WO2024067410A1 - 一种干扰抑制方法及装置 - Google Patents

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Abstract

一种干扰抑制方法及装置，该方法包括：通过正交相移键控QPSK编码器生成伪随机相位序列（S302），通过多普勒频分多址DDMA相位发生器生成循环相位序列（S304），根据伪随机相位序列和循环相位序列进行联合编码得到目标相位序列（S306），使用目标相位序列对频率综合器产生的脉冲信号进行相位调制，得到目标发射信号（S308）。

Description

一种干扰抑制方法及装置
相关申请的交叉引用
本公开基于2022年9月29日提交的发明名称为“一种干扰抑制方法及装置”的中国专利申请202211203437.6，并且要求该专利申请的优先权，通过引用将其所公开的内容全部并入本公开。
技术领域
本公开实施例涉及汽车雷达领域，具体而言，涉及一种干扰抑制方法及装置。
背景技术
随着毫米波雷达在汽车和工业领域中开始被广泛应用，由于使用相同的分配频谱，可能会出现多台雷达同时工作的情况，如果它们共享了一条可见路径，图4是本公开实施例中的不同车载雷达之间的同频干扰场景示意图，如图4所示，汽车A的前视雷达与汽车B的后视雷达以及汽车C的前向雷达之间，它们会互相干扰。这些干扰可能会对雷达功能造成灾难性后果，导致漏检、盲点、缩小范围和幽灵物体等。
相关技术中提出了一种毫米波防撞雷达抗干扰的方法，雷达发射一组伪随机二相编码，雷达接收进行解调，将解调的结果进行二维快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，简称FFT)处理，根据二维FFT处理结果进行恒虚警检测(Constant False Alarm Rate，简称CFAR)处理，从而实现对干扰信号的滤除。这种方法使用的二相编码调制(Binary Phase Modulation，简称BPM)，利用两个相位的正交性实现解调实现信号分离，同时对一组二相编码进行随机化，从而实现对干扰的抑制。
多普勒频分多址(Doppler Division Multiple Access，简称DDMA)是现代雷达技术中的一种有效手段，它可以有效提升雷达的探测距离，在不同发射天线上通过在啁啾信号(chirp)之间施加不同的相位旋转而实现频率偏移，在频域里实现不同天线的信号分离。但由于每个发射天线的信号都偏移一个特定的相位，这个特定相位在同一通道以及不同通道间都是有规律变化的，一般不保证是相互正交的。
如果在DDMA中的这个特定相位上直接使用上述方法进行正交解调，是不能正确分离初通道信号的。这样BPM编码和DDMA编码分别编码会互相影响，既打乱DDMA编码中有序的相位变化，也破坏了BPM编码的正交性，造成不能正常分离各发射通道信号，即无法将现有技术中的雷达抗干扰方法应用于DDMA雷达。
针对相关技术中需要同时保证雷达探测性能和抗干扰信号能力的问题，本公开提出了一种干扰抑制方法及装置。
发明内容
本公开实施例提供了一种干扰抑制方法及装置，以至少解决相关技术中需要同时保证雷达探测性能和抗干扰信号能力的问题。
根据本公开的一个实施例，提供了一种干扰抑制方法，所述方法包括：
通过正交相移键控QPSK编码器生成伪随机相位序列；
通过多普勒频分多址DDMA相位发生器生成循环相位序列；
根据所述伪随机相位序列和所述循环相位序列进行联合编码得到目标相位序列；
使用所述目标相位序列对频率综合器产生的脉冲信号进行相位调制，得到目标发射信号。
根据本公开的另一个实施例，提供了一种干扰抑制装置，所述装置包括：
正交相移键控QPSK编码器，设置为生成伪随机相位序列；
多普勒频分多址DDMA相位发生器，设置为生成循环相位序列；
时序引擎，设置为根据所述伪随机相位序列和所述循环相位序列进行联合编码得到目标相位序列；
频率综合器，设置为产生脉冲信号；
数字相移器，设置为使用所述目标相位序列对所述脉冲信号进行相位调制，得到目标发射信号。
发射通道，设置为发射所述目标发射信号；
接收通道，设置为接收与所述目标发射信号对应的回波信号，并对所述回波信号进行信号处理得到高速串行基带信号；
微处理器，设置为根据所述伪随机相位序列对所述高速串行基带信号进行相位补偿。
附图说明
图1是本公开实施例的干扰抑制装置的硬件结构框图；
图2是本公开实施例的干扰抑制装置中时序引擎的硬件结构框图；
图3是根据本公开实施例的干扰抑制方法的流程图；
图4是本公开实施例中的不同车载雷达之间的同频干扰场景示意图；
图5是本公开另一实施例中相位补偿示意图；
图6是根据本公开实施例的交叉干扰机制示意图；
图7是根据本公开实施例的平行干扰机制示意图；
图8是根据本公开实施例的干扰抑制装置的框图。
具体实施方式
下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本公开的实施例。
需要说明的是，本公开的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
图1是本公开实施例的干扰抑制装置的硬件结构框图，该装置应用于雷达传感器。如图1所示，干扰抑制装置包括：
微处理器110，微处理器(Microcontroller Unit，简称为MCU)主要用于完成QPSK编码、相位补偿功能以及系统的协同工作和各部件配置等；
时序引擎120，时序引擎主要用于完成DDMA编码，在同步时序控制下产生一个六位相位控制字；
频综模块130，设置为实现系统时钟的产生和分发，并产生一个经过LFMCW调制的本振信号；
数字移相器140，设置为根据时序引擎120产生的六位相位控制字对频综模块130发出的本振信号进行相位捷变调制；
发射通道150，设置为完成对发射信号的放大和增益控制；
接收通道160，设置为接收回波信号，并对回波信号进行信号处理。
在本实施例中，微处理器110还包括正交相移键控编码器(Quadrature Phase Shift Keying，简称QPSK)，QPSK编码器可以生成正交相位编码，每个编码都可以用一个二位控制字表示。
具体的，QPSK正交相位编码,是指经过相位编码后，多进多出(Multiple-Input Multiple-Output，简称MIMO)雷达的各个天线发射的捷变波形是完全正交的，随机的正交编码在空间既不能相互抵消而减弱,也不能相互叠加而增强，其空间能量分布均匀。在本公开实施例中可以直接采用伪随机序列来生成满足正交条件的相位编码。
进一步的，每个发射通道对应一个QPSK编码器，多个QPSK编码器可以生成的多个伪随机序列，伪随机序列可以通过最长线性反馈移位寄存器序列(简称为m序列)的方法生成，根据多个伪随机序列生成多个伪随机相位序列。
具体的，伪随机序列内的数值包括：0、1、2、3，QPSK编码器生成的对应的QPSK相位包括：0、π、与QPSK相位对应的二位控制字包括：00、01、10、11；
在另一实施例中，QPSK编码器也可以通过其他随机化方法生成伪随机相位序列，且为了减少不同距离单位目标回波之间的相互干扰，应该使得发射信号的自相关旁瓣最小，自相关主瓣最大，互相关峰值最大。
具体的，每个伪随机相位序列的自相关系数满足预设条件，任意两个不同的伪随机相位序列的互相关系数满足预设条件，预设条件为趋近于零，可以通过以下的自相关函数和互相关函数进行自相关系数、互相关系数的计算和判断，以使伪随机相位序列满足要求：

其中，A(φl,k)为自相关系数，C(φp,φq,k)为互相关系数，N为伪随机相位序列内QPSK相位的数量，L为伪随机相位序列的数量，φl(n)为第l个伪随机相位序列中的第n个QPSK相位，φp，φq为任意两个不同的伪随机相位序列，φp(n)为第p个伪随机相位序列中的第n个QPSK相位，φq(n)为第q个伪随机相位序列中的第n个QPSK相位，k为任意整数。
在本实施例中，微处理器110还设置为对接收通道160信号处理后的得到的高速串行基带信号进行相位补偿；相位补偿值是从QPSK编码器获取。
进一步的，微处理器110设置为对基带信号进行距离维快速傅里叶变换Range-FFT和速度维快速傅里叶变换Dopple-FFT，相位补偿处理的位置在Range-FFT处理之后，在Dopple-FFT 处理之前。
在本实施例中，微处理器110还设置为向时序引擎120发起Chirp Start控制信号以控制时序引擎120的启动，雷达中的每个啁啾Chirp信号或脉冲信号对应一个Chirp Start控制信号。
在本实施例中，微处理器110还可以通过SPI接口对时序引擎120进行参数配置，包括将初始相位φinit和相位步进Δφstep赋值给DDMA相位发生器210。
图2是本公开实施例的干扰抑制装置中时序引擎的硬件结构框图，如图2所示，时序引擎120包括：DDMA相位发生器210，多路复用器MUX0(230)、MUX1(240)。
在本实施例中，毫米波雷达传感器的每个发射天线都拥有一个独立的DDMA相位发生器210。
在本实施例中，时序引擎120在微处理器110的Chirp Start控制信号的同步时序控制下会输入与每个Chirp信号或脉冲信号对应的目标控制字，目标控制字为6bit相位控制字。
在本实施例中，DDMA相位发生器210设置为生成DDMA编码。具体的，DDMA编码是指所有发射天线同时发射，每个发射天线的信号都会被一组特定的相位调制，从而使不同发射天线的信号在多普勒域上能够识别出来。其中该组特定的相位序列构成一组DDMA编码。
在本实施例中，DDMA相位发生器的工作原理是通过移相器将每个发射通道的发射信号编码为有一定规律的循环相位序列，每个发射通道发射的每一个Chirp信号都调制一个特定的DDMA相位，不同通道发射Chirp信号的相位间隔不同，使得不同发射天线的信号在多普勒域上都能分离开来。
具体的，时序引擎120在Chirp Start控制信号的控制下，根据预先配置的初始相位和相位步进生成对应的DDMA相位：其中，φDDMA(n)是第n个Chirp信号或脉冲信号对应的DDMA相位，φinit为初始相位，Δφstep为相位步进。
进一步的，初始相位和步进相位都由10bit组成，6bit MSB(6位高有效位)是整数部分，4bit LSB(4位低有效位)是小数部分，1LSB对应的相位值为5.625°×2-4。由于传感器的相位旋转器电路的限制，所以φDDMA最终被取整(int)后输出6位控制字[5:0]。
在本实施例中，时序引擎120可以从QPSK编码器的两个输出管脚TXn_Q和TXn_I获取第n个发射通道的QPSK编码，并定义高电平为1，低电平为0，通过TXn_Q和TXn_I来表示二位控制字：00、01、10、11。
进一步，本公开并不限于QPSK的四相调制，也可以是基于BPM的二相调制，或者在增加输出管脚数量后使用其他多相调制方法。
在本实施例中，多路复用器MUX0 230、MUX1 240设置为根据伪随机相位序列和循环相位序列进行联合编码得到目标相位序列，进一步的，可以根据伪随机相位序列中QPSK相位对应的二位控制字和循环相位序列中DDMA相位对应的进行联合编码得到目标控制字PS[5:0]。
在本实施例中，时序引擎120可以通过MUX0 230、MUX1 240选择以下三种联合编码模式：
模式1，MUX0 230的选择开关S0＝1，MUX1 240的选择开关S1＝0。这种情况，QPSK相位的二位控制字会替换DDMA相位的六位控制字的MSB(最高有效位)。这种模式下，QPSK的编码和DDMA的编码保持编码独立。DDMA编码只有4位的自由度(16种)，可以最多满足16个发射通道的DDMA编码。
模式2，多路复用器MUX0 230的选择开关S0＝1/0，MUX1 240的选择开关S1＝1。这种情况，将DDMA相位的六位控制字的MSB与QPSK相位的二位控制字求和。这种模式下，QPSK编码和DDMA编码的高位有耦合关系。DDMA编码有6位的自由度(64种)，可以最多满足64个发射通道的DDMA编码。但由于首先要保证DDMA编码的优选，这样会对QPSK编码的随机性产生限制，一定程度上会影响干扰抑制的效果。
模式3，多路复用器MUX0 230的选择开关S0＝0，MUX1 240的选择开关S1＝0。这种情况，QPSK编码器Bypass，仅DDMA编码有效。
在本实施例中，频综模块130包括本地时钟源(40MHz),模拟锁相环(APLL)，频率综合器(Chirp RF Synth)。
在本实施例中，本地时钟源40M晶体经过APLL产生一组时钟并进行分发，分别是给时序引擎120的工作时钟(1GHz)和频率综合器的参考时钟，频率综合器是一个小数锁相环，产生20GHz的本振信号(经过LFMCW调制的)，经4倍频(4×)后，输出80GHz的主本振信号(Master_LO)。
在本实施例中，频率综合器可以接收来自时序引擎120的Chirp Control信号，并在Chirp Control信号的控制下实现LFMCW调制产生20GHz的本振信号，该本振信号可以为脉冲信号或Chirp信号，且本振信号的调制方法并不限制于LFMCW调制。
在本实施例中，频综模块130输出的主本振信号Master_LO分别作为发射通道150的信号源和接收通道160中混频器(Mixer)的本振源。
在本实施例中，数字移相器140设置为根据目标控制字PS[5:0]对主本振信号Master_LO进行相位调制。具体的，本公开中的数字移相器是6位数字移相器，可完成0°～360°的相位变化，最小相位间隔是目标控制字PS[5:0]来自时序引擎120。
在本实施例中，发射通道150包括射频功率放大器PA和射频可变增益放大器VGA。
具体的，射频功率放大器设置为放大发射信号，射频可变增益放大器设置为对发射信号进行增益控制，通过发射通道150发射最终的发射信号TXn。
在本实施例中，接收通道160包括：低噪声功率放大器(Low Noise Amplifier，简称LNA)、混频器Mixer、带通滤波器(Band-Pass Filter，简称BPF)、模拟数字转换器(Analog to Digital Converter，简称ADC)、并串行转换器Serializer。
具体的，接收通道160设置为获取回波信号RXn，并依次完成对回波信号的放大(经过LNA)、混频(经过Mixer)、滤波(BPF)和ADC采样，并产生高速串行基带信号(经过Serializer)。
本领域普通技术人员可以理解，图1所示的结构仅为示意，其并不对上述干扰抑制装置的结构造成限定。例如，干扰抑制装置还可包括比图1中所示更多或者更少的组件，或者具有与图1所示不同的配置。
在本实施例中提供了一种干扰抑制方法，应用于汽车雷达传感器，图3是根据本公开实施例的干扰抑制方法的流程图，如图3所示，该流程包括如下步骤：
步骤S302，通过正交相移键控QPSK编码器生成伪随机相位序列；
步骤S304，通过多普勒频分多址DDMA相位发生器生成循环相位序列；
步骤S306，根据伪随机相位序列和循环相位序列进行联合编码得到目标相位序列；
步骤S308，使用目标相位序列对频率综合器产生的脉冲信号进行相位调制，得到目标发射信号。
在一实施例中，在上述步骤S308之后，所述方法还包括
步骤S310，接收回波信号并对所述回波信号进行相位补偿。
具体的，步骤S310具体还可以包括：
步骤S3102，接收与所述目标发射信号对应的回波信号；
步骤S3104，对所述回波信号进行信号处理得到高速串行基带信号；
步骤S3106，根据所述伪随机相位序列对所述高速串行基带信号进行相位补偿。
进一步的，步骤S3102中接收的回波信号中既包含原本的目标发射信号，也包含目标发射信号经反射物发射后产生的衰减信号。
在本实施例中，步骤S3104具体可以包括：通过低噪声放大器LNA进行放大处理、通过混频器Mixer进行混频处理、通过滤波器BPF进行滤波处理、通过模拟数字转换器ADC进行采样处理、通过串行转换器Serializer进行串行转换处理；
在本实施例中，步骤S3106具体可以包括：对所述高速串行基带信号进行距离快速傅里叶变换Range-FFT；根据所述伪随机相位序列确定相位补偿值；确定Range-FFT处理结果与所述相位补偿值的乘积；对所述乘积进行多普勒快速傅里叶变换Dopple-FFT以实现相位补偿。
具体的，通过以下公式，对第n个QPSK相位进行以e为底的指数处理，得到高速串行基带信号的第n个相位补偿值：
exp(-jφQPSK(n))，n∈[1,N],其中，φQPSK(n)为所述伪随机相位序列内的第n个QPSK相位，N为所述伪随机相位序列内QPSK相位的数量；其中，所述乘积为第n个脉冲的Range-FFT处理结果与第n个相位补偿值的乘积。
在另一实施例中，步骤S302具体可以包括：在需要同时发射多个目标发射信号的情况下，通过多个QPSK编码器生成多个伪随机相位序列，其中，每个伪随机相位序列的自相关系数满足预设条件，任意两个不同的伪随机相位序列的互相关系数满足预设条件，预设条件为趋近于零；
具体的，可以通过以下的自相关函数和互相关函数进行自相关系数、互相关系数的计算和判断，以使伪随机相位序列满足要求，所述自相关函数为：
其中，A(φl,k)为自相关系数，N为伪随机相位序列内QPSK相位的数量，L为伪随机相位序列的数量，φl(n)为第l个伪随机相位序列中的第n个QPSK相位，k为任意整数；
所述互相关函数为：
C(φp,φq,k为互相关系数，φp，φq为任意两个不同的伪随机相位序列，φp(n)为第p个伪随机相位序列中的第n个QPSK相位，φq(n)为第q个伪随机相位序列中的第n个QPSK相位。
在另一实施例中，步骤S302中通过多个QPSK编码器生成多个伪随机相位序列还可以包括：生成的多个伪随机序列；通过所述多个QPSK编码器，根据所述多个伪随机序列生成多个伪随机相位序列。
具体的，MIMO雷达中的每一个发射通道都对应一个QPSK编码器，伪随机序列的生成方法为现有技术，例如可以通过最长线性反馈移位寄存器序列(m序列)来生成伪随机序列，伪随机序列内的数值仅包括：0、1、2、3，分别对应QPSK四进制相位中的：0、π、
进一步的，m序列方法是伪随机序列中较为典型的一种方法，它具有类似于噪声信号的优点和很好的自相关、互相关特性。下表是采用m序列产生的两组N＝128的QPSK编码，如下表1所示。
表1
在另一实施例中，也可以通过其他的正交相位编码器来产生伪随机相位序列，例如二进制相位调制BPM。具体的，伪随机相位序列中可设计的相位越多，信号的自相关旁瓣峰值和互相关的峰值就会越小，相应的，四相码(QPSK编码)比二相码(BPM编码)的抗干扰性能要更好。
在一实施例中，步骤S304具体可以包括：获取DDMA相位发生器的相位步进和预先设定的初始相位；根据初始相位和相位步进按照一定规则生成循环相位序列。
具体的，可以通过以下方式依次确定所述循环相位序列内的每一个DDMA相位：
将所述初始相位与n个所述相位步进求和，并将求和结果向下取整；
将取整结果与数字移相器的最小相位间隔的乘积确定为第n个所述DDMA相位。
第n个DDMA相位的计算公式为：
其中，φDDMA(n)为所述循环相位序列内的第n个DDMA 相位，φinit为初始相位，Δφstep为相位步进。
在一实施例中，步骤S306具体可以包括以下步骤：
步骤S3062，获取所述伪随机相位序列内每一个QPSK相位对应的二位控制字；
步骤S3064，获取所述循环相位序列内每一个DDMA相位对应的六位控制字；
步骤S3066，将所述二位控制字和所述六位控制字组合得到六位目标控制字；
步骤S3068，根据所述目标控制字确定所述目标相位序列内的每一个目标调制相位。
在一实施例中，步骤S3062具体可以包括，在伪随机相位序列为四相码序列的情况下，分别通过二位控制字00,01,10,11来表示QPSK编码中的四种相位0、π、
在一实施例中，步骤S3066具体可以包括根据预先设定的联合编码模式将所述二位控制字和所述六位控制字组合得到六位的目标控制字，其中，所述联合编码模式包括以下之一：
模式1，将所述二位控制字作为所述目标控制字的两个高有效位，且将所述六位控制字的四个低有效位作为所述目标控制字的四个低有效位；
模式2，将所述六位控制字的四个低有效位作为所述目标控制字的四个低有效位，且将所述二位控制字与所述六位控制字的两个高有效位之和作为所述目标控制字的两个高有效位；
模式3，将所述六位控制字作为目标控制字。
在一实施例中，步骤S308具体可以包括：
重复执行以下步骤，直到n＝N；
使用所述目标相位序列中的第n个目标调制相位对所述脉冲信号中的第n个脉冲进行相位调制得到所述目标发射信号的第n个目标发射脉冲，n大于或等于1，且n小于或等于N，N为所述脉冲信号的脉冲个数，n按步长为1递增。
在一实施例中，脉冲信号为线性调频连续波(Linear Frequency Modulated Continuous Wave，简称为LFMCW)，线性调频连续波为：
其中，sT为所述线性调频连续波的第n个脉冲，AT为脉冲信号的振幅,t为时间变量，Tr为脉冲信号的脉冲带宽，fc为脉冲信号的载波频率，k为调制斜率，且B为脉冲信号的信号带宽；
所述目标发射信号为：
其中，s'T为所述目标发射信号的第n个脉冲，φ0(n)为所述目标相位序列中的第n个目标调制相位。
在一实施例中，步骤S310中接收的回波信号为：
其中，sR为回波信号的第n个脉冲，AR为回波信号振幅,τ为从发射信号到接收对应回波信号经过的时间，为所述目标相位序列中的第n个目标调制相位，φR(n)是回波产生的附加相位。
在一实施例中，步骤S310中对该回波信号进行信号处理及相位补偿后可以得到差拍基带信号为：sT_IF(t,τ)＝exp[-j2πktτ(t)]·exp[-j2πfcτ(t)]·exp[jπkτ2(t)]·exp(jφR)。
在一实施例中，在步骤S310中，假设存在干扰信号：φ1为干扰信号的初相，f’c为干扰信号的信号载频，k’为干扰信号的调制斜率，为了简单表达，可以假设fc＝f’c，k＝k’，对该干扰信号进行信号处理及相位补偿后可以得到干扰信号的差拍基带信号为：sT_IF(t,τ)＝exp[-j2πktτ(t)]·exp[-j2πfcτ(t)]·exp[jπkτ2(t)]·exp(j(φ1-φQPSK(n)))，由于干扰信号的初相φ1与φQPSK(n)一般是失配的，经过这种错误的相位补偿，相当于多乘了一个噪声项，使得干扰信号被“噪声化”，只能获得很低的增益，进而实现干扰抑制，使得处理后的干扰信号没有明显的峰值出现。
进一步的，φQPSK(n)序列的选择是使噪声项exp[j(φ1-φQPSK(n))]的能量呈现均匀分布的重要手段，且由于干扰信号的初相φ1的不确定性，选择随机更大的序列φQPSK(n)，抗干扰能力就越强。从而也可以进一步说明四相码序列比二相码序列的抗干扰能力更强。
图4是本公开实施例中的不同车载雷达之间的同频干扰场景示意图，通过上述步骤S302至步骤S308，采用互相正交的编码，利用发射信号的正交性，使同一距离的目标回波能够分离出多个互不干扰的信号，进而解决图4中汽车雷达之间同频干扰问题。另外，通过对伪随机序列的设计可以实现反射信号的自相关幅瓣最小，互相关函数的峰值最大，以减少不同发射信号产生的回波之间的相互干扰。
通过上述步骤S302至步骤S308，实现了QPSK正交相位编码和DDMA相位编码的联合编码，并基于相位捷变技术对发射信号进行加扰，可以解决相关技术中需要同时保证雷达探测性能和抗干扰信号能力的问题，既通过DDMA技术提高了雷达的探测性能，又能够降低干扰信号的影响。
图5是本公开另一实施例中相位补偿处理示意图，如图5所示，相位补偿处理的位置位于Range-FFT处理与Dopple-FFT处理之间，相位补偿的方法是对Range-FFT的处理结果S(n)乘以相位补偿值exp[-jφQPSK(n)]，再对乘积进行Dopple-FFT处理，图5中的S(n)是第n个脉冲或chirp信号的Range-FFT处理结果，φQPSK(n)是第n个脉冲或chirp的初始相位，也是本公开中的QPSK编码产生的随机调制相位。
进一步的，由于数字移相器本身存在偏差，回波如果按照调制相位值进行补偿，会造成补偿偏差，不能完全抵消调制带来的相位偏差，会造成速度维杂散。因此，本公开在考虑这个相位偏差后，和伪随机相位序列的QPSK相位一起进行相位补偿。
通过本公开实施例中的方法，不仅可以解决不同波形配置雷达产生的交叉干扰，也可以解决相同波形配置雷达造成的平行干扰，图6是根据本公开实施例的交叉干扰机制示意图，图7是根据本公开实施例的平行干扰机制示意图。
具体的，交叉干扰是由于不同制造商雷达的chirp的波形配置不同，表现为起始频点、扫描带宽，扫描斜率等。一般交叉干扰的受害雷达和攻击雷达的斜率不同，这两个chirp可能会相互交叉。如图6所示，当侵害者的干扰chirp与受害者的发射chirp交叉时(侵略者的斜率小于受害者的斜率)，侵略者chirp的能量被观察为快速穿过中频带宽的chirp。它可以是一个从零到中频带宽的恒定斜率如图中所示的“干扰的中频信号”，也可以是斜率从中频下降到零频率(当侵略者chirp斜率大于受害者chirp斜率)，在时域的基带信号中，受干扰影响的区域类似于一个毛刺(glitch)。这些交叉干扰源在频域上表现为噪底的增加，从而降低强目标的信噪比，可能掩埋弱目标。
另一方面，平行干扰是假设由一家制造商制造的同款雷达，且每个雷达设备都配置了相同的chirp信号，就会导致平行干扰。平行干扰的侵略者chirp和受害者chirp具有完全相同的斜率时，且受害者chirp和侵略者chirp之间的开始时间非常接近，会导致侵略者chirp会完全落入受害者chirp的中频带宽内。如图7所示，平行干扰源经过混频和ADC处理后，经过FFT变换后，在频域中是一个恒定的频率成分，相当于变成一个“鬼影”，也就是说，平行干扰的结果就是在随机距离和随机速度上出现了一个假目标。发生这种情况时，干扰区域几乎占据整个chirp发送时段。
在本公开实施例中，以线性调频连续波(LFMCW)调制的汽车毫米波雷达为例，通过上述步骤S302至步骤S310，通过根据伪随机相位序列对发射信号进行相位捷变处理，然后对回波信号进行相位补偿使干扰信号噪声化，既可以降低交叉干扰，也可以减弱平行干扰。
根据本公开实施例的另一方面，还提供了一种干扰抑制装置，图8是根据本公开实施例的干扰抑制装置的框图，如图8所示，干扰抑制装置包括：
正交相移键控QPSK编码器81，设置为生成伪随机相位序列；
多普勒频分多址DDMA相位发生器82，设置为生成循环相位序列；
时序引擎83，设置为根据所述伪随机相位序列和所述循环相位序列进行联合编码得到目标相位序列；
频率综合器84，设置为产生脉冲信号；
数字相移器85，设置为使用所述目标相位序列对所述脉冲信号进行相位调制，得到目标发射信号；
发射通道86，设置为发射所述目标发射信号；
接收通道87，设置为接收与所述目标发射信号对应的回波信号，并对所述回波信号进行信号处理得到高速串行基带信号；
微处理器88，设置为根据所述伪随机相位序列对所述高速串行基带信号进行相位补偿。
在一实施例中，微处理器88，还设置为对所述高速串行基带信号进行距离快速傅里叶变换Range-FFT；根据所述伪随机相位序列确定相位补偿值；确定Range-FFT处理结果与所述相位补偿值的乘积；对所述乘积进行多普勒快速傅里叶变换Dopple-FFT。
在一实施例中，微处理器88，还设置为获取伪随机相位序列内的第n个QPSK相位，对所述第n个QPSK相位进行以e为底的指数处理，得到所述高速串行基带信号的第n个相位补偿值，具体的，通过以下公式确定相位补偿值：
exp(-jφQPSK(n))，n∈[1,N],其中，φQPSK(n)为所述伪随机相位序列内的第n个QPSK相位，N为所述伪随机相位序列内QPSK相位的数量；其中，所述乘积为第n个脉冲的Range-FFT处理结果与第n个相位补偿值的乘积。
在一实施例中，QPSK编码器81还设置为在需要同时发射多个目标发射信号的情况下，通过多个QPSK编码器生成多个伪随机相位序列，其中，每个伪随机相位序列的自相关旁瓣系数满足预设条件，任意两个不同的伪随机相位序列的互相关系数满足预设条件，预设条件为趋近于零；
具体的，可以通过以下的自相关函数和互相关函数进行自相关系数、互相关系数的计算和判断，以使伪随机相位序列满足要求，所述自相关函数为：
其中，A(φl,k)为自相关系数，N为伪随机相位序列内QPSK相位的数量，L为伪随机相位序列的数量，φl(n)为第l个伪随机相位序列中的第n个QPSK相位，k为任意整数；
所述互相关函数为：
其中，C(φp,φq,k为互相关系数，φp，φq为任意两个不同的伪随机相位序列，φp(n)为第p个伪随机相位序列中的第n个QPSK相位，φq(n)为第q个伪随机相位序列中的第n个QPSK相位。
在一实施例中，QPSK编码器81还可以设置为生成多个伪随机相位序列，其中，所述伪随机序列包括：最长线性反馈移位寄存器序列。
在一实施例中，也可以通过其他的正交相位编码器来产生伪随机相位序列，例如二进制相位调制BPM。具体的，伪随机相位序列中可设计的相位越多，信号的自相关旁瓣峰值和互相关的峰值和就会越小，相应的四相码(QPSK编码)比二相码(BPM编码)的抗干扰性能要更好。
在一实施例中，DDMA相位发生器82还可以设置为获取相位步进和预先设定的初始相位；根据初始相位和相位步进按照一定规则生成循环相位序列。
在一实施例中，DDMA相位发生器82还设置为通过以下方式依次确定所述循环相位序列内的每一个DDMA相位：
将所述初始相位与n个所述相位步进求和，并将求和结果向下取整；
将取整结果与数字移相器的最小相位间隔的乘积确定为第n个所述DDMA相位。
其中，φDDMA(n)为所述循环相位序列内的第n个DDMA相位，φinit为初始相位，Δφstep为相位步进。
在一实施例中，时序引擎83，还设置为获取所述伪随机相位序列内每一个QPSK相位对应的二位控制字；获取所述循环相位序列内每一个DDMA相位对应的六位控制字；将所述二位控制字和所述六位控制字组合得到目标控制字；根据所述目标控制字确定所述目标相位序列内的每一个目标调制相位。
在一实施例中，时序引擎83，还设置为根据预先设定的联合编码模式将所述二位控制字和所述六位控制字组合得到六位的目标控制字，其中，所述联合编码模式包括以下之一：
模式1，将所述二位控制字作为所述目标控制字的两个高有效位，且将所述六位控制字的四个低有效位作为所述目标控制字的四个低有效位；
模式2，将所述六位控制字的四个低有效位作为所述目标控制字的四个低有效位，且将 所述二位控制字与所述六位控制字的两个高有效位之和作为所述目标控制字的两个高有效位；
模式3，将所述六位控制字作为目标控制字。
在一实施例中，数字相移器85，还设置为重复执行以下步骤，直到n＝N；
使用所述目标相位序列中的第n个目标调制相位对所述脉冲信号中的第n个脉冲进行相位调制得到所述目标发射信号的第n个目标发射脉冲，n大于或等于1，且n小于或等于N，N为所述脉冲信号的脉冲个数，n按步长为1递增。
在一实施例中，脉冲信号为线性调频连续波(Linear Frequency Modulated Continuous Wave，简称为LFMCW)，线性调频连续波为：
其中，sT为所述线性调频连续波的第n个脉冲，AT为脉冲信号的振幅,t为时间变量，Tr为脉冲信号的脉冲带宽，fc为脉冲信号的载波频率，k为调制斜率，且B为脉冲信号的信号带宽；
所述目标发射信号为：
其中，s'T为所述目标发射信号的第n个脉冲，φ0(n)为所述目标相位序列中的第n个目标调制相位。
本实施例中的具体示例可以参考上述实施例及示例性实施方式中所描述的示例，本实施例在此不再赘述。
显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本公开实施例的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本公开实施例不限制于任何特定的硬件和软件结合。
以上所述仅为本公开的优选实施例而已，并不用于限制本公开，对于本领域的技术人员来说，本公开可以有各种更改和变化。凡在本公开的原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。

Claims (13)

  1. 一种干扰抑制方法，所述方法包括：
    通过正交相移键控QPSK编码器生成伪随机相位序列；
    通过多普勒频分多址DDMA相位发生器生成循环相位序列；
    根据所述伪随机相位序列和所述循环相位序列进行联合编码得到目标相位序列；
    使用所述目标相位序列对频率综合器产生的脉冲信号进行相位调制，得到目标发射信号。
  2. 根据权利要求1所述的方法，其中，在使用所述目标相位序列对频率综合器产生的脉冲信号进行相位调制得到目标发射信号之后，所述方法还包括：
    接收与所述目标发射信号对应的回波信号；
    对所述回波信号进行信号处理得到高速串行基带信号；
    根据所述伪随机相位序列对所述高速串行基带信号进行相位补偿。
  3. 根据权利要求2所述的方法，其中，根据所述伪随机相位序列对所述高速串行基带信号进行相位补偿，包括：
    对所述高速串行基带信号进行距离快速傅里叶变换Range-FFT；
    根据所述伪随机相位序列确定相位补偿值；
    确定Range-FFT处理结果与所述相位补偿值的乘积；
    对所述乘积进行多普勒快速傅里叶变换Dopple-FFT以实现相位补偿。
  4. 根据权利要求3所述的方法，其中，根据所述伪随机相位序列确定相位补偿值，包括：
    获取所述伪随机相位序列内的第n个QPSK相位；
    对所述第n个QPSK相位进行以e为底的指数处理，得到所述高速串行基带信号的第n个相位补偿值。
  5. 根据权利要求1所述的方法，其中，通过正交相移键控QPSK编码器生成伪随机相位序列，包括：
    在需要同时发射多个目标发射信号的情况下，通过多个QPSK编码器生成多个伪随机相位序列，其中，每个伪随机相位序列的自相关旁瓣系数满足预设条件，任意两个不同的伪随机相位序列的互相关系数满足预设条件。
  6. 根据权利要求5所述的方法，其中，通过多个QPSK编码器生成多个伪随机相位序列，包括：
    生成多个伪随机序列，其中，所述伪随机序列包括：最长线性反馈移位寄存器序列；
    通过所述多个QPSK编码器，根据所述多个伪随机序列生成多个伪随机相位序列，其中，所述伪随机序列内的数值包括：0、1、2、3，所述伪随机相位序列内的QPSK相位包括：0、π、所述数值与所述QPSK相位一一对应。
  7. 根据权利要求1所述的方法，其中，所述通过多普勒频分多址DDMA相位发生器生成循环相位序列，包括：
    获取所述DDMA相位发生器的相位步进和预先设定的初始相位；
    根据所述初始相位和所述相位步进生成循环相位序列。
  8. 根据权利要求7所述的方法，其中，根据所述初始相位和所述相位步进生成循环相位 序列，包括：
    通过以下方式依次确定所述循环相位序列内的每一个DDMA相位：
    将所述初始相位与n个所述相位步进求和，并将求和结果向下取整；
    将取整结果与数字移相器的最小相位间隔的乘积确定为第n个所述DDMA相位。
  9. 根据权利要求1所述的方法，其中，根据所述伪随机相位序列和所述循环相位序列进行联合编码得到目标相位序列，包括：
    获取所述伪随机相位序列内每一个QPSK相位对应的二位控制字；
    获取所述循环相位序列内每一个DDMA相位对应的六位控制字；
    将所述二位控制字和所述六位控制字组合得到目标控制字；
    根据所述目标控制字确定所述目标相位序列内的每一个目标调制相位。
  10. 根据权利要求9所述的方法，其中，将所述二位控制字和所述六位控制字组合得到目标控制字，包括：
    根据预先设定的联合编码模式将所述二位控制字和所述六位控制字组合得到六位的目标控制字，其中，所述联合编码模式包括以下之一：
    将所述二位控制字作为所述目标控制字的两个高有效位，且将所述六位控制字的四个低有效位作为所述目标控制字的四个低有效位；
    将所述六位控制字的四个低有效位作为所述目标控制字的四个低有效位，且将所述二位控制字与所述六位控制字的两个高有效位之和作为所述目标控制字的两个高有效位；
    将所述六位控制字作为目标控制字。
  11. 根据权利要求1所述的方法，其中，使用所述目标相位序列对频率综合器产生的脉冲信号进行相位调制得到目标发射信号，包括：
    重复执行以下步骤，直到n＝N；
    使用所述目标相位序列中的第n个目标调制相位对所述脉冲信号中的第n个脉冲进行相位调制得到所述目标发射信号的第n个目标发射脉冲，n大于或等于1，且n小于或等于N，N为所述脉冲信号的脉冲个数，n按步长为1递增。
  12. 一种干扰抑制装置，所述装置包括：
    正交相移键控QPSK编码器，设置为生成伪随机相位序列；
    多普勒频分多址DDMA相位发生器，设置为生成循环相位序列；
    时序引擎，设置为根据所述伪随机相位序列和所述循环相位序列进行联合编码得到目标相位序列；
    数字相移器，设置为使用所述目标相位序列对脉冲信号进行相位调制，得到目标发射信号。
  13. 根据权利要求12所述的装置，其中，所述装置还包括：
    接收通道，设置为接收与所述目标发射信号对应的回波信号，并对所述回波信号进行信号处理得到高速串行基带信号；
    微处理器，设置为根据所述伪随机相位序列对所述高速串行基带信号进行相位补偿。
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