WO2023190274A1 - マイクロストリップアンテナ - Google Patents

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WO2023190274A1
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microstrip antenna
conductor
insulating layer
distributed constant
fundamental wave
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French (fr)
Inventor
実 古川
Original Assignee
株式会社Space Power Technologies
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/314—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors
    • H01Q5/321—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors within a radiating element or between connected radiating elements

Definitions

  • the present invention particularly relates to a microstrip antenna used for wireless power transmission.
  • Transmitters used for wireless power transmission emit radio waves with higher output than transmitters used for wireless communication. Therefore, when a transmitter used for wireless power transmission emits radio waves having a frequency outside the frequency band used for wireless power transmission, radio wave interference becomes a particular problem. For this reason, filters installed in transmitters used for wireless power transmission that reduce the radiation of radio waves with frequencies outside the used frequency band and reduce radio wave interference have better characteristics, that is, larger attenuation. is required.
  • the amount of filter attenuation is increased by increasing the number of filter stages inserted between the amplifier and the antenna and increasing the circuit area.
  • the circuit area of the transmitter there are many limitations on the circuit area of the transmitter.
  • the transmitter antenna it is allowed for the transmitter antenna to occupy a relatively large amount of space in order to achieve the required antenna gain. Therefore, by adding a filter function to the antenna, it becomes possible to downsize the filter inserted between the amplifier and the antenna, thereby making it possible to effectively utilize the space inside the transmitter.
  • Non-Patent Document 1 discloses a circular microstrip antenna including a patch having a slit along the fundamental mode current line.
  • this microstrip antenna the patch surface current distribution of higher-order modes generated near the harmonic frequency is disturbed, resulting in suppressing the generation of the higher-order modes and lowering the resonant frequency of the higher-order modes. Therefore, harmonic radiation is suppressed. In this way, a filter function is added to this microstrip antenna.
  • Patent Document 1 discloses a microstrip antenna that includes an H-shaped microstrip patch and has high radiation efficiency.
  • Non-Patent Document 1 in order to obtain a large amount of filter attenuation, it is necessary to increase the no-load Q of the radiating element as a resonator and realize steep resonance characteristics. However, if the dielectric substrate of the microstrip antenna is made thinner in order to increase the no-load Q, the radiation efficiency decreases.
  • the thickness of the dielectric substrate is 0.006 ⁇ , where ⁇ is the wavelength of the fundamental wave, the no-load Q is 107, and the radiation efficiency is about 58%.
  • microstrip antenna disclosed in Patent Document 1 has high radiation efficiency, it does not have a very good filter function.
  • An object of the present invention is to provide a microstrip antenna that can achieve both high radiation efficiency and large filter attenuation.
  • the microstrip antenna of the present invention includes: a grounding conductor; a patch conductor facing the grounding conductor and having a first portion, a second portion, and a third portion; and a patch conductor formed between the grounding conductor and the patch conductor. a first insulating layer; and a distributed constant filter connected to the first portion and formed of a first conductor pattern, the first portion extending between the second portion and the third portion.
  • the first portion is shorter than the second portion and the third portion in the direction perpendicular to the stretching direction of the first portion, and the length of the first portion in the stretching direction of the first portion is ⁇ g 1 is substantially equal to ⁇ g 1 /2, ⁇ g 1 is the effective wavelength of the fundamental wave when the fundamental wave propagates through the first part in the extending direction of the first part, and the distributed constant filter is The fundamental wave propagating in the extending direction of the first portion passes through the first portion, and unnecessary waves propagating in the extending direction of the first portion are attenuated through the first portion.
  • FIG. 1(A) is a plan view of a microstrip antenna 10 according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1(B) is a cross-sectional view of the microstrip antenna 10 taken along line AA.
  • FIG. 2 is a graph illustrating the frequency characteristics of the return loss of the microstrip antenna 10 and the microstrip of the first comparative example.
  • FIG. 3 is a graph illustrating the second harmonic attenuation and radiation efficiency of the microstrip antenna 10, the microstrip antenna of the first comparative example, and the microstrip antenna of the second comparative example.
  • FIG. 4(A) is a plan view of a microstrip antenna 30 according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4(B) is a BB cross-sectional view of the microstrip antenna 30.
  • FIG. 5(A) is a plan view of a microstrip antenna 50 according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 5(B) is a cross-sectional view of the microstrip antenna 50 taken along the line CC.
  • FIG. 6 is a plan view of microstrip antenna 50 with patch conductor 60 not shown.
  • FIG. 1(A) is a plan view of a microstrip antenna 10 according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1(B) is a cross-sectional view of the microstrip antenna 10 taken along line AA.
  • the microstrip antenna 10 includes a ground conductor 11 , a patch conductor 20 , an insulating layer 12 , and a distributed constant filter 13 .
  • Patch conductor 20 has a first portion 21 , a second portion 22 , a third portion 23 , and a plurality of stubs 24 .
  • the stub 24 is an example of the "first conductor pattern" of the present invention.
  • the insulating layer 12 is an example of the "first insulating layer" of the present invention.
  • the patch conductor 20 is arranged to face the ground conductor 11. As a result, the entire surface of the patch conductor 20 faces the ground conductor 11. Patch conductor 20 is fixed to ground conductor 11 at a distance, for example, by a spacer (not shown).
  • the insulating layer 12 is an air layer and is formed between the ground conductor 11 and the patch conductor 20.
  • the first portion 21 of the patch conductor 20 is formed to extend in the x-axis direction between the second portion 22 of the patch conductor 20 and the third portion 23 of the patch conductor 20. The first portion 21 is shorter than the second portion 22 and the third portion 23 in the y-axis direction perpendicular to the x-axis direction.
  • the distributed constant filter 13 is composed of a stub 24 and is connected to the first portion 21 .
  • the distributed constant filter 13 passes the fundamental wave propagating through the first portion 21 in the stretching direction of the first portion 21 and attenuates a predetermined harmonic wave propagating through the first portion 21 in the stretching direction of the first portion 21.
  • Harmonics are an example of "unnecessary waves" according to the present invention.
  • the insulating layer 12 may be formed of an insulating material instead of the air layer.
  • the distributed constant filter 13 may attenuate second-order harmonics or may attenuate higher-order harmonics.
  • the distributed constant filter 13 may attenuate both the second harmonic and the third harmonic, for example.
  • the distributed constant filter 13 may attenuate spurious waves other than harmonics.
  • the patch conductor 20 has a shape obtained by cutting out a rectangle from the center of opposite sides of the rectangle toward the center of the rectangle, that is, has a substantially H-shaped shape.
  • the first portion 21 has an elongated shape and extends in the x-axis direction.
  • the second portion 22 and the third portion 23 have a rectangular shape, and the rectangle has two sides parallel to the x-axis direction and two sides parallel to the y-axis direction.
  • the length L1 of the first portion 21 in the x-axis direction is ⁇ g 1 /2.
  • the length L2 of the second portion 22 in the x-axis direction is ⁇ g 2 /2.
  • the length L3 of the third portion 23 in the x-axis direction is ⁇ g 3 /2.
  • the length L4 of the second portion 22 and the third portion 23 in the y-axis direction is ⁇ g 4 /2 or more.
  • ⁇ g 1 , ⁇ g 2 , and ⁇ g 3 are effective wavelengths when the fundamental wave propagates through the first portion 21 , the second portion 22 , and the third portion 23 in the x-axis direction, respectively.
  • ⁇ g 4 is an effective wavelength when the fundamental wave propagates through the second portion 22 or the third portion 23 in the y-axis direction.
  • first portion 21, second portion 22, and third portion 23 may differ somewhat from the above values.
  • the second portion 22 and the third portion 23 have a slit 25 and a slit 26, respectively.
  • the slit 26 is formed near the feed point 15.
  • slits 25 and 26 are not essential and may not be formed.
  • the patch conductor 20 is powered by the power supply pin 14.
  • the feed point 15 is located, for example, in the third portion 23 of the patch conductor 20.
  • the first portion 21 When power is supplied, a current flows through the patch conductor 20 in the x-axis direction.
  • the current flowing through the first portion 21 has a phase opposite to the current flowing through the second portion 22 and the third portion 23 .
  • the first portion 21 does not contribute to the main lobe but causes side lobes. Therefore, the first portion 21 does not contribute to radiation and functions as a transmission line.
  • the second portion 22 and the third portion 23 function as a radiating element.
  • the length in the y-axis direction of the central portion (corresponding to the first portion 21) of the patch conductor in the x-axis direction is longer than that in a rectangular microstrip antenna in which the patch conductor does not have a notch. short. Therefore, the central portion has a higher characteristic impedance, making it more difficult for current to flow. Therefore, lower sidelobe levels are obtained.
  • the microstrip antenna 10 has a second portion 22 and a third portion 23 that function as radiating elements, it does not require a power divider like that provided in an array antenna. Therefore, in the microstrip antenna 10, compared to an array antenna having a rectangular microstrip antenna as an antenna element, there is no loss caused by a power divider, and high radiation efficiency can be obtained.
  • the stub 24 is formed to branch from the first portion 21 extending in the x-axis direction.
  • the stub 24 has an open end and a length that is 1/4 of the effective wavelength of the harmonic. That is, the stub 24 is a 1/4 wavelength open stub for harmonics.
  • the distributed constant filter 13 is a band rejection filter that is connected in series to the first portion 21 that serves as a transmission line, and that passes the fundamental wave and blocks harmonics. Furthermore, the distributed constant filter 13 is also a resonator that resonates at harmonic frequencies.
  • the distributed constant filter 13 may be a low-pass filter or a band-pass filter configured with a distributed constant line.
  • the distributed constant filter 13 may be a high-pass filter configured with a distributed constant line when attenuating spurious waves having a frequency lower than the fundamental wave.
  • FIG. 2 is a graph illustrating the frequency characteristics of the return loss of the microstrip antenna 10 and the microstrip of the first comparative example.
  • the microstrip antenna of the first comparative example is configured similarly to the microstrip antenna 10 except that it does not include the distributed constant filter 13.
  • the graph shown in FIG. 2 is the calculation result of electromagnetic field simulation.
  • f 0 shown in FIG. 2 is the frequency of the fundamental wave.
  • the microstrip antenna 10 has a smaller return loss at the second harmonic frequency 2f 0 than the microstrip antenna of the first comparative example.
  • FIG. 3 is a graph illustrating the second harmonic attenuation and radiation efficiency of the microstrip antenna 10, the microstrip antenna of the first comparative example, and the microstrip antenna of the second comparative example.
  • the microstrip antenna of the second comparative example includes a circular patch having a slit along the fundamental mode current line.
  • the microstrip antenna 10 has a larger amount of second harmonic attenuation than the microstrip antennas of the first comparative example and the second comparative example, and compared with the microstrip antenna of the second comparative example. Therefore, the radiation efficiency is high. In this way, the microstrip antenna 10 can achieve both large second harmonic attenuation and high radiation efficiency.
  • the distributed constant filter 13 that attenuates unnecessary waves such as harmonics is connected to the first portion 21 of the patch conductor 20 that does not contribute to radiation and acts as a transmission line. Therefore, radiation from the antenna is not affected by the distributed constant filter 13, and unnecessary waves are attenuated throughout the patch conductor 20 as a resonator. Therefore, the radiation efficiency does not decrease and the filtering function of the antenna is improved. Therefore, it is possible to realize a microstrip antenna that can achieve both high radiation efficiency and large filter attenuation.
  • FIG. 4(A) is a plan view of a microstrip antenna 30 according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4(B) is a BB cross-sectional view of the microstrip antenna 30.
  • the microstrip antenna 30 differs from the microstrip antenna 10 according to the first embodiment in the following points. That is, the microstrip antenna 30 includes an insulating layer 32 instead of the insulating layer 12 and a patch conductor 40 instead of the patch conductor 20.
  • the thickness h1 of the insulating layer 32 facing the first portion 21 and the stub 24 of the patch conductor 40 is thinner than the thickness h2 of the insulating layer 32 facing the second portion 22 and third portion 23 of the patch conductor 40.
  • the distance between the first portion 21 and stub 24 of the patch conductor 40 and the ground conductor 11 is shorter than the distance between the second portion 22 and third portion 23 of the patch conductor 40 and the ground conductor 11. .
  • the patch conductor 40 is manufactured by, for example, bending a conductor plate by sheet metal processing or the like.
  • the thickness h1 of the insulating layer 32 is selected to obtain a large amount of filter attenuation. More specifically, the thickness h1 of the insulating layer 32 is preferably as thin as possible while satisfying design constraints. The thickness h2 of the insulating layer 32 is selected to obtain high radiation efficiency. For example, when the operating frequency is in the 5 GHz band, the appropriate thickness h1 of the insulating layer 32 is about 0.4 mm, and the appropriate thickness h2 of the insulating layer 32 is about 1.5 mm.
  • the insulating layer 32 is set thin at the location where the distributed constant filter 13 is formed. Therefore, the no-load Q of the distributed constant filter 13 as a resonator becomes high. Therefore, the distributed constant filter 13 has steeper resonance characteristics, that is, steeper filter characteristics. Therefore, a larger amount of filter attenuation is obtained.
  • the thickness of the insulating layer 32 is set separately at the location where the second portion 22 and the third portion 23 that act as radiating elements are formed, and at the location where the distributed constant filter 13 is formed, the radiation efficiency is reduced. do not.
  • the second embodiment is applicable to a frequency band in use where the difference in the thickness of the appropriate insulating layer 32 is significant, specifically, in a frequency band in use below the 5 GHz band where the difference in thickness of the appropriate insulating layer 32 is approximately 1 mm or more. , is particularly effective.
  • FIG. 5(A) is a plan view of a microstrip antenna 50 according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 5(B) is a cross-sectional view of the microstrip antenna 50 taken along the line CC.
  • FIG. 6 is a plan view of microstrip antenna 50 with patch conductor 60 not shown.
  • the microstrip antenna 50 differs from the microstrip antenna 30 according to the second embodiment in the following points. That is, the microstrip antenna 50 includes a patch conductor 60 instead of the patch conductor 40, an insulating layer 52 instead of the insulating layer 32, and a distributed constant filter 53 instead of the distributed constant filter 13. Further, the microstrip antenna 50 includes an insulating substrate 56 and a conductive pattern 58.
  • the conductor pattern 58 is an example of the "second conductor pattern" of the present invention.
  • the patch conductor 60 has a first portion 61 instead of the first portion 21.
  • the first portion 61 has a width that changes according to its position in the x-axis direction.
  • the ground conductor 11 is formed on one side of the insulator substrate 56.
  • a conductive pattern 58 is formed on the other side of the insulating substrate 56.
  • the conductor pattern 58 extends in the x-axis direction and has a width that changes depending on its position in the x-axis direction.
  • the conductor pattern 58 is formed, for example, by patterning copper foil on a printed circuit board using an etching technique.
  • a first portion 61 of the patch conductor 60 is placed on the conductive pattern 58 and connected to the conductive pattern 58 by soldering or the like.
  • the distributed constant filter 53 is configured as a stepped impedance type low-pass filter by the first portion 61 of the patch conductor 60 and the conductor pattern 58 that are connected to each other.
  • the distributed constant filter 53 passes the fundamental wave and attenuates high-band spurious signals.
  • the distributed constant filter 53 is configured with a microstrip line, the distributed constant filter 53 may be configured with a coplanar waveguide or other distributed constant line.
  • the insulating layer 52 facing the first portion 61 of the patch conductor 60 and the portion made up of the conductor pattern 58 is made of an insulating substrate 56.
  • the insulating layer 52 facing the second portion 22 and the third portion 23 of the patch conductor 60 is composed of an insulating substrate 56 and an air layer 57.
  • the air layer 57 is an example of the "second insulating layer" of the present invention.
  • the thickness h4 of the air layer 57 is equal to or greater than the thickness h3 of the insulating substrate 56.
  • the insulating layer 52 may include a layer formed of an insulating material instead of the air layer 57.
  • the conductor pattern of the distributed constant filter becomes fine, making it difficult to form the conductor pattern integrally with the patch conductor.
  • the conductor pattern 58 is formed on the insulator substrate 56. Therefore, the conductor pattern 58 can be formed finely by etching technology. Therefore, even when the used frequency band is a high frequency band, the distributed constant filter 53 can be easily produced.
  • the insulating layer 52 is formed of an insulating layer such as an insulating substrate 56 and an air layer having a thickness equal to or greater than that of the insulating substrate 56. configured. Therefore, even if the conductor pattern of the distributed constant filter 53 is formed on the insulating substrate 56, the radiation efficiency of the second portion 22 and the third portion 23, which act as radiation elements, can be set high.
  • the patch conductor 60 is fixed to the conductor pattern 58 by soldering or the like. Therefore, a holding structure for the patch conductor 60 such as a spacer is not necessary.

Abstract

マイクロストリップアンテナ（１０）は、接地導体（１１）と、接地導体（１１）に対向し、第１部分（２１）、第２部分（２２）、及び第３部分（２３）を有するパッチ導体（２０）と、接地導体（１１）とパッチ導体（２０）の間に形成された絶縁層（１２）と、第１部分（２１）に接続され、第１導体パターンで形成された分布定数フィルタ（１３）と、を備える。第１部分（２１）は第２部分（２２）と第３部分（２３）の間を延伸するように形成される。第１部分（２１）の延伸方向に垂直な方向において、第１部分（２１）は第２部分（２２）及び第３部分（２３）より短い。分布定数フィルタ（１３）は、第１部分（２１）を第１部分（２１）の延伸方向に伝搬する基本波を通過させ、第１部分（２１）を第１部分（２１）の延伸方向に伝搬する不要波を減衰させる。

Description

マイクロストリップアンテナ
　本発明は、特に無線電力伝送に使用されるマイクロストリップアンテナに関する。
　無線電力伝送に使用される送信機は、無線通信に使用される送信機より高出力の電波を放射する。このため、無線電力伝送に使用される送信機がその無線電力伝送の使用周波数帯外の周波数を有する電波を放射すると、電波干渉が特に問題となる。このため、無線電力伝送に使用される送信機に設けられ、使用周波数帯外の周波数を有する電波の放射を低減し、電波干渉を低減するフィルタには、より優れた特性、即ちより大きい減衰量が求められている。
　従来の送信機では、増幅器とアンテナの間に挿入されたフィルタの段数を増やし、回路面積を大きくすることで、フィルタの減衰量の増加を実現している。しかし、送信機の回路面積には多くの制限がある。
　一方、送信機のアンテナが必要なアンテナ利得を実現するために比較的大きな空間を占有することは許容されている。このため、アンテナにフィルタ機能を付加すれば、増幅器とアンテナの間に挿入されたフィルタの小型化、それにより送信機内の容積の有効活用が可能になる。
　非特許文献１には、基本モードの電流線に沿ったスリットを有するパッチを備える円形マイクロストリップアンテナが開示されている。このマイクロストリップアンテナでは、高調波の周波数付近に発生する高次モードのパッチ表面電流分布が乱される結果、その高次モードの発生が抑圧されたり、その高次モードの共振周波数が低下したりするため、高調波の放射が抑制される。このようにして、このマイクロストリップアンテナには、フィルタ機能が付加される。
　また、特許文献１には、Ｈ型のマイクロストリップパッチを備え、高い放射効率を有するマイクロストリップアンテナが開示されている。
特許第６７６４１６３号公報
シャリアル、外４名、「レクテナ素子として使用するスリット入り円形マイクロストリップアンテナに関する考察」、電子情報通信学会論文誌Ｂ、日本、一般社団法人電子情報通信学会、2001年2月、Vol. J84-B、No.2、pp. 244-253
　しかし、非特許文献１に開示されたマイクロストリップアンテナでは、大きなフィルタの減衰量を得るために、共振器としての放射素子の無負荷Ｑを高くし、急峻な共振特性を実現する必要がある。しかし、無負荷Ｑを高くするために、マイクロストリップアンテナの誘電体基板を薄くすると、放射効率が低下する。
　例えば、基本波の周波数が２．４５ＧＨｚ帯にある場合、２次高調波の周波数において、０．１８ｄＢの反射減衰量、換言すれば１４ｄＢのフィルタの減衰量が得られる。しかし、このとき、誘電体基板の厚みは、λを基本波の波長として、０．００６λであり、無負荷Ｑは１０７であり、放射効率は約５８％である。
　また、特許文献１に開示されたマイクロストリップアンテナは、高い放射効率を有するが、あまり優れたフィルタ機能を有しない。
　本発明の目的は、高い放射効率と大きなフィルタの減衰量を両立させることができるマイクロストリップアンテナを提供することにある。
　本発明のマイクロストリップアンテナは、接地導体と、前記接地導体に対向し、第１部分、第２部分、及び第３部分を有するパッチ導体と、前記接地導体と前記パッチ導体の間に形成された第１絶縁層と、前記第１部分に接続され、第１導体パターンで形成された分布定数フィルタと、を備え、前記第１部分は前記第２部分と前記第３部分の間を延伸するように形成され、前記第１部分の延伸方向に垂直な方向において、前記第１部分は前記第２部分及び前記第３部分より短く、前記第１部分の延伸方向における前記第１部分の長さは実質的にλｇ1／２に等しく、λｇ1は、基本波が前記第１部分を前記第１部分の延伸方向に伝搬する場合の前記基本波の実効波長であり、前記分布定数フィルタは、前記第１部分を前記第１部分の延伸方向に伝搬する前記基本波を通過させ、前記第１部分を前記第１部分の延伸方向に伝搬する不要波を減衰させる。
　本発明によれば、高い放射効率と大きなフィルタの減衰量を両立させることができるマイクロストリップアンテナを実現できる。
図１（Ａ）は本発明の第１実施形態に係るマイクロストリップアンテナ１０の平面図である。図１（Ｂ）はマイクロストリップアンテナ１０のＡ－Ａ断面図である。 図２は、マイクロストリップアンテナ１０、及び第１比較例のマイクロストリップの反射減衰量の周波数特性を例示するグラフである。 図３は、マイクロストリップアンテナ１０、第１比較例のマイクロストリップアンテナ、及び第２比較例のマイクロストリップアンテナの２次高調波減衰量及び放射効率を例示するグラフである。 図４（Ａ）は本発明の第２実施形態に係るマイクロストリップアンテナ３０の平面図である。図４（Ｂ）はマイクロストリップアンテナ３０のＢ－Ｂ断面図である。 図５（Ａ）は本発明の第３実施形態に係るマイクロストリップアンテナ５０の平面図である。図５（Ｂ）はマイクロストリップアンテナ５０のＣ－Ｃ断面図である。 図６は、パッチ導体６０が図示されていないマイクロストリップアンテナ５０の平面図である。
　以降、本発明の複数の実施形態を示す。それぞれの実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせが可能である。それぞれの実施形態では、その実施形態以前に説明した点と異なる点について説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１実施形態》
　図１（Ａ）は本発明の第１実施形態に係るマイクロストリップアンテナ１０の平面図である。図１（Ｂ）はマイクロストリップアンテナ１０のＡ－Ａ断面図である。マイクロストリップアンテナ１０は、接地導体１１、パッチ導体２０、絶縁層１２、及び分布定数フィルタ１３を備える。パッチ導体２０は、第１部分２１、第２部分２２、第３部分２３、及び複数のスタブ２４を有する。スタブ２４は本発明の「第１導体パターン」の一例である。絶縁層１２は本発明の「第１絶縁層」の一例である。
　パッチ導体２０は接地導体１１に対向するように配置される。これにより、パッチ導体２０の全面が接地導体１１に対向する。パッチ導体２０は、例えばスペーサ（図示せず）によって接地導体１１に対して間隔をあけて固定される。絶縁層１２は、空気層であり、接地導体１１とパッチ導体２０の間に形成される。パッチ導体２０の第１部分２１はパッチ導体２０の第２部分２２とパッチ導体２０の第３部分２３の間をｘ軸方向に延伸するように形成される。ｘ軸方向に垂直なｙ軸方向において、第１部分２１は第２部分２２及び第３部分２３より短い。分布定数フィルタ１３は、スタブ２４で構成され、第１部分２１に接続される。そして、分布定数フィルタ１３は、第１部分２１を第１部分２１の延伸方向に伝搬する基本波を通過させ、第１部分２１を第１部分２１の延伸方向に伝搬する所定の高調波を減衰させる。高調波は本発明の「不要波」の一例である。
　なお、絶縁層１２は、空気層に代えて、絶縁体材料で形成されてもよい。
　また、分布定数フィルタ１３は、２次高調波を減衰させてもよいし、より高次の高調波を減衰させてもよい。
　また、変形例において、分布定数フィルタ１３は、例えば２次高調波と３次高調波の両方を減衰させてもよい。
　また、変形例において、分布定数フィルタ１３は、高調波以外のスプリアスを減衰させてもよい。
　パッチ導体２０は、長方形をその長方形の向かい合う辺の中央からその長方形の中央に向けて切り欠いた形状、即ちほぼＨ型の形状を有する。第１部分２１は、細長い形状を有し、ｘ軸方向に延伸する。第２部分２２及び第３部分２３は長方形の形状を有し、その長方形は、ｘ軸方向に平行な２辺と、ｙ軸方向に平行な２辺とを有する。
　ｘ軸方向における第１部分２１の長さＬ１はλｇ1／２である。ｘ軸方向における第２部分２２の長さＬ２はλｇ2／２である。ｘ軸方向における第３部分２３の長さＬ３はλｇ3／２である。ｙ軸方向における第２部分２２及び第３部分２３の長さＬ４はλｇ4／２以上である。ここで、λｇ1、λｇ2、及びλｇ3は、それぞれ、基本波が第１部分２１、第２部分２２、及び第３部分２３をｘ軸方向に伝搬する場合の実効波長である。λｇ4は、基本波が第２部分２２又は第３部分２３をｙ軸方向に伝搬する場合の実効波長である。
　なお、第１部分２１、第２部分２２、及び第３部分２３の寸法は、多少、上記の値と異なってもよい。
　第２部分２２及び第３部分２３はそれぞれスリット２５及びスリット２６を有する。スリット２６は給電点１５の近くに形成される。
　なお、スリット２５，２６は、必須ではなく、形成されなくてもよい。
　パッチ導体２０は給電ピン１４によって給電される。給電点１５は例えばパッチ導体２０の第３部分２３に位置する。
　給電が行われると、パッチ導体２０にｘ軸方向に電流が流れる。第１部分２１に流れる電流は、第２部分２２及び第３部分２３に流れる電流と逆の位相を有する。その結果、第１部分２１は、メインローブに寄与せず、サイドローブを引き起こす。このため、第１部分２１は、放射に寄与せず、伝送線路として働く。そして、第２部分２２及び第３部分２３が放射素子として働く。
　マイクロストリップアンテナ１０では、パッチ導体に切欠きを有しない方形マイクロストリップアンテナと比較して、ｘ軸方向におけるパッチ導体の中央部分（第１部分２１に相当する部分）のｙ軸方向における長さが短い。このため、当該中央部分が、より高い特性インピーダンスを有し、電流をより流しにくくなる。それ故、より低いサイドローブレベルが得られる。
　また、マイクロストリップアンテナ１０は、放射素子として働く第２部分２２及び第３部分２３を有するが、アレイアンテナに設けられるような電力分配器を必要としない。このため、マイクロストリップアンテナ１０では、アンテナ素子として方形マイクロストリップアンテナを有するアレイアンテナと比較して、電力分配器で生じる損失がなく、高い放射効率が得られる。
　スタブ２４は、ｘ軸方向に延伸する第１部分２１から分岐するように形成される。スタブ２４は、開放端を有し、さらに高調波の実効波長の１／４の長さを有する。即ち、スタブ２４は高調波に対して１／４波長開放スタブである。これからわかるように、分布定数フィルタ１３は、伝送線路として働く第１部分２１に直列に接続され、基本波を通過させ、高調波を阻止する帯域阻止フィルタである。また、分布定数フィルタ１３は高調波の周波数で共振する共振器でもある。
　なお、分布定数フィルタ１３は、分布定数線路で構成された低域通過フィルタ又は帯域通過フィルタでもよい。また、分布定数フィルタ１３は、基本波より低い周波数のスプリアスを減衰させる場合、分布定数線路で構成された高域通過フィルタでもよい。
　図２は、マイクロストリップアンテナ１０、及び第１比較例のマイクロストリップの反射減衰量の周波数特性を例示するグラフである。第１比較例のマイクロストリップアンテナは、分布定数フィルタ１３を有しない点を除いて、マイクロストリップアンテナ１０と同様に構成される。図２に示したグラフは電磁界シミュレーションによる計算結果である。また、図２に示したｆ0は基本波の周波数である。図２に示すように、マイクロストリップアンテナ１０では、第１比較例のマイクロストリップアンテナと比較して、２次高調波の周波数２ｆ0における反射減衰量が小さい。
　図３は、マイクロストリップアンテナ１０、第１比較例のマイクロストリップアンテナ、及び第２比較例のマイクロストリップアンテナの２次高調波減衰量及び放射効率を例示するグラフである。第２比較例のマイクロストリップアンテナは、非特許文献１に示されるように、基本モードの電流線に沿ったスリットを有する円形のパッチを備える。図３に示すように、マイクロストリップアンテナ１０では、第１比較例及び第２比較例のマイクロストリップアンテナと比較して、２次高調波減衰量が大きく、第２比較例のマイクロストリップアンテナと比較して、放射効率が高い。このように、マイクロストリップアンテナ１０は、大きい２次高調波減衰量と高い放射効率を両立させることができる。
　第１実施形態によれば、高調波のような不要波を減衰させる分布定数フィルタ１３が、放射に寄与せず、伝送線路として働くパッチ導体２０の第１部分２１に接続される。このため、アンテナからの放射は分布定数フィルタ１３の影響を受けず、かつ共振器としてのパッチ導体２０の全体において不要波が減衰される。それ故、放射効率が低下せず、かつアンテナのフィルタ機能が向上する。従って、高い放射効率と大きいフィルタの減衰量を両立させることができるマイクロストリップアンテナを実現できる。
《第２実施形態》
　図４（Ａ）は本発明の第２実施形態に係るマイクロストリップアンテナ３０の平面図である。図４（Ｂ）はマイクロストリップアンテナ３０のＢ－Ｂ断面図である。マイクロストリップアンテナ３０は第１の実施形態に係るマイクロストリップアンテナ１０と次の点で異なる。即ち、マイクロストリップアンテナ３０は、絶縁層１２に代えて絶縁層３２を備え、パッチ導体２０に代えてパッチ導体４０を備える。
　パッチ導体４０の第１部分２１及びスタブ２４に面する絶縁層３２の厚みｈ１は、パッチ導体４０の第２部分２２及び第３部分２３に面する絶縁層３２の厚みｈ２より薄い。換言すれば、パッチ導体４０の第１部分２１及びスタブ２４と接地導体１１との間の距離は、パッチ導体４０の第２部分２２及び第３部分２３と接地導体１１との間の距離より短い。
　パッチ導体４０は、例えば、板金加工等によって導体板を折り曲げることで製作される。
　絶縁層３２の厚みｈ１は、大きいフィルタの減衰量が得られるように選択される。より具体的に、絶縁層３２の厚みｈ１は設計上の制約を満たした上で極力薄いほうがよい。絶縁層３２の厚みｈ２は、高い放射効率が得られるように選択される。例えば、使用周波数が５ＧＨｚ帯にある場合、適切な絶縁層３２の厚みｈ１は約０．４ｍｍであり、適切な絶縁層３２の厚みｈ２は約１．５ｍｍである。
　第２実施形態によれば、分布定数フィルタ１３の形成された箇所において、絶縁層３２が薄く設定される。このため、共振器としての分布定数フィルタ１３の無負荷Ｑが高くなる。それ故、分布定数フィルタ１３は、より急峻な共振特性、即ちより急峻なフィルタ特性を有する。従って、より大きいフィルタの減衰量が得られる。
　また、放射素子として働く第２部分２２及び第３部分２３の形成された箇所と、分布定数フィルタ１３の形成された箇所において、絶縁層３２の厚みが個別に設定されるので、放射効率は低下しない。
　第２実施形態は、適切な絶縁層３２の厚みの差が顕著になる使用周波数帯、具体的に、適切な絶縁層３２の厚みの差が１ｍｍ程度以上になる５ＧＨｚ帯以下の使用周波数帯で、特に有効である。
《第３実施形態》
　図５（Ａ）は本発明の第３実施形態に係るマイクロストリップアンテナ５０の平面図である。図５（Ｂ）はマイクロストリップアンテナ５０のＣ－Ｃ断面図である。図６はパッチ導体６０が図示されていないマイクロストリップアンテナ５０の平面図である。
　マイクロストリップアンテナ５０は第２の実施形態に係るマイクロストリップアンテナ３０と次の点で異なる。即ち、マイクロストリップアンテナ５０は、パッチ導体４０に代えてパッチ導体６０を備え、絶縁層３２に代えて絶縁層５２を備え、分布定数フィルタ１３に代えて分布定数フィルタ５３を備える。さらに、マイクロストリップアンテナ５０は絶縁体基板５６及び導体パターン５８を備える。導体パターン５８は本発明の「第２導体パターン」の一例である。
　パッチ導体６０は第１部分２１に代えて第１部分６１を有する。第１部分６１は、ｘ軸方向における位置に従って変化する幅を有する。接地導体１１は絶縁体基板５６の一方面に形成される。導体パターン５８は絶縁体基板５６の他方面に形成される。導体パターン５８は、ｘ軸方向に延伸し、ｘ軸方向における位置に従って変化する幅を有する。導体パターン５８は、例えば、エッチング技術によってプリント基板上の銅箔をパターニングすることで形成される。パッチ導体６０の第１部分６１は、導体パターン５８上に配置され、半田付け等によって導体パターン５８に接続される。分布定数フィルタ５３は、互いに接続されたパッチ導体６０の第１部分６１と導体パターン５８によって、Stepped Impedance型の低域通過フィルタとして構成される。分布定数フィルタ５３は、基本波を通過させ、高帯域のスプリアスを減衰させる。
　なお、分布定数フィルタ５３は、マイクロストリップ線路で構成されているが、分布定数フィルタ５３はコプレーナ導波路又は他の分布定数線路で構成されてもよい。
　パッチ導体６０の第１部分６１及び導体パターン５８で構成される部分に面する絶縁層５２は絶縁体基板５６で構成される。パッチ導体６０の第２部分２２及び第３部分２３に面する絶縁層５２は絶縁体基板５６及び空気層５７で構成される。空気層５７は本発明の「第２絶縁層」の一例である。空気層５７の厚みｈ４は絶縁体基板５６の厚みｈ３と同等以上である。
　なお、絶縁層５２は、空気層５７に代えて、絶縁体材料で形成された層を有してもよい。
　使用周波数帯がマイクロ波帯のような高周波数帯である場合、分布定数フィルタの導体パターンが微細となるため、その導体パターンをパッチ導体に一体的に形成することが困難となる。第３実施形態によれば、導体パターン５８は絶縁体基板５６上に形成される。このため、エッチング技術によって導体パターン５８を微細に形成できる。それ故、使用周波数帯が高周波数帯である場合でも、分布定数フィルタ５３を容易に制作できる。
　また、放射素子として働く第２部分２２及び第３部分２３の形成された箇所おいて、絶縁層５２は絶縁体基板５６及び絶縁体基板５６と同等以上の厚みの空気層のような絶縁層から構成される。このため、分布定数フィルタ５３の導体パターンを絶縁体基板５６に形成しても、放射素子として働く第２部分２２及び第３部分２３の放射効率を高く設定できる。
　従って、使用周波数帯が高周波数帯である場合でも、優れたフィルタ機能を有するマイクロストリップアンテナを実現できる。
　また、パッチ導体６０は半田付け等によって導体パターン５８に固定される。このため、スペーサのようなパッチ導体６０の保持構造は不要である。
１０，３０，５０…マイクロストリップアンテナ
１１…接地導体
１２，３２，５２…絶縁層
１３，５３…分布定数フィルタ
１４…給電ピン
１５…給電点
２０，４０，６０…パッチ導体
２１，６１…第１部分
２２…第２部分
２３…第３部分
２４…スタブ
２５，２６…スリット
５６…絶縁体基板
５７…空気層
５８…導体パターン

Claims (8)

  1. 　接地導体と、
    　前記接地導体に対向し、第１部分、第２部分、及び第３部分を有するパッチ導体と、
    　前記接地導体と前記パッチ導体の間に形成された第１絶縁層と、
    　前記第１部分に接続され、第１導体パターンで形成された分布定数フィルタと、を備え、
    　前記第１部分は前記第２部分と前記第３部分の間を延伸するように形成され、
    　前記第１部分の延伸方向に垂直な方向において、前記第１部分は前記第２部分及び前記第３部分より短く、
    　前記第１部分の延伸方向における前記第１部分の長さは実質的にλｇ1／２に等しく、λｇ1は、基本波が前記第１部分を前記第１部分の延伸方向に伝搬する場合の前記基本波の実効波長であり、
    　前記分布定数フィルタは、前記第１部分を前記第１部分の延伸方向に伝搬する前記基本波を通過させ、前記第１部分を前記第１部分の延伸方向に伝搬する不要波を減衰させる、マイクロストリップアンテナ。
  2. 　前記分布定数フィルタは、前記不要波の実効波長の１／４の長さを有する開放スタブで構成される、請求項１に記載のマイクロストリップアンテナ。
  3. 　前記分布定数フィルタは前記不要波の周波数で共振する共振器を含む、請求項１又は２に記載のマイクロストリップアンテナ。
  4. 　前記第１導体パターンに面する前記第１絶縁層は、前記第２部分及び前記第３部分に面する前記第１絶縁層より薄い、請求項１から３の何れかに記載のマイクロストリップアンテナ。
  5. 　絶縁体基板と、
    　前記絶縁体基板に形成され、前記第１導体パターンの少なくとも一部を含む第２導体パターンと、を備え、
    　前記接地導体は前記絶縁体基板の一方面に形成され、前記第２導体パターンは前記絶縁体基板の他方面に形成され、
    　前記第１部分は前記第２導体パターン上に配置され、
    　前記第２部分及び前記第３部分に面する前記第１絶縁層は、前記絶縁体基板及び前記絶縁体基板と同等以上の厚みの第２絶縁層から構成される、請求項１から４の何れかに記載のマイクロストリップアンテナ。
  6. 　前記第２絶縁層は空気層である、請求項５に記載のマイクロストリップアンテナ。
  7. 　前記第１部分は第１方向に延伸し、
    　前記第２部分及び前記第３部分は長方形の形状を有し、前記長方形は、前記第１方向に平行な２辺と、前記第１方向に垂直な第２方向に平行な２辺とを有し、
    　前記第１方向における前記第２部分の長さは実質的にλｇ2／２に等しく、λｇ2は、前記基本波が前記第２部分を前記第１方向に伝搬する場合の前記基本波の実効波長であり、
    　前記第１方向における前記第３部分の長さは実質的にλｇ3／２に等しく、λｇ3は、前記基本波が前記第３部分を前記第１方向に伝搬する場合の前記基本波の実効波長である、請求項１から６の何れかに記載のマイクロストリップアンテナ。
  8. 　単一の周波数で使用されるように構成された、請求項１から７の何れかに記載のマイクロストリップアンテナ。
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