WO2023012194A1 - Dispositif de compensation electrique active avec structure a commutation rapide - Google Patents

Dispositif de compensation electrique active avec structure a commutation rapide Download PDF

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WO2023012194A1
WO2023012194A1 PCT/EP2022/071759 EP2022071759W WO2023012194A1 WO 2023012194 A1 WO2023012194 A1 WO 2023012194A1 EP 2022071759 W EP2022071759 W EP 2022071759W WO 2023012194 A1 WO2023012194 A1 WO 2023012194A1
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WO
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unit
current
power
voltage
linear
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Application number
PCT/EP2022/071759
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English (en)
Inventor
Mohamad Alaaeddin ALALI
Tanguy PHULPIN
Original Assignee
Ecole Nationale Superieure De L'electronique Et De Ses Applications
Centralesupelec
Centre National De La Recherche Scientifique
Universite Paris-Saclay
Sorbonne Universite
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
    • H02J3/1821—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators
    • H02J3/1835—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control
    • H02J3/1842—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control wherein at least one reactive element is actively controlled by a bridge converter, e.g. active filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/01—Arrangements for reducing harmonics or ripples
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin

Definitions

  • the invention relates to the general field of power electronics and its applications on electrical distribution or on-board networks, intelligent buildings and micro-networks, and more particularly to filtering and compensation modules for electrical networks and to injection of power from renewable sources.
  • the harmonic distortion, the phase difference between the voltage and the intensity, ie the reactive, as well as the imbalance of the currents and voltages are factors making it possible to express the quality of the energy transiting in this network.
  • attitude is understood to mean a difference in the physical magnitudes of the signal between the different phases and/or amplitudes, for example voltage levels, intensity.
  • Harmonic distortion is a measure of signal processing linearity, made by comparing a device's output signal to a sinusoidal input signal.
  • the non-linearity of the system deforms this sinusoid.
  • the output signal remains a periodic signal which can be analyzed as a sum of sinusoids of frequencies that are multiples of that giving the period, called the fundamental frequency.
  • Each of these sinusoids is a harmonic of rank equal to the quotient of its frequency by the fundamental frequency.
  • the harmonic distortion rate is the ratio of effective values between the fundamental frequency and the others.
  • a device comprising non-linear loads connected to an electrical network receives power from the electrical network and feeds back a signal in the network, the signal reinjected into the network being degraded by the operation of the device.
  • Non-linear load means a load based on power electronic components, or others, consuming active power from the power supply system (with or without reactive power) and reinjecting into the power supply network the distorting power (related to harmonics).
  • These harmonics can be of conventional ranks (5, 7, 11, 13, etc.) for three-wire power supply systems: three-phase non-linear loads (widespread in industrial areas).
  • three-phase non-linear loads widespread in industrial areas.
  • third-order harmonics and their odd multiples (3, 9 , 15, etc.) will circulate in this network, in addition to the conventional harmonics.
  • phase shift between the voltage and the intensity of the signal implies the appearance of a reactive power which leads, among other things, to the reduction of the active power transmissible in the network.
  • Inverters most often consist of switches/power electronic components controlled on opening and closing and bidirectional, such as "classic" silicon components such as IGBTs (IGBTs, from English Insulated Gate Bipolar Transistor or Insulated Gate Bipolar Transistor), MOSFETs (MOSFETs, from the English Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), GTOs (GTO, from the English Gate Turn-off Thyristor or gate-off thyristor) and recently fast (fast switching frequency) components.
  • IGBTs IGBTs
  • MOSFETs MOSFETs
  • GTOs from the English Gate Turn-off Thyristor or gate-off thyristor
  • the best known of these are power electronics switches made of silicon carbide SiC, (SiC, from English Silicon carbide) and gallium nitride GaN (GaN, from English Gallium nitride).
  • the source is modulated to obtain an AC signal of the desired frequency.
  • the switching frequencies of the power electronics components of the inverters generally induce high frequency harmonic components in the signal injected into the network, which degrades the quality of the signal passing through the network.
  • FIG. 1a In an assembly as represented in FIG. 1a, comprising a general network 1, a nonlinear and/or linear load 2, and a DC energy storage element 3 connected to an inverter 4, it is known to connect at the output of the inverter 4 a filter 5 configured to block the high switching frequency components contained in the signal to be injected into the electrical network 1.
  • the high frequency harmonics of the signal caused by the switching of the inverter 4 are not transmitted via the filter 5 to the network 1; only the desired signal is generated by the inverter and injected into grid 1 or load 2.
  • a first-order filter composed of a simple inductance of practically negligible internal resistance (hereinafter called L-Classic), as represented in figure lb, does not in particular allow this function to be fulfilled when the voltage inverter employed is at basis of conventional silicon power electronics components (eg IGBTs, MOSFETs, GTOs); the switching frequency of these components, for high switched powers, is industrially limited, for reasons of losses and reliability, to approximately 16 kHz.
  • L-Classic a simple inductance of practically negligible internal resistance
  • the higher the inductance of such a filter the higher the ability of the filter to prevent the components due to the switching from being injected into the network 1.
  • the higher the inductance the faster the speed variation in the intensity passing through the filter is reduced and the more the filter will cause a phase shift/delay between the desired real intensity and the intensity to be injected into the network 1 - load 2 assembly via filter 5.
  • a low value of the inductance allows the majority of the components due to the switching to be injected into the network and consequently to affect the installations and the electrical equipment.
  • the correct sizing of the first-order output filter will therefore depend on the compromise to be found between the dynamics and the efficiency of the device based on the inverter with conventional silicon components (hereinafter called Ond-Classique), especially when it operates. as an active parallel filter with harmonic depollution.
  • this auxiliary filter 6 can cause unwanted side effects, such as resonance with other passive elements installed on the electrical network 1.
  • This auxiliary filter also causes active power consumption, through its damping resistor.
  • the filtering quality of these auxiliary filters deteriorates over time, due to the aging of its passive elements.
  • a second structure of the filter is a third-order output filter of the LCL type associated with an inverter with conventional silicon components (Ond-Classic).
  • This easy-to-size filter is an alternative to the heavy, bulky, expensive and difficult-to-size first-order (L-Classic) filter.
  • This LCL filter consists of two inductors (LH, Lf2 whose sum is ten to twenty times less than L-Classic), respective internal resistors (H, Rfz) and a capacitor Cf with a small resistance damping f (see figure 11a) whose effect can be replaced by an appropriate command.
  • (L s , R s and e s ) represent respectively the inductance, the resistance as well as the electromotive force of the electrical network upstream.
  • This type of filter thanks to the additional degree of freedom provided by the capacitor Cf, makes it possible to avoid the problems mentioned above in the case of the first-order output filter.
  • the presence of the capacitor Cf makes it possible to reduce the values of the chokes of the two inductors significantly (a ratio of 10 or even more, depending on the switching frequency of Ond-Classic, compared to L-Classic, can be accomplished). In this case, the components due to the switching frequency are blocked on the inverter side, without slowing down the overall dynamics of the system.
  • the inverter must inject both fundamental (reactive and unbalanced) and harmonic components into the electrical network, which implies total control of a very wide frequency bandwidth.
  • AIRD an artificial increase in relative degree, followed by an integrator
  • three other nonlinear controllers based on the higher order sliding mode method are also used. These are the 2-SMC Twisting and 2-SMC super-Twisting second-order sliding mode control algorithm as well as the C-HOSMC continuous higher-order sliding mode control algorithm.
  • One of the aims of the invention is to "clean up" the current consumed by a non-linear load, by canceling, on the network side, its harmonic content, the unbalanced content as well as the reactive content of the current, with the aim of improving the quality of the voltage on the grid side.
  • This invention having a four-wire structure, is adapted to the harmonic spectrum containing the conventional ranks (5, 7, 11, 13, etc.) of industrial areas as well as those of rank 3 and their odd multiples (3, 9, 15 , etc.) residential, commercial or administrative areas.
  • Another object is to maximize the active power producible by a renewable energy generating power unit 100 of Figures 1a, 1b.
  • Another goal is to optimize the energy consumption of a smart building.
  • Another aim is to optimize the energy production of a conventional energy production unit (of fossil origin: oil, gas, etc.) within a micro-grid.
  • Another goal is to optimize the management of the energy transiting between the production units (renewable and conventional) and the consumption units.
  • a parallel active filter with renewable generation is proposed based on an inverter with two voltage levels, with four arms (3 phases with the neutral), with fast switching components (SiC or GaN), with DC bus capacitor (without point medium), to one output filter per phase, including the neutral, with a light inductance, not bulky, economical and easy to size.
  • Several capacitors can be connected in series or in parallel, without being separated by a midpoint, the network seeing in this case only one equivalent capacitor.
  • the device is equipped with linear or non-linear controllers, which ensure a minimum phase shift between the disturbance currents identified and those compensators injected by the device.
  • This device makes it possible, thanks to an extended instantaneous power identification method that is very easy to implement, to ensure the compensation, on the network side, of disturbing currents (harmonics, reactive, unbalanced, etc.), as well as the generation of current maximum renewable energy sources in a complete, partial or individual way, according to the specifications requested.
  • the extended identification method is generalized thanks to a proposed advanced PLL, based on an adapted sixth-order R.ST type controller. Indeed, with this PLL, the device is capable of operating in a voltage medium strongly distorted by harmonics and disturbed by an imbalance.
  • the advanced PLL together with the extended identification method as well as the proposed linear and non-linear controllers allow the device of the parallel active filter with renewable energy generation to adapt with two fundamental frequencies (50 and 60 Hz), with a variation of more than 10% up to 800 Hz, for a voltage between 115 and 400 V, to understand the cases of main networks, generators as well as the networks of on-board systems (aircraft, boats, trains, etc.) .).
  • the advanced PLL not only extracts the phase of the direct voltage component, as is the case with conventional/classical PLLs, but also the amplitude of this component. This ensures equality between the DC bus capacitor charging current and the maximum power current produced by the renewable energy source, while ensuring that this maximum injected current is in phase with the direct component of the network voltage. electricity, so as not to require additional consumption of reactive power.
  • the proposed structure is able to avoid: a- the use of an inverter structure with two voltage levels easy to manufacture, to control and to maintain, but associated with a heavy, expensive first order output filter, bulky and very difficult to design; b- the use of a new inverter structure other than that with two voltage levels; c- the problem of phase shift between the disturbing currents identified and those injected into the network due to the LCL type filter associated with a linear controller; f- the resonance problem caused by the use of the LCL filter; e- the destructive problem linked to the “chatering” of the inverter when using a conventional non-linear control; f- the use of an LCL output filter associated with an advanced but complicated to design non-linear control.
  • the solution proposed in the invention consists in sufficiently increasing the switching frequency of the inverter, thus allowing the use of a simple first-order output filter (with minimal constraints), and consequently in simplifying the method of inverter current control. Indeed, a sufficient increase in the switching frequency of the inverter limits the constraints imposed on the output filter, and a simple inductor thus becomes able to prevent the propagation of the components of the switching frequency of the inverter towards the side. network, without affecting the overall dynamics of the system.
  • inverters based on fast-switching power electronic components for example SiC in silicon carbide and GaN in gallium nitride (transistors), are proposed. in the present invention.
  • a very low value inductor (a few hundred micro-Henrys, for example 200 micro-Henrys), can be used to block the harmonic components due to the switching of the inverter, without degrade the dynamics of the device.
  • the output filter used in the present invention is a first-order filter of inductance L type, avoiding resonance between an LCL filter and the network of state-of-the-art devices, and at least 10 times lower, and advantageously at least 20 times lower than the inductance of a first-order filter connected at the output to an inverter with silicon power electronics components of state-of-the-art devices.
  • the invention proposes, according to a first aspect, a current compensation device of the parallel active filter type, capable of be connected: at its input, downstream of at least one capacitive energy storage element, and at its output, upstream to a connection point between on the one hand a given electrical network, and on the other hand non-linear and/or linear electrical loads.
  • a power conversion unit comprising at least one power inverter with fast switching voltage structure with silicon carbide (SiC) or gallium nitride (GaN) components (hereinafter called Ond-Cr), the conversion unit generating an alternating current, with a frequency band ranging from 50 to 2500Hz, covering the entire frequency band of a non-active disturbing current which presents: all or part of the harmonics, and at the fundamental frequency all or one part of reactive power and/or current unbalance;
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride
  • an output filtering unit comprising an output filter for each of the phases and a neutral, and connected: on the one hand downstream of the inverter, and on the other hand at the connection point between the given electrical network and non-linear and/or linear electrical loads, the output filter being dimensioned to block the harmonic components due to the switching of the inverter;
  • the output filter is a first-order filter of inductance L type, avoiding resonance between an LCL filter and the given electrical network, with an inductance of less than 1000p.H;
  • control-command unit comprising a unit for calculating reference currents, the reference currents comprising:
  • the control-command unit also comprising a switching piloting device which controls the switching of the inverter and which provides closed-loop control of the entire frequency band from 50 to 2500 Hz for injection by the inverter , the non-active disturbance current and the active current, depending on the identification of the reference currents by the calculation unit, the switching control of the inverter being carried out in such a way as to pass through the filter unit output at the connection point some or all of the non-active disturbance currents injected in phase opposition including harmonic currents, as well as reactive and unbalanced currents at the fundamental frequency, in non-linear and/or linear electrical loads, for satisfy the demand for non-active energy consumption of non-linear and/or linear electrical loads, while decontaminating the given electrical network of these disturbance currents non-active ators.
  • a switching piloting device which controls the switching of the inverter and which provides closed-loop control of the entire frequency band from 50 to 2500 Hz for injection by the inverter , the non-active disturbance current and the active current, depending on
  • the switching frequency of the inverter is greater than 70 kHz.
  • the first-order filter of inductance type L has a value of less than 400 p.H.
  • the switching frequency of the inverter is greater than 100 kHz, and the inductance type first-order filter L has a value less than 200 p.H.
  • the voltage upstream of the inverter is greater than 800 V, and even more advantageously greater than 1000 V.
  • the device has only two voltage levels.
  • the device has a so-called digital implementation target processor for the calculations contained in the control command unit, including that of the injected current, having a frequency of less than 100 MHz, a flash memory of less than 2 Mb and a RAM less than 2 Mb.
  • the control-command unit comprises a calculation unit (linked to the control of the injected current) corresponding to the filter L, less powerful in calculation than the calculation unit of a control-command unit associated with a filter LCL.
  • the device operates at a fundamental frequency between 40 and 70 Hz.
  • a conventional fundamental frequency between 50 and 60 Hz.
  • the nominal voltage of the given electrical network according to the present invention is between 180 and 480 V.
  • the nominal voltage of the given electrical network is between 230 and 400 V.
  • the fundamental frequency is between 50 and 60Hz and the nominal voltage of the given electrical network is between 230 and 400V.
  • the nominal voltage is a phase-to-phase voltage.
  • the capacitive energy storage element is connected upstream to a renewable energy generation power unit, the conversion unit generating an alternating current, with a frequency band ranging from 50 to 2500 Hz, covering in plus the maximum active current generated by the renewable energy generation power unit, the filter unit passes the active current corresponding to the maximum power point available within the renewable energy generation power unit , to satisfy the demand for active energy consumption of the non-linear and/or linear electric loads, while ensuring the recharging of the capacitive energy storage element.
  • the switching piloting device controls the switching of the inverter, by a controller which is: non-linear by first-order or higher-order continuous sliding mode, or linear and takes account of the phase difference between the reference current and the injected current.
  • the reference currents calculation unit includes an advanced phase-locked loop unit, which extracts, in addition to the angle provided by a phase-locked unit conventional, the amplitude of the direct component of the voltage at the connection point of the given electrical network.
  • the switching control of the inverter is made such that part of the active current, in the given electrical network devoid of non-active disturbance currents, passes through the output filter unit, when the output of the renewable energy generating power unit is greater than the power consumed by the non-linear and/or linear electrical loads.
  • the renewable energy generating power unit is coupled without a chopper or other power electronics devices to the capacitive energy storage element.
  • control-command unit comprises:
  • a chopper configured to maintain a constant predefined DC voltage at the terminals of the energy storage element of the inverter, independently of the voltage level of the renewable energy source to ensure unchanged harmonic filtering
  • control-command unit comprises one of the following two controllers:
  • the switching control device comprises a pulse-width modulation (PWM) device, in which the command is modulated, in order to make the inverter operate at a fixed switching frequency and adapted to the fast switching of the components. of power electronics constituting the inverter.
  • PWM pulse-width modulation
  • control unit includes a PI type regulator, with an output that represents the maximum power of the renewable energy generation power unit, to regulate the DC voltage of the element capacitive energy storage, while ensuring tracking of the maximum active power point of the renewable energy generation power unit, the compensation device comprising a DC voltage regulation loop across the terminals of the capacitive energy storage element which supplies the output of the regulator the maximum power, the voltage across the terminals of the capacitive energy storage element being equal to the voltage of the maximum power of the renewable energy generation power unit.
  • the device comprises a unit for calculating the reference currents, configured to determine the non-active disturbing current flowing in the load, and a unit for calculating the reference currents, configured to calculate, based solely on the power, the voltage of the maximum active power point of the renewable energy generation power unit, the reference calculation unit delivering the non-active/disturbance currents of the unit and/or the maximum active current from the unit and the regulator, which ensures at its output the maximum power of the unit.
  • the fast switching improves the overall dynamics of the active filter, which consequently improves the filtering quality.
  • the upstream voltage (on the Ond-Cr inverter side) reaches higher values, advantageously greater than 800 V (more advantageously, greater than 1000V), compared to 800 V maximum for conventional Ond-Classic silicon inverters operating, for the same switched power, at a switching frequency of 16 kHz and with an efficiency of 95%.
  • This DC voltage increase improves the dynamics of the active filter, and therefore the filtering quality.
  • the first-order output filter is composed of a simple inductance of minimum stresses, subsequently called L-Ond-Cr.
  • the device according to the present invention has the advantage of being light, economical and very easy to dimension compared to conventional L-filters of the state of the art, in particular thanks to the first-order output filter associated with the inverter. fast switching.
  • the invention proposes a current compensation device of the parallel active filter type capable of being connected: at its input, downstream of at least one renewable energy generation power unit coupled to a capacitive energy storage element, and at its output, upstream at a connection point C between on the one hand a given electrical network, and on the other hand non-linear and/or linear electrical loads, the current compensation device having:
  • a power conversion unit comprising at least one power inverter with fast switching voltage structure with silicon carbide SiC or gallium nitride GaN components, the conversion unit generating an alternating current at the frequency of 50Hz, covering the maximum active current generated by the renewable energy generation power unit;
  • an output filtering unit comprising an output filter for each of the phases and a neutral, and connected: on the one hand downstream of the inverter, and on the other hand at the connection point C between the given electrical network and non-linear and/or linear electric loads, the output filter being dimensioned to block the harmonic components due to the switching of the inverter;
  • the output filter is a first-order filter of the inductance L type, avoiding resonance between an LCL filter and the given electrical network, and an inductance of less than 1000p.H, advantageously less than 400p.H, more advantageously less than 200p. H as a function of the fast switching frequency;
  • control-command unit comprising a unit for calculating reference currents, the reference currents comprising:
  • control-command unit also comprising:
  • a switching control device which controls the switching of the inverter and which provides closed-loop control at the fundamental frequency of 50 Hz for the injection by the inverter of the active current and the non-active disturbing current (reactive and unbalanced), depending on the identification of the reference currents by the calculation unit,
  • PI type regulator which ensures at its output the maximum power of the unit, the switching control of the inverter being carried out in such a way as to pass through the output filtering unit at the connection point C, an active current corresponding to a maximum power point available within the renewable energy generation power unit, to satisfy the active energy consumption demand of the non-linear and/or linear electrical loads, while ensuring the charging the capacitive energy storage element; to satisfy the demand for reactive energy consumption of non-linear and/or linear electrical loads, while decontaminating the given electrical network of these non-active disturbing currents.
  • the inverter switching control is carried out in such a way as to also let pass through the output filtering unit at the connection point C, some or all of the non-active disturbing currents injected in phase opposition comprising reactive and unbalanced currents at the fundamental frequency, in nonlinear and/or linear electrical loads.
  • the switching frequency of the inverter is greater than 50 kHz, advantageously greater than 60 kHz, advantageously greater than 70 kHz and even more advantageously greater than 80 kHz.
  • the voltage upstream of the inverter is greater than 800V, and even more advantageously greater than 1000V.
  • control-command unit comprises a calculation unit corresponding to the filter L, less powerful in calculation than the calculation unit of a control-command unit associated with an LCL filter.
  • the calculation unit is a digital implementation target corresponding to the injected current control unit associated with the filter L.
  • the renewable energy generation power unit is also coupled without a chopper or other power electronic devices, to the capacitive energy storage element.
  • control-command unit comprises:
  • a chopper configured to maintain a constant predefined DC voltage at the terminals of the energy storage element of the inverter, independently of the voltage level of the renewable energy source to ensure unchanged harmonic filtering
  • the invention proposes an electrical system comprising a given electrical network, non-linear/linear loads, and a compensation device as presented above.
  • system according to the invention may have the following characteristics, taken alone or in combination:
  • the renewable energy generation power production unit is:
  • photovoltaic panels • chosen from the following list: one or more photovoltaic panels, wind turbine(s), fuel cell(s), or other
  • the renewable energy generation power production unit is coupled without a chopper or without other power electronic devices;
  • the given electrical network is chosen from the following list: a main electrical network, a local electrical micro-grid that is islanded or connected to the main electrical network, or an on-board electrical network;
  • the system further comprises an intelligent building, and in which the control-command unit is connected to a centralized management unit of the intelligent building, the control-command unit compares the maximum available power of the power unit renewable energy generation with the total load of the intelligent building;
  • the control-command unit is configured to optimize the consumption of the various devices operating within this intelligent building by distributing the loads corresponding to the non-linear/linear loads according to at least two operating modes: o a first distribution mode , called adapted consumption mode, in which the control-command unit controls the decentralized management unit of the intelligent building so as to adapt the consumption of the intelligent building with the production of the renewable energy generation power unit , so that the total load curve of the intelligent building has a maximum simultaneity factor corresponding to the operation of all the payloads of the building at the same time, within the limit of the renewable energy produced, o in the event of insufficient production d renewable energy, a second distribution mode, called modulated consumption mode, in which the control-command unit pilot the decentralized management unit of the intelligent building so as to modulate the consumption of the apparatuses of the intelligent building in order to tend to a substantially constant total load curve of the intelligent building as a function of time; advantageously, the first mode of distribution takes priority; advantageously, in the second distribution mode, the total load curve of the
  • the system also includes:
  • each compensation device being connected to the semi-decentralized management system to which it communicates information concerning the energy production, current and future, of each of the renewable energy generation power production units, and
  • the semi-decentralized management system is also configured to ensure the economic distribution of production of conventional energy production units
  • the semi-decentralized management system is also configured to intervene when the total energy demand within the local network is greater than the total production, with the decentralized control units of the intelligent buildings, via the control-command units compensation devices, to make them switch to a modulated consumption mode;
  • the semi-decentralized management system is also configured to control the distribution on the local network of the power coming from the given electrical network if the estimated total production does not cover the demand.
  • FIG. la is a diagram representing an electrical network supplying a load and a renewable energy generation power unit connected to an inverter, via one or more energy storage elements, comprising a filter according to the prior art;
  • FIG. 2a is a diagram representing an electrical network supplying a load with an inverter, according to the state of the art, with silicon power electronics components associated with an LCL output filter;
  • FIG. 2b (state of the art) is a diagram representing an electrical network supplying a load with an inverter, according to the state of the art, with silicon power electronic components associated with an output filter L -Classic;
  • FIG. 2c is a diagram representing an electrical network supplying a load with an inverter, according to the invention, with power electronic components in fast switching silicon carbide associated with an L-Ond-Cr output filter with minimal constraints;
  • FIG. 3a is a diagram representing the structure of an active compensation device (inverter, according to the state of the art, conventional silicon power electronic components associated with a LCL or L-Classic output filter), in particular the structure of the control-command unit;
  • FIG. 3b is a diagram representing the structure of an active compensation device (with inverter, according to the invention, of power electronic components in silicon carbide for switching fast associated with an L-Ond-Cr output filter with minimal constraints), in particular the structure of the control-command unit;
  • FIG. 4 is a diagram representing the advanced PLL phase-locked system according to the invention.
  • FIG. 5a (state of the art: conventional inverter and LCL) is a diagram representing an electrical system according to the state of the art, in which the compensation device is inserted, in parallel, between a production unit renewable energy, within a self-consumption building, and the network-loads set;
  • FIG. 5b is a diagram representing an electrical system, according to one embodiment of the invention, in which the compensation device is inserted, in parallel, between a renewable energy production unit, within a self-consumption frame, and the network-load assembly;
  • FIG. 6a (state of the art: conventional inverter and LCL) is a diagram representing an electrical system according to the state of the art, in which the system is connected to a positive energy intelligent building;
  • FIG. 6b (inverter, according to the invention with fast switching and L-Ond-Cr with minimal constraints) is a diagram representing an electrical system according to one embodiment of the invention, in which the system is connected to a building positive energy smart;
  • Fig. 7a represents the regulation loop of the energy storage element with the objective, among others, of extracting the maximum active power from the renewable energy generation power unit;
  • Fig. 7b represents the regulation loop of the energy storage element with the objective with the advanced PLL system, among other things, of extracting the maximum active power from the renewable energy generation power unit;
  • figure 8a represents the integration of the method for calculating this maximum active power in the algorithm for identifying/calculating non-active currents (e.g. harmonics, reactive and unbalanced);
  • Fig. 8b represents the integration of the method for calculating this maximum active power in the algorithm for identifying/calculating non-active currents (e.g. harmonics, reactive and unbalanced) by using the Advanced PLL; the identified output currents include the neutral wire current;
  • non-active currents e.g. harmonics, reactive and unbalanced
  • Fig. 9a is a diagram representing an electrical system according to the state of the art (based on conventional inverter and LCL), in which the electrical system comprises a management system semi-centralized which manages the conventional energy production of the network as well as, in case of emergencies, the operating mode of the centralized units via the active compensation devices connected, in turn, to the renewable energy production units ;
  • FIG. 9b is a diagram representing an electrical system according to an embodiment of the invention (based on fast switching inverter in silicon carbide and L-Ond-Cr of minimum stresses ), in which the electrical system includes a semi-centralized management system which manages the conventional energy production of the network as well as, in the event of emergencies, the operating mode of the centralized units via the connected active compensation devices, in turn, to renewable energy production units;
  • Fig. 10 represents a general structure of the parallel active filter, according to an implementation of the invention.
  • FIG. 11a represents an equivalent diagram per phase of the third order output filter LCL, according to the state of the art
  • Fig. 11b represents an equivalent diagram per phase of the output filter of L-Classic, according to the state of the art or of L-Ond-Cr with minimal constraints, according to an implementation of the invention
  • Fig. 12a represents the diagram of the gain of the third order output filter LCL, according to the state of the art
  • Fig. 12b represents the gain diagram of the L-Ond-Cr first order output filter with minimal constraints, according to an implementation of the invention
  • FIG. 13a represents, according to the state of the art, a general block diagram of the current control algorithm of the active filter
  • FIG. 13b (state of the art: Classical & L-classical inverter with a Proportional Integral (PI) controller) represents, according to the state of the art, a general block diagram of the active filter current control algorithm;
  • FIG. 13c (according to an implementation of the invention: Fast switching inverter & L-Ond-Cr of minimum constraints with an RSTam or continuous SMC controller with sigmoid function) represents, according to an implementation of the invention , a general block diagram of the active filter current control algorithm;
  • Fig. 14b represents an effect of the phase shift on the quality of compensation of the active filter; and more particularly the setpoint current and the injected current;
  • Fig. 14c represents an effect of the phase shift on the quality of compensation of the active filter; and more particularly the network current with the effect of the phase shift as well as the estimated ideal current without the effect of the phase shift;
  • FIG. 15a represents the diagrams of the gain and the phase of the transfer function of the control loop of the active filter with RST which is a linear controller based on a placement of the poles of the closed loop (control loop);
  • FIG. 15b represents the gain and phase diagrams of the transfer function of the control loop of the active filter with RST which is a linear controller based on a placement of the poles and RSTam, according to an implementation of the invention, which is based, in addition, on the placement of the zeros, of the closed loop (control loop);
  • FIG. 16a shows the tracking and single-phase control signal with sliding mode controllers using Sign, Sigmoid and artificial relative degree increase control functions
  • Fig. 16b shows the tracking and the single-phase control signal with the control algorithms SMC, C-HOSM, 2-SMC Twisting, 2-SMC Super-Twisting and the Lyapunov approach
  • SMC control algorithms
  • C-HOSM Control algorithms
  • 2-SMC Twisting 2-SMC Super-Twisting
  • Lyapunov approach the Lyapunov approach
  • FIG. 16c shows the single-phase tracking and control signal with the Sign function discontinuous sliding mode and Sigmoid function continuous sliding mode controllers as well as the improved pole placement controller RSTam;
  • Fig. 18 shows the harmonic spectrum of the current on the load side
  • Fig. 19a represents the simulation for the case of a continuous SMC controller with sigmoid function associated with a fast switching inverter and L with minimum constraints of 200 pH: the temporal analysis before and after filtering of the network current Is, of the identified currents Iref and injected linj superimposed as well as THD of the current Is;
  • Fig. 19b represents the simulation for the case of a continuous SMC controller with sigmoid function associated with a fast switching inverter and L of minimum constraints 200 pH: spectral analysis after filtering of the network current Is;
  • Fig. 20a represents the simulation for the case of an RSTam controller associated with a fast switching inverter and L with minimum constraints of 200pH: the time analysis before and after filtering of the network current Is, of the identified currents Iref and injected linj superimposed as well that of the THD of the current Is;
  • Fig. 20b represents the simulation for the case of an RSTam controller associated with a fast-switching inverter and L with minimum constraints of 200pH: spectral analysis after filtering of the network current Is;
  • Fig. 21a represents the simulation for the case of a continuous SMC controller with sigmoid function associated with a conventional inverter with a switching frequency of 16 kHz and L with minimum constraints of 200 p.H: the temporal analysis before and after filtering of the network current Is, identified currents Iref and injected linj superimposed as well as the THD of the current Is;
  • Fig. 21b represents the simulation for the case of a continuous SMC controller with sigmoid function associated with a conventional inverter with a switching frequency of 16 kHz and L with minimum constraints of 200 p.H: the spectral analysis after filtering the network current Is (components due to the hash);
  • Fig. 22 represents the current-voltage and power-voltage characteristics of a photovoltaic generator
  • Fig. 23 shows a DC voltage regulation loop of the inverter storage element unit
  • Fig. 24a represents an algorithm for identifying disturbance currents (not active) integrating the tracking of the maximum power point
  • Fig. 24b shows a (non-active) disturbance current identification algorithm integrating maximum power point tracking with, according to one implementation of the invention, the advanced PLL system;
  • FIG. 25 shows the control diagram of the advanced PLL system, according to an implementation of the invention
  • Fig. 26 represents the characteristics of the photovoltaic generator (PVG) for different illuminations and temperatures;
  • PVG photovoltaic generator
  • Fig. 27 represents the time analysis of the voltages of the maximum power Vmp of the PV generator and of the capacitor of the inverter Vdc;
  • Fig. 28 represents the active and reactive power balance of the Active Filter-GPV-Network-Load assembly.
  • the invention relates to electrical systems represented in figures 2-3, comprising a given electrical network 1 with three phases and a neutral, a load 2 non-linear or linear or both, connected to the given electrical network 1; a capacitive energy storage element 3; and a compensation device 7 connected on the one hand at its input, downstream, to the capacitive storage element 3 and on the other hand at its output, upstream to a connection point C located between the given electrical network 1 and load 2.
  • the current compensation device 7 of the active filter type is adapted to be connected: at its input, downstream of at least one capacitive energy storage element 3, and at its output, upstream of a connection point C between on the one hand a given electrical network 1, and on the other hand non-linear and/or linear electrical loads 2.
  • the compensation device 7 has:
  • a power conversion unit 8 comprising at least one voltage structure power inverter 9 with fast switching with silicon carbide (SiC) or gallium nitride (GaN) components, (or in other technological materials fast power electronics), the conversion unit 8 generating an alternating current, with a frequency band ranging from 50 to 2500 Hz, covering the entire band of frequencies of a non-active disturbing current which presents: all or part of the harmonics, and at the fundamental frequency all or part of the reactive power and/or the current unbalance;
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride
  • an output filtering unit 10 comprising an output filter 11 for each of the phases and a neutral, and connected: on the one hand downstream of the inverter 9, and on the other hand at the connection point C between the given electrical network 1 and the non-linear and/or linear electrical loads 2, the output filter 11 being sized to block the harmonic components due to the switching of the inverter 9, the output filter 11 is a first order filter of inductance type L, avoiding resonance between an LCL filter and the given electrical network 1 and an inductance less than 600 p,H;
  • control-command unit 12 comprising a unit 25 for calculating reference currents, the reference currents comprising:
  • the control-command unit 12 also comprising a switching piloting device 21 which controls the switching of the inverter 9 and which provides closed-loop control of the entire frequency band from 50 to 2500 Hz for the injection by the inverter, of the non-active disturbing current and of the active current, according to the identification of the reference currents by the calculation unit 25, the control-command unit 12 requiring a calculation unit corresponding to a filter L ; the switching control of the inverter 9 being carried out in such a way as to let pass through the output filter unit 10 at the point of connection C some or all of the non-active disturbance currents injected in phase opposition including harmonic currents, as well as reactive and unbalanced currents at the fundamental frequency, in the non-linear and/or linear electrical loads 2, to satisfy the demand non-active energy consumption of the non-linear and/or linear electrical loads 2, while depolluting the given electrical network 1 from these non-active disturbing currents.
  • a switching piloting device 21 which controls the switching of the inverter 9 and which provides closed-loop control
  • the calculation unit of the control-command unit 12 is adapted to the control unit 23 associated with a filter L.
  • the switching control of the inverter 9 and the output filtering unit 10 at the connection point C form a compensator against disturbing currents.
  • the device has a so-called digital implementation target processor for the calculations, having a frequency of less than 100 MHz, a flash memory of less than 2 Mb and a RAM of less than 2 Mb.
  • the control-command unit 12 comprises a PI-type regulator 62, with an output which represents the power delivered via the given electrical network, necessary to regulate the DC voltage of the capacitive energy storage element 3 around a reference voltage greater than 800 V.
  • the compensation device 7 is equipped with a fast-switching inverter 9 Ond-Cr and an L-type output filter 11 Ond-Cr, which can operate according to the reference currents provided by the calculation unit 25, as a parallel active filter, to ensure the filtering of all or part of the harmonics, while offering the possibility of compensating all or part of the reactive power and/or unbalanced current.
  • the inductance of the output filter 11 is less than 1000 .H, advantageously between 10 pH and 800
  • the inductance can be between 50 and 1000 ⁇ H, advantageously between 100 and 600 ⁇ H, more advantageously between 100 and 400 ⁇ H, even more advantageously between 100 and 200 ⁇ H, depending on the fast switching frequency greater than 50 kHz, advantageously greater than 70 kHz, even more advantageously greater than 100 kHz.
  • the higher the switching frequency the smaller the inductance can be, within the physical and technological limit of the components.
  • the output filter inductance can be chosen from the following list: 50 ⁇ H, 55 ⁇ H, 60 ⁇ H, 65 ⁇ H, 70 ⁇ H, 75 ⁇ H, 80 ⁇ H, 85 ⁇ H, 90 ⁇ H, 95 ⁇ H, 100 ⁇ H , 105 ⁇ H, 110 ⁇ H, 115 ⁇ H, 120 ⁇ H, 125 ⁇ H, 130 ⁇ H, 135 ⁇ H, 140 ⁇ H, 145 ⁇ H, 150 ⁇ H, 155 ⁇ H, 160 ⁇ H, 165 ⁇ H, 170 ⁇ H, 175 ⁇ H, 180 ⁇ H, 185 ⁇ H, 190 ⁇ H, 195 ⁇ H, 200 ⁇ H, 205 ⁇ H, 210 ⁇ H, 215 ⁇ H, 220 ⁇ H, 225 ⁇ H, 230 ⁇ H, 235 ⁇ H, 240 ⁇ H, 245 ⁇ H, 250 ⁇ H, 255 ⁇ H, 260 ⁇ H,
  • the compensation device 7 can be connected to a system having a renewable energy generation power unit 100.
  • the renewable energy generation power unit 100 is connected downstream to the capacitive energy storage element 3, that is to say that the renewable energy generation power unit 100 is located upstream in the structure, and that the output (downstream) of the renewable energy generation power unit 100 is connected to the input of the capacitive energy storage element 3.
  • the command and control unit 12 is further configured to detect the maximum power point MPPT (Maximum Power Point Tracking) of a renewable energy generation power unit 100 and to generate, via the inverter 9 , the active current corresponding to this maximum power; the voltage Vdc across the terminals of the capacitive energy storage element 3 being equal, in this case, to the voltage of the maximum power of the renewable energy generation power unit 100.
  • MPPT Maximum Power Point Tracking
  • the conversion unit 8 generates alternating current, with a frequency band ranging from 50 to 2500 Hz, additionally covering the maximum active current generated by the renewable energy generation power unit 100.
  • the filter unit 10 passes the active current corresponding to the maximum power point available within the renewable energy generation power unit 100, to satisfy the demand for active energy consumption of the non-linear electrical loads 2 and/or linear, while ensuring the recharging of the capacitive energy storage element 3.
  • the renewable energy generation power unit 100 is coupled without a chopper or other power electronic devices to the capacitive energy storage element 3.
  • the device operates as a parallel active filter, the device in this case only injects non-active currents for harmonic filtering, with the possibility of compensating for reactive power and current imbalance.
  • operation as a renewable energy system may be an option.
  • a charge/discharge management option for a battery bank or other energy storage systems can be ensured.
  • the device provides the two previous operating modes: injecting the maximum power of the renewable energy generation power unit 100, while providing harmonic filtering with the possibility of compensating the reactive power and /or current imbalance.
  • a charge/discharge management option for a battery bank or other energy storage systems can be ensured.
  • the power conversion unit 8 comprises, as represented in FIGS. 2c and 3b, the Ond-Cr inverter 9 with fast switching with three phases and a neutral which has a structure with two voltage levels.
  • the 9 Ond-Cr inverter is based on SiC or GaN components or other technologies with a switching frequency greater than 50 kHz; advantageously higher than 80 kHz (depending on the technology of the components and its evolution), to gain in dynamics (in speed), which makes it possible to achieve high efficiency for a much less bulky inverter with good heat evacuation as well as better reliability, compared to an inverter with conventional Ond-Classic silicon components.
  • the fast switching improves the global dynamics of the active filter which consequently improves the filtering quality.
  • the use of fast switching components makes it possible to raise the voltage on the DC side of the inverter to more than 800 V; advantageously greater than 1000 V, which also improves the dynamic range of the device and consequently the filtering quality.
  • the inverter 9, with four wires and four arms, comprises for each of the four arms, two switching devices 13 and 14 each connected on the one hand to an output terminal of the capacitive energy storage element 3 and on the other hand to a common connection point A to which one of the four wires is also connected.
  • connection point A located, for each arm, between the first switching device 13 and the second switching device 14, forms a connection point for one of the four wires of the inverter 9 connected to the other end filter unit 10 whose output is connected to connection point C.
  • Each switching device 13, 14 is composed of a power electronics switch D, controllable on opening and on closing (MOSFET SiC, HEMT in GaN or others) with or without conventional diode or with fast switching in antiparallel B (bi-directional operation).
  • the inverter 9 may have a transistor structure (SiC or GaN), making it possible to achieve high efficiency for a much less bulky inverter, with good heat removal as well as better reliability in comparison with an inverter with conventional silicon components (Ond-Classic: IGBT, MOSFET, GTO).
  • the inverter 9 emits, on each wire, a signal having an intensity Imj.
  • the inverter 9 is configured to inject currents which cover a wide frequency band, usually between the frequency of the fundamental, for example 50 Hz, up to the harmonic order 50, having in the example a fundamental of 50 Hz a frequency of 2500 Hz.
  • the power conversion unit 8 has a high-speed component structure with diodes in antiparallel.
  • the power conversion unit 8 may not have diodes in antiparallel.
  • the control-command unit 12 is configured to control the inverter 9 so that the inverter 9 generates a signal of intensity Imj configured in phase opposition to cancel, at the connection point C, the non-active disturbances of the signal generated by load 2 and injected into the given power grid 1.
  • the control-command unit 12 is also configured to compensate for the imbalance of the signal passing through the non-linear or linear load 2.
  • imbalance is meant a different current consumption (in amplitude and/or in phase) depending on the different phases of several single-phase 2 loads.
  • control-command unit 12 is configured to compensate for the reactive power consumed in the non-linear or linear load 2.
  • control-command unit 12 is configured to fi Itrer / com think the harmonics of the signal transiting on the given electrical network side 1.
  • the control-command unit 12 is further configured to regulate (charge and maintain constant) the voltage Vdc across the terminals of the capacitive energy storage element 3.
  • the voltage V dc thanks to the use of the fast component Ond-Cr inverter, can be higher than 1000V, which is conducive to the overall dynamics of the active filter.
  • industrial limitations are imposed on the classic silicon inverter, in switching frequency at 16 kHz and in DC voltage at 800 V, for an efficiency between 95-97 %.
  • the control-command unit 12 can include one of the following two controllers:
  • RST am controller an improved linear controller of the RST am type
  • the RSTam controller performs a placement of the poles in a closed loop, via the polynomials R and S, to ensure, among other things, the usual tracking, in amplitude, but also a placement of the zeros to ensure the tracking in phase.
  • the problem of phase shift between the identified harmonics and those injected by the device 7 degrades the tracking aspect between its signals, in terms of phase, and consequently prevents the applicability of device 7 for harmonic filtering.
  • control-command unit 12 comprises a PI type regulator 62, with an output which represents the maximum power of the renewable energy generation power unit 100, to regulate the DC voltage of the capacitive energy storage 3, while ensuring tracking of the maximum active power point of the renewable energy generation power unit 100.
  • the compensation device 7 comprises a DC voltage regulation loop across the terminals of the capacitive energy storage element 3, which supplies the output of the regulator 62 with the maximum power, the voltage across the terminals of the capacitive energy storage element 3 being equal to the voltage of the maximum power of the unit of power to renewable energy generation 100.
  • control-command unit 12 comprises:
  • a chopper configured to maintain a constant predefined DC voltage across the terminals of the capacitive energy storage element 3 of the inverter 9, independently of the voltage level of the renewable energy generation power unit 100, to ensure unchanged harmonic filtering;
  • the control-command unit 12 is configured to regulate the voltage across the terminals of the capacitive energy storage element 3 as well as to identify and control the current injected, via the filter unit 10, at the connection points C for the four wires and to control the inverter 9 to generate this current.
  • the identification of the currents to be injected at the connection points C is done by the calculation unit 25 of the reference currents.
  • the four wires (the three phases as well as the neutral) are controlled in a similar and independent manner by the control-command unit 12, which therefore comprises a control-command chain per wire.
  • control-command unit 12 comprises two outputs, one connected to the trip pole of the first switching device 13, the other being connected to the trip pole of the second switching unit 14.
  • arm denotes a part of the switching devices 13, 14 comprising at least one terminal serving entry or exit point for the electrical circuit.
  • the two outputs can be connected jointly to the output of a logic comparator 18, so as to simultaneously control the switching of the two switching devices 13, 14.
  • one of the outputs of the control-command unit 12 comprises a logic level inverter 19, so that the activation of one of the switching devices 13, 14 leads to the deactivation of the other, being able to be during a single control pulse thanks to their common connection, upstream of the logic level inverter 19, to the same comparator 18 logic.
  • the logic comparator 18 emits a logic output signal, corresponding to the comparison between an output signal of a saturation element 20 and an output signal of a switching driver device 21.
  • the switching pilot device 21 The switching pilot device 21
  • the switching piloting device 21 controls the switching of the inverter 9, by a controller 23 which is: non-linear by first-order or higher-order continuous sliding mode, or
  • the switching control device 21 may include a pulse width modulation (PWM) device, in which the command is modulated, in order to operate the inverter 9 at a fixed switching frequency and adapted to the rapid switching of the power electronic components making up the inverter 9.
  • PWM pulse width modulation
  • the switching control of the inverter 9 is made such that part of the active current, in the given electrical network 1 devoid of inactive disturbing currents, passes through the unit. output filter 10, when the production of the renewable energy generation power unit 100 is greater than the power consumed by the non-linear and linear electric loads 2 .
  • the switching control device 21 emits a signal (called a carrier wave), at a very high frequency (above 80 kHz initially) predetermined, depending on the dimensioning of the components, so as to cause the switching of the switching devices. switching 13, 14.
  • control laws designed to control voltage inverters that are connected to the given power grid 1 through an LCL filter, were originally established for renewable energy systems (photovoltaic and wind) .
  • a chatering problem refers to the generation by the conventional SMC controller of a very high frequency command.
  • the device to be controlled is based on an Ond-Cr inverter connected in parallel in the middle between the given electrical network 1 and the linear and non-linear loads, via an L-Ond-Cr inductance type filter.
  • the controller 23 can be chosen from these two types of controllers:
  • the first controller is R-STam enhanced pole placement type linear controller
  • the second is a nonlinear controller of the continuous sliding mode type, as described in figure 13c.
  • the classic RST controller (which provides only amplitude tracking) is based on pole placement, while the improved RST am method performs pole and zero placement, which allows the amplitude error to be minimized as much as possible and in phase between the identified signal/current and the injected one, as described in Figure 15b.
  • the RST controller is composed of three polynomials R, S and T.
  • these polynomials are of first order corresponding to the order of the output filter L-Ond-Cr.
  • the polynomial T is a simple gain which makes it possible to make the error in amplitude, between the input and output signals of the control loop, tend to zero for the entire band of harmonic frequencies.
  • the improved RST am controller preserves the same R and S polynomials, while placing zeros in the control loop to further minimize the phase error between the input and output signals.
  • the controller 23 performs a control which makes it possible to ensure a desired dynamic response, a strong robustness in terms of stability and performance with a very good rate of rejection of disturbances in a wide range of operating conditions.
  • a classic sliding mode control with a so-called Sign function, generates a command of the switches of the inverter at very high frequency (called Chattering) (discontinuous command) , to ensure finite-time convergence to the slip surface where the system states are subsequently maintained, even in the presence of bounded perturbations.
  • the voltage inverter is controlled by a fixed or variable frequency limited switching function. Switching at very high frequencies causes overheating, which can lead to the destruction of the inverter.
  • the controller 23 operates with a sliding mode at continuous command associated with a Sign function approximated as a sigmoid function.
  • This method consists in replacing the Sign function by a continuous approximation. It is a Sign function approximated to a Sigmoid function given by the formula: with s the thickness of the vicinity of the sliding surface.
  • the system in this case, no longer converges towards the desired value, but towards a neighborhood of the latter, which makes it possible to limit switching at very high frequencies.
  • the sliding mode controller with sigmoid function used according to one aspect of the invention, is much lighter and is easily realizable compared to that used for the LCL filter.
  • the relatively high order (three) of the LCL filter implies a minimum slip surface (O of second order, which implies deriving the current tracking error (e) twice: with
  • the control is in this case much easier to design, to manage and no longer requires a numerical target of powerful implementation.
  • a digital implementation target denotes an electronic component, such as a processor, a microprocessor, a microcontroller, an FPGA, the calculation unit, etc., capable of carrying out tasks and calculations.
  • the component is capable of executing the algorithms of the control-command part of the proposed device.
  • the tasks can be the scanning of the alarms, the control of the ADCs (analogue and digital convention), the control of the drivers of the components, control of PWM/PWM signal generation drivers, etc.
  • the calculations can be the execution of the calculation unit algorithms (the identification of disturbing currents), the detection algorithm of the MPPT, the algorithm of the advanced PLL, the calculations of the regulation loop of the voltage of the capacitive energy storage element 3, calculations of the injected current regulation loop, etc.
  • This controller makes it possible to avoid a discontinuity of the command, in particular caused by variable commutations of the inverter at very high chatering frequencies, caused by a classic sliding mode control.
  • the active filter structure based on a classic silicon inverter associated with a state-of-the-art L-Classic inductor is controlled by a proportional-integral (PI) linear PI type control, as described in Figure 13b.
  • PI proportional-integral
  • the switching control device 21 comprises a pulse width modulation device, in which the command is compared with a carrier wave at a switching frequency corresponding to the rapid switching of the predetermined Ond-Cr, as a function of the sizing the components of the compensation device 7.
  • Ond-Cr 9 inverter This allows the Ond-Cr 9 inverter to operate at a fixed switching frequency (above 80 kHz initially).
  • the 11 L-Ond-Cr filter will have a synergistic effect thereby improving the blocking of high frequency components, due to switches/hashes.
  • One of the aspects of the invention is to associate with the Ond-Cr inverter 9 an output filter 11 of the L-Ond-Cr inductance type which is light, not bulky, economical and very easy to size, compared to the filter L -Classic associated with an inverter with classic silicon components (Ond-Classic: IGBT, GTO) of the state of the art.
  • this inductance whose inductance has a size equal to or less than the sum of the inductances (Lfi+L f2 ) of the LCL filter, (described for example in Figure 11a), ensures a retention or blocking effect of the components due to the switching frequency very close to that of the LCL filter, without risk of resonance and with a control much less complicated to implement, and for a less powerful calculation unit.
  • controller 23 Since the controller 23 is adapted to the filter used, in the case of the state-of-the-art LCL filter, the controller is very sophisticated and difficult to design, so a more powerful computing unit is required.
  • the controller associated with the L-Ond-Cr filter is lighter and simpler, consequently the necessary calculation unit is less powerful.
  • the digital implantation target is the processor which makes it possible to perform all the calculations of the device. This means that all the algorithms, unit 25, controllers 23, 62, 26, etc. of the command and control part 12 are executed by the digital implementation target.
  • the digital implementation target may have a frequency of less than 100 MHz, a flash memory of less than 2 Mb, for example of a few hundred kb and a RAM of less than 2 Mb, for example of a few tens of kb.
  • the device needs a target which has the following characteristics:
  • the fast component inverter technology allows the voltage on the inverter side to reach high values (over 1000 V), compared to 800 V maximum for conventional Ond-Classic silicon inverters operating, for the same power switched, at a switching frequency of 16 kHz.
  • This DC voltage increase improves the dynamics of the active filter, and therefore the filtering quality. This improvement in the dynamics of the active filter is accentuated thanks to the rapid switching of the components of the Ond-Cr inverter.
  • a saturation element 20 is conventionally configured to impose high and low limits on the control signal. These limits are determined by the amplitude of the carrier wave which is related, in turn, to the voltage of the capacitive energy storage element 3.
  • the input signal of the saturation element 20 comes from the output of an adder 22, the output signal of which is the sum of a control voltage u emitted by a controller 23 and the voltage Vs of the connection point C.
  • the addition of the voltage V s in the control loop of the injected current Imj prevents a strong inrush of reactive current from the inductance L-Ond-Cr of the filter 11.
  • the calculation unit 25 of the reference currents comprises an advanced phase locked loop unit 26 (advanced PLL, in English “Phase Locked Loop”), which extracts, in addition to the angle provided by a locking unit from conventional phase, the amplitude of the direct component of the voltage at the connection point C of the given electrical network 1.
  • This advanced PLL has the ability to operate in an environment/network already disturbed in harmonics and voltage unbalance, with two center frequencies (50 and 60 Hz ⁇ 10%), as well as with a variation in fundamental voltage amplitude of ⁇ 15%, to cover the operation of the given electricity network 1 and generators.
  • the advanced PLL is adapted to operate in the electrical network at a fundamental frequency that varies between 360 Hz and 800 Hz, advantageously the fundamental frequency is 400 Hz, for a voltage comprised between 115 and 200V.
  • the electrical network is an on-board electrical network such as an airplane, a ship, etc.
  • the fundamental voltage is a phase-to-phase voltage.
  • the advanced PLL 26 allows:
  • the compensation device 7 ensures synchronization between the maximum fundamental current generated by the renewable energy generation power unit 100 and the direct component of voltage of the given electrical network 1 of the connection point C. This avoids, on the one hand, an additional consumption of the reactive power and makes it possible, on the other hand, to ensure a charging current of the storage element d the capacitive energy 3 not exceeding the maximum current of the renewable energy generation power unit 100.
  • the calculation unit 25 of the reference currents comprises a plurality of measured inputs.
  • the quantities of the system that are measured include at least:
  • the voltage of the given electrical network 1 has a positive three-phase component V di2 3 useful for efficient operation of the calculation unit 25.
  • the advanced PLL offers, in addition to the phase provided by a classic/conventional PLL, the amplitude (V d ) of the direct component of the connection voltage of the given electrical network 1, as described in Figures 4 and 25.
  • direct voltage ensures effective performance of the method for identifying disturbance currents, even in the case of operation of the active filter in a disturbed environment of the given electrical network 1 (distorted network voltage with the presence of harmonics) and/or unbalanced.
  • extracting the amplitude of the voltage direct component of the given electrical network 1 allows the charging of the capacitor by an equal optimum current, in the case of a generation of renewable energy, aware of the maximum power of the renewable energy generation power unit 100.
  • this current of the maximum power I mp will be injected into the given electrical network 1, thanks to the advanced PLL, in phase with the positive sequence component of connection point C. This prevents additional consumption of reactive power.
  • the calculation unit is split into three:
  • a reference current calculation unit 25-A (Upstream), configured to determine the non-active disturbance current flowing in load 2, and
  • a reference current calculation unit 25-B configured to calculate, based only on the power, the voltage of the maximum active power point of the renewable energy generation power unit 100,
  • the current to be injected at the connection point C comprises the active current of the renewable energy generation power unit 100, as well as disturbing non-active currents, which may present harmonics, unbalance, and reactive, configured in phase opposition to oppose the harmonics, unbalance and reactive of the signal passing through load 2, so as to reduce them , or even cancel them on the given electrical network side 1.
  • the switching control of the inverter 9 Ond-Cr is carried out in such a way as to let pass through the output filtering unit 10 at the connection point C at least: • some or all of the non-active disturbance currents injected in phase opposition including: harmonic currents, as well as reactive and unbalanced currents at the fundamental frequency, in the non-linear and linear electrical loads 2, to meet the consumption demand non-active energy of the non-linear and linear electrical loads 2, while depolluting the given electrical network 1 from these non-active disturbing currents; and or
  • the controller 23 ensures the continuation of the current between the injected current Imj and the reference current from the unit 25.
  • the regulator 62 ensures the continuation of the voltage between the voltage V dc at the terminals of the element of capacitive energy storage 3 and the voltage of the maximum power of the renewable energy generation power unit 100, delivered by the reference current calculation unit 25-B; the capacitive energy storage element 3 will therefore be charged.
  • the switching control device 21 controls the switches of the inverter 9 in order to generate I in j.
  • the reference current calculation unit 25 comprises an output for each phase, each output corresponding to the control-command chain of the associated phase (including the neutral), said control-command chain comprising a comparator 24 , a controller 23, an adder 22, a saturation element 20 and a logic comparator 18 whose output is divided into two branches, one of which comprises a logic level inverter 19.
  • the calculation unit 25 of the reference currents therefore emits a setpoint signal per phase, including the neutral, having an intensity I ref .
  • the intensity Imj of each phase, including the neutral, of the signal emitted by the inverter 9 is returned to the control-command unit 12 and compared, via the comparator 24 with the setpoint I ref f of the control-command chain of the corresponding phase, delivered by the calculation unit 25.
  • the difference between I ref and Imj is corrected via the controller 23 which issues the command u .
  • the voltage V dc applied to the terminals of the capacitive energy storage unit 3 is regulated (maintained constant) by comparing it, via a comparator 60, with a reference voltage V dc -ref, which is equal to the voltage of the maximum power point V MP p of the renewable energy generation power unit 100, calculated by the calculation unit 25-B, described as in Fig. 24b.
  • the measured signal of the voltage V dc is filtered from fluctuations at 300 Hz or other fluctuations, via a second order low-pass filter 61.
  • the error signal (V dc - ref- V dc ) is controlled by a PI (Proportional Integral) regulator 62 or another suitable controller, in order to obtain the maximum power PMPP.
  • PI Proportional Integral
  • the voltage V s of the given electrical network 1 is added in the adder 22 to the command u, the output of the adder 22 being limited in the saturation element 20, the output of the saturation element 20 being compared via the comparator 18 logic with the signal delivered by the pulse width modulation device (the carrier).
  • the output signal of logic comparator 18 is at a level 1 if the output signal of saturation element 20 is greater than the carrier. Otherwise it is at level 0.
  • the switching devices 13 or 14, which do not include a logic level inverter 19, are respectively closed or open (the other device operating in a complementary manner) .
  • the control-command unit 12 comprises at least one processor and at least one memory, the memory comprising a program executed by the processor so as to implement the method for determining the setpoint signal I ref , containing the current not active as well as the current I MPP of the maximum power point MPPT, via the calculation unit 25 of the reference currents, of the injected current control Imj via the controller 23, to regulate the voltage V dc at the terminals of the unit of energy storage capacitor 3 via the regulator 62 and to generate this injected current by controlling the switching devices 13, 14 of each wire/arm of the inverter 9 via the switching control device 21.
  • the processor required thanks to the simplified controller 23 associated with the L-Ond-Cr output filter 11 and the Ond-Cr inverter 9, is much less powerful than that required by the nonlinear control. quite sophisticated associated with an LCL type output filter and an inverter with classic Ond-Classic silicon components.
  • the processor is a digital implementation target.
  • the method for determining the reference signal I ref delivered by the calculation unit 25 of the reference currents, comprises the following steps:
  • the reference current calculation unit 25 is configured to identify, via the unit 25-B, the point of maximum operating power MPPT of the renewable energy generation power unit 100, installed within of a renewable energy production field, a building or a self-consumption plant 99, as follows:
  • the P&O algorithm of the calculation unit 25-B is adapted to an embodiment of the invention, which ensures connection without a chopper of the renewable energy generation power unit 100 to the element capacitive energy storage 3; the output of the P&O algorithm is, in this case, the maximum power voltage V mpp and not the chopper control signal, usually associated with the maximum power detection algorithm, P&O or others.
  • the algorithm for calculating the maximum power point (unit 25-B) is to be integrated into unit 25, via the algorithm for identifying disturbing currents (unit 25-A).
  • the capacitor voltage regulation loop (capacitive energy storage element 3) of the inverter is already provided in the 25-A unit to charge the inverter capacitor during pure filter operation active, in order to compensate for the losses caused by the components of the Ond-Cr inverter as well as the L-Ond-Cr filter.
  • the reference voltage Vdc-ref becomes the voltage of the maximum power, delivered by the unit 25-B, instead of being predefined according to specifications oriented pure filtering.
  • This methodology lightens, minimizes and improves the precision, in a notable way, during the implementation of the control-command part, in comparison with the state of the art which provides for an additional loop of each injected current which imposes also the use of a chopper.
  • the control-command unit 12 is further configured to perform the regulation of the voltage Vdc across the terminals of the capacitive energy storage element 3, and therefore ensure the charging of the capacitor (capacitive energy storage element). capacitive energy 3).
  • the capacitor (capacitive energy storage element 3) has, among other things, the role of covering the losses of the inverter 9 and the filtering unit 10 as well as providing the maximum active current I MPP of the renewable energy generation power unit 100 to the connection points C, via the Ond-Cr inverter 9 and the filter unit 10 of the L-Ond-Cr filter 11.
  • the rest of the process within the control-command unit 12 comprises:
  • the calculation unit 25 of the reference currents is configured to integrate the calculation of the current of the maximum power, via the unit 25-B, in the algorithm of the calculation of the non-active currents, ensured by the unit 25-A .
  • the process of this integration can follow the following way: the output of the regulator 62 being the maximum power PMPP of the renewable energy generation power unit 100, this signal is added to the adder 63, which has, at its second input , the active disturbing power P resulting from unit 25-A (Upstream) from the calculation of the instantaneous disturbing powers (active P, reactive Q and homopolar P o ).
  • Unit 25-A (Upstream) calculates, from the voltages V s at the connection points C and the currents II of load 2, the instantaneous disruptive powers (active P, reactive Q and zero sequence P o in the reference a, p and 0) caused by the non-active disturbance currents present in the load current 2 II.
  • the calculation of the currents of the setpoint/reference I ref is done via a reverse passage, with respect to the unit 25-A (Upstream), through the unit (25-A Downstream).
  • This reference current contains the non-active currents as well as the current of the maximum power, first calculated in the same reference a, p and 0 then in the three-phase reference with four wires.
  • the advanced PLL 26, used in the disturbance current calculation unit 25-A extracts both the amplitude V d as well as the angle 0d and consequently the three-phase direct component V di23 of the connection voltage (point C) V s .
  • precise identification of disturbing currents is ensured, even in the case of a network disturbed by harmonics and voltage unbalance.
  • the 25-A(Upstream) units including the advanced PLL 26 and 25-A(Downstream) are configured to identify disturbance currents; units 25-A(Upstream), 25-A(Downstream) and 25-B represent the reference current calculation unit 25.
  • the device 7 is adapted to two fundamental frequencies between 40 and 70 Hz, to understand the case of a generator.
  • the device is suitable for a nominal voltage of the given electrical network 1 between 180 and 480 V.
  • device 7 is adapted to operate in the electrical network at a fundamental frequency that varies between 360 Hz and 800 Hz, advantageously the fundamental frequency is 400 Hz, for a voltage comprised between 115 and 200V.
  • the electrical network is an on-board electrical network such as an airplane, a ship, etc. Then, the control-command unit 12 having the setpoint current I ref , coming from the calculation unit 25, as well as that injected Imj controlled in turn via the controller 23, the Ond-Cr inverter 9 is controlled via the switching driver device 21 to generate the current Imj.
  • the Ond-Cr inverter imposes in this case the voltage on the DC side.
  • Cala represents an additional reliability of the device of the parallel active filter as well as a significant financial gain.
  • control-command unit 12 can manage the control of a chopper configured to maintain a predetermined DC voltage across the terminals of the capacitive energy storage element 3 of the Ond-Cr inverter.
  • control-command unit 12 can comprise:
  • control of a chopper configured to maintain a constant predefined direct voltage at the terminals of the capacitive energy storage element 3 of the Ond-Cr inverter, independently of the voltage level of the generation power unit of renewable energy 100 to ensure an unchanged harmonic filtering quality
  • the second chopper can provide, for the case of the island network, a micro-grid and for other applications, an additional level of the DC voltage, including for the case of a charge/discharge management of a park batteries or other capacitive energy storage system.
  • the inverter in the case of an island network, imposes the voltage and frequency on the AC side.
  • the filter unit 10 comprises, in one embodiment, a filter 11 of the inductance type with a low inductance L-Ond-Cr (equal to or less than Lfi + Lf 2 of the LCL filter and ten to twenty times less than that of the filter L-Classic related all both to a conventional Ond-Classic silicon inverter: of the order of 200 to 500
  • L-Ond-Cr equal to or less than Lfi + Lf 2 of the LCL filter and ten to twenty times less than that of the filter L-Classic related all both to a conventional Ond-Classic silicon inverter: of the order of 200 to 500
  • the output filter retains the filtering efficiency of the harmonic components, due to chopping, of an LCL filter connected to the output of an inverter made of conventional silicon components which generates these harmonic components, the filter L avoiding the resonance between the filter LCL and the given power grid 1.
  • the filter 11 therefore comprises, on each of the four wires (three phases with the neutral), an inductor 15 connected on the one hand to an input wire of the filtering unit 10 (outgoing from one of the four connection points common A), and on the other hand to one of the four connection points C via an output wire the filter unit 10.
  • the filter 11 makes it possible to prevent the propagation of the components due to the switching frequency of the inverter 9 to the given electrical network 1, without degrading the dynamics of the compensation system 7. It therefore makes it possible to limit the risk of resonance in the case of an LCL filter as well as in the case of an auxiliary passive filter associated with an L-Classic intended to limit this propagation.
  • the signal emitted by the filtering unit 10 presents an inverse voltage value (in phase opposition) to the voltage value of the signal from non-linear load 2 at this harmonic of rank n.
  • the output signal of the compensation device 7 has, for the fundamental frequency, a phase shift configured to generate an inverse reactive power (in phase opposition) to the reactive power of the disturbing signal of the load 2.
  • any disturbance current at a frequency included in the frequency band of the injected current control loop ranging from 0 Hz to 2500 Hz, can be compensated/filtered by the device 7, as described in FIG. 15b.
  • Unconventional harmonics can be included.
  • the capacitive energy storage element 3 comprises the capacitor or capacitors, connected upstream to the DC input of the inverter and downstream to the DC output of the renewable energy generation power unit 100.
  • the DC voltage applied to the terminals of the capacitive energy storage element 3 V dc is to be kept constant by the control-command unit 12. This voltage may be greater than 1000 V when using the Ond inverter -Fast component cr (over 80 kHz), which favors the overall dynamics of the active filter.
  • a renewable energy generating device ensures the production of the maximum active power of the renewable energy generating power unit 100, while offering the possibility of compensating all or part of the reactive power and/or the unbalanced current.
  • This operating mode provides, as an option, charge/discharge management the energy storage system (batteries or other energy storage technologies).
  • the device operates as a renewable energy system.
  • the device in this case injects only the maximum power of the renewable energy generation power unit 100, with the possibility of compensating reactive power and current imbalance.
  • the output filter 11 can be an LCL or L-Ond-Cr with L-Ond-Cr less than or equal to Ln+Lfz of the LCL filter.
  • active filter operation may be an option.
  • the renewable energy production device can be associated with the parallel active filter, the management of the charge/discharge of the energy storage system (batteries or other energy storage technologies) is an option.
  • the current compensation device 7 having:
  • a power conversion unit 8 comprising at least one voltage structure power inverter 9 with fast switching with components made of silicon carbide SiC or gallium nitride GaN, the conversion unit 8 generating an alternating current at the frequency 50 Hz, covering the maximum active current generated by the renewable energy generation power unit 100;
  • an output filtering unit 10 comprising an output filter 11 for each of the phases and a neutral, and connected: on the one hand downstream of the inverter 9, and on the other hand at the connection point C between the given electrical network 1 and the non-linear and/or linear electrical loads 2, the output filter 11 being sized to block the harmonic components due to fast switching of the inverter 9;
  • the output filter is an L-inductance type first-order filter, avoiding resonance between an LCL filter and the given power grid 1 and at least 10 times lower than the inductance of a first-order filter connected at the output to a silicon component inverter;
  • control-command unit 12 comprising a unit 25 for calculating reference currents, the reference currents comprising:
  • control-command unit 12 also comprising:
  • a switching control device 21 which controls the switching of the inverter 9 and which provides closed-loop control at the fundamental frequency 50 Hz for the injection by the inverter of the non-active disturbance current (reactive and unbalanced) and the active current, depending on the identification of the reference currents by the calculation unit 25,
  • PI type regulator 62 which ensures at its output the maximum power of the renewable energy generation power unit 100, the switching control of the inverter 9 being carried out in such a way as to let pass through the output filter unit 10 at the connection point C:
  • the device has only two voltage levels.
  • one of the embodiments of the compensation device 7 is included in an electrical system comprising a given electrical network 1, non-linear and/or linear loads 2.
  • the system is connected upstream to a renewable energy generation power unit 100.
  • the renewable energy generation power unit 100 can be:
  • photovoltaic panels one or more photovoltaic panels, wind turbine(s), fuel cell(s), and
  • the given electrical network 1 can be chosen from the following list: the main electrical network, a local electrical micro-network islanded or connected to the main electrical network, or an on-board electrical network.
  • the system further includes a smart building 27.
  • one of the embodiments of the compensation device 7 is installed within the so-called smart building 27, that is to say that the electrical appliances contained in the smart building 27 can, among other things, be controlled and activated selectively by a decentralized management unit 70, for example to operate during so-called off-peak periods of the day, during which the energy demand of the given electrical network 1 is low and the cost of energy, from the consumer's point of view, decreases .
  • the control-command unit 12 is connected to the decentralized management unit 70 of the intelligent building 27.
  • the decentralized management unit 70 communicates in real time to the control-command unit 12 the powers of the loads (electrical appliances) in working order or not of building 27; the control-command unit 12 can compare the maximum available power of the renewable energy generation power unit 100 with the total load of the intelligent building 27.
  • the control-command unit 12 having in real time the maximum power of the renewable energy generation power unit 100 delivered by the unit 25-B and the regulator 62 as well as the powers of the loads in the state of operation or not of the building 27 communicated by the decentralized management unit 70, is configured to regulate the consumption of the various devices, according to at least two modes of economic distribution of the loads.
  • control-command unit 12 is configured to optimize the consumption of the various devices operating within this intelligent building 27, by distributing the loads corresponding to the non-linear/linear loads according to at least two operating modes: - a first distribution mode, called adapted consumption mode, in which the control-command unit 12 controls the decentralized management unit 70 of the intelligent building 27 so as to adapt the consumption of the intelligent building with the production of the renewable energy generation power unit 100, so that the total load curve of the intelligent building has a maximum simultaneity factor corresponding to the operation of all the payloads of the building at the same time, within the limit of the renewable energy produced , the first mode has charge/discharge management of the batteries or other energy storage systems within the same positive energy intelligent building 27, or between the buildings 27 interconnected via the control-command units 12 of the compensation devices 7 (this first mode of operation provides, according to the strategy adopted by the producer/cons-producer);
  • modulated consumption mode in which the control-command unit 12 controls the decentralized management unit 70 of the intelligent building 27 so as to modulate the consumption of the devices of the intelligent building 27 to tend to a substantially constant total load curve of the intelligent building as a function of time;
  • system further comprises:
  • each compensation device 7 being connected to the semi-decentralized management system 29 to which it communicates information concerning the energy production, current and future, of each of the power units with renewable energy generation 100, and
  • each of the consumption stations being connected to the local network 28 and equipped with a compensation device 7, connected to the semi-decentralized management system 29 to which it communicates information concerning instantaneous consumption and future consumption, depending on the programmed operation of the consumption items,
  • inventions designates nuclear energy and fossil fuels such as coal, gas, oil, etc.
  • the semi-decentralized management system 29 is configured to ensure the economic distribution of production from the conventional energy production units 80.
  • the semi-decentralized management system 29 is configured to intervene when the total demand for energy within the local network 28 is greater than the total production, with the decentralized control units 70 of the intelligent buildings 27, via the control units control-command 12 of the compensation devices 7, to make them switch to a modulated consumption mode.
  • the semi-decentralized management system 29 is configured to control the distribution on the local network 28 of the power coming from the given electrical network 1 if the estimated total production does not cover the demand.
  • the intelligent building 27 comprising a renewable energy generation power unit 100 and in the event of high availability of renewable primary sources, the control-command unit 12 is configured to control the decentralized management unit 70 so as to activate most of the useful devices of the intelligent building 27 according to the production of the renewable energy generation power unit 100; this mode of consumption is called adapted mode.
  • This mode of distribution provides for storage of excess energy in a battery bank or in another energy storage system.
  • control-command unit 12 is configured to control the decentralized management unit 70 so as to selectively activate the devices of the intelligent building 27, so as to to present a flat or other load curve, depending on the producible power of the given electrical network 1; this mode of consumption is called modulated mode.
  • management of the energy stored in the batteries is provided to supplement the energy of renewable origin produced by the generation power unit of renewable energy 100 and best meet the demand of the activated loads of building 27.
  • the compensation devices 7 as well as the decentralized management units 70 of the neighboring buildings 27 are interconnected, which makes it possible to ensure management of the cycles charging/discharging batteries or other energy storage systems installed within buildings 27.
  • the surplus energy of the renewable energy generation power unit 100 installed within a building 27 can be supplied, via the units 12 of the devices 7 and the management units decentralized 70 concerned, to other neighboring buildings 27, to cover their energy demands and/or to store energy in their storage systems (batteries or other).
  • the energy stored in a storage system (batteries or other) of a building 27 can be supplied, via the units 12 of the devices 7 and the decentralized management units 70 concerned, to the other buildings 27 neighbours, to cover their energy demands and/or to store energy in their storage systems.
  • the energy stored in the storage systems (batteries or other) of the buildings 27 can be supplied, via the units 12 of the devices 7 and the decentralized management units 70 concerned, to the local network 28 via the semi-decentralized management system 29 to which the compensation devices 7 are computer-connected.
  • the compensation device 7 is installed between the given electrical network 1 and an industrial site or a residential, administrative or commercial building, each of these frames being comparable from the point of view of the given electrical network 1 to a load nonlinear/linear disturbance 2.
  • the system comprises a plurality of renewable energy generation power units 100, for example of the wind or photovoltaic type, each connected, directly or via a device 7, to a local network 28, itself even connected to the given power grid 1.
  • the local network 28 corresponds to producers, consumers and consumer-producers (self-consumption or positive energy buildings).
  • each renewable energy generating power unit 100 is connected to the local network 28 by means of a compensation device 7 configured to maximize the power production of the renewable energy generating power unit.
  • renewable 100 as well as to prevent the propagation of electrical disturbances, in the event of their presence, on the upstream side of the compensation device 7 towards the local network 28 and the given electrical network 1.
  • Each compensation device 7 is connected, by computer, to a semi-decentralized management system 29, to which it communicates, in real time, information concerning the consumption as well as the energy production of the power units with renewable energy generation. 100 actual and forecast.
  • the semi-decentralized management system 29 receives real-time information on the energy producible from the conventional (fossil) energy production units 80, installed within the local network 28.
  • the semi-decentralized management system 29 manages the economic distribution of conventional (fossil) energy generators within the local network 28, according to the total production of renewable origin as well as the total consumption within the same local network 28.
  • the semi-decentralized management system 29 receives real-time information on the powers of renewable and conventional origin available at any time on the local network 28.
  • the system also comprises a plurality of consumption stations, for example an intelligent building or an intelligent industrial site, each consumption station being comparable from the point of view of the network to a non-linear/linear load 2, each of the consumption stations being connected to the local network 28, and being equipped with a compensation device 7 configured to clean up the current circulating on the local network 28 side of the disturbances caused by the load 2 and to control the activation of the various devices of the consumption station, via the decentralized management unit 70.
  • a compensation device 7 configured to clean up the current circulating on the local network 28 side of the disturbances caused by the load 2 and to control the activation of the various devices of the consumption station, via the decentralized management unit 70.
  • Each compensation device 7 is connected to the semi-decentralized management system 29, to which it communicates information concerning the instantaneous consumption and the consumption to come, according to the programmed operation of the consumption stations, so as to estimate the energy demand.
  • the semi-decentralized management system 29 receiving at any time all the data (actual and forecast) of the energy that can be produced as well as that to be consumed by the various actors of the local network 28 (producer, consumers, consumer-producers), it can intervene, only if necessary when the total energy demand within the local network 28 is much greater than the total production, with the pilots of the decentralized control units of the intelligent buildings 27, to switch the consumption mode in modulated mode (flat load curve) for the benefit of the overall system.
  • the term “consumer-producer station/actor” is understood to mean a self-consumption or positive energy building.
  • the semi-decentralized management system 29 is therefore configured to estimate, over a given period, the total energy demand of the local network 28 that it supervises.
  • the semi-decentralized management system 29 is configured to:
  • the management system 29 is therefore empowered to prioritize the operation of certain consumption items with respect to others, in order to distribute the energy demand over the given period.
  • the semi-decentralized management system 29 can spread the power demand over time, so that when power from the given electrical network 1 is needed, it is consumed during periods of low demand, so as to minimize costs and avoid loading the given electrical network 1 during demand peaks.
  • the semi-decentralized management system 29 is so called because it is called upon only to ensure the economic distribution of production of the conventional energy production units 80, and to rectify consumption if necessary .
  • Figure 10 presents the general structure of the parallel active filter, which is presented in the form of two blocks: the power circuit and the control-command circuit.
  • the power circuit consists of:
  • the control-command circuit is made up of:
  • the output filter is a passive filter used to connect the voltage inverter to the given electrical network 1.
  • the output filter is sized to satisfy the following two criteria:
  • a first-order output filter and a third-order output filter, both associated with an inverter with two voltage levels with conventional silicon components (Ond-Classic: IGBT, GTO , etc.) whose switching frequency is of the order of 16 kHz.
  • a filter of this type does not make it possible to simultaneously satisfy the two dimensioning criteria of the output filter. Indeed, only a relatively low value of Lf can achieve good dynamics of the active filter by satisfying the equality above.
  • the correct dimensioning of the first-order output filter will therefore depend on the compromise to be found between the dynamics and the efficiency of the parallel active filter.
  • the L-Classic inductance is heavy, bulky, expensive and difficult to dimension.
  • the Ond-Classic & L-Classic active filter on the market sized to inject a current of 50 A, has a weight of 75 kg, mainly caused by the output filter.
  • this auxiliary filter can cause unwanted side effects, such as resonance with other passive elements installed on the given power grid 1.
  • the third-order output filter is an alternative to a heavy, bulky, expensive and difficult-to-size first-order (L-Classic) filter, making it possible to avoid the problems mentioned in the case of the first-order output filter.
  • This output filter consists of two inductors (Ln, L f2 ) with respective internal resistances (RH, Rf 2 ) and a capacitor Cf with a small damping resistor Rf (see Figure l ia), which we will neglect hereafter. It should be noted that (L s , R s and e s ) represent respectively the inductance, the resistance as well as the electromotive force of the given electrical network 1 upstream.
  • This type of filter thanks to the additional degree of freedom provided by the capacitance Cf, for inductors L f i, L f2 that are economical, light and not bulky: the sum Lfi+Lf 2 is ten to twenty times lower than L- Classic, can ensure the two criteria for sizing the output filter mentioned above.
  • Equations that model the output filter are: (Maths. 1) with Vf the output voltage of the inverter, Bi(s)/A(s) the transfer function of the output filter with the given electrical network 1 corresponding to the original system (to be controlled), and B 2 (s )/A(s) the transfer function corresponding to the disturbance model.
  • the LCL output filter is sized to reject the components due to the switching frequency of the inverter, which has been fixed at 16 kHz, to correspond to an industrial application case.
  • the LCL-type filter involves a very sophisticated non-linear control which is quite complex to manage, and therefore a fairly powerful calculation unit.
  • the control of the antiresonance between the LCL filter and the given electrical network despite the solution proposed in document WO 2020/007884 A1, remains a point of which manufacturers are skeptical.
  • This inverter is based on fast-switching power electronic components of the order of 80 to 100 kHz or more, depending on the evolution of technology. These components are silicon carbide (SiC) transistors and diodes, the most common currently being SiC MOSFETs. These components can also be of HEMT technology (“High electron mobility transistor”, in French “High Electronic Mobility Transistor”) in gallium nitride (GaN) or other technologies.
  • This Ond-Cr inverter is efficient, reliable, light, less bulky and with good heat dissipation, compared to the inverter with conventional silicon components (IGBT, GTO etc.) Ond-Classic.
  • inverters based on MOSFET components and silicon carbide (SiC) diodes, with continuous or fundamental generation, have already been proposed.
  • the dynamics of the active filter improves more with the increase of the switching frequency, which promotes the adoption of the Ond-Cr inverter in the structure of the active filter compared to the Ond inverter -Classic.
  • the industrial switching frequency of Ond-Cr inverters is 100 kHz, with a rapid and promising rise in power of this frequency, against a high threshold of the switching frequency of active filters, based on an Ond-Classic inverter. , marketed from 16 kHz.
  • L-Ond-Cr First order filter
  • the use of the Ond-Cr inverter allows the use of a first-order output filter of the simple inductance type, with minimal constraints (light, economical, not bulky and very easy to size, compared to the type L filter -Classic associated with the Ond-Classic inverter) called (L-Ond-Cr).
  • L-Ond-Cr the type L filter -Classic associated with the Ond-Classic inverter
  • a simple inductor with a very low value of the choke: ten to twenty times lower than L-Classic
  • this inductance L-Ond-Cr whose inductance has a size less than or equal to the sum of the inductances (Lfi+L f2 ) of the LCL filter, ensures almost the same retention effect of the high switching frequency components as the LCL filter, without risk of resonance and with a much less complex control to implement, for, consequently, a less powerful calculation unit, compared to the LCL filter.
  • the L-Ond-Cr filter is composed of a simple inductance L f of practically negligible internal resistance.
  • the L-Ond-Cr inductance is sized such that:
  • L-Ond-Cr ⁇ L f i+Lf 2 200 to 500 pH, while the L-Classic inductance is between 2 to 5 mH depending on the switching frequency of the Ond-Classic inverter.
  • the control strategy is based on the estimation of current disturbances by means of an identification algorithm. Then, the conventional silicon component (IGBT, GTO, etc.) Ond-Classic voltage inverter, controlled by the PWM (Pulse Width Modulation) command, generates the currents Imj injected into the given electrical network 1, which must follow the identified reference currents I re f (Jmj).
  • the closed control loop is designed to ensure high precision tracking.
  • the given grid connection point voltage 1 Vs here represents an external disturbance, the effects of which are compensated by adding the same given grid voltage 1 to the control signal (u). This will prevent the reactive fundamental current from flowing from the network to the active filter via the L-Classic filter inductor.
  • Fig. 13b The general diagram of the current control system is shown in Fig. 13b.
  • the Ond-Classic voltage inverter (controlled by the PWM) is connected to the given electrical network 1 via an L-Classic filter, with a controller of the PI type, and the instantaneous or other power method for the identification of current disturbances.
  • K p and Ki are chosen to ensure good tracking, for the entire band of harmonic frequencies, between the injected currents and those identified, with a minimum response time as well as rejection of disturbances (the network voltage V s ) maximum.
  • R(s), T(s) and S(s) being the controller polynomials, as depicted in Figure 13a.
  • ⁇ (s) and S(s) are the same as the order of the L-Classical system (so the polynomials ⁇ (s) and S(s) are of first order.
  • T(s) can be a simple gain in this case.
  • the common denominator D(s) (SA + R BiXs), named arbitrary stability polynomial, contains the poles of the closed loop. These poles are placed in a sector of (2 x 45°), to ensure a damping of 0.7. Finally, the poles of the control loop are placed in order to ensure a fast and precise response, with good rejection of disturbances. Note that the pole values are limited by the closed loop cutoff frequency.
  • the RST controller can be used when the references to be tracked consist of constant signals or at a single and relatively low frequency (case of reactive compensation or unbalance at the fundamental frequency 50 Hz). At this frequency, the phase shift between the identified references and the output of the injected closed loop (/ m/ ) is acceptable. On the other hand, if the reference to be followed is composed of signals at several frequencies, the phase shift is no longer negligible. Indeed, the phase shift increases with the frequency.
  • the effect of the phase shift of the structure shown in FIG. 13a is presented in Figure 14. From this figure, we can observe that the disturbed current (/ L ) is not well compensated for (/ re( : compensation with phase shift), compared to the ideal form ⁇ l ide ai- compensation without phase shift).
  • the gain and phase of the closed-loop transfer function are given via Table I, for multiples of the fundamental frequency ranging from 50 Hz up to (23x50) Hz. their inductance, high order harmonic currents.
  • the linear controller of RST provides unity gain (0 dB) for virtually the entire frequency band (50-2500 Hz), as depicted in Figure 15a.
  • the R.ST is only used to compensate for unbalanced and/or reactive currents at the fundamental frequency.
  • Nonlinear control (by sliding mode - first order)
  • SMC Sliding Mode Control
  • the voltage inverter is controlled by a limited/fixed frequency switching function.
  • variable commutations chattering'
  • overheating which could lead to the destruction of the inverter.
  • the strategy is based on the estimation of current disturbances by means of an identification algorithm.
  • the change concerns the structure of the inverter, the output filter and therefore the control loop.
  • the voltage inverter is with fast switching components (SiC, GaN, etc.) Ond-Cr, controlled by the MLI command, generates the currents injected into the Imj network through the L-Ond-Cr filter, which must track the identified reference currents I re f Uinj -» Ae/)-
  • the control loop thus closed is designed to ensure high-precision tracking, but for an extended bandwidth given the increase in the switching frequency (here 100 kHz).
  • the network voltage Vs, at the connection point C, here represents an external disturbance, the effects of which can also be compensated by adding the same network voltage to the control signal (u). This will prevent the reactive fundamental current from flowing from the network to the active filter via the inductance of the L-Ond-Cr filter.
  • the controller used is the improved RST am method which proposes a placement of the poles and zeros, in order to minimize the error in amplitude but especially in phase between the signal/current identified and that injected.
  • the improved RST am controller preserves the same first-order R and S polynomials of the conventional RST, calculated for the L-Ond-Cr system whose model is presented by the equation (Maths. 2), while placing zeros in the control loop in order to minimize, above all, the error in phase.
  • the numerator of eq. (Maths. 6) must tend to zero. Since the polynomials R(s) and S(s) are already defined, only T(s) can be judiciously selected in order to minimize the error e(s). Moreover, the order of T(s) must be chosen so that the transfer function T(s)/R(s) is causal (degree (T) ⁇ degree (R)).
  • T (s) t ⁇ s n + t ⁇ - S n 1 + ••• + t n s + t n+ - ⁇ (Math. 7)
  • T(s) is a first-order polynomial. Indeed, as the order of R(s) is one, a polynomial T(s) is of first order, which is the maximum order satisfying the causality of the transfer function T(s)/R(s). Given the unknown parameters (ti, tz) of the polynomial T(s), only one frequency must be chosen. Zero should be placed near the slowest pole of the closed loop transfer function.
  • the classic sliding mode controller causes discontinuous control, which results in a chatering effect that can be destructive to the voltage inverter.
  • control of the active filter generated by the DC SMCs will be modulated by a PWM, in order to allow the active filter to operate at a fixed, high switching frequency adapted, on the one hand, to a nominal operation of the fast switching components.
  • a PWM pulse width modulation
  • the Ond-Cr inverter power electronics of the Ond-Cr inverter and easy, on the other hand, to be filtered by the L-Ond-Cr, which facilitates, among other things, the blocking of high frequency components by the L-Ond-Cr filter.
  • the angle of the direct voltage component and that estimated are equal, so we can write, as described in Figure 4:
  • the tracking of the phase is ensured by a controller of the RST pole placement type adapted to the case of an active filter.
  • this controller which must be designed to offer robust performances in a wide band of variation in frequency and in voltage (50, 60 Hz ⁇ 10%), (230/400 ⁇ 15%) respectively, must filter the disturbances external (caused by the unbalance and the harmonic components of the network voltage V s ) in the closed loop.
  • the polynomials R(s) and S(s) are respectively of fifth and sixth order, while T(s) is a simple gain such that
  • the polynomial R(s) double zeros at the frequencies 100 Hz and 300 Hz, corresponding respectively to the components due to the imbalance as well as to the first dominant harmonic (the harmonic of rank five).
  • a slope of -20dB/decade of the adapted RST regulator has been achieved by choosing a strictly clean RST controller. Therefore, the polynomial R(s) being of degree 5 and in order to ensure a strictly proper controller Rs(s)/S(s) (degree (R) ⁇ degree (S)), the polynomial S(s) is degree 6.
  • the simulations are carried out, initially, via a simple Simulink diagram.
  • the reference harmonic currents identified I ref are modeled by current sources of orders 5, 7, 11, 13, 17, 19, 23 and 25, which represent the same harmonic spectrum of the current that we will analyze via a study of an industrial load below.
  • the simulations are carried out using first the classical SMC (with sign function), then the SMC with a sigmoid function and finally with the improved pole placement method RST am .
  • Figure 16c plots the single-phase currents I ref , l inj (identified and injected respectively) as well as the inverter control signal u.
  • control by RST am as well as any linear controller provide continuous control at a frequency adapted to the power electronic components, imposed here by the PWM.
  • the simulations are carried out, for the case of an Ond-Classique associated with an LCL filter, by employing this time, first, in the case of the figure 16a, the classic SMC then the SMC with sigmoid function then the AIRD method (an artificial increase in the relative degree, followed by an integrator), then in the case of Figure 16b and in order, the classical SMC, the C-HOSM, the 2-SMC Twisting, the 2-SMC Super-Twisting and finally the Lyapunov approach.
  • Figures 16a and 16b plot the single-phase currents I ref , l inj (identified and injected respectively) as well as the inverter control signal u. We can see that very precise tracking is ensured by all the controllers, with a discontinuous command signal for the classic SMC and for the Lyapunov approach.
  • the industrial non-linear load is a complete six-diode 42 kVA rectifier with a DC-side R//C load and an AC-side inductance of 2 mH.
  • Matlab-Simulink-Simscape Electrical software libraries do not offer models of fast-switching power electronics components.
  • the Matlab-Simulink-Simscape Electrical & PLECS hybrid simulation was used; the PLECS software, which can be installed under MATLAB, offers the possibility of using models of fast-switching power electronic components.
  • Figure 17(a, b) shows the spectral analysis of the injected current Imj in the cases of L Ond-Cr & Ond-Cr and L-Classic & Ond-Classic structures, focusing on the frequency band related to the switching frequency of each case.
  • Figure 18 presents the harmonic spectrum of the load current (the given power grid current 1 without filtering). From this figure, we see that the effective fundamental current of the polluting load is 65 A and the THD of the current is 24.29%.
  • Figure 19a presents the simulation of phase 1 (before and after filtering) of the current on the network side of I s , of the identified currents I ref and injected Imj as well as the THD of the current (THD - I s ).
  • the active filter is initiated after 6 periods of the sector (up to 0.12 s).
  • the algorithm of improved pole placement control R-STam- Figure 20a presents the simulation of phase 1 (with and without filtering) of the current on the network side of Is, of the identified currents I ref and injected linj as well as the THD of the current (THD - I s ⁇ .
  • the active filter is deactivated after 6 periods of the sector (at 0.12 s).
  • Figure 21a presents the simulation of the structure of the active filter based on a classic inverter in Ond-Classic silicon with a switching frequency of 16 kHz, combined with an undersized L-Classic output filter of 200 p.H. From this figure, we observe the inability of an undersized output filter to prevent the hash components from propagating towards the given electrical network 1. This observation is validated, via Figure 27, by a current THD of the grid side given 1 after 8.20% filtering.
  • the algorithm used for the extraction of the maximum power point is the P&O algorithm (in English “Perturb and Observe”), which is based on the disturbance and the observation of the voltage of the PV generator, until reaching the maximum voltage which will correspond to the MPPT point.
  • This P&O algorithm is adapted to the configuration of the invention, which ensures a chopper-free connection of the renewable energy generation power unit 100 to the capacitive energy storage element 3; the output of the P&O algorithm is, in this case, the maximum power voltage V mp p and not the chopper control signal, usually associated with the maximum power detection algorithm, P&O or others.
  • the capacitor voltage regulation loop on the DC side of the inverter, to ensure the continuation of the maximum power of the PV generator.
  • the energy storage capacitor regulates itself (charges with a maintenance of a constant voltage) via the given electrical network 1 , through the inverter, to compensate for losses by Joule effect of the power electronics components of the inverter and of the L-Ond-Cr output filter.
  • the voltage of the capacitor V dc must follow a reference voltage V dc -ref, the amplitude of which is chosen to reinforce the dynamics of the system, while respecting the dimensioning of the electrical components of the parallel active filter.
  • the same capacitor voltage regulation loop is used to ensure the tracking of the maximum power point, based on the tracking of the power PMPP and not on the tracking of the current IMPP.
  • this method will directly extract the maximum power from the PV generator.
  • the advantage of PMPP tracking is to be able to integrate (with the fewest possible calculation operations) the PMPP tracking loop into the disturbance current identification algorithm of the control- parallel active filter control.
  • this algorithm ensures, initially, the calculation of the disturbing instantaneous powers, caused by the non-active disturbing currents (harmonics, reactive and unbalanced or other) present in the current of the load II, in the reference mark a, p and 0.
  • the calculation of the reference currents I re fi23 is done via a reverse passage, first calculated in the same frame a, p and 0 then in the three-phase frame.
  • These reference currents of the active filter (Irefizs) then contain the disturbing currents as well as the maximum current of the PV generator: I MPP.
  • an advanced PLL extracts, in addition to the angle provided by a conventional PLL, the amplitude of the direct component of the voltage at the connection point C of the given electrical network 1.
  • on-board electrical network designates an autonomous electrical system having a limited size and having a limited energy consumption, such as on airplanes, ships, etc.
  • Table IV and Figure 26 show the PV characteristics of the photovoltaic generator (GPV) under STC conditions; the parameters for different irradiations and temperatures are also given by Figure 26.
  • This Figure 26 shows that the maximum power, voltage and current of the maximum power of the GPV photovoltaic generator, under STC conditions, where the illumination is 1000 W/m2 and the temperature is 25°, are respectively 44.7615 kW, 870 V and 51.45 A.
  • the FAP/GPV is tested for harmonic filtering and maximum photovoltaic power generation, with reactive power compensation, under a variable weather profile in both irradiance and temperature. Indeed, two lighting levels (100 and 1000) W/m2 at 25° C as well as two temperature levels (10°C, 40°C) at 1000 W/m 2 are tested, so that the PV generator covers almost all possible weather variations.
  • Figure 27 presents the simulation, in the time domain, of the voltage of the maximum power of the photovoltaic generator V mp , calculated by the P&O algorithm adapted to the absence of a chopper, as well as the voltage V dc taken from the terminals of the capacitor on the DC side of the fast switching inverter.
  • the simulation is performed for the conditions meteorological conditions: at the beginning, the conditions (100 W/m 2 , 25° C) are tested for a time belonging to [0, 1] s, then the STC conditions for a time belonging to [1, 2] s, then the conditions (1000 W/m 2 , 40°C) for a time belonging to [2, 3] s and finally the conditions (1000 W/m 2 , 10° C) for a final slot of temples belonging to [3, 4] sec.
  • Figure 28 validates the active and reactive power budget of the FAP/GPV, even under significant variations in weather conditions. Indeed, when the illumination is very low (for time belonging to [0, 1] s), almost all of the active power is supplied by the given electrical network 1 Pnetwork. Then, for t > ls and throughout the simulation, the generated active photovoltaic power Pnitre-pv exceeds the demand of the load Pload, and the excess of this power is injected into the given power grid 1. This results in a Pnitre -pv positive and a Pgrid negative.
  • the invention offers the advantage of simplifying the method of controlling the current of the inverter.
  • This invention is the alternative to the two existing solutions.
  • the filter of output in this case is heavy, bulky, expensive and very difficult to size.
  • the output filter, associated with an Ond-Classic inverter must validate two contradictory criteria: block the components due to the switching frequency without slowing down the overall dynamics of the system.
  • the active filter on the market sized to inject a current of 50 A, has a weight of 75 kg, mainly caused by the output filter.
  • this structure limits the voltage on the DC side of the inverter (to 800 V for a switching frequency of 16 kHz and an injected current of 30 A), which limits the dynamics of the filter, and consequently the quality of filtering.
  • One of the aspects of the invention is to propose an L-Ond-Cr output filter (strictly associated with an Ond-Cr fast switching inverter), ensuring almost the same retention efficiency of the components due to the chopping of a LCL filter, without causing anti-resonance or controller complexity problems imposed by the LCL.
  • this inductor is light, not bulky, economical and very easy to size, compared to that L-Classic linked to the use of an inverter with conventional silicon components (Ond-Classic). It should be noted that the technology of fast power components allows the increase in the voltage of the DC side of the inverter, compared to the classic silicon technology, which benefits the improvement of the dynamics/speed of the system and consequently of the filtering quality.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)

Abstract

L'invention concerne un dispositif de compensation (7) de courant du type filtre actif parallèle apte à être connecté à au moins un élément de stockage d'énergie capacitif (3), et à un point de raccordement (C) entre un réseau électrique donné (1) et des charges (2) électriques non linéaires et linéaires, caractérisé en ce que le dispositif de compensation de courant (7) présente : une unité de conversion (8) de puissance, comportant au moins un onduleur de puissance à structure tension (9) à commutation rapide; une unité de filtrage (10) de sortie, comportant un filtre (11) de sortie, connecté à l'onduleur (9), et en parallèle au point de raccordement; le filtre de sortie est un filtre de premier ordre de type inductance L; une unité de contrôle-commande (12) comprenant une unité de calcul (25) de courants de référence, les courants de référence comprenant : au moins un courant perturbateur non actif destiné à être injecté au point de raccordement (C) en opposition de phase, les perturbations du signal générées par les charges non linéaires et linéaires (2), et à la fréquence fondamentale au moins un courant actif de recharge de l'élément de stockage d'énergie capacitif (3).

Description

Dispositif de compensation électrique active avec structure à commutation rapide
DOMAINE TECHNIQUE GÉNÉRAL ET ART ANTÉRIEUR
L'invention concerne le domaine général de l'électronique de puissance et de ses applications sur les réseaux électriques de distribution ou embarqués, les bâtiments intelligents et les micro-réseaux, et plus particulièrement des modules de filtrage et de compensation des réseaux électriques et à injection de puissance d'origines renouvelables.
Il est bien connu que la qualité du signal électrique délivré par le réseau de distribution a une conséquence directe sur les performances des systèmes alimentés par ce réseau, ainsi que sur la durée de vie des équipements électriques qui constituent le réseau ou qui y sont raccordés.
Notamment, la distorsion harmonique, le déphasage entre la tension et l'intensité, soit le réactif, ainsi que le déséquilibre des courants et tensions sont des facteurs permettant d'exprimer la qualité de l'énergie transitant dans ce réseau.
Il est entendu par « déséquilibre » une différence dans les grandeurs physiques du signal entre les différentes phases et/ou amplitudes, par exemple des niveaux de tension, d'intensité.
Le taux de distorsion harmonique est une mesure de la linéarité du traitement du signal, effectuée en comparant le signal en sortie d'un appareil à un signal d'entrée sinusoïdal.
La non-linéarité du système déforme cette sinusoïde. Le signal de sortie reste un signal périodique qui peut s'analyser en une somme de sinusoïdes de fréquences multiples de celle donnant la période, appelée fréquence fondamentale.
Chacune de ces sinusoïdes est un harmonique de rang égal au quotient de sa fréquence par la fréquence fondamentale. Le taux de distorsion harmonique est le rapport des valeurs efficaces entre la fréquence fondamentale et les autres.
Un appareil comportant des charges non linéaires connecté à un réseau électrique reçoit une puissance du réseau électrique et réinjecte un signal dans le réseau, le signal réinjecté dans le réseau étant dégradé par le fonctionnement de l'appareil.
Il est entendu par « charge non linéaire » une charge à base de composants d'électronique de puissance, ou autres, consommant sur le système d'alimentation de la puissance active (avec ou sans puissance réactive) et réinjectant au réseau d'alimentation de la puissance déformante (liée aux harmoniques). Ces harmoniques peuvent être à rangs conventionnels (5, 7, 11, 13, etc.) pour les systèmes d'alimentation à trois fils : charges non linéaires triphasées (largement répandues dans les zones industrielles). Dans le cas des charges non linéaires monophasées installées dans un système d'alimentation à quatre fils (trois phases et le neutre), largement employées dans les zones résidentielles, commerciales ou administratives, des harmoniques de rang 3 et leurs multiples impairs (3, 9, 15, etc.) vont circuler dans ce réseau, en plus des harmoniques conventionnels.
D'autre part, le déphasage entre la tension et l'intensité du signal implique l'apparition d'une puissance réactive qui entraîne, entre autres, la diminution de la puissance active transmissible dans le réseau.
Le développement des technologies de production d'énergie, notamment d'origine renouvelable, a entraîné l'apparition de nombreuses unités de production individuelles, notamment dans les solutions d'habitations dites à autoconsommation ou à énergie positive.
Lorsqu'une unité de production de puissance, notamment dans le cas d'énergies renouvelables de type solaire ou éolien, est connectée au réseau, il est nécessaire de recourir à un ou plusieurs onduleurs ou redresseurs- onduleurs, afin de gérer et convertir la puissance générée par l'unité en courant continu et tension continue en signal alternatif, avant de l'injecter dans le réseau.
Les onduleurs sont constitués le plus souvent d'interrupteurs/composants d'électronique de puissance commandés à l'ouverture et à la fermeture et bidirectionnels, tels que les composants "classiques" en silicium comme les IGBT (IGBT, de l'anglais Insulated Gate Bipolar Transistor ou transistor bipolaire à grille isolée), les MOSFET (MOSFET, de l'anglais Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), les GTO (GTO, de l'anglais Gate Turn-off Thyristor ou thyristor à extinction par la gâchette) et récemment les composants rapides (à fréquence de commutation rapide). Les plus connus de ces derniers sont les interrupteurs d'électronique de puissance en carbure de silicium SiC, (SiC, de l'anglais Silicon carbide) et en nitrure de gallium GaN (GaN, de l'anglais Gallium nitride). Par un jeu de commutations commandées de manière appropriée (généralement une modulation de largeur d'impulsion), la source est modulée afin d'obtenir un signal alternatif de la fréquence désirée.
Les fréquences de commutation des composants d'électronique de puissance des onduleurs induisent généralement des composantes harmoniques à hautes fréquences dans le signal injecté dans le réseau, ce qui dégrade la qualité du signal transitant dans le réseau.
Dans un ensemble tel que représenté en figure la, comprenant un réseau 1 général, une charge 2 non linéaire et/ou linéaire, et un élément 3 de stockage de l'énergie continue connecté à un onduleur 4, il est connu de connecter en sortie de l'onduleur 4 un filtre 5 configuré pour bloquer les composantes à hautes fréquences de commutation contenues dans le signal à injecter dans le réseau électrique 1.
Ainsi, les harmoniques à hautes fréquences du signal causés par la commutation de l'onduleur 4, ne sont pas transmis via le filtre 5 au réseau 1 ; seul le signal souhaité est généré par l'onduleur et injecté au réseau 1 ou à la charge 2.
Un filtre de premier ordre composé d'une simple inductance de résistance interne pratiquement négligeable (appelé par la suite L-Classique), tel que représenté en figure lb, ne permet notamment pas de remplir cette fonction quand l'onduleur de tension employé est à base des composants d'électronique de puissance classiques en silicium (par exemple IGBT, MOSFET, GTO) ; la fréquence de commutation de ces composants, pour des puissances commutées élevées, est limitée industriellement, pour des raisons de pertes et de fiabilité, à environ 16 kHz.
En effet, plus l'inductance d'un tel filtre est élevée, plus la capacité du filtre à empêcher les composantes dues à la commutation d'être injectées sur le réseau 1 est élevée. Cependant, plus l'inductance est élevée, plus la vitesse de variation de l'intensité transitant dans le filtre est réduite et plus le filtre va occasionner un déphasage/retard entre l'intensité réelle souhaitée et l'intensité à injecter à l'ensemble réseau 1 - charge 2 via le filtre 5.
Inversement, une valeur faible de l'inductance permet à la majorité des composantes dues à la commutation d'être injectée dans le réseau et par conséquent d'affecter les installations et les équipements électriques.
Le bon dimensionnement du filtre de sortie du premier ordre dépendra donc du compromis à trouver entre la dynamique et l'efficacité du dispositif à base de l'onduleur à composants classiques en silicium (appelé par la suite Ond-Classique), surtout quand il fonctionne en tant que filtre actif parallèle à dépollution harmonique.
Ce compromis est très difficile à fixer sans l'emploi d'un filtre passif auxiliaire 6, installé à la sortie du filtre 5 de sortie ou en amont du côté réseau, pour filtrer les composantes à hautes fréquences, tel que représenté en figure lb.
Cependant, ce filtre auxiliaire 6 peut causer des effets secondaires non désirés, comme la résonance avec d'autres éléments passifs installés sur le réseau électrique 1.
Ces phénomènes de résonance électrique entraînent dans certains cas des pics de tension ou d'intensité, largement supérieurs aux valeurs admissibles par les appareils connectés au réseau et provoquent la destruction de ces appareils.
Ce filtre auxiliaire occasionne également une consommation de puissance active, par sa résistance d'amortissement. De plus, la qualité de filtrage de ces filtres auxiliaires se dégrade avec le temps, à cause du vieillissement de ses éléments passifs.
Une deuxième structure du filtre est un filtre de sortie de troisième ordre de type LCL associé à un onduleur à composants classiques en silicium (Ond-Classique). Ce filtre, facile à dimensionner, est une alternative au filtre de premier ordre (L-Classique) lourd, volumineux et coûteux et difficile à dimensionner. Ce filtre LCL se compose de deux inductances (LH, Lf2 dont la somme est dix à vingt fois inférieure de L-Classique), de résistances internes respectives ( H, Rfz) et d'une capacité Cf avec une petite résistance d'amortissement f (voir la figure lia) dont l'effet peut être remplacé par une commande appropriée.
Il est à noter que (Ls, Rs et es) représentent respectivement l'inductance, la résistance ainsi que la force électromotrice du réseau électrique en amont. Ce type de filtre, grâce au degré de liberté supplémentaire fourni par la capacité Cf, permet d'échapper aux problèmes évoqués précédemment dans le cas du filtre de sortie de premier ordre.
En effet, la présence du condensateur Cf permet de réduire les valeurs des selfs des deux inductances d'une façon significative (un rapport de 10 voire plus, suivant la fréquence de commutation de Ond-Classique, par rapport à L-Classique, peut être réalisé). Dans ce cas, les composantes dues à la fréquence de commutation sont bloquées du côté onduleur, sans ralentir la dynamique globale du système.
Cependant, l'onduleur doit injecter au réseau électrique à la fois des composantes fondamentales (réactive et déséquilibrée) et harmoniques, ce qui implique une maîtrise totale d'une très large bande passante de fréquence.
Lors de l'utilisation du filtre LCL associé aux contrôleurs linéaires, un déphasage important, entre les courants perturbateurs identifiés causés par les charges polluantes et ceux compensateurs injectés au réseau par l'onduleur, dégrade la qualité de filtrage harmonique et limite, par conséquent, l'applicabilité du compensateur actif. En effet, le déphasage augmente avec la fréquence harmonique et avec l'ordre du filtre de sortie. L'alternative pour surmonter ce problème de déphasage, rencontré lors de l'emploi d'un filtre LCL (connecté à la sortie d'un onduleur à composants classiques Ond-Classique) associé à un contrôleur linéaire, est la commande non linéaire.
Dans le document WO 2020/007884, la méthode de contrôle par mode glissant (SMC pour « Sliding Mode Control » en anglais) a été employée, pour assurer une réponse dynamique souhaitée (sans déphasage), une forte robustesse/insensibilité aux perturbations bornées ainsi que des bonnes propriétés de contrôle dans une large gamme de conditions de fonctionnement. Cependant, le contrôleur SMC classique génère une commande à fréquence très élevée (appelée Chattering), dite discontinue, appliquée aux composants de l'onduleur, qui peut entraîner une surchauffe qui pourrait aller jusqu'à la destruction de l'onduleur. Dans le document WO 2020/007884, il a été employé un SMC classique (avec fonction Signe) à commande continue. En effet, afin d'éviter une commande discontinue, causée par un SMC classique, il a été sélectionné cinq contrôleurs par mode glissant :
- le premier est associé à une fonction Signe approximée en fonction sigmoïde avec une surface de glissement de deuxième ordre ;
- le deuxième est avec une méthode appelée AIRD (une augmentation artificielle du degré relatif, suivie par un intégrateur, en anglais : « an Artificial Increase Relative Degree, followed by an integrator ») ;
- de plus, trois autres contrôleurs non linéaires à base de la méthode de mode glissant d'ordre supérieur sont aussi employés. Il s'agit de l'algorithme de contrôle de mode glissant de deuxième ordre 2-SMC Twisting et 2-SMC super-Twisting ainsi que l'algorithme de contrôle de mode glissant d'ordre supérieur continu C-HOSMC.
Néanmoins, ces contrôleurs non-linéaires sont très sophistiqués et assez complexes à gérer et impliquent l'emploi d'un calculateur assez puissant. De plus, la maîtrise de l'antirésonance entre le filtre LCL et le réseau, malgré la solution proposée dans le document WO 2020/007884, reste un point dont les industriels sont sceptiques.
PRÉSENTATION GÉNÉRALE DE L'INVENTION
Un des buts de l'invention est de « dépolluer » le courant consommé par une charge non linéaire, en annulant, du côté réseau, son contenu harmonique, le contenu déséquilibré ainsi que le contenu réactif du courant, dans l'objectif d'améliorer la qualité de la tension du côté réseau électrique. Cette invention, ayant une structure à quatre fils, est adaptée au spectre harmonique contenant les rangs conventionnels (5, 7, 11, 13, etc.) des zones industrielles ainsi que ceux du rang 3 et leurs multiples impairs (3, 9, 15, etc.) des zones résidentielles, commerciales ou administratives. Un autre but est de maximiser la puissance active productible par une unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 des Figures la, lb.
Un autre but est d'optimiser la consommation d'énergie d'un bâtiment intelligent.
Un autre but est d'optimiser la production énergétique d'une unité de production d'énergie conventionnelle (à origine fossile : pétrole, gaz, etc.) au sein d'un micro-réseau.
Un autre but est d'optimiser la gestion de l'énergie transitant entre les unités de production (renouvelable et conventionnelle) et les unités de consommation.
Il est proposé un filtre actif parallèle avec génération renouvelable basé sur un onduleur à deux niveaux de tension, à quatre bras (3 phases avec le neutre), à composants à commutation rapide (SiC ou GaN), à condensateur du bus continu (sans point milieu), à un filtre de sortie par phase, y compris le neutre, à inductance légère, non encombrante, économique et facile à dimensionner. Plusieurs condensateurs peuvent être connectés en série ou en parallèle, sans être séparés par un point milieu, le réseau ne voyant dans ce cas qu'un seul condensateur équivalent.
Afin de profiter pleinement des avantages offerts par l'augmentation suffisante de la fréquence de commutation, le dispositif est équipé de contrôleurs linéaire ou non linéaire, qui assurent un déphasage minimal entre les courants perturbateurs identifiés et ceux compensateurs injectés par le dispositif.
Ce dispositif permet, grâce à une méthode d'identification des puissances instantanées étendue très facile à implémenter, d'assurer la compensation, du côté réseau, des courants perturbateurs (harmoniques, réactif, déséquilibré, etc.), ainsi que la génération du courant maximal des sources d'énergie renouvelable d'une façon complète, partielle ou individuelle, suivant le cahier des charges demandé.
De plus, étant donné que les réseaux électriques, surtout ceux industriels, sont fortement pollués en tension, la méthode d'identification étendue est généralisée grâce à une PLL avancée proposée, basée sur un contrôleur de type R.ST adapté du sixième ordre. En effet, avec cette PLL, le dispositif est capable de fonctionner dans un milieu de tension fortement déformée par des harmoniques et perturbée par un déséquilibre.
La PLL avancée associée à la méthode d'identification étendue ainsi qu'aux contrôleurs linéaire et non linéaires proposés permettent au dispositif du filtre actif parallèle avec génération d'énergie renouvelable de s'adapter avec deux fréquence fondamentales (50 et 60 Hz), avec une variation de plus de 10% allant jusqu'à 800 Hz, pour une tension comprise entre 115 et 400 V, pour comprendre les cas des réseaux principaux, les groupes électrogènes ainsi que les réseaux des systèmes embarqués (avions, bateaux, trains, etc.).
Il est à noter que la PLL avancée extrait non seulement la phase de la composante directe de tension, comme le cas des PLL conventionnelles/classiques, mais également l'amplitude de cette composante. Cela assure une égalité entre le courant de charge du condensateur du bus continu et le courant de la puissance maximale produit par la source d'énergie renouvelable, tout en garantissant que ce courant maximal injecté soit en phase avec la composante directe de la tension du réseau électrique, afin de ne pas solliciter une consommation supplémentaire de la puissance réactive.
La structure proposée est capable d'éviter : a- l'emploi d'un structure d'onduleur à deux niveaux de tension facile à fabriquer, à commander et à entretenir, mais associé à un filtre de sortie du premier ordre lourd, cher, volumineux et très difficile à concevoir ; b- l'emploi d'une nouvelle structure d'onduleur autre que celle à deux niveaux de tension ; c- le problème de déphasage entre les courants perturbateurs identifiés et ceux injectés au réseau dû au filtre de de type LCL associé à un contrôleur linéaire ; f- le problème de résonance causé par l'emploi du filtre LCL ; e- le problème destructif lié au « chatering » de l'onduleur lors de l'emploi d'une commande non-linéaire classique ; f- l'emploi d'un filtre de sortie LCL associé à une commande non-linéaire avancée mais compliquée à concevoir.
La solution proposée dans l'invention consiste à augmenter suffisamment la fréquence de commutation de l'onduleur, permettant ainsi l'utilisation d'un simple filtre de sortie du premier ordre (avec des contraintes minimales), et par conséquent à simplifier la méthode de contrôle du courant de l'onduleur. En effet, une augmentation suffisante de la fréquence de commutation de l'onduleur limite les contraintes imposées au filtre de sortie, et une simple inductance devient ainsi capable d'empêcher la propagation des composantes de la fréquence de commutation de l'onduleur vers le côté réseau, sans affecter la dynamique globale du système.
Pour atteindre cet objectif, des onduleurs à base de composants d'électronique de puissance à commutations rapides (en anglais « High Switching Frequency »), par exemple les SiC en carbure de silicium et les GaN en nitrure de gallium (transistors), sont proposés dans la présente invention.
Profitant d'une fréquence de commutation très élevée, une inductance à valeur très réduite (quelques centaines de micro-Henry, par exemple 200 micro-Henry), peut être utilisée pour bloquer les composantes harmoniques dues à la commutation de l'onduleur, sans dégrader la dynamique du dispositif.
Le filtre de sortie utilisé dans la présente invention est un filtre de premier ordre de type inductance L, évitant la résonance entre un filtre LCL et le réseau des dispositifs de l'état de l'art, et au moins 10 fois inférieure, et avantageusement au moins 20 fois inférieure à l'inductance d'un filtre de premier ordre connecté en sortie à un onduleur à composants d'électronique de puissance en silicium des dispositifs de l'état de l'art.
Ainsi, afin d'y parvenir, tout en proposant la structure la plus fiable, efficace économique et facile à mettre en œuvre, l'invention propose, selon un premier aspect, un dispositif de compensation de courant du type filtre actif parallèle, apte à être connecté : à son entrée, en aval d'au moins un élément de stockage d'énergie capacitif, et à sa sortie, en amont à un point de raccordement entre d'une part un réseau électrique donné, et d'autre part des charges électriques non linéaires et/ou linéaires.
Le dispositif de compensation de courant du type filtre actif parallèle est caractérisé en ce qu'il présente :
- une unité de conversion de puissance, comportant au moins un onduleur de puissance à structure tension à commutation rapide à composants en carbure de silicium (SiC) ou en nitrure de gallium (GaN) (appelé par la suite Ond-Cr), l'unité de conversion générant un courant alternatif, avec une bande de fréquence allant de 50 à 2500Hz, couvrant toute la bande de fréquences d'un courant perturbateur non actif qui présente : tout ou une partie des harmoniques, et à la fréquence fondamentale tout ou une partie de la puissance réactive et/ou du déséquilibre de courant ;
- une unité de filtrage de sortie, comportant un filtre de sortie pour chacune des phases et un neutre, et connecté : d'une part en aval de l'onduleur, et d'autre part au point de raccordement entre le réseau électrique donné et les charges électriques non linéaires et/ou linéaires, le filtre de sortie étant dimensionné pour bloquer les composantes harmoniques dues à la commutation de l'onduleur ; le filtre de sortie est un filtre de premier ordre de type inductance L, évitant la résonance entre un filtre LCL et le réseau électrique donné, d'une inductance inférieure à 1000p.H ;
- une unité de contrôle-commande comprenant une unité de calcul de courants de référence, les courants de référence comprenant :
• au moins un courant perturbateur non actif destiné à être injecté au point de raccordement en opposition de phase, du côté réseau électrique donné, les perturbations du signal générées par les charges non linéaires et/ou linéaires, présentant tout ou une partie des harmoniques, et à la fréquence fondamentale tout ou une partie du courant réactif et/ou du déséquilibre de courant,
• au moins un courant actif de recharge de l'élément de stockage d'énergie capacitif ; l'unité de contrôle-commande comprenant également un dispositif de pilotage de commutation qui commande la commutation de l'onduleur et qui assure en boucle fermée le contrôle de toute la bande de fréquence de 50 à 2500 Hz pour l'injection par l'onduleur, du courant perturbateur non actif et du courant actif, en fonction de l'identification des courants de référence par l'unité de calcul, la commande de commutation de l'onduleur étant réalisée de manière à laisser passer à travers l'unité de filtrage de sortie au point de raccordement une partie ou la totalité des courants perturbateurs non actifs injectés en opposition de phase comprenant des courants harmoniques, ainsi que des courants réactifs et déséquilibrés à la fréquence fondamentale, dans les charges électriques non linéaires et/ou linéaires, pour satisfaire la demande de consommation d'énergie non active des charges électriques non linéaires et/ou linéaires, tout en dépolluant le réseau électrique donné de ces courants perturbateurs non actifs.
Avantageusement, la fréquence de commutation de l'onduleur est supérieure à 70 kHz.
Avantageusement, le filtre de premier ordre de type inductance L présente une valeur inférieure à 400 p.H.
Avantageusement, la fréquence de commutation de l'onduleur est supérieure à 100 kHz, et le filtre de premier ordre de type inductance L a une valeur inférieure à 200 p.H.
Avantageusement, la tension en amont de l'onduleur est supérieure à 800 V, et encore plus avantageusement supérieure à 1000 V.
Avantageusement, le dispositif présente seulement deux niveaux de tension.
Avantageusement, le dispositif possède un processeur dit cible numérique d'implémentation pour les calculs contenus dans l'unité de contrôle commande, y compris celui du courant injecté, ayant une fréquence inférieure à 100 MHz, une mémoire flash inférieure à 2 Mb et une RAM inférieure à 2 Mb. Avantageusement, l'unité de contrôle-commande comporte une unité de calcul (lié au contrôle du courant injecté) correspondant au filtre L, moins puissante dans le calcul que l'unité de calcul d'une unité de contrôle- commande associée à un filtre LCL.
Avantageusement, le dispositif fonctionne à une fréquence fondamentale comprise entre 40 et 70 Hz. De préférence, à une fréquence fondamentale conventionnelle entre 50 et 60 Hz.
En outre, la tension nominale du réseau électrique donné selon la présente invention est comprise entre 180 et 480 V. De préférence, la tension nominale du réseau électrique donné est comprise entre 230 et 400V.
Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, la fréquence fondamentale est comprise entre 50 et 60Hz et la tension nominale du réseau électrique donné est comprise entre 230 et 400V.
Avantageusement, la tension nominale est une tension composée.
Avantageusement, l'élément de stockage d'énergie capacitif est connecté en amont à une unité de puissance à génération d'énergie renouvelable, l'unité de conversion générant un courant alternatif, avec une bande de fréquence allant de 50 à 2500Hz, couvrant en plus le courant actif maximal généré par l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable, l'unité de filtrage laisse passer le courant actif correspondant au point de puissance maximale disponible au sein de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable, pour satisfaire la demande de consommation d'énergie active des charges électriques non linéaires et/ou linéaires, tout en assurant la recharge de l'élément de stockage d'énergie capacitif.
Avantageusement, le dispositif de pilotage de commutation commande la commutation de l'onduleur, par un contrôleur qui est : non linéaire par mode glissant continu de premier ordre ou d'ordre supérieur, ou linéaire et tient compte du déphasage entre le courant de référence et le courant injecté.
Dans certaines mises en œuvre, l'unité de calcul des courants de référence, comporte une unité de boucle de verrouillage de phase avancée, qui extrait, en plus de l'angle fourni par une unité de verrouillage de phase conventionnelle, l'amplitude de la composante directe de la tension au point de raccordement du réseau électrique donné.
Dans certaines mises en œuvre, la commande de commutation de l'onduleur est réalisée telle qu'une partie du courant actif, dans le réseau électrique donné dépourvu des courants perturbateurs non actifs, passe au travers l'unité de filtrage de sortie, lorsque la production de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable est supérieure à la puissance consommée par les charges électriques non linéaires et/ou linéaires.
Dans certaines mises en œuvre, l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable est couplée sans hacheur, ni autres dispositifs d'électronique de puissance, à l'élément de stockage d'énergie capacitif.
Dans certaines mises en œuvre, l'unité de contrôle-commande comporte :
- un hacheur, configuré pour maintenir une tension continue constante prédéfinie aux bornes de l'élément de stockage d'énergie de l'onduleur, indépendamment du niveau de tension de la source d'énergie renouvelable pour assurer un filtrage harmonique inchangé,
- un hacheur, pour assurer la gestion charge/décharge d'un parc de batteries ou d'autres systèmes de stockage d'énergie capacitif,
- un double hacheur, pour le cas d'un réseau électrique îlot.
Avantageusement, l'unité de contrôle-commande comporte l'un des deux contrôleurs suivants :
- un contrôleur à mode glissant continu de 1er ordre avec une fonction Signe approximée en fonction Sigmoïde ; ou
- un contrôleur linéaire amélioré de type RSTam.
Avantageusement, le dispositif de pilotage de commutation comporte un dispositif de modulation de largeur d'impulsion (MLI), dans lequel la commande est modulée, afin de faire fonctionner l'onduleur à une fréquence de commutation fixe et adaptée à la commutation rapide des composants d'électronique de puissance constituant l'onduleur.
Dans certaines mises en œuvre, l'unité de contrôle-commande comporte un régulateur de type PI, avec une sortie qui représente la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable, pour réguler la tension continue de l'élément de stockage d'énergie capacitif, tout en assurant une poursuite du point de puissance active maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable, le dispositif de compensation comportant une boucle de régulation de la tension continue aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif qui fournit à la sortie du régulateur la puissance maximale, la tension aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif étant égale à la tension de la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable.
Avantageusement, le dispositif comprend une unité de calcul des courants de référence, configurée pour déterminer le courant perturbateur non actif circulant dans la charge, et une unité de calcul des courants de référence, configurée pour calculer, en se basant uniquement sur la puissance, la tension du point de puissance active maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable, l'unité de calcul de référence délivrant les courants non actifs/perturbateurs de l'unité et/ou le courant actif maximal issu de l'unité et du régulateur, qui assure à sa sortie la puissance maximale de l'unité .
Avantageusement, la commutation rapide améliore la dynamique globale du filtre actif, ce qui améliore, par conséquent, la qualité de filtrage. La tension en amont (du côté onduleur Ond-Cr) atteint des valeurs plus élevées, avantageusement supérieures à 800 V (plus avantageusement, supérieures à 1000V), contre 800 V maximum pour les onduleurs classiques en silicium Ond-Classique fonctionnant, pour la même puissance commutée, à une fréquence de commutation de 16 kHz et avec une efficacité de 95%. Cette augmentation de tension continue améliore la dynamique du filtre actif, et par conséquent la qualité de filtrage.
De plus, le filtre de sortie de premier ordre est composé d'une simple inductance de contraintes minimales, appelé par la suite L-Ond-Cr.
Le dispositif selon la présente invention présente l'avantage d'être léger, économique et très facile à dimensionner en comparaison aux filtres L- classiques de l'état de la technique, notamment grâce au filtre de sortie de premier ordre associé à l'onduleur à commutation rapide.
Selon un autre aspect, l'invention propose un dispositif de compensation de courant du type filtre actif parallèle apte à être connecté : à son entrée, en aval d'au moins une unité de puissance à génération d'énergie renouvelable couplée à un élément de stockage d'énergie capacitif, et à sa sortie, en amont à un point de raccordement C entre d'une part un réseau électrique donné, et d'autre part des charges électriques non linéaires et/ou linéaires, le dispositif de compensation de courant présentant :
- une unité de conversion de puissance, comportant au moins un onduleur de puissance à structure tension à commutation rapide à composants en carbure de silicium SiC ou en nitrure de gallium GaN, l'unité de conversion générant un courant alternatif à la fréquence 50Hz, couvrant le courant actif maximal généré par l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable ;
- une unité de filtrage de sortie, comportant un filtre de sortie pour chacune des phases et un neutre, et connecté : d'une part en aval de l'onduleur, et d'autre part au point de raccordement C entre le réseau électrique donné et les charges électriques non linéaires et/ou linéaires, le filtre de sortie étant dimensionné pour bloquer les composantes harmoniques dues à la commutation de l'onduleur ; le filtre de sortie est un filtre de premier ordre de type inductance L, évitant la résonance entre un filtre LCL et le réseau électrique donné, et une inductance inférieure à 1000p.H, avantageusement inférieure à 400p.H, plus avantageusement inférieure à 200p.H en fonction de la fréquence de commutation rapide ;
- une unité de contrôle-commande comprenant une unité de calcul de courants de référence, les courants de référence comprenant :
• au moins un courant actif correspondant à un point de puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable ;
• au moins un courant actif de recharge de l'élément de stockage d'énergie capacitif,
• avantageusement : au moins un courant généré par les charges non linéaires et/ou linéaires, présentant à la fréquence fondamentale tout ou une partie du courant réactif et/ou du déséquilibre de courant, l'unité de contrôle-commande comprenant également :
- un contrôleur à mode glissant continu de 1er ordre avec une fonction Signe approximée en fonction Sigmoïde ; ou un contrôleur linéaire amélioré de type R.STam,
- un dispositif de pilotage de commutation qui commande la commutation de l'onduleur et qui assure en boucle fermée le contrôle à la fréquence fondamentale 50 Hz pour l'injection par l'onduleur, du courant actif et du courant perturbateur non actif (réactif et déséquilibré), en fonction de l'identification des courants de référence par l'unité de calcul,
- un régulateur de type PI, qui assure à sa sortie la puissance maximale de l'unité, la commande de commutation de l'onduleur étant réalisée de manière à laisser passer à travers l'unité de filtrage de sortie au point de raccordement C, un courant actif correspondant à un point de puissance maximale disponible au sein de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable, pour satisfaire la demande de consommation d'énergie active des charges électriques non linéaires et/ou linéaires, tout en assurant la recharge de l'élément de stockage d'énergie capacitif ; pour satisfaire la demande de consommation d'énergie réactive des charges électriques non linéaires et/ou linéaires, tout en dépolluant le réseau électrique donné de ces courants perturbateurs non actifs.
Avantageusement, la commande de commutation de l'onduleur est réalisée de manière à laisser passer aussi à travers l'unité de filtrage de sortie au point de raccordement C, une partie ou la totalité des courants perturbateurs non actifs injectés en opposition de phase comprenant des courants réactifs et déséquilibrés à la fréquence fondamentale, dans les charges électriques non linéaires et/ou linéaires.
Avantageusement, dans le dispositif de compensation, pour un onduleur à deux niveaux de tension, la fréquence de commutation de l'onduleur est supérieure à 50kHz, avantageusement supérieure à 60kHz, avantageusement supérieure à 70kHz et encore plus avantageusement supérieure à 80kHz.
Avantageusement, la tension en amont du l'onduleur est supérieure à 800V, et encore plus avantageusement supérieure à 1000V.
Avantageusement, l'unité de contrôle-commande comporte une unité de calcul correspondant au filtre L, moins puissante dans le calcul que l'unité de calcul d'une unité de contrôle-commande associée à un filtre LCL.
Avantageusement, l'unité de calcul est une cible numérique d'implémentation correspondant à l'unité de contrôle de courant injecté associée au filtre L.
Avantageusement, l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable est aussi couplée sans hacheur, ni autres dispositifs d'électronique de puissance, à l'élément de stockage d'énergie capacitif.
Avantageusement, l'unité de contrôle-commande comporte :
- un hacheur, configuré pour maintenir une tension continue constante prédéfinie aux bornes de l'élément de stockage d'énergie de l'onduleur, indépendamment du niveau de tension de la source d'énergie renouvelable pour assurer un filtrage harmonique inchangé,
- un hacheur, pour assurer la gestion charge/décharge d'un parc de batteries ou d'autres systèmes de stockage d'énergie,
- un double hacheur, pour le cas d'un réseau électrique îlot.
Selon un autre aspect, l'invention propose un système électrique comprenant un réseau électrique donné, des charges non linéaires/linéaires, et un dispositif de compensation tel que présenté ci-dessus.
Optionnellement mais avantageusement, le système selon l'invention peut présenter les caractères suivants, pris seuls ou en combinaison :
- l'unité de production de puissance à génération d'énergie renouvelable est :
• choisie parmi la liste suivante : un ou plusieurs panneaux photovoltaïques, éolienne(s), pile(s) à combustible, ou autres
• couplée, directement à un élément de stockage d'énergie en cas d'une production continue, ou via un redresseur de puissance alternatif/continu en cas d'une production alternative d'origine renouvelable ;
- l'unité de production de puissance à génération d'énergie renouvelable est couplée sans hacheur ou sans d'autres dispositifs d'électronique de puissance ;
- le réseau électrique donné est choisi parmi la liste suivante : un réseau électrique principal, un micro-réseau électrique local îloté ou raccordé au réseau électrique principal, ou un réseau électrique embarqué ;
- le système comporte en outre un bâtiment intelligent, et dans lequel l'unité de contrôle-commande est connectée à une unité de gestion centralisé du bâtiment intelligent, l'unité de contrôle-commande compare la puissance maximale disponible de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable avec la charge totale du bâtiment intelligent ;
- l'unité de contrôle-commande est configurée pour optimiser la consommation des différents appareils fonctionnant au sein de ce bâtiment intelligent en répartissant les charges correspondant aux charges non-linéaires/linéaires selon au moins deux modes de fonctionnement : o un premier mode de répartition, dit mode de consommation adaptée, dans lequel l'unité de contrôle-commande pilote l'unité de gestion décentralisée du bâtiment intelligent de manière à adapter la consommation du bâtiment intelligent avec la production de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable, pour que la courbe de charge totale du bâtiment intelligent présente un facteur de simultanéité maximal correspondant au fonctionnement de toutes les charges utiles du bâtiment en même temps, dans la limite de l'énergie renouvelable produite, o en cas d'insuffisance de production d'énergie renouvelable, un deuxième mode de répartition, dit mode de consommation modulée, dans lequel l'unité de contrôle-commande pilote l'unité de gestion décentralisée du bâtiment intelligent de manière à moduler la consommation des appareils du bâtiment intelligent pour tendre à une courbe de charge totale du bâtiment intelligent sensiblement constante en fonction du temps ; avantageusement, le premier mode de répartition est prioritaire ; avantageusement, dans le deuxième mode de répartition, la courbe de charge totale du bâtiment intelligent est adaptée à l'état de génération du réseau électrique donné ;
- le système comporte en outre :
• un réseau local connecté au réseau électrique donné, et
• des unités de production de puissance à origine conventionnelle, et
• un système de gestion semi-décentralisée, et
• une pluralité d'unités de puissance à génération d'énergie renouvelable connectées au réseau local, par un dispositif de compensation, chaque dispositif de compensation étant connecté au système de gestion semi-décentralisée auquel il communique des informations concernant la production d'énergie, actuelle et à venir, de chacune des unités de production de puissance à génération d'énergie renouvelable, et
• une pluralité de postes de consommation correspondant aux charges non linéaires/linéaires, chacun des postes de consommation étant connecté au réseau local et équipé par un dispositif de compensation, connecté au système de gestion semi-décentralisée auquel il communique des informations concernant la consommation instantanée et la consommation à venir, en fonction du fonctionnement programmé des postes de consommation ;
• une pluralité d'unités de puissance à génération d'énergie renouvelable et de charges linéaires et/ou non linéaires des bâtiments intelligents à énergie positive, qui assurent l'autoconsommation et où le surplus éventuel d'énergie est stocké ou échangé avec les autres bâtiments intelligents ou délivré au réseau local via l'unité de contrôle-commande du dispositif de compensation, en coordination avec le système de gestion semi-décentralisée en cas d'échange avec le réseau local ;
- le système de gestion semi-décentralisée est en outre configuré pour assurer la répartition économique de production des unités de production d'énergie conventionnelle ;
- le système de gestion semi-décentralisée est en outre configuré pour intervenir quand la demande totale d'énergie au sein du réseau local est supérieure à la production totale, auprès des unités de contrôle décentralisé des bâtiments intelligent, via les unités de contrôle- commande des dispositifs de compensation, pour les faire basculer vers un mode de consommation modulé ;
- le système de gestion semi-décentralisée est en outre configuré pour piloter la distribution sur le réseau local de la puissance provenant du réseau électrique donné si la production totale estimée ne couvre pas la demande.
PRÉSENTATION DES FIGURES
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront encore de la description qui suit, laquelle est purement illustrative et non limitative, et doit être lue en regard des figures annexées sur lesquelles :
- la figure la (état de l'art) est un schéma représentant un réseau électrique alimentant une charge et une unité de puissance à génération d'énergie renouvelable connectée à un onduleur, via un ou plusieurs éléments de stockage d'énergie, comportant un filtre selon l'art antérieur;
- la figure lb (état de l'art) représente ce même réseau, avec une autre structure de filtre de l'art antérieur;
- la figure 2a (état de l'art) est un schéma représentant un réseau électrique alimentant une charge avec un onduleur, selon l'état de l'art, à composants d'électronique de puissance en silicium associé à un filtre de sortie LCL;
- la figure 2b (état de l'art) est un schéma représentant un réseau électrique alimentant une charge avec un onduleur, selon l'état de l'art, à composants d'électronique de puissance en silicium associé à un filtre de sortie L-Classique;
- la figure 2c (inclus dans un dispositif de compensation active selon l'invention) est un schéma représentant un réseau électrique alimentant une charge avec un onduleur, selon l'invention, à composants d'électronique de puissance en carbure de silicium de commutation rapide associé à un filtre de sortie L-Ond-Cr avec contraintes minimales;
- la figure 3a (état de l'art) est un schéma représentant la structure d'un dispositif de compensation active (à onduleur, selon l'état de l'art, classique de composants d'électronique de puissance en silicium associé à un filtre de sortie LCL ou L-Classique), notamment la structure de l'unité de contrôle-commande;
- la figure 3b (selon une mise en œuvre de l'invention) est un schéma représentant la structure d'un dispositif de compensation active (à onduleur, selon l'invention, de composants d'électronique de puissance en carbure de silicium de commutation rapide associé à un filtre de sortie L-Ond-Cr avec contraintes minimales), notamment la structure de l'unité de contrôle-commande;
- la figure 4 est un schéma représentant le système à verrouillage de phase PLL avancée selon l'invention;
- la figure 5a (état de l'art : onduleur classique et LCL) est un schéma représentant un système électrique selon l'état de l'art, dans lequel le dispositif de compensation s'insère, en parallèle, entre une unité de production d'énergie renouvelable, au sein d'un bâti d'autoconsommation, et l'ensemble réseau-charges;
- la figure 5b (onduleur, selon l'invention, à commutation rapide et L (L-Ond-Cr) avec contraintes minimales) est un schéma représentant un système électrique, selon un mode de réalisation de l'invention, dans lequel le dispositif de compensation s'insère, en parallèle, entre une unité de production d'énergie renouvelable, au sein d'un bâti d'autoconsommation, et l'ensemble réseau-charges;
- la figure 6a (état de l'art : onduleur classique et LCL) est un schéma représentant un système électrique selon l'état de l'art, dans lequel le système est connecté à un bâtiment intelligent à énergie positive;
- la figure 6b (onduleur, selon l'invention à commutation rapide et L- Ond-Cr avec contraintes minimales) est un schéma représentant un système électrique selon un mode de réalisation de l'invention, dans lequel le système est connecté à un bâtiment intelligent à énergie positive;
- la figure Fig. 7a (état de l'art) représente la boucle de régulation de l'élément de stockage d'énergie dans l'objectif, entre autres, d'extraire la puissance maximale active de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable;
- la figure Fig. 7b (selon une mise en œuvre de l'invention) représente la boucle de régulation de l'élément de stockage d'énergie dans l'objectif avec le système à PLL avancée, entre autres, d'extraire la puissance maximale active de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable;
- la figure 8a (état de l'art) représente l'intégration de la méthode de calcul de cette puissance maximale active dans l'algorithme d'identification/calcul des courants non actifs (e.g. harmoniques, réactifs et déséquilibré);
- la figure Fig. 8b (selon une mise en œuvre de l'invention) représente l'intégration de la méthode de calcul de cette puissance maximale active dans l'algorithme d'identification/calcul des courants non actifs (e.g. harmoniques, réactifs et déséquilibré) en employant la PLL avancée ; les courants de sortie identifiés comprennent le courant du file neutre;
- la figure Fig. 9a (état de l'art) est un schéma représentant un système électrique selon l'état de l'art (à base d'onduleur classique et LCL), dans lequel le système électrique comprend un système de gestion semi-centralisée qui gère la production d'énergie conventionnelle du réseau ainsi, qu'en cas d'urgences, le mode de fonctionnement des unités centralisées via les dispositifs de compensation active connectés, à leur tour, aux unités de production d'énergie renouvelable;
- la figure Fig. 9b (selon une mise en œuvre de l'invention) est un schéma représentant un système électrique selon un mode de réalisation de l'invention (à base d'onduleur de commutation rapide en carbure de silicium et L-Ond-Cr de contraintes minimales), dans lequel le système électrique comprend un système de gestion semi- centralisée qui gère la production d'énergie conventionnelle du réseau ainsi, qu'en cas d'urgences, le mode de fonctionnement des unités centralisées via les dispositifs de compensation active connectés, à leur tour, aux unités de production d'énergie renouvelable;
- la figure Fig. 10 représente une structure générale du filtre actif parallèle, selon une mise en œuvre de l'invention;
- la figure Fig. lia (état de l'art) représente un schéma équivalent par phase du filtre de sortie de troisième ordre LCL, selon l'état de l'art;
- la figure Fig. 11b représente un schéma équivalent par phase du filtre de sortie de L-Classique, selon l'état de l'art ou de L-Ond-Cr avec contraintes minimale, selon une mise en œuvre de l'invention;
- la figure Fig. 12a (état de l'art) représente le diagramme du gain du filtre de sortie de troisième ordre LCL, selon l'état de l'art;
- la figure Fig. 12b représente le diagramme du gain du filtre de sortie de premier ordre L-Ond-Cr avec contraintes minimales, selon une mise en œuvre de l'invention;
- la figure Fig. 13a (état de l'art : Onduleur classique & LCL avec un contrôleur R.ST) représente, selon l'état de l'art, un schéma blocs général de l'algorithme de contrôle du courant du filtre actif;
- la figure Fig. 13b (état de l'art : Onduleur classique & L-classique avec un contrôleur Proportionnel Intégral (PI)) représente, selon l'état de l'art, un schéma blocs général de l'algorithme de contrôle du courant du filtre actif;
- la figure 13c (selon une mise en œuvre de l'invention : Onduleur à commutation rapide & L-Ond-Cr de contraintes minimales avec un contrôleur RSTam ou SMC continu à fonction sigmoïde) représente, selon une mise en œuvre de l'invention, un schéma blocs général de l'algorithme de contrôle du courant du filtre actif;
- la figure 14a représente un effet du déphasage sur la qualité de compensation du filtre actif ; et plus particulièrement l'intensité de la charge;
- la figure Fig. 14b représente un effet du déphasage sur la qualité de compensation du filtre actif ; et plus particulièrement le courant de consigne et le courant injecté;
- la figure Fig. 14c représente un effet du déphasage sur la qualité de compensation du filtre actif ; et plus particulièrement le courant du réseau avec l'effet du déphasage ainsi que le courant idéal estimé sans l'effet du déphasage;
- la figure Fig. 15a (état de l'art : un filtre de sortie LCL) représente les diagrammes du gain et de la phase de la fonction de transfert de la boucle de contrôle du filtre actif avec RST qui est un contrôleur linéaire basé sur un placement des pôles de la boucle fermée (boucle de contrôle);
- la figure Fig. 15b (selon une mise en œuvre de l'invention : un filtre de sortie L-Ond-Cr avec contraintes minimales) représente les diagrammes du gain et de la phase de la fonction de transfert de la boucle de contrôle du filtre actif avec RST qui est un contrôleur linéaire basé sur un placement des pôles et RSTam, selon une mise en œuvre de l'invention, qui est basé, en plus, sur le placement des zéros, de la boucle fermée (boucle de contrôle);
- la figure Fig. 16a (état de l'art) représente la poursuite et le signal de commande monophasé avec les contrôleurs en mode glissant utilisant les fonctions de commande Signe, Sigmoïde et augmentation artificielle du degré relatif; - la figure Fig. 16b (état de l'art) représente la poursuite et le signal de commande monophasé avec les algorithmes de commande SMC, C- HOSM, 2-SMC Twisting, 2 SMC Super-Twisting et l'approche de Lyapunov;
- la figure Fig. 16c (selon une mise en œuvre de l'invention) représente la poursuite et le signal de commande monophasé avec les contrôleurs en mode glissant discontinu à fonction Signe et continu à fonction Sigmoïde ainsi que le contrôleur de placement de pôles amélioré RSTam;
- la figure Fig. 17a représente le spectre harmonique (dû au hachage) du courant du côté réseau pour un onduleur à commutation rapide & un filtre de sortie L-Ond-Cr avec contraintes minimales (L-Ond-Cr = 200 pH et F-Ond-Cr =100000kHz);
- la figure Fig. 17b représente le spectre harmonique (dû au hachage) du courant du côté réseau pour un onduleur classique & un filtre de sortie L-classique (L-Classique =2mH et F-Ond-Classique= 16kHz);
- la figure Fig. 17c représente le spectre harmonique (dû au hachage) du courant du côté réseau pour un onduleur classique & un filtre de sortie L avec contraintes minimales (L-Ond-Cr = 200mH et F-Ond- Classique =16 kHz);
- la figure Fig. 18 représente le spectre harmonique du courant du côté charge;
- la figure Fig. 19a représente la simulation pour le cas d'un contrôleur SMC continu à fonction sigmoïde associé à un onduleur à commutation rapide et L de contraintes minimale 200 pH : l'analyse temporelle avant et après filtrage du courant de réseau Is, des courants identifié Iref et injecté linj superposés ainsi que du THD du courant Is;
- la figure Fig. 19b représente la simulation pour le cas d'un contrôleur SMC continu à fonction sigmoïde associé à un onduleur à commutation rapide et L de contraintes minimale 200 pH : l'analyse spectrale après filtrage du courant de réseau Is; - la figure Fig. 20a représente la simulation pour le cas d'un contrôleur RSTam associé à un onduleur à commutation rapide et L de contraintes minimale de 200pH : l'analyse temporelle avant et après filtrage du courant de réseau Is, des courants identifié Iref et injecté linj superposés ainsi que du THD du courant Is;
- la figure Fig. 20b représente la simulation pour le cas d'un contrôleur RSTam associé à un onduleur à commutation rapide et L de contraintes minimale de 200pH : l'analyse spectrale après filtrage du courant de réseau Is;
- la figure Fig. 21a représente la simulation pour le cas d'un contrôleur SMC continu à fonction sigmoïde associé à un onduleur classique à fréquence de commutation 16 kHz et L de contraintes minimale de 200 p.H : l'analyse temporelle avant et après filtrage du courant de réseau Is, des courants identifié Iref et injecté linj superposés ainsi que du THD du courant Is;
- la figure Fig. 21b représente la simulation pour le cas d'un contrôleur SMC continu à fonction sigmoïde associé à un onduleur classique à fréquence de commutation 16 kHz et L de contraintes minimale de 200 p.H : l'analyse spectrale après filtrage du courant de réseau Is (composantes dues au hachage);
- la figure Fig. 22 représente les caractéristiques courant-tension et puissance-tension d'un générateur photovoltaïque;
- la figure Fig. 23 représente une boucle de régulation de la tension continue de l'unité de l'élément de stockage de l'onduleur;
- la figure Fig. 24a (état de l'art) représente un algorithme d'identification des courants perturbateurs (non actifs) intégrant la poursuite du point de puissance maximale;
- la figure Fig. 24b représente un algorithme d'identification des courants perturbateurs (non actifs) intégrant la poursuite du point de puissance maximale avec, selon une mise en œuvre de l'invention, le système à PLL avancée;
- la figure Fig. 25 représente le schéma de contrôle du système à PLL avancée, selon une mise en œuvre de l'invention; - la figure Fig. 26 représente les caractéristiques du générateur photovoltaïque (PVG) pour différents éclairements et températures;
- la figure Fig. 27 représente l'analyse temporelle des tensions de la puissance maximale Vmp du générateur PV et du condensateur de l'onduleur Vdc;
- la figure Fig. 28 représente le bilan des puissances actives et réactive de l'ensemble Filtre actif-GPV-Réseau-Charge.
DESCRIPTION D'UN OU PLUSIEURS MODES DE MISE EN ŒUVRE ET DE RÉALISATION
L'invention concerne des systèmes électriques représentés en figures 2-3, comprenant un réseau électrique donné 1 à trois phases et un neutre, une charge 2 non linéaire ou linéaire ou les deux, connectées au réseau électrique donné 1 ; un élément de stockage d'énergie capacitif 3 ; et un dispositif de compensation 7 connecté d'une part à son entrée, en aval, à l'élément de stockage capacitif 3 et d'autre part à sa sortie, en amont à un point de raccordement C situé entre le réseau électrique donné 1 et la charge 2.
Le dispositif de compensation 7 de courant du type filtre actif est apte à être connecté : à son entrée, en aval d'au moins un élément de stockage d'énergie capacitif 3, et à sa sortie, en amont à un point de raccordement C entre d'une part un réseau électrique donné 1, et d'autre part des charges 2 électriques non linéaires et/ou linéaires.
Le dispositif de compensation 7 présente :
- une unité de conversion 8 de puissance, comportant au moins un onduleur de puissance à structure tension 9 à commutation rapide à composants en carbure de silicium (SiC) ou en nitrure de gallium (GaN), (ou en d'autres matériaux de technologies d'électronique de puissance rapide), l'unité de conversion 8 générant un courant alternatif, avec une bande de fréquence allant de 50 à 2500 Hz, couvrant toute la bande de fréquences d'un courant perturbateur non actif qui présente : tout ou une partie des harmoniques, et à la fréquence fondamentale tout ou une partie de la puissance réactive et/ou du déséquilibre de courant;
- une unité de filtrage 10 de sortie, comportant un filtre 11 de sortie pour chacune des phases et un neutre, et connecté : d'une part en aval de l'onduleur 9, et d'autre part au point de raccordement C entre le réseau électrique donné 1 et les charges 2 électriques non linéaires et/ou linéaires, le filtre 11 de sortie étant dimensionné pour bloquer les composantes harmoniques dues à la commutation de l'onduleur 9, le filtre 11 de sortie est un filtre de premier ordre de type inductance L, évitant la résonance entre un filtre LCL et le réseau électrique donné 1 et une inductance inférieure à 600 p,H ;
- une unité de contrôle-commande 12 comprenant une unité de calcul 25 de courants de référence, les courants de référence comprenant :
• au moins un courant perturbateur non actif, destiné à être injecté au point de raccordement C en opposition de phase, du côté réseau électrique donné 1, les perturbations du signal générées par les charges 2 non linéaires et/ou linéaires, présentant tout ou une partie des harmoniques, et à la fréquence fondamentale tout ou une partie du courant réactif et/ou du déséquilibre de courant,
• au moins un courant actif de recharge de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 ; l'unité de contrôle-commande 12 comprenant également un dispositif de pilotage de commutation 21 qui commande la commutation de l'onduleur 9 et qui assure en boucle fermée le contrôle de toute la bande de fréquence de 50 à 2500 Hz pour l'injection par l'onduleur, du courant perturbateur non actif et du courant actif, en fonction de l'identification des courants de référence par l'unité de calcul 25, l'unité de contrôle-commande 12 nécessitant une unité de calcul correspondant à un filtre L ; la commande de commutation de l'onduleur 9 étant réalisée de manière à laisser passer à travers l'unité de filtrage 10 de sortie au point de raccordement C une partie ou la totalité des courants perturbateurs non actifs injectés en opposition de phase comprenant des courants harmoniques, ainsi que des courants réactifs et déséquilibrés à la fréquence fondamentale, dans les charges 2 électriques non linéaires et/ou linéaires, pour satisfaire la demande de consommation d'énergie non active des charges 2 électriques non linéaires et/ou linéaires, tout en dépolluant le réseau électrique donné 1 de ces courants perturbateurs non actifs.
Avantageusement, l'unité de calcul de l'unité de contrôle-commande 12, est adaptée à l'unité de contrôle 23 associée à un filtre L.
Avantageusement, la commande de commutation de l'onduleur 9 et l'unité de filtrage 10 de sortie au point de raccordement C forment un compensateur contre les courants perturbateurs.
Avantageusement, le dispositif possède un processeur dit cible numérique d'implémentation pour les calculs, ayant une fréquence inférieure à 100 MHz, une mémoire flash inférieure à 2 Mb et une RAM inférieure à 2 Mb.
L'unité de contrôle-commande 12 comporte un régulateur 62 de type PI, avec une sortie qui représente la puissance délivrée via le réseau électrique donné, nécessaire pour réguler la tension continue de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 autour d'une tension de référence supérieure à 800 V. Avantageusement, le dispositif de compensation 7 est équipé d'un onduleur à commutation rapide 9 Ond-Cr et un filtre 11 de sortie de type L Ond-Cr, pouvant fonctionner, suivant les courants de référence fournis par l'unité de calcul 25, en tant que filtre actif parallèle, pour assurer le filtrage de la totalité ou d'une partie des harmoniques, tout en offrant la possibilité de compenser la totalité ou une partie de la puissance réactive et/ou du courant déséquilibré.
Avantageusement, l'inductance du filtre 11 de sortie est inférieure à 1000 .H, avantageusement comprise entre 10 p.H et 800 |_iH, l'inductance du filtre 11 de sortie étant telle que l'inductance soit au moins 10 fois inférieure à l'inductance classique d'un filtre de premier ordre connecté en sortie à un onduleur à composants classiques en silicium. Ainsi, l’inductance peut se situer entre 50 et 1000 μH, avantageusement entre 100 et 600 μH, plus avantageusement entre 100 et 400 μH, plus avantageusement encore entre 100 et 200 μH, en fonction de la fréquence de commutation rapide supérieure à 50kHz, avantageusement supérieure à 70kHz, encore plus avantageusement supérieure à 100kHz. Plus la fréquence de commutation est grande et plus l’inductance peut être petite, dans la limite physique et technologique des composants. Par exemple, l’inductance du filtre de sortie peut être choisie parmi la liste suivante : 50 μH, 55 μH, 60 μH, 65 μH, 70 μH, 75 μH, 80 μH, 85 μH, 90 μH, 95 μH, 100 μH, 105 μH, 110 μH, 115 μH, 120 μH, 125 μH, 130 μH, 135 μH, 140 μH, 145 μH, 150 μH, 155 μH, 160 μH, 165 μH, 170 μH, 175 μH, 180 μH, 185 μH, 190 μH, 195 μH, 200 μH, 205 μH, 210 μH, 215 μH, 220 μH, 225 μH, 230 μH, 235 μH, 240 μH, 245 μH, 250 μH, 255 μH, 260 μH, 265 μH, 270 μH, 275 μH, 280 μH, 285 μH, 290 μH, 295 μH, 300 μH, 305 μH, 310 μH, 315 μH, 320 μH, 325 μH, 330 μH, 335 μH, 340 μH, 345 μH, 350 μH, 355 μH, 360 μH, 365 μH, 370 μH, 375 μH, 380 μH, 385 μH, 390 μH, 395 μH, 400 μH, 405 μH, 410 μH, 415 μH, 420 μH, 425 μH, 430 μH, 435 μH, 440 μH, 445 μH, 450 μH, 455 μH, 460 μH, 465 μH, 470 μH, 475 μH, 480 μH, 485 μH, 490 μH, 495 μH, 500 μH, 505 μH, 510 μH, 515 μH, 520 μH, 525 μH, 530 μH, 535 μH, 540 μH, 545 μH, 550 μH, 555 μH, 560 μH, 565 μH, 570 μH, 575 μH, 580 μH, 585 μH, 590 μH, 595 μH, 600 μH, 605 μH, 610 μH, 615 μH, 620 μH, 625 μH, 630 μH, 635 μH, 640 μH, 645 μH, 650 μH, 655 μH, 660 μH, 665 μH, 670 μH, 675 μH, 680 μH, 685 μH, 690 μH, 695 μH, 700 μH, 705 μH, 710 μH, 715 μH, 720 μH, 725 μH, 730 μH, 735 μH, 740 μH, 745 μH, 750 μH, 755 μH, 760 μH, 765 μH, 770 μH, 775 μH, 780 μH, 785 μH, 790 μH, 795 μH, 800 μH, 805 μH, 810 μH, 815 μH, 820 μH, 825 μH, 830 μH, 835 μH, 840 μH, 845 μH, 850 μH, 855 μH, 860 μH, 865 μH, 870 μH, 875 μH, 880 μH, 885 μH, 890 μH, 895 μH, 900 μH, 905 μH, 910 μH, 915 μH, 920 μH, 925 μH, 930 μH, 935 μH, 940 μH, 945 μH, 950 μH, 955 μH, 960 μH, 965 μH, 970 μH, 975 μH, 980 μH, 985 μH, 990 μH, 995 μH, 1000 μH. Le dispositif de compensation 7 peut être connecté à un système possédant une unité de puissance à génération d’énergie renouvelable 100. Avantageusement, l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 est connectée en aval à l'élément de stockage d'énergie capacitif 3, c'est-à-dire que l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 se situe en amont dans la structure, et que la sortie (l'aval) de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 est connectée à l'entrée de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3.
L'unité de contrôle commande 12 est en outre configurée pour détecter le point de puissance maximale MPPT (de l'anglais Maximum Power Point Tracking) d'une unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 et générer, via l'onduleur 9, le courant actif correspondant à cette puissance maximale ; la tension Vdc aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 étant égale, dans ce cas, à la tension de la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100.
L'unité de conversion 8 génère un courant alternatif, avec une bande de fréquence allant de 50 à 2500 Hz, couvrant en plus le courant actif maximal généré par l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100.
L'unité de filtrage 10 laisse passer le courant actif correspondant au point de puissance maximale disponible au sein de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, pour satisfaire la demande de consommation d'énergie active des charges 2 électriques non linéaires et/ou linéaires, tout en assurant la recharge de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3.
L'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 est couplée sans hacheur, ni autres dispositifs d'électronique de puissance, à l'élément de stockage d'énergie capacitif 3.
Dans un mode de réalisation, le dispositif fonctionne en tant que filtre actif parallèle, le dispositif dans ce cas injecte uniquement les courants non actifs pour le filtrage harmonique, avec la possibilité de compenser de la puissance réactive et du déséquilibre du courant.
Dans ce mode de réalisation, le fonctionnement en système d'énergie renouvelable peut être une option. Dans ce mode de réalisation, avantageusement, une option de gestion charge/décharge d'un parc de batteries ou d'autres systèmes de stockage d'énergie peut être assurée.
Dans un mode de réalisation possible, le dispositif assure les deux modes de fonctionnement précédents : injectant la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, tout en assurant le filtrage harmonique avec la possibilité de compenser la puissance réactive et/ou le déséquilibre du courant.
Dans ce mode de réalisation, une option de gestion charge/décharge d'un parc de batteries ou d'autres systèmes de stockage d'énergie peut être assurée.
L'unité de conversion 8 de puissance
L'unité de conversion 8 de puissance comporte, tel que représenté en figures 2c et 3b, l'onduleur 9 Ond-Cr à commutation rapide à trois phases et un neutre qui présente une structure à deux niveaux de tension.
L'onduleur 9 Ond-Cr est à composant SiC ou GaN ou d'autres technologies de fréquence de commutation supérieure à 50 kHz ; avantageusement supérieure à 80 kHz (suivant la technologie des composants et son évolution), pour gagner en dynamique (en rapidité), ce qui permet d'atteindre un rendement élevé pour un onduleur largement moins volumineux avec une bonne évacuation de la chaleur ainsi qu'une meilleure fiabilité, en comparaison avec un onduleur à composants classiques en silicium Ond-Classique. D'ailleurs, la commutation rapide améliore la dynamique globale du filtre actif ce qui améliore, par conséquent, la qualité de filtrage. De plus, l'emploi des composants à commutation rapide permet de monter la tension du côté DC de l'onduleur supérieure à 800 V ; avantageusement supérieure à 1000 V, ce qui améliore aussi la dynamique du dispositif et par conséquent la qualité de filtrage.
L'onduleur 9, à quatre fils et à quatre bras, comporte pour chacun des quatre bras, deux dispositifs de commutation 13 et 14 connectés chacun d'une part à une borne de sortie de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 et d'autre part à un point de connexion commun A auquel un des quatre fils est également connecté.
Ce point de connexion A situé, pour chaque bras, entre le premier dispositif de commutation 13 et le deuxième dispositif de commutation 14, forme un point de connexion d'un des quatre fils de l'onduleur 9 connecté à l'autre extrémité l'unité de filtrage 10 dont la sortie est connectée au point de raccordement C.
Chaque dispositif de commutation 13, 14 est composé d'un interrupteur d'électronique de puissance D, commandable à l'ouverture et à la fermeture (MOSFET SiC, HEMT en GaN ou autres) avec ou sans diode classique ou à commutation rapide en antiparallèle B (fonctionnement bidirectionnel).
L'onduleur 9 peut posséder une structure de transistor (à SiC ou à GaN), permettant d'atteindre un rendement élevé pour un onduleur largement moins volumineux, avec une bonne évacuation de la chaleur ainsi qu'une meilleure fiabilité en comparaison avec un onduleur à composants classiques en silicium (Ond-Classique : IGBT, MOSFET, GTO).
L'onduleur 9 émet, sur chaque fil, un signal présentant une intensité Imj.
L'onduleur 9 est configuré pour injecter des courants qui couvrent une large bande de fréquence, comprise habituellement entre la fréquence du fondamental, par exemple 50 Hz, jusqu'au rang harmonique 50, présentant dans l'exemple d'un fondamental de 50 Hz une fréquence de 2500 Hz.
Avantageusement, l'unité de conversion de puissance 8 possède une structure à composants rapides avec des diodes en antiparallèle.
L'unité de conversion de puissance 8 peut ne pas présenter des diodes en antiparallèle.
L'unité de contrôle-commande 12
L'unité de contrôle-commande 12 est configurée pour commander l'onduleur 9 de manière que l'onduleur 9 génère un signal d'intensité Imj configurée en opposition de phase pour annuler, au point de raccordement C, les perturbations non actives du signal générées par la charge 2 et injectées au réseau électrique donné 1. L'unité de contrôle-commande 12 est en outre configurée pour compenser le déséquilibre du signal transitant dans la charge 2 non linéaire ou linéaire. Il est entendu par « déséquilibre » une consommation de courant différente (en amplitude et/ou en phase) en fonction des différentes phases de plusieurs charges 2 monophasées.
Avantageusement, l'unité de contrôle-commande 12 est configurée pour compenser la puissance réactive consommée dans la charge 2 non linéaire ou linéaire.
Avantageusement, l'unité de contrôle-commande 12 est configurée pour fi Itrer/com penser les harmoniques du signal transitant du côté réseau électrique donné 1.
L'unité de contrôle-commande 12 est en outre configurée pour réguler (charger et maintenir constante) la tension Vdc aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3. La tension Vdc, grâce à l'emploi de l'onduleur Ond-Cr à composants rapide, peut être supérieure à 1000 V, ce qui favorise la dynamique globale du filtre actif. Pour la même puissance de dimensionnement que l'Ond-Cr, des limitations industrielles sont imposées à l'onduleur classique en silicium, en fréquence de commutation à 16 kHz et en tension DC à 800 V, pour une efficacité se situant entre 95-97%.
L'unité de contrôle-commande 12 peut comporter l'un des deux contrôleurs suivants :
- un contrôleur à mode glissant continu de 1er ordre avec une fonction Signe approximée en fonction Sigmoïde ; ou
- un contrôleur linéaire amélioré de type RSTam (contrôleur RSTam).
Avantageusement, le contrôleur RSTam effectue un placement des pôles en boucle fermée, via les polynômes R et S, pour assurer, entre autres, la poursuite habituelle, en amplitude mais aussi un placement des zéros pour assurer la poursuite en phase. En effet, pour le contrôleur RST classique, ainsi que tous les contrôleurs linéaires, le problème de déphasage entre les harmoniques identifiés et ceux injectés par le dispositif 7 dégrade l'aspect poursuite entre ses signaux, en termes de phase, et empêche par conséquent l'applicabilité du dispositif 7 pour le filtrage harmonique. Avantageusement, l'unité de contrôle-commande 12 comporte un régulateur 62 de type PI, avec une sortie qui représente la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, pour réguler la tension continue de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3, tout en assurant une poursuite du point de puissance active maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100. Le dispositif de compensation 7 comporte une boucle de régulation de la tension continue aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3, qui fournit à la sortie du régulateur 62 la puissance maximale, la tension aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 étant égale à la tension de la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100.
Avantageusement, l'unité de contrôle-commande 12 comporte :
- un hacheur, configuré pour maintenir une tension continue constante prédéfinie aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 de l'onduleur 9, indépendamment du niveau de tension de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, pour assurer un filtrage harmonique inchangé ;
- un hacheur, pour assurer la gestion charge/décharge d'un parc de batteries ou d'autres systèmes de stockage d'énergie ;
- un double hacheur, pour le cas d'un réseau électrique îlot.
L'unité de contrôle-commande 12 est configurée pour réguler la tension aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 ainsi qu'identifier et contrôler le courant injecté, via l'unité de filtrage 10, aux points de raccordement C pour les quatre fils et pour commander l'onduleur 9 pour générer ce courant. L'identification des courants à injecter aux points de raccordement C se fait par l'unité de calcul 25 des courants de références. Avantageusement, les quatre fils (les trois phases ainsi que le neutre) sont pilotés de manière similaire et indépendante par l'unité de contrôle- commande 12, qui comporte donc une chaîne de contrôle-commande par fil.
Avantageusement, pour commander les dispositifs de commutation 13, 14 d'un bras/fil, l'unité de contrôle-commande 12 comporte deux sorties, l'une connectée au pôle de déclenchement du premier dispositif de commutation 13, l'autre étant connectée au pôle de déclenchement de la deuxième unité de commutation 14. On désigne par « bras » une partie des dispositifs de commutation 13, 14 comprenant au moins une borne servant de point d'entrée ou de sortie pour le circuit électrique.
Les deux sorties peuvent être connectées conjointement à la sortie d'un comparateur 18 logique, de manière à commander simultanément la commutation des deux dispositifs de commutation 13, 14.
Avantageusement, l'une des sorties de l'unité de contrôle-commande 12 comporte un inverseur de niveau logique 19, de manière à ce que l'activation d'un des dispositifs de commutation 13, 14 entraîne la désactivation de l'autre, pouvant être au cours d'une unique impulsion de commande grâce à leur connexion commune, en amont de l'inverseur de niveau logique 19, à un même comparateur 18 logique.
Le comparateur 18 logique émet un signal logique de sortie, correspondant à la comparaison entre un signal de sortie d'un élément de saturation 20 et un signal de sortie d'un dispositif de pilotage de commutation 21.
Le dispositif de pilotage de commutation 21
Avantageusement, le dispositif de pilotage de commutation 21 commande la commutation de l'onduleur 9, par un contrôleur 23 qui est : non linéaire par mode glissant continu de premier ordre ou d'ordre supérieur, ou
- linéaire et tient compte du déphasage entre le courant de référence et le courant injecté.
Le dispositif de pilotage de commutation 21 peut comporter un dispositif de modulation de largeur d'impulsion (MLI), dans lequel la commande est modulée, afin de faire fonctionner l'onduleur 9 à une fréquence de commutation fixe et adaptée à la commutation rapide des composants d'électronique de puissance constituant l'onduleur 9.
Avantageusement, la commande de commutation de l'onduleur 9 est réalisée telle qu'une partie du courant actif, dans le réseau électrique donné 1 dépourvu des courants perturbateurs non actifs, passe au travers l'unité de filtrage 10 de sortie, lorsque la production de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 est supérieure à la puissance consommée par les charges 2 électriques non linéaires et linéaires.
Le dispositif de pilotage de commutation 21 émet un signal (appelé une onde porteuse), à une fréquence très élevée (supérieure à 80 kHz dans un premier temps) prédéterminée, en fonction du dimensionnement des composants, de manière à provoquer la commutation des dispositifs de commutation 13, 14.
Dans la plupart des cas, les lois de commande, conçues pour contrôler les onduleurs de tension qui sont connectés au réseau électrique donné 1 via un filtre LCL, ont été à l'origine établies pour les systèmes d'énergie renouvelable (photovoltaïque et éolien).
Cependant, lors du fonctionnement en filtre actif parallèle FAP, un problème de résonance à la fréquence de coupure du LCL, comme décrit sur la Figure 12a, un problème de déphasage causé par des contrôleurs linéaires 23, comme décrit dans la figure 13a, associés au filtre LCL, entre le signal identifié (Iref : fourni par l'unité de calcul 25 des courants de référence) et celui injecté par l'onduleur 9 (Imj), comme décrit sur la Figure 14, le problème de chatering pour la commande non linéaire discontinue classique de type SMC, ainsi que de la complexité de la mise en œuvre des contrôleurs non linéaires à commande continue, impliquant l'utilisation d'une unité de calcul puissante, contraignent l'emploi du filtre LCL.
On désigne par « un problème de chatering » la génération par le contrôleur SMC classique d'une commande à fréquence très élevée.
Avantageusement, le dispositif à commander est à base d'onduleur Ond-Cr connecté en parallèle au milieu entre le réseau électrique donné 1 et les charges linéaires et non linéaires, via un filtre de type inductance L-Ond-Cr. Le contrôleur 23 peut être choisi parmi ces deux types de contrôleurs :
- le premier contrôleur est linéaire de type placement de pôle amélioré R-STam
- le second est un contrôleur non linéaire de type mode glissant continu, comme décrit dans la figure 13c. Le contrôleur RST classique (qui assure uniquement une poursuite en amplitude) est basé sur un placement de pôles, alors que la méthode améliorée RSTam effectue un placement de pôles et de zéros, ce qui permet de minimiser au maximum l'erreur en amplitude et en phase entre le signal/courant identifié et celui injecté, comme décrit sur la Figure 15b.
Le contrôleur RST est composé de trois polynômes R, S et T. Avantageusement, ces polynômes sont de premier ordre correspondant à l'ordre du filtre de sortie L-Ond-Cr. Le polynôme T est un gain simple qui permet de faire tendre l'erreur en amplitude, entre les signaux d'entrée et de sortie de la boucle de contrôle, à zéro pour toute la bande des fréquences harmoniques.
Le contrôleur amélioré RSTam préserve les mêmes polynômes R et S, tout en plaçant des zéros dans la boucle de contrôle afin de minimiser, de plus, l'erreur en phase entre les signaux d'entrée et de sortie.
Dans les deux modes de réalisation, le contrôleur 23 effectue un contrôle qui permet d'assurer une réponse dynamique souhaitée, une forte robustesse en stabilité et en performances avec un très bon taux de rejet de perturbations dans une large gamme de conditions de fonctionnement. Pour le contrôleur en mode glissant, il est connu qu'un contrôle par mode glissant classique avec une fonction dite Signe {sign en anglais), génère une commande des interrupteurs de l'onduleur à fréquence très élevée (appelée Chattering) (commande discontinue), afin d'assurer une convergence en temps fini vers la surface de glissement où les états du système sont maintenus par la suite, même en présence de perturbations bornées.
La fonction Signe d'un signal est donnée par la relation :
Figure imgf000040_0001
En pratique, l'onduleur de tension est commandé par une fonction de commutation à fréquence limitée, fixe ou variable. Des commutations à très hautes fréquences causent une surchauffe, qui peut aller jusqu'à la destruction de l'onduleur.
Afin d'éviter le fonctionnement en mode de commande discontinue, avantageusement, le contrôleur 23 fonctionne avec un mode glissant à commande continue associé à une fonction Signe approximée en fonction sigmoïde.
Cette méthode consiste à remplacer la fonction Signe par une approximation continue. Il s'agit d'une fonction Signe approximée en une fonction Sigmoïde donnée par la formule :
Figure imgf000041_0002
avec s l'épaisseur du voisinage de la surface de glissement.
Le système, dans ce cas, ne converge plus vers la valeur désirée, mais vers un voisinage de cette dernière, ce qui permet de limiter les commutations à très hautes fréquences.
Il est à noter que le contrôleur par mode glissant à fonction sigmoïde, utilisé selon un aspect de l'invention, est beaucoup plus allégé et est facilement réalisable par rapport à celui employé pour le filtre LCL. En effet, l'ordre (trois) relativement élevé du filtre LCL implique une surface minimale de glissement (O de deuxième ordre, ce qui implique de dériver l'erreur de poursuite de courant (e) deux fois : avec
Figure imgf000041_0001
Selon un aspect de l'invention, le filtre de sortie est une simple inductance de contraintes minimales L-Ond-Cr, donc la surface de glissement est seulement l'erreur de poursuite de courant, sans aucune dérivation (a = é). La commande est dans ce cas beaucoup plus facile à concevoir, à gérer et ne demande plus une cible numérique d'implémentation puissante.
On désigne par « une cible numérique d'implémentation », un composant électronique, tel qu'un processeur, un microprocesseur, un microcontrôleur, un FPGA, l'unité de calcul, ..., pouvant réaliser des tâches et des calculs. Ainsi, le composant est capable d'exécuter les algorithmes de la partie contrôle-commande du dispositif proposé.
Les tâches peuvent être la scrutation des alarmes, le pilotage des ADC (convention analogique et numérique), le pilotage des drivers des composants, le pilotage des drivers de génération de signaux de la MLI/PWM, etc.
Les calculs peuvent être l'exécution des algorithmes de l'unité de calcul (l'identification des courants perturbateurs), l'algorithme de détection de la MPPT, l'algorithme de la PLL avancée, les calculs de la boucle de régulation de la tension de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3, les calculs de la boucle de régulation du courant injecté, etc.
Ce contrôleur permet d'éviter une discontinuité de la commande, notamment causée par des commutations variables de l'onduleur à fréquences de chatering très hautes, causées par un contrôle à mode glissant classique.
Il est à noter que la structure de filtre actif basé sur un onduleur classique en silicium associé à une inductance L-Classique de l'état de l'art est contrôlé par un contrôle linéaire de type PI proportionnel-intégral (PI), comme décrit dans la figure 13b.
Avantageusement, le dispositif de pilotage de commutation 21 comporte un dispositif de modulation de largeur d'impulsion, dans lequel la commande est comparée à une onde porteuse à fréquence de commutation correspondant à la commutation rapide de l'Ond-Cr prédéterminée, en fonction du dimensionnement les composants du dispositif de compensation 7.
Cela permet de faire fonctionner l'onduleur Ond-Cr 9 à une fréquence de commutation fixe (supérieure à 80 kHz dans un premier temps).
La fréquence de commutation de l'onduleur Ond-Cr étant augmentée jusqu'à 80 kHz (voire plus), le filtre 11 L-Ond-Cr aura un effet synergique en améliorant de ce fait le blocage des composantes à hautes fréquences, dues aux commutations/hachage.
L'un des aspects de l'invention est d'associer à l'onduleur Ond-Cr 9 un filtre 11 de sortie de type inductance L-Ond-Cr légère, non encombrante, économique et très facile à dimensionner, comparé au filtre L-Classique associé à un onduleur à composants classiques en silicium (Ond-Classique : IGBT, GTO) de l'état de l'art. De plus, cette inductance, dont la self a la taille égale ou inférieure à la somme des inductances (Lfi+Lf2) du filtre LCL, (décrit par exemple sur la Figure lia), assure un effet de rétention ou de blocage des composantes dues à la fréquence de commutation très proche de celui du filtre LCL, sans risque de résonance et avec une commande beaucoup moins compliquée à mettre en œuvre, et pour une unité de calcul moins puissante.
Le contrôleur 23 étant adapté au filtre utilisé, dans le cas du filtre LCL de l'état de l'art, le contrôleur est très sophistiqué et difficile à concevoir, il faut donc une unité de calcul plus puissante.
Dans la présente invention, au contraire, le contrôleur associé au filtre L- Ond-Cr est plus léger et simple, par conséquent l'unité de calcul nécessaire est moins puissante.
Avantageusement, la cible numérique d'implantation est le processeur qui permet d'effectuer tous les calculs du dispositif. Cela signifie que tous les algorithmes, unité 25, contrôleurs 23, 62, 26, ... de la partie contrôle commande 12 sont exécutés par la cible numérique d'implémentation.
La cible numérique d'implémentation peut présenter une fréquence inférieure à 100 MHz, une mémoire flash inférieure à 2 Mb, par exemple de quelques centaine de kb et une RAM inférieure à 2 Mb, par exemple de quelques dizaines de kb.
Par exemple :
1- Cible numérique d'implémentation lié au filtre L-Ond-CR et contrôleur allégé de la présente invention : dans cet exemple de l'invention, le dispositif a besoin d'une cible qui a les caractéristiques suivantes :
- mono-cœur,
- fréquence de l'ordre de 30MHz,
- mémoire flash de 32 ko,
- RAM de 8 ko,
- il ne contient pas FPU Floating Point Unit (unité de calcul en virgule flottante).
2- Cible numérique d'implémentation lié au filtre LCL et contrôleur sophistiqué, comme utilisé dans l'état de l'art : dans cet exemple de l'état de l'art, on a besoin d'une cible qui a les caractéristiques suivantes :
- double cœur + accélération DSP,
- fréquence 1GHz,
- mémoire flash de 16 Mb,
- 32 Mb RAM,
- avec FPU.
De plus, la technologie d'onduleur à composants rapides permet à la tension du côté onduleur d'atteindre des valeurs élevées (supérieure à 1000 V), contre 800 V maximum pour les onduleurs classiques en silicium Ond- Classique fonctionnant, pour la même puissance commutée, à une fréquence de commutation de 16 kHz. Cette augmentation de tension continue améliore la dynamique du filtre actif, et par conséquent la qualité de filtrage. Cette amélioration de la dynamique du filtre actif est accentuée grâce à la commutation rapide des composants de l'onduleur Ond-Cr.
Avantageusement, un élément de saturation 20 est classiquement configuré pour imposer des limites haute et basse sur le signal de commande. Ces limites sont déterminées par l'amplitude de l'onde porteuse qui est liée, à son tour, à la tension de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3.
Avantageusement, le signal d'entrée de l'élément de saturation 20 provient de la sortie d'un sommateur 22, dont le signal de sortie est la somme d'une tension de commande u émise par un contrôleur 23 et de la tension Vs du point de raccordement C. Le rajout de la tension Vs dans la boucle de contrôle du courant injecté Imj empêche un fort appel de courant réactif de la part de l'inductance L-Ond-Cr du filtre 11.
L'unité de calcul 25 des courants de référence
L'unité de calcul 25 des courants de référence comporte une unité de boucle de verrouillage de phase avancée 26 (PLL avancée, en anglais « Phase Locked Loop »), qui extrait, en plus de l'angle fourni par une unité de verrouillage de phase conventionnelle, l'amplitude de la composante directe de la tension au point de raccordement C du réseau électrique donné 1. Cette PLL avancée a la possibilité de fonctionner dans un milieu/réseau déjà perturbé en harmoniques et en déséquilibre de tension, avec deux fréquences centrales (50 et 60 Hz ±10%), ainsi qu'avec une variation en amplitude de tension fondamentale de ±15%, pour couvrir le fonctionnement du réseau électrique donné 1 et des groupes électrogènes. Avantageusement, la PLL avancée est adaptée à fonctionner dans le réseau électrique à une fréquence fondamentale variable entre 360 Hz et 800 Hz, avantageusement la fréquence fondamentale est de 400 Hz, pour une tension comprise entre 115 et 200V.
Avantageusement, le réseau électrique est un réseau électrique embarqué tel qu'un avion, un navire etc.
Avantageusement, la tension fondamentale est une tension composée.
Avantageusement, la PLL avancée 26 permet :
- d'assurer une égalité entre le courant absorbé par l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 et le courant de la puissance maximale produit par l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 ; ceci grâce à l'extraction de l'amplitude de la composante directe de la tension du point de raccordement du réseau électrique donné 1 ;
- d'assurer un comportement efficace de la méthode d'identification des courants perturbateurs pour une tension du réseau électrique donné 1 déjà fortement déformée en harmoniques et déséquilibrée ;
- d'assurer une injection du courant de la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 en phase avec la composante directe de la tension du point de raccordement C du réseau électrique donné 1, empêchant, par conséquent, une consommation supplémentaire de la puissance réactive via le réseau électrique donné 1.
Cela permet un fonctionnement correct du dispositif de compensation 7, même dans le cas de groupes électrogènes se substituant au réseau électrique donné 1 ou les réseaux embarqués.
Avantageusement, le dispositif de compensation 7 assure une synchronisation entre le courant fondamental maximal généré par l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 et la composante directe de tension du réseau électrique donné 1 du point de raccordement C. Ceci évite, d'une part, une consommation supplémentaire de la puissance réactive et permet, d'autre part, d'assurer un courant de charge de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 ne dépassant pas le courant maximal de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100. L'unité de calcul 25 des courants de référence comporte une pluralité d'entrées mesurées.
Les grandeurs du système qui sont mesurées comportent au moins :
- l'intensité II du courant de chaque fil consommé par la charge 2 ; et/ou
- l'intensité linj du courant de chaque fil sortant de l'unité de filtrage 10 ; et/ou
- l'intensité Ipv du courant de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 ; et/ou
- la tension Vpv de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 ; et/ou
- la tension Vdc aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3, qui est également la tension de la puissance maximale de sortie de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 ; et/ou
- la tension Vs de chacune des phases au niveau des points de raccordement C, par l'intermédiaire d'une boucle à verrouillage de phase avancée (PLL) 26 qui est intégrée dans l'unité de calcul 25. La boucle à verrouillage de phase avancée 26 est utilisée pour extraire la composante positive ou directe triphasée Vdi23 de la tension du réseau électrique donné 1, au niveau des points de raccordement C. Avantageusement, la tension du réseau électrique donné 1 possède une composante positive triphasée Vdi23 utile pour un fonctionnement efficace de l'unité de calcul 25.
La PLL avancée offre, en plus de la phase fournie par une PLL classique/conventionnelle, l'amplitude (Vd) de la composante directe de la tension de raccordement du réseau électrique donné 1, comme décrit sur les Figures 4 et 25. La tension directe assure une performance efficace de la méthode d'identification des courants perturbateurs, même dans le cas d'un fonctionnement du filtre actif dans milieu perturbé du réseau électrique donné 1 (tension du réseau déformée avec une présence des harmoniques) et/ou déséquilibrée. De plus, lors de la régulation de la tension du bus continu de l'onduleur, extraire l'amplitude de la composante directe de tension du réseau électrique donné 1 permet la charge du condensateur par un courant optimal égal, dans le cas d'une génération d'énergie renouvelable, au courant de la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100. Avantageusement, ce courant de la puissance maximale Imp sera injecté au réseau électrique donné 1, grâce à la PLL avancée, en phase avec la composante directe de tension du point de raccordement C. Ceci empêche une consommation supplémentaire de la puissance réactive.
Dans un aspect possible de l'invention, l'unité de calcul est scindée en trois :
- une unité de calcul des courants de référence 25-A (Amont), configurée pour déterminer le courant perturbateur non actif circulant dans la charge 2, et
- une unité de calcul des courants de référence 25-B, configurée pour calculer, en se basant uniquement sur la puissance, la tension du point de puissance active maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100,
- une unité de calcul de référence 25-A (Aval), délivrant les courants non actifs/perturbateurs de l'unité 25-A (Amont) et/ou le courant actif maximal issu de l'unité 25-B et du régulateur 62, qui assure à sa sortie la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100. Le courant à injecter au point de raccordement C comporte le courant actif de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, ainsi que des courants non actifs perturbateurs, pouvant présenter des harmoniques, du déséquilibre, et du réactif, configurés en opposition de phase pour s'opposer aux harmoniques, au déséquilibre et au réactif du signal transitant dans la charge 2, de manière à les réduire, voire les annuler du côté réseau électrique donné 1.
La commande de commutation de l'onduleur 9 Ond-Cr est réalisée de manière à laisser passer à travers l'unité de filtrage 10 de sortie au point de raccordement C au moins : • une partie ou la totalité des courants perturbateurs non actifs injectés en opposition de phase comprenant : des courants harmoniques, ainsi que des courants réactif et déséquilibré à la fréquence fondamentale, dans les charges 2 électriques non linéaires et linéaires, pour satisfaire la demande de consommation d'énergie non active des charges 2 électriques non linéaires et linéaires, tout en dépolluant le réseau électrique donné 1 de ces courants perturbateurs non actifs ; et/ou
• un courant actif, en phase avec la composante directe ou positive de la tension du point de raccordement C grâce à la PLL avancée 26, correspondant à un point de puissance maximale disponible au sein de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, pour satisfaire la demande de consommation d'énergie active des charges 2 électriques non linéaires et linéaires.
Le contrôleur 23 assure la poursuite du courant entre le courant injecté Imj et le courant de référence issu de l'unité 25. De son côté, le régulateur 62 assure la poursuite de la tension entre la tension Vdc aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 et la tension de la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, délivrée par l'unité de calcul des courants de référence 25-B ; l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 sera par conséquent chargé.
Enfin, le dispositif de pilotage de commutation 21 assure la commande des interrupteurs de l'onduleur 9 afin de générer Iinj.
Avantageusement, l'unité de calcul 25 des courants de référence comporte une sortie pour chaque phase, chaque sortie correspondant à la chaîne de contrôle-commande de la phase associée (y compris le neutre), ladite chaîne de contrôle-commande comprenant un comparateur 24, un contrôleur 23, un sommateur 22, un élément de saturation 20 et un comparateur 18 logique dont la sortie se divise en deux branches dont l'une comporte un inverseur de niveau logique 19.
L'unité de calcul 25 des courants de référence émet donc un signal de consigne par phase, y compris le neutre, présentant une intensité Iref.
L'intensité Imj de chaque phase, y compris le neutre, du signal émis par l'onduleur 9 est retournée à l'unité de contrôle-commande 12 et comparée, via le comparateur 24 avec la consigne Iref de la chaîne de contrôle- commande de la phase correspondante, délivrée par l'unité de calcul 25. La différence entre Iref et Imj est corrigée via le contrôleur 23 qui émet la commande u.
Avantageusement, la tension Vdc appliquée aux bornes de l'unité de stockage d'énergie capacitif 3 est régulée (maintenue constante) en la comparant, via un comparateur 60, avec une tension de référence Vdc-ref, qui est égale à la tension du point de puissance maximale VMPp de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, calculé via l'unité de calcul 25-B, décrit comme sur la Figure 24b.
Dans un aspect possible de l'invention, le signal mesuré de la tension Vdc est filtré des fluctuations à 300 Hz ou d'autres fluctuations, via un filtre passe-bas de deuxième ordre 61. Le signal d'erreur (Vdc-ref- Vdc) est contrôlé par un régulateur PI (Proportionnel Intégral) 62 ou un autre contrôleur adapté, afin d'obtenir la puissance maximale PMPP.
La tension Vs du réseau électrique donné 1 est ajoutée dans le sommateur 22 à la commande u, la sortie du sommateur 22 étant limitée dans l'élément de saturation 20, la sortie de l'élément de saturation 20 étant comparée via le comparateur 18 logique avec le signal délivré par le dispositif de modulation de largeur d'impulsion (la porteuse).
Le signal de sortie du comparateur 18 logique est à un niveau 1 si le signal de sortie de l'élément de saturation 20 est plus grand que la porteuse. Autrement il est à un niveau 0. Suivant cette chaîne logique, les dispositifs de commutation 13 ou 14, qui ne comportent pas d'inverseur de niveau logique 19, sont respectivement fermés ou ouverts (l'autre dispositif fonctionnant d'une façon complémentaire).
L'unité de contrôle-commande 12 comporte au moins un processeur et au moins une mémoire, la mémoire comprenant un programme exécuté par le processeur de manière à mettre en œuvre le procédé de détermination du signal de consigne Iref, contenant le courant non actif ainsi que le courant I MPP du point de puissance maximale MPPT, via l'unité de calcul 25 des courants de référence, du contrôle de courant injecté Imj via le contrôleur 23, de réguler la tension Vdc au bornes de l'unité de stockage d'énergie capacitif 3 via le régulateur 62 et de générer ce courant injecté en commandant les dispositifs de commutation 13, 14 de chaque fil/bras de l'onduleur 9 via le dispositif de pilotage de commutation 21.
Selon un des aspects de l'invention, le processeur requis, grâce au contrôleur simplifié 23 associé au filtre 11 de sortie L-Ond-Cr et l'onduleur Ond-Cr 9, est beaucoup moins puissant que celui requis par la commande non linéaire assez sophistiquée associée à un filtre de sortie de type LCL et un onduleur à composants classiques en silicium Ond-Classique.
Le processeur est une cible d'implémentation numérique.
Le procédé de détermination du signal de consigne Iref, délivré par l'unité de calcul 25 des courants de référence, comporte les étapes suivantes :
- traitement des mesures (basé sur l'algorithme d'identification des puissances instantanées ou autres 25-A) du courant II de la charge 2 et de la tension au point de raccordement Vs (dont la composante directe de tension (en amplitude Vd et en phase 6d) est extraite par la PLL avancée), de manière à estimer les courants non actifs harmoniques, réactif et déséquilibré ;
- génération d'une consigne Iref calculée pour annuler le contenu non actif du courant Is du côté réseau électrique donné 1.
Avantageusement, l'unité de calcul 25 des courants de référence est configurée pour identifier, via l'unité 25-B, le point de puissance maximale MPPT de fonctionnement de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, installée au sein d'un champ de production d'énergie renouvelable, d'un bâtiment ou d'une usine d'autoconsommation 99, de la façon suivante :
- traitement des mesures du courant Ipv et la tension Vpv (basé, via l'unité 25-B, sur un algorithme de type P&O de l'anglais « Perturb and Observe » ou autres, qui fait partie de l'unité 25) de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100.
Avantageusement, l'algorithme P&O de l'unité de calcul 25-B est adapté à un mode de réalisation de l'invention, qui assure une connexion sans hacheur de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 à l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 ; la sortie de l'algorithme P&O est, dans ce cas, la tension de la puissance maximale Vmpp et non pas le signal de commande du hacheur, habituellement associé à l'algorithme de détection de la puissance maximale, P&O ou autres.
- génération de la tension maximale VMPP, via l'unité 25-B, et par conséquent la puissance maximale PMPP et le courant maximal I MPP qui sera intégré dans le courant de consigne Iref via la puissance PMPP calculée à la sortie du régulateur 62.
Avantageusement, seul l'algorithme de calcul du point de puissance maximale (unité 25-B) est à intégrer dans l'unité 25, via l'algorithme d'identification des courants perturbateurs (unité 25-A). En effet, la boucle de régulation de la tension du condensateur (élément de stockage d'énergie capacitif 3) de l'onduleur est déjà prévue dans l'unité 25-A pour charger le condensateur de l'onduleur lors du fonctionnement en pur filtre actif, afin de compenser les pertes causées par les composants de l'onduleur Ond-Cr ainsi que du filtre L-Ond-Cr.
Selon un des aspects de l'invention, lors du fonctionnement en filtre actif avec injection de la puissance maximale d'une source d'énergie renouvelable, la tension de référence Vdc-ref devient la tension de la puissance maximale, délivrée par l'unité 25-B, au lieu d'être prédéfinie selon un cahier des charges orienté filtrage pur. Cette méthodologie allège, minimise et améliore la précision, d'une façon notable, lors de la mise en œuvre de la partie contrôle-commande, en comparaison de l'état de l'art qui prévoit une boucle supplémentaire de chaque courant injecté qui impose aussi l'emploi d'un hacheur.
L'unité de contrôle-commande 12 est configurée en outre pour effectuer la régulation de la tension Vdc aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3, et assurer, par conséquent, la recharge du condensateur (élément de stockage d'énergie capacitif 3). En effet, le condensateur (élément de stockage d'énergie capacitif 3) a, entre autres, pour rôle de couvrir les pertes de l'onduleur 9 et l'unité de filtrage 10 ainsi que de fournir le courant actif maximal I MPP de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 aux points de raccordement C, via l'onduleur Ond-Cr 9 et l'unité de filtrage 10 du filtre 11 L-Ond-Cr. Avantageusement, la suite du processus au sein de l'unité de contrôle- commande 12 comprend :
- un traitement des mesures de la tension Vdc aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 ;
- un filtrage, via un filtre passe-bas de deuxième ordre 61, du signal mesuré de la tension Vdc des fluctuations à 300 Hz ou autres ;
- la poursuite, via le régulateur 62, entre VdC-ref=VMpp et la tension Vdc, afin d'assurer une tension maximale VMPP constante aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 ;
- la génération du courant perturbateur injecté en opposition de phase par rapport à celui circulant dans la charge et du courant de la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100. Avantageusement, pour cette poursuite via le régulateur 62, l'unité de calcul 25 des courants de référence est configurée pour intégrer le calcul du courant de la puissance maximale, via l'unité 25-B, dans l'algorithme du calcul des courants non actifs, assuré par l'unité 25-A.
Le processus de cette intégration peut suivre la façon suivante : la sortie du régulateur 62 étant la puissance maximale PMPP de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, ce signal est rajouté au sommateur 63, qui a, à sa deuxième entrée, la puissance perturbatrice active P issue de l'unité 25-A (Amont) du calcul des puissances instantanées perturbatrices (active P, réactive Q et homopolaire Po). L'unité 25-A (Amont) assure le calcul, à partir des tensions Vs aux points de raccordement C et des courants II de la charge 2, des puissances instantanées perturbatrices (active P, réactive Q et homopolaire Po dans le repère a, p et 0) causées par les courants perturbateurs non actifs présents dans le courant de la charge 2 II.
Avantageusement, le calcul des courants de la consigne/référence Iref se fait via un passage inverse, par rapport à l'unité 25-A (Amont), à travers l'unité (25-A Aval). Ce courant de référence contient les courants non actifs ainsi que le courant de la puissance maximale, d'abord calculé dans le même repère a, p et 0 puis dans le repère triphasé à quatre fils. Il est à noter que la PLL avancée 26, utilisée dans l'unité de calcul des courants perturbateurs 25-A, extrait à la fois l'amplitude Vd ainsi que l'angle 0d et par conséquent la composante directe triphasée Vdi23 de la tension de raccordement (point C) Vs. Ainsi, une identification précise des courants perturbateurs est assurée, même dans le cas d'un réseau perturbé en harmoniques et en déséquilibre de tension.
De plus, une simple division des puissances instantanées, comme décrit dans la figure 24b, par le module carré de la tension Vdi23, calculée dans le le repère (a,p,0), assure l'injection du courant de la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, aux points de raccordement C, en phase avec Vdi23 de la tension du réseau Vs. Ceci limite une consommation supplémentaire de la puissance réactive via le réseau électrique donné 1. De plus, l'amplitude de composante directe extraite par la PLL avancée 26 assure une égalité entre le courant absorbé par l'élément de stockage capacitif 3 et le courant de la puissance maximale produit par l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100.
Les unités 25-A(Amont) y compris la PLL avancée 26 et 25-A(Aval) sont configurées pour identifier les courants perturbateurs ; les unités 25- A(Amont), 25-A(Aval) et 25-B représentent l'unité de calcul des courants de référence 25.
Il est à noter que grâce à l'unité de contrôle-commande 12 et spécialement l'unité de calcul 25-A & 25-B avec la PLL avancée ainsi que les contrôleurs 23, le dispositif 7 est adapté à deux fréquences fondamentales comprises entre 40 et 70 Hz, pour comprendre le cas d'un groupe électrogène. De plus, le dispositif est adapté à une tension nominale du réseau électrique donné 1 comprise entre 180 et 480 V.
Avantageusement, le dispositif 7 est adapté à fonctionner dans le réseau électrique à une fréquence fondamentale variable entre 360 Hz et 800 Hz, avantageusement la fréquence fondamentale est de 400 Hz, pour une tension comprise entre 115 et 200V.
Avantageusement, le réseau électrique est un réseau électrique embarqué tel qu'un avion, un navire etc. Ensuite, l'unité de contrôle-commande 12 ayant le courant de consigne Iref, issu de l'unité de calcul 25, ainsi que celui injecté Imj contrôlé à son tour via le contrôleur 23, l'onduleur Ond-Cr 9 est commandé via le dispositif de pilotage de commutation 21 pour générer le courant Imj.
Avantageusement, l'onduleur Ond-Cr, impose dans ce cas la tension du côté continu. Cala représente une fiabilité supplémentaire du dispositif du filtre actif parallèle ainsi qu'un gain financier important.
En effet, cela permet d'éviter l'utilisation d'un dispositif supplémentaire, tel qu'un hacheur inséré entre l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 et l'onduleur 9 Ond-Cr, pour, entre autres, générer la puissance maximale issue de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100.
Avantageusement, l'unité de contrôle-commande 12 peut gérer la commande d'un hacheur configuré pour maintenir une tension continue prédéterminée aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 de l'onduleur Ond-Cr. Par exemple, l'unité de contrôle-commande 12 peut comporter :
- une commande d'un hacheur, configurée pour maintenir une tension continue constante prédéfinie aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 de l'onduleur Ond-Cr, indépendamment du niveau de tension de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 pour assurer une qualité de filtrage harmonique inchangé ;
- un double hacheur, pour le cas d'un réseau électrique îloté. Le deuxième hacheur peut fournir, pour le cas du réseau îloté, d'un micro-réseau et pour d'autres applications, un niveau supplémentaire de la tension continue, y compris pour le cas d'une gestion charge/décharge d'un parc de batteries ou d'autre système de stockage d'énergie capacitif. L'onduleur, dans le cas d'un réseau îloté, impose la tension et la fréquence du côté alternatif.
L'unité de filtrage 10
L'unité de filtrage 10 comprend, dans un mode de réalisation, un filtre 11 de type inductance de faible self L-Ond-Cr (égale ou inférieure à Lfi + Lf2 du filtre LCL et dix à vingt fois moins de celle du filtre L-Classique associés tous les deux à un onduleur classique en silicium Ond-Classique : de l'ordre de 200 à 500 |iH ou moins de l'Ond-Cr contre 2 à 5 mH de L-Classique suivant la fréquence de commutation).
Le filtre de sortie conserve l'efficacité de filtrage des composantes harmoniques, dues au hachage, d'un filtre LCL connecté en sortie d'un onduleur en composants classiques en silicium qui génère ces composantes harmoniques, le filtre L évitant la résonance entre le filtre LCL et le réseau électrique donné 1.
Le filtre 11 comporte donc, sur chacun des quatre fils (trois phases avec le neutre), une inductance 15 connectée d'une part à un fil d'entrée de l'unité de filtrage 10 (sortant d'un des quatre points de connexion commun A), et d'autre part à un des quatre points de raccordement C via un fil de sortie l'unité de filtrage 10.
Le filtre 11 permet d'empêcher la propagation des composantes dues à la fréquence de commutation de l'onduleur 9 au réseau électrique donné 1, sans dégrader la dynamique du système de compensation 7. Il permet donc de limiter le risque de résonance dans le cas d'un filtre LCL ainsi que dans le cas d'un filtre passif auxiliaire associé à un L-Classique destiné à la limitation de cette propagation.
Dans un aspect possible de l'invention, le filtre de sortie L est un filtre de sortie de type LCL (avec deux inductances 15 et 16 connectées à un condensateur 17) dont le condensateur C est court-circuité, ainsi Lfl + Lf2 = L-0nd-Cr, Lfl étant l'inductance de la première bobine du filtre LCL et Lf2 étant l'inductance de la seconde bobine du filtre LCL.
Le signal émis en sortie de l'unité de filtrage 10, et donc en sortie du dispositif de compensation 7, présente donc les harmoniques du signal causés par la partie non linéaire de la charge 2.
Pour tout harmonique présent dans le signal perturbateur, causé par la charge 2, le signal émis par l'unité de filtrage 10 présente une valeur de tension inverse (en opposition de phase) à la valeur de tension du signal de la charge 2 non linéaire à cet harmonique de rang n.
Ainsi, en injectant le signal de sortie du dispositif de compensation 7 au point de raccordement C, les harmoniques du signal émis par la charge 2 non linéaire sont annulés et le courant transitant du côté réseau électrique donné 1 est dépourvu d'harmoniques.
De manière similaire, le signal de sortie du dispositif de compensation 7 présente, pour la fréquence fondamentale, un déphasage configuré pour générer une puissance réactive inverse (en opposition de phase) à la puissance réactive du signal perturbateur de la charge 2.
De cette manière, la puissance réactive consommée par la charge 2 est complètement compensée, dans la limite du dimensionnement du dispositif 7, du côté réseau électrique donné 1.
Il est à noter que tout courant perturbateur à fréquence inclut dans la bande de fréquences de la boucle de contrôle du courant injecté, allant de 0 Hz à 2500 Hz, peut être compensé/filtré par le dispositif 7, comme décrit dans la figure 15b. Des harmoniques non conventionnels peuvent être inclus.
L'élément de stockage d'énergie capacitif 3
L'élément de stockage d'énergie capacitif 3 comprend le ou les condensateurs, connectés en amont à l'entrée DC de l'onduleur et en aval à la sortie DC de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100. La tension continue appliquée au bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 Vdc est à maintenir constante par l'unité de contrôle- commande 12. Cette tension peut être supérieure à 1000 V lors de l'emploi de l'onduleur Ond-Cr à composants rapide (supérieur à 80 kHz), ce qui favorise la dynamique globale du filtre actif.
Il est à noter que pour la même puissance de dimensionnement que l'Ond- Cr, des limitations de nature industrielles sont imposées à l'onduleur classique en silicium, en fréquence de commutation à 16 kHz et en tension DC à 800 V.
Un dispositif de production d'énergie renouvelable assure la production de la puissance maximale active de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, tout en offrant la possibilité de compenser la totalité ou une partie de la puissance réactive et/ou du courant déséquilibré. Ce mode de fonctionnement prévoit, en option, une gestion de la charge/décharge du système de stockage d'énergie (batteries ou autres technologies de stockage d'énergie).
Dans ce mode de réalisation, le dispositif fonctionne en tant que système d'énergie renouvelable. Le dispositif injecte dans ce cas uniquement la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, avec la possibilité de compenser de la puissance réactive et du déséquilibre du courant.
Dans ce mode de réalisation, le filtre 11 de sortie peut être un LCL ou L- Ond-Cr avec L-Ond-Cr inférieure ou égale à Ln+Lfz du filtre LCL.
Dans ce mode de réalisation, le fonctionnement en filtre actif peut être une option.
Le dispositif de production d'énergie renouvelable peut être associé au filtre actif parallèle, la gestion de la charge/décharge du système de stockage d'énergie (batteries ou autres technologies de stockage d'énergie) est une option.
Dans un autre aspect de l'invention, il est proposé un dispositif de compensation 7 de courant du type filtre actif parallèle, apte à être connecté :
> à son entrée, en aval d'au moins une unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 couplée à un élément de stockage d'énergie capacitif 3, et
> à sa sortie, en amont à un point de raccordement C entre d'une part un réseau électrique donné 1, et d'autre part des charges 2 électriques non linéaires et/ou linéaires, le dispositif de compensation de courant 7 présentant :
- une unité de conversion 8 de puissance, comportant au moins un onduleur de puissance à structure tension 9 à commutation rapide à composants en carbure de silicium SiC ou en nitrure de gallium GaN, l'unité de conversion 8 générant un courant alternatif à la fréquence 50 Hz, couvrant le courant actif maximal généré par l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 ;
- une unité de filtrage 10 de sortie, comportant un filtre 11 de sortie pour chacune des phases et un neutre, et connecté : d'une part en aval de l'onduleur 9, et d'autre part au point de raccordement C entre le réseau électrique donné 1 et les charges 2 électriques non linéaires et/ou linéaires, le filtre 11 de sortie étant dimensionné pour bloquer les composantes harmoniques dues à la commutation rapide de l'onduleur 9 ; le filtre de sortie est un filtre de premier ordre de type inductance L, évitant la résonance entre un filtre LCL et le réseau électrique donné 1 et au moins 10 fois inférieure à l'inductance d'un filtre de premier ordre connecté en sortie à un onduleur à composants en silicium ;
- une unité de contrôle-commande 12 comprenant une unité de calcul 25 de courants de référence, les courants de référence comprenant :
• au moins un courant actif correspondant à un point de puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 ;
• au moins un courant actif de recharge de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3,
• avantageusement : au moins un courant généré par les charges 2 non linéaires et linéaires, présentant à la fréquence fondamentale tout ou une partie du courant réactif et/ou du déséquilibre de courant, l'unité de contrôle-commande 12 comprenant également :
- un contrôleur à mode glissant continu de 1er ordre avec une fonction Signe approximée en fonction Sigmoïde ; ou un contrôleur linéaire amélioré de type R.ST am-
- un dispositif de pilotage de commutation 21 qui commande la commutation de l'onduleur 9 et qui assure en boucle fermée le contrôle à la fréquence fondamentale 50 Hz pour l'injection par l'onduleur, du courant perturbateur non actif (réactif et déséquilibré) et du courant actif, en fonction de l'identification des courants de référence par l'unité de calcul 25,
- un régulateur 62 de type PI, qui assure à sa sortie la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, la commande de commutation de l'onduleur 9 étant réalisée de manière à laisser passer à travers l'unité de filtrage 10 de sortie au point de raccordement C :
• un courant actif correspondant à un point de puissance maximale disponible au sein de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, pour satisfaire la demande de consommation d'énergie active des charges 2 électriques non linéaires et linéaires, tout en assurant la recharge de l'élément de stockage d'énergie capacitif 3.
• avantageusement : une partie ou la totalité des courants perturbateurs non actifs injectés en opposition de phase comprenant des courants réactifs et déséquilibrés à la fréquence fondamentale, dans les charges 2 électriques non linéaires et linéaires, pour satisfaire la demande de consommation d'énergie réactive des charges 2 électriques non linéaires et linéaires, tout en dépolluant le réseau électrique donné 1 de ces courants perturbateurs non actifs.
Avantageusement, le dispositif présente seulement deux niveaux de tension.
Dans un autre aspect de l'invention, l'un des modes de réalisation du dispositif de compensation 7 est compris dans un système électrique comprenant un réseau électrique donné 1, des charges 2 non linéaires et/ou linéaires.
Avantageusement, le système est connecté en amont à une unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100.
L'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 peut être :
- choisie parmi la liste suivante : un ou plusieurs panneaux photovoltaïques, éolienne(s), pile(s) à combustible, et
- couplée, directement ou via un dispositif d'électronique de puissance DC/DC à un élément de stockage capacitif 3 en cas d'une production continue, ou via un redresseur de puissance alternatif/continu en cas d'une production alternative. Le réseau électrique donné 1 peut être choisi parmi la liste suivante : le réseau électrique principal, un micro-réseau électrique local îloté ou raccordé au réseau électrique principal, ou un réseau électrique embarqué. Dans un mode de réalisation, le système comporte en outre un bâtiment intelligent 27.
Avantageusement, l'un des modes de réalisation du dispositif de compensation 7 est installé au sein du bâtiment 27 dit intelligent, c'est-à- dire que les appareils électriques que contient le bâtiment intelligent 27 peuvent, entres autres, être commandés et activés sélectivement par une unité de gestion décentralisée 70, par exemple pour fonctionner lors des périodes dites creuses de la journée, pendant lesquelles la demande énergétique du réseau électrique donné 1 est faible et le coût de l'énergie, du point de vue du consommateur, diminue.
L'unité de contrôle-commande 12 est connectée à l'unité de gestion décentralisée 70 du bâtiment intelligent 27. L'unité de gestion décentralisée 70 communique en temps réel à l'unité contrôle-commande 12 les puissances des charges (appareils électriques) en état de marche ou non du bâtiment 27 ; l'unité de contrôle-commande 12 peut comparer la puissance maximale disponible de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 avec la charge totale du bâtiment intelligent 27.
L'unité de contrôle-commande 12, ayant en temps réel la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 délivrée par l'unité 25-B et le régulateur 62 ainsi que les puissances des charges en état de marche ou non du bâtiment 27 communiquées par l'unité de gestion décentralisée 70, est configurée pour réguler la consommation des différents appareils, selon au moins deux modes de répartition économique des charges.
Avantageusement, l'unité de contrôle-commande 12 est configurée pour optimiser la consommation des différents appareils fonctionnant au sein de ce bâtiment intelligent 27, en répartissant les charges correspondant aux charges non-linéaires/linéaires selon au moins deux modes de fonctionnement : - un premier mode de répartition, dit mode de consommation adaptée, dans lequel l'unité de contrôle-commande 12 pilote l'unité de gestion décentralisée 70 du bâtiment intelligent 27 de manière à adapter la consommation du bâtiment intelligent avec la production de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, pour que la courbe de charge totale du bâtiment intelligent présente un facteur de simultanéité maximal correspondant au fonctionnement de toutes les charges utiles du bâtiment en même temps, dans la limite de l'énergie renouvelable produite, le premier mode possède une gestion charge/décharge des batteries ou d'autres systèmes de stockage d'énergie au sein du même bâtiment intelligent à énergie positive 27, ou entre les bâtiments 27 interconnectés via les unités contrôle-commande 12 des dispositif de compensation 7 (ce premier mode de fonctionnement prévoit, suivant la stratégie adoptée par le producteur/cons-producteur) ;
- en cas d'insuffisance de production d'énergie renouvelable, un deuxième mode de répartition, dit mode de consommation modulée, dans lequel l'unité de contrôle-commande 12 pilote l'unité de gestion décentralisée 70 du bâtiment intelligent 27 de manière à moduler la consommation des appareils du bâtiment intelligent 27 pour tendre à une courbe de charge totale du bâtiment intelligent sensiblement constante en fonction du temps ;
- dans le même cas de figure et si le réseau électrique donné 1 est intelligent, un troisième mode de répartition adapté à la production du réseau électrique 1 est envisageable.
On désigne par « les charges utiles du bâtiment », la quantité d'électricité maximale supportée par ce réseau électrique donné 1.
Avantageusement, le système comprend en outre :
- un réseau local 28 connecté au réseau électrique donné 1, et
- des unités de production d'énergie conventionnelle 80, et
- un système de gestion semi-décentralisée 29, et
- une pluralité d'unités de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 connectées au réseau local 28, par un dispositif de compensation 7, chaque dispositif de compensation 7 étant connecté au système de gestion semi-décentralisée 29 auquel il communique des informations concernant la production d'énergie, actuelle et à venir, de chacune des unités de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, et
- une pluralité de postes de consommation correspondant aux charges 2 non linéaires et linéaires, chacun des postes de consommation étant connecté au réseau local 28 et équipé par un dispositif de compensation 7, connecté au système de gestion semi-décentralisée 29 auquel il communique des informations concernant la consommation instantanée et la consommation à venir, en fonction du fonctionnement programmé des postes de consommation,
- une pluralité d'unités de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 et de charges linéaires et non linéaires 2 des bâtiments intelligents 27 à énergie positive, qui assurent l'autoconsommation et où le surplus éventuel d'énergie est stocké ou échangé avec les autres bâtiments intelligents ou délivré au réseau local 28 via l'unité de contrôle-commande 12 du dispositif de compensation 7, en coordination avec le système de gestion semi- décentralisée 29 en cas d'échange avec le réseau local 28.
On désigne par « des unités de production d'énergie conventionnelle », l'énergie nucléaire et les énergies fossiles tels que le charbon, le gaz, le pétrole, etc.
Dans un mode de réalisation, le système de gestion semi-décentralisée 29 est configuré pour assurer la répartition économique de production des unités de production d'énergie conventionnelle 80.
Selon la présente invention, les termes « répartition économique », « dispatching économique », « Economie Dispatch » et « Unit
Commitment » sont utilisés indifféremment par l'homme du métier.
Avantageusement, le système de gestion semi-décentralisée 29 est configuré pour intervenir quand la demande totale d'énergie au sein du réseau local 28 est supérieure à la production totale, auprès des unités de contrôle décentralisé 70 des bâtiments intelligent 27, via les unités de contrôle-commande 12 des dispositifs de compensation 7, pour les faire basculer vers un mode de consommation modulée.
Avantageusement, le système de gestion semi-décentralisée 29 est configuré pour piloter la distribution sur le réseau local 28 de la puissance provenant du réseau électrique donné 1 si la production totale estimée ne couvre pas la demande.
Dans un premier mode de répartition économique des charges, le bâtiment intelligent 27 comportant une unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 et en cas d'une forte disponibilité des sources primaires renouvelables, l'unité de contrôle-commande 12 est configurée pour piloter l'unité de gestion décentralisée 70 de manière à activer la plupart des appareils utiles du bâtiment intelligent 27 en fonction de la production de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 ; ce mode de consommation est appelé mode adapté.
Ce mode de répartition prévoit un stockage du surplus d'énergie dans un parc de batteries ou dans un autre système de stockage d'énergie.
Dans un deuxième mode de réalisation, où l'énergie primaire renouvelable est peu disponible, l'unité de contrôle-commande 12 est configurée pour piloter l'unité de gestion décentralisée 70 de manière à activer sélectivement les appareils du bâtiment intelligent 27, de manière à présenter une courbe de charge plate ou autres, suivant la puissance productible du réseau électrique donné 1 ; ce mode de consommation est appelé mode modulé.
Cela permet d'éviter des pics de demande sur le réseau électrique donné 1 et de bénéficier d'un coût réduit de l'énergie consommée.
Dans ce deuxième mode de réalisation, une gestion de l'énergie stockée dans les batteries (ou dans d'autres systèmes de stockage d'énergie) est prévue pour compléter l'énergie d'origine renouvelable produite par l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 et répondre au mieux à la demande des charges activées du bâtiment 27.
Dans un mode de réalisation, les dispositifs de compensation 7 ainsi que les unités de gestion décentralisée 70 des bâtiments 27 voisins sont interconnectés, ce qui permet d'assurer une gestion des cycles charge/décharge des batteries ou d'autres systèmes de stockage d'énergie installés au sein des bâtiments 27.
Dans un premier mode de fonctionnement, le surplus d'énergie de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 installée au sein d'un bâtiment 27 peut-être fourni, via les unités 12 des dispositifs 7 et les unités de gestion décentralisée 70 concernées, aux autres bâtiments 27 voisins, pour couvrir leurs demandes énergétiques et/ou pour stocker de l'énergie dans leurs systèmes de stockage (batteries ou autres).
Dans un deuxième mode de fonctionnement, l'énergie stockée dans un système de stockage (batteries ou autres) d'un bâtiment 27 peut-être fournie, via les unités 12 des dispositifs 7 et les unités de gestion décentralisée 70 concernées, aux autres bâtiments 27 voisins, pour couvrir leurs demandes énergétiques et/ou pour stocker l'énergie dans leurs systèmes de stockage.
Dans un troisième mode de fonctionnement, l'énergie stockée dans les systèmes de stockage (batteries ou autres) des bâtiments 27 peut être fournie, via les unités 12 des dispositifs 7 et les unités de gestion décentralisée 70 concernées, au réseau local 28 via le système de gestion semi-décentralisée 29 auquel les dispositifs de compensation 7 sont connectés informatiquement.
La majeure partie voire l'intégralité de l'énergie consommée est, dans ce cas, d'origine renouvelable, ce qui permet de minimiser la consommation d'énergie provenant du réseau électrique donné 1. En cas de forte nécessité d'alimentation et en complément du deuxième mode de répartition et si le réseau électrique donné 1 est intelligent, un quatrième mode de répartition adapté à la production du réseau électrique donné 1 intelligent est envisageable.
Dans un mode de réalisation, le dispositif de compensation 7 est installé entre le réseau électrique donné 1 et un site industriel ou un bâtiment résidentiel, administratif ou commercial, chacun de ces bâtis étant assimilable du point de vue du réseau électrique donné 1 à une charge perturbatrice non linéaire/linéaire 2. Dans un mode de réalisation, le système comporte une pluralité d'unités de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, par exemple de type éolien ou photovoltaïque, chacune connectée, directement ou via un dispositif 7, à un réseau local 28, lui-même connecté au réseau électrique donné 1.
Le réseau local 28 correspond aux acteurs producteurs, consommateurs et conso-producteurs (des bâtis à autoconsommation ou à énergie positive).
Dans la plupart du temps, chaque unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 est connectée au réseau local 28 au moyen d'un dispositif de compensation 7 configuré pour maximiser la production de puissance de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100, ainsi que pour empêcher la propagation des perturbations électriques, en cas de leurs présence, du côté amont du dispositif de compensation 7 vers le réseau local 28 et du réseau électrique donné 1.
Chaque dispositif de compensation 7 est connecté, informatiquement, à un système de gestion semi-décentralisée 29, auquel il communique, en temps réel, des informations concernant la consommation ainsi que la production d'énergie des unités de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 réelle et prévisionnelle.
En outre, le système de gestion semi-décentralisée 29 reçoit des informations en temps réel sur le productible d'énergie des unités de production d'énergie conventionnelle (fossile) 80, installées au sein du réseau local 28.
Le système de gestion semi-décentralisée 29 gère la répartition économique des générateurs à énergies conventionnelles (fossiles) au sein du réseau local 28, en fonction de la production totale d'origine renouvelable ainsi que la consommation totale au sein du même réseau local 28.
Le système de gestion semi-décentralisée 29 reçoit en temps réel les informations sur les puissances d'origine renouvelable et conventionnelle disponibles à tout moment sur le réseau local 28.
Le système comporte également une pluralité de postes de consommation, par exemple un bâtiment intelligent ou un site industriel intelligent, chaque poste de consommation étant assimilable du point de vue du réseau à une charge 2 non linéaire/linéaire, chacun des postes de consommation étant connecté au réseau local 28, et étant équipé d'un dispositif de compensation 7 configuré pour dépolluer le courant circulant du côté réseau local 28 des perturbations causées par la charge 2 et pour piloter l'activation des différents appareils du poste de consommation, via l'unité de gestion décentralisée 70.
Chaque dispositif de compensation 7 est connecté au système de gestion semi-décentralisée 29, auquel il communique des informations concernant la consommation instantanée et la consommation à venir, en fonction du fonctionnement programmé des postes de consommation, de manière à estimer la demande en énergie.
Le système de gestion semi-décentralisée 29 recevant à tout moment l'ensemble des données (réelles et prévisionnelles) de l'énergie productible ainsi que celles à consommer par les différents acteurs du réseau local 28 (producteur, consommateurs, conso-producteurs), il peut intervenir, uniquement en cas de besoin quand la demande totale d'énergie au sein du réseau local 28 est largement supérieure à la production totale, auprès des pilotes des unités de contrôle décentralisée des bâtiments intelligents 27, pour faire basculer le mode de consommation en mode modulé (courbe de charge plate) au profit du système global.
Il est entendu par « poste/acteur conso-producteur » un bâtiment à autoconsommation ou à énergie positive. Le système de gestion semi- décentralisée 29 est donc configuré pour estimer, sur une période donnée, la demande totale en énergie du réseau local 28 qu'il supervise.
En fonction des estimations de production de puissance et de demande en énergie, le système de gestion semi-décentralisée 29 est configuré pour :
- effectuer, en temps réel, la répartition économique de production aux unités de production d'énergie conventionnelle 80,
- intervenir, uniquement en cas de besoin quand la demande totale d'énergie au sein du réseau local 28 est largement supérieure à la production totale, auprès des unités de gestion décentralisée 70, via les unités contrôle-commande 12 des dispositifs 7, pour faire basculer le mode de consommation en mode modulé (courbe de charge plate), - piloter, en dernier recours et en cas de risque de déficit de production, le disjoncteur 90 pour permettre une consommation énergétique de la part du réseau électrique donné 1. Ce mode de fonctionnement n'est pas possible quand le réseau local est îloté, c'est-à-dire non relié au réseau électrique donné 1.
Le système de gestion 29 est donc habilité à prioriser le fonctionnement de certains postes de consommation par rapport à d'autres, afin de répartir la demande en énergie sur la période donnée.
De plus, le système de gestion semi-décentralisée 29 peut répartir dans le temps la demande en puissance, de manière à ce que lorsqu'une puissance provenant du réseau électrique donné 1 est nécessaire, elle est consommée lors de périodes de faible demande, de manière à minimiser les coûts et éviter de charger le réseau électrique donné 1 lors de pics de demande.
Il est à noter que la maximisation de la puissance des unités de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 ainsi que l'optimisation de la consommation, au sein d'un bâtiment intelligeant 27, sont assurées localement par les dispositifs 7, via les unités de contrôle-commande 12. Le système de gestion semi-décentralisée 29 est appelé ainsi car il n'est sollicité que pour assurer la répartition économique de production des unités de production d'énergie conventionnelle 80, et pour redresser la consommation en cas de besoin.
Comparaison Invention/Art antérieur
1. Structure générale du filtre actif parallèle de l'art antérieur
Topologie générale
La Figure 10 présente la structure générale du filtre actif parallèle, laquelle se présente sous la forme de deux blocs : le circuit de puissance et le circuit de contrôle-commande. Le circuit de puissance est constitué :
- d'un onduleur de tension à deux niveaux de tension à base d'interrupteurs de puissance en silicium, commandables à l'amorçage et au blocage (GTO, IGBT, ...), avec des diodes en antiparallèle,
- d'un circuit capacitif de stockage d'énergie (un bus continu), - d'un filtre de sortie.
Le circuit de contrôle-commande quant à lui, est constitué :
- de la méthode d'identification des courants perturbés,
- du système à base de PLL (boucle à verrouillage de phase ou en anglais « Phase Locked Loop »), qui est intégré dans la méthode d'identification des courants perturbateurs,
- de la régulation de la tension continue appliquée aux éléments de stockage d'énergie,
- du contrôle du courant injecté sur le réseau électrique donné 1 à partir de l'onduleur de tension,
- de la commande de l'onduleur de tension.
Filtre de sortie
Le filtre de sortie est un filtre passif utilisé pour connecter l'onduleur de tension au réseau électrique donné 1. Le filtre de sortie est dimensionné pour satisfaire les deux critères suivants :
• assurer la dynamique du courant
Figure imgf000068_0001
avec Ih L le courant harmonique contenu dans le courant de la charge II et linj le courant du filtre actif injecté au réseau électrique donné 1,
• empêcher les composantes dues aux commutations de se propager sur le réseau électrique donné 1.
Deux types du filtre de sortie sont habituellement employés : un filtre de sortie de premier ordre et un filtre de sortie de troisième ordre associés tous les deux à un onduleur à deux niveaux de tension à composants classiques en silicium (Ond-Classique : IGBT, GTO, etc.) dont la fréquence de commutation est de l'ordre de 16 kHz.
Filtre de premier ordre (L-Classioue) Ce type de filtre est le plus utilisé dans la littérature ; il est composé d'une simple inductance Lf de résistance interne pratiquement négligeable.
Un filtre de ce type ne permet pas de satisfaire simultanément les deux critères de dimensionnement du filtre de sortie. En effet, seule une valeur relativement faible de Lf peut réaliser une bonne dynamique du filtre actif en satisfaisant l'égalité ci-dessus.
Malheureusement, une valeur faible de Lf permet à la majorité des composantes dues aux commutations de se retrouver du côté réseau électrique donné 1, et par conséquent d'affecter les installations et les équipements électriques.
Inversement, une valeur relativement élevée de Lf va empêcher ces composantes de se propager sur le réseau électrique donné 1, mais affectera la dynamique du filtre actif et dégradera alors la qualité de compensation.
Le bon dimensionnement du filtre de sortie de premier ordre dépendra donc du compromis à trouver entre la dynamique et l'efficacité du filtre actif parallèle.
Afin de réaliser ce compromis, l'inductance L-Classique est lourde, volumineuse, coûteuse et difficile à dimensionner. En effet, le filtre actif à Ond-Classique & L-Classique commercialisé, dimensionné pour injecter un courant de 50 A, a un poids de 75 kg, causé principalement par le filtre de sortie.
Afin d'alléger ces contraintes et surmonter ce compromis très difficile à fixer, l'emploi d'un filtre passif auxiliaire installé à la sortie de l'onduleur ou en amont du côté réseau électrique donné 1 est proposé.
Cependant, ce filtre auxiliaire peut causer des effets secondaires non désirés, comme la résonance avec d'autres éléments passifs installés sur le réseau électrique donné 1.
Il occasionne également une consommation de puissance active, par sa résistance d'amortissement.
De plus, la qualité de filtrage de ces filtres auxiliaires se dégrade avec le temps, à cause du vieillissement de leurs éléments passifs. Filtre du troisième ordre (LCD : modélisation dans le plan s
Le filtre de sortie de troisième ordre est une alternative à un filtre de premier ordre (L-Classique) lourd, volumineux, coûteux et difficile à dimensionner, permettant d'échapper aux problèmes évoqués dans le cas du filtre de sortie de premier ordre.
Ce filtre de sortie, se compose de deux inductances (Ln, Lf2) de résistances internes respectives (RH, Rf2) et d'une capacité Cf avec une petite résistance d'amortissement Rf (voir la Figure l ia), que nous négligerons par la suite. Il est à noter que (Ls, Rs et es) représentent respectivement l'inductance, la résistance ainsi que la force électromotrice du réseau électrique donné 1 en amont.
Ce type de filtre, grâce au degré de liberté supplémentaire fourni par la capacité Cf, pour des inductances Lfi, Lf2 économique, légères et non encombrantes : la somme Lfi+Lf2 est dix à vingt fois inférieure de L- Classique, peut assurer les deux critères du dimensionnement du filtre de sortie évoqués précédemment.
Les équations qui modélisent le filtre de sortie sont : (Maths. 1)
Figure imgf000070_0002
avec Vf la tension de sortie de l'onduleur, Bi(s)/A(s) la fonction de transfert du filtre de sortie avec le réseau électrique donné 1 correspondant au système d'origine (à contrôler), et B2(s)/A(s) la fonction de transfert correspondant au modèle de perturbation.
Ces perturbations sont causées par la tension du réseau électrique donné 1 e(s), que l'on considère désormais égale à la tension de raccordement Vs pour les réseaux électriques de forte puissance de court-circuit. avec
Figure imgf000070_0001
Figure imgf000070_0003
Figure imgf000071_0001
Des relations précédentes, si nous négligeons toutes les résistances (sauf Rf), nous pouvons établir la relation suivante, valable aux fréquences supérieures à 50 Hz :
Figure imgf000071_0002
La fréquence de résonance fcp du filtre LCL, si nous négligeons dans ce cas la résistance Rf aussi, est donnée par la relation :
Figure imgf000071_0003
Le filtre de sortie LCL est dimensionné pour rejeter les composantes dues à la fréquence de commutation de l'onduleur, laquelle a été fixée à 16 kHz, pour correspondre à un cas d'application industrielle.
Ainsi, un rejet de plus que -50 dB est obtenu pour une fréquence de coupure de 1900 Hz.
Ce choix permet de bien atténuer les composantes à hautes fréquences, comme le montre le diagramme du gain du filtre de sortie en fonction de la fréquence de la Fig. 12a.
Néanmoins, le filtre de type LCL implique une commande non linéaire très sophistiquée et assez complexe à gérer ainsi, par conséquent, qu'une unité de calcul assez puissante. De plus, la maîtrise de l'antirésonance entre le filtre LCL et le réseau électrique donné 1, malgré la solution proposée dans le document WO 2020/007884 Al, reste un point dont les industriels sont sceptiques.
2. Structure générale du filtre actif parallèle selon l'invention
Onduleur à composants de commutation rapide (Ond-Cr)
Cet onduleur est à base de composants d'électronique de puissance à commutations rapides de l'ordre de 80 à 100 kHz ou plus, suivant l'évolution de la technologie. Ces composants sont des transistors et diodes en carbure de silicium (SiC), les plus répandus actuellement sont les MOSFET SiC. Ces composants peuvent aussi être de technologie HEMT (« High electron mobility transistor », en français « Transistor à Haute Mobilité Electronique ») en nitrure de gallium (GaN) ou d'autres technologies. Cet onduleur Ond-Cr est efficient, fiable, léger, moins volumineux et avec une bonne évacuation de la chaleur, en comparaison avec l'onduleur à composants classiques en silicium (IGBT, GTO etc.) Ond-Classique.
Il est à noter que des onduleurs à base de composants MOSFET et diodes en carbure de silicium (SiC), à génération continue ou fondamentale, ont été déjà proposés.
En revanche, les onduleurs à très haute fréquence et à base de SiC ou GaN ou d'autres technologies, pour le filtrage harmonique n'ont pas encore été ni étudiés ni réalisés.
Il est à noter que la dynamique du filtre actif s'améliore davantage avec l'augmentation de la fréquence de commutation, ce qui favorise l'adoption de l'onduleur Ond-Cr dans la structure du filtre actif par rapport à l'onduleur Ond-Classique. En effet, la fréquence de commutation industrielle des onduleurs Ond-Cr est de 100 kHz, avec une montée en puissance rapide et prometteuse de cette fréquence, contre un seuil haut de la fréquence de commutation des filtres actifs, basés sur un onduleur Ond-Classique, commercialisés de 16 kHz.
Filtre de premier ordre (L-Ond-Cr) L'emploi de l'onduleur Ond-Cr permet l'utilisation d'un filtre de sortie de premier ordre de type inductance simple, de contraintes minimales (légère, économique, non volumineuse et très facile à dimensionner, comparée au filtre de type L-Classique associé à l'onduleur Ond-Classique) appelé (L- Ond-Cr). En effet, une augmentation suffisante de la fréquence de commutation de l'onduleur limite les contraintes imposées au filtre de sortie, et une simple inductance (à valeur très réduite de la self : dix à vingt fois inférieure de L-Classique) devient ainsi capable d'empêcher la propagation des composantes de la fréquence de commutation de l'onduleur vers le côté réseau électrique donné 1, sans affecter la dynamique globale du système. De plus, cette inductance L-Ond-Cr, dont la self a la taille inférieure ou égale à la somme des inductances (Lfi+Lf2) du filtre LCL, assure presque le même effet de rétention des composantes à hautes fréquence de commutation que le filtre LCL, sans risque de résonance et avec une commande beaucoup moins complexe à mettre en œuvre, pour, par conséquent, une unité de calcul moins puissante, comparé au filtre LCL.
Le filtre L-Ond-Cr est composé d'une simple inductance Lf de résistance interne pratiquement négligeable.
Selon un des aspects de l'invention, l'inductance L-Ond-Cr est dimensionnée telle que :
L-Ond-Cr < Lfi+Lf2=200 à 500 p.H, alors que l'inductance L-Classique est entre 2 à 5 mH selon la fréquence de commutation de l'onduleur Ond- Classique.
En se basant sur l'équation (Maths. 1), les modèles du système à contrôler (système d'origine) Bi(s)/A(s) et celui de perturbation B2(s)/A(s) sont donnés, pour le filtre L-Ond-Cr comme suit. Il est à noter que les perturbations sont causées par la tension du réseau électrique donné 1 que l'on considère désormais égale à la tension de raccordement en C (Vs) pour les réseaux électriques de forte puissance de court-circuit. (Maths. 2)
Figure imgf000073_0001
avec
Figure imgf000074_0002
3. COMMANDES LINEAIRES ET NON LINEAIRES DE L'ONDULEUR DE TENSION OND-CLASSIQUE DE L'ETAT DE L'ART CONNECTE AU RESEAU VIA LE FILTRE L-Classique
Contrôleur Propositionnel-Intéaral PI
La stratégie de contrôle est basée sur l'estimation des perturbations de courant au moyen d'un algorithme d'identification. Ensuite, l'onduleur de tension à composants classique en silicium (IGBT, GTO, etc.) Ond- Classique, commandé par la commande MLI (Modulation de Largeur d'imputation, ou en anglais « PWM : Pulse width modulation »), génère les courants injectés Imj au réseau électrique donné 1, qui doivent poursuivre les courants de références identifiés Iref (Jmj
Figure imgf000074_0001
La boucle de contrôle ainsi fermée est conçue pour assurer une poursuite de haute précision.
La tension du point de raccordement du réseau électrique donné 1 Vs représente ici une perturbation externe, dont les effets sont compensés en ajoutant la même tension de réseau électrique donné 1 au signal de commande (u). Cela empêchera le courant fondamental réactif de passer du réseau au filtre actif via l'inductance du filtre L-Classique.
Le diagramme général du système de commande du courant est représenté sur la Fig. 13b. Dans ce diagramme, l'onduleur de tension Ond-Classique (commandé par la PWM) est connecté au réseau électrique donné 1 via un filtre L-Classique, avec un contrôleur du type PI, et la méthode des puissances instantanées ou autres pour l'identification des perturbations du courant.
La fonction de transfert du contrôleur PI est donnée par l'équation :
Figure imgf000074_0003
En se basant sur la formule (Maths.1) avec les paramètres qui modélise le filtre de sortie (L-Classique) (Maths. 2), et en employant le contrôleur PI, le système en boucle fermée devient :
Figure imgf000075_0001
avec le numérateur N(PI)(s) de la fonction de transfert du contrôleur PI N (Pi) (s) = Kp s + Ki
Les paramètres Kp et Ki sont choisi pour assurer une bonne poursuite, pour toute la bande de fréquences harmoniques, entre les courants injectés et ceux identifiés, avec un temps de réponse minimal ainsi qu'un rejet des perturbations (la tension du réseau Vs) maximal.
Contrôleur par placement de pôles RST
De l'équation (1) (Maths. 1) et en employant un contrôleur RST, nous obtenons :
Figure imgf000075_0002
R(s), T(s) et S(s) étant les polynômes du contrôleur, comme décrit dans la figure 13a.
L'ordre de Æ(s) et S(s) est le même que l'ordre du système L-Classique ( donc les polynômes Æ(s) et S(s) sont de premier ordre. Le polynôme
Figure imgf000075_0006
T(s) est choisi de telle sorte que
Figure imgf000075_0003
= 1 pour toute la bande de fréquence * inj\s)
(50-2500 Hz) inclue dans le signal de référence Iref ; T(s) peut être un gain simple dans ce cas.
Il est à noter que
Figure imgf000075_0004
représente la fonction de transfert du contrôleur RST ;
Figure imgf000075_0005
le dénominateur commun D(s) = (S A + R BiXs), nommé polynôme de stabilité arbitraire, contient les pôles de la boucle fermée. Ces pôles sont placés dans un secteur du (2 x 45°), pour assurer un amortissement de 0.7. Enfin, les pôles de la boucle de contrôle sont placés afin d'assurer une réponse rapide et précise, avec un bon rejet des perturbations. Il est à noter que les valeurs des pôles sont limitées par la fréquence de coupure en boucle fermée.
Effet du déphasage
Le contrôleur RST, ainsi que tous les contrôleurs linéaires, peuvent être utilisés quand les références à poursuivre sont constituées de signaux constants ou à une fréquence seule et relativement faible (cas de la compensation du réactif ou du déséquilibre à la fréquence fondamentale 50 Hz). A cette fréquence, le déphasage entre les références identifiées
Figure imgf000076_0001
et la sortie de la boucle fermée injectée (/m/) est acceptable. Par contre, si la référence à suivre est composée de signaux à plusieurs fréquences, le déphasage n'est plus négligeable. En effet, le déphasage augmente avec la fréquence. L'effet du déphasage de la structure montrée en Fig. 13a est présenté sur la Figure 14. De cette figure, nous pouvons observer que le courant perturbé (/L) n'est pas bien compensé pour (/rée(: compensation avec déphasage), par rapport à la forme idéale Çlideai- compensation sans déphasage).
La fonction de transfert de la boucle de contrôle avec le RST de la figure 13a /,n7(s)//re/(s) est présentée via la Fig. 15a.
Le gain et la phase de la fonction de transfert en boucle fermée
Figure imgf000076_0002
sont donnés via le Tableau I, pour des multiples de la fréquence fondamentale allant de 50 Hz jusqu'à (23x50) Hz. Il est à noter que nous nous sommes limités à 1150 Hz, car les réseaux électriques s'auto-filtrent, via leur inductance, des courants harmoniques de rangs élevés.
Tableau. I. Gain et la phase de la fonction de transfert en boucle fermée avec RST & LCL
Figure imgf000076_0003
Il est à noter que le contrôleur linéaire de RST assure un gain unitaire (0 dB) pour pratiquement toute la bande de fréquence (50-2500 Hz), comme décrit dans la figure 15a. De plus, le R.ST est utilisé seulement pour compenser les courants déséquilibrés et/ou réactifs à la fréquence fondamentale.
En effet, à cette fréquence, un déphasage du (-1°) est négligeable. Après cette fréquence, le déphasage n'est plus négligeable, et le filtre actif parallèle ne peut pas compenser les courants harmoniques.
Contrôle non linéaire (par mode glissant- de premier ordre)
La méthode de contrôle par mode glissant (SMC pour « Sliding Mode Control » en anglais) est proposée pour assurer une réponse dynamique souhaitée, une forte robustesse /insensibilité aux perturbations bornées, des bonnes propriétés de contrôle dans une large gamme de conditions de fonctionnement, ainsi qu'un très bon suivi en boucle fermée sans effet de déphasage.
En pratique, l'onduleur de tension est commandé par une fonction de commutation à fréquence limitée/fixe. Ainsi, des commutations variables (chattering'), si elles se produisent, pourraient entraîner une surchauffe qui peut aller jusqu'à la destruction de l'onduleur.
Conception d'un contrôleur classique par mode glissant pour un Ond- Classique et L-Classique
Etant donné que le système commandé est de premier ordre, alors une variable de glissement est choisie sous la forme : o = e (Maths. 3) avec e iinj iref
La condition d'existence d'un mode glissant o.ô < 0 peut être facilement réalisé par le SMC u = — A sign (a) (Maths. 4) avec u la commande appliquée, qui est discontinue par effet de chattering dans ce cas, comme décrit sur les Figures 16a, 16b et 16c, via le PWM, à l'onduleur, A est fixé et défini par le bloc limiteur de saturation à 420V, comme décrit sur la Figure 13c.
4- CONTROLE LINEAIRE PAR PLACEMENT DE POLES AMELIORES RSTam DE L'ONDULEUR DE TENSION OND-CR SELON L'INVENTION CONNECTE AU RESEAU VIA LE FILTRE L-Ond-Cr
La stratégie est basée sur l'estimation des perturbations de courant au moyen d'un algorithme d'identification. Le changement concerne la structure de l'onduleur, le filtre de sortie et par conséquent la boucle de contrôle. En effet, l'onduleur de tension est à composants de commutation rapide (SiC, GaN, etc.) Ond-Cr, commandé par la commande MLI, génère les courants injectés au réseau Imj à travers le filtre L-Ond-Cr, qui doivent poursuivre les courants de références identifiés Iref Uinj -» A-e/)- La boucle de contrôle ainsi fermée est conçue pour assurer une poursuite de haute précision, mais pour une bande passante étendue compte tenu de l'augmentation de la fréquence de commutation (ici 100 kHz).
La tension du réseau Vs, au point de raccordement C, représente ici une perturbation externe, dont les effets qui peuvent aussi être compensés en ajoutant la même tension de réseau au signal de commande (u). Cela empêchera le courant fondamental réactif de passer du réseau au filtre actif via l'inductance du filtre L-Ond-Cr.
Le contrôleur utilisé, selon un aspect de l'invention, est la méthode améliorée RSTam qui propose un placement des pôles et des zéros, afin de minimiser l'erreur en amplitude mais spécialement en phase entre le signal/courant identifié et celui injecté.
Le contrôleur amélioré RSTam préserve les mêmes polynômes R et S de premier ordre du RST conventionnel, calculé pour le système L-Ond-Cr dont le modèle est présenté par l'équation (Maths. 2), tout en plaçant des zéros dans la boucle de contrôle afin de minimiser, surtout, l'erreur en phase.
Le transformé de Laplace de l'erreur e(s) est identifié : (Math 5)
Figure imgf000079_0001
avec £>(s) = (S A + R B1)(s') le polynôme de stabilité arbitraire.
En se basant sur l'équation (Maths. 5), nous obtenons la formule suivante :
Figure imgf000079_0002
Pour réduire l'erreur e(s) à zéro, le numérateur de l'éq. (Maths. 6) doit tendre vers zéro. Etant donné que les polynômes R(s) et S(s) sont déjà définis, seul T(s) peuvent être judicieusement sélectionnée afin de minimiser l'erreur e(s). De plus, l'ordre de T(s) doit être choisi pour que la fonction de transfert T(s)/R(s) soit causale (degré (T) <degré (R)).
T (s) = t^sn + t}- Sn 1 + ••• + tns + tn+-^ (Maths. 7)
En utilisant l'équation (Maths. 7), et en remplaçant s = jœ, avec œ la fréquence angulaire, le numérateur de l'éq. (Maths. 6) devient :
(TB1 - DXJœ) = (Æe)(<o) + jlM (Maths. 8)
Afin de faire tendre le côté droit de l'éq. (Maths. 8) à zéro, les parties réelle Re(œ) et imaginaire Im(œ) doivent tendre vers zéro. Cela donne deux équations pour chaque fréquence.
Selon un aspect de l'invention, T(s) est un polynôme de premier ordre. En effet, comme l'ordre de R(s) est un, un polynôme T(s) est de premier ordre, qui est l'ordre maximum satisfaisant la causalité de la fonction de transfert T(s)/R(s). Compte tenu des paramètres inconnus (ti, tz) du polynôme T(s), une seule fréquence doit être choisie. Le zéro doit être placé près du pôle le plus lent de la fonction de transfert en boucle fermée.
Afin de montrer la précision en poursuite du contrôleur RSTam par rapport au contrôleur classique RST, les diagrammes de Bode, en gain et en phase, des fonctions de transfert des boucles de contrôle (/in7(s)/A-ef(s)) avec RSTam et RST superposés, sont tracés sur la figure 15b.
De cette figure, nous constatons que les deux contrôleurs assurent la poursuite en amplitude entre le courant injecté Imj et celui identifié Iref. D'ailleurs, si la poursuite en phase est bien assurée par le RSTam, le RST provoque un déphasage entre l'entrée et la sortie de la boucle de contrôle, dégradant significativement la qualité de filtrage et empêcher, par conséquent, l'applicabilité du filtre actif. 5. CONTROLE NON LINEAIRE (PAR MODE GLISSANT CONTINU de premier ordre) DE L'ONDULEUR DE TENSION OND-CR SELON L'INVENTION CONNECTE AU RESEAU VIA LE FILTRE L-Ond-Cr
Le contrôleur classique par mode glissant cause une commande discontinue, qui se traduit par un effet de chatering qui peut être destructif de l'onduleur de tension.
Par conséquent, nous employons un SMC classique de premier ordre (avec fonction sign}, à commande continue. En effet, afin d'éviter une commande discontinue du SMC classique, nous optons pour un contrôleur par mode glissant associé à une fonction sign approximée en fonction sigmoïde.
Enfin, la commande du filtre actif générée par les SMCs continus sera modulée par une MLI, afin de permettre au filtre actif de fonctionner à une fréquence de commutation fixe, élevée adaptée, d'un côté, à un fonctionnement nominal des composants de commutation rapide (SiC, GaN, etc. : ici 100 kHz) d'électronique de puissance de l'onduleur Ond-Cr et facile, de l'autre, à filtrer par le L-Ond-Cr, ce qui facilite, entre autres, le blocage des composantes à hautes fréquences par le filtre L-Ond-Cr.
Dans ce contexte, il est important de signaler que la fonction Signe {Sign en anglais) dans (Maths. 4) a été approximée en fonction Sigmoïde sign e =
Figure imgf000080_0001
6. SYSTEME DE PLL AVANCEE INTEGRE DANS L'UNITE DE CALCUL DE COURANTS DE REFERENCE 25 SELON L'INVENTION
Sur la base de la tension triphasée au point de raccordement
Figure imgf000080_0004
les composantes sont calculées dans la représentation Park, en
Figure imgf000080_0005
utilisant l'angle de rotation estimé avec et 5d
Figure imgf000080_0002
Figure imgf000080_0003
représentent respectivement la pulsation et la phase/angle de la composante directe/ positive de la tension Vs du point de raccordement C du réseau électrique donné 1. Cette approche de calcul est regroupée dans la relation suivante :
Figure imgf000081_0002
Le verrouillage de phase se produit lorsque A0d = 0. Dans ce cas, l'angle de la composante directe de tension et celui estimé sont égaux, ainsi on peut écrire, comme décrit dans la Figure 4 :
Figure imgf000081_0003
Il est à noter que la poursuite de la phase, y compris celle de de l'amplitude, est assurée par un contrôleur de type placement de pôles RST adapté au cas d'un filtre actif. En effet, ce contrôleur, qui doit être conçu pour offrir des performances robustes dans une large bande de variation en fréquence et en tension (50, 60 Hz ±10%), (230/400 ±15%) respectivement, doit filtrer les perturbations externes (causées par le déséquilibre et les composantes harmoniques de tension du réseau Vs) dans la boucle fermée. Afin d'atteindre ces performances, les polynômes R(s) et S(s) sont respectivement de cinquième et sixième ordre, tandis que T(s) est un simple gain tel que
Figure imgf000081_0001
Cette approche spéciale de conception du contrôleur RST adapté va entraîner un changement de la méthodologie du calcul du polynôme de stabilité arbitraire D(s)=A(s)S(s)+B(s)R(s), avec le système d'origine à contrôler, comme montré dans la Figure 25 :
Figure imgf000081_0004
En effet, dans le polynôme S(s), il faut prévoir l'élimination des perturbations constantes, donc s(s)=0. De plus et afin d'éliminer les perturbations liées au déséquilibre ainsi que les harmoniques de tension, nous incluons dans le polynôme R(s) des zéros doubles aux fréquences 100 Hz et 300 Hz, correspondant respectivement aux composantes dues au déséquilibre ainsi qu'au premier harmonique dominant (l'harmonique du rang cinq). Pour éliminer les effets des harmoniques de rangs supérieurs, une pente de -20dB/décade du régulateur adapté RST a été réalisée par le choix d'un contrôleur RST strictement propre. Donc, le polynôme R(s) étant de degré 5 et afin d'assurer un contrôleur Rs(s)/S(s) strictement propre (degré (R) < degré (S)), le polynôme S(s) est de degré 6.
7. RESULTATS DE SIMULATION DE L'ONDULEUR COMMANDE SELON L'INVENTION
Résultats de simulation avec Matlab-Simulink
Contrôleurs SMC continu de premier ordre et de RSTam pour un Ond-Cr & L- Ond-Cr
Les simulations sont réalisées, dans un premier temps, via un simple schéma de Simulink. Dans ce schéma, les courants harmoniques de références identifiés Iref sont modélisés par des sources de courant des rangs 5, 7, 11, 13, 17, 19, 23 et 25, qui représentent le même spectre harmonique du courant que nous allons analyser via une étude d'une charge industrielle ci-après. Les simulations sont effectuées en employant d'abord le SMC classique (à fonction signe), puis le SMC avec une fonction sigmoïde et enfin avec la méthode de placement de pôles améliorée RSTam.
La Figure 16c trace les courants monophasés Iref, linj (identifié et injecté respectivement) ainsi que le signal de contrôle de l'onduleur u. Nous observons qu'une poursuite très précise est assurée par la commande discontinue (à fréquence de commutation variable et très élevée : fréquence de chattering) du SMC classique, par la méthode de SMC avec une fonction sigmoïde à commande continue à fréquence de commutation fixée par le PWM ainsi que par contrôleur linéaire amélioré RSTam.
Il est à noter que la commande par RSTam ainsi que tout contrôleur linéaire assurent une commande continue à fréquence adaptée aux composants d'électronique de puissance, imposée ici par la MLI.
Contrôleurs SMCs de premier ordre et d'ordre supérieur pour un Ond- Classioue & LCL (Etat de l'art)
Les simulations sont effectuées, pour le cas d'un Ond-Classique associé à un filtre LCL, en employant cette fois-ci, d'abord, dans le cas de la figure 16a, le SMC classique puis le SMC avec fonction sigmoïde puis la méthode AIRD (une augmentation artificielle du degré relatif, suivie par un intégrateur, en anglais : « an Artificial Increase Relative Degree, followed by an integrator »), puis dans le cas de la figure 16b et dans l'ordre, le SMC classique, le C-HOSM, le 2-SMC Twisting, le 2-SMC Super-Twisting et finalement l'approche de Lyapunov.
Les Figures 16a et 16b tracent les courants monophasés Iref, linj (identifié et injecté respectivement) ainsi que le signal de contrôle de l'onduleur u. Nous pouvons constater qu'une poursuite très précise est assurée par tous les contrôleurs, avec un signal de commande discontinu pour le SMC classique et pour l'approche de Lyapunov.
Résultats des simulations du Filtre actif parallèle installé dans un réseau industriel type
Deux ensembles de simulation seront présentés, l'un correspond à un filtre actif parallèle FAP pure, tandis que le second représente le cas d'un FAP avec l'option de génération photovoltaïque GPV. La charge industrielle non linéaire est un redresseur complet à six diodes de 42 kVA avec une charge R//C côté CC et une inductance côté alternatif égale à 2 mH.
Enfin, les paramètres du réseau électrique donné 1 sont quantifiés sur le Tableau II
Tableau II. Fiche technique des composants électriques constituant le réseau traité
Figure imgf000083_0001
Le filtre actif est basé, entre autres, sur l'onduleur à composants de commutation rapide en employant des composants MOSFET SiC à fréquence de commutation 100 kHz (C3M0021120D), sans diodes en antiparallèle, associé au filtre L-Ond-Cr=200 |_iH, avec les algorithmes de contrôle, SMC à commande continue associé à une fonction Signe approximée en fonction sigmoïde et RST am-
La fiche technique des composants constituant le filtre actif, est présentée via le Tableau III.
TABLEAU III . FICHE TECHNIQUE DU FILTRE ACTIF PARALLÈLE
Figure imgf000084_0001
Il est à noter que les bibliothèques du logiciel Matlab-Simulink-Simscape Electrical n'offrent pas les modèles des composants d'électronique de puissance à commutation rapide. La simulation hybride Matlab-Simulink- Simscape Electrical & PLECS a été utilisée ; le logiciel PLECS qui peut être installé sous MATLAB, offre la possibilité d'utiliser des modèles de composants d'électronique de puissance à commutation rapide.
Etude de l'efficacité du filtre de sortie L-Ond-Cr, comparaison avec les filtres L-Classioue et LCL
La figure 17(a, b) montre l'analyse spectrale du courant injectés Imj dans les cas des structures à L Ond-Cr & Ond-Cr et L-Classique & Ond-Classique, en focalisant sur la bande de fréquences liée à la fréquence de commutation de chaque cas.
De ces figures, nous constatons que l'efficacité de l'inductance L-Ond-Cr associée à l'onduleur à commutation rapide Ond-Cr, à bloquer les composantes dues à la fréquence de commutation dépasse celle L-Classique associée à l'onduleur classique en silicium Ond-Classique, sachant que L- Classique=2 mH est dix fois supérieure à L Ond-Cr=200 p,H. De plus, la qualité du filtrage harmonique est meilleure dans le cas de L-Ond-Cr comparée au cas de L-Classique, pour le même contrôleur (THD égale respectivement à 1.3% 2.2%). Cette supériorité en qualité de filtrage est due à la dynamique plus rapide du système de compensation assurée par l'onduleur Ond-Cr, par rapport à l'onduleur Ond-Classique (à fréquence de commutation respective de 100 kHz et de 16 kHz).
De plus, en comparant les diagrammes de Bode des gains des deux filtres de sortie LCL et L Ond-Cr, comme décrit dans les Figures 12 a&b : respectivement pour l'état de l'art et la présente invention, nous constatons que le rejet des composantes dues à la fréquence de commutation (100 kHz) assuré par L-Ond-Cr (-42 dB) est assez élevé/suffisant et s'approchant du rejet assuré par le LCL pour une fréquence de commutation industrielle de 10 kHz (-50 dB), sachant qu'une fréquence de commutation de 16 kHz pour les onduleurs classique en silicium Ond-Classique atteint la limite de fonctionnement des composants d'électronique de puissance. En effet, à cette fréquence, acceptée par les industriels, une limitation de tension du côté continu est fixée à 800 V pour les onduleurs classiques, alors que les onduleurs à commutation rapide acceptent une tension continue supérieure à 1000 V, ce qui favorise la dynamique globale du système. De plus, les pertes par commutation à 16 kHz, bien qu'elles soient admissibles par les industriels, réduisent le rendement de l'onduleur Ond-Classique, alors que l'onduleur Ond-Cr est conçu pour des pertes minimales pour des commutations rapides.
Il est à noter que la valeur de L-Ond-Cr est choisie égale à la somme des inductances du LCL : L Ond-Cr=Lfi + Lf2=200 p.H.
Finalement, et à titre d'exemple, la figure 17c montre le cas d'un filtre de sortie sous-dimensionné (L-Classique=200p.H) associé à l'onduleur classique en silicium Ond-Classique à fréquence de commutation de 16 kHz. De cette figure, nous constatons que le filtre de sortie, sous-dimensionné pour cette fréquence de commutation, est incapable de retenir les composantes harmoniques dues à la fréquence de commutation et la plupart de ces composantes se propagent de l'onduleur vers le réseau électrique donné 1, comme décrit dans les figures 21a et 21b.
Contrôleur SMC continu à une fonction sigmoïde
Dans cette partie est validé l'emploi du filtre actif associé à l'onduleur Ond- Cr (à MOSFET SiC : C3M0021120D à fréquence de commutation 100 kHz) et au filtre L-Ond-Cr = 200 p.H avec l'algorithme de contrôle SMC à commande continue associé à une fonction Signe approximée en fonction sigmoïde.
La Figure 18 présente le spectre harmonique du courant de charge (le courant du réseau électrique donné 1 sans filtrage). De cette figure, nous constatons que le courant fondamental efficace de la charge polluante est de 65 A et le THD du courant est de 24.29%.
La Figure 19a présente la simulation de la phase 1 (avant et après filtrage) du courant du côté réseau de Is, des courants identifié Iref et injecté Imj ainsi que le THD du courant (THD - Is).
Dans ce cas de simulation, le filtre actif est amorcé après 6 périodes du secteur (jusqu'à 0.12 s).
On peut déduire de la Figure 19a que la distorsion harmonique (THD - IS) après filtrage est de 1.3%. Cette réduction significative du THD du courant est confirmée par l'analyse spectrale présentée via la Figure 19b.
Il est à noter que le THD du courant avant l'activation du filtre actif était de 24.29%.
Contrôleur par placement des pôles et des zéros RSTam
Dans cette partie, la structure précédente (filtre actif à onduleur de composants à commutation rapide (MOSFET SiC : C3M0021120D, à fréquence de commutation 100 kHz) associé au filtre L-Ond-Cr=200 p.H), est validée avec l'algorithme de contrôle du placement des pôles amélioré R-STam- La Figure 20a présente la simulation de la phase 1 (avec et sans filtrage) du courant du côté réseau de Is, des courants identifié Iref et injecté linj ainsi que le THD du courant (THD - Is}.
Dans ce cas de simulation, le filtre actif est désactivé après 6 périodes du secteur (à 0.12 s).
On peut déduire de la figure 20a que la distorsion harmonique (THD - IS) après filtrage est de 1.77%. Cette réduction significative du THD du courant est confirmée par l'analyse spectrale présentée via la Figure 20b.
Il est à noter que le THD du courant avant l'activation du filtre actif était 24.29%.
Finalement, à titre d'exemple et afin de comprendre l'importance de cette association onduleur à commutation rapide Ond-Cr et filtre de sortie L Ond- Cr, la Figure 21a présente la simulation de la structure du filtre active basé sur un onduleur classique en silicium Ond-Classique à fréquence de commutation 16 kHz, associé à un filtre de sortie L-Classique sous- dimensionné de 200 p.H. De cette figure, nous constatons l'incapacité d'un filtre de sortie sous-dimensionné à empêcher les composantes de hachage de se propager vers le réseau électrique donné 1. Ce constat est validé, via la Figure 27, par un THD de courant du côté réseau électrique donné 1 après filtrage de 8.20%.
Calcul et intégration du point de puissance maximale dans le schéma contrôle- commande du filtre actif
L'objectif ici est de poursuivre le point de puissance maximale d'un générateur photovoltaïque (PV), afin d'augmenter le rendement de ce système de génération. La Figure 22 montre les quatre paramètres caractérisant le fonctionnement d'un panneau/générateur PV ; il s'agit du courant de court-circuit Icc, de la tension à vide Vco, du courant de la puissance maximale ImPP et de la tension de la puissance maximale Vmpp (par conséquent la puissance maximale disponible au sein du générateur PV : PmPP = VmPP X ImPP). Selon un aspect de l'invention, l'algorithme employé pour l'extraction du point de puissance maximale est l'algorithme P&O (en anglais « Perturb and Observe »), qui se base sur la perturbation et l'observation de la tension du générateur PV, jusqu'à l'obtention de la tension maximale qui correspondra au point MPPT.
Cet algorithme P&O est adapté à la configuration de l'invention, qui assure une connexion sans hacheur de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 à l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 ; la sortie de l'algorithme P&O est, dans ce cas, la tension de la puissance maximale Vmpp et non pas le signal de commande du hacheur, habituellement associé à l'algorithme de détection de la puissance maximale, P&O ou autres.
Boucle de régulation de la tension continue (poursuite de la puissance maximale)
Nous allons profiter de la boucle de régulation de la tension du condensateur, du côté continu de l'onduleur, pour assurer la poursuite de la puissance maximale du générateur PV. En effet, dans le cas d'un filtre actif parallèle qui n'est pas connecté à un générateur PV, le condensateur de stockage d'énergie se régule (se charge avec un maintien d'une tension constante) via le réseau électrique donné 1, à travers l'onduleur, pour compenser les pertes par effet Joule des composants d'électronique de puissance de l'onduleur et du filtre de sortie L-Ond-Cr. La tension du condensateur Vdc doit poursuivre une tension de référence Vdc-ref, dont l'amplitude est choisie pour renforcer la dynamique du système, tout en respectant le dimensionnement des composants électriques du filtre actif parallèle.
Selon un aspect de l'invention, la même boucle de régulation de la tension du condensateur est employée pour assurer la poursuite du point de puissance maximale, en se basant sur la poursuite de la puissance PMPP et non sur la poursuite du courant IMPP. En effet, contrairement aux méthodes de régulation du condensateur de l'onduleur, qui adoptent la poursuite du courant IMPP dans le cas de la présence d'un système de génération d'énergie renouvelable, cette méthode va extraire directement la puissance maximale du générateur PV.
Modélisation de la boucle de régulation de la tension du condensateur
La relation entre la puissance active produite par le générateur PV et la tension aux bornes du condensateur peut être écrite sous la forme :
Figure imgf000089_0001
La relation (Maths 30) étant non linéaire, et pour des petites variations de la tension Vdc autour de sa référence Vdc-ref, elle peut être linéarisée via la relation suivante :
Figure imgf000089_0002
Il est à noter que pour : Vdc-ref = VMPP (délivrée par l'algorithme de P&O de l'unité 25-B), on aura Ppv = PMpp- Par conséquent, la tension du condensateur calculée dans le domaine de Laplace devient :
Figure imgf000089_0003
A partir des relations (Maths 31) et (Maths 32) et en employant un régulateur linéaire (Proportionnel - Intégral) ou autre, la boucle de régulation de la tension continue Vdc et par conséquent la puissance PMPP peuvent être présentées via la Figure 23. Le choix des paramètres de ce contrôleur assure une poursuite rapide et précise de la puissance maximale du générateur PV. Il est à noter que le signal mesuré de la tension Vdc sera filtré des fluctuations à 300 Hz ou autres, via un filtre passe-bas du deuxième ordre, comme décrit sur la Figure 23. Intégration de la boucle de poursuite de la puissance maximale au sein d'un filtre actif
L'avantage de la poursuite de PMPP (par rapport à IMPP) est de pouvoir intégrer (avec le moins d'opérations de calculs possibles) la boucle de poursuite de PMPP dans l'algorithme d'identification des courants perturbateurs de la partie contrôle-commande du filtre actif parallèle. Dans ce cas, la tension de référence Vdc-ref de l'algorithme d'identification/régulation de la tension du condensateur du filtre actif, est remplacée par la tension de la puissance maximale VMPP (Vdc-ref= VMPP) issue de l'algorithme (P & O) adapté comme le montre la Figure 24. De cette figure 24 (a & b), la sortie du contrôleur PI étant la puissance maximale PMPP du générateur PV, ce signal est rajouté à la puissance perturbatrice active P délivrée par l'algorithme d'identification des courants perturbateurs 25-A ; les puissances instantanées perturbatrices (réactive Q et homopolaire Po) sont aussi calculées. En effet, cet algorithme assure, dans un premier temps, le calcul des puissances instantanées perturbatrices, causées par les courants perturbateurs non actifs (harmoniques, réactif et déséquilibré ou autre) présents dans le courant de la charge II, dans le repère a, p et 0. Le calcul des courants de référence Irefi23se fait via un passage inverse, d'abord calculé dans le même repère a, p et 0 puis dans le repère triphasé. Ces courants de références du filtre actif (Irefizs) contiennent alors les courants perturbateurs ainsi que le courant maximal du générateur PV : I MPP. Il est à noter qu'en se basant sur une régulation de tension Vdc dont la sortie du régulateur (PI par exemple) est la puissance maximale, nous assurons que la méthode des puissances instantanées, employée selon un des aspects de l'invention pour identifier les courants perturbateurs, reste inchangée tout en garantissant l'identification du courant maximal du générateur PV : IMPP en amplitude, avec angle égal à celui de la composante directe de tension déjà extraite via la PLL 26 (voir Figure 2). Le courant IMPP aura, dans ce cas, systématiquement une phase égale à cet angle sans passer par la boucle de la PLL, car la tension employée dans la méthode d'identification des courants perturbateurs non actifs 25-A est celle de la composante directe. Donc pas de méthode d'identification spéciale, ni en amplitude ni en phase/angle, dédiée à l'extraction du courant IMPP, comme habituellement adopté dans l'état de l'art.
En effet, les algorithmes qui adoptent la poursuite du courant IMPP, à la place de PMPP, impliqueraient la multiplication de IMPP par trois fonctions sinus (déphasées d'un tiers de période) d'amplitude unitaire et d'angle/phase issu de la PLL (angle de la composante directe de tension du réseau électrique donné 1 Vs). Cela demande plus de calculs et plus de précisions de la part de la PLL.
Selon un des aspects de l'invention, une PLL avancée extrait, en plus de l'angle fourni par une PLL conventionnelle, l'amplitude de la composante directe de la tension au point de raccordement C du réseau électrique donné 1.
Cette la PLL avancée 26, intégrée dans l'unité 25 comme le montre la figure 24b, permet :
- de fonctionner dans un milieu/réseau déjà perturbé en harmoniques et en déséquilibre de tension, avec deux fréquences centrales (50 et 60 Hz ±10%) ainsi qu'avec une variation en amplitude de tension fondamentale de ±15%, pour couvrir le fonctionnement du réseau électrique donné 1 et des groupes électrogènes ;
- de fonctionner dans un réseau électrique embarqué avec une fréquence fondamentale de 400 Hz, avantageusement une fréquence fondamentale variable entre 360 Hz et 800 Hz, pour une tension comprise entre 115 et 200 V ;
- d'assurer une égalité entre le courant absorbé par l'élément de stockage d'énergie capacitif 3 et le courant de la puissance maximale produit par l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 ; grâce à l'extraction de l'amplitude de la composante directe ou positive de la tension du point de raccordement du réseau électrique donné 1 ;
- d'assurer un comportement efficace de la méthode d'identification des courants perturbateurs pour une tension du réseau électrique donné 1 déjà fortement déformée en harmoniques et déséquilibrée ; - d'assurer une injection du courant de la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable 100 en phase avec la composante directe de la tension du point de raccordement C du réseau électrique donné 1, empêchant, par conséquent, une consommation supplémentaire de la puissance réactive via le réseau électrique donné 1.
On désigne par « réseau électrique embarqué », un système électrique autonome possédant une taille limitée et ayant une consommation énergétique restreinte, tel que sur les avions, les navires, etc.
Résultat de simulations du Filtre actif parallèle avec génération ohotovoltaïaue installé dans le réseau type étudié
Dans cette deuxième partie, nous allons valider l'emploi du filtre actif avec génération d'énergie photovoltaïque FAP/GPV. L'onduleur Ond-Cr ainsi que le filtre de sortie L-Ond-Cr sont les mêmes que ceux utilisés dans le premier ensemble de simulation. En effet, une structure basée sur un onduleur à composants MOSFET SiC à fréquence de commutation 100 kHz (C3M0021120D), sans diodes en antiparallèle, associé au filtre L-Ond- Cr=200 p.H, avec les algorithmes de contrôle SMC continu à fonction sigmoïde sont présentés.
Dans ce deuxième ensemble de simulation, les simulations sont réalisées à l'aide de modèles réels de panneaux photovoltaïques (module Yingli Solar YL235P-29b) : 30 modules en série et 7 chaînes parallèles qui assurent une tension continue (Vdc = Vmp) minimale égale à environ 800 V et maximale égale à 931 V. Ces valeurs de tension garantissent, avec une supériorité pour la valeur maximale, une dynamique rapide du système global sans avoir besoin d'un hacheur (convertisseur DC/DC).
Le Tableau IV et la Figure 26 et montrent les caractéristiques P-V du générateur photovoltaïque (GPV) dans les conditions STC ; les paramètres pour différentes irradiations et températures sont aussi donnés par la Figure 26.
Figure imgf000093_0001
Cette Figure 26 montre que la puissance maximale, la tension et le courant de la puissance maximale du générateur photovoltaïque GPV, sous les conditions STC, où l'éclairement est 1000 W/m2 et la température est 25°, sont respectivement de 44,7615 kW, 870 V et 51,45 A.
Contrôleur SMC continu à fonction signe approximée en fonction sigmoïde
Dans cette partie de simulation, nous allons montrer uniquement les résultats du contrôleur de mode glissant continu de premier ordre à fonction signe approximé en fonction sigmoïde. En effet, dans les deux cas de contrôle (R.STam et SMC à fonction sigmoïde), la poursuite de tension est assurée par un contrôleur PI indépendant, le bilan énergétique dépendant plutôt de l'algorithme de calcul de la puissance maximale (le P&O adapté), du contrôleur PI indépendant, de la méthode d'identification des courants non actifs et du système de PLL avancé.
Dans cet ensemble de simulation, le FAP/GPV est testé pour le filtrage harmonique et la génération de puissance photovoltaïque maximale, avec la compensation de la puissance réactive, sous un profil météorologique variable à la fois en éclairement et en température. En effet, deux niveaux d'éclairement (100 et 1000) W/m2 à 25° C ainsi que deux niveaux de température (10°C, 40°C) à 1000 W/m2, sont testés, pour que le générateur PV couvre presque toutes les variations météorologiques possibles.
La Figure 27 présente la simulation, dans le domaine temporel, de la tension de la puissance maximale du générateur photovoltaïque Vmp, calculée par l'algorithme P&O adapté à l'absence d'hacheur, ainsi que la tension Vdc prélevée aux bornes du condensateur du côté continu de l'onduleur à commutation rapide. La simulation est effectuée pour les conditions météorologiques suivantes : au début, on teste les conditions (100 W/m2, 25° C) pour un temps appartenant à [0, 1] s, puis les conditions STC pour un temps appartenant à [1, 2] s, puis les conditions (1000 W/m2, 40 °C) pour un temps appartenant à [2, 3] s et enfin les conditions (1000 W/m2, 10° C) pour un créneau final de tempes appartenant à [3, 4] s.
On peut observer à partir de la Figure 27 que l'algorithme P&O adapté employé, fonctionnant en synchronisation avec l'unité d'identification des puissances instantanées et le contrôleur indépendant PI de la tension continue, assure un suivi précis de la tension de puissance maximale.
Finalement, le bilan énergétique est présenté via la Figure 28. Dans cette figure sont données les puissances réactives fournies par le FAP/GPV et le réseau électrique donné 1, ainsi que celles consommées par le côté charge non linéaire.
La Figure 28 valide le bilan de puissance active et réactive du FAP/GPV, même sous des variations significatives des conditions météorologiques. En effet, lorsque l'éclairement est très faible (pour temps appartenant à [0, 1] s), la quasi-totalité de la puissance active est fournie par le réseau électrique donné 1 Préseau . Puis, pour t> ls et tout au long de la simulation, la puissance photovoltaïque active générée Pnitre-pv dépasse la demande de la charge Pcharge, et le surplus de cette puissance est injecté dans le réseau électrique donné 1. Il en résulte un Pnitre-pv positive et un Préseau négative.
Enfin, à partir de t> 3s, le dispositif FAP/GPV compense la totalité de la puissance réactive de la charge Qcharge en injectant Qnitre-pv ; le réseau électrique, qui fournissait cette puissance à la charge, passe à l'état Qréseau = 0 pour t> 3s.
L'invention offre l'avantage de simplifier la méthode de contrôle du courant de l'onduleur.
Cette invention est l'alternative aux deux solutions existantes.
1- Un filtre actif parallèle à base d'onduleur de deux niveaux de tension, à composants classiques en silicium (Ond-Classique : IGBT ou autres), associé à un filtre de sortie de premier ordre (une inductance : L-classique) et à une commande simple. Le filtre de sortie dans ce cas est lourd, volumineux, coûteux et très difficile à dimensionner. En effet, le filtre de sortie, associé à un onduleur Ond- Classique, doit valider deux critères contradictoires : bloquer les composantes dues à la fréquence de commutation sans ralentir la dynamique globale du système. A titre d'exemple, le filtre actif commercialisé, dimensionné pour injecter un courant de 50 A, a un poids de 75 kg, causé principalement par le filtre de sortie. De plus, cette structure limite la tension du côté continu de l'onduleur (à 800 V pour une fréquence de commutation de 16 kHz et un courant injecté de 30 A), ce qui limite la dynamique du filtre, et par conséquent la qualité de filtrage.
2- Un filtre actif parallèle à base d'onduleur à deux niveaux de tension, à composants classiques en silicium (Ond-Classique : IGBT ou autres), associé à un filtre de sortie de troisième ordre de type LCL. L'emploi de ce type de filtre implique l'utilisation d'une commande non linéaire très sophistiquée et assez complexe à gérer, ainsi que l'utilisation d'une unité de calcul assez puissante. De plus, la maîtrise de l'antirésonance entre le filtre LCL et le réseau électrique donné 1, malgré la solution proposée dans le document WO 2020/007884, reste un point dont les industriels sont sceptiques. Il est à noter que cette structure limite, aussi, la tension du côté continu de l'onduleur (à 800 V pour une fréquence de commutation de 16 kHz et un courant injecté de 30 A), ce qui limite la dynamique du filtre, et par conséquent la qualité de filtrage.
L'un des aspects de l'invention est de proposer un filtre de sortie L-Ond-Cr (strictement associé à un onduleur de commutation rapide Ond-Cr), assurant presque la même efficacité de rétention des composantes dues au hachage d'un filtre LCL, sans causer des problèmes d'antirésonance ou de complexité du contrôleur imposés par le LCL. De plus, cette inductance est légère, non encombrante, économique et très facile à dimensionner, comparée à celle L-Classique liée à l'utilisation d'un onduleur à composants classiques en silicium (Ond-Classique). Il est à noter que la technologie des composants rapide de puissance permet l'augmentation de la tension du côté continu de l'onduleur, par rapport à la technologie classique en silicium, ce qui profite à l'amélioration de la dynamique/rapidité du système et par conséquent de la qualité de filtrage. En effet, des fréquences de commutation allant jusqu'à 16 kHz (à un courant de 30 A) pour les onduleurs en silicium classique Ond-Classique atteint une limite haute de fonctionnement des composants en silicium. A cette fréquence, acceptée par les industriels, une limitation de tension du côté continu est fixée à 800 V, alors que les onduleurs à commutation rapide acceptent une tension continue entre 1000 V et 1200 V, ce qui favorise la dynamique globale du système. De plus, l'augmentation significative de la fréquence de commutation de l'onduleur Ond-Cr (de l'ordre de 100 kHz) favorise, elle aussi, la dynamique du dispositif et par conséquent la qualité de filtrage, comparé au dispositif à Ond-Classique dont la fréquence maximale est de 16 kHz.
Enfin, les pertes par commutation à 16 kHz, bien qu'elles soient admissibles, réduisent le rendement de l'onduleur Ond-Classique, alors que l'onduleur Ond-Cr est conçu pour des pertes minimales par commutations rapides.

Claims

Revendications
1. Dispositif de compensation (7) de courant du type filtre actif parallèle, avec génération d'énergie renouvelable, le dispositif de compensation (7) étant apte à être connecté :
- à son entrée, en aval d'au moins un élément de stockage d'énergie capacitif (3) connecté en amont à une unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100), et
- à sa sortie, en amont à un point de raccordement (C) entre d'une part un réseau électrique donné (1) à trois phases et un neutre, et d'autre part des charges (2) électriques non linéaires et/ou linéaires, caractérisé en ce que le dispositif de compensation (7) de courant du type filtre actif parallèle présente :
- une unité de conversion (8) de puissance, comportant un onduleur de puissance à structure tension (9) à commutation rapide à composants en carbure de silicium (SiC) ou en nitrure de gallium (GaN), l'unité de conversion (8) de puissance générant un courant alternatif, avec une bande de fréquence allant de 50 à 2500 Hz, couvrant toute la bande de fréquences d'un courant perturbateur non actif qui présente des harmoniques, et à la fréquence fondamentale une puissance réactive et/ou un déséquilibre de courant ;
- une unité de filtrage (10) de sortie, comportant un filtre (11) de sortie, pour chacune des phases et un neutre, chaque filtre (11) étant connecté d'une part en aval de l'onduleur de puissance à structure tension (9), et d'autre part au point de raccordement (C) entre le réseau électrique donné (1) et les charges (2) électriques non linéaires et/ou linéaires, le filtre (11) de sortie étant dimensionné pour bloquer les composantes harmoniques dues à la commutation de l'onduleur de puissance à structure tension (9), l'unité de filtrage (10) de sortie laissant passer le courant actif correspondant au point de puissance maximale disponible au sein de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100), pour satisfaire la demande de consommation d'énergie active des charges électriques (2) non linéaires et/ou linéaires, tout en assurant la recharge de l'élément de stockage d'énergie capacitif (3) ;
- une unité de contrôle-commande (12) comprenant une unité de calcul (25) de courants de référence, les courants de référence comprenant : o au moins un courant perturbateur non actif destiné à être injecté au point de raccordement (C) en opposition de phase, du côté réseau électrique donné (1), les perturbations du signal générées par les charges non linéaires et/ou linéaires (2) présentant tout ou une partie des harmoniques, et à la fréquence fondamentale tout ou une partie du courant réactif et/ou du déséquilibre de courant, o au moins le courant actif correspondant au point de puissance maximale disponible au sein de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100), o au moins un courant actif de recharge de l'élément de stockage d'énergie capacitif (3) ; l'unité de contrôle-commande (12) comprenant également un dispositif de pilotage de commutation (21) qui commande la commutation de l'onduleur de puissance à structure tension (9) et qui assure en boucle fermée le contrôle de toute la bande de fréquence de 50 à 2500 Hz pour l'injection, par l'onduleur de puissance à structure tension (9), du courant perturbateur non actif et du courant actif fourni via le réseau électrique donné (1), en fonction de l'identification des courants de référence par l'unité de calcul (25), la commande de commutation de l'onduleur de puissance à structure tension (9) ordonnant à l'unité de filtrage (10) de sortie de laisser passer au point de raccordement (C), une partie ou la totalité des courants perturbateurs non actifs injectés en opposition de phase comprenant des courants harmoniques, ainsi que des courants réactifs et déséquilibrés à la fréquence fondamentale, dans les charges (2) électriques non linéaires et/ou linéaires, pour satisfaire la demande de consommation d'énergie non active des charges (2) électriques non linéaires et/ou linéaires, en dépolluant ainsi le réseau électrique donné (1) de ces courants perturbateurs non actifs, tout en injectant le courant de la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100) à l'ensemble formé par les charge (2) et réseau (1), les filtres (11) de sortie étant des filtres de premier ordre de type inductance L présentant une valeur d'inductance inférieure ou égale à 400 |_iH, la fréquence de commutation de l'onduleur de puissance à structure tension (9) étant supérieure ou égale à 50kHz, le dispositif de pilotage de commutation (21) commandant la commutation de l'onduleur de puissance à structure tension (9), par un contrôleur (23) qui est : non linéaire par mode glissant continu de premier ordre ou d'ordre supérieur, sans effet de déphasage, ou
- linéaire de type R.ST amélioré (R.STam), qui tient compte du déphasage entre le courant de référence et le courant injecté.
2. Dispositif de compensation (7) selon la revendication 1, caractérisé en ce que la fréquence de commutation de l'onduleur de puissance à structure tension (9) est supérieure à 70 kHz, avantageusement supérieure à 100 kHz.
3. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que les filtres (11) de premier ordre de type inductance L présentent une valeur inférieure ou égale à 200 p.H et la fréquence de commutation de l'onduleur de puissance à structure tension (9) est supérieure ou égale à 100 kHz.
4. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que l'onduleur de puissance à structure tension (9) présente seulement deux niveaux de tension.
5. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la tension en amont de l'onduleur de puissance à structure tension (9) est supérieure à 800 V, avantageusement supérieure à 1000 V.
6. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le dispositif présente un processeur dit cible numérique d'implémentation pour effectuer les calculs de l'unité de contrôle commande (12) y compris celui du courant injecté, ayant une fréquence inférieure à 100 MHz, une mémoire flash inférieure à 2 Mb et une RAM inférieure à 2 Mb.
7. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que le dispositif (7) fonctionne à une fréquence fondamentale comprise entre 40 et 70 Hz et le dispositif (7) fonctionne à une tension nominale du réseau électrique donné (1) comprise entre 180 et 480 V.
8. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que le dispositif (7) fonctionne à une fréquence fondamentale comprise entre 360 et 800 Hz, avantageusement à 400 Hz et le dispositif (7) fonctionne à une tension nominale du réseau électrique donné (1) comprise entre 115 et 200 V.
9. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que l'unité de calcul (25) des courants de référence, comporte une unité de boucle de verrouillage de phase avancée (26), qui extrait, en plus de l'angle fourni par une unité de verrouillage de phase conventionnelle, l'amplitude de la composante directe de la tension au point de raccordement (C) du réseau électrique donné (1), dans lequel la poursuite de la phase, y compris celle de de l'amplitude, est assurée par un contrôleur de type placement de pôles R.ST adapté de sixième ordre .
10. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que la commande de commutation de l'onduleur de puissance à structure tension (9) est réalisée telle qu'une partie du courant actif, dans le réseau électrique donné (1) dépourvu des courants perturbateurs non actifs, passe au travers de l'unité de filtrage (10) de sortie, lorsque la production de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100) est supérieure à la puissance consommée par les charges (2) électriques non linéaires et/ou linéaires.
11. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100) est couplée sans hacheur à l'élément de stockage d'énergie capacitif (3).
12. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que l'unité de contrôle-commande (12) pilote :
- un hacheur, configuré pour maintenir une tension continue constante prédéfinie aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif (3), indépendamment du niveau de tension de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100) pour assurer un filtrage harmonique inchangé,
- un hacheur, pour assurer la gestion charge/décharge d'un parc de batteries ou d'autres systèmes de stockage d'énergie,
- un double hacheur, pour le cas d'un réseau électrique îlot.
13. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que l'unité de contrôle-commande (12) comporte un contrôleur non linéaire à mode glissant continu de 1er ordre avec une fonction Signe approximée en fonction Sigmoïde.
14. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 à 13, caractérisé en ce que le dispositif de pilotage de commutation (21) comporte un dispositif de modulation de largeur d'impulsion (MLI), dans lequel la commande est modulée, afin de faire fonctionner l'onduleur de puissance à structure tension (9) à une fréquence de commutation fixe.
15. Dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications 1 à 14, caractérisé en ce que l'unité de contrôle-commande (12) comporte un régulateur (62) de type PI, avec une sortie qui représente la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100), pour réguler la tension continue de l'élément de stockage d'énergie capacitif (3) tout en assurant une poursuite du point de puissance active maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100), le dispositif de compensation (7) comportant une boucle de régulation de la tension continue aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif (3) qui fournit à la sortie du régulateur (62) la puissance maximale, la tension aux bornes de l'élément de stockage d'énergie capacitif (3) étant égale à la tension de la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100).
16. Dispositif de compensation (7) selon la revendication 15, caractérisé en ce qu'il comporte une unité de calcul des courants de référence (25- A)(Amont), configurée pour déterminer le courant perturbateur non actif circulant dans les charges (2), et une unité de calcul des courants de référence (25-B) configurée pour calculer, en se basant uniquement sur la puissance, la tension du point de puissance active maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100), une unité de calcul de référence (25-A)(Aval) délivrant les courants non actifs/perturbateurs de l'unité (25-A)(Amont) et/ou le courant actif maximal issu de l'unité (25-B) et du régulateur (62), qui assure à sa sortie la puissance maximale de l'unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100).
17. Système électrique comprenant un réseau électrique donné (1), des charges (2) non linéaires et/ou linéaires, et un dispositif de compensation (7) selon l'une des revendications précédentes 1 à 16.
18. Système selon la revendication 17, caractérisé en ce que le système électrique est connecté en amont à une unité de puissance à génération d'énergie renouvelable (100) qui est :
- choisie parmi la liste suivante : un ou plusieurs panneaux photovoltaïques, éolienne(s), pile(s) à combustible, et
- couplée, directement ou via un dispositif d'électronique de puissance DC/DC à un élément de stockage d'énergie capacitif (3) en cas d'une production continue, ou via un redresseur de puissance alternatif/continu en cas d'une production alternative.
19. Système selon l'une des revendications 17 ou 18, caractérisé en ce que le réseau électrique donné (1) est choisi parmi la liste suivante : le réseau électrique principal, un micro-réseau électrique local îloté ou raccordé au réseau électrique principal, ou un réseau électrique embarqué.
20. Système selon l'une des revendications 17 à 19, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un bâtiment intelligent (27), et dans lequel l'unité de contrôle-commande (12) est connectée à une unité de gestion décentralisée (70) du bâtiment intelligent (27).
21. Système selon la revendication 20, caractérisé en ce que l'unité de contrôle-commande (12) est configurée pour optimiser la consommation des différents appareils fonctionnant au sein de ce bâtiment intelligent (27) en répartissant les charges correspondant aux charges non- I inéaires/li néaires selon au moins deux modes de fonctionnement :
- un premier mode de répartition, dit mode de consommation adaptée, dans lequel l'unité de contrôle-commande (12) pilote l'unité de gestion décentralisée (70) du bâtiment intelligent (27), pour que la courbe de charge totale du bâtiment intelligent (27) présente un facteur de simultanéité maximal correspondant au fonctionnement de toutes les charges utiles du bâtiment en même temps, dans la limite de l'énergie renouvelable produite, le premier mode possédant une gestion charge/décharge des batteries ou d'autres systèmes de stockage d'énergie au sein du même bâtiment intelligent à énergie positive (27) ou entre les bâtiments (27) interconnectés via les unités de contrôle-commande (12) des dispositifs (7) ;
- en cas d'insuffisance de production d'énergie renouvelable, un deuxième mode de répartition, dit mode de consommation modulée, dans lequel l'unité de contrôle-commande (12) pilote l'unité de gestion décentralisée (70) du bâtiment intelligent (27) de manière à moduler la consommation des appareils du bâtiment intelligent (27) pour tendre à une courbe de charge totale du bâtiment intelligent sensiblement constante en fonction du temps.
22. Système selon la revendication 21, caractérisé en ce qu'il comprend en outre :
- un réseau local (28) connecté au réseau électrique donné (1), et
- des unités de production d'énergie conventionnelle (80), et
- un système de gestion semi-décentralisée (29), et
- une pluralité d'unités de puissance à génération d'énergie renouvelable (100) connectées au réseau local (28), par un dispositif de compensation (7), chaque dispositif de compensation (7) étant connecté au système de gestion semi-décentralisée (29) auquel il communique des informations concernant la production d'énergie, actuelle et à venir, de chacune des unités de puissance à génération d'énergie renouvelable (100), et
- une pluralité de postes de consommation correspondant aux charges (2) non linéaires et/ou linéaires, chacun des postes de consommation étant connecté au réseau local (28) et équipé d'un dispositif de compensation (7), connecté au système de gestion semi-décentralisée (29) auquel il communique des informations concernant la consommation instantanée et la consommation à venir en fonction du fonctionnement programmé des postes de consommation, - une pluralité d'unités de puissance à génération d'énergie renouvelable (100) et de charges (2) linéaires et/ou non linéaires des bâtiments intelligents (27) à énergie positive, qui assurent l'autoconsommation et où le surplus éventuel d'énergie est stocké ou échangé avec les autres bâtiments intelligents ou délivré au réseau local (28) via l'unité de contrôle- commande (12) du dispositif de compensation (7), en coordination avec le système de gestion semi-décentralisée (29) en cas d'échange avec le réseau local (28).
23. Système selon la revendication 22, caractérisé en ce que le système de gestion semi-décentralisée (29) est configuré pour piloter la distribution sur le réseau local (28) de la puissance provenant du réseau électrique donné (1) si la production totale estimée ne couvre pas la demande ; ou pour intervenir quand la demande totale d'énergie au sein du réseau local (28) est supérieure à la production totale, auprès des unités de gestion décentralisée (70) des bâtiments intelligent (27), via les unités de contrôle- commande (12) des dispositifs de compensation (7), pour les faire basculer vers un mode de consommation modulée.
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