３インダクタを介して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子に伝達される直流電力（Ｐ３）とが同等になるように、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ、前記第２下アームスイッチ、前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチのスイッチング制御を行い、
　前記第１交流端子及び前記第４交流端子に前記単相交流電源が接続されていると判定した場合、前記補償用スイッチ、前記第１単相充電スイッチ及び前記第２単相充電スイッチをオンした状態において、前記第１インダクタを介して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子に伝達される直流電力（Ｐ１）と、前記第２インダクタを介して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子に伝達される直流電力（Ｐ２）とが同等になるように、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチのスイッチング制御を行う、構成２に記載の電力変換装置。
［構成４］
　前記制御部は、前記補償用蓄電部の充放電によって前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力される直流電力の脈動を低減すべく、前記単相交流電源の出力電圧の半周期で前記補償用蓄電部の電圧を変動させるとともに、前記単相交流電源の出力電圧１周期における前記補償用蓄電部の電圧のピーク値が、前記出力電圧１周期における前記補償用蓄電部の電圧の時間平均値をπ／２倍した値よりも小さくなるように、前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチのスイッチング制御を行う、構成１～３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
［構成５］
　前記上アーム整流部及び前記下アーム整流部は、自身の低電位側端子から高電位側端子への電流の流通を許容する、構成１～４のいずれか１つに記載の電力変換装置。
［構成６］
　前記上アーム整流部は、逆並列接続されたダイオードを有する第４上アームスイッチ（Ｓ４Ｈ）であり、
　前記下アーム整流部は、逆並列接続されたダイオードを有する第４下アームスイッチ（Ｓ４Ｌ）であり、
　前記制御部は、
　前記第４交流端子から前記単相交流電源を介して前記第１交流端子へと向かう方向に電流が流れていると判定している期間において前記第４下アームスイッチをオンするとともに前記第４上アームスイッチをオフし、
　前記第１交流端子から前記単相交流電源を介して前記第４交流端子へと向かう方向に電流が流れていると判定している期間において前記第４上アームスイッチをオンするとともに前記第４下アームスイッチをオフする、構成５に記載の電力変換装置。
［構成７］
　前記第４上アームスイッチ及び前記第４下アームスイッチは、前記第１～第３上，下アームスイッチよりもターンオン時間及びターンオフ時間が長いスイッチである、構成６に記載の電力変換装置。
［構成８］
　前記制御部は、前記第１交流端子及び前記第４交流端子から入力された交流電力を直流電力に変換して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力すべく、前記第１上アームスイッチと前記第１下アームスイッチとを交互にオンし、かつ、前記第２上アームスイッチと前記第２下アームスイッチとを交互にオンし、かつ、前記第１上アームスイッチのスイッチング状態の切り替えタイミングと前記第２上アームスイッチのスイッチング状態の切り替えタイミングとをずらす、構成１～７のいずれか１つに記載の電力変換装置。
［構成９］
　第１交流端子（Ｔａｃ１）、第２交流端子（Ｔａｃ２）、第３交流端子（Ｔａｃ３）及び第４交流端子（Ｔａｃ４）と、
　高電位側直流端子（ＴｄｃＨ）及び低電位側直流端子（ＴｄｃＬ）と、
　コンピュータ（７１）と、
を備える電力変換装置（１０）であって、
　前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子に３相交流電源（２１）が接続可能に構成され、前記第１交流端子及び前記第４交流端子に単相交流電源（２２）が接続可能に構成された電力変換装置に適用されるプログラムにおいて、
　前記電力変換装置は、
　第１上アームスイッチ（Ｓ１Ｈ）及び第１下アームスイッチ（Ｓ１Ｌ）の直列接続体と、
　第２上アームスイッチ（Ｓ２Ｈ）及び第２下アームスイッチ（Ｓ２Ｌ）の直列接続体と、
　第３上アームスイッチ（Ｓ３Ｈ）及び第３下アームスイッチ（Ｓ３Ｌ）の直列接続体と、
　上アーム整流部（Ｓ４Ｈ，Ｄ４Ｈ）及び下アーム整流部（Ｓ４Ｌ，Ｄ４Ｌ）の直列接続体と、
　前記第１，第２，第３上アームスイッチの高電位側端子と、前記上アーム整流部の高電位側端子と、前記高電位側直流端子とを電気的に接続する高電位側経路（３０Ｈ）と、
　前記第１，第２，第３下アームスイッチの低電位側端子と、前記下アーム整流部の低電位側端子と、前記低電位側直流端子とを電気的に接続する低電位側経路（３０Ｌ）と、
　前記第１上アームスイッチ及び前記第１下アームスイッチの接続点と、前記第１交流端子とを電気的に接続する第１インダクタ（３１）と、
　前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの接続点と、前記第２交流端子とを電気的に接続する第２インダクタ（３２）と、
　前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチの接続点と、前記第３交流端子とを電気的に接続する第３インダクタ（３３）と、
　前記上アーム整流部及び前記下アーム整流部の接続点と、前記第４交流端子とを電気的に接続する接続経路（４４）と、
　前記高電位側経路と前記低電位側経路とを電気的に接続する直流側蓄電部（３４）と、
　前記高電位側経路又は前記低電位側経路と、前記第３交流端子とを電気的に接続する補償用蓄電部（４７）及び補償用スイッチ（４８）の直列接続体と、
　前記接続経路に設けられた第１単相充電スイッチ（４５）と、
　前記第１交流端子と前記第２交流端子とを電気的に接続する第２単相充電スイッチ（４６）と、
を備え、
　前記コンピュータに、
　前記第１交流端子及び前記第４交流端子に前記単相交流電源が接続されているか否かを判定する処理と、
　前記単相交流電源が接続されていると判定した場合、前記補償用スイッチ、前記第１単相充電スイッチ及び前記第２単相充電スイッチをオンした状態において、前記第１交流端子及び前記第４交流端子から入力された交流電力を直流電力に変換して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力すべく、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチのスイッチング制御を行うとともに、前記補償用蓄電部の充放電によって前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力される直流電力の脈動を低減すべく、前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチのスイッチング制御を行う処理と、
を実行させる、プログラム。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (9)

  1. 　第１交流端子（Ｔａｃ１）、第２交流端子（Ｔａｃ２）、第３交流端子（Ｔａｃ３）及び第４交流端子（Ｔａｃ４）と、
    　高電位側直流端子（ＴｄｃＨ）及び低電位側直流端子（ＴｄｃＬ）と、
    を備え、
    　前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子に３相交流電源（２１）が接続可能に構成され、前記第１交流端子及び前記第４交流端子に単相交流電源（２２）が接続可能に構成された電力変換装置（１０）において、
    　第１上アームスイッチ（Ｓ１Ｈ）及び第１下アームスイッチ（Ｓ１Ｌ）の直列接続体と、
    　第２上アームスイッチ（Ｓ２Ｈ）及び第２下アームスイッチ（Ｓ２Ｌ）の直列接続体と、
    　第３上アームスイッチ（Ｓ３Ｈ）及び第３下アームスイッチ（Ｓ３Ｌ）の直列接続体と、
    　上アーム整流部（Ｓ４Ｈ，Ｄ４Ｈ）及び下アーム整流部（Ｓ４Ｌ，Ｄ４Ｌ）の直列接続体と、
    　前記第１，第２，第３上アームスイッチの高電位側端子と、前記上アーム整流部の高電位側端子と、前記高電位側直流端子とを電気的に接続する高電位側経路（３０Ｈ）と、
    　前記第１，第２，第３下アームスイッチの低電位側端子と、前記下アーム整流部の低電位側端子と、前記低電位側直流端子とを電気的に接続する低電位側経路（３０Ｌ）と、
    　前記第１上アームスイッチ及び前記第１下アームスイッチの接続点と、前記第１交流端子とを電気的に接続する第１インダクタ（３１）と、
    　前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの接続点と、前記第２交流端子とを電気的に接続する第２インダクタ（３２）と、
    　前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチの接続点と、前記第３交流端子とを電気的に接続する第３インダクタ（３３）と、
    　前記上アーム整流部及び前記下アーム整流部の接続点と、前記第４交流端子とを電気的に接続する接続経路（４４）と、
    　前記高電位側経路と前記低電位側経路とを電気的に接続する直流側蓄電部（３４）と、
    　前記高電位側経路又は前記低電位側経路と、前記第３交流端子とを電気的に接続する補償用蓄電部（４７）及び補償用スイッチ（４８）の直列接続体と、
    　前記接続経路に設けられた第１単相充電スイッチ（４５）と、
    　前記第１交流端子と前記第２交流端子とを電気的に接続する第２単相充電スイッチ（４６）と、
    　制御部（７０）と、
    を備え、
    　前記制御部は、前記第１交流端子及び前記第４交流端子に前記単相交流電源が接続されていると判定した場合、前記補償用スイッチ、前記第１単相充電スイッチ及び前記第２単相充電スイッチをオンした状態において、前記第１交流端子及び前記第４交流端子から入力された交流電力を直流電力に変換して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力すべく、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチのスイッチング制御を行うとともに、前記補償用蓄電部の充放電によって前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力される直流電力の脈動を低減すべく、前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチのスイッチング制御を行う、電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子に前記３相交流電源が接続されていると判定した場合、前記補償用スイッチ、前記第１単相充電スイッチ及び前記第２単相充電スイッチをオフした状態において、前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子から入力された交流電力を直流電力に変換して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力すべく、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ、前記第２下アームスイッチ、前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチのスイッチング制御を行い、
    　前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子に前記３相交流電源が接続されている場合において前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力される直流電力の最大値をＰｄｃｍａｘとし、
    　前記制御部は、前記第１交流端子及び前記第４交流端子に前記単相交流電源が接続されていると判定した場合、前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力される直流電力の最大値が、Ｐｄｃｍａｘ／３よりも大きくかつＰｄｃｍａｘ×２／３以下の値となるように、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチのスイッチング制御を行う、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、
    　前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子に前記３相交流電源が接続されていると判定した場合、前記補償用スイッチ、前記第１単相充電スイッチ及び前記第２単相充電スイッチをオフした状態において、前記第１インダクタを介して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子に伝達される直流電力（Ｐ１）と、前記第２インダクタを介して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子に伝達される直流電力（Ｐ２）と、前記第３インダクタを介して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子に伝達される直流電力（Ｐ３）とが同等になるように、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ、前記第２下アームスイッチ、前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチのスイッチング制御を行い、
    　前記第１交流端子及び前記第４交流端子に前記単相交流電源が接続されていると判定した場合、前記補償用スイッチ、前記第１単相充電スイッチ及び前記第２単相充電スイッチをオンした状態において、前記第１インダクタを介して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子に伝達される直流電力（Ｐ１）と、前記第２インダクタを介して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子に伝達される直流電力（Ｐ２）とが同等になるように、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチのスイッチング制御を行う、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、前記補償用蓄電部の充放電によって前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力される直流電力の脈動を低減すべく、前記単相交流電源の出力電圧の半周期で前記補償用蓄電部の電圧を変動させるとともに、前記単相交流電源の出力電圧１周期における前記補償用蓄電部の電圧のピーク値が、前記出力電圧１周期における前記補償用蓄電部の電圧の時間平均値をπ／２倍した値よりも小さくなるように、前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチのスイッチング制御を行う、請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記上アーム整流部及び前記下アーム整流部は、自身の低電位側端子から高電位側端子への電流の流通を許容する、請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記上アーム整流部は、逆並列接続されたダイオードを有する第４上アームスイッチ（Ｓ４Ｈ）であり、
    　前記下アーム整流部は、逆並列接続されたダイオードを有する第４下アームスイッチ（Ｓ４Ｌ）であり、
    　前記制御部は、
    　前記第４交流端子から前記単相交流電源を介して前記第１交流端子へと向かう方向に電流が流れていると判定している期間において前記第４下アームスイッチをオンするとともに前記第４上アームスイッチをオフし、
    　前記第１交流端子から前記単相交流電源を介して前記第４交流端子へと向かう方向に電流が流れていると判定している期間において前記第４上アームスイッチをオンするとともに前記第４下アームスイッチをオフする、請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記第４上アームスイッチ及び前記第４下アームスイッチは、前記第１～第３上，下アームスイッチよりもターンオン時間及びターンオフ時間が長いスイッチである、請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記制御部は、前記第１交流端子及び前記第４交流端子から入力された交流電力を直流電力に変換して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力すべく、前記第１上アームスイッチと前記第１下アームスイッチとを交互にオンし、かつ、前記第２上アームスイッチと前記第２下アームスイッチとを交互にオンし、かつ、前記第１上アームスイッチのスイッチング状態の切り替えタイミングと前記第２上アームスイッチのスイッチング状態の切り替えタイミングとをずらす、請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　第１交流端子（Ｔａｃ１）、第２交流端子（Ｔａｃ２）、第３交流端子（Ｔａｃ３）及び第４交流端子（Ｔａｃ４）と、
    　高電位側直流端子（ＴｄｃＨ）及び低電位側直流端子（ＴｄｃＬ）と、
    　コンピュータ（７１）と、
    を備える電力変換装置（１０）であって、
    　前記第１交流端子、前記第２交流端子及び前記第３交流端子に３相交流電源（２１）が接続可能に構成され、前記第１交流端子及び前記第４交流端子に単相交流電源（２２）が接続可能に構成された電力変換装置に適用されるプログラムにおいて、
    　前記電力変換装置は、
    　第１上アームスイッチ（Ｓ１Ｈ）及び第１下アームスイッチ（Ｓ１Ｌ）の直列接続体と、
    　第２上アームスイッチ（Ｓ２Ｈ）及び第２下アームスイッチ（Ｓ２Ｌ）の直列接続体と、
    　第３上アームスイッチ（Ｓ３Ｈ）及び第３下アームスイッチ（Ｓ３Ｌ）の直列接続体と、
    　上アーム整流部（Ｓ４Ｈ，Ｄ４Ｈ）及び下アーム整流部（Ｓ４Ｌ，Ｄ４Ｌ）の直列接続体と、
    　前記第１，第２，第３上アームスイッチの高電位側端子と、前記上アーム整流部の高電位側端子と、前記高電位側直流端子とを電気的に接続する高電位側経路（３０Ｈ）と、
    　前記第１，第２，第３下アームスイッチの低電位側端子と、前記下アーム整流部の低電位側端子と、前記低電位側直流端子とを電気的に接続する低電位側経路（３０Ｌ）と、
    　前記第１上アームスイッチ及び前記第１下アームスイッチの接続点と、前記第１交流端子とを電気的に接続する第１インダクタ（３１）と、
    　前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの接続点と、前記第２交流端子とを電気的に接続する第２インダクタ（３２）と、
    　前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチの接続点と、前記第３交流端子とを電気的に接続する第３インダクタ（３３）と、
    　前記上アーム整流部及び前記下アーム整流部の接続点と、前記第４交流端子とを電気的に接続する接続経路（４４）と、
    　前記高電位側経路と前記低電位側経路とを電気的に接続する直流側蓄電部（３４）と、
    　前記高電位側経路又は前記低電位側経路と、前記第３交流端子とを電気的に接続する補償用蓄電部（４７）及び補償用スイッチ（４８）の直列接続体と、
    　前記接続経路に設けられた第１単相充電スイッチ（４５）と、
    　前記第１交流端子と前記第２交流端子とを電気的に接続する第２単相充電スイッチ（４６）と、
    を備え、
    　前記コンピュータに、
    　前記第１交流端子及び前記第４交流端子に前記単相交流電源が接続されているか否かを判定する処理と、
    　前記単相交流電源が接続されていると判定した場合、前記補償用スイッチ、前記第１単相充電スイッチ及び前記第２単相充電スイッチをオンした状態において、前記第１交流端子及び前記第４交流端子から入力された交流電力を直流電力に変換して前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力すべく、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチのスイッチング制御を行うとともに、前記補償用蓄電部の充放電によって前記高電位側直流端子及び前記低電位側直流端子から出力される直流電力の脈動を低減すべく、前記第３上アームスイッチ及び前記第３下アームスイッチのスイッチング制御を行う処理と、
    を実行させる、プログラム。
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