WO2022189397A1 - Convertisseur de tension continu-continu à découpage pour véhicule automobile - Google Patents

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WO2022189397A1
WO2022189397A1 PCT/EP2022/055820 EP2022055820W WO2022189397A1 WO 2022189397 A1 WO2022189397 A1 WO 2022189397A1 EP 2022055820 W EP2022055820 W EP 2022055820W WO 2022189397 A1 WO2022189397 A1 WO 2022189397A1
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power supply
voltage converter
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Jean Cannavo
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Vitesco Technologies GmbH
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    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates generally to the electrical voltage conversion implemented in motor vehicles, and more particularly to a DC-DC switching voltage converter for a motor vehicle.
  • the invention finds applications, potentially, in all DC-DC voltage converters (or DC-DC) where a field effect transistor, for example a MOS transistor (from the English “Metal-Oxide Semiconductor ”) or MOSFET (from the English “MOS Field-Effect Transistor”), switches a load cyclically between two DC voltages.
  • a field effect transistor for example a MOS transistor (from the English “Metal-Oxide Semiconductor ”) or MOSFET (from the English “MOS Field-Effect Transistor”), switches a load cyclically between two DC voltages.
  • switching DC-DC converters having an electronic chopping switch such as a MOSFET transistor which is controlled by a control logic.
  • This control logic is generally part of a main logic implemented by a computer or central computing unit (ECU, put for "Electronic Control Unit” in English), which manages one or more specific functions in the vehicle.
  • This main logic generally comprises one or more microcontrollers.
  • the invention aims to overcome the aforementioned drawbacks of the prior art.
  • This object is achieved thanks to a circuit portion forming an auxiliary power supply for the control logic, which adds an additional power supply current to the power supply current delivered by the main power supply of the control logic unit.
  • This additional current is generated from the DC-DC converter itself. It makes it possible to compensate for the excess current consumption by the driver circuit which drives the gate of the transistor implementing the controlled switch, and therefore to relieve current from the main power supply of the control unit.
  • the invention provides a switching DC-DC voltage converter for a motor vehicle, comprising an induction coil and a field-effect transistor arranged between the ground of the vehicle and a voltage of input to generate an output voltage different from the input voltage when the transistor is used for switching under the control of a control logic unit associated with a driver circuit.
  • the control unit and driver circuit are powered from a common power rail supplied with power from a main power source.
  • the DC-DC voltage converter comprises in further an auxiliary supply circuit adapted to generate an additional supply current which is fed into the supply rail.
  • This auxiliary power circuit includes:
  • a capacitor having a first terminal connected to a drain terminal of the transistor which is also coupled to a terminal of the induction coil, as well as a second terminal;
  • the solution thus proposed uses very few components, namely: the capacitor connected to the drain of the MOS transistor of the DC-DC power supply which sends the additional current to the main power supply of the control logic unit via the first diode arranged in series, and with the second grounding diode connected in antiparallel.
  • the capacitor connected to the drain of the MOS transistor of the DC-DC power supply which sends the additional current to the main power supply of the control logic unit via the first diode arranged in series, and with the second grounding diode connected in antiparallel.
  • This auxiliary power supply is effective as soon as the DC-DC converter begins to switch, so that it requires the controlled switch of the DC-DC converter to have a main power supply to start up, which is the case with the main control logic power supply.
  • the implementation of the invention requires only a low value capacitor, for example a multilayer ceramic capacitor (MLCC, put for "Multilayer Ceramic Capacitor” in English), as well as two diodes only.
  • MLCC multilayer ceramic capacitor
  • SMT surface mount components
  • the additional current provided by the auxiliary power supply is proportional to the operating frequency of the DC-DC converter, that is to say to the frequency switching of the MOS transistor, just like the gate drive current absorbed by the driver circuit to charge the control gate of said MOS transistor.
  • the implementation of the invention avoids the use of a transformer or an additional inductor coupled to the storage inductor as in the solutions known in the prior art, which additional inductor requires often a change in coil technology and results in a significant increase in costs.
  • the field effect transistor can be an MOS transistor, the driver circuit then being suitable for charging and discharging the control gate of the MOS transistor from a current drawn on the supply rail of the main power supply;
  • the induction coil and the field effect transistor can be arranged according to a structure without galvanic coupling between the input voltage and the output voltage of the converter;
  • the induction coil and the field effect transistor can then be arranged according to a Boost type structure
  • the induction coil and the field effect transistor can be arranged according to a Buck type structure
  • the induction coil and the field effect transistor can be arranged according to a Buck-Boost type structure
  • the induction coil and the field effect transistor can be arranged according to a structure with galvanic coupling between the input voltage and the output voltage of the converter;
  • the induction coil and the field effect transistor can then be arranged in a flyback type structure
  • the MOS transistor can be switched between an on state and an off state by the control unit via the driver circuit, at a determined frequency and/or with a determined duty cycle which depend on the desired ratio of the output voltage to input voltage;
  • the transistor is controlled at a frequency and/or with a duty cycle such that the converter operates in continuous conduction mode
  • the transistor is configured and controlled at a frequency and/or with a duty cycle such that the converter operates in discontinuous conduction mode
  • the transistor is configured and controlled at a frequency and/or with a duty cycle such that the converter operates in critical conduction mode
  • the transistor is configured and controlled at a frequency (Freq) and/or with a duty cycle such that the converter operates in "quasi-resonant" conduction mode.
  • Figure 1 is a diagram of an example of a DC-DC voltage converter for a motor vehicle according to the prior art, in which embodiments of the invention can be implemented;
  • Figure 2 is a diagram illustrating the functional principle of the invention applied to the converter of Figure 1;
  • FIG. 3 is a diagram of the converter of FIG. 1 incorporating the circuit for generating an additional supply current according to embodiments of the invention
  • FIG. 4 is a timing diagram illustrating the ripple in the supply voltage of the control logic of the voltage converter of FIG. 3 caused by the implementation of the invention
  • figure 5 is a chronogram illustrating the evolution, as a function of time, of other remarkable voltages of the voltage converter of figure 3.
  • the principle of most DC-DC switching converters consists in charging an induction coil (or inductance) with a primary current under the input voltage, and cutting the current cyclically, using an electronically controlled switch. When the switch opens, all or part of the energy accumulated in the coil in magnetic form is restored in the form of a secondary current to generate the output voltage.
  • the electronic switch is generally a field-effect transistor, for example of the MOS type, operating in switching mode.
  • the transistor switches alternately, at a given frequency and with a given duty cycle (which may be fixed or variable), from an on state (switch closed) to an off state (switch open), and vice versa.
  • a control logic unit which is supplied with a supply voltage of determined level.
  • the invention applies to switching DC-DC converters (or voltage choppers) in which the level of the output voltage Vout of the DC-DC converter is preferably substantially higher than the level of the supply voltage Vs of the control logic of the MOS transistor.
  • a DC-DC voltage converter makes it possible to transform a DC input voltage into a DC output voltage which is generally, but not necessarily, higher.
  • the input voltage may be a voltage of 12 V supplied by the vehicle battery.
  • the vehicle's service battery is the source of the input voltage.
  • the output voltage can be a higher voltage, for example a voltage of 65 V, making it possible to attack the injectors of the heat engine of the vehicle.
  • the load of the DC-DC converter (not shown in the figures) is constituted by the solenoids of the injectors.
  • This load absorbs a power typically comprised between 40 and 100 Watts (W), depending on the engine speed of the motor vehicle, under a control voltage of 65 V.
  • W power typically comprised between 40 and 100 Watts (W)
  • 65 V control voltage
  • the DC-DC converter is of the voltage step-up type (or “Step-Up converter” in English, also known under the name of “ Boost” by those skilled in the art).
  • Boost boost converter
  • the input voltage is the voltage Vbat delivered by the battery of the vehicle, which is equal for example to 12 V.
  • the DC-DC converter can also be of the step-down type (or "Step-Down converter” in English, also known as a “Buck” converter by those skilled in the art).
  • the output voltage of a Buck converter is lower than its input voltage.
  • Such a buck converter allows the average output current to be increased with voltage reduction.
  • the DC-DC converter can also be of the voltage buck-boost type
  • Such a converter is buck or boost depending on the duty cycle of the control transistor, but produces an output voltage which is opposite in polarity to the input voltage.
  • All the types of DC-DC converters given above are converters without galvanic isolation between the input and the output (/.e., between the input voltage Vbat and the output voltage of the converter Vout) .
  • the implementation of the invention is particularly advantageous for such DC-DC converters. Indeed, and contrary to the converters known by those skilled in the art under the name of "Flyback" converter, which are very widespread, DC-DC converters without galvanic isolation between the input voltage Vbat and the output voltage Vout n have no transformer.
  • Such a transformer is actually composed of at least two inductances coupled via a common magnetic core, namely a primary inductance arranged on the input side of the converter and a secondary inductance arranged on the output side of the converter.
  • the invention also applies to flyback-type DC-DC converters with galvanic isolation between the input and the output, thus avoiding the need to provide an additional winding at the level of the transformer.
  • a converter Flyback is the equivalent of a Buck-Boost type DC-DC converter in which the inductor would have been replaced by two coupled inductors playing the role of a transformer.
  • FIG. 1 shows an example of a DC-DC voltage converter for a motor vehicle according to the prior art, in which embodiments of the invention can be implemented.
  • the converter 55 thus shown is adapted to be embedded in a motor vehicle. It can supply, for example from an input voltage Vbat which is the voltage of the battery of the vehicle, an output voltage Vout making it possible to drive fuel injectors in the case of a vehicle with a combustion engine.
  • Vbat which is the voltage of the battery of the vehicle
  • Vout the output voltage Vout is equal to 65 V.
  • the implementations of the invention are not limited to this example.
  • the converter 55 is a Boost type converter.
  • the converter 55 comprises an electronic power switch T1, which cuts the input voltage Vbat at a fixed or variable frequency Freq and with a duty cycle l which depends on the desired Vbat / Vout ratio.
  • the frequency Freq can be variable as a function of Vbat and Vout for the maximum value, but also as a function of the engine speed as regards the average frequency.
  • the Freq frequency can be as high as 500 kHz, for example. So the period T can be equal to 2 ps.
  • the duty cycle l depends on the desired Vbat/Vout ratio.
  • the converter 55 is a Boost type DC-DC converter. It comprises an inductance L1 between the terminal delivering the input voltage Vbat, on the one hand, and the drain D of the transistor T 1 on the other hand. Source S of transistor T1 is coupled to ground, for example through a measurement resistor R1, which measurement is only an option. Furthermore, converter 55 comprises, in parallel with transistor T1 and resistor R1, a diode D3 coupled to inductance L1 by its anode, and coupled to ground by its cathode via a capacitor C3. The output of the converter is taken at the terminals of capacitor C3, ie, on the cathode of diode D3.
  • inductance L1 and electronic switch T1 form the primary circuit. They are placed in series between ground and the source of the higher input voltage Vbat.
  • the electronic switch T 1 is an N-type MOS transistor disposed on the ground side. In all cases, transistor T1 is used for switching.
  • the peak-to-peak voltage of the waveform Vd_T 1 measured at the terminals of the transistor T 1 i.e., on the drain D of this transistor, exceeds the input voltage Vbat.
  • the inductor L1 responds to current changes by inducing its own voltage to counter the current change, and this induced voltage adds to the input voltage Vbat when the switch T 1 is open.
  • the secondary circuit of the converter comprises the combination of diode D3 and storage capacitor C3 in series with said diode, said series combination being placed in parallel with switch T1. More specifically, the anode of diode D3 is connected to drain D of transistor T1 and its cathode is coupled to ground through storage capacitor C3. Thus, peak voltage Vd_T 1 can be stored in capacitor C3. The storage capacitor C3 can then be used as a source of the DC output voltage Vout, higher than the DC input voltage Vbat.
  • This boost converter acts as a DC-DC voltage boost converter.
  • the operation of the Boost-type converter 55 can be divided into two distinct phases, depending on the state of the electronic switch formed by the transistor T 1:
  • the converter 55 can be adapted to generate, in the application envisaged and described above, a maximum power of between approximately 40 W and approximately 100 W depending on the dimensioning of the power and control elements.
  • the MOS transistor control logic can be implemented, for example, in the form of on-board operational software and executed in a microcontroller (or a dedicated circuit) 52.
  • This microcontroller, as well as possibly other Comparable electronic components are symbolically designated by the same reference 52 in the drawing figures. They are powered by an electrical power supply 51, arranged between a power supply rail 511 and ground and associated with a smoothing filter 512. Together they absorb a current i_app delivered by the power supply 51 under a power supply voltage Vs. the example shown, the nominal value of the supply voltage Vs is equal to 5 V. This voltage is made available on the supply rail 511.
  • the smoothing filter 512 of the main power supply 51 may comprise a filter capacitor C2 arranged in parallel therewith, between the power supply rail 511 and ground.
  • the value of the capacitance of capacitor C2 is equal to 10 pF.
  • the function of the smoothing filter 512 is to reduce the variation of the voltage Vs at the output of the power supply 51, on the power supply rail 512.
  • the value of the capacitor C2 is however a compromise between a low ripple of the voltage Vs on the one hand, and the price and size on the other hand.
  • the supply voltage Vs of 5 V can be obtained using a switching DC-DC converter, for example a step-down type converter from the voltage Vbat of 12 V, for example , or by any other means, for example a low dropout linear regulator (or LDO regulator, from the English "Low Dropout Regulator")
  • a low dropout linear regulator or LDO regulator, from the English "Low Dropout Regulator”
  • another DC-converter DC than the converter 55, and which is suitable for delivering a power of only a few tens of Watts, for example a power of between about 5 W and about 20 W.
  • This other DC-DC converter is not the subject of the this description.
  • the latter is not suitable for delivering in the power supply rail 511, under the nominal voltage Vs, a maximum current of determined value, for example 200 mA as shown in the drawings, just sufficient to cover the possible use cases.
  • This maximum current is a critical parameter, especially if a more current-hungry microcontroller model is substituted, according to the constraints specific to each application, for the one for which the power supply has been sized.
  • the gate driver 53 delivers a voltage at the frequency Freq, called the control voltage, which is applied to the control gate G of the transistor T1 of the converter 55.
  • This control voltage is adapted to drive the gate G of the transistor T 1 , that is to say to charge and discharge its gate capacitor at the frequency Freq.
  • gate driver 51 sinks current i_gd, which is also supplied (as current i_app) by supply 51 from supply rail 511 under supply voltage Vs.
  • i_gd can, when the average frequency increases, (for example for a automobile engine speed greater than a value between 4500 rpm and 6000 rpm), reaching a value of the order of 40 mA for example.
  • the level of the supply voltage Vs then risks collapsing below its nominal value of 5 V, and reaching a significantly lower value, for example 4 V or even 3.5 V or even less. If the level of the supply voltage Vs goes below a certain threshold, even transiently, it is possible that an internal safety function of the microcontroller 52 causes this circuit to be cut off. The automatic restart of the microcontroller 52 can then intervene if/when the level of the supply voltage Vs goes back above a required threshold. Such a reinitialization of the microcontroller 52 is however penalizing for the operation of the motor vehicle.
  • embodiments of the invention make it possible to generate a current i_add which is summed with the current i-tot delivered by the power supply 51 in order to provide the currents i_app and i_gd , which are absorbed by microcontroller 52 and gate driver 53, respectively.
  • This current i_add is called additional supply current, in the sense that it is added to the current delivered by the supply 51.
  • the additional current i_add is generated by an auxiliary power supply circuit (not represented in FIG. 2) from converter 55 whose power switch T 1 (see FIG. 1) is controlled via gate driver 53.
  • this DC-DC converter cuts an input voltage Vbat in order to to generate an output voltage Vout, thanks to the switching of the transistor T 1 between the on state and the off state, at the frequency Freq and with the duty cycle l.
  • the proposed solution is more effective if the level of the output voltage Vout is higher than the level of the supply voltage Vs of the control logic of the transistor T 1 , otherwise the system may require the provision in the auxiliary power supply circuit of a series capacitor C1 of high value which may penalize the converter 55; and,
  • the transistor T 1 has started to operate to generate the output voltage Vout before the contribution of the additional supply current i_add becomes necessary in order to maintain the operation of the control logic 52 operational .
  • this is always the case in an application to the control of the heat engine of a motor vehicle, as envisaged. Indeed, the heat engine is started (therefore causing increased consumption of circuits 52 and 53), only when the voltage Vout has reached its nominal value (here 65 V) of operation of the injectors, which allows the operation of the circuit of generation 54.
  • the additional supply current i_add is never necessary to ensure the operation of the control logic 52 which controls the gate driver 53 before the output voltage Vout is established by the chopping of the input voltage by the controlled switch T1.
  • auxiliary power supply circuit 54 which is suitable for generating an additional power supply current i_add.
  • This current i_add is provided in the supply rail 511 of the main power supply 51.
  • the additional supply current i_add is absorbed in whole or in part by the supply input of the gate driver 53, in addition to the current i_gd already supplied by the main power supply 51 of the control logic 52 which controls the electronic switch comprising the transistor T1 via said gate driver 53.
  • the excess current i_add can be absorbed by the capacitor C2 of the filter circuit 512 of the main power supply 51.
  • the auxiliary power supply circuit 54 comprises a capacitor C1 having a first terminal and a second terminal, connected in series.
  • the first terminal of series capacitor C1 is coupled to drain D of transistor T1 of voltage converter 55, which drain is also coupled to coil L1 of said converter.
  • the second terminal of the series capacitor C1 is coupled to the supply rail 511 of the main supply 51 (therefore to the supply input of the gate driver 53) via a first diode D1 connected in series and in a forward direction (“ forward direction”, that is to say with its anode on the side of the drain D of T1 and its cathode on the side of the gate driver 53).
  • circuit 54 includes a second diode D2, arranged to discharge by grounding series capacitor C1.
  • diode D2 is connected to ground in antiparallel with capacitor C1, ie it is coupled to ground via its anode and to the second terminal of capacitor C1 via its cathode.
  • Capacitor C1 may be an MLCC capacitor, i.e., a surface mount multilayer ceramic capacitor.
  • Diodes D1 and D2 may also be components available as surface mount components (SMD).
  • SMD surface mount components
  • auxiliary supply circuit 54 for generating an additional supply current is as follows. At the opening (“Switch-OFF” in English) of the transistor T1, the voltage on its drain D increases, and establishes a current which charges the series capacitor C1 as well as the capacitor C2 of the filter circuit 512 of the power supply 51 In other words, capacitor C1 connected to the drain of the MOS transistor of the DC-DC power supply sends an additional current i_add into the power supply rail 511 of the power supply 51 of the control logic unit via the first diode D1 arranged serial. On closing (“Switch-ON” in English) of transistor T1, the voltage at its drain D drops below ground level, and series capacitor C1 is discharged via antiparallel diode D2.
  • the average value of the current taken from the DC-DC converter 55 is equal to C1 x AV x Freq, where AV designates the potential difference between the voltage Vd_T 1 on the drain D of the transistor T1, on the one hand, and the level of the supply voltage Vs of the control logic 52.
  • AV designates the potential difference between the voltage Vd_T 1 on the drain D of the transistor T1, on the one hand, and the level of the supply voltage Vs of the control logic 52.
  • the additional power supplied by the auxiliary power supply circuit 54 is therefore proportional to the operating frequency Freq of the DC-DC converter, that is to say to the frequency of switching of transistor T 1.
  • auxiliary power supply circuit 54 must not, however, inject too much current into the positive rail 511 of the main power supply 51, given the current i_gd drawn by the driver circuit 53 to drive transistor T1. Otherwise, the voltage across capacitor C2 of filter 512 of main power supply 51 increases due to its charging by current i_add . This is because most power supplies like the 51 power supply are not designed to sink excess current. If the voltage Vs exceeds a certain threshold, for example 6 V, this can therefore damage the microcontroller 52 or the other circuits supplied under the supply voltage Vs. Ad-hoc sizing of the series capacitor C1 makes it possible to avoid this.
  • the value of C1 is chosen such that the additional current i_add (average) is at most equal to the consumption i_gd of circuit 53, for example 30 mA in the example, for a speed of the heat engine of the vehicle substantially equal to 3000 rpm.
  • the capacitance of capacitor C1 is equal to 1 nF.
  • the auxiliary power supply constituted by the circuit 54 is effective as soon as the DC-DC converter 55 begins to generate the output voltage Vout, that is to say as soon as the transistor T1 of the converter 55 begins to switch, in other words before starting the engine of the motor vehicle. So this auxiliary supply just requires the DC-DC converter to have a main supply to start, which is the case with the 51 supply.
  • a ripple of the voltage Vs is generated by the operation of the auxiliary power supply circuit 54. It can be measured, for example, across the terminals of the filter capacitor C2 of the main power supply 51 In the graph of FIG.
  • curve 43 shows the appearance, as a function of time t, of the additional current i_add at the terminals of series diode D1 of auxiliary power supply 54 expressed in amperes (A)
  • curve 45 shows the shape, as a function of time t, of the ripple of the voltage Vs expressed in millivolts (mV).
  • this ripple is limited to 6mV peak to peak, which is quite tolerable.
  • the average current in the series diode D1 is close to 30 mA caused by current peaks of approximately 2 A, of very short duration.
  • the value of the current peaks in diode D1 and capacitors C1 and C2 can be limited by increasing the Miller capacitance of transistor T1.
  • a capacitor C4 for example of 10 nF, is added between the drain D and the source S of the transistor T 1.
  • this capacitor C4 also has a role in the operation of the converter 55 (reduction of radioelectric emissions and/or reduction of losses).
  • the curve 41 shows the shape, as a function of time t, of the voltage Vd_T1 on the drain D of the chopper transistor T1, expressed in volts (V) with a scale factor of one tenth (i.e., the voltage equal at 0.1 x Vd_T1) for reasons of graph readability;
  • Curve 44 shows the shape, as a function of time t, of current i_D2 in antiparallel diode D2, expressed in amperes (A).
  • the DC-DC converter is configured to operate in continuous conduction mode, in discontinuous conduction mode, in critical conduction mode, or in "quasi-resonant" switching mode.
  • These results can be obtained, in particular, by ad-hoc sizing of the components and/or by adapting the frequency Freq and/or the duty cycle l to which the transistor T1 is controlled. This makes it possible to play on the losses in the various components, and therefore on the efficiency of the voltage converter.
  • Boost type of the Buck type or of the Buck-Boost type works in continuous conduction mode, the current crossing the inductance is never canceled.
  • the critical conduction regime is the boundary between the continuous conduction regime and the discontinuous conduction regime.
  • the "quasi-resonant" switching regime is also known as switching under a zero voltage condition ("Zero Voltage Switching").
  • the invention can be applied generally to a switching power supply (or SMPS, standing for “Switch-Mode Power Supply”).

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)

Abstract

Il est divulgué un convertisseur de tension continu-continu à découpage pour véhicule automobile, comprenant une bobine d'induction (L1) et un transistor de commutation à effet de champ (T1) agencés entre la masse du véhicule et une tension d'entrée (Vbat) pour générer une tension de sortie (Vout). Le convertisseur comprend un circuit d'alimentation auxiliaire (54) pour générer un courant d'alimentation additionnel (i_add) qui est versé dans le rail d'alimentation (511). Ce circuit comprend un condensateur (C1) ayant une première borne connectée au drain (D) du transistor qui est également couplé à la bobine d'induction (L1), ainsi qu'une seconde borne; une première diode (D1) connectée à la seconde borne du condensateur par son anode et au rail d'alimentation (511) par sa cathode; ainsi qu'une seconde diode (D2) connectée à la seconde borne du condensateur par sa cathode et à la masse par son anode.

Description

Description
Titre de l’invention : Convertisseur de tension continu-continu à découpage pour véhicule automobile
[Domaine technique]
[0001] La présente invention se rapporte de manière générale à la conversion de tension électrique mise en œuvre dans les véhicules automobiles, et plus particulièrement à un convertisseur de tension continu-continu à découpage pour véhicule automobile.
[0002] L'invention trouve des applications, potentiellement, dans tous les convertisseurs de tension continu-continu (ou DC-DC) où un transistor à effet de champ, par exemple un transistor MOS (de l’anglais « Metal-Oxyde Semiconductor ») ou MOSFET (de l’anglais « MOS Field-Effect Transistor»), commute une charge de manière cyclique entre deux tensions continues.
[Etat de la technique antérieure]
[0003] Dans l’état de la technique, on connaît des convertisseurs DC-DC à commutation ayant un interrupteur électronique de hachage comme un transistor MOSFET qui est commandé par une logique de commande. Cette logique de commande fait généralement partie d’une logique principale mise en œuvre par un calculateur ou unité centrale de calcul (ECU, mis pour « Electronic Control Unit » en anglais), qui gère une ou plusieurs fonctions déterminées dans le véhicule. Cette logique principale comprend généralement un ou plusieurs microcontrôleurs.
[0004] La réduction du coût des composants est un facteur prégnant dans le secteur automobile. Pour cette raison, l'alimentation de la logique principale, généralement sous une tension d’alimentation de 5 Volts (V), est souvent utilisée près de sa limite de courant. Celle-ci devient de ce fait un paramètre critique.
[0005] Or, l’attaque de la grille de commande d’un transistor MOSFET par un circuit d’attaque de grille, ou pilote de grille (« gâte driver» en anglais »), occasionne une consommation de courant qui peut être relativement significative. La consommation d'un tel circuit pilote d’un convertisseur DC-DC embarqué dans un véhicule automobile peut ainsi représenter environ 5 % jusqu'à parfois environ 20 % du courant total consommé à partir de l'alimentation de la logique principale.
[0006] Si la limite de courant de cette alimentation est dépassée, deux effets peuvent se produire : - la surchauffe de l'alimentation pouvant conduire à son endommagement ; et,
- la limitation du courant à la valeur maximum pouvant être délivrée par la source d’alimentation de la logique de commande, provoquant une chute de la tension d’alimentation pouvant conduire une réinitialisation intempestive du microcontrôleur.
[0007] Pour pallier cet inconvénient, certains convertisseurs DC-DC ont une alimentation auxiliaire utilisant un enroulement supplémentaire sur la bobine de puissance (ou transformateur de puissance), qui fournit une auto-alimentation supplémentaire au pilote de grille du transistor MOSFET. Une mise en œuvre de cette solution est montrée, par exemple, sur le schéma de la Figure°20 de la notice (« datasheet ») du composant L6565 de STMicroelectronics®, qui est un contrôleur quasi-résonant pour convertisseur DC-DC de type « Flyback » pouvant être utilisé dans une alimentation de puissance à découpage (ou SMPS, de l’anglais « Switch-Mode Power Su pply»)
[0008] Cependant, le recours à un bobinage supplémentaire n'est pas applicable à tous les types de bobines. Par exemple, les bobines sous forme de composant monté en surface (CMS) qui sont moulées à partir de poudre de fer, ne se prêtent pas à cette mise en œuvre. Par ailleurs, les petites bobines standard ont rarement un câblage auxiliaire, et le cas échéant, le rapport de conversion est de 1/1 seulement.
[Exposé de l’invention]
[0009] L'invention vise à pallier les inconvénients de l’art antérieur précités.
[0010] Ce but est atteint grâce à une portion de circuit formant une alimentation auxiliaire pour la logique de commande, qui ajoute un courant d’alimentation additionnel au courant d’alimentation délivré par l’alimentation principale de l’unité logique de commande. Ce courant additionnel est généré à partir du convertisseur DC-DC lui- même. Il permet de compenser l’excès de consommation de courant par le circuit pilote qui attaque la grille du transistor implémentant l’interrupteur commandé, et donc de soulager en courant l’alimentation principale de l’unité de commande.
[0011] Plus particulièrement, l’invention propose un convertisseur de tension continu-continu à découpage pour véhicule automobile, comprenant, une bobine d’induction ainsi qu’un transistor à effet de champ agencés entre la masse du véhicule et une tension d’entrée pour générer une tension de sortie différente de la tension d’entrée lorsque le transistor est utilisé en commutation sous la commande d’une unité logique de commande associée à un circuit pilote. L’unité de commande et le circuit pilote sont alimentés à partir d’un rail d’alimentation commun alimenté en courant par une source d’alimentation principale. Le convertisseur de tension DC-DC comprend en outre un circuit d’alimentation auxiliaire adapté pour générer un courant d’alimentation additionnel qui est versé dans le rail d’alimentation. Ce circuit d’alimentation auxiliaire comprend :
- un condensateur ayant une première borne connectée à une borne de drain du transistor laquelle est également couplée à une borne de la bobine d’induction, ainsi qu’une seconde borne ;
- une première diode connectée à la seconde borne du condensateur par son anode et au rail d’alimentation de l’alimentation principale par sa cathode; ainsi que,
- une seconde diode connectée à la seconde borne du condensateur par sa cathode et à la masse par son anode..
[0012] La solution ainsi proposée utilise très peu de composants, à savoir : le condensateur connecté au drain du transistor MOS de l'alimentation DC-DC qui envoie le courant additionnel à l'alimentation principale de l'unité logique de commande via la première diode disposée en série, et avec la seconde diode de mise à la masse connectée en antiparallèle. À l'ouverture (« Switch-OFF » en anglais) du transistor MOS, la tension du drain du transistor MOS augmente, et le condensateur série est chargé à partir de la tension de sortie du convertisseur DC-DC. Ce faisant, le condensateur série charge le condensateur de filtrage de l'alimentation principale, en complément du courant de charge délivré par ladite alimentation. À la fermeture (« Switch-ON » en anglais) du transistor MOS, la tension au niveau du drain du transistor MOS descend sous le niveau de la masse, et le condensateur série est déchargé par l’intermédiaire de la diode antiparallèle et du transistor MOS qui est alors passant en sorte que son drain est couplé à sa source donc à la masse, afin de revenir à son état initial.
[0013] Cette alimentation auxiliaire est effective dès que le convertisseur DC-DC commence à commuter, de sorte qu’elle nécessite que l’interrupteur commandé du convertisseur DC-DC possède une alimentation principale pour démarrer, ce qui est le cas avec l’alimentation principale de la logique de commande.
[0014] Avantageusement, la mise en œuvre de l’invention ne nécessite qu’un condensateur de faible valeur, par exemple un condensateur céramique multicouche (MLCC, mis pour « Multilayer Ceramic Capacitor» en anglais), ainsi que deux diodes seulement. Ces composants sont tous des composants standards disponibles sous la forme de composants à montage en surface (CMS), bon marché et facilement intégrables.
[0015] En outre, le courant additionnel fourni par l’alimentation auxiliaire est proportionnel à la fréquence de fonctionnement du convertisseur DC-DC c’est-à-dire à la fréquence de commutation du transistor MOS, tout comme le courant d’attaque de grille absorbé par le circuit pilote pour charger la grille de commande dudit transistor MOS. Dit autrement, plus la fréquence de commutation du transistor MOS augmente en sorte que le courant nécessaire à la charge de sa grille de commande augmente, et plus le courant additionnel fourni par l’alimentation auxiliaire augmente. Les deux peuvent ainsi se compenser indépendamment de la fréquence. En outre, la quantité d’énergie supplémentaire apportée par l’alimentation auxiliaire peut être facilement réglée par la valeur du condensateur série si nécessaire.
[0016] Enfin, la mise en œuvre de l’invention évite l'utilisation d'un transformateur ou d'une inductance supplémentaire couplée à l’inductance d’accumulation comme dans les solutions connues dans l’art antérieur, laquelle inductance supplémentaire nécessite souvent un changement de technologie des bobines et se traduit par une augmentation significative des coûts.
[0017] Des modes de mise en œuvre, pris isolément ou en combinaison, prévoient en outre que :
- le transistor à effet de champ peut être un transistor MOS, le circuit pilote étant alors adapté pour charger et décharger la grille de commande du transistor MOS à partir d’un courant tiré sur le rail d’alimentation de l’alimentation principale ;
- la bobine d’induction et le transistor à effet de champ peuvent être agencés selon une structure sans couplage galvanique entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur ;
- la bobine d’induction et le transistor à effet de champ peuvent alors être agencés selon une structure de type Boost ;
- en variante, la bobine d’induction et le transistor à effet de champ peuvent être agencés selon une structure de type Buck ;
- en variante encore, la bobine d’induction et le transistor à effet de champ peuvent être agencés selon une structure de type Buck-Boost ;
- dans une autre forme de réalisation, la bobine d’induction et le transistor à effet de champ peuvent être agencés selon une structure avec couplage galvanique entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur ;
- la bobine d’induction et le transistor à effet de champ peuvent alors être agencés selon une structure de type Flyback ;
- le transistor MOS peut être commandé en commutation entre un état passant et un état bloqué par l’unité de commande via le circuit pilote, à une fréquence déterminée et/ou avec un rapport cyclique déterminé qui sont fonction du rapport souhaité de la tension de sortie sur la tension d’entrée ;
- le transistor est commandé à une fréquence et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction continue ;
- le transistor est configuré et commandé à une fréquence et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction discontinue ;
- le transistor est configuré et commandé à une fréquence et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction critique ; et, enfin,
- le transistor est configuré et commandé à une fréquence (Freq) et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction "quasi- résonnant".
[Description des dessins]
[0018] D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels :
[Fig. 1] la figure 1 est un schéma d’un exemple de convertisseur de tension continu-continu pour véhicule automobile selon l’art antérieur, dans lequel des modes de réalisation de l’invention peuvent être mis en œuvre ;
[Fig. 2] la figure 2 est un schéma illustrant le principe fonctionnel de l’invention appliqué au convertisseur de la figure 1 ;
[Fig. 3] la figure 3 est un schéma du convertisseur de la figure 1 incorporant le circuit de génération d’un courant d’alimentation supplémentaire selon des modes de réalisation de l’invention ;
[Fig. 4] la figure 4 est un chronogramme illustrant l’ondulation de la tension d’alimentation de de la logique de commande du convertisseur de tension de la figure 3 provoquée par la mise en œuvre de l’invention ;
[Fig. 5] la figure 5 est un un chronogramme illustrant l’évolution, en fonction du temps, d’autres tension remarquables du du convertisseur de tension de la figure 3.
[Description des modes de réalisation]
[0019] Dans la description de modes de réalisation qui va suivre et dans les Figures des dessins annexés, les mêmes éléments ou des éléments similaires portent les mêmes références numériques aux dessins. [0020] Le principe de la plupart des convertisseurs DC-DC à découpage consiste à charger une bobine d’induction (ou inductance) avec un courant primaire sous la tension d’entrée, et à couper le courant cycliquement, à l'aide d'un interrupteur électronique commandé. A l’ouverture de l’interrupteur, tout ou partie de l’énergie accumulée dans la bobine sous forme magnétique, est restituée sous la forme d’un courant secondaire pour générer la tension de sortie. L’interrupteur électronique est généralement un transistor à effet de champs, par exemple de type MOS, fonctionnant en commutation. Dans ce mode de fonctionnement, le transistor commute alternativement, à une fréquence donnée et avec un rapport cyclique donné (qui peuvent être fixes ou variables), d’un état passant (interrupteur fermé) à un état bloqué (interrupteur ouvert), et réciproquement. A cet effet, le transistor MOS est commandé par une unité logique de commande, qui est alimentée sous une tension d’alimentation de niveau déterminé.
[0021] L’homme du métier appréciera que l’invention s’applique aux convertisseurs DC-DC à découpage (ou hacheurs de tension) dans lesquels le niveau de la tension de sortie Vout du convertisseur DC-DC est de préférence sensiblement supérieur au niveau de la tension d’alimentation Vs de la logique de commande du transistor MOS.
[0022] Dans un véhicule automobile, un convertisseur de tension DC-DC permet de transformer une tension continue d'entrée en une tension continue de sortie qui est généralement, mais non nécessairement, plus élevée. Dans l’application qui est considérée ici à titre d’exemple, la tension d’entrée peut être une tension de 12 V fournie par la batterie du véhicule. Dit autrement, la batterie de service du véhicule est la source de la tension d’entrée. La tension de sortie peut être une tension plus élevée, par exemple une tension de 65 V, permettant d’attaquer les injecteurs du moteur thermique du véhicule. Dans un tel exemple d’application, la charge du convertisseur DC-DC (non représentée aux figures) est constituée par les solénoïdes des injecteurs. Cette charge absorbe une puissance typiquement comprise entre 40 et 100 Watts (W), en fonction du régime du moteur du véhicule automobile, sous une tension de pilotage de 65 V. L’homme du métier appréciera toutefois que l’invention n’est nullement limitée à cet exemple, et peut s’appliquer à tout convertisseur DC-DC de véhicule automobile.
[0023] Dans l’exemple qui sera décrit dans ce qui suit en référence aux figures des dessins, le convertisseur DC-DC est de type élévateur de tension (ou « Step-Up converter» en anglais, aussi connu sous le nom de « Boost » par l'homme du métier). Un tel convertisseur Boost, ou hacheur parallèle, forme une alimentation à découpage qui convertit une tension continue d’entrée en une autre tension continue de sortie de valeur plus élevée. Dit autrement, sa tension de sortie Vout est supérieure à sa tension d'entrée. Dans l’exemple d’application considéré ici, la tension d’entrée est la tension Vbat délivrée par la batterie du véhicule, qui est égale par exemple à 12 V.
[0024] Dans une variante, le convertisseur DC-DC peut aussi être de type abaisseur de tension (ou « Step-Down converter» en anglais, aussi connu sous le nom de convertisseur « Buck » par l'homme du métier). La tension de sortie d’un convertisseur Buck est moins élevée que sa tension d'entrée. Un tel convertisseur abaisseur permet d’augmenter le courant de sortie moyen avec une réduction de tension.
[0025] Le convertisseur DC-DC peut aussi être de type abaisseur-élévateur de tension
(aussi connu sous le nom de convertisseur « Buck-Boost » par l'homme du métier).
Un tel convertisseur est abaisseur ou élévateur selon le rapport cyclique du transistor de commande, mais produit une tension de sortie qui est opposée en polarité à la tension d'entrée.
[0026] Tous les types de convertisseurs DC-DC donnés ci-dessus sont des convertisseurs sans isolation galvanique entre l'entrée et la sortie (/.e., entre la tension d’entrée Vbat et la tension de sortie du convertisseur Vout). La mise en œuvre de l’invention est particulièrement avantageuse pour de tels convertisseurs DC-DC. En effet, et contrairement aux convertisseurs connus par l’homme du métier sous le nom de convertisseur « Flyback », lesquels sont très répandus, les convertisseurs DC-DC sans isolation galvanique entre la tension d’entrée Vbat et la tension de sortie Vout n’ont pas de transformateur. Un tel transformateur est en réalité composé d’au moins deux inductances couplées via un noyau magnétique commun, à savoir une inductance primaire disposée du côté de l’entrée du convertisseur et une inductance secondaire disposée du côté de la sortie du convertisseur. Par conséquent la solution connue dans l’art antérieur qui consiste à prévoir une bobine supplémentaire au primaire ou au secondaire du transformateur afin de « prélever » dans le transformateur un courant d’alimentation supplémentaire pour la logique de commande du transistor MOSFET, ne peut pas être utilisée pour les convertisseurs DC-DC sans isolation galvanique.
[0027] En outre, l’invention s’applique aussi aux convertisseurs DC-DC de type Flyback avec isolation galvanique entre l'entrée et la sortie, en évitant alors la nécessité de prévoir un enroulement supplémentaire au niveau du transformateur. Un convertisseur Flyback est l'équivalent d'un convertisseur DC-DC de type Buck-Boost dans lequel on aurait remplacé l'inductance par deux inductances couplées jouant le rôle de transformateur.
[0028] La figure 1 montre un exemple de convertisseur de tension DC-DC pour véhicule automobile selon l’art antérieur, dans lequel des modes de réalisation de l’invention peuvent être mis en œuvre. Le convertisseur 55 ainsi montré est adapté pour être embarqué dans un véhicule automobile. Il peut fournir, par exemple à partir d’une tension d’entrée Vbat qui est la tension de la batterie du véhicule, une tension de sortie Vout permettant de piloter des injecteurs de carburant dans le cas d’un véhicule à moteur thermique. Par exemple, la tension de sortie Vout est égale à 65 V. Bien entendu, les mises en œuvre de l’invention ne se limitent pas à cet exemple.
[0029] Le convertisseur 55 est un convertisseur de type Boost. Il comprend à cet effet un interrupteur électronique de puissance T1, qui découpe la tension d’entrée Vbat à une fréquence Freq fixe ou variable et avec un rapport cyclique l qui dépend du ratio Vbat / Vout désiré. L'interrupteur T 1 est implémenté ici par un transistor à effet de champs, par exemple un transistor MOSFET de puissance. Il possède un drain D, une source S, et une grille de commande G. Il est utilisé en commutation. Dit autrement, il est rendu périodiquement conducteur et, alternativement, non- conducteur avec le rapport cyclique l, à la fréquence Freq = 1/T où T désigne la période, sous la commande d’une logique de commande et via un circuit pilote de grille 53. La fréquence Freq peut être variable en fonction de Vbat et Vout pour la valeur maximum, mais aussi en fonction du régime moteur en ce qui concerne la fréquence moyenne.
[0030] Avec les technologies de transistors MOS les plus récentes, la fréquence Freq peut être aussi élevée que 500 kHz, par exemple. Donc la période T peut être égale à 2 ps. Le rapport cyclique l dépend du ratio Vbat/Vout désiré.
[0031] Dans l’exemple représenté, le convertisseur 55 est un convertisseur DC-DC de type Boost. Il comprend une inductance L1 entre la borne délivrant la tension d’entrée Vbat, d’une part, et le drain D du transistor T 1 d’autre part. La source S du transistor T1 est couplée à la masse, par exemple à travers une résistance de mesure R1, laquelle mesure n’est qu’une option. En outre, le convertisseur 55 comprend, en parallèle avec le transistor T1 et la résistance R1, une diode D3 couplée à l’inductance L1 par son anode, et couplée à la masse par sa cathode via un condensateur C3. La sortie du convertisseur est prise aux bornes du condensateur C3, i.e., sur la cathode de la diode D3.
[0032] Le principe de fonctionnement du convertisseur 55 est le suivant : l’inductance L1 et l’interrupteur électronique T1 forment le circuit primaire. Ils sont placés en série entre la masse et la source de la tension d’entrée Vbat qui est plus élevée. Dans l’exemple représenté, l'interrupteur électronique T 1 est un transistor MOS de type N disposé du côté de la masse. Dans tous les cas, le transistor T1 est utilisé en commutation. La tension crête à crête de la forme d'onde Vd_T 1 mesurée aux bornes du transistor T 1 , i.e., sur le drain D de ce transistor, dépasse la tension d'entrée Vbat. En effet, l'inductance L1 répond aux changements de courant en induisant sa propre tension pour contrer le changement de courant, et cette tension induite s'ajoute à la tension d’entrée Vbat lorsque l'interrupteur T 1 est ouvert. Le circuit secondaire du convertisseur comprend la combinaison de la diode D3 et du condensateur de stockage C3 en série avec ladite diode, ladite combinaison série étant placée en parallèle avec l’interrupteur T1. Plus particulièrement, l’anode de la diode D3 est connectée au drain D du transistor T1 et sa cathode est couplée à la masse à travers le condensateur de stockage C3. Ainsi, la tension de crête Vd_T 1 peut être stockée dans le condensateur C3. Le condensateur de stockage C3 peut alors être utilisé comme source de la tension continue de sortie Vout, supérieure à la tension continue d’entrée Vbat. Ce convertisseur élévateur agit comme un convertisseur élévateur de tension DC-DC.
[0033] Le fonctionnement du convertisseur 55 de type Boost peut être divisé en deux phases distinctes, selon l'état de l'interrupteur électronique formé par le transistor T 1 :
- une phase d'accumulation d'énergie (pour les instants t tels que 0 < t < AT), lorsque l'interrupteur T 1 est fermé (état passant du transistor) : l'augmentation du courant circulant dans l'inductance L1 entraîne le stockage d'une quantité d'énergie sous forme d'énergie magnétique dans cette inductance. La diode D3 est alors bloquée, du fait que la tension Vds entre le drain D et la source S du transistor T 1 est sensiblement égale à zéro (la tension Vd_T 1 sur le drain de T1 étant inférieur à la tension Vout aux bornes du condensateur C3) ; et,
- une phase de restitution d’énergie (pour les instants t tels que AT < t < T), lorsque l'interrupteur T 1 est ouvert (état bloqué du transistor) : la diode D3 devient conductrice quand on ouvre l’interrupteur T1 (à l’instant t = AT) et l'inductance L1 se trouve alors en série entre la borne de la batterie et la charge, à travers la diode D3. Sa force électromotrice (f.e.m.), qui est homogène à une tension et s’exprime donc en Volt (V) s'additionne alors à la tension d’entrée Vbat (effet survolteur) de sorte que la tension de l’inductance L1 dépasse la tension de sortie Vout. Le courant restitué par l'inductance L1 traverse alors la diode D3, et ensuite le condensateur C3 en parallèle avec la charge. Il en résulte un transfert de l'énergie accumulée dans l'inductance L1 vers la charge et, pour le surplus, dans le condensateur de stockage C3. Dit autrement, l'énergie stockée dans l’inductance L1 durant la phase d’accumulation est transférée à la charge et au condensateur de stockage C3 pour l’excédent.
[0034] On rappelle que le rapport cyclique l du convertisseur DC-DC représente la fraction de la période T (T = 1/Freq) pendant laquelle l'interrupteur T1 conduit. Ce rapport est compris entre 0 (si le transistor T1 ne conduit jamais) et 1 (si le transistor T 1 conduit tout le temps, ce qui est interdit sous peine de destruction du convertisseur). On peut montrer que la tension de sortie Vout dépend de la tension d’entrée, à savoir de la tension de la batterie Vbat, de la manière suivante :
Vout 1
Vbat (1 — l)
Grâce à cette expression, on peut voir :
- que la tension de sortie Vout est toujours supérieure à celle d'entrée Vbat (le rapport cyclique l variant entre 0 et 1) ;
- qu’elle augmente avec l ; et,
- que théoriquement elle peut être infinie lorsque l se rapproche de 1 (c'est pour cette raison que l'on parle d’effet survolteur).
[0035] Le convertisseur 55 peut être adapté pour générer, dans l’application envisagée et décrite ci-dessus, une puissance maximum comprise entre environ 40 W et environ 100 W selon le dimensionnement des éléments de puissance et de commande.
[0036] La logique de commande du transistor MOS peut être mise en œuvre, par exemple, sous la forme d’un logiciel opérationnel embarqué et exécuté dans un microcontrôleur (ou un circuit dédié) 52. Ce microcontrôleur, ainsi éventuellement que d’autres composants électroniques comparables sont symboliquement désignés par la même référence 52 dans les figures des dessins. Ils sont alimentés par une alimentation électrique 51, disposée entre un rail d’alimentation 511 et la masse et associée à un filtre de lissage 512. Ils absorbent ensemble un courant i_app délivré par l’alimentation 51 sous une tension d’alimentation Vs. Dans l’exemple représenté, la valeur nominale de la tension d’alimentation Vs est égale à 5 V. Cette tension est rendue disponible sur le rail d’alimentation 511. Le filtre de lissage 512 de l’alimentation principale 51 peut comprendre un condensateur de filtrage C2 disposé en parallèle avec celle-ci, entre le rail d’alimentation 511 et la masse. Dans l’exemple représenté, la valeur de la capacité du condensateur C2 est égale à 10 pF. Le filtre de lissage 512 a pour fonction de réduire la variation de la tension Vs en sortie de l’alimentation 51, sur le rail d’alimentation 512. Plus la capacité du condensateur C2 est grande, plus celui-ci lisse la tension Vs, c’est-à-dire moins la tension Vs chute par l’effet des pics du courant i_app et des autres courants tirés sur l’alimentation 51 (comme le courant i_gd, voir plus loin). La valeur du condensateur C2 est toutefois un compromis entre une faible ondulation de la tension Vs d'une part, et le -prix et encombrement d'autre part.
[0037] La tension d’alimentation Vs de 5 V peut être obtenue à l’aide d’un convertisseur DC- DC à commutation, par exemple un convertisseur de type abaisseur de tension à partir de la tension Vbat de 12 V, par exemple, ou par tout autre moyen, par exemple un régulateur linéaire à faible chute de tension (ou régulateur LDO, de l’anglais « Low Dropout Regulator») Il s’agit bien entendu, le cas échéant, d’un autre convertisseur DC-DC que le convertisseur 55, et qui est adapté pour délivrer une puissance de quelques dizaines de Watts seulement, par exemple une puissance comprise entre environ 5 W et environ 20 W. Cet autre convertisseur DC-DC n’est pas l’objet de la présente description.
[0038] Par souci d’économie, qui se manifeste en pratique par un dimensionnement des composants constitutifs de l’alimentation 51 au plus près du besoin, celle-ci n’est adaptée pour délivrer dans le rail d’alimentation 511, sous la tension nominale Vs, qu’un courant maximum de valeur déterminée, par exemple 200 mA comme représenté aux dessins, juste suffisant pour couvrir les cas d’usage possibles. Ce courant maximum est un paramètre critique, notamment si un modèle de microcontrôleur plus gourmand en courant est substitué, selon les contraintes propres à chaque application, à celui pour lequel l’alimentation a été dimensionnée.
[0039] Le pilote de grille 53 délivre une tension à la fréquence Freq, dite tension de commande, qui est appliquée sur la grille de commande G du transistor T1 du convertisseur 55. Cette tension de commande est adaptée pour attaquer la grille G du transistor T 1 , c’est-à-dire pour charger et décharger sa capacité de grille à la fréquence Freq. Pour générer cette tension de commande, le pilote de grille 51 absorbe un courant i_gd, qui est également délivré (comme le courant i_app) par l’alimentation 51 à partir du rail d’alimentation 511 sous la tension d’alimentation Vs. Le courant i_gd peut, lorsque la fréquence moyenne augmente, (par exemple pour un régime du moteur automobile supérieur à une valeur comprise entre 4500 tr/min et 6000 tr/min), atteindre une valeur de l’ordre de 40 mA par exemple.
[0040] Dans ces conditions, il est possible que la somme i_tot des courants i_app et i_gd tirés sur l’alimentation 51 dépasse la valeur maximum du courant que l’alimentation 51 peut délivrer sous la tension d’alimentation nominale Vs, avec les conséquences qui ont été présentées en introduction. Ces conséquences comprennent notamment l’écroulement du niveau de la tension Vs disponible sur le rail d’alimentation 511, nonobstant le circuit de filtrage 512 sauf à augmenter la valeur du condensateur C2 au-delà de ce qui est acceptable en termes de coût et d’encombrement. Cette chute de la tension Vs peut occasionner une réinitialisation involontaire, i.e., intempestive du microcontrôleur 52 et/ou de tout autre microcontrôleur ou circuit alimenté par l’alimentation 51. Dans l’exemple illustré par la figure 1, où i_app est égal à 180 mA, où i_gd est égal à 40 mA, le courant total tiré sur l’alimentation 51 est égal à 220 mA. Ceci est supérieur au courant maximum que, par construction, cette alimentation 51 peut délivrer sous la tension nominale Vs égale à 5 V, à savoir 200 mA dans l’exemple.
[0041] Le niveau de la tension d’alimentation Vs risque alors de s’effondrer en dessous de sa valeur nominale de 5 V, et atteindre une valeur sensiblement inférieure, par exemple 4 V voire 3.5 V ou moins encore. Si le niveau de la tension d’alimentation Vs passe en-dessous d’un certain seuil, même transitoirement, il est possible qu’une fonction de sécurité interne du microcontrôleur 52 occasionne la coupure de ce circuit. Le redémarrage automatique du microcontrôleur 52 peut ensuite intervenir si/lorsque le niveau de la tension d’alimentation Vs repasse au-dessus d’un seuil requis. Une telle réinitialisation du microcontrôleur 52 est toutefois pénalisante pour le fonctionnement du véhicule automobile.
[0042] En référence au schéma fonctionnel de la figure 2, des modes de réalisation de l’invention permettent de générer un courant i_add qui est sommé avec le courant i-tot délivré par l’alimentation 51 afin de fournir les courants i_app et i_gd, qui sont absorbés par le microcontrôleur 52 et par le pilote de grille 53, respectivement. Ce courant i_add est appelé courant d’alimentation additionnel, en ce sens qu’il s’ajoute au courant délivré par l’alimentation 51. Comme cela est symbolisé à la figure par une flèche en trait pointillé, le courant additionnel i_add est généré par un circuit d’alimentation auxiliaire (non représenté à la figure 2) à partir du convertisseur 55 dont l’interrupteur de puissance T 1 (voir figure 1) est commandé via le pilote de grille 53. On rappelle que ce convertisseur DC-DC découpe une tension d’entrée Vbat afin de générer une tension de sortie Vout, grâce à la commutation du transistor T 1 entre l’état passant et l’état bloqué, à la fréquence Freq et avec le rapport cyclique l. Cela signifie que l’énergie permettant de générer la courant additionnel i_add est, en fait, extraite de la source d’alimentation qui délivre la tension d’entrée Vbat, à savoir la batterie de service du véhicule dans l’exemple considéré ici.
[0043] Les considérations qui précèdent appellent deux observations :
- d’une part, et comme il apparaîtra de l’exposé détaillé de modes de réalisation qui sera donné plus bas, la solution proposée est plus efficace si le niveau de la tension de sortie Vout est supérieur au niveau de la tension d’alimentation Vs de la logique de commande du transistor T 1 , sinon le système peut exiger de prévoir dans le circuit d’alimentation auxiliaire un condensateur série C1 de forte valeur ce qui peut pénaliser le convertisseur 55; et,
- d’autre part, il convient que le transistor T 1 ait commencé à fonctionner pour générer la tension de sortie Vout avant que l’apport du courant d’alimentation additionnel i_add devienne nécessaire afin de maintenir le fonctionnement de la logique de commande 52 opérationnel. En pratique, ceci est toujours le cas dans une application au contrôle du moteur thermique d’un véhicule automobile, tel qu’envisagé. En effet, le moteur thermique n’est démarré (occasionnant donc une consommation accrue des circuits 52 et 53), que lorsque la tension Vout a atteint sa valeur nominale (ici 65 V) de fonctionnement des injecteurs, ce qui permet le fonctionnement du circuit de génération 54. Dit autrement, le courant d’alimentation additionnel i_add n’est jamais nécessaire pour assurer le fonctionnement de la logique de commande 52 qui commande le pilote de grille 53 avant que la tension de sortie Vout soit établie par le découpage de la tension d’entrée par l’interrupteur commandé T1.
[0044] En référence maintenant à la figure 3, les modes de réalisation de l’invention implémentent un circuit d’alimentation auxiliaire 54 qui est adapté pour la génération d’un courant d’alimentation additionnel i_add. Ce courant i_add est fourni dans le rail d’alimentation 511 de l’alimentation principale 51. En tant que de besoin, le courant d’alimentation additionnel i_add est absorbé en tout ou en partie par l’entrée d’alimentation du pilote de grille 53, en supplément du courant i_gd déjà fourni par l’alimentation principale 51 de la logique de commande 52 qui commande l’interrupteur électronique comprenant le transistor T1 via ledit pilote de grille 53. Le surplus de courant i_add peut être absorbé par le condensateur C2 du circuit de filtrage 512 de l’alimentation principale 51. [0045] Le circuit d’alimentation auxiliaire 54 comprend un condensateur C1 ayant une première borne et une seconde borne, monté en série. La première borne du condensateur série C1 est couplée au drain D du transistor T1 du convertisseur de tension 55, lequel drain est également couplé à la bobine L1 dudit convertisseur. La seconde borne du condensateur série C1 est couplée au rail d’alimentation 511 de l’alimentation principale 51 (donc à l’entrée d’alimentation du pilote de grille 53) via une première diode D1 connectée en série et en sens direct (« forward direction » en anglais), c’est-à-dire avec son anode du côté du drain D de T1 et sa cathode du côté du pilote de grille 53). En outre, le circuit 54 comprend une seconde diode D2, agencée pour assurer la décharge par mise à la masse du condensateur série C1. A cet effet, la diode D2 est connectée à la masse en antiparallèle avec le condensateur C1, c’est-à-dire qu’elle est couplée à la masse par son anode et à la seconde borne du condensateur C1 par sa cathode.
[0046] Le condensateur C1 peut être un condensateur MLCC, i.e., un condensateur céramique multicouche, à montage en surface. Les diodes D1 et D2 peuvent aussi être des composants disponibles sous la forme de composants à montage en surface (CMS). Avantageusement, ces composants sont des composants standards, bon marché et facilement intégrables.
[0047] Le fonctionnement du circuit d’alimentation auxiliaire 54 de génération d’un courant d’alimentation additionnel est le suivant. À l'ouverture (« Switch-OFF » en anglais) du transistor T1 , la tension sur son drain D augmente, et établit un courant qui charge le condensateur série C1 ainsi que le condensateur C2 du circuit de filtrage 512 de l’alimentation 51. Dit autrement, le condensateur C1 connecté au drain du transistor MOS de l'alimentation DC-DC envoie un courant additionnel i_add dans le rail d’alimentation 511 de l'alimentation 51 de l'unité logique de commande via la première diode D1 disposée en série. À la fermeture (« Switch-ON » en anglais) du transistor T1 , la tension au niveau de son drain D descend sous le niveau de la masse, et le condensateur série C1 est déchargé par l’intermédiaire de la diode antiparallèle D2.
[0048] En négligeant la chute de tension aux bornes de la diode série D1, la valeur moyenne du courant prélevé dans le convertisseur DC-DC 55 est égale à C1 x AV x Freq, où AV désigne la différence de potentiel entre la tension Vd_T 1 sur le drain D du transistor T1 , d’une part, et le niveau de la tension d’alimentation Vs de la logique de commande 52. [0049] L’homme du métier appréciera que, avantageusement, la puissance supplémentaire fournie par le circuit d’alimentation auxiliaire 54 est donc proportionnelle à la fréquence de fonctionnement Freq du convertisseur DC-DC c’est-à-dire à la fréquence de commutation du transistor T 1. C’est également le cas du courant i_gd absorbé par le circuit pilote 53 pour charger la grille dudit transistor T 1 , qui est égal à Qg_tot x Freq, où Qg_tot désigne la charge totale de la capacité grille-source du transistor T1. Dit autrement, plus la fréquence de commutation Freq du transistor MOS augmente en sorte que le courant i_gd nécessaire à la charge de sa grille de commande augmente, et plus le courant supplémentaire i_add fourni par l’alimentation auxiliaire augmente. Les deux phénomènes peuvent se compenser, indépendamment de la fréquence Freq, en choisissant ou en réglant la valeur du condensateur série C1.
[0050] L’homme du métier appréciera qu’il ne faut pas, toutefois, que le circuit d’alimentation auxiliaire 54 injecte trop de courant dans le rail positif 511 de l’alimentation principale 51, eu égard au courant i_gd appelé par le circuit pilote 53 pour attaquer le transistor T1. Sinon, la tension aux bornes du condensateur C2 du filtre 512 de l’alimentation principale 51 augmente du fait de sa charge par le courant i_add . En effet, la plupart des alimentations comme l’alimentation 51 ne sont pas conçues pour absorber le courant en excès. Si la tension Vs dépasse un certain seuil, par exemple 6 V, cela peut donc endommager le microcontrôleur 52 ou les autres circuits alimentés sous la tension d’alimentation Vs. Un dimensionnement ad-hoc du condensateur série C1 permet d’éviter cela. Dans un exemple, on choisit la valeur de C1 de telle sorte que le courant additionnel i_add (moyen) soit au plus égal à la consommation i_gd du circuit 53, par exemple 30 mA dans l’exemple, pour un régime du moteur thermique du véhicule sensiblement égal à 3000 tr/mn. Dans l’exemple représenté, la capacité du condensateur C1 est égale à 1 nF.
[0051] On notera, en outre, que la diode série D1 ainsi connectée permet d’empêcher que du courant s’écoule depuis le rail d’alimentation 511 de l’alimentation principale 51 vers le drain D du transistor T 1.
[0052] L’alimentation auxiliaire constituée par le circuit 54 est effective dès que le convertisseur DC-DC 55 commence à générer la tension de sortie Vout, c’est-à-dire dès que le transistor T1 du convertisseur 55 commence à commuter, autrement dit avant le démarrage du moteur du véhicule automobile. Ainsi, cette alimentation auxiliaire nécessite simplement que le convertisseur DC-DC possède une alimentation principale pour démarrer, ce qui est le cas avec l’alimentation 51. [0053] Une ondulation (« ripple » en anglais) de la tension Vs est générée par le fonctionnement du circuit d’alimentation auxiliaire 54. Elle peut être mesurée, par exemple, aux bornes du condensateur de filtrage C2 de l’alimentation principale 51. Sur le graphe de la figure 4, la courbe 43 montre l’allure, en fonction du temps t, du courant additionnel i_add aux bornes de la diode série D1 de l’alimentation auxiliaire 54 exprimée en ampères (A), et la courbe 45 montre l’allure, en fonction du temps t de l’ondulation de la tension Vs exprimée en millivolts (mV). On voit que cette ondulation est limitée à 6mV crête à crête, ce qui est tout à fait tolérable. On notera par ailleurs que le courant moyen dans la diode série D1 avoisine 30 mA provoqué par des pics de courant de 2 A environ, de très faible durée.
[0054] Par ailleurs, on peut limiter la valeur des pics de courant dans la diode D1 et les condensateurs C1 et C2 en augmentant la capacité Miller du transistor T1. A cet effet, dans un mode de réalisation, on ajoute un condensateur C4, par exemple de 10 nF, entre le drain D et la source S du transistor T 1. L’homme du métier appréciera que ce condensateur C4 a aussi un rôle dans le fonctionnement du convertisseur 55 (diminution des émissions radioélectriques et/ou diminution des pertes). Ces pics de courant se produisent aux instants successifs t=1 ps, t=3 ps, t=5 ps, dans l’exemple représenté dans lequel la période T est égale à 2 ps (i.e., où la fréquence de commutation Freq du transistor de hachage T1 est égale à 500 kHz). Il s’agit des instants auxquels se produit l’ouverture (« switch-OFF ») du transistor T1.
[0055] Le graphe de la figure 5 montre trois autres courbes qui illustrent le fonctionnement du circuit d’alimentation auxiliaire 54. Ainsi :
- la courbe 41 montre l’allure, en fonction du temps t, de la tension Vd_T1 sur le drain D du transistor de découpage T1, exprimée en volts (V) avec un facteur d’échelle de un dixième (i.e., la tension égale à 0,1 x Vd_T1) pour des raisons de lisibilité du graphe ;
- la courbe 42 montre l’allure, en fonction du temps t, de la tension Va_D1 sur l’anode de la diode série D1, exprimée en volts (V); et,
- la courbe 44 montre l’allure, en fonction du temps t, du courant i_D2 dans la diode antiparallèle D2, exprimé en ampères (A).
[0056] La présente invention a été décrite et illustrée dans la présente description détaillée et dans les figures des dessins annexés, dans des formes de réalisation possibles.
La présente invention ne se limite pas, toutefois, aux formes de réalisation présentées. D’autres variantes et modes de réalisation peuvent être déduits et mis en œuvre par l’homme du métier à la lecture de la présente description et des dessins annexés.
[0057] Ainsi par exemple, dans des modes de réalisation, le convertisseur DC-DC est configuré pour fonctionner en mode de conduction continue, en mode de conduction discontinue, en mode de conduction critique, ou en mode de commutation "quasi- résonnant". Ces résultats peuvent être obtenus, notamment, par un dimensionnement ad-hoc des composants et/ou en adaptant la fréquence Freq et/ou le rapport cyclique l auquel le transistor T1 est commandé. Cela permet de-jouer sur les pertes dans les divers composants, et donc sur le rendement du convertisseur de tension. Quand un convertisseur sans isolation galvanique entre l’entrée et la sortie de type Boost, de type Buck ou de type Buck-Boost travaille en mode de conduction continue, le courant traversant l'inductance ne s'annule jamais. Quand un convertisseur Flyback avec isolation galvanique entre l’entrée et la sortie travaille en mode de conduction continue, le flux dans le transformateur ne s'annule jamais. Le régime de conduction critique situe la limite entre le régime de conduction continue et le régime de conduction discontinue. Le régime de commutation "quasi-résonnant" est aussi connu sous le nom de commutation sous une condition de tension nulle (« Zéro Voltage Switching » en anglais).
[0058] En outre, l’invention peut être appliquée de manière générale à une alimentation de puissance à commutation (ou SMPS, de l’anglais « Switch-Mode Power Supply »).
[0059] Dans les revendications, le terme "comprendre" ou "comporter" n’exclut pas d’autres éléments ou d’autres étapes. Les différentes caractéristiques présentées et/ou revendiquées peuvent être avantageusement combinées. Leur présence dans la description ou dans des revendications dépendantes différentes, n’excluent pas cette possibilité. Les signes de référence ne sauraient être compris comme limitant la portée de l’invention.

Claims

Revendications
[Revendication 1] Convertisseur de tension continu-continu à découpage pour véhicule automobile, comprenant, une bobine d’induction (L1) ainsi qu’un transistor à effet de champ (T1) agencés entre la masse du véhicule et une tension d’entrée (Vbat) pour générer une tension de sortie (Vout) différente de la tension d’entrée lorsque le transistor est utilisé en commutation sous la commande d’une unité logique de commande (52) associée à un circuit pilote (53), ladite unité de commande et ledit circuit pilote étant alimentés à partir d’un rail d’alimentation commun (511) alimenté en courant par une source d’alimentation principale (51), le convertisseur de tension DC-DC comprenant en outre un circuit d’alimentation auxiliaire (54) adapté pour générer un courant d’alimentation additionnel (i_add) qui est versé dans le rail d’alimentation, ledit circuit d’alimentation auxiliaire comprenant :
- un condensateur (C1) ayant une première borne connectée à une borne de drain (D) du transistor laquelle est également couplée à une borne de la bobine d’induction (L1), ainsi qu’une seconde borne ;
- une première diode (D1) connectée à la seconde borne du condensateur par son anode et au rail d’alimentation (511) de l’alimentation principale (51) par sa cathode; ainsi que,
- une seconde diode (D2) connectée à la seconde borne du condensateur par sa cathode et à la masse par son anode.
[Revendication 2] Convertisseur de tension selon la revendication 1, dans lequel le transistor à effet de champ (T1) est un transistor MOS, et dans lequel le circuit pilote (53) est adapté pour charger et décharger la grille de commande du transistor MOS à partir d’un courant (i_gd) tiré sur le rail d’alimentation (511) de l’alimentation principale.
[Revendication 3] Convertisseur de tension selon la revendication 1 ou la revendication 2, dans lequel la bobine d’induction et le transistor à effet de champ sont agencés selon une structure sans couplage galvanique entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur.
[Revendication 4] Convertisseur de tension selon la revendication 3, dans lequel la bobine d’induction et le transistor à effet de champ sont agencés selon une structure de type Boost.
[Revendication 5] Convertisseur de tension selon la revendication 3, dans lequel la bobine d’induction et le transistor à effet de champ sont agencés selon une structure de type Buck.
[Revendication 6] Convertisseur de tension selon la revendication 3, dans lequel la bobine d’induction et le transistor à effet de champ sont agencés selon une structure de type Buck-Boost.
[Revendication 7] Convertisseur de tension selon la revendication 1 ou la revendication 2, dans lequel la bobine d’induction et le transistor à effet de champ sont agencés selon une structure avec couplage galvanique entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur.
[Revendication 8] Convertisseur de tension selon la revendication 5, dans lequel la bobine d’induction et le transistor à effet de champ sont agencés selon une structure de type Flyback.
[Revendication 9] Convertisseur de tension dans lequel le transistor MOS est commandé en commutation entre un état passant et un état bloqué par l’unité de commande via le circuit pilote, à une fréquence déterminée et/ou avec un rapport cyclique déterminé qui sont fonction du rapport souhaité de la tension de sortie sur la tension d’entrée.
[Revendication 10] Convertisseur de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, dans lequel le transistor est configuré et commandé à une fréquence (Freq) et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction continue.
[Revendication 11] Convertisseur de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, dans lequel le transistor est commandé à une fréquence (Freq) et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction discontinue.
[Revendication 12] Convertisseur de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, dans lequel le transistor est commandé à une fréquence (Freq) et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction critique.
[Revendication 13] Convertisseur de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, dans lequel le transistor est commandé à une fréquence (Freq) et/ou avec un rapport cyclique tels que le convertisseur fonctionne en mode de conduction "quasi- résonnant".
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