WO2023099347A1 - Procede de detection de geste, destine notamment au pilotage d'un ouvrant de vehicule automobile - Google Patents

Procede de detection de geste, destine notamment au pilotage d'un ouvrant de vehicule automobile Download PDF

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WO2023099347A1
WO2023099347A1 PCT/EP2022/083267 EP2022083267W WO2023099347A1 WO 2023099347 A1 WO2023099347 A1 WO 2023099347A1 EP 2022083267 W EP2022083267 W EP 2022083267W WO 2023099347 A1 WO2023099347 A1 WO 2023099347A1
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WO
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target
pulse signal
distance
value
signal
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Application number
PCT/EP2022/083267
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Wladia WASZAK
Emilie CUMINAL
Damien MESSAOUDI
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Vitesco Technologies GmbH
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    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
    • G01S13/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
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    • G—PHYSICS
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    • G01S13/93—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes
    • G01S13/931—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes of land vehicles
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    • G06F3/01—Input arrangements or combined input and output arrangements for interaction between user and computer
    • G06F3/017—Gesture based interaction, e.g. based on a set of recognized hand gestures

Definitions

  • the invention relates to a gesture detection method. Such a method is advantageously implemented, with the aim of controlling, using a predetermined gesture performed by a human operator, the opening of one or more openings of a motor vehicle, in particular the opening of the trunk or a side door.
  • the invention also covers a microcontroller, intended to be installed within a motor vehicle, and configured to implement the steps of the method according to the invention.
  • a radio frequency signal denotes a frequency signal whose carrier frequency is between 3 kHz and 300 GHz.
  • the frequency of the carrier is comprised, in the invention, between 5 GHz and 20 GHz, more preferably between 5 GHz and 10 GHz.
  • Known gesture detection methods are based on the transmission of a radiofrequency signal emitted in the direction of a target, and the reception of a return radiofrequency signal which corresponds to the reflection of the emitted radiofrequency signal, on said target.
  • the target is for example the foot of a user, performing a predetermined gesture.
  • radiofrequency signal of the pulse type consisting of so-called radiofrequency pulses, that is to say whose carrier frequency belongs to the radiofrequency spectrum.
  • Such methods can implement the measurement of a time of flight, that is to say the measurement of a duration taken by a pulse to make the round trip between a transmitting and receiving device and the target .
  • the time of flight is related to the distance traveled by the pulse by c, the speed at which light travels in vacuum. The time of flight thus makes it possible to determine the distance between the target and the transmitting and receiving device.
  • the pulses of the return radiofrequency signal are detected on an amplitude signal, time-sampled by an analog-to-digital converter.
  • the frequency of the temporal sampling defines sampling time windows, and therefore precision on the time-of-flight measurement.
  • the sampling frequency must be as high as possible.
  • Shannon's criterion fixes the maximum value of the sampling frequency at twice the highest frequency of the envelope of the pulsed signal received, that is to say twice the highest frequency of the envelope of the pulse signal emitted.
  • An objective of the present invention is to propose a solution making it possible to determine a distance to the target with improved precision (that is to say a reduced margin of error) in comparison with the solutions of the art. prior.
  • a gesture detection method using a return pulse signal resulting from the reflection on a target of a radio frequency type pulse signal emitted, the return pulse signal and the emitted pulse signal each consisting of radiofrequency type pulses, the method comprising the following steps: a) determination of an approximate distance to the target, implementing a measurement of the time shift between a pulse of the return pulse signal and the corresponding pulse of the transmitted pulse signal; b) determination of a complement of distance to the target, implementing a monitoring of phase shift values between the return pulse signal and the transmitted pulse signal; c) combining the approximate range to target and the complement of range to target to obtain an estimated range to target value; and d) repeating steps a) to c), to obtain a series of estimated target distance values, said series of values defining a gesture.
  • the transmitted pulse signal is transmitted by a transmission and reception device, and received by the same transmission and reception device.
  • a distance to the target denotes a distance between said target and the transmitting and receiving device.
  • the gesture detection method is implemented to control an opening of a motor vehicle door.
  • Step a) implements the determination of a difference between a time of reception, by the transmission and reception device, of a pulse of the return pulse signal, and a time of transmission, by the same device for transmitting and receiving, the corresponding pulse of the transmitted pulse signal. It is therefore a question of measuring a time of flight. Step a) makes it possible to obtain the value of an approximate distance to the target, with a margin of error Adi.
  • Adi c/(2*fi), with c the speed of light in vacuum, and fi the highest frequency of the envelope of the pulsed signal emitted.
  • the highest frequency of the envelope of the transmitted pulse signal is for example around 500 MHz, i.e. a margin of error of 15 cm on the value of the approximate distance to the target.
  • Step b) uses a tracking of phase shift values between the return pulse signal and the transmitted pulse signal.
  • Each phase shift value relates to the difference between the phase of a pulse of the return pulse signal, when received by the transmitting and receiving device, and the phase of the corresponding pulse of the transmitted pulse signal, as transmitted by the transmitting and receiving device.
  • Each phase shift value preferably corresponds to the low frequency component of said phase difference.
  • phase shift between the return pulse signal and the transmitted pulse signal varies by 2TI, for each variation of ⁇ 2 over the round trip distance traveled by the pulse, with ⁇ 2 the wavelength of the pulses of the pulse signal issued.
  • each increment of 2TI on the value of this phase shift corresponds to a variation of 2 on the forward distance between the transmission and reception device and the target.
  • the frequency fi of the carrier of the transmitted pulse signal is much higher than the maximum frequency fi of the envelope of the pulses, with for example a ratio greater than or equal to 10 between the two. Therefore, the margin of error in determining the complement of distance to the target is much less than the margin of error in determining the approximate distance to the target, with, for example, a ratio less than or equal to 0.1 between the two.
  • step c) the complement of distance to the target is combined with the approximate distance, to obtain an estimated value of distance to the target.
  • said combination is a sum.
  • steps a) to c) makes it possible to obtain a series of estimated values of distance to the target, defining a movement carried out by the target.
  • the method according to the invention further comprises a step of transmitting the transmitted pulse signal, and a step of receiving the return pulse signal, these steps being implemented by a transmission and reception system radiofrequency provided with at least one radiofrequency antenna.
  • step a) comprises the identification, on a temporally sampled amplitude signal, of a sampling time window receiving a local maximum of said amplitude signal.
  • phase shift values each advantageously consist of a low frequency component of a phase shift between the return pulse signal and the transmitted pulse signal.
  • the phase shift values each relate to a predetermined instant belonging to a sampling time window identified in step a).
  • Said updating may comprise the determination of a direction of movement of the target, to determine whether the update consists of adding or subtracting the elementary value of the shift of the target.
  • the determination of the direction of movement of the target implements a search for the signal which is in phase advance on the other, among the return pulse signal mixed with the transmitted pulse signal or its carrier, and the signal return pulse mixed with the transmitted pulse signal phase-shifted by 90° angle or its carrier phase-shifted by 90° angle.
  • the determination of the complement of distance to the target implements a reset to zero of the current value of the complement of distance to the target, when it has been detected, in step a), a variation of the time shift between a pulse of the return pulse signal and the corresponding pulse of the transmitted pulse signal.
  • Steps a) to c) are advantageously implemented via the implementation of the following steps, for each of a plurality of pulses of the transmitted pulse signal: i) determination of a time lag between said pulse of the transmitted pulse signal and the corresponding pulse of the return pulse signal, this time shift defining the value of the approximate distance to the target; ii) comparison between the time offset determined in step i), and a reference time offset; iii) when the time shift determined in step i) is different from the reference time shift, updating the value of the reference time shift to set it to the value determined in step i), and null value of the complement of distance to the target; iv) calculation of a phase shift value between said pulse of the transmitted pulse signal and the corresponding pulse of the return pulse signal, and use of said phase shift value to complete phase shift value tracking data; v) searching said tracking data for a new local maximum; vi) when a new local maximum is detected, determining a direction of movement of the target, and updating the value of the complement of distance to the target to increase
  • the invention also covers a microcontroller intended to be installed within a motor vehicle, the microcontroller comprising at least one processor and at least one memory, and the microcontroller being configured to implement the steps of the method according to 'invention.
  • Said microcontroller is configured to receive as input data relating to the return pulse signal and data relating to the transmitted pulse signal, and the microcontroller is further configured to provide as output said series of estimated values of the distance to the target.
  • the invention also relates to a motion detection system, configured to be installed on a motor vehicle, and which comprises:
  • a transmission and reception device configured to transmit said transmitted pulse signal and to receive said return pulse signal
  • a signal processing module connected to the transmission and reception device, and comprising a microcontroller according to the invention.
  • the invention also relates to a motor vehicle equipped with such a motion detection system.
  • FIG. 1A schematically illustrates a transmitted pulse signal and a return pulse signal, used in a method according to the invention
  • FIG. IB Figure IB schematically illustrates a pulse of the transmitted pulse signal
  • FIG. 2A schematically illustrates a pulse of the return pulse signal, temporally sampled
  • FIG. 2B schematically illustrates a matrix grouping together values relating to a plurality of pulses
  • FIG. 3 schematically illustrates a phase shift phenomenon used to determine the value of the complement of distance to the target, in the method according to the invention
  • FIG. 4 Figure 4 schematically illustrates an embodiment advantage of a method according to the invention
  • FIG. 5 schematically illustrates a tracking of phase shift values implemented in the method of FIG. 4;
  • Figure 6 schematically illustrates signals used in the method of Figure 4, to determine a direction of movement of the target
  • FIG. 7 Figure 7 schematically illustrates an example of a motion detection system according to the invention.
  • FIG. 8 Figure 8 schematically illustrates a vehicle equipped with a motion detection system according to the invention.
  • the invention relates to a gesture detection method, and uses:
  • curve 11 in solid line, represents the intensity of the pulsed signal emitted as a function of time t.
  • Curve 12 in dotted lines represents the intensity of the return pulse signal as a function of time t.
  • Figure IB illustrates in more detail one of the pulses of the transmitted pulse signal.
  • Each pulse is defined by a carrier and an envelope.
  • the carrier frequency, fi belongs to the radio frequency spectrum.
  • the carrier frequency is equal to 7.8 GHz.
  • the envelope is defined by a frequency spectrum, whose highest value, fi, is much lower than fi.
  • fi is much lower than or equal to fi/10.
  • fi is equal to 500 MHz.
  • the transmitted pulse signal is a signal modulated according to the so-called “UWB” modulation technique, for “Ultra WideBand”.
  • This modulation technique is based on the transmission of pulses of very short duration, preferably less than a nanosecond, and on a wide frequency spectrum.
  • the return pulse signal consists of pulses each defined by a carrier of frequency fi and an envelope of higher frequency fi.
  • the method according to the invention comprises the following steps: a) determining the value of an approximate distance to the target, D ap ; b) determining the value of a distance complement to the target, D c ; c) combining D ap and D c to obtain an estimated value V es t of distance to the target; and d) determining a series of estimated values V es t of distance to the target, by repeating steps a) to c).
  • Step a) is based on a measurement of a time lag between a pulse of the return pulse signal, and the corresponding pulse of the transmitted pulse signal. In particular, the time lag between the respective amplitude maxima of these two pulses is measured.
  • this involves measuring an offset between a reception time tR and a transmission time to, with: to the transmission time, by the transmission and reception device mentioned above, a given pulse of the transmitted pulse signal; and tR the time of reception, by said transmission and reception device, of the corresponding pulse of the return pulse signal.
  • Step a) uses the return pulse signal, after it has been temporally sampled by an analog-to-digital converter, within the transmission and reception device.
  • a pulse of the return pulse signal, time-sampled, has been schematically represented.
  • the sampling frequency of the return pulse signal is denoted f ec h.
  • the maximum value that f ec h can take is equal to twice fi (highest frequency of the envelope of the return pulse signal, considered as equal to the highest frequency of the transmitted pulse signal).
  • fi 500 MHz
  • ie f ec h 1GHz.
  • fech fixes the width Ati of the sampling time windows, associated with the time sampling of the return pulse signal.
  • Ati l/fech.
  • Ati corresponds to a margin of error on the determination of the time shift between a pulse of the return pulse signal, and the corresponding pulse of the transmitted pulse signal.
  • the duration and distance values are linked together by the value c of the speed of light in vacuum.
  • the time shift between a pulse of the return pulse signal and the corresponding pulse of the transmitted pulse signal is associated with a spatial shift between the transmission and reception device and the target.
  • This spatial offset defines the value of the approximate distance D ap .
  • the margin of error Ati on the determination of the time shift is therefore associated with a margin of error Adi on the determination of the approximate distance D ap .
  • Adi 15 cm.
  • the approximate distance D ap in step a) corresponds to the distance current between the transmitting and receiving device and the target, with a margin of error Adi.
  • Figure 2 A we have identified:
  • the instant to can be defined from a pulse emission start instant and a pulse repetition frequency.
  • This very high intensity signal corresponds to a part of the transmitted pulse which is detected directly by the transmission and reception device, without having first been reflected by the target.
  • Step a) can be implemented from data formed into a matrix.
  • a matrix is illustrated in FIG. 2B. It is defined by: a first dimension, called “CIR index”, or CIR index, corresponding to the count of the pulses of the transmitted pulse signal, where each transmission of a new pulse increments the value of the CIR index by one unit; a second dimension, called “tap num”, corresponding, for each CIR index, to the time axis divided into sampling windows; a third dimension, called
  • the signal measured by the transmission and reception device can include the return pulse signal as well as the very high intensity signal as mentioned above.
  • the first and second dimensions together correspond to a folding of the time axis, to define a new origin of time at each new emission of a pulse of the transmitted pulse signal.
  • This folding of the time axis makes it possible to obtain directly, by identifying the time window receiving a signal amplitude peak, the desired time shift.
  • Figure 3 schematically illustrates the transmission and reception device 110 mentioned above, and the target 20.
  • the phase of a pulse of the return pulse signal, at the transmission and reception device 110 comprises a high frequency component and a low frequency component.
  • the high frequency component is influenced by the speed of the target 20 (Doppler effect).
  • the bass component frequency is influenced by the distance between the transmission and reception device 110 and the target 20. In the invention, we are more particularly interested in the low frequency component of the phase.
  • This low-frequency component varies continuously, as the pulse moves from the transmission and reception device 110 to the target 20, then from the target 20 to the transmission device and reception 110. Each time the pulse travels a distance X2, the low frequency component of its phase varies by 2TI, with X2 the wavelength of a pulse of the transmitted pulse signal (related to the frequency of its carrier).
  • Step b) implements monitoring of phase shift values between the return pulse signal and the transmitted pulse signal.
  • This monitoring therefore makes it possible to monitor the evolution of a value of the complement of distance to the target.
  • the value of the complement of distance to the target is modified by Ad2 each time a phase variation of 2TI is detected.
  • the complement of distance to the target takes the value zero, at a time when the approximate distance D ap changes value.
  • a point of origin is thus fixed, from which the complement of distance to the target is defined.
  • each pulse of the transmitted pulse signal relates to a phase shift value. Several successive pulses are therefore necessary before being able to identify a phase shift of 27t.
  • the method then comprises a step c) of combining the value determined in step a), with the value determined in step b), to obtain an estimated distance value to the target.
  • steps a) to c) make it possible to determine a distance value to the target.
  • Steps a) to c) are repeated several times, so as to determine a series of target distance values together defining a movement of the target.
  • the method of FIG. 4 comprises the steps described below, implemented by a microcontroller, and for each of a plurality of pulses of the transmitted pulse signal.
  • the microcontroller acquires data relating to the considered pulse of the transmitted pulse signal, and data relating to the corresponding pulse of the return pulse signal. These data are advantageously provided by a radar chip, which comprises, at least, an electronic oscillator, a radio frequency transmission and reception antenna, and a signal processing module.
  • said data comprises:
  • the signals I(t) and Q(t) are advantageously formed at the level of the signal processing module, in the radar chip.
  • the microcontroller uses the data acquired to determine a current value of a time lag between a time of emission of the considered pulse of the transmitted pulse signal and a time of reception of the corresponding pulse of the return pulse signal.
  • This time offset defines a current value of the approximate distance to the target, the notions of duration and distance being linked.
  • the microcontroller uses said acquired data in the form of a signal relating to the amplitude of the return pulse signal, in absolute value.
  • the absolute value of the amplitude of the return pulse signal is defined by the square root of F(t)+Q 2 (t).
  • Step E2 includes identification of a sampling time window associated with a signal amplitude greater than or equal to a predetermined threshold.
  • step E2 is implemented using a matrix as described above, in which the time axis is folded.
  • the identified sampling time window directly defines the desired time offset.
  • the microcontroller compares the current value of the time shift, determined in step E2, with a reference time shift (preferably stored in a memory of the microcontroller).
  • the microcontroller compares the current value of the approximate distance to the target, with an approximate reference distance.
  • the microcontroller updates the value of the reference time shift, to put it at said current value. Furthermore, the microcontroller updates a current value of distance complement to the target, to set it to zero.
  • the method can use a period counter, to count down a number of local maxima on a monitoring of phase shift values (see below).
  • the microcontroller also updates a current value of the period counter, to set it to zero.
  • Step E5 is implemented after step E4, or directly after step E3 if the current value of the time offset obtained in step E2 is equal to the reference time offset.
  • step E5 the microcontroller calculates the current value of the low frequency component of a phase difference between the considered pulse of the transmitted pulse signal, and the corresponding pulse of the return pulse signal.
  • Said current value of the low-frequency phase shift component is calculated from the values of I(t) and Q(t), at a time ti of the sampling time window identified in step E2.
  • ti preferably corresponds to the instant at which said sampling time window begins. If necessary, the respective derivatives of I(t) and Q(t) can instead be used to eliminate the offsets, or continuous shifts.
  • Said current value of the low-frequency phase-shift component, ⁇ b(ti), is stored in a memory of the microcontroller, and completes phase-shift value monitoring data.
  • the arctan function varies from -7t/2 to +K/2, so that there may be an uncertainty about the value of (p(t). This uncertainty can be removed by determining, from the sign of I(t) and the sign of Q(t), in which quarter of the trigonometric circle is located (p(t) (I(t) corresponding to a real part of the phase, and Q(t) to an imaginary part of the sentence).
  • the microcontroller searches, on said phase shift value tracking data, for the presence of a new local maximum.
  • the microcontroller can compare a total number of local maxima on said data, with a previous count of this number of maxima.
  • the microcontroller can use for this a period counter as defined above.
  • Each local maximum corresponds to a phase shift of 2n on the value of ⁇ b(t).
  • FIG. 5 shows a curve showing the evolution of ⁇ b(t) as a function of time. On this curve, each local maximum 51 corresponds to a distance variation equal to Ad2 in absolute value.
  • the target has moved by Ad2 in absolute value.
  • the microcontroller determines the direction of this movement.
  • This determination can be based on a fast Fourier transform, to determine the sign of the Doppler frequency in the high frequency component of the phase shift.
  • this determination can implement a search for that, among the signals I(t) and Q(t), which first forms a new local maximum.
  • FIG. 6 illustrates a curve 61, representing the signal I(t) as a function of time (here the derivative of the signal I(t), to remove the offsets), and a curve 62 representing the signal Q(t) as a function of time (here the derivative of the signal Q(t), to remove the offsets).
  • the signal Q(t) is in phase advance on the signal I(t), which corresponds to a target which is approaching the transmission and reception device (positive direction of movement ).
  • the signal I(t) is in phase advance on the signal Q(t), which corresponds to a target which moves away from the transmission and reception device (negative direction of movement) .
  • step E8 After step E8, respectively E9, or after step E6 if the appearance of a new local maximum is not detected, the microcontroller adds the current value of approximate distance to the target, determined in step E2, with the current value of the complement of distance to the target, determined in step E8, respectively E9, respectively E6.
  • the result of this addition forms an estimated distance to target value.
  • Steps E1 to E10 are implemented several times to determine a series of estimated target distance values, together defining a movement performed by the target.
  • the invention also covers a microcontroller configured to implement the steps of a method according to the invention.
  • a microcontroller comprises: input and output interfaces, configured so that the microcontroller receives as input data relating to the transmitted pulse signal and to the return pulse signal (advantageously in the form of signals I(t) and Q(t) such as defined above) and outputs estimated range values to the target, at least one processor, and at least one memory, storing a computer program product comprising instructions which, when the program is executed by the at least one processor, lead the latter to implement the method according to the invention.
  • the at least one memory also stores data such as a current value of the approximate distance to the target, a current value of the complement of distance to the target, and a reference time offset
  • FIG. 7 schematically illustrates a motion detection system 700 according to the invention.
  • System 700 includes:
  • a transmission and reception device 710 configured to transmit the transmitted pulse signal and to receive the return pulse signal
  • a signal processing module 720 connected to the transmission and reception device, and comprising, at least, a microcontroller of the invention.
  • the transmission and reception device 710 comprises at least one radio frequency antenna.
  • the signal processing module 720 is configured to receive data relating to the transmitted pulse signal and data relating to the return pulse signal as input, and to implement a first processing operation making it possible to obtain the signals I (t) and Q(t) defined above.
  • the signal processing module 720 is further configured to implement a second processing, using the signals I(t) and Q(t) to provide estimated values V es t of distance to the target.
  • the first processing can be implemented within a first microcontroller, belonging to a radar chip which also comprises the device 710 for transmission and reception.
  • the second processing can be implemented within a microcontroller according to the invention, separate from said first microcontroller.
  • the microcontroller according to the invention can be integrated close to the radar chip, within a motor vehicle.
  • the microcontroller according to the invention can be remote from the radar chip, and belong to a motor vehicle central control unit.
  • the first processing and the second processing are implemented by the same and unique microcontroller.
  • Figure 8 schematically illustrates a motor vehicle 80 equipped with the system 700 for motion detection.
  • the invention is advantageously implemented within a motor vehicle, to detect a predetermined movement made by a user, said movement being intended to control an opening of an opening of the vehicle.
  • the opening is for example, but not limited to, the opening of the trunk, or a side door.
  • the predetermined movement is for example a rocking of the foot.
  • the pulses considered can be formed by the concatenation of elementary pulses belonging to the same frame.

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Abstract

Procédé de détection de geste mis en œuvre pour piloter l'ouverture d'un ouvrant de véhicule automobile, le procédé utilisant un signal impulsionnel retour (12) issu de la réflexion sur une cible d'un signal impulsionnel émis (11), le signal impulsionnel retour et le signal impulsionnel émis étant chacun constitués d'impulsions radiofréquences, le procédé comportant les étapes suivantes : a) détermination d'une distance approximative à la cible (20), via une mesure de décalage temporel entre une impulsion du signal impulsionnel retour (12) et l'impulsion correspondante du signal impulsionnel émis (11); b) détermination d'une distance complémentaire à la cible, via un suivi de valeurs de déphasage entre le signal impulsionnel retour (12) et le signal impulsionnel émis (11); c) combinaison de la distance approximative à la cible et de la distance complémentaire à la cible, pour obtenir une valeur estimée de la distance à la cible (Vest). De préférence, la détection de geste est utilisée pour piloter une ouverture d'un ouvrant de véhicule automobile.

Description

Description
PROCEDE DE DETECTION DE GESTE, DESTINE NOTAMMENT AU PILOTAGE D’UN OUVRANT DE VEHICULE AUTOMOBILE
Domaine technique
[0001] L’invention concerne un procédé de détection de geste. Un tel procédé est avantageusement mis en œuvre, dans le but de piloter, à l’aide d’un geste prédéterminé effectué par un opérateur humain, l’ouverture d’un ou plusieurs ouvrants d’un véhicule automobile, notamment l’ouverture de la malle arrière ou d’une portière latérale. L’invention couvre également un microcontrôleur, destiné à être installé au sein d’un véhicule automobile, et configuré pour mettre en œuvre les étapes du procédé selon l’invention.
Etat de la technique
[0002] On connaît dans l’art antérieur différents procédés de détection de geste basés sur l’émission et la réception de signaux radiofréquence, pour piloter l’ouverture d’un ouvrant de véhicule automobile.
[0003] Dans tout le texte, un signal radiofréquence désigne un signal fréquentiel dont la fréquence de la porteuse est comprise entre 3 kHz et 300 GHz. De préférence, la fréquence de la porteuse est comprise, dans l’invention, entre 5 GHz et 20 GHz, plus préférentiellement entre 5 GHz et 10 GHz.
[0004] Des procédés connus de détection de geste sont basés sur l’émission d’un signal radiofréquence émis en direction d’une cible, et la réception d’un signal radiofréquence retour qui correspond à la réflexion du signal radiofréquence émis, sur ladite cible. La cible est par exemple le pied d’un utilisateur, effectuant un geste prédéterminé.
[0005] Il est connu également, dans ces procédés, d’utiliser un signal radiofréquence de type impulsionnel, constitué d’impulsions dites radiofréquence, c’est-à-dire dont la fréquence de porteuse appartient au spectre radiofréquence. De tels procédés peuvent mettre en œuvre la mesure d’un temps de vol, c’est-à-dire la mesure d’une durée mise par une impulsion effectuer l’aller-retour entre un dispositif d’émission et réception et la cible. Le temps de vol est relié à la distance parcourue par l’impulsion par c, la vitesse de déplacement de la lumière dans le vide. Le temps de vol permet ainsi de déterminer la distance entre la cible et le dispositif d’émission et réception.
[0006] En pratique, les impulsions du signal radiofréquence retour sont détectées sur un signal d’amplitude, échantillonné temporellement par un convertisseur analogique numérique. La fréquence de l’échantillonnage temporel définit des fenêtres temporelles d’échantillonnage, et donc une précision sur la mesure du temps de vol. Afin de maximiser cette précision, la fréquence d’échantillonnage doit être la plus élevée possible. Or, le critère de Shannon fixe la valeur maximale de la fréquence d’échantillonnage à deux fois la plus haute fréquence de l’enveloppe du signal impulsionnel reçu, c’est-à-dire deux fois la plus haute fréquence de l’enveloppe du signal impulsionnel émis.
[0007] Une valeur typique de la plus haute fréquence de l’enveloppe du signal impulsionnel émis est 500 MHz, ce qui correspond à une valeur maximale de la fréquence d’échantillonnage égale à fech=l GHz. Cela correspond à une marge d’erreur AdAR= c/fech sur la détermination de la distance aller-retour à la cible, soit une marge d’erreur Adi= c/2*fech=15 cm sur la distance aller à la cible.
[0008] Un objectif de la présente invention est de proposer une solution permettant de déterminer une distance à la cible avec une précision améliorée (c’est-à-dire une marge d’erreur réduite) en comparaison avec les solutions de l’art antérieur.
Exposé de l’invention
[0009] Cet objectif est atteint avec un procédé de détection de geste, utilisant un signal impulsionnel retour issu de la réflexion sur une cible d’un signal impulsionnel émis de type radiofréquence, le signal impulsionnel retour et le signal impulsionnel émis étant chacun constitués d’impulsions de type radiofréquence, le procédé comportant les étapes suivantes : a) détermination d’une distance approximative à la cible, mettant en œuvre une mesure de décalage temporel entre une impulsion du signal impulsionnel retour et l’impulsion correspondante du signal impulsionnel émis; b) détermination d’un complément de distance à la cible, mettant en œuvre un suivi de valeurs de déphasage entre le signal impulsionnel retour et le signal impulsionnel émis ; c) combinaison de la distance approximative à la cible et du complément de distance à la cible, pour obtenir une valeur estimée de distance à la cible ; et d) répétition des étapes a) à c) , pour obtenir une série de valeurs estimées de distance à la cible, ladite série de valeurs définissant un geste.
[0010] Lesdites étapes sont avantageusement mises en œuvre au sein d’un microcontrôleur.
[0011] Le signal impulsionnel émis est émis par un dispositif d’émission et réception, et reçu par le même dispositif d’émission et réception.
[0012] Dans tout le texte, une distance à la cible désigne une distance entre ladite cible, et le dispositif d’émission et réception. [0013] De préférence, le procédé de détection de geste est mis en œuvre pour piloter une ouverture d’un ouvrant de véhicule automobile.
[0014] L’étape a) met en œuvre la détermination d’un écart entre un instant de réception, par le dispositif d’émission et réception, d’une impulsion du signal impulsionnel retour, et un instant d’émission, par le même dispositif d’émission et réception, de l’impulsion correspondante du signal impulsionnel émis. Il s’agit donc de mesurer un temps de vol. L’étape a) permet d’obtenir la valeur d’une distance approximative à la cible, avec une marge d’erreur Adi.
[0015] Comme expliqué en introduction, on a :
[Maths 1]
Adi= c/(2*fi), avec c la célérité de la lumière dans le vide, et fi la plus haute fréquence de l’enveloppe du signal impulsionnel émis.
[0016] La plus haute fréquence de l’enveloppe du signal impulsionnel émis est par exemple d’environ 500 MHz, soit une marge d’erreur de 15 cm sur la valeur de la distance approximative à la cible.
[0017] L’étape b) utilise un suivi de valeurs de déphasage entre le signal impulsionnel retour et le signal impulsionnel émis. Chaque valeur de déphasage se rapporte à la différence entre la phase d’une impulsion du signal impulsionnel retour, à réception par le dispositif d’émission et réception, et la phase de l’impulsion correspondante du signal impulsionnel émis, telle qu’émise par le dispositif d’émission et réception. Chaque valeur de déphasage correspond de préférence à la composante basse fréquence de ladite différence de phase.
[0018] La valeur du déphasage entre le signal impulsionnel retour et le signal impulsionnel émis varie de 2TI, pour chaque variation de À2 sur la distance aller- retour parcourue par l’impulsion, avec À2 la longueur d’onde des impulsions du signal impulsionnel émis.
[0019] Ainsi, chaque incrément de 2TI sur la valeur de ce déphasage correspond à une variation de 2 sur la distance aller entre le dispositif d’émission et réception et la cible.
[0020] En décomptant les incréments de 2TI sur ladite valeur du déphasage, on décompte donc des variations de 2 sur la distance à la cible. Le résultat du décompte de ces variations définit la valeur du complément de distance à la cible.
[0021] Le complément de distance à la cible présente donc une marge d’erreur Ad2 définie par : [Maths 2]
Ad2= 2=c/(2*f2), avec c la célérité de la lumière dans le vide, et f2 la fréquence la porteuse du signal impulsionnel émis.
[0022] La fréquence fi de la porteuse du signal impulsionnel émis est bien supérieure à la fréquence maximale fi de l’enveloppe des impulsions, avec par exemple un rapport supérieur ou égal à 10 entre les deux. Par conséquent, la marge d’erreur sur la détermination du complément de distance à la cible est bien inférieure à la marge d’erreur sur la détermination de la distance approximative à la cible, avec par exemple un rapport inférieur ou égal à 0, 1 entre les deux.
[0023] Le complément de distance à la cible offre une marge d’erreur réduite. Un inconvénient est cependant qu’il existe une incertitude sur le point d’origine à compter duquel est défini le complément de distance à la cible.
[0024] A l’étape c), le complément de distance à la cible est combiné avec la distance approximative, pour obtenir une valeur estimée de distance à la cible. De préférence, ladite combinaison est une somme. On combine ainsi les avantages liés à chacune de ces deux valeurs, à savoir une origine connue, grâce à la distance approximative à la cible, et une marge d’erreur réduite, grâce au complément de distance à la cible. Ladite origine connue correspond l’emplacement du dispositif d’émission et réception.
[0025] La répétition des étapes a) à c) permet d’obtenir une suite de valeurs estimées de distance à la cible, définissant un mouvement effectué par la cible.
[0026] De manière avantageuse, le procédé selon l’invention comporte en outre une étape d’émission du signal impulsionnel émis, et une étape de réception du signal impulsionnel retour, ces étapes étant mises en œuvre par un système d’émission et réception radiofréquence pourvu d’au moins une antenne radiofréquence.
[0027] De préférence, l’étape a) comporte l’identification, sur un signal d’amplitude échantillonné temporellement, d’une fenêtre temporelle d’échantillonnage recevant un maximum local dudit signal d’amplitude.
[0028] A l’étape b), les valeurs de déphasage sont avantageusement constituées chacune d’une composante basse fréquence d’un déphasage entre le signal impulsionnel retour et le signal impulsionnel émis.
[0029] De préférence, à l’étape b), les valeurs de déphasage se rapportent chacune à un instant prédéterminé appartenant à une fenêtre temporelle d’échantillonnage identifiée à l’étape a).
[0030] De manière avantageuse, la détermination d’un complément de distance à la cible met en œuvre :
- une détection d’au moins un maximum local, sur des données relatives au suivi de valeurs de déphasage entre le signal impulsionnel retour et le signal impulsionnel émis ; et
- lorsqu’un nouveau maximum local est détecté, une mise à jour d’une valeur courante du complément de distance à la cible, pour la faire varier d’une valeur élémentaire de décalage de la cible.
[0031] Ladite mise à jour peut comprendre la détermination d’un sens de déplacement de la cible, pour déterminer si la mise à jour consiste à ajouter ou à retrancher la valeur élémentaire de décalage de la cible.
[0032] Avantageusement, la détermination du sens de déplacement de la cible met en œuvre une recherche du signal qui est en avance de phase sur l’autre, parmi le signal impulsionnel retour mixé avec le signal impulsionnel émis ou sa porteuse, et le signal impulsionnel retour mixé avec le signal impulsionnel émis déphasé de 90° d’angle ou sa porteuse déphasée de 90° d’angle.
[0033] De préférence, la détermination du complément de distance à la cible met en œuvre une remise à la valeur nulle de la valeur courante du complément de distance à la cible, lorsqu’il a été détecté, à l’étape a), une variation du décalage temporel entre une impulsion du signal impulsionnel retour et l’impulsion correspondante du signal impulsionnel émis.
[0034] Les étapes a) à c) sont avantageusement mises en œuvre via la mise en œuvre des étapes suivantes, pour chacune d’une pluralité d’impulsions du signal impulsionnel émis : i) détermination d’un décalage temporel entre ladite impulsion du signal impulsionnel émis et l’impulsion correspondante du signal impulsionnel retour, ce décalage temporel définissant la valeur de la distance approximative à la cible ; ii) comparaison entre le décalage temporel déterminé à l’étape i), et un décalage temporel de référence ; iii) lorsque le décalage temporel déterminé à l’étape i) est différent du décalage temporel de référence, mise à jour de la valeur du décalage temporel de référence pour le mettre à la valeur déterminée à l’étape i), et mise à la valeur nulle du complément de distance à la cible ; iv) calcul d’une valeur de déphasage entre ladite impulsion du signal impulsionnel émis et l’impulsion correspondante du signal impulsionnel retour, et utilisation de ladite valeur de déphasage pour compléter des données de suivi de valeurs de déphasage ; v) recherche, sur lesdites données de suivi, d’un nouveau maximum local ; vi) lorsqu’un nouveau maximum local est détecté, détermination d’un sens de déplacement de la cible, et mise à jour de la valeur du complément de distance à la cible pour l’augmenter ou la diminuer en fonction du sens de déplacement de la cible ; vii) somme de la distance approximative à la cible et du complément de distance à la cible, pour obtenir la valeur estimée de la distance à la cible. [0035] L’invention couvre également un produit programme d'ordinateur comprenant des instructions qui, lorsque le programme est exécuté par un processeur, conduisent celui-ci à mettre en œuvre le procédé selon l’invention.
[0036] L’invention couvre aussi un microcontrôleur destiné à être installé au sein d’un véhicule automobile, le microcontrôleur comportant au moins un processeur et au moins une mémoire, et le microcontrôleur étant configuré pour mettre en œuvre les étapes du procédé selon l’invention. Ledit microcontrôleur est configuré pour recevoir en entrée des données relatives au signal impulsionnel retour et des données relatives au signal impulsionnel émis, et le microcontrôleur est configuré en outre pour fournir en sortie ladite série de valeurs estimées de la distance à la cible.
[0037] L’invention concerne aussi un système de détection de mouvement, configuré pour être installé sur un véhicule automobile, et qui comporte :
- un dispositif d’émission et réception, configuré pour émettre ledit signal impulsionnel émis et pour recevoir ledit signal impulsionnel retour ; et
- un module de traitement du signal, relié au dispositif d’émission et réception, et comportant un microcontrôleur selon l’invention.
[0038] L’invention se rapporte également à un véhicule automobile équipé d’un tel système de détection de mouvement.
Description des figures
[0039] D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels :
[0040] [Fig. 1 A] La figure 1 A illustre de manière schématique un signal impulsionnel émis et un signal impulsionnel retour, utilisés dans un procédé selon l’invention ;
[0041] [Fig. IB] La figure IB illustre de manière schématique une impulsion du signal impulsionnel émis ;
[0042] [Fig. 2A] La figure 2A illustre de manière schématique une impulsion du signal impulsionnel retour, échantillonnée temporellement ;
[0043] [Fig. 2B] La figure 2B illustre de manière schématique une matrice regroupant des valeurs relatives à une pluralité d’impulsions ;
[0044] [Fig. 3] La figure 3 illustre de manière schématique un phénomène de déphasage exploité pour déterminer la valeur du complément de distance à la cible, dans le procédé selon l’invention ;
[0045] [Fig. 4] La figure 4 illustre de manière schématique un mode de réalisation avantageux d’un procédé selon l’invention ;
[0046] [Fig. 5] La figure 5 illustre de manière schématique un suivi de valeurs de déphasage mis en œuvre dans le procédé de la figure 4 ;
[0047] [Fig. 6] La figure 6 illustre de manière schématique des signaux utilisés dans le procédé de la figure 4, pour déterminer un sens de déplacement de la cible ;
[0048] [Fig. 7] La figure 7 illustre de manière schématique un exemple d’un système de détection de mouvement selon l’invention ; et
[0049] [Fig. 8] La figure 8 illustre de manière schématique un véhicule équipé d’un système de détection de mouvement selon l’invention.
Description détaillée d’au moins un mode de réalisation
[0050] L’invention se rapporte à un procédé de détection de geste, et utilise :
- des données relatives à un signal radiofréquence impulsionnel, émis par un dispositif d’émission et réception en direction d’une cible ; et
- des données relatives à un signal radiofréquence impulsionnel retour, reçu par le dispositif d’émission et réception, et correspondant à la réflexion, sur ladite cible, du signal impulsionnel émis.
[0051] Dans la suite, on parle simplement d’un signal impulsionnel émis et d’un signal impulsionnel retour. A la figure IA, la courbe 11, en trait plein, représente l’intensité du signal impulsionnel émis en fonction du temps t. La courbe 12, en traits pointillés, représente l’intensité du signal impulsionnel retour en fonction du temps t.
[0052] La figure IB illustre plus en détail l’une des impulsions du signal impulsionnel émis. Chaque impulsion est définie par une porteuse et une enveloppe. La fréquence de la porteuse, fi, appartient au spectre radiofréquence. Par exemple, la fréquence de la porteuse est égale à 7,8 GHz. L’enveloppe est définie par un spectre fréquentiel, dont la plus haute valeur, fi, est bien inférieure à fi. Par exemple, fi inférieure ou égale à fi/lO. Par exemple, fi est égale à 500 MHz.
[0053] De préférence, le signal impulsionnel émis est un signal modulé selon la technique de modulation dite « UWB », pour l’anglais « Ultra WideBand ». Cette technique de modulation est basée sur la transmission d’impulsions de très courte durée, de préférence inférieure à une nanoseconde, et sur un large spectre de fréquence.
[0054] De la même façon, le signal impulsionnel retour est constitué par des impulsions définies chacune par une porteuse de fréquence fi et une enveloppe de plus haute fréquence fi.
[0055] Le procédé selon l’invention comporte les étapes suivantes : a) déterminer la valeur d’une distance approximative à la cible, Dap ; b) déterminer la valeur d’un complément de distance à la cible, Dc ; c) combiner Dap et Dc pour obtenir une valeur estimée Vest de distance à la cible ; et d) déterminer une série de valeurs estimées Vest de distance à la cible, par répétition des étapes a) à c).
[0056] L’étape a) est basée sur une mesure d’un décalage temporel entre une impulsion du signal impulsionnel retour, et l’impulsion correspondante du signal impulsionnel émis. On mesure en particulier le décalage temporel entre les maxima d’amplitude respectifs de ces deux impulsions.
[0057] Il s’agit en particulier de mesurer un décalage entre un instant de réception tR et un instant d’émission to, avec : to l’instant d’émission, par le dispositif d’émission et réception mentionné ci-dessus, d’une impulsion donnée du signal impulsionnel émis ; et tR l’instant de réception, par ledit dispositif d’émission et réception, de l’impulsion correspondant du signal impulsionnel retour.
[0058] L’étape a) utilise le signal impulsionnel retour, après qu’il a été échantillonné temporellement par un convertisseur analogique numérique, au sein du dispositif d’émission et réception. A la figure 2A, on a représenté de manière schématique une impulsion du signal impulsionnel retour, échantillonnée temporellement.
[0059] La fréquence d’échantillonnage du signal impulsionnel retour est notée fech. D’après le critère de Shannon, la valeur maximale que peut prendre fech est égale à deux fois fi (plus haute fréquence de l’enveloppe du signal impulsionnel retour, considérée comme égale à la plus haute fréquence du signal impulsionnel émis). Ici, on a par exemple fi=500 MHz, soit fech=lGHz.
[0060] fech fixe la largeur Ati de fenêtres temporelles d’échantillonnage, associées à l’échantillonnage temporel du signal impulsionnel retour. On a en particulier Ati=l/fech.
[0061] Ati correspond à une marge d’erreur sur la détermination du décalage temporel entre une impulsion du signal impulsionnel retour, et l’impulsion correspondante du signal impulsionnel émis.
[0062] Les valeurs de durée et de distance sont reliées ensemble par la valeur c de la célérité de la lumière dans le vide. Ainsi, le décalage temporel entre une impulsion du signal impulsionnel retour et l’impulsion correspondante du signal impulsionnel émis, est associé à un décalage spatial entre le dispositif d’émission et réception et la cible. Ce décalage spatial définit la valeur de la distance approximative Dap. La marge d’erreur Ati sur la détermination du décalage temporel est donc associée à une marge d’erreur Adi sur la détermination de la distance approximative Dap. En particulier, Adi vérifie Adi=c/fech. Ici, on a donc Adi = 15 cm.
[0063] Ainsi, la distance approximative Dap à l’étape a) correspond à la distance courante entre le dispositif d’émission et réception et la cible, avec une marge d’erreur Adi. Sur la figure 2 A, on a identifié :
- l’instant to d’émission d’une impulsion donnée du signal impulsionnel émis ; et
- la fenêtre temporelle FR recevant l’impulsion correspondante du signal impulsionnel retour.
[0064] L’instant to peut être défini à partir d’un instant de démarrage de l’émission des impulsions et d’une fréquence de répétition des impulsions.
[0065] En variante, to peut être défini à partir d’un instant de réception, par le dispositif d’émission et réception, d’un signal de très forte intensité. Ce signal de très forte intensité correspond à une partie de l’impulsion émise qui est détectée directement par le dispositif d’émission et réception, sans avoir été d’abord réfléchi par la cible.
[0066] L’étape a) peut être mise en œuvre à partir de données constituées en matrice. Une telle matrice est illustrée en figure 2B. Elle est définie par : une première dimension, dite « CIR index», ou indice CIR, correspondant au décompte des impulsions du signal impulsionnel émis, où chaque émission d’une nouvelle impulsion incrémente d’une unité la valeur de l’indice CIR ; une seconde dimension, dite « tap num », correspondant, pour chaque indice CIR, à l’axe du temps découpé en fenêtres d’échantillonnage ; une troisième dimension, dite | CIR | , correspondant à la valeur absolue de l’amplitude du signal mesuré par le dispositif d’émission et réception, le cas échéant après application d’au moins un filtrage pour s’affranchir du bruit.
[0067] Le signal mesuré par le dispositif d’émission et réception peut comprendre le signal impulsionnel retour ainsi que le signal de très forte intensité tel que mentionné ci-dessus.
[0068] Les première et seconde dimensions correspondent ensemble à un repliement de l’axe du temps, pour définir une nouvelle origine des temps à chaque nouvelle émission d’une impulsion du signal impulsionnel émis. Ce repliement de l’axe du temps permet d’obtenir directement, en identifiant la fenêtre temporelle recevant un pic d’amplitude du signal, le décalage temporel recherché.
[0069] On décrit ensuite le principe physique définissant le complément de distance à la cible, dans le procédé selon l’invention.
[0070] La figure 3 illustre de façon schématique le dispositif d’émission et réception 110 mentionné ci-avant, et la cible 20.
[0071] La phase d’une impulsion du signal impulsionnel retour, au niveau du dispositif d’émission et réception 110, comporte une composante haute fréquence et une composante basse fréquence. La composante haute fréquence est influencée par la vitesse de la cible 20 (effet Doppler). La composante basse fréquence est influencée par la distance entre le dispositif d’émission et réception 110 et la cible 20. Dans l’invention, on s’intéresse plus particulièrement à la composante basse fréquence de la phase.
[0072] Cette composante basse fréquence varie continûment, au fur et à mesure que l’impulsion se déplace depuis le dispositif d’émission et réception 110 jusqu’à la cible 20, puis depuis la cible 20 jusqu’au dispositif d’émission et réception 110. Chaque fois que l’impulsion se déplace d’une distance X2, la composante basse fréquence de sa phase varie de 2TI, avec X2 la longueur d’onde d’une impulsion du signal impulsionnel émis (liée à la fréquence de sa porteuse).
[0073] L’étape b) met en œuvre un suivi de valeurs de déphasage entre le signal impulsionnel retour et le signal impulsionnel émis. Ce suivi permet de décompter un nombre d’incréments de 2TI sur ce déphasage, chaque incrément de 2TI correspondant à une variation de Ad2= 2 =c/(2*f2) sur la valeur du complément de distance à la cible. Ce suivi permet donc de suivre l’évolution d’une valeur du complément de distance à la cible. En particulier, la valeur du complément de distance à la cible est modifiée de Ad2 chaque fois qu’une variation de phase de 2TI est repérée.
[0074] Le complément de distance à la cible est ainsi déterminé, avec une marge d’erreur égale à Ad2= c/(2*f2). On a par exemple f2=7,8 GHz, soit Ad2=l,9 cm.
[0075] On considère que le complément de distance à la cible prend la valeur nulle, à un instant où la distance approximative Dap change de valeur. On fixe ainsi un point d’origine, à compter duquel est défini le complément de distance à la cible.
[0076] On remarque que chaque impulsion du signal impulsionnel émis se rapporte à une valeur de déphasage. Plusieurs impulsions successives sont donc nécessaires avant de pouvoir repérer un déphasage de 27t.
[0077] Le procédé comporte ensuite une étape c) de combinaison de la valeur déterminée à l’étape a), avec la valeur déterminée à l’étape b), pour obtenir une valeur estimée de distance à la cible.
[0078] Chaque itération des étapes a) à c) permet de déterminer une valeur de distance à la cible. Les étapes a) à c) sont répétées plusieurs fois, de manière à déterminer une série de valeurs de distance à la cible définissant ensemble un mouvement de la cible.
[0079] On décrit ensuite, en référence à la figure 4, un mode de réalisation avantageux de procédé selon l’invention. Le procédé de la figure 4 comporte les étapes décrites ci-après, mises en œuvre par un microcontrôleur, et pour chacune d’une pluralité d’impulsions du signal impulsionnel émis.
[0080] Etape El :
Le microcontrôleur acquiert des données relatives à l’impulsion considérée du signal impulsionnel émis, et des données relatives à l’impulsion correspondante du signal impulsionnel retour. Ces données sont avantageusement fournies par une puce radar, qui comprend, au moins, un oscillateur électronique, une antenne radiofréquence d’émission et réception, et un module de traitement de signal.
[0081] De préférence, lesdites données comprennent :
- des données relatives à un signal mixé en phase, I(t), correspondant au signal impulsionnel retour mixé avec la porteuse du signal impulsionnel émis (ou avec le signal impulsionnel émis lui-même) ; et
- des données relatives à un signal mixé en quadrature de phase, Q(t), correspondant au signal impulsionnel retour mixé avec la porteuse du signal impulsionnel émis déphasée de 7t/2, (ou avec le signal impulsionnel émis lui- même déphasé de 7t/2).
[0082] Les signaux I(t) et Q(t) sont avantageusement formés au niveau du module de traitement de signal, dans la puce radar.
[0083] Etape E2 :
Le microcontrôleur utilise les données acquises pour déterminer une valeur courante d’un décalage temporel entre un instant d’émission de l’impulsion considérée du signal impulsionnel émis et un instant de réception de l’impulsion correspondante du signal impulsionnel retour.
[0084] Ce décalage temporel définit une valeur courante de la distance approximative à la cible, les notions de durée et de distance étant liées.
[0085] De préférence, le microcontrôleur utilise lesdites données acquises sous la forme d’un signal relatif à l’amplitude du signal impulsionnel retour, en valeur absolue. La valeur absolue de l’amplitude du signal impulsionnel retour est définie par la racine carrée de F(t)+Q2(t).
[0086] L’étape E2 comprend un repérage d’une fenêtre temporelle d’échantillonnage associée à une amplitude de signal supérieure ou égale à un seuil prédéterminé.
[0087] De manière avantageuse, l’étape E2 est mise en œuvre à l’aide d’une matrice telle que décrite ci-avant, dans laquelle l’axe des temps est replié. Ainsi, la fenêtre temporelle d’échantillonnage repérée définit directement le décalage temporel recherché.
[0088] Etape E3 :
Le microcontrôleur compare la valeur courante du décalage temporel, déterminée à l’étape E2, avec un décalage temporel de référence (stocké de préférence dans une mémoire du microcontrôleur).
[0089] Considéré autrement, le microcontrôleur compare la valeur courante de distance approximative à la cible, avec une distance approximative de référence.
[0090] Etape E4 :
Si ladite valeur courante du décalage temporel est différente du décalage temporel de référence, le microcontrôleur met à jour la valeur du décalage temporel de référence, pour le mettre à ladite valeur courante. En outre, le microcontrôleur met à jour une valeur courante de complément de distance à la cible, pour la mettre à la valeur nulle.
[0091] Le procédé peut utiliser un compteur de périodes, pour décompter un nombre de maxima locaux sur un suivi de valeurs de déphasage (voir plus loin). Dans ce cas, le microcontrôleur met également à jour une valeur courante du compteur de périodes, pour la mettre à la valeur nulle.
[0092] Etape E5 :
L’étape E5 est mise en œuvre après l’étape E4, ou directement après l’étape E3 si la valeur courante du décalage temporel obtenue à l’étape E2 est égale au décalage temporel de référence.
[0093] A l’étape E5, le microcontrôleur calcule la valeur courante de la composante basse fréquence d’une différence de phase entre l’impulsion considérée du signal impulsionnel émis, et l’impulsion correspondante du signal impulsionnel retour.
[0094] Ladite valeur courante de la composante basse fréquence de déphasage est calculée à partir des valeurs de I(t) et Q(t), à un instant ti de la fenêtre temporelle d’échantillonnage repérée à l’étape E2. ti correspond de préférence à l’instant auquel commence ladite fenêtre temporelle d’échantillonnage. Le cas échéant, on peut utiliser plutôt les dérivées respectives de I(t) et Q(t), pour supprimer les offsets, ou décalages continus.
[0095] On a en particulier :
[Maths 3]
(p(ti)=arctan (Q(ti)/I(ti))=<I>(ti)+f(ti), avec (p(ti) le déphasage total à l’instant ti, f(ti) une composante haute fréquence de ce déphasage, qui dépend de la vitesse de déplacement de la cible, et
<b(ti) la composante basse fréquence recherchée.
[0096] Ladite valeur courante de la composante basse fréquence de déphasage, <b(ti), est stockée dans une mémoire du microcontrôleur, et vient compléter des données de suivi de valeurs de déphasage.
[0097] La fonction arctan varie de -7t/2 à +K/2, de sorte qu’il peut exister une incertitude sur la valeur de (p(t). Cette incertitude peut être levée en déterminant, à partir du signe de I(t) et du signe de Q(t), dans quel quart du cercle trigonométrique se trouve (p(t) (I(t) correspondant à une partie réelle de la phase, et Q(t) à une partie imaginaire de la phase).
[0098] Etape E6 :
Le microcontrôleur recherche, sur lesdites données de suivi de valeurs de déphasage, la présence d’un nouveau maximum local.
[0099] Pour cela, le microcontrôleur peut comparer un nombre total de maxima locaux sur lesdites données, avec un précédent décompte de ce nombre de maxima. Le microcontrôleur peut utiliser pour cela un compteur de périodes tel que défini ci-avant.
[0100] Chaque maximum local correspond à un déphasage de 2n sur la valeur de <b(t).
Ainsi, comme expliqué ci-avant, la détection d’un nouveau maximum local correspond à une variation de la distance réelle à la cible, d’une valeur égale à Ad2 en valeur absolue, avec Ad2=c/(2*f2) et fi la fréquence de la porteuse des impulsions.
[0101] On a représenté, à la figure 5, une courbe montrant l’évolution de <b(t) en fonction du temps. Sur cette courbe, chaque maximum local 51 correspond à une variation de distance égale à Ad2 en valeur absolue.
[0102] S’il n’est pas détecté l’apparition d’un nouveau maximum local, une valeur courante du complément de distance à la cible, stockée dans une mémoire du microcontrôleur, reste inchangée.
[0103] Etape E7 :
S’il est détecté l’apparition d’un nouveau maximum local, c’est que la cible s’est déplacée de Ad2 en valeur absolue. Le microcontrôleur détermine alors le sens de ce déplacement.
[0104] Cette détermination peut être basée sur une transformée de Fourier rapide, pour déterminer le signe de la fréquence Doppler dans la composante haute fréquence du déphasage.
[0105] En variante, cette détermination peut mettre en œuvre une recherche de celui, parmi les signaux I(t) et Q(t), qui forme en premier un nouveau maximum local.
[0106] La figure 6 illustre une courbe 61, représentant le signal I(t) en fonction du temps (ici la dérivée du signal I(t), pour supprimer les offsets), et une courbe 62 représentant le signal Q(t) en fonction du temps (ici la dérivée du signal Q(t), pour supprimer les offsets).
[0107] Dans une zone Z 1, le signal Q(t) est en avance de phase sur le signal I(t), ce qui correspond à une cible qui s’approche du dispositif d’émission et réception (sens de déplacement positif).
[0108] Dans une zone Z2, le signal I(t) est en avance de phase sur le signal Q(t), ce qui correspond à une cible qui s’éloigne du dispositif d’émission et réception (sens de déplacement négatif).
[0109] Etape E8 :
Si le sens de déplacement de la cible est négatif (cible qui s’éloigne), la valeur courante du complément de distance à la cible est augmentée de Ad2.
[0110] Etape E9
Si le sens de déplacement de la cible est positif (cible qui s’approche), la valeur courante du complément de distance à la cible est diminuée de Ad2.
[OU I] Etape El 0 :
Après l’étape E8, respectivement E9, ou après l’étape E6 s’il n’est pas détecté l’apparition d’un nouveau maximum local, le microcontrôleur additionne la valeur courante de distance approximative à la cible, déterminée à l’étape E2, avec la valeur courante du complément de distance à la cible, déterminée à l’étape E8, respectivement E9, respectivement E6. Le résultat de cette addition forme une valeur estimée de distance à la cible.
[0112] Les étapes El à E10 sont mises en œuvre plusieurs fois, pour déterminer une série de valeurs estimées de distance à la cible, définissant ensemble un mouvement effectué par la cible.
[0113] L’invention couvre également un microcontrôleur configuré pour mettre en œuvre les étapes d’un procédé selon l’invention. Un tel microcontrôleur comporte : des interfaces d’entrée et sorties, configurées pour que le microcontrôleur reçoive en entrée des données relatives au signal impulsionnel émis et au signal impulsionnel retour (avantageusement sous la forme de signaux I(t) et Q(t) tels que définis ci-avant) et fournisse en sortie des valeurs estimées de distance à la cible , au moins un processeur, et au moins une mémoire, stockant un produit programme d'ordinateur comprenant des instructions qui, lorsque le programme est exécuté par l’au moins un processeur, conduisent celui-ci à mettre en œuvre le procédé selon l’invention.
[0114] L’au moins une mémoire stocke également des données telles qu’une valeur courante de la distance approximative à la cible, une valeur courante du complément de distance à la cible, et un décalage temporel de référence
[0115] La figure 7 illustre de manière schématique un système 700 de détection de mouvement selon l’invention. Le système 700 comprend :
- un dispositif 710 d’émission et réception, configuré pour émettre le signal impulsionnel émis et pour recevoir le signal impulsionnel retour ; et
- un module 720 de traitement du signal, relié au dispositif d’émission et réception, et comportant, au moins, un microcontrôleur l’invention.
[0116] Le dispositif 710 d’émission et réception comporte, au moins, une antenne radiofréquence.
[0117] De préférence, le module 720 de traitement du signal est configuré pour recevoir en entrée des données relatives au signal impulsionnel émis et des données relatives au signal impulsionnel retour, et pour mettre en œuvre un premier traitement permettant d’obtenir les signaux I(t) et Q(t) définis ci-avant.
[0118] Le module 720 de traitement de signal est configuré en outre pour mettre en œuvre un second traitement, utilisant les signaux I(t) et Q(t) pour fournir des valeurs estimées Vest de distance à la cible.
[0119] Le premier traitement peut être mis en œuvre au sein d’un premier microcontrôleur, appartenant à une puce radar qui comporte également le dispositif 710 d’émission et réception. [0120] Le second traitement peut être mis en œuvre au sein d’un microcontrôleur selon l’invention, distinct dudit premier microcontrôleur. Le microcontrôleur selon l’invention peut être intégré à proximité de la puce radar, au sein d’un véhicule automobile. En variante, le microcontrôleur selon l’invention peut être déporté de la puce radar, et appartenir à une unité centrale de contrôle de véhicule automobile. Selon d’autres variantes encore, le premier traitement et le second traitement sont mis en œuvre par un même et unique microcontrôleur.
[0121] La figure 8 illustre de manière schématique un véhicule automobile 80 équipé du système 700 de détection de mouvement.
[0122] L’invention est avantageusement mise en œuvre au sein d’un véhicule automobile, pour détecter un mouvement prédéterminé effectué par un utilisateur, ledit mouvement étant destiné à piloter une ouverture d’un ouvrant du véhicule. L’ouvrant est par exemple, mais de manière non limitative, l’ouvrant de la malle arrière, ou une portière latérale. Le mouvement prédéterminé est par exemple un balancement du pied.
[0123] Les impulsions considérées peuvent être formées par la concaténation d’impulsions élémentaires appartenant à une même trame.

Claims

Revendications
[Revendication 1] Procédé de détection de geste mis en œuvre au sein d’un véhicule automobile pour détecter un geste prédéterminé effectué par un utilisateur, ledit geste étant destiné à piloter l’ouverture d’un ouvrant du véhicule automobile, le procédé utilisant un signal impulsionnel retour (12) issu de la réflexion sur une cible (20) d’un signal impulsionnel émis (11), le signal impulsionnel retour et le signal impulsionnel émis étant chacun constitués d’impulsions de type radiofréquence, le procédé étant caractérisé en ce qu’il comporte les étapes suivantes : a) détermination d’une distance approximative à la cible (20), mettant en œuvre une mesure de décalage temporel entre une impulsion du signal impulsionnel retour (12) et l’impulsion correspondante du signal impulsionnel émis (11); b) détermination d’une distance complémentaire à la cible, mettant en œuvre un suivi de valeurs de déphasage entre le signal impulsionnel retour (12) et le signal impulsionnel émis (11) ; c) combinaison de la distance approximative à la cible et de la distance complémentaire à la cible, pour obtenir une valeur estimée de distance à la cible (Vest) ; et d) répétition des étapes a) à c), pour obtenir une série de valeurs estimées de distance à la cible (Vest), ladite série de valeurs définissant un geste effectué par l’utilisateur.
[Revendication 2] Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l’étape a) comporte l’identification, sur un signal d’amplitude échantillonné temporellement, d’une fenêtre temporelle d’échantillonnage (FR) recevant un maximum local dudit signal d’amplitude.
[Revendication 3] Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu’à l’étape b), les valeurs de déphasage sont constituées chacune d’une composante basse fréquence d’un déphasage entre le signal impulsionnel retour (12) et le signal impulsionnel émis (11).
[Revendication 4] Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu’à l’étape b), les valeurs de déphasage se rapportent chacune à un instant prédéterminé appartenant à une fenêtre temporelle d’échantillonnage (FR) identifiée à l’étape a).
[Revendication 5] Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu’à l’étape b), la détermination d’un complément de distance à la cible met en œuvre :
- une détection d’au moins un maximum local (51), sur des données relatives au suivi de valeurs de déphasage entre le signal impulsionnel retour (12) et le signal impulsionnel émis (11) ; et - lorsqu’un nouveau maximum local est détecté, une mise à jour d’une valeur courante du complément de distance à la cible, pour la faire varier d’une valeur élémentaire de décalage de la cible.
[Revendication 6] Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que ladite mise à jour comprend la détermination d’un sens de déplacement de la cible (20), pour déterminer si la mise à jour consiste à ajouter ou à retrancher la valeur élémentaire de décalage de la cible.
[Revendication 7] Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que la détermination du sens de déplacement de la cible met en œuvre une recherche du signal (61, 62) qui est en avance de phase sur l’autre, parmi le signal impulsionnel retour mixé avec le signal impulsionnel émis ou sa porteuse, et le signal impulsionnel retour mixé avec le signal impulsionnel émis déphasé de 90° d’angle ou sa porteuse déphasée de 90° d’angle.
[Revendication 8] Procédé selon l’une quelconque des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que la détermination du complément de distance à la cible met en œuvre une remise à la valeur nulle de la valeur courante du complément de distance à la cible, lorsqu’il a été détecté, à l’étape a), une variation du décalage temporel entre une impulsion du signal impulsionnel retour (12) et l’impulsion correspondante du signal impulsionnel émis (11).
[Revendication 9] Procédé selon l’une quelconque des revendication 1 à 8, caractérisé en ce que les étapes a) à c) sont mises en œuvre via la mise en œuvre des étapes suivantes, pour chacune d’une pluralité d’impulsions du signal impulsionnel émis : i) détermination (E2) d’un décalage temporel entre ladite impulsion du signal impulsionnel émis (11) et l’impulsion correspondante du signal impulsionnel retour (12), ce décalage temporel définissant la valeur de la distance approximative à la cible ; ii) comparaison (E3) entre le décalage temporel déterminé à l’étape i), et un décalage temporel de référence ; iii) lorsque le décalage temporel déterminé à l’étape i) est différent du décalage temporel de référence (E4), mise à jour de la valeur du décalage temporel de référence pour le mettre à la valeur déterminée à l’étape i), et mise à la valeur nulle du complément de distance à la cible ; iv) calcul (E5) d’une valeur de déphasage entre ladite impulsion du signal impulsionnel émis (11) et l’impulsion correspondante du signal impulsionnel retour (12), et utilisation de ladite valeur de déphasage pour compléter des données de suivi de valeurs de déphasage ; v) recherche (E6), sur lesdites données de suivi, d’un nouveau maximum local ; vi) lorsqu’un nouveau maximum local est détecté (E7), détermination d’un sens de déplacement de la cible, et mise à jour de la valeur du complément de distance à la cible pour l’augmenter (E8) ou la diminuer (E9) en fonction du sens de déplacement de la cible ; vii) somme (E10) de la distance approximative à la cible et du complément de distance à la cible, pour obtenir la valeur estimée de la distance à la cible.
[Revendication 10] Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce qu’il comporte en outre les étapes consistant à :
- comparer ladite série de valeurs avec des données définissant un geste prédéterminé, pour détecter lorsque ledit geste prédéterminé a été effectué par l’utilisateur ; et
- formuler une commande d’ouverture de l’ouvrant du véhicule automobile, lorsque ledit geste prédéterminé a été détecté.
[Revendication 11] Produit programme d'ordinateur comprenant des instructions qui, lorsque le programme est exécuté par un processeur, conduisent celui-ci à mettre en œuvre le procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 10.
[Revendication 12] Microcontrôleur (720) destiné à être installé au sein d’un véhicule automobile (80), comportant au moins un processeur et au moins une mémoire, et configuré pour mettre en œuvre les étapes du procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, le microcontrôleur étant configuré pour recevoir en entrée des données relatives au signal impulsionnel retour (12) et des données relatives au signal impulsionnel émis (11), et le microcontrôleur étant configuré pour fournir en sortie ladite série de valeurs estimées (Vest) de la distance à la cible, ladite série de valeurs définissant un geste effectué par un utilisateur du véhicule automobile.
[Revendication 13] Système de détection de geste (700), configuré pour être installé sur un véhicule automobile (80), et qui comporte :
- un dispositif d’émission et réception (710), configuré pour émettre ledit signal impulsionnel émis et pour recevoir ledit signal impulsionnel retour ; et
- un module de traitement du signal (720), relié au dispositif d’émission et réception, et comportant un microcontrôleur selon la revendication 11.
[Revendication 14] Système de pilotage de l’ouverture d’un ouvrant de véhicule automobile, comportant un système de détection de geste (700) selon la revendication 13, ainsi qu’un calculateur configuré pour :
- recevoir en entrée ladite série de valeurs définissant un geste effectué par un utilisateur du véhicule automobile ;
- comparer ladite série de valeurs avec des données définissant un geste prédéterminé, pour détecter lorsque ledit geste prédéterminé a été effectué par l’utilisateur ; et
- formuler une commande d’ouverture de l’ouvrant du véhicule automobile, lorsque ledit geste prédéterminé a été détecté, et fournir en sortie ladite commande pour transmission à un système de pilotage de l’ouverture de l’ouvrant du véhicule automobile.
[Revendication 15] Véhicule automobile (80) équipé d’un système de détection de geste (700) selon la revendication 13.
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