WO2024085377A1 - 전원 공급 장치 및 이의 제어 방법 - Google Patents

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장두희
강정일
김형완
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Definitions

  • the present disclosure relates to a power supply device and a control method thereof, and more particularly, to a power supply device including a PFC (Power Factor Correction) circuit and a control method thereof.
  • PFC Power Factor Correction
  • PFC Power Factor Correction
  • the PFC converter 1 may convert an alternating current (AC) input voltage to a direct current (DC) voltage and/or compensate for the power factor of the power supply 10 .
  • a power supply device includes a power factor correction (PFC) circuit and a control circuit that controls the operation of the PFC circuit, wherein the PFC circuit includes a power input unit that receives and rectifies the AC voltage. , an inductor with one end connected to one end of the power input unit, turned on/off according to a first control signal, and a first switching element with one end connected to the other end of the inductor, turned on/off according to a second control signal, with one end connected to the DC voltage through a second switching element commonly connected to the other end of the inductor and one end of the first switching element, and an output capacitor with one end connected to the other end of the second switching element and the other end connected to the other end of the first switching element. and an output unit that outputs, wherein the control circuit applies the first and second control signals to the first and second switching elements, respectively, so that the first and second switching elements are turned on alternately.
  • PFC power factor correction
  • the PFC circuit includes a sensing resistor, one end of which is connected to the other end of the first switching element and the other end of which is connected to the other end of the power input unit, and the control circuit includes a sensing voltage applied to the other end of the sensing resistor.
  • the control voltage determined based on the DC voltage output through the output unit is reached, the first switching element can be turned off through the first control signal.
  • control circuit includes an error amplifier that amplifies and outputs the difference between the voltage division value of the DC voltage and the first reference voltage, and an error amplifier that compares the control voltage and the sensing voltage, where the output of the error amplifier is an inverted voltage. It may include a first comparator, and whether the sensing voltage reaches the control voltage may be determined based on the output of the first comparator.
  • control circuit turns off the first switching element through the first control signal when a preset time has elapsed from the time the first switching element is turned on, before the sensing voltage reaches the control voltage. You can do it.
  • control circuit includes a sawtooth wave generator that generates a sawtooth wave whose voltage increases at a constant slope from the time the first switching element is turned on, and a second comparator that compares the sawtooth wave output from the sawtooth wave generator with a second reference voltage. and generate the first control signal for turning off the first switching element based on the output of the second comparator.
  • the preset time may be set to a value that maximizes the time period during which the first switching element is turned on at the minimum voltage of the AC voltage.
  • control circuit turns on the second switching device through the second control signal after a first dead time from the time the first switching device is turned off, and turns the second switching device on from the time the second switching device is turned off. After the dead time, the first switching element can be turned on through the first control signal.
  • first dead time and the second dead time may have different values.
  • control circuit may turn off the second switching element through the second control signal after a preset delay time from when the current of the inductor becomes 0.
  • the PFC circuit includes a sensing resistor, one end of which is connected to the other end of the first switching element and the other end of which is connected to the other end of the power input unit, and the control circuit includes a sensing voltage applied to the other end of the sensing resistor. and a third comparator that compares the threshold voltage, and the point at which the current of the inductor becomes 0 may be determined based on the output of the third comparator.
  • control circuit may include a digital circuit for generating the first dead time, the second dead time, and a preset delay time.
  • a power supply including a power input unit that receives and rectifies AC voltage, an inductor connected to one end of the power input unit, and an output unit that outputs a DC voltage based on the current discharged from the inductor.
  • the control method of the device includes turning off a second switching device for discharging the current charged in the inductor while a first switching device for charging current in the inductor is turned on, and while the second switching device is turned on. and turning off the first switching element.
  • the power supply device includes a sensing resistor for sensing the current of the inductor, and the sensing voltage sensed through the sensing resistor reaches a control voltage determined based on the DC voltage output through the output unit. If so, the step of turning off the first switching element may be included.
  • the method may include turning off the first switching device when a preset time has elapsed from the time the first switching device is turned on.
  • the preset time may be set to a value that maximizes the time period during which the first switching element is turned on at the minimum voltage of the AC voltage.
  • first dead time and the second dead time may have different values.
  • it may include turning off the second switching element after a preset delay time from when the current of the inductor becomes 0.
  • FIG. 1 is a block diagram of a power supply with a PFC converter
  • 2A is an exemplary diagram of a PFC converter circuit operating in critical conduction mode
  • FIG. 2B is a diagram showing the main operating waveforms of the PFC converter circuit of FIG. 2A;
  • FIG. 3 is a block diagram of a power supply device according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 4A is a circuit diagram of a power supply device according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 4B is a diagram illustrating main operating waveforms of a power supply device according to an embodiment of the present disclosure
  • FIG. 4C is a diagram illustrating detailed operation waveforms of a power supply device according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a power supply device according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 6 is a flowchart illustrating a method of controlling a power supply device according to an embodiment of the present disclosure.
  • a certain component e.g., a first component
  • another component e.g., a second component
  • the certain component e.g., a first component element
  • the other component e.g., the second component
  • the component e.g., the first component
  • the third component e.g., the third component
  • it can be connected to another component (eg, a second component).
  • a component e.g., a first component
  • another component e.g., a second component
  • said component e.g., a first component
  • another component e.g., third component
  • the other component e.g., second component
  • the other component e.g., second component
  • FIG. 1 is a block diagram of a power supply device including a PFC converter according to one or more embodiments
  • FIG. 2A is an example of a PFC converter circuit operating in critical-conduction mode (CRM) according to one or more embodiments
  • 2B is a diagram illustrating main operating waveforms of the PFC converter circuit of FIG. 2A according to one or more embodiments.
  • CCM critical-conduction mode
  • the CRM method refers to a method of turning on a switching element (for example, switching element 21) when the current of the inductor (L) reaches 0.
  • the CRM boost power factor correction circuit 20 has an advantage in that there is no loss due to the diode reverse recovery phenomenon, which is a problem of the CCM (Continuous Conduction Mode) method.
  • the ripple current of the CRM boost power factor correction circuit is relatively large (for example, the peak value of the inductor current is twice (2X) the input current, etc.)
  • the CRM boost power factor correction circuit 20 is It may be useful in electronic devices such as TVs that require less than 300 [W] of power, but is not limited to this.
  • the voltage mode control method is mainly used as a control method for the CRM PFC converter.
  • the switching device 21 of the CRM boost power factor correction circuit 20 has a constant on time in the entire driving cycle. You can see that it has (t on ).
  • the on time (t on ) of the switching element 21 is determined by the control voltage (V comp ), which is the output of the voltage loop compensator (Error Amp), and the sawtooth waveform (V Ramp ) with a constant rising slope. It will happen.
  • the switching element 21 When the switching element 21 is turned on, the sawtooth waveform begins to rise, and when the voltage of the rising sawtooth waveform becomes substantially similar to the control voltage (V comp ), the switching element 21 is turned off and/or the sawtooth waveform is It is reset to 0 again.
  • the switching element 21 may be turned off according to the voltage signal (V_PWM).
  • the current in inductor L increases while the switching element 21 is turned on. Alternatively or additionally, the current in inductor L begins to decrease when switching element 21 is turned off. When the point at which the inductor current reaches 0 is detected using the auxiliary winding (N AUX ), the switching element 21 is turned on again, and the above-described operation is repeated. For example, the switching element 21 may be turned on again according to the voltage signal (V_ZCD).
  • V_ZCD the voltage signal
  • the peak value of the inductor current having a triangular shape follows the sinusoidal contour of the rectified input voltage, thereby automatically correcting the power factor.
  • the overall efficiency is calculated as the product of the efficiency of each stage, so in order to improve the overall efficiency, the efficiency of the PFC converter 1 Improvement is required.
  • the inductor size of the CRM-type PFC converter can be reduced and efficiency can be maximized.
  • harmonic standards e.g., IEC (International Electrotechnical Commission) 61000-3-2 Electromagnetic Compatibility (EMC)
  • Figure 3 is a block diagram of a power supply device according to an embodiment of the present disclosure.
  • the power supply device 1000 may be included in an electronic device and supply direct current power to other components of the electronic device.
  • Electronic devices include desktop computers, computer servers, virtual machines, network appliances, mobile devices (e.g., laptop computers, tablet computers, personal digital assistants (PDAs), smartphones, any other type of mobile computing device, etc.), wearable devices ( Examples: smart watches, headsets, headphones, etc.), smart devices (e.g. voice control virtual assistants, set-top boxes (STBs), refrigerators, air conditioners, microwaves, televisions, etc.), home appliances, display devices, audio devices, IoT (Internet-of-Things) devices, and/or other types of data processing devices.
  • the present invention is not limited thereto.
  • the aspects presented herein may be employed in any type of electronic device having an input.
  • the present invention is not limited to this.
  • the embodiments presented herein may be implemented with any type of electronic device having an input power of about 300 [Watt, W] or less.
  • the power supply device 1000 may be implemented as a separate device from the electronic device, and may be connected to the electronic device to supply direct current power to various components of the electronic device.
  • the power supply device 1000 includes a PFC circuit 100 and a control circuit 200.
  • the PFC circuit 100 is controlled by the control circuit 200. Additionally or alternatively, the PFC circuit 100 converts AC voltage to DC voltage and outputs it.
  • the PFC circuit 100 includes a power input unit 110 that receives and rectifies AC voltage, an inductor (L) with one end connected to one end of the power input unit 110, and an inductor (L) with one end.
  • a first switching element (M 1 ) connected to the other end of a second switching element (M 2 ), one end of which is commonly connected to the other end of the inductor (L) and the one end of the first switching element (M 1 ), one end of which is connected to the first switching element (M 1 ).
  • a DC voltage (Vout) is applied through an output capacitor (C o ) connected to the other end of the switching element (M 2 ), the other end of which is commonly connected to the other end of the first switching element (M1) and the other end of the power input unit 110. It includes an output unit 150 that outputs.
  • the first and second switching elements are power semiconductor transistors such as MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Tangistor), BJT (Bipolar Junction Transistor), or IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). It may be implemented as, but is not limited to this.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Tangistor
  • BJT Bipolar Junction Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the control circuit 200 controls the operation of the PFC circuit 100. That is, the control circuit 200 can control the operation of the PFC circuit 100 by controlling the on/off operation of the first and second switching elements M 1 and M 2 .
  • control circuit 200 may generate a first control signal (V gM1 ) for controlling the on/off operation of the first switching element (M 1 ) and apply it to the first switching element (M 1 ). there is. Additionally or alternatively, the control circuit 200 generates (or generates) a second control signal (V gM2 ) for controlling the on/off operation of the second switching element (M 2 ) . ) can be approved.
  • V gM1 first control signal
  • V gM2 second control signal
  • the control circuit 200 provides first and second control signals (V gM1 , V gM2 ) so that the first and second switching elements (M 1 , M 2 ) are alternately turned on. It can be applied to the first and second switching elements (M 1 and M 2 ), respectively.
  • the second switching element (M 2 ) when the first switching element (M 1 ) is turned on, the second switching element (M 2 ) is in an off state, so the current of the inductor (L) is not transmitted to the output unit 150, and the current is transmitted to the inductor (L). is charged. Additionally or alternatively, when the second switching element (M 2 ) is turned on, the first switching element (M 1 ) is in an off state, so that the current charged in the inductor (L) is discharged to the output unit 150. You can.
  • the control circuit 200 prevents the current of the inductor L from exceeding a preset threshold value. 1
  • the switching element (M 1 ) can be turned off. Accordingly, the peak current of the inductor (L) is reduced, making it possible to reduce the size of the inductor (L).
  • the second switching element (M 2 ) is disposed at the output terminal of the PFC circuit 100.
  • V F forward voltage
  • R ds_on the loss due to the on-resistance of the switching element is much smaller. Therefore, according to an embodiment of the present disclosure, it is possible to reduce conduction loss compared to a conventional CRM boost PFC circuit.
  • control circuit 200 may maintain the second switching element (M 2 ) in an on state for a certain period of time even after the current of the inductor (L) becomes 0. Accordingly, the voltage difference between both ends of the first switching element (M 1 ) drops to almost 0, making it possible to minimize switching loss.
  • FIG. 4A is a circuit diagram of a power supply device according to an embodiment of the present disclosure
  • FIG. 4B is a diagram showing main operating waveforms of the power supply device 1000-1 according to an embodiment of the present disclosure
  • FIG. 4C is a diagram showing detailed waveforms of the power supply device 1000-1 according to an embodiment of the present invention.
  • the power supply device 1000-1 may include or be similar in many respects to the power supply device 1000 described above with reference to FIG. 1 and may include additional functions not mentioned above.
  • the control circuit 200 can detect the current flowing through the inductor (L).
  • the PFC circuit 100 includes a sensing resistor (R s ), one end of which is connected to the other end of the first switching element (M 1 ) and the other end of which is connected to the other end of the power input unit 110, and a control circuit 200 may sense the current of the inductor (L) based on the sensing voltage (V cs ) applied to the other end of the sensing resistor (Rs).
  • control circuit 200 may control the off operation of the first switching element (M 1 ) differently before and after the current of the inductor (L) reaches a preset level.
  • the control circuit 200 no longer operates the inductor (
  • the first switching element (M 1 ) may be turned off so that the current of L) does not increase.
  • the control circuit 200 switches the first switching element (M 1 ) on.
  • the first switching element (M 1 ) can be turned off.
  • the first switching element (M 1 ) is turned on and then turned off when a preset time elapses. That is, the first switching element (M 1 ) is turned on for a preset time period.
  • the preset time interval for example, the maximum turn-on width (T on_max ), is determined by Equation 1 below, where the first switching element (M 1 ) is turned on at the minimum voltage of the AC voltage input to the power input unit.
  • the time interval may be preset to a maximum value.
  • V ac_min represents the minimum input voltage of the AC voltage
  • L represents the inductance value of the inductor
  • P o represents the maximum output power of the PFC
  • ⁇ represents the efficiency of the PFC circuit 100.
  • the first control signal (V gM1 ) having the maximum on width (T on_max ) inputs the output (V RAMP ) and the reference voltage (RAMP ref ) of the sawtooth wave generator 210 during the period t 0 to t 1 . It can be generated through the output of the comparator 220.
  • the control circuit 200 includes a sawtooth wave generator 210 that generates a sawtooth wave whose voltage increases at a constant slope from the time the first switching element (M 1 ) is turned on, and a sawtooth wave generator. It may include a comparator 220 that compares the sawtooth wave output from 210 and the reference voltage (RAMP ref ). According to an optional or additional example, the control circuit 200 may output a first control signal V gM1 (i.e., a first switching element M 1 ) having a maximum on width T on_max based on the output of the comparator 220. ) may be generated after a preset time (T on_max ) has elapsed from the time the first control signal (V gM1 ) is turned on to turn off the first switching element (M 1 ).
  • V gM1 i.e., a first switching element M 1
  • T on_max a preset time
  • V RAMP the output (V RAMP ) of the sawtooth wave generator 210 begins to rise.
  • V PWM becomes high (for example, 1).
  • the second switching element (M 2 ) When the first switching element (M 1 ) is turned off, the second switching element (M 2 ) is turned on by the second control signal (V gM2 ) after a certain time (first dead time), and the charged inductor (L) is turned on. As the current is discharged toward the output unit 150, the current in the inductor (L) begins to decrease. Optionally or additionally, the output of the sawtooth generator (V RAMP ) is reset to zero.
  • the control circuit 200 may detect this through the sensing resistance (R s ). That is, according to an embodiment of the present disclosure, the control circuit 200 includes a comparator 240 that compares the sensing voltage (V cs ) and the threshold voltage (V TH ), and based on the output of the comparator 240 It is possible to identify and/or determine when the current in the inductor (L) becomes zero.
  • V ZCD_add When the current of the inductor (L) becomes 0, the output signal (V ZCD ) of the comparator 240 becomes high, and this high signal passes through the delay circuit 250 and is output as V ZCD_add after a preset delay time.
  • the V ZCD_add signal becomes the SET(S) signal of the RS latch 230 and Q is set to ON again, and at the same time, is turned off and the second switching element (M 2 ) is turned off.
  • the second switching element (M 2 ) When the second switching element (M 2 ) is turned off, the first switching element (M 1 ) is turned on after a certain time (eg, a second dead time).
  • control circuit 200 is configured so that the first switching element (M 1 ) is turned on and the current of the inductor increases, and then the current of the inductor (L) reaches a preset level within a preset time ((T on_max ). In this case, the first switching element (M 1 ) can be turned off.
  • the control circuit 200 determines that the sensing voltage (V cs ) is the control voltage ( ), the first switching element (M 1 ) can be turned off through the first control signal (V gM1 ).
  • the control circuit 200 may include an error amplifier 260 that amplifies and outputs the difference between the voltage distribution value of the DC voltage output from the output unit 150 and the reference voltage (Vref). . Additionally, the control circuit 200 provides a control voltage ( ) and a comparator 270 that compares the sensing voltage (V cs ). Optionally or additionally, the control circuit 200 controls the control voltage (V cs ) of the sensing voltage (V cs ) based on the output of the comparator 270. ) can be determined (i.e., whether the current of the inductor (L) reaches a preset size).
  • the sensing voltage (V cs ) is controlled by the control voltage ( ), the V PWM signal becomes high. This becomes the RESET(R) signal of the RS latch 230, turning Q off, and the first control signal V gM1 becomes low, turning the first switching element M 1 off.
  • the output of the sawtooth generator (V RAMP ) is also reset to zero.
  • the second control signal (V gM2 ) becomes high after a certain time (first dead time), the second switching element (M 2 ) is turned on, and the inductor (L) The current charged in is discharged toward the output unit 150, and the current in the inductor (L) begins to decrease.
  • V ZCD_add when the current of the inductor (L) decreases and reaches near 0, it is sensed as described above through the sensing resistor (R s ) and the output V ZCD of the comparator 240 becomes high.
  • the V ZCD signal passes through the delay circuit 250 and is output as V ZCD_add after a preset delay time.
  • the V ZCD_add signal becomes the SET(S) signal of the RS latch 230 and Q is set to ON again, and at the same time, is turned off and the second switching element (M 2 ) is turned off.
  • the sensing voltage (V cs ) is the control voltage ( ), so the same operation as described above is repeated in the section t 0 to t 2 .
  • the above-described first dead time and second dead time are times for preventing the first and second switching elements (M 1 and M 2 ) from being turned on at the same time, and are provided to the dead time generator 280. It can be implemented by: According to an embodiment of the present disclosure, the first dead time and the second dead time may be controlled differently. That is, the dead time generator 280 may cause the first dead time and the second dead time to have different values.
  • the delay circuit 250 or the dead time generator 280 described above may be implemented in various ways, such as an analog method, a digital method, or a combination of analog and digital methods.
  • the output V GL of the dead time generator 280 may be output as a first control signal (V gM1 ) through the gate driver 290.
  • the output V GH of the dead time generator 280 is output as a second control signal V gM2 through the gate driver 290.
  • the second switch element M 2 is not connected to the ground terminal. Accordingly, the gate driver 290 may perform a high side gate driving operation through bootstrapping to turn on/off the second switching element M 2 .
  • the output side diode of the existing PFC circuit is replaced with the second switching element (M 2 ) as shown in FIG. 4A.
  • the second switching element (M 2 ) may be called a Synchronous Rectification Switch.
  • SR Additional On-time can be implemented through the delay circuit 250 of FIG. 4A, and the inductor current (i L ) with a negative value added through SR Additional On-time is 1 It additionally provides the energy required for zero voltage switching of the switching element (M 1 ) and causes the voltage (v DS_M1 ) across both ends of the first switching element (M 1 ) to drop to almost 0, so switching losses can be minimized. there is.
  • conduction loss can be reduced by using the second switching element (M 2 ) instead of the diode.
  • the efficiency of the power supply device 1000 can be improved by reducing switching loss or conduction loss compared to a conventional power supply device.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a power supply device 1000-2 according to an embodiment of the present disclosure.
  • the power supply device 1000-2 may include at least one of the power supplies 1000 and 1000-1 described above with reference to FIGS. 3 to 4C or may be similar in many respects and may include additional functions not mentioned. You can.
  • control circuit 200 of the power supply device 1000-2 may include an analog block 200-1 and a digital block 200-2.
  • the power supply device 1000-2 includes a delay circuit 250 and a dead time generator 280 in the control circuit 200 of the power supply device 1000-1 of FIG. 4A as a digital block ( The difference is that it was implemented as 200-2).
  • the digital block 200-2 may be implemented through a digital IC or processor and may include a delay function module 250-1, a dead time module 280-1, and an OTP 50.
  • the delay function module 250-1 is configured to perform the function of the delay circuit 250 of FIG. 4A
  • the dead time module 280-1 is configured to perform the function of the dead time generator 280 of FIG. 4A. It is a composition.
  • the delay function module 250-1 receives the output ( V It can be passed on.
  • the dead time module 280-1 receives the output (V GL , V GH ) of the RS latch 230 and outputs the output signals (V * GL , V to which the above-described first and second dead times are applied). * GH ) can be applied to the gate driver 290.
  • the output signal (V * GH ) may also be input to sawtooth generator 210.
  • OTP 50 may be One-Time Programmable Memory or may include One-Time Programmable Memory.
  • the OTP 50 may store a program that allows a digital IC or processor to perform the functions of the delay function module 250-1 and the dead time module 280-1 described above.
  • Figure 6 is a flowchart illustrating a method of controlling a power supply device according to an embodiment of the present disclosure.
  • content that overlaps with the above is omitted for convenience of explanation.
  • the power supply device 1000 may include a power input unit 110 that receives and rectifies AC voltage, and an inductor (L) connected to one end of the power input unit 110.
  • the power supply device 1000 may include an output unit 150 that outputs a DC voltage based on the current discharged from the inductor (L).
  • the power supply device 1000 includes a second switching element (M 2 ) for discharging the current charged in the inductor (L) while the first switching element (M 1 ) for charging current in the inductor (L) is turned on. can be turned off (S610).
  • the first switching device (M 1 ) can be turned off while the second switching device (M 2 ) is turned on (S620).
  • the power supply device 1000 includes a sensing resistor (R s ) for detecting the current of the inductor (L), and the sensing voltage (Vcs) detected through the sensing resistor (R s ) is transmitted to the output unit ( Control voltage (determined based on the DC voltage output through 150) ), the first switching element (M 1 ) can be turned off.
  • R s sensing resistor
  • the sensing voltage (Vcs) is the control voltage ( )
  • the first switching element (M 1 ) may be turned off when a preset time has elapsed from the time the first switching element (M 1 ) is turned on.
  • the preset time (T on_max ) may be preset to a value that maximizes the time section in which the first switching element (M 1 ) is turned on at the minimum voltage of the AC voltage.
  • the power supply device 1000 may turn on the second switching device (M 2 ) after a first dead time from when the first switching device (M 1 ) is turned off. Additionally, the power supply device 1000 may turn on the first switching device (M 1 ) after a second dead time from when the second switching device (M 2 ) is turned off. At this time, the first dead time and the second dead time may have different values.
  • the power supply device 1000 may turn off the second switching element (M 2 ) after a preset delay time from when the current of the inductor (L) becomes 0.
  • a sensing resistor (R s ) to detect the current flowing through the inductor (L) is given, but the present invention is not limited thereto.
  • an auxiliary winding may be used instead of the sensing resistor (R s ) to sense the current flowing through the inductor (L).
  • Various embodiments of the present disclosure may implement at least some functions as software including instructions stored in a machine-readable storage media (e.g., a computer).
  • the device may be a device capable of calling instructions stored from a storage medium and operating according to the called instructions.
  • the device may include the power supply device 1000 and/or an electronic device that receives power from the power supply device 1000 according to the disclosed embodiments.
  • the processor may perform the function corresponding to the instruction directly or using other components under the control of the processor.
  • Instructions may contain code generated or executed by a compiler or interpreter.
  • a storage medium that can be read by a device may be provided in the form of a non-transitory storage medium.
  • 'non-transitory' only means that the storage medium does not contain signals and is tangible, and does not distinguish whether the data is stored semi-permanently or temporarily in the storage medium.
  • methods according to various embodiments disclosed in the present disclosure may be included and provided in a computer program product.
  • Computer program products are commodities and can be traded between sellers and buyers.
  • the computer program product may be distributed on a machine-readable storage medium (e.g. compact disc read only memory (CD-ROM)) or online through an application store (e.g. Play StoreTM).
  • an application store e.g. Play StoreTM
  • at least a portion of the computer program product may be at least temporarily stored or created temporarily in a storage medium such as the memory of a manufacturer's server, an application store server, or a relay server.
  • Each component may be composed of a single or plural entity, and some of the above-described sub-components may be omitted, or other sub-components may be added in various ways. Further examples may be included. Alternatively or additionally, some components (e.g., modules or programs) may be integrated into a single entity and perform the same or similar functions performed by each corresponding component prior to integration. According to various embodiments, operations performed by a module, program, or other component may be executed sequentially, in parallel, iteratively, or heuristically, or at least some operations may be executed in a different order, omitted, or other operations may be added. You can.

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Abstract

전원 공급 장치가 개시된다. 본 전원 공급 장치는, PFC 회로 및 PFC 회로의 동작을 제어하는 제어 회로를 포함하며, PFC 회로는, AC 전압을 입력받아 정류하는 전원 입력부, 일단이 전원 입력부의 제1 단에 연결된 인덕터, 제 1 제어 신호에 따라 온/오프되며, 제1 단이 인덕터의 타단에 연결된 제 1 스위칭 소자, 제 2 제어 신호에 따라 온/오프되며, 제1 단이 인덕터의 제2 단 및 제 1 스위칭 소자의 제1 단에 공통 연결되는 제 2 스위칭 소자, 및 제1 단이 제 2 스위칭 소자의 제2 단에 연결되고, 타단이 제 1 스위칭 소자의 제2 단에 연결된 출력 커패시터를 통해 DC 전압을 출력하는 출력부를 포함하고, 제어 회로는, 제 1 및 제 2 스위칭 소자가 교번적으로 온되도록 제 1 제어 신호를 제1 스위칭 소자로 인가하고 제 2 제어 신호를 제 2 스위칭 소자에 각각 인가한다.

Description

전원 공급 장치 및 이의 제어 방법
본 개시는 전원 공급 장치 및 이의 제어 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는, PFC(Power Factor Correction) 회로를 포함하는 전원 공급 장치 및 이의 제어 방법에 관한 것이다.
전자 기술의 발전 및/또는 발전에 따라 전원 공급 장치의 비선형 부하 비중이 증가하게 되었다. 결과적으로 이러한 전원 공급 장치로 구동되는 전자 기기의 고조파로 인한 손상 가능성이 높아질 수 있다.
이에 따라 많은 국가에서는 고조파로 인한 손상을 방지하기 위해 전자 기기의 전원에 PFC(Power Factor Correction) 기능을 포함하도록 요구하는 규정을 시행하고 있다. 예를 들어, 규정을 준수하기 도 1의 PFC 변환기(1)와 같은 능동 PFC 회로가 전원 공급 장치(10)에 필수적으로 포함되고 있다.
도 1에 도시된 바와 같이. PFC 컨버터(1)는 교류(AC) 입력 전압을 직류(DC) 전압으로 변환 및/또는 전원 공급 장치(10)의 역률을 보상할 수 있다.
본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치는, PFC(power factor correction) 회로, 및 상기 PFC 회로의 동작을 제어하는 제어 회로를 포함하며, 상기 PFC 회로는, AC 전압을 입력받아 정류하는 전원 입력부, 일단이 상기 전원 입력부의 일단에 연결된 인덕터, 제 1 제어 신호에 따라 온/오프되며, 일단이 상기 인덕터의 타단에 연결된 제 1 스위칭 소자, 제 2 제어 신호에 따라 온/오프되며, 일단이 상기 인덕터의 타단 및 상기 제 1 스위칭 소자의 일단에 공통 연결되는 제 2 스위칭 소자, 및 일단이 제 2 스위칭 소자의 타단에 연결되고, 타단이 상기 제 1 스위칭 소자의 타단에 연결된 출력 커패시터를 통해 DC 전압을 출력하는 출력부를 포함하고, 상기 제어 회로는, 상기 제 1 및 제 2 스위칭 소자가 번갈아 온되도록 상기 제 1 및 제 2 제어 신호를 상기 제 1 및 제 2 스위칭 소자에 각각 인가한다.
또한, 상기 PFC 회로는, 일단이 상기 제 1 스위칭 소자의 타단에 연결되고, 타단이 상기 전원 입력부의 타단에 연결된 센싱 저항을 포함하고, 상기 제어 회로는, 상기 센싱 저항의 타단에 인가되는 센싱 전압이, 상기 출력부를 통해 출력되는 DC 전압에 기초하여 결정되는 제어 전압에 도달하면, 상기 제 1 제어 신호를 통해 상기 제 1 스위칭 소자를 오프시킬 수 있다.
또한, 상기 제어 회로는, 상기 DC 전압의 전압 분배 값과 제 1 레퍼런스 전압의 차이를 증폭하여 출력하는 오차 증폭기, 및 상기 오차 증폭기의 출력이 반전된 전압인 상기 제어 전압과 상기 센싱 전압을 비교하는 제 1 비교기를 포함하고, 상기 센싱 전압의 상기 제어 전압 도달 여부는, 상기 제 1 비교기의 출력에 기초하여 결정될 수 있다.
또한, 상기 제어 회로는, 상기 센싱 전압이 상기 제어 전압에 도달하기 전에는, 상기 제 1 스위칭 소자가 온 된 시점부터 기설정된 시간이 경과하면, 상기 제 1 제어 신호를 통해 상기 제 1 스위칭 소자를 오프시킬 수 있다.
또한, 상기 제어 회로는, 상기 제 1 스위칭 소자가 온된 시점부터 일정한 기울기로 전압이 상승하는 톱니파를 생성하는 톱니파 생성기, 및 상기 톱니파 생성기에서 출력되는 톱니파와 제 2 레퍼런스 전압을 비교하는 제 2 비교기를 포함하고, 상기 제 2 비교기의 출력에 기초하여, 상기 제 1 스위칭 소자를 오프시키기 위한 상기 제 1 제어 신호를 생성할 수 있다.
또한, 상기 기설정된 시간은, 상기 AC 전압의 최소 전압에서 상기 제 1 스위칭 소자가 온되는 시간 구간이 최대가 되는 값으로 미리 설정될 수 있다.
또한, 상기 제어 회로는, 상기 제 1 스위칭 소자가 오프된 시점으로부터 제 1 데드 타임 후에 상기 제 2 제어 신호를 통해 상기 제 2 스위칭 소자를 온시키고, 상기 제 2 스위칭 소자가 오프된 시점으로부터 제 2 데드 타임 후에 상기 제 1 제어 신호를 통해 상기 제 1 스위칭 소자를 온시킬 수 있다.
또한, 상기 제 1 데드 타임 및 상기 제 2 데드 타임은, 서로 다른 값을 가질 수 있다.
또한, 상기 제어 회로는, 상기 인덕터의 전류가 0이 된 시점으로부터 기설정된 지연 시간 후에 상기 제 2 제어 신호를 통해 상기 제 2 스위칭 소자를 오프시킬 수 있다.
또한, 상기 PFC 회로는, 일단이 상기 제 1 스위칭 소자의 타단에 연결되고, 타단이 상기 전원 입력부의 타단에 연결된 센싱 저항을 포함하고, 상기 제어 회로는, 상기 센싱 저항의 타단에 인가되는 센싱 전압과 임계 전압을 비교하는 제 3 비교기를 포함하고, 상기 인덕터의 전류가 0이 된 시점은, 상기 제 3 비교기의 출력에 기초하여 결정될 수 있다.
또한, 상기 제어 회로는, 상기 제 1 데드 타임, 상기 제 2 데드 타임 및 기설정된 지연 시간을 생성하기 위한 디지털 회로를 포함할 수 있다.
한편, 본 개시의 일 실시 예에 따른, AC 전압을 입력받아 정류하는 전원 입력부, 상기 전원 입력부의 일단에 연결된 인덕터, 상기 인덕터에서 방전되는 전류에 기초하여 DC 전압을 출력하는 출력부를 포함하는 전원 공급 장치의 제어 방법은, 상기 인덕터에 전류를 충전하기 위한 제 1 스위칭 소자가 온된 동안, 상기 인덕터에 충전된 전류를 방전시키기 위한 제 2 스위칭 소자를 오프시키는 단계, 및 상기 제 2 스위칭 소자가 온된 동안 상기 제 1 스위칭 소자를 오프시키는 단계를 포함한다.
또한, 상기 전원 공급 장치는, 상기 인덕터의 전류를 감지하기 위한 센싱 저항을 포함하고, 상기 센싱 저항을 통해 감지된 센싱 전압이, 상기 출력부를 통해 출력되는 DC 전압에 기초하여 결정되는 제어 전압에 도달하면, 상기 제 1 스위칭 소자를 오프시키는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 센싱 전압이 상기 제어 전압에 도달하기 전에는, 상기 제 1 스위칭 소자가 온 된 시점부터 기설정된 시간이 경과하면, 상기 제 1 스위칭 소자를 오프시키는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 기설정된 시간은, 상기 AC 전압의 최소 전압에서 상기 제 1 스위칭 소자가 온되는 시간 구간이 최대가 되는 값으로 미리 설정될 수 있다.
또한, 상기 제 1 스위칭 소자가 오프된 시점으로부터 제 1 데드 타임 후에 상기 제 2 스위칭 소자를 온시키는 단계, 및 상기 제 2 스위칭 소자가 오프된 시점으로부터 제 2 데드 타임 후에 상기 제 1 스위칭 소자를 온시키는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 제 1 데드 타임 및 상기 제 2 데드 타임은, 서로 다른 값을 가질 수 있다.
또한, 상기 인덕터의 전류가 0이 된 시점으로부터 기설정된 지연 시간 후에 상기 제 2 스위칭 소자를 오프시키는 단계를 포함할 수 있다.
도 1은 PFC 컨버터가 포함된 전원 공급 장치의 블럭도,
도 2a는 임계 도통 모드로 동작하는 PFC 컨버터 회로의 예시도,
도 2b는 도 2a의 PFC 컨버터 회로의 주요 동작 파형을 도시한 도면,
도 3은 본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치의 블럭도,
도 4a는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치의 회로도,
도 4b는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치의 주요 동작 파형을 도시한 도면,
도 4c는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치의 상세 동작 파형을 도시한 도면,
도 5는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치의 회로도, 및
도 6은 본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치의 제어 방법을 도시한 흐름도이다.
본 개시를 설명함에 있어, 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다. 또한, 동일한 구성의 중복 설명은 되도록 생략하기로 한다.
이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "부"는 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되거나 혼용되는 것으로서, 그 자체로 서로 구별되는 의미 또는 역할을 갖는 것은 아니다.
본 개시에서 사용한 용어는 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 개시를 제한 및/또는 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다.
본 개시에서, '포함하다' 또는 '가지다' 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
본 개시에서 사용된 "제1," "제2," "첫째," 또는 "둘째," 등의 표현들은 다양한 구성요소들을, 순서 및/또는 중요도에 상관없이 수식할 수 있고, 한 구성요소를 다른 구성요소와 구분하기 위해 사용될 뿐 해당 구성요소들을 한정하지 않는다.
한편, 본 개시에서, 어떤 구성요소(예: 제 1 구성요소)가 다른 구성요소(예: 제 2 구성요소)에 "연결되어 있다”고 언급된 때에는, 상기 어떤 구성요소(예: 제 1 구성요소)가 상기 다른 구성요소(예: 제 2 구성요소)에 직접적으로 연결되거나, 또는 상기 어떤 구성요소(예: 제 1 구성요소)가 또 다른 구성요소(예: 제 3 구성요소)를 통하여 상기 다른 구성요소(예: 제 2 구성요소)에 연결될 수 있다고 이해되어야 할 것이다.
반면에, 어떤 구성요소(예: 제 1 구성요소)가 다른 구성요소(예: 제 2 구성요소)에 "직접 연결되어있다”고 언급된 때에는, 상기 어떤 구성요소(예: 제 1 구성요소)와 상기 다른 구성요소(예: 제 2 구성요소) 사이에 또 다른 구성요소(예: 제 3 구성요소)가 존재하지 않는 것으로 이해될 수 있다.
본 개시의 실시 예들에서 사용되는 용어들은 다르게 정의되지 않는 한, 해당 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 통상적으로 알려진 의미로 해석될 수 있다.
도면을 설명함에 있어서 유사하거나 관련된 구성요소에 대해서는 유사한 참조 번호를 부여할 수 있다. 항목에 해당하는 명사의 단수형은 관련 문맥에서 달리 명시하지 않는 한 하나 이상의 것을 포함할 수 있음을 이해해야 한다. 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, "A 또는 B", "A 및 B 중 적어도 하나", "A 또는 B 중 적어도 하나", "A, B 또는 C", "A 중 적어도 하나"와 같은 각각의 문구는, B 및 C" 및 "A, B 또는 C 중 적어도 하나"는 해당 문구에 함께 열거된 항목 중 어느 하나 또는 모든 가능한 조합을 포함할 수 있다.
본 명세서 전반에 걸쳐 "일 실시 예", "실시 예", "예시적 실시 예" 또는 유사한 언어에 대한 언급은 표시된 실시 예와 관련하여 설명된 특정 특징, 구조 또는 특성이 다음에 포함됨을 나타낼 수 있다. 따라서, "일 실시 예에서", "실시 예에서", "예시적 실시 예에서"라는 문구 및 본 명세서 전반에 걸친 유사 언어는 반드시 그런 것은 아니지만 모두 동일한 실시 예를 지칭할 수 있다.
개시된 프로세스/플로우 차트에서 블록의 특정 순서 또는 계층 구조는 예시적인 접근법의 예시임을 이해해야 한다. 디자인 기본 설정에 따라 프로세스/플로우 챠트에서 블록의 특정 순서 또는 계층 구조가 재정렬될 수 있음을 이해해야 한다. 또한, 일부 블록은 결합되거나 생략될 수 있다. 첨부된 청구범위는 샘플 순서로 다양한 블록의 요소를 제시하며 제시된 특정 순서 또는 계층 구조로 제한되지 않는다.
이하에서 첨부된 도면을 참조하여 본 개시의 다양한 실시 예를 상세히 설명한다.
도 1은 하나 이상의 실시 예에 따른 PFC 컨버터가 포함된 전원 공급 장치의 블럭도이고, 도 2a는 하나 이상의 실시 예에 따른 임계 도통 모드(Critical-Conduction Mode, CRM)로 동작하는 PFC 컨버터 회로의 예시도이고, 도 2b는 하나 이상의 실시 예에 따른 도 2a의 PFC 컨버터 회로의 주요 동작 파형을 도시한 도면이다.
능동 역률 보상 회로 중 저전력 응용 분야에서 가장 널리 쓰이는 기술은, 도 2a에 도시된 바와 같은 CRM 부스트 역률 보상 회로(20)이다. CRM 방식은 인덕터(L)의 전류가 0에 도달하는 경우 스위칭 소자(예를 들어 스위칭 소자 21)을 온시키는 방식을 말한다.
CRM 부스트 역률 보상 회로(20)는, CCM(Continuous Conduction Mode, 연속 도통 모드) 방식의 문제점인 다이오드 역 회복(Reverse recovery) 현상에 의한 손실이 없다는 점에서 장점이 있다. 하지만, CRM 부스트 역률 보상 회로의 리플 전류가 상대적으로 크므로(예를 들어, 인덕터 전류의 피크값이 입력 전류의 두 배(2X)가 되는 등), CRM 부스트 역률 보상 회로(20)는, 대전력 보다는 300[W] 이하의 전력이 요구되는 TV 등과 같은 전자 장치에 유용할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
일 실시 예에 따르면, CRM PFC 컨버터의 제어 방법으로는, 전압 모드 제어(Voltage Mode Control) 방식이 주로 사용된다.
스위칭 소자(21)의 게이트 단자에 인가되는 전압 신호인 도 2a 및 도 2b의 VGate 신호를 참조하면, CRM 부스트 역률 보상 회로(20)의 스위칭 소자(21)는, 전체 구동 사이클에서 일정한 온 시간(ton)을 갖는 것을 볼 수 있다.
전압 모드 제어 방식에서는, 전압 루프 보상기(Error Amp)의 출력인 제어 전압(Vcomp)과 일정한 상승 기울기를 갖는 톱니 파형(VRamp)에 의해 스위칭 소자(21)의 온 시간(ton)이 결정되게 된다.
스위칭 소자(21)가 온 되면, 톱니 파형이 상승하기 시작하고, 상승하던 톱니 파형의 전압이 제어 전압(Vcomp)과 실질적으로 유사해지면, 스위칭 소자(21)가 턴 오프 및/또는 톱니 파형은 다시 0으로 재설정된다. 예를 들어, 스위칭 소자(21)는 전압 신호(V_PWM)에 따라 턴 오프될 수 있다.
인덕터(L)의 전류는, 스위칭 소자(21)가 온된 동안 증가한다. 대체적 또는 추가적으로, 인덕터(L)의 전류는, 스위칭 소자(21)가 오프되면 감소하기 시작한다. 보조 권선(NAUX)을 이용하여 인덕터 전류가 0에 도달하는 시점이 감지되면, 스위칭 소자(21)는 다시 온 되며, 상술한 동작이 반복된다. 예를 들어, 스위칭 소자(21)는 전압 신호(V_ZCD)에 따라 다시 온 될 수 있다. 여기서, ZCD는 Zero Current Detection을 의미한다.
상기에서 설명한 전압 모드 제어 방법을 통해, 삼각형 형상을 갖는 인덕터 전류의 피크 값이, 정류된 입력 전압의 정현파 윤곽을 따르게 되어 자동으로 역률이 보정되게 된다.
한편, 도 1과 같이 PFC 컨버터(1)를 포함하는 2단 전원 공급 장치(10)는, 전체 효율이 각 단의 효율의 곱으로 계산되므로, 전체 효율을 향상시키기 위해서 PFC 컨버터(1)의 효율 향상이 요구된다.
하지만, 인덕터 전류의 피크 값이 입력 전류의 두 배(2x) 로 매우 크기 때문에 CRM 부스트 역률 보상 회로(20)의 효율성 향상에 한계가 있다. 추가적 또는 대체적으로, CRM 부스트 역률 보상 회로(20)의 인덕터 전류의 상대적으로 높은 피크 값으로 인한 인덕터의 포화 방지를 위해 인덕터의 사이즈가 증가되는 문제가 있다. 따라서, 고조파 규격(예를 들어, IEC(International Electrotechnical Commission) 61000-3-2 Electromagnetic Compatibility(EMC))에 부합하는 범위 내에서, CRM 방식의 PFC 컨버터의 인덕터 사이즈를 줄이고, 효율을 극대화할 수 있는 기술의 개발이 요구된다.
도 3은 본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치의 블럭도이다.
전원 공급 장치(1000)는 전자 장치에 포함되어 전자 장치의 다른 구성들에 직류 전원을 공급할 수 있다. 전자 장치는 데스크탑 컴퓨터, 컴퓨터 서버, 가상 머신, 네트워크 어플라이언스, 모바일 장치(예: 랩탑 컴퓨터, 태블릿 컴퓨터, PDA(Personal Digital Assistant), 스마트폰, 임의의 다른 유형의 모바일 컴퓨팅 장치 등), 웨어러블 장치(예: 스마트 워치, 헤드셋, 헤드폰 등), 스마트 장치(예: 음성 제어 가상 비서, 세트- 탑박스(STB), 냉장고, 에어컨, 전자레인지, 텔레비전 등), 가전제품, 디스플레이 장치, 오디오 장치, IoT(Internet-of-Things) 장치, 및/또는 다른 유형의 데이터 처리 장치. 그러나, 본 발명은 이에 제한되지 않는다. 특히 여기에 제시된 양태는 입력을 갖는 임의의 유형의 전자 장치에 채용될 수 있다. 하지만, 본 발명은 이에 제한되지 않는다. 특히 여기에 제시된 실시 예는 약 300[Watt, W] 이하의 입력 전력을 갖는 임의의 유형의 전자 장치로 구현될 수 있다. 한편, 전원 공급 장치(1000)는 전자 장치와는 별도의 장치로 구현될 수도 있으며, 전자 장치와 연결되어 전자 장치의 각종 구성에 직류 전원을 공급할 수 있다.
도 3에 따르면, 전원 공급 장치(1000)는 PFC 회로(100) 및 제어 회로(200)를 포함한다.
일 실시 예에 따르면, PFC 회로(100)는 제어 회로(200)의 제어를 받는다. 추가적 또는 대체적으로, PFC 회로(100)는 AC 전압을 DC 전압으로 변환하여 출력한다.
도 3에 도시된 실시 예에서 PFC 회로(100)는, AC 전압을 입력받아 정류하는 전원 입력부(110), 일단이 전원 입력부(110)의 일단에 연결된 인덕터(L), 일단이 인덕터(L)의 타단에 연결된 제 1 스위칭 소자(M1), 일단이 인덕터(L)의 상기 타단 및 제 1 스위칭 소자(M1)의 상기 일단에 공통 연결되는 제 2 스위칭 소자(M2), 일단이 제 2 스위칭 소자(M2)의 타단에 연결되고, 타단이 제 1 스위칭 소자(M1)의 타단 및 상기 전원 입력부(110)의 타단에 공통 연결된 출력 커패시터(Co)를 통해 DC 전압(Vout)을 출력하는 출력부(150)를 포함한다.
이때, 제 1 및 제 2 스위칭 소자(M1, M2)는, MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Tangistor), BJT(Bipolar Junction Transistor) 또는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등과 같은 전력용 반도체 트랜지스터로 구현될 수 있으나 이에 한정되지 않는다.
제어 회로(200)는 PFC 회로(100)의 동작을 제어한다. 즉, 제어 회로(200)는 제 1 및 제 2 스위칭 소자(M1, M2)의 온/오프 동작을 제어하여 PFC 회로(100)의 동작을 제어할 수 있다.
예를 들어, 제어 회로(200)는 제 1 스위칭 소자(M1)의 온/오프 동작을 제어하기 위한 제 1 제어 신호(VgM1)를 생성하여 제 1 스위칭 소자(M1)에 인가할 수 있다. 추가적 또는 대체적으로 제어 회로(200)는 제 2 스위칭 소자(M2)의 온/오프 동작을 제어하기 위한 제 2 제어 신호(VgM2)를 생성하여(또는 생성하거나) 제 2 스위칭 소자(M2)에 인가할 수 있다.
특히, 본 개시의 일 실시 예에 따르면, 제어 회로(200)는 제 1 및 제 2 스위칭 소자(M1, M2)가 번갈아 온되도록 제 1 및 제 2 제어 신호(VgM1, VgM2)를 제 1 및 제 2 스위칭 소자(M1, M2)에 각각 인가할 수 있다.
따라서, 제 1 스위칭 소자(M1)가 온된 경우, 제 2 스위칭 소자(M2)는 오프된 상태이므로 인덕터(L)의 전류는 출력부(150)로 전달되지 않고, 인덕터(L)에 전류가 충전되게 된다. 추가적 또는 대체적으로, 제 2 스위칭 소자(M2)가 온된 경우에는, 제 1 스위칭 소자(M1)는 오프된 상태이므로, 인덕터(L)에 충전된 전류가 출력부(150)로 방전됨을 알 수 있다.
이때, 본 개시의 일 실시 예에 따르면, 제어 회로(200)는 인덕터(L)를 흐르는 전류가 일정 크기에 도달하는 경우, 더 이상 인덕터(L)의 전류가 기 설정된 임계 값을 초과하지 않도록 제 1 스위칭 소자(M1)를 오프시킬 수 있다. 이에 따라, 인덕터(L)의 피크 전류가 감소되므로, 인덕터(L)의 사이즈를 줄일 수 있게 된다.
한편, 도 3를 참조하면, 출력단에 다이오드를 사용하는 도 2a의 회로와 달리, PFC 회로(100)의 출력단에 제 2 스위칭 소자(M2)가 배치된 것을 볼 수 있다. 다이오드가 도통시 발생하는 순방향 전압(VF) 손실 대비 스위칭 소자의 온 저항(Rds_on)으로 인한 손실이 훨씬 작다. 따라서, 본 개시의 일 실시 예에 따르면, 종래의 CRM 부스트 PFC 회로 대비 도통 손실을 줄일 수 있게 된다.
또한, 본 개시의 일 실시 예에 따르면, 제어 회로(200)는 인덕터(L)의 전류가 0이 된 이후에도, 일정 시간 제 2 스위칭 소자(M2)가 온된 상태를 유지하도록 할 수 있다. 이에 따라, 제 1 스위칭 소자(M1)의 양단의 전압 차가 거의 0까지 떨어지게 되므로, 스위칭 손실을 최소화할 수 있게 된다.
이하에서는, 도 4a 내지 도 4c를 참조하여, 본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치의 구체적인 구성 및 동작을 자세히 설명한다.
도 4a는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치의 회로도이고, 도 4b는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치(1000-1)의 주요 동작 파형을 도시한 도면이다. 도 4c는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치(1000-1)의 세부 파형을 나타내는 도면이다. 전원 공급 장치(1000-1)는 도 1을 참조하여 상술한 전원 공급 장치(1000)를 포함하거나 많은 면에서 유사할 수 있고, 위에 언급되지 않은 추가 기능이 포함될 수 있다.
도 4a를 참고하면, 제어 회로(200)는 인덕터(L)를 흐르는 전류를 감지할 수 있다. 이를 위해, PFC 회로(100)는 일단이 제 1 스위칭 소자(M1)의 상기 타단에 연결되고, 타단이 전원 입력부(110)의 상기 타단에 연결된 센싱 저항(Rs)를 포함하고, 제어 회로(200)는 센싱 저항(Rs)의 상기 타단에 인가되는 센싱 전압(Vcs)에 기초하여 인덕터(L)의 전류를 감지할 수 있다.
일 예에 따라, 제어 회로(200)는 인덕터(L)의 전류가 기설정된 크기에 도달하기 전과 후에 서로 다르게 제 1 스위칭 소자(M1)의 오프 동작을 제어할 수 있다.
예를 들어, 제어 회로(200)는 제 1 스위칭 소자(M1)가 온되어 인덕터의 전류가 상승하다가 기설정된 시간 내에 인덕터(L)의 전류가 기설정된 크기에 도달하는 경우, 더 이상 인덕터(L)의 전류가 증가하지 않도록 제 1 스위칭 소자(M1)를 오프시킬 수 있다.
한편, 제어 회로(200)는 제 1 스위칭 소자(M1)가 온되어 인덕터(L)의 전류가 상승하다가 기설정된 시간 내에 인덕터(L)의 전류가 기설정된 크기에 도달하지 않는 경우, 제 1 스위칭 소자(M1)가 온된 시점부터 기설정된 시간이 경과하면, 제 1 스위칭 소자(M1)를 오프시킬 수 있다.
도 4b에 따르면, t0 내지 t1 구간 및 t2 내지 t3 구간은 기설정된 시간 내에 인덕터(L)의 전류가 기설정된 크기에 도달하지 않는 구간을, t1 내지 t2 구간은 기설정된 시간 내에 인덕터(L)의 전류가 기설정된 크기에 도달한 시간 구간을 도시하고 있다. 도 2b와 비교하면, t1 내지 t2 구간에서 인덕터(L)의 피크 전류가 감소되는 것을 볼 수 있다.
이하에서는, 상술한 각 구간 별로 전원 공급 장치(1000)의 동작을 보다 자세히 설명한다. 먼저, t0 내지 t1 구간에서 전원 공급 장치(1000)의 동작을 설명한다.
제 1 제어 신호(VgM1)에 의해 제 1 스위칭 소자(M1)이 온되면, 인덕터(L)의 전류가 0부터 상승하기 시작한다.
한편, 제 1 스위칭 소자(M1)는 온된 후 기설정된 시간이 경과하면 오프된다. 즉, 제 1 스위칭 소자(M1)는 기설정된 시간 구간 동안 온되다.
이때, 기설정된 시간 구간, 예를 들어, 최대 온 폭(Ton_max)은, 아래와 같은 수학식 1에 의해, 전원 입력부로 입력되는 AC 전압의 최소 전압에서 제 1 스위칭 소자(M1)가 온되는 시간 구간이 최대가 되는 값으로 미리 설정될 수 있다.
Figure PCTKR2023010885-appb-img-000001
도 1을 참고하면, Vac_min는 상기 AC 전압의 최소 입력 전압, L은 상기 인덕터의 인덕턴스 값, Po는 상기 PFC의 최대 출력 전력, η은 상기 PFC 회로(100)의 효율을 나타낸다.
이와 같이, 최대 온 폭(Ton_max)을 갖는 제 1 제어 신호(VgM1)는, t0~t1 구간 동안, 톱니파 생성기(210)의 출력(VRAMP)과 레퍼런스 전압(RAMPref)를 입력으로 하는 비교기(220)의 출력을 통해 생성될 수 있다.
즉, 본 개시의 일 실시 예에 따르면, 제어 회로(200)는, 제 1 스위칭 소자(M1)가 온된 시점부터 일정한 기울기로 전압이 상승하는 톱니파를 생성하는 톱니파 생성기(210), 및 톱니파 생성기(210)에서 출력되는 톱니파와 레퍼런스 전압(RAMPref)을 비교하는 비교기(220)를 포함할 수 있다. 선택적 또는 추가적 예시에 따르면, 제어 회로(200)는, 비교기(220)의 출력에 기초하여 최대 온 폭(Ton_max)을 갖는 제 1 제어 신호(VgM1)(즉, 제 1 스위칭 소자(M1)가 온된 시점부터 기설정된 시간(Ton_max)이 경과한 후에 제 1 스위칭 소자(M1)를 오프시키기 위한 제 1 제어 신호(VgM1))를 생성할 수 있다.
예를 들어, 도 4a를 참조하면, 제 1 스위칭 소자(M1)가 온되는 시점에서 톱니파 생성기(210)의 출력(VRAMP)가 상승을 시작한다. 이후, VRAMP가 RAMPREF에 도달하게 되면 VPWM이 하이(예를 들어, 1)가 된다. 이는 R-S 래치(230)의 RESET(R)신호가 되어 Q가 오프되고, 이에 따라 제 1 제어 신호(VgM1)가 로우(예를 들어, 0)가 되어 제 1 스위칭 소자(M1)가 오프되게 된다.
제 1 스위칭 소자(M1)가 오프되면, 일정한 시간(제 1 데드 타임) 후에 제 2 제어 신호(VgM2)에 의해 제 2 스위칭 소자(M2)가 온되고, 인덕터(L)에 충전된 전류가 출력부(150) 측으로 방전되어 인덕터(L)의 전류가 감소하기 시작한다. 선택적 또는 추가적으로, 톱니파 생성기의 출력(VRAMP)은 0으로 재설정 된다.
일 실시 예에 따르면, 인덕터(L)의 전류가 감소하여 0 근처에 도달하게 되면, 제어 회로(200)는 센싱 저항(Rs)을 통해 이를 감지할 수 있다. 즉, 본 개시의 일 실시 예에 따르면, 제어 회로(200)는 센싱 전압(Vcs)과 임계 전압(VTH)을 비교하는 비교기(240)를 포함하고, 비교기(240)의 출력에 기초하여 인덕터(L)의 전류가 0이 되는 시점을 식별 및/또는 결정할 수 있다.
인덕터(L)의 전류가 0이 되면, 비교기(240)의 출력 신호(VZCD)는 하이가 되고, 이 하이 신호는 지연 회로(250)를 거쳐 기설정된 지연 시간 후에 VZCD_add로 출력 된다. VZCD_add 신호는 R-S 래치(230)의 SET(S)신호가 되어 Q가 다시 ON으로 세팅되고, 동시에
Figure PCTKR2023010885-appb-img-000002
는 오프가 되어 제 2 스위칭 소자(M2)는 오프가 된다. 제 2 스위칭 소자(M2)가 오프되면, 제 1 스위칭 소자(M1)는 일정한 시간(예를 들어, 제 2 데드 타임) 후에 온되게 된다.
제 1 스위칭 소자(M1)가 온되면, 톱니파 생성기(210)의 출력(VRAMP)은 다시 상승을 시작한다. 위와 같은 동작은 센싱 전압(Vcs)이 후술할 제어 전압(
Figure PCTKR2023010885-appb-img-000003
)에 도달하기 전까지 반복된다.
이하에서는, t1 내지 t2 구간에서 전원 공급 장치(1000)의 동작을 설명한다.
전술한 바와 같이, 제어 회로(200)는 제 1 스위칭 소자(M1)가 온되어 인덕터의 전류가 상승하다가 기설정된 시간((Ton_max) 내에 인덕터(L)의 전류가 기설정된 크기에 도달하는 경우, 제 1 스위칭 소자(M1)를 오프시킬 수 있다.
즉, 인덕터(L)의 전류는 센싱 전압에 의해 감지될 수 있으므로, 제어 회로(200)는, 센싱 전압(Vcs)이, 제어 전압(
Figure PCTKR2023010885-appb-img-000004
)에 도달하면, 제 1 제어 신호(VgM1)를 통해 제 1 스위칭 소자(M1)를 오프시킬 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 제어 회로(200)는, 출력부(150)에서 출력되는 DC 전압의 전압 분배 값과 레퍼런스 전압(Vref)의 차이를 증폭하여 출력하는 오차 증폭기(260)를 포함할 수 있다. 추가적으로 제어 회로(200)는오차 증폭기(260)의 출력이 반전된 전압인 제어 전압(
Figure PCTKR2023010885-appb-img-000005
)과 센싱 전압(Vcs)을 비교하는 비교기(270)을 포함할 수 있다. 선택적 또는 추가적으로 제어 회로(200)는, 비교기(270)의 출력에 기초하여 센싱 전압(Vcs)의 상기 제어 전압(
Figure PCTKR2023010885-appb-img-000006
) 도달 여부(즉, 인덕터(L)의 전류의 기설정된 크기 도달 여부)를 결정할 수 있다.
제 1 스위칭 소자(M1)가 온되고 기설정된 시간((Ton_max)이 되기 전이라도, 센싱 전압(Vcs)이 제어 전압(
Figure PCTKR2023010885-appb-img-000007
)에 도달하면, VPWM신호는 하이가 된다. 이는 R-S 래치(230)의 RESET(R)신호가 되어 Q가 오프가 되며, 제 1 제어 신호(VgM1)는 로우가 되어 제 1 스위칭 소자(M1)가 오프되게 된다. 대체적 또는 추가적으로, 톱니파 생성기의 출력(VRAMP) 또한 0으로 재설정 된다.
제 1 스위칭 소자(M1)가 오프되면, 역시 일정한 시간(제 1 데드 타임) 후에 제 2 제어 신호(VgM2)는 하이가 되어 제 2 스위칭 소자(M2)는 온되며, 인덕터(L)에 충전된 전류가 출력부(150) 측으로 방전되어 인덕터(L)의 전류가 감소하기 시작한다.
대체적 또는 추가적으로, 인덕터(L)의 전류가 감소하여 0 근처에 도달하게 되면, 센싱 저항(Rs)을 통해 전술한 바와 같이 감지되어 비교기(240)의 출력 VZCD는 하이가 된다. VZCD 신호는 지연 회로(250)를 거쳐 기설정된 지연 시간 후에 VZCD_add로 출력되며, VZCD_add 신호는 R-S 래치(230)의 SET(S)신호가 되어 Q가 다시 ON으로 세팅되고, 동시에
Figure PCTKR2023010885-appb-img-000008
는 오프가 되어 제 2 스위칭 소자(M2)는 오프가 된다.
제 2 스위칭 소자(M2)가 오프되면, 제 1 스위칭 소자(M1)는 일정한 시간(제 2 데드 타임) 후에 온되게 된다.
위와 같은 동작은 인덕터(L)의 전류에 따라 변화하는 센싱 전압(Vcs)이 제어 전압(
Figure PCTKR2023010885-appb-img-000009
)에 도달하는 동안 반복된다.
한편, t2 내지 t3 구간은, 센싱 전압(Vcs)이 제어 전압(
Figure PCTKR2023010885-appb-img-000010
)에 도달하지 않는 구간이므로, t0 내지 t2 구간에서 전술한 바와 동일한 동작을 반복하게 된다.
상술한 t0 내지 t3 구간의 동작을 통해 PFC 회로(100)의 출력 전압(Vout)을 제어함과 동시에 AC 입력 전류 파형을 사다리꼴 형태로 제어함으로써, 역률 개선과 함께 고조파 저감 동작이 수행될 수 있다. 또한, 인덕터(L)의 전류의 피크가 사다리꼴 형상으로 억제되므로, 기존의 CRM PFC 컨버터 대비 인덕터 피크 전류가 감소하게 된다.
일 실시 예에서, 전술한 제 1 데드 타임 및 제 2 데드 타임은 제 1 및 제 2 스위칭 소소자(M1, M2)가 동시에 온되지 않도록 하기 위한 시간으로, 데드 타임 생성부(280)에 의해 구현될 수 있다. 본 개시의 일 실시 예에 따르면, 제 1 데드 타임 및 제 2 데드 타임은 각각 다르게 제어될 수 있다. 즉, 데드 타임 생성부(280)는 제 1 데드 타임과 제 2 데드 타임이 서로 다른 값을 갖도록 할 수 있다.
전술한 지연 회로(250)이나 데드 타임 생성부(280)는, 아날로그 방식, 디지털 방식, 또는 아날로그 방식과 디지털 방식이 혼합된 방식 등 다양한 방법으로 구현될 수 있다.
데드 타임 생성부(280)의 출력 VGL은 게이트 드라이버(290)을 통해 제 1 제어 신호(VgM1)로 출력될 수 있따. 대체적 또는 추가적으로, 데드 타임 생성부(280)의 출력 VGH는 게이트 드라이버(290)을 통해 제 2 제어 신호(VgM2)로 출력된다. 일 실시 예에서, 제 2 스위창 소자(M2)는 그라운드 단자와 연결되지 않는다. 따라서, 게이트 드라이버(290)는 제 2 스위칭 소자(M2)의 온/오프 동작을 위해, 부트스트래핑을 통해 하이 사이드 게이트 드라이빙 동작을 수행할 수 있다.
본 개시의 일 실시 예에 따르면, 기존 PFC 회로의 출력측 다이오드가, 도 4a에 도시된 바와 같이 제 2 스위칭 소자(M2)로 대체된다. 선택적 또는 추가적으로, 제 2 스위칭 소자(M2)는 동기 정류 스위치(Synchronous Rectification Switch)라 불리울 수 있다.
제 2 스위칭 소자(M2)의 경우, 다이오드와 달리 제어 회로(200)를 통해 온/오프 제어가 가능하므로, 인덕터(L)의 전류가 0으로 감소한 이후에도 제 2 스위칭 소자(M2)를 도통시킬 수 있다.
도 4c의 동작 파형에서 SR Additional On-time은, 도 4a의 지연 회로(250)를 통해 구현할 수 있으며, SR Additional On-time을 통해 추가된 음의 값을 갖는 인덕터 전류(iL)는, 제 1 스위칭 소자(M1)의 0전압 스위칭을 위해 필요한 에너지를 추가적으로 제공하며, 제 1 스위칭 소자(M1)의 양단의 전압(vDS_M1)이 거의 0까지 떨어지도록 하므로, 스위칭 손실이 최소화될 수 있다. 대체적 또는 추가적으로, 다이오드 대신 제 2 스위칭 소자(M2)를 사용함으로써, 도통 손실을 줄일 수 있음은 전술한 바와 같다.
즉, 종래의 전원 공급 장치와 비교할 때 스위칭 손실이나 도통 손실을 줄임으로써, 전원 공급 장치(1000)의 효율이 향상될 수 있다.
도 5는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치(1000-2)의 회로도이다. 전원 공급 장치(1000-2)는 도 3 내지 도 4c을 참조하여 상술한 전원 공급 장치(1000, 1000-1) 중 적어도 하나를 포함하거나 여러 면에서 유사할 수 있고, 언급되지 않은 추가 기능이 포함될 수 있다.
도 5에 따르면, 전원 공급 장치(1000-2)의 제어 회로(200)는 아날로그 블록(200-1) 및 디지털 블록(200-2)를 포함할 수 있다.
도 5를 참조하면, 전원 공급 장치(1000-2)는 도 4a의 전원 공급 장치(1000-1)의 제어 회로(200)에서 지연 회로(250)와 데드 타임 생성부(280)가 디지털 블록(200-2)로 구현되었다는 점에서 차이가 있다.
디지털 블록(200-2)은 디지털 IC나 프로세서를 통해 구현될 수 있으며, 지연 기능 모듈(250-1), 데드 타임 모듈(280-1), OTP(50)를 포함할 수 있다.
지연 기능 모듈(250-1)은 도 4a의 지연 회로(250)의 기능을 수행하기 위한 구성이고, 데드 타임 모듈(280-1)은 도 4a의 데드 타임 생성부(280)의 기능을 수행하는 구성이다.
예를 들어, 지연 기능 모듈(250-1)은 비교기(240)의 출력(VZCD)을 입력받아 입력 신호가 일정 시간 지연된 신호(V* ZCD)를 R-S 래치(230)의 SET(S)신호로 전달할 수 있다. 일 예에 떠러 데드 타임 모듈(280-1)은 R-S 래치(230)의 출력(VGL, VGH)을 입력받아, 전술한 제 1 및 제 2 데드 타임이 적용된 출력 신호(V* GL, V* GH)를 게이트 드라이버(290)에 인가할 수 있다. 선택적 또는 추가적 실시 예에서, 출력 신호(V* GH)는 톱니파 생성기(210)에도 입력될 수 있다.
OTP(50)는 One-Time Programmable Memory이거나, One-Time Programmable Memory를 포함할 수 있다. 일 예에서, OTP(50)는 디지털 IC나 프로세서가 상술한 지연 기능 모듈(250-1) 및 데드 타임 모듈(280-1)의 기능을 수행하도록 하는 프로그램이 저장될 수 있다.
도 6은 본 개시의 일 실시 예에 따른 전원 공급 장치의 제어 방법을 도시한 흐름도이다. 도 6을 설명함에 있어 전술한 것과 중복되는 내용은 설명의 편의를 위해 생략한다.
전원 공급 장치(1000)는, AC 전압을 입력받아 정류하는 전원 입력부(110), 전원 입력부(110)의 일단에 연결된 인덕터(L)를 포함할수 있다. 전원 공급 장치(1000)는 인덕터(L)에서 방전되는 전류에 기초하여 DC 전압을 출력하는 출력부(150)을 포함할 수 있디. 전원 공급 장치(1000)는, 인덕터(L)에 전류를 충전하기 위한 제 1 스위칭 소자(M1)가 온된 동안, 인덕터(L)에 충전된 전류를 방전시키기 위한 제 2 스위칭 소자(M2)를 오프시킬 수 있다(S610).
또한, 제 2 스위칭 소자(M2)가 온된 동안 제 1 스위칭 소자(M1)를 오프시킬 수 있다(S620).
한편, 전원 공급 장치(1000)는 인덕터(L)의 전류를 감지하기 위한 센싱 저항(Rs)을 포함하고, 센싱 저항(Rs)항을 통해 감지된 센싱 전압(Vcs)이, 출력부(150)를 통해 출력되는 DC 전압에 기초하여 결정되는 제어 전압(
Figure PCTKR2023010885-appb-img-000011
)에 도달하면, 제 1 스위칭 소자(M1)를 오프시킬 수 있다.
또한, 센싱 전압(Vcs)이 제어 전압(
Figure PCTKR2023010885-appb-img-000012
)에 도달하기 전에는, 제 1 스위칭 소자(M1)가 온 된 시점부터 기설정된 시간이 경과하면 제 1 스위칭 소자(M1)를 오프시킬 수 있다. 이때, 기설정된 시간(Ton_max)은, AC 전압의 최소 전압에서 제 1 스위칭 소자(M1)자가 온되는 시간 구간이 최대가 되는 값으로 미리 설정될 수 있다.
한편, 전원 공급 장치(1000)는, 제 1 스위칭 소자(M1)가 오프된 시점으로부터 제 1 데드 타임 후에 제 2 스위칭 소자(M2)온시킬 수 있다. 또한, 전원 공급 장치(1000)는 제 2 스위칭 소자(M2)가 오프된 시점으로부터 제 2 데드 타임 후에 제 1 스위칭 소자(M1)를 온시킬 수 있다. 이때, 제 1 데드 타임 및 제 2 데드 타임은, 서로 다른 값을 가질 수 있다.
한편, 전원 공급 장치(1000)는, 인덕터(L)의 전류가 0이 된 시점으로부터 기설정된 지연 시간 후에 제 2 스위칭 소자(M2)를 오프시킬 수 있다.
이상에서는, 인턱터(L)를 흐르는 전류를 감지하기 위해 센싱 저항(Rs)을 이용하는 것을 예로 들었으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 실시 예에 따라, 인턱터(L)를 흐르는 전류를 감지하기 위해 센싱 저항(Rs) 대신 보조 권선이 이용될 수도 있을 것이다.
이상과 같은 다양한 실시 예에 따르면, TV 등과 같은 디스플레이 제품에 요구되는 고조파 및 역률 관련 국제 규격을 만족하면서, CRM PFC 컨버터의 인덕터 전류를 감소시켜 인덕터 사이즈 축소에 기여할 수 있다. 대체적 또는 추가적으로, 다이오드 대신 동기 정류 스위치(M2)를 사용하고, 적절한 추가 온-타임 제어를 통해, AC 입력 전압 전 범위에서 소프트 스위칭(예를 들어, 영전압, 영전류 스위칭)이 가능하도록 한다. 이에 따라 종래 전원 공급 장치와 비교하여 도통 손실을 최소화하여 효율 개선을 극대화할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예들은 기기(machine)(예: 컴퓨터)로 읽을 수 있는 저장 매체(machine-readable storage media)에 저장된 명령어를 포함하는 소프트웨어로 적어도 일부의 기능이 구현될 수 있다. 여기서, 기기는, 저장 매체로부터 저장된 명령어를 호출하고, 호출된 명령어에 따라 동작이 가능한 장치일 수 있다. 기기는, 개시된 실시 예들에 따른 전원 공급 장치(1000) 및/또는 전원 공급 장치(1000)로부터 전원을 공급받는 전자 장치를 포함할 수 있다.
상기 명령이 프로세서에 의해 실행될 경우, 프로세서가 직접, 또는 상기 프로세서의 제어하에 다른 구성요소들을 이용하여 상기 명령에 해당하는 기능을 수행할 수 있다. 명령은 컴파일러 또는 인터프리터에 의해 생성 또는 실행되는 코드를 포함할 수 있다. 기기로 읽을 수 있는 저장매체는, 비일시적(non-transitory) 저장매체의 형태로 제공될 수 있다. 여기서, '비일시적'은 저장매체가 신호(signal)를 포함하지 않으며 실재(tangible)한다는 것을 의미할 뿐 데이터가 저장매체에 반영구적 또는 임시적으로 저장됨을 구분하지 않는다.
일 실시 예에 따르면, 본 개시에 개시된 다양한 실시 예들에 따른 방법은 컴퓨터 프로그램 제품(computer program product)에 포함되어 제공될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 상품으로서 판매자 및 구매자 간에 거래될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 기기로 읽을 수 있는 저장 매체(예: compact disc read only memory (CD-ROM))의 형태로, 또는 어플리케이션 스토어(예: 플레이 스토어TM)를 통해 온라인으로 배포될 수 있다. 온라인 배포의 경우에, 컴퓨터 프로그램 제품의 적어도 일부는 제조사의 서버, 어플리케이션 스토어의 서버, 또는 중계 서버의 메모리와 같은 저장 매체에 적어도 일시 저장되거나, 임시적으로 생성될 수 있다.
다양한 실시 예들에 따른 구성 요소(예: 모듈 또는 프로그램) 각각은 단수 또는 복수의 개체로 구성될 수 있으며, 전술한 해당 서브 구성 요소들 중 일부 서브 구성 요소가 생략되거나, 또는 다른 서브 구성 요소가 다양한 실시 예에 더 포함될 수 있다. 대체적으로 또는 추가적으로, 일부 구성 요소들(예: 모듈 또는 프로그램)은 하나의 개체로 통합되어, 통합되기 이전의 각각의 해당 구성 요소에 의해 수행되는 기능을 동일 또는 유사하게 수행할 수 있다. 다양한 실시 예들에 따른, 모듈, 프로그램 또는 다른 구성 요소에 의해 수행되는 동작들은 순차적, 병렬적, 반복적 또는 휴리스틱하게 실행되거나, 적어도 일부 동작이 다른 순서로 실행되거나, 생략되거나, 또는 다른 동작이 추가될 수 있다.
이상의 설명은 본 개시의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 개시의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 또한, 본 개시에 따른 실시 예들은 본 개시의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 한 것이고, 이러한 실시 예에 의하여 본 개시의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 따라서, 본 개시의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 개시의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (15)

  1. 전원 공급 장치에 있어서,
    PFC(power factor correction) 회로; 및
    상기 PFC 회로의 동작을 제어하는 제어 회로;를 포함하며,
    상기 PFC 회로는,
    AC 전압을 입력받아 정류하는 전원 입력부;
    일단이 상기 전원 입력부의 제1 단에 연결된 인덕터;
    제 1 제어 신호에 따라 온/오프되며, 제1 단이 상기 인덕터의 타단에 연결된 제 1 스위칭 소자;
    제 2 제어 신호에 따라 온/오프되며, 제1 단이 상기 인덕터의 제2 단 및 상기 제 1 스위칭 소자의 상기 제1 단에 공통 연결되는 제 2 스위칭 소자; 및
    제1 단이 제 2 스위칭 소자의 제2 단에 연결되고, 제2 단이 상기 제 1 스위칭 소자의 상기 제2 단에 연결된 출력 커패시터를 통해 DC 전압을 출력하는 출력부;를 포함하고,
    상기 제어 회로는,
    상기 제 1 스위칭 소자가 및 제 2 스위칭 소자가 교번적으로 온되도록 상기 제 1 제어 신호를 상기 제1 스위칭 소자로 인가하고 제 2 제어 신호를 상기 제 2 스위칭 소자에 각각 인가하는 전원 공급 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 PFC 회로는,
    제1 단이 상기 제 1 스위칭 소자의 상기 제2 단에 연결되고, 제2 단이 상기 전원 입력부의 제2 단에 연결된 센싱 저항;을 포함하고,
    상기 제어 회로는,
    상기 센싱 저항의 상기 제2 단에 인가되는 센싱 전압이, 제어 전압에 도달하면, 상기 제 1 제어 신호를 통해 상기 제 1 스위칭 소자를 오프시키며,
    상기 출력부를 통해 출력되는 DC 전압에 기초하여 결정되는 전원 공급 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    상기 DC 전압의 전압 분배 값과 제 1 레퍼런스 전압의 차이를 증폭하여 출력하는 오차 증폭기; 및
    상기 센싱 전압과 상기 오차 증폭기의 출력이 반전된 전압인 상기 제어 전압을 비교하는 제 1 비교기;를 포함하고,
    상기 센싱 전압의 상기 제어 전압 도달 여부는, 상기 제 1 비교기의 출력에 기초하여 결정되는 전원 공급 장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    상기 센싱 전압이 상기 제어 전압에 도달하기 전에는, 상기 제 1 스위칭 소자가 온 된 시점부터 기설정된 시간이 경과하면, 상기 제 1 제어 신호를 통해 상기 제 1 스위칭 소자를 오프시키는 전원 공급 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    상기 제 1 스위칭 소자가 온된 시점부터 일정한 기울기로 전압이 상승하는 톱니파를 생성하는 톱니파 생성기; 및
    상기 톱니파 생성기에서 출력되는 톱니파와 제 2 레퍼런스 전압을 비교하는 제 2 비교기;를 포함하고,
    상기 제어 회로는,
    상기 제 2 비교기의 출력에 기초하여, 상기 제 1 스위칭 소자를 오프시키기 위한 상기 제 1 제어 신호를 생성하는 전원 공급 장치.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 기설정된 시간은,
    상기 AC 전압의 최소 전압에서 상기 제 1 스위칭 소자가 온되는 시간 구간이 최대가 되는 값으로 미리 설정되는 전원 공급 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    상기 제 1 스위칭 소자가 오프된 시점으로부터 제 1 데드 타임 후에 상기 제 2 제어 신호를 통해 상기 제 2 스위칭 소자를 온시키고,
    상기 제 2 스위칭 소자가 오프된 시점으로부터 제 2 데드 타임 후에 상기 제 1 제어 신호를 통해 상기 제 1 스위칭 소자를 온시키는 전원 공급 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1 데드 타임의 제1 기간은 상기 제 2 데드 타임의 제2 기간과 상이한 전원 공급 장치.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    상기 인덕터의 전류가 0이 된 제3 시점으로부터 기설정된 지연 시간 후에 상기 제 2 제어 신호를 통해 상기 제 2 스위칭 소자를 오프시키는 전원 공급 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 PFC 회로는,
    제1 단이 상기 제 1 스위칭 소자의 상기 제2 단에 연결되고, 제2 단이 상기 전원 입력부의 상기 제2 단에 연결된 센싱 저항;을 포함하고,
    상기 제어 회로는,
    상기 센싱 저항의 상기 제2 단에 인가되는 센싱 전압과 임계 전압을 비교하는 제 3 비교기;를 포함하고,
    상기 인덕터의 전류가 0이 된 시점은, 상기 제 3 비교기의 출력에 기초하여 결정되는 전원 공급 장치.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    상기 제 1 데드 타임, 상기 제 2 데드 타임 및 기설정된 지연 시간을 생성하기 위한 디지털 회로;를 포함하는 전원 공급 장치.
  12. 전원 공급 장치의 제어 방법에 있어서,
    인덕터에 전류를 충전하도록 구성된 상기 전원 공급 장치의 제 1 스위칭 소자가 온된 동안, 상기 인덕터에 충전된 전류를 방전시키도록 구성된 상기 전원 공급 장치의 제 2 스위칭 소자를 오프시키는 단계; 및
    상기 제 2 스위칭 소자가 온된 동안 상기 제 1 스위칭 소자를 오프시키는 단계;를 포함하는 제어 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 센싱 저항을 통해 감지된 센싱 전압이, 상기 출력부를 통해 출력되는 DC 전압에 기초하여 결정되는 제어 전압에 도달하면, 상기 제 1 스위칭 소자를 오프시키는 단계;를 포함하는 제어 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 센싱 전압이 상기 제어 전압에 도달하기 전에는, 상기 제 1 스위칭 소자가 온 된 시점부터 기설정된 시간이 경과하면, 상기 제 1 스위칭 소자를 오프시키는 단계;를 포함하는 제어 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 기설정된 시간은,
    상기 AC 전압의 최소 전압에서 상기 제 1 스위칭 소자가 온되는 시간 구간이 최대가 되는 값으로 미리 설정되는 제어 방법.
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101030798B1 (ko) * 2007-08-22 2011-04-27 주식회사 실리콘마이터스 역률 보상 회로
US20130235631A1 (en) * 2012-03-09 2013-09-12 Majid Pahlevaninezhad Zero voltage switching interleaved boost ac/dc converter
KR20150044501A (ko) * 2013-10-16 2015-04-27 삼성전기주식회사 Ｐｆｃ 제어회로, 액티브 ｐｆｃ 회로 및 ｐｆｃ 제어 방법
US20150303790A1 (en) * 2014-04-22 2015-10-22 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. Power factor correction circuit with digital control scheme and associated control method
CN111669042A (zh) * 2020-06-19 2020-09-15 南京航空航天大学 Crm升压型pfc变换器改进恒导通时间控制方法及控制电路

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101030798B1 (ko) * 2007-08-22 2011-04-27 주식회사 실리콘마이터스 역률 보상 회로
US20130235631A1 (en) * 2012-03-09 2013-09-12 Majid Pahlevaninezhad Zero voltage switching interleaved boost ac/dc converter
KR20150044501A (ko) * 2013-10-16 2015-04-27 삼성전기주식회사 Ｐｆｃ 제어회로, 액티브 ｐｆｃ 회로 및 ｐｆｃ 제어 방법
US20150303790A1 (en) * 2014-04-22 2015-10-22 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. Power factor correction circuit with digital control scheme and associated control method
CN111669042A (zh) * 2020-06-19 2020-09-15 南京航空航天大学 Crm升压型pfc变换器改进恒导通时间控制方法及控制电路

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